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Dokumentenidentifikation DE3438382C2 07.06.1990
Titel Einrichtung zur Erhöhung der Mehrträger-Ausgangsleistung bei einem Wanderfeldröhrenverstärker
Anmelder ANT Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang, DE
Erfinder Radermacher, Wilhelm, Dipl.-Ing., 7152 Aspach, DE;
Czech, Johannes, Dipl.-Phys. Dr., 7151 Allmersbach, DE
DE-Anmeldedatum 19.10.1984
DE-Aktenzeichen 3438382
Offenlegungstag 24.04.1986
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 07.06.1990
Veröffentlichungstag im Patentblatt 07.06.1990
IPC-Hauptklasse H03F 3/58
IPC-Nebenklasse H03G 11/00   H01J 23/34   

Beschreibung[de]

Die Erfindung betrifft eine Einrichtung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Wanderfeldröhrenverstärker weisen infolge der Wanderfeldröhrenkennlinie bei hoher Aussteuerung eine sinkende Verstärkung auf, was sich insbesondere beim Mehrträgerbetrieb ungünstig auswirkt (Fernmeldepraxis, Band 57/1980, Nr. 4, Seiten 127 bis 138). Durch Kompensationsmaßnahmen, beispielsweise durch Vorschalten von Vorverzerrungsnetzwerken läßt sich dieser Effekt kompensieren (Conference Proceedings of the 10th European Microwave Conference, 8-11th Sept. 1980, Warszawa, Seiten 490-494; Conference Proceedings of the 13th European Microwave Conference, 5-8th Sept. 1983, Nürnberg, Seiten 687-692; NTZ Archiv, 1979, Heft 1, Seiten 19-23; EP 47 825 B1). Allerdings ist der Aufwand solcher Kompensationsmaßnahmen beträchtlich. Temperatureinflüsse können den Linearisierungseffekt, der durch vorgeschaltete Vorverzerrungsnetzwerke erreicht werden soll, zunichte machen. Da die Vorverzerrungsnetzwerke im allgemeinen eine hohe Dämpfung besitzen, insbesondere Diodenvorverzerrungsnetzwerke, treten zusätzliche Probleme bezüglich des Rauschabstandes auf.

Aus Fernmelde-Praxis, Band 57/1980, Nr. 4, Seiten 127 bis 138 ist es bekannt, eine Wanderfeldröhre in zeitlicher Reihenfolge mit Pulsen unterschiedlicher Frequenz aber annähernd gleicher Amplitude auszusteuern. Außerdem wird dort der Arbeitspunkt der Wanderfeldröhre teilweise über die Sättigung hinaus verlegt.

Hochleistungs-Satelliten-Wanderfeldröhrenverstärker, beispielsweise solche für Fernsehübertragungssatelliten, werden normalerweise im Sättigungsbetrieb mit einem Träger verwendet. Für die Mehrträger-Mobilkommunikation, beispielsweise für ein geplantes Schiffsfunknetz via Satellit, ist ein Betrieb auf dem Sättigungsniveau, das bezüglich des Wirkungsgrades am günstigsten ist, nicht durchführbar, da der nichtlineare Amplitudengang und das Phasenverhalten der Wanderfeldröhre zu unvertretbar hohen Intermodulationsstörungen und Trägerinterferenzen führt. Der Betrieb in einem mehr linearen Bereich der Röhrenkennlinie verbunden mit einer reduzierten Treiberleistung (Back-Off-Betrieb) bringt zwar ein besseres Intermodulationsverhalten, was jedoch auf Kosten der Ausgangsleistung und des Wirkungsgrades geht.

Aus den Conference Papers der Vth International Conference on Digital Satellite Communications, March 23-26, 1981, Genua, Italien "Nonlinear Satellite Channel Design for QPSK/TDMA Transmission" ist es bekannt, einen Amplitudenbegrenzer in Verbindung mit einem Vorverzerrer einer Wanderfeldröhre vorzuschalten. Dieser Amplitudenbegrenzer ist dort jedoch nur in einem funktionellen Zusammenhang mit dem Vorverzerrer zu betrachten. Insgesamt ergibt sich aus dieser Veröffentlichung keine Anregung in Richtung der Erfindung. Eine Anregung, wie ein Netzwerk mit Begrenzereigenschaften in Verbindung mit einer Erhöhung der Ausgangsleistung bei einer Mehrträger- Übertragung konzipiert sein könnte, gibt diese Veröffentlichung ebenfalls nicht.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Einrichtung zur Erhöhung der Mehrträger-Ausgangsleistung für einen Wanderfeldröhrenverstärker anzugeben. Außerdem soll durch diese Einrichtung trotz niedrigem Output-Back-Off-Betrieb (Ausgangsleistung/Ausgangssättigungsleistung für einen Träger) eine geringe Intermodulationsverzerrung erreicht werden. Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Die Unteransprüche zeigen vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung auf.

Der Vorteil der Erfindung liegt insbesondere in ihrem einfachen Aufbau. Spezielle Maßnahmen zur Vorentzerrung können entfallen, ohne daß die Intermodulationsverzerrungen über ein vertretbares Maß hinaus ansteigen.

Anhand der Zeichnungen wird die Erfindung nun näher erläutert.

Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild eines FET-Begrenzungsnetzwerkes,

Fig. 2 ein PIN-Diodendämpfungsglied zur Einstellung der Begrenzung,

Fig. 3 ein Begrenzungsnetzwerk mit Dioden,

Fig. 4 die Abhängigkeit der Charakteristik des Begrenzungsverhaltens von einer Einstell- bzw. Nachstellgleichspannung,

Fig. 5a bis c Amplituden- und Phasencharakteristiken,

Fig. 6 den Mehrträger-Intermodulationsabstand,

Fig. 7 die Charakteristik der Wanderfeldröhre ohne und mit Begrenzungsnetzwerk,

Fig. 8 die Wirkungsgradcharakteristik und

Fig. 9 das Layout der Schaltung gemäß Fig. 1.

Fig. 1 zeigt ein Netzwerk NB mit Begrenzereigenschaften, welches der Wanderfeldröhre WR vorgeschaltet ist und dessen Begrenzung ab dem Sättigungspunkt der Wanderfeldröhre einsetzt und eine konstante Begrenzung bis zum -fachen Wert der Eingangssättigungsleistung liefert, wobei n die Anzahl der Träger im zu verstärkenden Mehrträgersignal bedeutet. Dieses Netzwerk besteht aus einem zweistufigen Feldeffekttransistorverstärker, dessen erste Transistorstufe mit dem Feldeffekttransistor T1 im linearen Bereich der Transistorkennlinie arbeitet und dessen zweite Transistorstufe mit dem Feldeffekttransistor T2 im Sättigungsbereich arbeitet. Die Feldeffekttransistoren sind vom selbstleitenden n-Kanal- Verarmungstyp. Beispielsweise können die Transistortypen NE 137 dazu verwendet werden.

Über die Widerstände R2, R3, R5, R6 und die Microstrip- Leitungen TL4, TL5, TL10 und TL11 werden die Gatevorspannungen UG 1, UG 2 und die Drainvorspannungen UD 1, UD 2 zugeführt. Für die Nutzfrequenzen von etwa 1,5 bis 1,7 GHz stellen die etwa λ/&sub4;-langen Microstrip-Leitungen TL4, TL5, TL10 und TL11 einen Leerlauf dar. Für niedrigere Frequenzen wirken diese Microstrip-Leitungen als Kurzschluß. Die dann nur wirksamen Widerstände R2, R3, R5 und R6 von etwa 50 Ohm haben eine stabilisierende Wirkung auf die Verstärkungseigenschaften des jeweiligen Transistors. Mit dem Drainstrom von Feldeffekttransistor T2 wird die Begrenzungsschwelle eingestellt. Die negativen Gate- bzw. Drain-Gleichvorspannungen UG 2 bzw. UD 2 werden so lange verringert, bis ein gewünschter Drainstrom von etwa 10 mA fließt und die Begrenzungscharakteristik, d. h. der Sprung in der Steigung beim Sättigungspunkt P&sub0;sat, vgl. Fig. 5, möglichst hart ist.

Die Kondensatoren C4, C5, C6 und C7 sind zur Abblockung des RF-Signals vorgesehen. Die Kondensatoren C1, C2 und C3 dienen zur galvanischen Entkopplung der einzelnen Stufen. Der Widerstand R1 sowie die Microstrip-Leitungen TL1, TL2, TL3 dienen zur Anpassung des RF-Signals am Eingang E auf die Eingangsimpedanz der ersten Transistorstufe T1. Ebenso dienen die Microstrip-Leitungen TL6, TL7, TL8, TL9 und der Widerstand R4 zur Impedanzanpassung des Ausgangs der ersten Transistorstufe T1 auf den Eingang der zweiten Transistorstufe T2, und die Microstrip-Leitungen TL12 und TL13 zur Anpassung des Ausgangs der zweiten Transistorstufe T2 auf die Ausgangsimpedanz der an den Ausgang A angeschlossenen Wanderfeldröhre. Die Mikrostrip-Leitungen TL1, TL3, TL7 und TL9 sind offene Leitungen.

Die Ein- bzw. Nachstellung der Begrenzung und damit der Sättigungsbetrieb kann auch dadurch erfolgen, daß zumindest der Feldeffekttransistor T2 mit einem weiteren Gateanschluß ausgestattet ist (in Fig. 1 gestrichelt dargestellt), über den eine Gleichvorspannung UG 3 zuführbar ist. Durch Variation dieser Gleichvorspannung UG 3 läßt sich dann die Begrenzung einstellen.

Eine Möglichkeit zur Ein- bzw. Nachstellung der Begrenzungsschwelle für das Netzwerk nach Fig. 1 zeigt das Schaltbild gemäß Fig. 2. Zwischen den Ausgang A des Feldeffekttransistorverstärkers und die Wanderfeldröhre WR wird ein PIN-Diodendämpfungsglied PD geschaltet (in Fig. 1 gestrichelt dargestellt). Es besteht aus zwei PIN-Dioden PD1 und PD2, die über einen Leitungskoppler K1 sowohl untereinander als auch über Gleichspannungsabblockkondensatoren C8 und C9 mit dem Eingang E1 bzw. Ausgang A2 des PIN-Diodendämpfungsgliedes PD verbunden sind. Eine Gleichungspannung UDE zur Einstellung der Dämpfung wird den PIN-Dioden PD1 und PD2 jeweils über λ/&sub4;-lange Microstrip-Leitungsstücke TL14 und TL15 zugeführt, die für das RF-Signal einen Leerlauf darstellen.

Eine andere Möglichkeit zum Aufbau des Netzwerkes mit Begrenzereigenschaften zeigt Fig. 3. Dieses Begrenzernetzwerk besteht aus drei Diodenbegrenzerstufen. Für die Eingangs- und Ausgangsstufe sind jeweils zwei antiparallel geschaltete Dioden D1, D2 bzw. D7, D8 vorgesehen. Die mittlere Stufe besteht aus einer Grätz-Diodenbrückenschaltung mit zwei für eine über einen Widerstand R7 zuführbare Einstell- bzw. Nachstellspannung USt in Flußrichtung geschaltete Dioden D3 und D5, sowie aus zwei weiteren Dioden D4 und D6 die katodenseitig gemeinsam auf einen Widerstand R8 geschaltet sind. Der gemeinsame Verbindungspunkt der Dioden D3 und D4 ist über einen Gleichspannungsabtrennkondensator C10 mit der Ausgangsstufe verbunden und der gemeinsame Verbindungspunkt der Dioden D5 und D6 ist über einen weiteren Gleichspannungsabtrennkondensator C11 mit der Eingangsstufe verbunden.

Die Charakteristik des Begrenzungsverhaltens der drei Diodenbegrenzerstufen gemäß Fig. 3 in Abhängigkeit der Einstell- bzw. Nachstellgleichspannung USt zeigt Fig. 4. Auf der Abszisse ist die Leistung des dem Diodennetzwerk zugeführten Eingangssignales in dBm aufgetragen. Auf der Ordinate ist die Leistung des am Ausgang des Diodennetzwerkes abgenommenen Nutzsignals ebenfalls in dBm dargestellt. Wie Fig. 4 zeigt, ist bei einer Einstell- bzw. Nachstellspannung USt von 20 Volt die Begrenzung am härtesten. Bei kleineren Einstell- bzw. Nachstellspannungen USt ist der Übergang zwischen linearem Bereich und Begrenzungsverhalten fließend.

In den Fig. 5a und b sind die Amplituden- und Phasencharakteristiken von Begrenzernetzwerk NB und Wanderfeldröhre WR bezogen auf die Leistungssignale P&sub0;, P&sub1; und P&sub2; schematisch dargestellt. Fig. 5c zeigt diese Verläufe jeweils zusammengefügt. Bei steigender Eingangsleistung P&sub0; am Begrenzernetzwerk NB steigt dessen Ausgangsleistung bis zur Sättigungsgrenze P0sat an und bleibt dann konstant auf dem Wert P1sat bis zum Wert · P0sat. Die Phase φ&sub0;&sub1; zeigt im Bereich von 0 bis P0sat einen Anstieg um 10°. Für die Wanderfeldröhre WR steigt die Ausgangsleistung P&sub2; bezogen auf die Eingangsleistung P&sub1; zuerst linear an, nimmt aber in Richtung höherer Eingangsleistungen nur noch unterproportional zu. Bei Erreichen der Leistung P1sat (Eingangs- Sättigungsleistung der Wanderfeldröhre WR) ist das Maximum P2sat der Ausgangsleistung P&sub2; erreicht. Bei weiter ansteigender Eingangsleistung P&sub1; nimmt die Ausgangsleistung P&sub2; wieder ab. Die Phase φ&sub1;&sub2; der Wanderfeldröhre WR ändert sich bis zum Sättigungspunkt P1sat um -50° und fällt nach Erreichen von P1sat weiter linear ab. Bei den zusammengefügten Amplituden- und Phasencharakteristiken gemäß Fig. 5c nimmt die Ausgangsleistung P&sub2; bis zum Sättigungspunkt P0sat wie bei der Charakteristik der Wanderfeldröhre allein zu und bleibt ab dem Sättigungspunkt P0sat auf dem konstanten Wert P2sat. Die Phase φ&sub0;&sub2; fällt bis zum Sättigungspunkt von 0° auf -40° ab und bleibt dann etwa konstant.

In Fig. 6 ist der Mehrträger-Intermodulationsabstand C/I [dB] bezogen auf den Output-Back-Off (Ausgangsleistung/ Ausgangssättigungsleistung für den Träger) der Wanderfeldröhre ohne (durchgezogene Linie) und mit (strichpunktierte Linie) Begrenzungsnetzwerk dargestellt und zwar für eine Trägeranzahl von 2, 8 und ∞. Wie die Fig. 6 zeigt, wird mit Begrenzungsnetzwerk bei kleinerem Output-Back-Off ein höherer Mehrträger-Intermodulationsabstand erreicht. Da ein kleinerer Output-Back-Off aber eine höhere Ausgangsnutzleistung bedeutet, läßt sich bei Einschaltung des Begrenzers bei gleichem Mehrträger-Intermodulationsabstand eine höhere Ausgangsleistung erzielen. Außerdem ist sichtbar, daß unabhängig von der Intermodulation, durch Vorschalten eines Begrenzernetzwerks die maximale Mehrträgerausgangsleistung erhöht werden kann.

Fig. 7 ist die Charakteristik der Wanderfeldröhre ohne (durchgezogene Linie) und mit (strichpunktierte Linie) Begrenzungsnetzwerk für eine Trägeranzahl n= 1, 2, 8 und ∞, dargestellt in Abhängigkeit von P&sub1;/P1sat (1 Träger) und P&sub2;/P2sat (1 Träger). Die eingetragenen Differenzwerte von P&sub2;/P2sat (1 Träger) 2,0; 1,9; 1,5; . . . sind auch in der Wirkungsgradcharakteristik bezogen auf den Output-Back-Off P&sub2;/P2sat (1 Träger) gemäß Fig. 8 eingetragen, um die Steigerung des Wirkungsgrades gegenüber dem System ohne Begrenzer aufzuzeigen. Bei gleicher Intermodulationsforderung von beispielsweise C/I=12 dB im 8-Träger-Fall sinkt der notwendige Output-Back-Off von 2 dB auf 1,5 dB. Gemäß Fig. 8 entspricht dies einer Wirkungsgradverbesserung von 3%. Wird nur auf die maximale Ausgangsleistung Wert gelegt, so kann beispielsweise im 8-Träger-Fall aus Fig. 7 eine Erhöhung der Ausgangsnutzleistung um 0,6 dB abgelesen werden. Dies entspricht einer Verminderung des Output-Back-Off von 1,9 dB auf 1,3 dB, oder einer Wirkungsgradsteigerung um 3,5% gemäß Fig. 8.

Das Layout der Schaltung des Begrenzungsnetzwerkes gemäß Fig. 1 zeigt Fig. 9. Für die Bauelemente sind die gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 1 gewählt. Die Microstrip-Leitungen weisen zum Teit unterschiedliche Breiten auf, d. h. sie besitzen unterschiedliche Wellen-Widerstände. Zum Abgleich sind an den offenen Leitungen Fortsätze angefügt, so daß verschiedene Leitungslängen erhältlich sind. Die Durchgangsleitungen weisen mehrere Umwegstücke auf, die nach einem Abgleich fest verlötet werden können. Über die Punkte N ist eine elektrische Verbindung zum rückseitigen Massebelag herstellbar. Die Widerstände bestehen aus integrierten Dünnfilmwiderständen. Die Realisierung erfolgt in einer Tantal-Nitrit-Struktur auf Al&sub2;O&sub3;-Basis.


Anspruch[de]
  1. 1. Einrichtung zur Erhöhung der Mehrträger-Ausgangsleistung für einen Wanderfeldröhrenverstärker, dadurch gekennzeichnet, daß der Wanderfeldröhre (WR) ein Netzwerk (NB) mit Amplitudenbegrenzereigenschaften vorgeschaltet ist, daß dieses Netzwerk (NB) so ausgestaltet ist, daß die Begrenzung des Eingangssignals des Netzwerkes (NB) etwa ab dem Sättigungspunkt der Wanderfeldröhre einsetzt und so gewählt ist, daß die Begrenzung mindestens bis zum -fachen Wert der Eingangssättigungsleistung des Netzwerkes (NB) konstant ist, wobei n die Anzahl der Träger im zu verstärkenden Mehrträgersignal bedeutet.
  2. 2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk (NB) unterhalb seiner Begrenzungsschwelle einen linearen Amplitudengang aufweist und als Ersatz des üblicherweise einer Wanderfeldröhre (WR) vorgeschalteten Linearverstärkers dient.
  3. 3. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk (NB) aus einem Feldeffekttransistorverstärker besteht.
  4. 4. Einrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Ein- bzw. Nachstellung der Begrenzungsschwelle des Feldeffekttransistorverstärkers ein PIN-Diodendämpfungsglied (PD) zwischen dem Wanderfeldröhren- und dem Feldeffekttransistorverstärker angeordnet ist.
  5. 5. Einrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Feldeffekttransistorverstärker aus zwei hintereinandergeschalteten Feldeffekttransistoren (T1, T2) des selbstleitenden Verarmungstyps besteht, daß zumindest der Drain- und Gateelektrode des zweiten Feldeffekttransistors (T2) eine solche Einstell- bzw. Nachstell-Gleichvorspannung zugeführt ist, daß er ab einer bestimmten Eingangsleistung im Bereich der Sättigung arbeitet.
  6. 6. Einrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest der zweite Feldeffekttransistor (T2) einen weiteren Gateanschluß aufweist, daß dieser weitere Gateanschluß mit einer Einstell- bzw. Nachstell-Gleichvorspannung (UG 3) verbunden ist, mittels derer die Begrenzungsschwelle des Netzwerkes einstellbar ist.
  7. 7. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk aus drei Diodenbegrenzerstufen besteht, daß die Ausgangsstufe (D7, D8) sowie die Eingangsstufe (D1, D2) aus jeweils zwei antiparallel geschalteten Dioden besteht, und daß die mittlere Stufe aus einer Grätz-Diodenbrückenschaltung (D3, D4, D5, D6) mit einer Gleichspannungszuführung gebildet ist, mittels derer die Begrenzungsschwelle einstellbar ist.






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