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Dokumentenidentifikation EP0248425 12.09.1991
EP-Veröffentlichungsnummer 0248425
Titel Senderanordnung mit einer transistorisierten Gegentakt-Endstufe.
Anmelder TELEFUNKEN SYSTEMTECHNIK GMBH, 7900 Ulm, DE
Erfinder Esprester, Dr., Ralf, W-7909 Dornstadt, DE;
Mähr, Harry, W-7958 Untersulmetingen, DE;
Schuster, Dipl.-Ing., Harald, W-7901 Neu-Ulm, DE;
Sigloch, Dipl.-Ing., Ferdinand, W-7902 Blaubeuren, DE;
Krüger, Udo, W-7913 Senden 3, DE;
Humann, Dipl.-Ing., Klaus, W-7913 Senden, DE
DE-Aktenzeichen 3771938
Vertragsstaaten DE, FR, GB, IT
Sprache des Dokument De
EP-Anmeldetag 04.06.1987
EP-Aktenzeichen 871080743
EP-Offenlegungsdatum 09.12.1987
EP date of grant 07.08.1991
Veröffentlichungstag im Patentblatt 12.09.1991
IPC-Hauptklasse H03F 3/24
IPC-Nebenklasse H03F 1/34   

Beschreibung[de]

Moderne kommerzielle Kurzwellen-Sender, etwa der Leistungsklasse bis 1 kW Nennleitung, sind heute voll transistorisiert. In den Endstufen sind häufig Gegentakt-Leistungstransistoren über Breitband-Brücken (Parallelschaltbrücken) parallel betrieben (Breitband-Verstärkertechniken von 1,5 bis 30 MHz - ohne Umschaltung, - ohne Abstimmittel).

Die Breitbandigkeit ist gegenüber den älteren (schmalbandigen, abgestimmten) Röhrensendern ein wesentlicher Fortschritt. Die Umschaltzeiten bei Frequenzwechsel sind lediglich durch Oberwellenfilter bedingt, welche z. B. mit Vakuum-Relais digital geschaltet werden.

Nachteilig an Transistor-Sendern ist allerdings deren gegenüber Röhrensendern ungünstigeres Verhalten bezüglich der Intermodulationstonbildung. Während die Intermodulationsprodukte gerader Ordnung durch die Symmetrie der Gegentakt-Anordnung bereits weitgehend unterdrückt sind, können die ungeradzahligen IM-Produkte z. B. durch Betrieb des Verstärkers in einem günstigen Kennlinienbereich wie beispielsweise A- oder AB-Betrieb und Stabilisierung der Stromversorgung abgesenkt werden. Für Senderanordnungen, bei welchen Platzbedarf und Gewicht und damit indirekt auch der Kostenaufwand eine bedeutende Rolle spielen, wie beispielsweise bei mobilen Sendern, ist dies aber vor allem dadurch nachteilig, daß durch den geringeren Wirkungsgrad elektrische Versorgungseinrichtungen mit höherer verfügbarer Leistung, aufwendige Kühleinrichtungen zur Abführung der Verlustwärme und zusätzlich die Stabiliserungseinrichtungen den Peripherieaufwand deutlich erhöhen.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Senderanordnung mit einer transistorisierten Gegentakt-Endstufe anzugeben, die bei guten Intermodulationseigenschaften mit geringem Peripherieaufwand auskommt und dadurch insbesondere auch für mobile Sender von Vorteil ist.

Die Erfindung ist im Patentanspruch 1 beschrieben. Die Unteransprüche enthalten vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung.

Die Erfindung macht sich dabei Erkenntnisse aus dem bei Röhrensendern gebräuchlichen Einhüllenden-Gegenkopplungsprinzip (z. B. TELEFUNKEN-ZEITUNG, Dez. 1962 Heft 138, Seite 314 bis 323) zunutze.

Ein besonderer Vorteil der Erfindung ist darin zu sehen, daß an die Leistungsverstärkerstufe, die bei herkömmlichen transistorisierten Senderendstufen sehr aufwendig ist, nur noch geringe Anforderungen gestellt werden, was sich günstig auf deren Preis, Gewicht und Platzbedarf, indirekt aber auch auf Einsparungen beispielsweise bei der Spannungsversorgung der Endstufe auswirkt. Insbesondere kann die Gegentakt-Endstufe mit hohem Wirkungsgrad, vorzugsweise als Klasse B-Verstärker, betrieben und aus einer ungeregelten Gleichspannungsquelle, beispielsweise dem Bordnetz eines Fahrzeugs, versorgt werden. Bei der Bereitstellung des Referenzsignals kann bereits auch eine u. U. gegebene Frequenzabhängigkeit des Signalpegels durch verschiedene Bauelemente im Signalweg ausgeglichen und damit auf einfache Weise die Ausgangsleistung des Senders stabilisiert werden, was insbesondere für Frequenzsprung-Sender mit häufigem Frequenzwechsel von Bedeutung ist.

Die Erfindung ist nachfolgend unter Bezugnahme auf die Abbildungen anhand von Ausführungsbeispielen noch erläutert. Dabei zeigt:

  • FIG. 1 die typische Verstärkungskennlinie einer RF-Transistor-Endstufe
  • FIG. 2 das Prinzip der erfindungsgemäßen Anordnung
  • FIG. 3 einen Vergleich der Signaleinhüllenden von Quellensignal und Sendesignal
  • FIG. 4 Spektren eines Zweiton-Sendesignals
  • FIG. 5 eine Ausführungsform der Erfindung
  • FIG. 6, 7 weitere Ausführungsformen der Erfindung
  • FIG. 8 eine bevorzugte Ausführungsform

Die breitbandige Senderverstärker-Endstufe verzerre nur in der Amplitude, nicht in der Phase. Diese Forderung wird von verfügbaren Leistungstransistoren im HF-Bereich ausreichend erfüllt. Außerdem sei nur ein schmaler spektraler Bereich betrachtet, d. h. die Bandbreite der Verstärker-Endstufe sei wesentlich größer als die für ein bestimmtes Sendesignal erforderliche Bandbreite. Unterschiede der Phasenbeeinflussung durch die Transistoren sind in dem schmalen Bereich dann vernachlässigbar.

Die Verstärkungskennlinie einer Klasse B-Gegentakt-Endstufe kann wie in FIG. 1 dargestellt werden (ue Eingangsspannung, ua Ausgangsspannung). Wesentlich ist, daß die Kennlinienverläufe im ersten und dritten Quadranten gut übereinstimmen, was mit ausgesuchten Transistorpaaren (Gegentakt-Stufen) aber leicht zu erreichen ist. Unter diesen Annahmen wird erfindungsgemäß ein in FIG. 2 skizzierter Regelkreis aufgebaut.

Die RF-Quelle 1 liefert ein Signal, das beispielsweise aus einem Mehrtongemisch (z. B. zwei Töne gleicher Amplitude) bestehe. Zwischen der Quelle 1 und der Senderendstufe 3 ist ein schnell reagierendes steuerbares Dämpfungsglied 2 eingeschaltet. Dieses Dämpfungsglied wird von einem ausreichend breitbandigen Operationsverstärker 7 angesteuert.

Das Ausgangssignal des Gegentakt-Leistungsverstärkers 3 wird über das Oberwellenfilter 4 und die Richtkoppler-Anordnung 5 als moduliertes RF Leistungssignal 9 der als Last angeschlossenen Antenne A zugeführt. Im Richtkoppler wird ein geringer Signalanteil für den Hüllkurven-Detektor 9 ausgekoppelt. Der Detektor 9 liefert ein Einhüllenden-Signal des RF-Ausgangssignals 9 für den einen Eingang des Differenzverstärkers 7. An dessen anderem Eingang liegt ein Einhüllenden-Referenzsignal EHR an, das im signalaufbereitenden Teil des Senders, also bei kleinen Signalpegeln, erzeugt wird und dem Soll-Zeitverlauf der Signal-Einhüllenden des RF-Ausgangssignals proportional ist. Aus dem Vergleich des Referenzsignals EHR und des Einhüllenden-Signals vom Detektor 6 erzeugt der Operationsverstärker 7 ein Steuersignal für das Dämpfungsglied 2.

Durch die nichtlineare Kennlinie des Endverstärkers 3 wird das Ausgangssignal 9 und damit auch der vom Richtkoppler ausgekoppelte Signalanteil gegenüber dem unverzerrten Signal Abweichungen zeigen. In FIG. 3 ist das Referenzsignal EHR, das der Einhüllenden des unverzerrten RF- Signals entspricht, und das Einhüllenden-Signal EHS des Sendesignal Us gezeigt. Es handelt sich dabei am Ausgang der RF-Quelle 1 um ein sinuston-moduliertes Signal mit entsprechenden Sinus-Halbwellen (durchgezogene Linien) als Einhüllende. Durch Nichtlinearitäten der Endstufe ergibt sich ein Ausgangssignal mit abweichender Einhüllungsform. Diese Abweichungen Δ UE (vergrößert dargestellter Ausschnitt) führen als Differenzsignal verstärkt das Dämpfungsglied 2 so nach, daß die Ansteuerung der Endstufe 3 bei kleinen Signalpegeln um den Differenzbetrag angehoben, bei den mittleren Pegeln nicht korrigiert wird, dagegen mit zunehmender Ansteuerung die Dämpfung erhöht, im Sättigungsbereich wieder reduziert wird.

Dies erfordert, daß die Dämpfung des Dämpfungsglieds trägheitslos folgen kann, und daß die Bandbreite des Operationsverstärkers und dessen Phasengang dafür geeignet sind. Schaltungstechnische Maßnahmen hierfür sind allgemein bekannt.

In der Praxis ist die Quelle 1 der eigentliche Sende-Umsetzer-Ausgang, dessen RF-Signal als intermodulationsarm vorausgesetzt werden kann. Die Spitzenamplitude der Einhüllenden ist soweit ausgeregelt, daß diese bereits als Maß für die Einstellung des Ausgangssignals 9 auf Sender-Nennleistung mit Hilfe des Richtkoppler-Signals 5 dienen kann, indem z. B. das Referenzsignal mit Hilfe eines weiteren Einhüllenden-Detektors (8 in FIG. 5 bis 7) aus diesem Quellensignal gewonnen wird.

Die FIG. 4 zeigt Spektren des Sendesignals mit (a) und ohne (b) die erfindungsgemäße Anordnung an einer 100-Watt-Senderendstufe für 24V Betriebsspannung, gemessen bei einer tatsächlichen Betriebsspannung von nur 20V=.

Das Quellensignal ist ein Doppelton mit gleicher Amplitude und 1,5 kHz Frequenzabstand. Die Spektralanalyse des Ausgangssignals ohne die Erfindung liefert eine Dämpfung der IM3-Frequenzen (4,5 kHz entsprechend 3 x 1,5 kHz Abstand, das Dreifache der eigentliche Nutztöne) von ca. 26 dB gegen den jeweiligen Nutzton, also 32 dB gegen PEP (Peak Envelope Power, Nennleistung).

Nach Einführung der erfindungsgemäßen Gegenkopplungsmaßnahme erreicht die IM3-Dämpfung > 46dB PEP. Die Dämpfung der IM5-Produkte (Abstand 5 x 1,5 kHz = 7,5 kHz) bleibt annähernd unverändert, da die Bandbreite des eingesetzten Regelkreises diese nicht mehr erfaßt. Durch Regelkreise größerer Bandbreite können auch weiter abliegende Intermodulationsprodukte noch gedämpft werden.

Die punktierten Kurven in den Spektren der FIG. 4 beziehen sich auf ein Störsignal, das aus der Überlagerung einer 20V-Betriebsspannung mit einer Rechteckspannung von 7Vss und 500 Hz resultiert.

Während in FIG. 4(b) (ohne Gegenkopplung) der Abstand der Störfrequenzen (punktierter Kurvenverlauf) minimal 30 dB gegen die Amplituden der Nutztöne ist, ist er in FIG. 4(a) dank der Gegenkopplungsmaßnahme etwa 40 dB. Zufolge der im Beispiel endlichen Bandbreite des Gegenkopplungs-Regelkreises ist auch hier eine Wirkung über einen Abstand von ca. 6 kHz hinaus nicht möglich.

Die Anwendung der Erfindung erstreckt sich insbesondere auf alle Senderendstufen, welche z.B. A-Modulation sowie J3E-, J7B-Verfahren zu übertragen haben, also jene Modulationsarten, deren Signaleinhüllende im RF-Bereich variiert bzw. deren Nachrichten-Informations-Gehalt nicht ausschließlich in der Momentan-Phase des Nutzsgignals enthalten ist.

Ein praktisches Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt FIG. 5 als Blockschaltbild.

Der Aufbau umfaßt eine Gegentakt-Breitband-Endstufe 3 mit Oberwellenfilter 4 und Richtkoppler 5, Einhüllenden-Gleichrichter 6 am Sender-Ausgang und entsprechendem Einhüllenden-Detektor 8 am Ausgang der Sender-Vorstufen. Das Bandpaß-Filter 21 ist zur Unterdrückung von Oberwellen und unerwünschten Rauschseitenbändern dem Sendeumsetzer nachgeschaltet. Mit dieser Maßnahme ist gewährleistet, daß die Einhüllende des Vorstufen-RF-Signals eine geeignete Referenz 8 des ebenfalls von Oberwellen gefilterten RF-Ausgangssignals der Endstufe an 6 ist.

Als Referenz für die Gegenkopplung dient das Einhüllende-Signal 13, das über den analogen Multiplizierer 10 (Ein-Quadranten-Multiplizierer) bezüglich der Spitzen auf den der Nennleistung des Senders (PEP) entsprechenden Referenzwert VRef= gestellt ist. Der Operationsverstärker 11 erzeugt dazu den erforderlichen (Gleichspannungs-)Gewichtsfaktor 15. Die Zeitkonstante für diesen Gewichtsfaktor ist bestimmt durch die RC-Glieder 14 und den Spitzenwert-Gleichrichter 16 am Operationsverstärker 11. Letzter bewirkt eine schnelle Korrektur der Referenz 13, sobald der Einhüllenden-Spitzenwert zu hohe Ausgangsleistung erzeugt (kleine Zeitkonstante). Um den verschiedenen Betriebsarten Rechnung tragen zu können, ist der Kondensator 14 umschaltbar. Damit ergeben sich optimierte Regelgeschwindigkeiten. Die zuvor beschriebene Schaltung hat den Nachteil, daß der Gleichrichter 8 kleineren Pegel als der am Richtkoppler 5 angeschlossene Detektor 6 erhält. Die reale Kennlinie eines Gleichrichters kann in solch einem Fall zusätzliche Fehler erzeugen.

Da es sich um ein Differenzverfahren handelt, ist es daher erforderlich, die beiden Detektoren 6 und 8 möglichst auf gleichen RF-Pegel zu setzen. Dies berücksichtigt die Schaltungsanordnung nach FIG. 6.

- Die beiden Detektordioden sind ausgesucht bezüglich der Übereinstimmung ihrer Gleichrichter-Kennlinie (matched diodes).

- Um den Pegel an beiden Dioden möglichst gleich zu erhalten,wird ein breitbandiger klirrarmer RF-Verstärker 17 für die Gleichrichterdiode 8 eingefügt.

- Vor diesen Breitband-RF-Verstärker ist ein weiterer PIN-Dioden-Abschwächer 2a eingefügt, der den Pegel am Gleichrichter 8 konstant stellt. Diese Pin-Dioden-Stellglieder sind ebenfalls breitbandig, hochlinear und passiv (resistiv).

Im Gegensatz zum Dämpfungsglied 2b braucht das erste Dämpfungsglied 2a nicht annähernd so schnell steuerbar sein.

Wie bereits im Zusammenhang mit der FIG. 4 erwähnt, ist die erfindungsgemäße Anordnung wesentlich unanfälliger gegen Störungen der Betriebsspannung Ub als vergleichbare herkömmliche Anordnungen. Bordspannungsnetze von Fahrzeugen sind erfahrungsgemäß mit starken Störspannungen verseucht, so daß herkömmliche Senderendstufen über einen zwischengeschalteten DC-Schaltwandler versorgt werden. Demgegenüber kann bei der Erfindung die Versorgung direkt aus dem Bordnetz eines Fahrzeugs erfolgen, wenn, wie in FIG. 5 und 6 durch die Glieder L und C angedeutet, durch eine Tiefpaßfilterung die höherfrequenten Störfrequenzanteile ausgesiebt werden, die von dem Gegenkopplungskreis der Erfindung wegen dessen begrenzter Bandbreite nicht ausgeregelt werden können. Da dadurch der DC-Wandler entfallen kann, wird der Wirkungsgrad des Senderverstärkers zusätzlich höher, der Kühlmechanismus einfacher und somit auch die Gesamtkosten des Senders günstiger als in herkömmlichen Geräten.

Wenn der Eingangspegel des zu übertragenden Nutzsignals zeitlich konstant ist und vor allem einen vorgegebenen Grenzwert nicht übersteigt, ist die in FIG. 7 skizzierte Schaltungsanordnung bevorzugt. Die Voraussetzung eines konstanten Signalpegels des Eingangssignals ist insbesondere bei der Übertragung digitaler Nachrichten erfüllt, da die das Eingangssignal für die Endstufe erzeugenden Geräteteile, wie z.B. ein Modulator von sich aus Signale mit langzeitlich konstantem Pegel generieren. Für die Pegelregelung sind dann im wesentlichn nur noch Pegelveränderungen zu berücksichtigen, die z.B. durch frequenzabhängige Amplitudenbeeinflussung in Eingangsbausteinen der Endstufe begründet sind und bei Frequenzumschaltungen störend in Erscheinung treten.

Die Einstellsteuerung 23 steuert die Schalter S1 bis S3 und schaltet dadurch, z.B. nach jedem Frequenzwechselkommando bei einem Frequenzsprungsender, zwischen einer Einstellphase und einer Sendephase um. Die eingezeichneten Schalterstellungen entsprechen der Einstellphase. Dadurch gelangt nach jedem Frequenzwechselkommando ein A0 (A null)-Signal für die Dauer von beispielsweise 1 ms über Sendeumsetzer 22 und Bandfliter 21 an den Einhüllenden-Detektor 8, wird im Multiplizierer 10 (analog) mit dem Spannungswert (Faktor) am Ausgang des Differenz-Operationsverstärkers 11 multipliziert. Der Einstellvorgang ist stabilisiert, wenn die Ausgangsspannung des Multiplizierers 10 der Referenz-Gleichspannung Uref entspricht. Dies ist bei entsprechender Dimensionierung des Operationsverstärkers 1 (Kap. Gegenkopplung C1) und des Multi plizierers 10 in weniger als 1 ms erreicht. Über den Schalter S2 ist an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 7 eine mittlere Vergleichsspannung Um gelegt, die dafür sorgt, daß die Ausgangsleistung des Senderendverstärkers 3 während des Einstellvorgangs nicht über das erlaubte Maß hinausgeht. Über den A/D-Wandler ist der Multiplikationsfaktor in Speicher 19 abgelegt.

Für die nachfolgende Sendephase werden die Schalter S1 bis S3 umgeschaltet, so daß der Sendeumsetzer jetzt ein mit der zu übertragenden Nachricht NF-moduliertes Signal abgibt, das aber den gleichen Spitzenpegel aufweist wie das vorangegangene A0-Signal.

Der im Speicher 19 zuvor abgelegte digitalisierte Wert des Multiplikationsfactors wird während der Sendephase nicht verändert und über den D/A-Wandler 20 und S1 als konstanter Faktor dem Multiplizierer 10 zugeführt. Der A/D-Wandler 18 ist in der Sendephase ohne Wirkung, ebenso der Operationsverstärker 11.

Über Richtkoppler 5, Einhüllenden-Detektor 6 und Schalter S2 liegt nun die Einhüllendenspannung des Sendesignals am Differenzeingang des Operationsverstärkers 7, an dessen nicht invertiertem Eingang liegt die stabilisierte Referenz-Einhüllende des umgesetzten, im Rauschfilter von Oberwellen- und Außenband-Rauschen befreiten RF-Nutz-Signals. Für die linearisierende Wirkung dieser Rückkopplungsschleife gelten die gleichen Ausführungen wie bei den bereits beschriebenen Anordnungen.

Die FIG. 8 zeigt eine bevorzugte Ausführung der Erfindung, die sich von den zuvor beschriebenen Ausführungen vor allem durch die besonders vorteilhafte Signalaufbereitung unterscheidet.

Der Prozessor PR weist einen Steuereingang MS auf, über den eine von mehreren Modulationsarten ausgewählt sowie weitere Signalparameter, wie Frequenz, Frequenzhub o.ä. vorgegeben werden. Das modulierende Signal kann entweder als digitales Signal (z.B. Tastfunk) direkt oder als analoges Signal (z.B. Sprache) über den Analog/Digital-Wandler 26 dem Signalprozessor zugeführt werden. Dieser erzeugt aus dem modulierenden Signal unter Brücksichtigung der gewählten Modulationsart ein Hüllkurven-Referenzsignal, das der Einhüllenden des Soll-Ausgangssignals der Endstufe proportional ist. Dieses Referenzsignal wird als Folge digitaler Werte aT dem Digital/Analog-Wandler 25 zugeführt, der an seinem Ausgang das analoge Hüllkurven-Referenzsignal EHR auf den nicht invertierenden Eingang des im Differenzglied 7 eingesetzten Operationsverstärkers leitet. Mittels des schnell einstellbaren Dämpfungsglieds 2 wird die Amplitude des vom Synthesizer 24 abgegebenen, nicht amplitudenmodulierten RF-Signals so beeinflußt, daß die Amplitude des Ausgangsssignals des Endverstärkers, die über den Richtkoppler 5 und den Hüllkurvendetektor 6 gemessen wird, ständig dem analogen Hüllkurven-Referenzsignal proportional ist. Der konstante Proportionalitätsfaktor ist durch die Beschaltung des Operationsverstärkers im Differenzglied 7 festgelegt. Von besonderem Vorteil ist, daß in dem Hüllkurven-Referenzsignal bereits die richtige Pegeleinstellung des Ausgangssignals auf die Nennleistung der Senderendstufe enthalten ist.

Der Signalprozessor gibt digitale Frequenzkommandos fT an den Synthesizer 24 ab und kann somit je nach Modulationsart (z. B. FM) oder bei Frequenzsprungsendungen schnell die Momentanfrequenz des RF-Signals variieren.

Die Pegelung der Ausgangsleistung wird bei dieser bevorzugten Anordnung allein durch das Referenz-Hüllkurvensignal des Signalprozessors bestimmt. Ein A0-Signal ist zur Pegelung auf die Nennleistung des Senders nicht erforderlich. Da das Hüllkurvensignal niederfrequent ist, ist die Geschwindigkeit gebräuchlicher Prozessoren vollkommen ausreichend. Der Prozessor ist vorzugsweise zur Erzeugung von Hüllkurvensignalen für verschiedene Modulationsarten ausgelegt. Die jeweils gewünschte Modulationsart ist über einen Steuereingang festlegbar. Der bei anderen Anordnungen gebräuchliche hochlineare Sendeumsetzer, bei welchem ein zwischenfrequentes Ausgangssignal mit einem stationären HF-Signal umgesetzt wird, entfällt, da die Amplitudenmodulation über das steuerbare Dämpfungsglied in der HF-Ebene erfolgt.

Beispielsweise ergibt sich für Sprachübertragung in Einseitenband-Modulation bei einem NF-Signal, das in Form einer Folge von Abtastwerten F(k&peseta;T) des Sprachsignals und dessen Hilberttransformierter H(k&peseta;T), mit k&peseta;T als Abtastzeitpunkte im Abstand T, vorliegt, für die Digitalwerte aT des Hüllkurven-Referenzsignals zum Zeitpunkt k&peseta;T

Aus der Momentfrequenz des NF-Signals

lassen sich bei gegebener Trägerfrequenz unmittelbar die HF-Frequenzsteuerwerte fT für das Einseitenbandsignal mit unterdrücktem Träger angeben.

Das Dämpfungsglied 2 kann vorteilhafterweise auch mehrere Dämpfungsstufen enthalten, von denen aber nur eine, vorzugsweise die letzte Stufe von dem Differenzglied angesteuert wird, während die anderen Stufen nicht an der Regelung beteiligt sind, sondern zur Voreinstellung beispielsweise bei gegenüber der Nennleistung des Senders reduziertem Signalpegel oder zur ungeregelten Amplitudenmodulation dienen können.


Anspruch[de]
  • 1. Senderanordnung mit einer Transistor-Gegentakt-Endstufe zur Leistungsverstärkung eines nach Maßgabe eines niederfrequenten Modulationssignals modulierten Hochfrequenzsignals, vorzugsweise für den KW-Bereich, gekennzeichnet durch ein im Zuge des Hochfrequenzsignals angeordnetes steuerbares Dämpfungsglied (2), durch einen Hüllkurvendetektor (6), der aus dem von der Endstufe abgegebenen Sendesignal ein Hüllkurvensignal ableitet, durch Einrichtungen zur Erzeugung eines dem Sollwert der Signaleinhüllenden des Ausgangssignals proportionalen Einhüllenden-Referenzsignal (EHR), und durch ein Differenzglied (7), das die Differenz zwischen dem Hüllkurvensignal und dem Referenzsignal ermittelt und daraus ein Steuersignal für das Dämpfungsglied (2) ableitet.
  • 2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein steuerbarer frequenzvariabler Oszillator zur Erzeugung eines nicht amplitudenmodulierten Signals vorhanden ist, dessen Ausgangssignal an den Eingang des Dämpfungsglieds gelegt ist, daß das niederfrequente Modulationssignal einem digitalen Signalprozessor zugeführt ist, der ein zeitveränderliches Frequenzsteuersignal für den steuerbaren Oszillator und über einen D/A-Wandler das Einhüllenden-Referenzsignal für das Differenzglied erzeugt.
  • 3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß verschiedene Modulationsarten vorgesehen sind und der Signalprozessor einen zusätzlichen Eingang zur Festlegung der Modulationsart aufweist.
  • 4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Einhüllenden-Referenzsignal mittels eines weiteren Hüllkurvendetektors aus dem modulierten Hochfrequenzsignal vor dem Dämpfungsglied gewonnen wird.
  • 5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein Pegeldetektor den Pegel des ersten Hüllkurvensignals mißt, daß ein Komparator den gemessenen Pegel mit einem Referenzwert vergleicht und ein Korrektursignal zur Steuerung eines amplitudenbeeinflussenden Glieds im Signalweg des Hochfrequenz-Signals erzeugt.
  • 6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Korrektursignal als Gewichtsfaktor zur Multiplikation des Einhüllenden-Referenzsignals einem Multiplizierer zugeführt ist, dessen Ausgang mit einem Eingang des Differenzglieds verbunden ist.
  • 7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einstellsteuerung in einer Meßphase den Gewichtsfaktor digitalisiert und speichert und in einer nachfolgenden Übertragungsphase den Ausgang des Komparators von dem Multiplizierer trennt und den digital gespeicherten Gewichtsfaktor über einen Digital/Analog-Wandler dem Multiplizierer zuführt.
  • 8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß in der Meßphase ein unmoduliertes HF-Signal gleicher Frequenz und gleichen Pegels wie das Nachrichtensignal der nachfolgenden Übertragungsphase an den Eingang der Endstufe gelegt ist.
  • 9. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Betriebsspannung der Senderendstufe über ein L-C-Glied direkt aus einer ungeregelten Gleichspannung zugeführt ist.






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