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Integrierbare Empfängerschaltung - Dokument DE3412191C2
 
PatentDe  


Dokumentenidentifikation DE3412191C2 01.10.1987
Titel Integrierbare Empfängerschaltung
Anmelder Telefunken electronic GmbH, 7100 Heilbronn, DE
Erfinder Böhme, Rolf, Dr., 7107 Bad Friedrichshall, DE;
Frank, Georg, Dr., 7105 Leingarten, DE;
Rinderle, Heinz, 7100 Heilbronn, DE
DE-Anmeldedatum 02.04.1984
DE-Aktenzeichen 3412191
Offenlegungstag 31.10.1985
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 01.10.1987
Veröffentlichungstag im Patentblatt 01.10.1987
IPC-Hauptklasse H04B 1/28
IPC-Nebenklasse H04H 5/00   
Zusammenfassung Bei einer integrierbaren Empfängerschaltung mit Zwei-Phasen-Oszillator, zwei von einem Eingangssignal und je einem Oszillatorsignal gespeisten Mischern und zwei an den Mischerausgängen angeschlossenen ZF-Verstärkern wird ein dritter Mischer vom ersten ZF-Verstärker und vom ersten Ausgang eines zweiten, steuerbaren Zwei-Phasen-Oszillators und ein vierter Mischer vom zweiten ZF-Verstärker und vom zweiten Ausgang des zweiten Zwei-Phasen-Oszillators gesteuert. Die Ausgangssignale des dritten und vierten Mischers werden in einer Summierschaltung vorzeichenbehaftet summiert und nach dem Prinzip eines PLL über ein Schleifenfilter zum Steuereingang des zweiten Zwei-Phasen-Oszillators geführt.

Beschreibung[de]

Die Erfindung betrifft eine integrierbare Empfängerschaltung mit einem ersten Zwei-Phasen-Oszillator, mit zwei von einem Eingangssignal und je einem Oszillatorsignal des ersten Zwei-Phasen-Oszillators gespeisten Mischern, mit einem dritten Mischer, der vom ersten Ausgang eines zweiten Zwei-Phasen-Oszillators gesteuert ist, mit einem vierten Mischer, der vom zweiten Ausgang des zweiten Zwei-Phasen-Oszillators gesteuert ist, und bei der die Ausgangssignale des dritten und vierten Mischers in einer Summierschaltung vorzeichenbehaftet summiert sind.

Eine Empfängerschaltung dieser Art für FM-Signale ist aus der DE-OS 23 58 288 bekannt. Dabei wird über eine Abstimmeinrichtung die Frequenz des ersten Zwei-Phasen-Oszillators auf die mittlere Frequenz des empfangenen Signales eingestellt. Das den ersten beiden Mischern entnommene Ausgangssignal wird über Tiefpaßfilter dem dritten und vierten Mischer zugeführt. Der zweite Zwei-Phasen- Oszillator arbeitet auf einer festen Frequenz, die mindestens den doppelten Wert der Grenzfrequenz der verwendeten Tiefpässe hat.

Eine weitere Schaltung für AM ist in der DE-OS 29 05 331 angegeben. Zwischen ersten und drittem Mischer sowie zwischen zweitem und viertem Mischer sind je ein Tiefpaß und ein Regelverstärker eingefügt. Der zweite Zwei-Phasen-Oszillator arbeitet auf einer festen Frequenz im Bereich 1 bis 1000 Hz und die Frequenz des ersten Oszillators soll gegenüber der Empfangsfrequenz um genau die Frequenz des zweiten Zwei-Phasen-Oszillators phasenstarr versetzt sein, wozu ein Phasenregelkreis angewandt wird.

Die Mischung in das Basisband, d. h. in die Umgebung der Frequenz null und die Verwendung von Tiefpässen zur Kanalselektion führt aber zu spezifischen Schwierigkeiten. Eine erste Schwierigkeit besteht darin, daß die Unvollkommenheit der Mischer und vorzugsweise aktiven Tiefpässe den Signalgrößen eine fehlerhafte Gleichkomponente als Offset und Drift hinzufügen. Diese Gleichkomponente verfälscht die Signale des Basisbandes und führt zu Fehlern in der Demodulation. Dadurch kann das demodulierte Signal unterhalb eines bestimmten Empfangspegels abreißen oder es ergeben sich Verzerrungen und bei FM sie sogenannten Zwitscher-Störungen, indem die Differenzfrequenz zwischen Oszillator- und Eingangssignal im demodulierten Signal hörbar wird. Eine zweite Schwierigkeit bereitet das im Tiefpaß-Bereich wesentlich höhere Rauschen sowie die Empfindlichkeit gegenüber Brummeinstreuungen. Insgesamt hat das zur Folge, daß im Basisband eine wesentlich höhere Mindestamplitude des verstärkten Empfangssignales vorgesehen werden muß und sich der Dynamikbereich des direktmischenden Empfängers gegenüber einem konventionellen Empfänger mit Zwischenfrequenz-Selektion und -Verstärkung stark einengt.

In den genannten Offenlegungsschriften sind Maßnahmen angegeben, um diese Schwierigkeiten zu beseitigen oder zu mildern. Um eine direkte Hörbarkeit des Überlagerungspfeifens bei einem FM-Empfänger zu vermeiden, wird nach der Lehre der DE-OS 23 58 288 die Frequenz des ersten Zwei-Phasen-Oszillators um etwa 10 kHz gegenüber der mittleren Empfangsfrequenz verstimmt. Diese Maßnahme vermag aber nur die statische Störung zu unterdrücken. Bei moduliertem Signal gerät die Differenzfrequenz intermittierend in den Hörbereich und es ergeben sich Verzerrungen und rauschartige Störungen. Eine zweite Verzerrungsquelle ergibt sich aus der nunmehr nicht mehr frequenzsymmetrischen Selektion. Auch in der DE-OS 29 05 331 ist eine Verstimmung als entscheidende Maßnahme eingeführt. Als maximaler Wert der Verstimmung wird 1000 Hz genannt und aus den Darlegungen wird deutlich, daß eine Frequenz am unteren Ende des Hörbereichs bevorzugt wird. Durch Einfügung von Koppelkondensatoren werden die obenerwähnten Gleichkomponenten unterdrückt. Mängel dieser Schaltungsausbildung sind die bereits erwähnte Rausch- und Brummempfindlichkeit und die mit der tiefen Differenzfrequenz verbundenen, großen Zeitkonstanten des Systems, die sich in der Stabilität des Phasenregelkreises und bei der Abstimmung bemerkbar machen. Bedingt durch die tiefe Arbeitsfrequenz des zweiten Zwei-Phasen-Oszillators muß dieser streng sinusförmig arbeiten, während bei Frequenzen über dem Hörbereich ein Rechteck-Generator genügt. Durch die große Zahl großer Kapazitäten wird die Integrierbarkeit negativ beeinflußt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine integrierbare Empfängerschaltung der eingangs erwähnten Art anzugeben, die nicht unter Offset- und Drift-Einflüssen leidet, bei der Verzerrungen und Geräusche aufgrund solcher Einflüsse ausgeschlossen sind, die ohne Nachteil auf Bandmitte abstimmbar ist und deren Dynamikbereich nicht durch tieffrequente Rauschvorgänge oder Brummempfindlichkeit beeinträchtigt ist.

Die genannte Aufgabe wird bei einer integrierbaren Empfängerschaltung der eingangs erwähnten Art nach der Erfindung dadurch gelöst, daß zwischen den Ausgängen des ersten und zweiten Mischers und den Eingängen des dritten und vierten Mischers selektive ZF-Verstärker angeordnet sind und daß das Ausgangssignal der Summierschaltung über ein Schleifenfilter zum Steuereingang des zweiten Zwei-Phasen-Oszillators geführt ist.

Das Steuersignal des zweiten Zwei-Phasen-Oszillators entspricht der Frequenzmodulation des Eingangssignales. Je nach Wahl des Vorzeichens bei der Summierung in der Summierschaltung wird entweder die Empfangsstelle oberhalb oder unterhalb der Oszillatorfrequenz unterdrückt. In weiterer Ausbildung ist vorgesehen, daß ein fünfter und sechster Mischer und eine zweite Summierschaltung vorgesehen sind. Dabei sind die ersten Eingänge des fünften und sechsten Mischers mit den Ausgängen des ersten und des zweiten, selektiven ZF-Verstärkers verbunden und die zweiten Eingänge des fünften und sechsten Mischers mit dem zweiten und ersten Ausgang des zweiten Zwei-Phasen-Oszillators verbunden. Die Ausgangssignale des fünften und sechsten Mischers werden in der zweiten Summierschaltung vorzeichenbehaftet summiert. Das Summensignal entspricht der Amplitudenmodulation des Empfangssignales. Weitere Ausgestaltungen sind in Unteransprüchen und im Ausführungsbeispiel dargestellt.

Die Verwendung selektiver ZF-Filter beseitigt die Schwierigkeiten, die durch Offset und Drift im System mit Tiefpässen verursacht sind, weil diese Filter ihrem Charakter nach Bandpässe sind und keine Gleichgrößen übertragen. Ausgeschlossen sind dadurch auch zusätzliche Rauschquellen oder Brummstörungen. Die systembedingte Unterdrückung der unteren bzw. oberen Spiegelfrequenz erlaubt es, die Zwischenfrequenz so tief zu wählen, daß nur ein gewisser Sicherheitsabstand zum Basisband vorhanden ist. Sie erlaubt weiter, auf eine Vorselektion zu verzichten bzw. die Vorselektion zu vereinfachen. Normalerweise ist es möglich, die selektiven ZF-Filter auf Basis aktiver, integrierbarer Filterschaltungen auszuführen. Besondere Vorteile ergeben sich durch die Verwendung steuerbarer, aktiver Filter. Damit kann die übliche Umschaltung zwischen AM und FM durch eine einfache Steuerspannungsänderung ersetzt werden. Die Rückführung des Ausgangssignales der Summierschaltung über ein Schleifenfilter auf den Steuereingang des zweiten Zwei-Phasen-Oszillators folgt dem Funktionsprinzip eines PLL-Demodulators. Dadurch kann gegenüber dem genannten Stand der Technik ein bestmögliches Schwellwertverhalten und eine hohe Linearität erreicht werden.

Die Erfindung wird im folgenden an Ausführungsbeispielen erläutert. Es zeigt

Fig. 1 eine Empfangssystem mit FM-Demodulation,

Fig. 2 ein Empfangssystem mit ZF-Regelung und AM- und FM-Demodulation,

Fig. 3 eine Zusammenfassung zweier Stromverteilungsmultiplizierer

Fig. 4 ein Empfangssystem für AM und FM mit Filtersteuerung.

Die in Fig. 1 dargestellte, erfindungsgemäße Schaltung vermeidet die genannten Nachteile. Durch Einführung weiterer Mischer M3, M4 und eines gesteuerten Oszillators Os2 mit Zwei-Phasen-Ausgang wird die benötigte Phasenverschiebung mit integrationsgerechten Mitteln erzeugt und gleichzeitig mit Einrichtungen zur Demodulation verknüpft. Den eingangsseitigen Mischern M1, M2 sind selektive Zwischenfrequenzverstärker BF 1, BF2 nachgeschaltet, die die Differenzfrequenz der Eingangssignalquelle SQ zum Oszillator Os1 verstärken und selektieren. Dies betrifft Eingangssignale oberhalb und unterhalb der Oszillatorfrequenz gleichermaßen, die selektiven Zwischenfrequenzverstärker BF1, BF2 verarbeiten also Original- und Spiegelwelle gleichberechtigt. Zur Auslöschung der Spiegelwelle kommt es im Summierer Su, nachdem die Ausgangssignale der beiden selektiven ZF-Verstärker BF1, BF2 in den Mischern M3, M4 mit den wiederum um 90° phasenverschobenen Ausgangsspannungen des Oszillators Os2 gemischt wurden. Es ist vorgesehen, daß die Frequenz des zweiten Oszillators Os2 nach dem Prinzip eines PLL auf die Zwischenfrequenz gerastet wird. Zu diesem Zweck ist der zweite Oszillator als steuerbarer Oszillator ausgeführt und sein Steuereingang x wird über ein Schleifenfilter SF am Ausgang des Summierers Su angeschlossen. Als Schleifenfilter werden meist einfache PI-Glieder eingesetzt, die eine Summenbildung und eine Integration beinhalten. Sie bestimmen Übergangsverhalten und Bandbreite des PLL und unterdrücken unerwünschte Mischprodukte. Die Steuerspannung des Oszillators stellt dann unmittelbar das Modulationssignal DFM dar.

Der Vorteil dieser Anordnung besteht unter anderem darin, daß keine phasenverschiebenden Netzwerke erforderlich sind, die in integrierter Technik und in der erforderlichen Genauigkeit schwer herstellbar sind. Die Implementierung eines steuerbaren Zwei- Phasen-Oszillators bereitet demgegenüber keine Schwierigkeiten und Fehlereinflüsse lassen sich damit kleiner halten. Durch die Verbindung mit dem PLL-Prinzip werden weiter die Vorteile dieser Schaltungstechnik, wie günstige Rauscheigenschaften, niedriger Schwellwert und hohe Linerität, vorteilhaft ausgenutzt.

Mit Hilfe zweier weiterer Mulitplizierer M5, M6 nach Fig. 2 wird eine Amplitudenmodulation detektiert. Die Multiplizierer M5, M6 werden analog den Multiplizierern M3M4 angeschlossen, jedoch mit Vertauschung der Zwischenfrequenzeingänge oder der Oszillatoreingänge. Die Ausgangssignale werden einem zweiten Summierer Su2 zugeführt und dort überlagert, das Ergebnis ist ein Signal proportional zur Amplitude. Dieses Amplitudensignal kann direkt einem Ausgang DAM1 der zweiten Summierschaltung Su2 entnommen werden oder auch mit Hilfe einer Auswerteschaltung AS in ein Steuersignal DAM2 für die Verstärkung der regelbaren Zwischenfrequenzverstärker BF & RV1, BF & RV2 umgewandelt werden. Da es sich hier um eine synchrone Demodulation handelt, ergibt sich ein besseres Signal-Rausch-Verhältnis als bei der üblichen Hüllkurvendemodulation.

Um die erheblichen Unterschiede in der Empfangssignalstärke auszugleichen, ist auf jeden Fall eine Verstärkungsregelung erforderlich. Dies ist auch deshalb notwendig, da die Eigenschaften eines PLL, wie Fangbereich und dynamisches Verhalten, von der Signalstärke abhängen. Die Darstellung von Fig. 2 beschränkt sich auf die gebräuchliche Regelung der ZF-Verstärker. Dabei spielt es keine Rolle, ob die Selektionsfunktion von der Verstärkungsfunktion getrennt ist oder in einer schaltungstechnischen Einheit zusammengefaßt ist. Je nach Ausführungsform kann die Verstärkungsregelung auch an der Vorstufe als Teil des Signalquelle SQ, an den Mischern M1, M2, an den Mischern M3 bis M6 und/oder an den Summierern Su1, Su2 eingreifen.

Die Auswerteschaltung AS hat die Aufgabe, die Signale für die Regelung der Zwischenfrequenzverstärker BF & RV1, BF & RV2 und gegebenenfalls weiterer Funktionseinheiten aus den demodulierten AM zu bilden. Durch die Regelung wird erreicht, daß die Amplitude des zu empfangenden Signales im Ausgang des zweiten Summierers Su2 im wesentlichen konstant bleibt. Das Spiegelsignal, falls vorhanden, wird wie das Nutzsignal gemischt und verstärkt und kommt am zweiten Summierer Su2 zur Auslöschung. Es ist nun möglich, daß die Amplitude dieses Signales wesentlich größer ist als die des Nutzsignales. Um eine Übersteuerung der selektiven Zwischenfrequenzverstärker BF & RV1, BF & RV 2 und nachfolgender Funktionsgruppen zu vermeiden, ist vorgesehen, daß die Auswerteschaltung wenigstens einen weiteren Eingang aufweist, der mit einem Ausgang eines selektiven ZF-Verstärkers oder eines nachfolgenden Mischers M3 bis M6 verbunden ist. Entsprechende Einrichtungen der Auswerteschaltung gestatteten es damit, den Aussteuerungszustand vor der Differenzbildung zu überwachen und gegebenenfalls Übersteuerungen zu verhüten. Aus dem Vergleich der Amplitudenverhältnisse ist es darüber hinaus möglich, den Empfang eines Spiegelsignals vom Original zu unterscheiden und seine Unterdrückung zu veranlassen.

Wenn die Mischer M3 bis M6 entsprechend dem Stand der Technik als Stromverteilungsmultiplizierer ausgeführt sind, können die Summierschaltungen Su1, Su2 einfach durch Verknüpfung der Ausgänge hergestellt werden, wie in Fig. 3 für das Beispiel von M3, M4 und Su1 dargestellt. UOs2 sin, UOs2 cos sind die Ausgangsspannungen des Oszillators Os2. UZF1, UZF2 sind die Ausgangsspannungen der selektiven Zwischenfrequenzverstärker. Die Vorzeichen der Summenbildung werden durch die gleichsinnige oder gekreuzte Verbindung der Multiplizierausgänge A1, A2 bzw. A3, A4 festgelegt.

Weil sich die Selektionsanforderungen bei Rundfunkempfang zwischen AM und FM wesentlich unterscheiden, wird im typischen Rundfunkempfänger eine Umschaltung der Zwischenfrequenz zwischen etwa 460 kHz und 10,7 MHz mit Wechsel des Verstärkers durchgeführt. Bei einer Empfängerschaltung mit Zwei-Phasen-Oszillator und tiefliegender Zwischenfrequenz besteht aber die Möglichkeit, steuerbare Filter zu verwenden und die Umschaltung durch Umschaltung einer Steuergröße zu lösen (Fig. 4). So wird z. B. in der DE-OS 33 09 897 eine intergrierbare Schaltung mit Resonanzverhalten vorgeschlagen, die aus zwei verkoppelten, steuerbaren Integratoren besteht und die sich über einen weiten Bereich abstimmen läßt. Durch Kombination mehrerer Resonanzkreise mit untereinander gleichen Integratoren können Filter ausgebildet werden, die sich in einem weiten Frequenzbereich abstimmen lassen. In Weiterführung dieses Lösungsweges ist es angezeigt, auch den zweiten Zwei-Phasen-Oszillator Os2 mit dem gleichen, steuerbaren Resonanzkreis auszubilden und ihn synchron mit den Filtern zu steuern. Dadurch wird die Wirkung einer ggf. vorhandenen Temperatur- und Spannungsabhängigkeit der Steuercharakteristik auf das System weitgehend unterdrückt. Dem Oszillator Os2 muß durch eine weitere Summierschaltung Su3 die Summe aus Steuergröße Us und dem Ausgangssignal DFM des Schleifenfilters zugeführt werden.

Wenn steuerbare Filter verwendet werden, kann bei FM auch eine dynamische Steuerung der Filter im Takte der Modulation erfolgen, wie in Fig. 4 durch die gestrichelt gezeichnete Verbindung 2 dargestellt ist. Hierbei werden die Zwischenfrequenzfilter an die gleiche Steuergröße wie der steuerbare Oszillator Os2 angeschlossen und exakt auf die gerade anstehende Frequenz abgestimmt. Dadurch ergeben sich abgewandelte Entwurfsvorschriften für die Filter. Insbesondere braucht die Bandbreite der Filter nur dem Modulationsspektrum zu genügen, nicht aber statischen Abweichungen durch Abstimmdrift o. ä. Mit kleinerer Bandbreite verringern sich Störungseinflüsse wie das Rauschen. Vermindert werden auch Verzerrungen, die sich aus dem typischen Anstieg der Gruppenlaufzeit in der Umgebung der Grenzfrequenz ergeben.


Anspruch[de]
  1. 1. Integrierbare Empfängerschaltung mit einem ersten Zwei-Phasen-Oszillator, mit zwei von einem Eingangssignal und je einem Oszillatorsignal des ersten Zwei-Phasen-Oszillators gespeisten Mischern, mit einem dritten Mischer, der vom ersten Ausgang eines zweiten Zwei-Phasen-Oszillators gesteuert ist, mit einem vierten Mischer, der vom zweiten Ausgang des zweiten Zwei-Phasen-Oszillators gesteuert ist, und bei der die Ausgangssignale des dritten und vierten Mischers in einer Summierschaltung vorzeichenbehaftet summiert sind, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Ausgängen des ersten und zweiten Mischers (M1, M2) und den Eingängen des dritten und vierten Mischers (M3, M4) selektive ZF-Verstärker (BF1, BF & RV1, BF & RV2) angeordnet sind und daß das Ausgangssignal der Summierschaltung über ein Schleifenfilter (SF) zum Steuereingang (x) des zweiten Zwei-Phasen-Oszillators (Os2) geführt ist.
  2. 2. Integrierbare Empfängerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein fünfter und sechster Mischer (M5, M6) mit je einem ersten und einem zweiten Eingang vorgesehen sind, daß der erste Eingang des fünften Mischers (M5) mit dem Ausgang des ersten selektiven ZF-Verstärkers (BF1, BF & RV1, RV1) und der zweite Eingang des fünften Mischers (M5) mit dem zweiten Ausgang (cos) des zweiten Zwei-Phasen-Oszillators (Os2) verbunden sind, daß der erste Eingang des sechsten Mischers (M6) mit dem Ausgang des zweiten selektiven ZF-Verstärkers (BF2, BF & RV2, RV2) und der zweite Eingang des sechsten Mischers (M6) mit dem ersten Ausgang (sin) des zweiten Zwei-Phasen-Oszillators (Os2) verbunden sind und daß eine zweite Summierschaltung (Su2) vorgesehen ist, in der die Ausgangssignale des fünften und sechsten Mischers (M5, M6) vorzeichenbehaftet summiert werden.
  3. 3. Integrierbare Empfängerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die selektiven ZF-Versträrker (BF1, BF & RV1, RV1, BF2, BF & RV2, RV2) mit Steuereingängen versehene, regelbare Verstärker sind.
  4. 4. Integrierbare Empfängerschaltung nach einem der Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereingänge (s) der selektiven ZF-Verstärker (BF & RV1, RV1, BF & RV2, RV2) mit dem Ausgang der zweiten Summierschaltung (Su2) verbunden sind oder daß zwischen dem Ausgang der zweiten Summierschaltung (Su2) und den Steuereingängen (s) der selektiven ZF-Verstärker (BF & RV1, RV1, BF & RV2, RV2) eine Auswerteschaltung (As) vorgesehen ist.
  5. 5. Integrierte Empfängerschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und zweite Summierer (Su1, Su2) und/oder die Mischer (M1 bis M6) mit Einrichtungen zur Verstärkungsregelung versehen sind und mit der zweiten Summierschaltung (Su2) oder der Auswerteschaltung (As) verbunden sind.
  6. 6. Integrierbare Empfängerschaltung nach einem der Ansprüche 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteschaltung (AS) mit Ausgängen des dritten bis sechsten Mischers (M3 bis M6) oder mit Ausgängen der selektiven ZF-Verstärker (BF & RV1, SBF1, BF & RV2, SBF2) verbunden sind.
  7. 7. Integrierbare Empfängerschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die selektiven ZF-Verstärker (BF & RV1, BF & RV2) elektronisch steuerbare Filter (SBF1, SBF2) für die AM- und FM-Betrieb aufweisen und daß eine Steuerquelle (Us) vorgesehen ist, die die Steuerung der Filter vornimmt.
  8. 8. Integrierte Empfängerschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß eine dritte Summierschaltung (Su3) vorgesehen ist, und daß das Steuersignal des zweiten Zwei-Phasen-Oszillators (Os2) mit Hilfe der dritten Summierschaltung (Su3) aus der Summe des Ausgangssignals des Schleifenfilters (SF) und des Signales der Steuerquelle (Us) gebildet ist.
  9. 9. Integrierbare Empfängerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß den selektiven ZF-Filtern (SBF1, SBF2) das gleiche, modulationsabhängige Steuersignal zugeführt ist wie dem zweiten Zwei-Phasen-Oszillator (Os2).






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