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Dokumentenidentifikation DE2941321C2 15.10.1992
Titel Schaltungsanordnung zur Umsetzung eines Eintakt-Eingangssignals in ein Paar von Differenz-Ausgangssignalen
Anmelder Sony Corp., Tokio/Tokyo, JP
Erfinder Niimura, Tsutomu, Hiratsuki, Kanagawa, JP;
Murakami, Kyoichi, Chigasaki, Kanagawa, JP;
Yamakoshi, Akira, Tokio/Tokyo, JP
Vertreter Mitscherlich, H., Dipl.-Ing.; Gunschmann, K., Dipl.-Ing.; Körber, W., Dipl.-Ing. Dr.rer.nat.; Schmidt-Evers, J., Dipl.-Ing., Pat.-Anwälte, 8000 München
DE-Anmeldedatum 11.10.1979
DE-Aktenzeichen 2941321
Offenlegungstag 08.05.1980
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 15.10.1992
Veröffentlichungstag im Patentblatt 15.10.1992
IPC-Hauptklasse H03F 3/04
IPC-Nebenklasse H03F 3/45   

Beschreibung[de]

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Umsetzung eines Eintakt-Eingangssignals in ein Paar von Differenz-Ausgangssignalen.

Es gibt zahlreiche Anwendungen von differentiellen Signalen bzw. Differenzsignalen. So kann beispielsweise der Betrieb eines Differenzverstärkers dadurch verbessert werden, daß diesem als Eingangssignal ein differentielles Signal bzw. ein Differenzsignal zugeführt wird. Üblicherweise ist das ursprüngliche Eingangssignal, welches von Differenzverstärkern verwendet werden muß, ein Eintaktsignal bzw. ein unsymmetrisches Signal. Es ist daher häufig notwendig, dieses einseitige oder unsymmetrische Signal bzw. Eintaktsignal in ein Paar von Differenz-Ausgangssignalen umzusetzen, welche sich um gleiche, jedoch entgegengesetzte Beträge ändern, wenn sich das Eingangssignal ändert.

Bei Zufuhr eines Eingangssignals zu einem Differenzverstärker, der aus einem Paar von in einer Differenzschaltung miteinander verbundenen Transistoren besteht, wird das Eingangssignal der Basis eines der betreffenden Transistoren zugeführt, während die Basis des anderen Transistors wechselstrommäßig mit Masse bzw. Erde verbunden ist. Die Kollektoren der beiden Transistoren liefern ein Paar von differentiellen Ausgangssignalen. Bei dieser einfachen Schaltungsanordnung ist jedoch allgemein eine Widerstands-Vorspannungsschaltung erforderlich, um richtige Vorspannungen an die beiden Transistoren zu liefern. Als Folge dieser Vorspannungsschaltung wird der gesamte Schaltungsaufbau jedoch ziemlich kompliziert. Darüber hinaus muß die Versorgungsspannung für die betreffenden Transistoren auch zum Ableiten der notwendigen Vorspannungen herangezogen werden, was eine ungünstige Ausnutzung der Betriebsspannungsversorgung darstellt.

Eine herkömmliche Schaltungsanordnung zum Umsetzen eines Eintakt-Eingangssignals in ein Paar von Differenz-Ausgangssignalen besteht aus einem Paar von Dioden, die in Reihenschaltung angeordnet sind, welche ihrerseits parallel zu einer weiteren Reihenschaltung liegt, die durch die Basis-Emitter-Strecke eines Transistors und eine weitere Diode gebildet ist (US-PS 40 28 631). Wenn dieser Schaltungsanordnung kein Signalstrom zugeführt wird und wenn angenommen wird, daß eine Stromquelle zur Zufuhr eines Konstantstroms zu der Parallelschaltung vorgesehen ist, fließen gleiche Ströme durch die in Reihe geschalteten Dioden und durch die Kollektor-Emitter-Strecke bzw. den Kollektor-Emitter-Kreis des erwähnten Transistors und die damit verbundene zusätzliche Diode. Wenn der Emitterbereich und die äquivalenten Emitterbereiche der Dioden alle gleiche Fläche besitzen und wenn die Basis-Emitter-Strecke eines weiteren Transistors parallel zu der erwähnten zusätzlichen Diode geschaltet ist, sind die Ströme durch die beiden Transistoren, wenn kein Signalstrom vorhanden ist, gleich. Wenn indessen ein Signalstrom der erwähnten zusätzlichen Diode zugeführt wird, was bedeutet, daß ein Eingangssignal der Verbindungsstelle zwischen den in Reihe miteinander verbundenen Dioden zugeführt wird, ändern sich jedoch die Ströme durch die beiden Transistoren um gleiche jedoch zueinander entgegengesetzte Beträge lediglich dann, wenn der zugeführte Signalstrom viel kleiner ist als der von der Stromquelle zugeführte Ruhestrom. Bedauerlicherweise bedeutet das Erfordernis, daß der Ruhestrom sehr viel größer ist als der Signalstrom, daß entweder die Stromquelle sehr groß sein muß oder daß der Signalstrom auf einen sehr kleinen Wert beschränkt werden muß. Daraus folgt aber, daß bei Nichteinhalten dieser Bedingung erhebliche Verzerrungen in den Ausgangsströmen auftreten, weshalb die bekannte Schaltungsanordnung nicht voll zufriedenstellend arbeitet.

Bei einer anderen bekannten Schaltungsanordnung zum Umsetzen eines Eintakt-Eingangssignals in ein Paar von Differenz-Ausgangssignalen sind zwei Reihenschaltungen einander parallelgeschaltet (US-PS 40 49 977), wobei die erste Reihenschaltung aus einem Paar von Dioden besteht und wobei die zweite Reihenschaltung aus einer zusätzlichen Diode und einer derart in Reihe liegenden Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors besteht. Die Basis des Transistors ist mit dem durch die in der erstgenannten Reihenschaltung liegenden Dioden definierten Verbindungspunkt verbunden. Die Basis-Emitter-Strecken von Ausgangstransistoren sind zu einer entsprechenden Diode in jeder der Reihenschaltungen parallelgeschaltet. Eine Stromquelle liefert einen Ruhestrom für die Parallelschaltung, so daß dann, wenn kein Eingangssignal vorliegt, ein Ruhestrom durch die erste Diode in jeder Reihenschaltung fließt. Da die Basis-Emitter-Spannung jedes Ausgangstransistors gleich der Spannung über der jeweiligen ersten Diode ist, fließt der betreffende Ruhestrom auch über die Kollektor-Emitter-Strecke des jeweiligen Ausgangstransistors. Wenn ein Eingangssignal der zweiten Diode der genannten ersten Reihenschaltung zugeführt wird, das heißt dann, wenn das Eingangssignal dem Verbindungspunkt zwischen dem in der ersten Reihenschaltung miteinander verbundenen Dioden zugeführt ist, steigt der Ausgangssignalstrom durch den einen Ausgangstransistor um einen Betrag an, der gleich der Abnahme des Ausgangssignalstromes ist, der durch den anderen Ausgangstransistor fließt. Obwohl bei dieser bekannten Schaltungsanordnung nicht die Bedingung zu erfüllen ist, wonach der Ruhestrom sehr viel größer sein muß als der Signalstrom, ergibt sich jedoch der Nachteil, daß der Eingangssignalstrom durch diese Schaltungsanordnung sehr stark bedämpft wird. Dabei zeigen nämlich die Differenz-Ausgangssignalströme Amplituden, welche jeweils lediglich ein Viertel der Amplitude des Eingangssignalstroms sind. Daraus folgt aber, daß die betreffende Schaltungsanordnung einen ziemlich schlechten Stromverstärkungsfaktor aufweist.

Es sind ferner verschiedene Grundschaltungen der analogen integrierten Technik bekannt (Zeitschrift "Radio, Fernsehen, Elektronik", 27 (1978), Heft 10, Seiten 621 bis 624), die jedoch keinen Hinweis dafür liefern, wie ein Eintakt-Eingangssignal in ein Paar von Differenz-Ausgangssignalen umzusetzen ist.

Es ist auch schon ein Breitband-Oszilloskopverstärker für den Nanosekundenbereich bekannt (Zeitschrift "Instruments and Experimentel techniques", Vol. 16, No. 4 - pt 2, Seiten 1173 bis 1175), der eine Phaseninverterstufe darstellt, welche insgesamt einen relativ hohen Schaltungsaufbau erforderlich macht.

Es ist ferner eine Differenzverstärkerschaltung bekannt (DE-OS 22 16 409), die sich jedoch ebenfalls durch einen relativ hohen schaltungstechnischen Aufwand auszeichnet.

Es ist überdies auch schon ein Stromverstärker bekannt (US-PS 38 68 581), der eine einen Eingangssignalstrom aufnehmende Eingangsschaltung umfaßt, die aus einer zwei Dioden enthaltenden ersten Reihenschaltung und einer dazu parallelliegenden zweiten Reihenschaltung besteht, welche eine Diode und die Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors umfaßt, dessen Basis mit dem Verbindungspunkt zwischen den die erste Reihenschaltung bildenden Dioden verbunden ist. Mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Kollektor des erwähnten Transistors und der dazu in Reihe liegenden Diode ist die Basis eines Ausgangstransistors verbunden. Obwohl diese bekannte Schaltungsanordnung ähnlich der eingangs betrachteten bekannten Schaltungsanordnung aufgebaut ist, dient sie jedoch nicht zur Umsetzung eines Eintakt-Eingangssignals in ein Paar von Differenz-Ausgangssignalen.

Es ist schließlich auch schon bekannt (Trietze/Schenk, Halbleiterschaltungstechnik, 3. Auflage, Berlin-Heidelberg-New York; Springer Verlag 1976, Seiten 104 bis 108), Emitterfolgerschaltungen zu realisieren. Über den Aufbau von Schaltungsanordnungen zur Umsetzung eines Eintakt-Eingangssignals in ein Paar von Differenz-Ausgangssignalen ist jedoch auch in diesem Zusammenhang nichts näher bekannt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art mit relativ geringem schaltungstechnischen Aufwand zu realisieren und dabei unter Erzielung eines günstigen Leistungsverbrauchs mit relativ geringen Spannungen auszukommen.

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Maßnahmen.

Die Erfindung zeichnet sich durch den Vorteil eines einfacheren Schaltungsaufbaus, aus, der auf dem Aufbau als Stromquellenschaltung zurückgeht, durch die ein günstigerer Leistungsverbrauch erreicht ist als bei vergleichbaren Schaltungen gemäß dem Stand der Technik.

Zweckmäßige Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend beispielsweise näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt

Fig. 1 ein Beispiel einer herkömmlichen Schaltungsanordnung zum Umsetzen eines Eintakt-Eingangssignals in ein Paar von Differenz-Ausgangssignalen,

Fig. 2 schematisch ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels gemäß der Erfindung,

Fig. 3 schematisch einen Differenzverstärker, der als Verstärkungsfaktor-Steuerverstärker verwendbar ist und der zur Versorgung mit Differenz-Signalen ausgebildet ist,

Fig. 4 schematisch ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung in Verbindung mit einem Differenzverstärker,

Fig. 5 schematisch ein drittes Ausführungsbeispiel der Erfindung, das mit einem Differenzverstärker arbeitet,

Fig. 6 schematisch ein Ausführungsbeispiel der Erfindung in Verbindung mit einem den Verstärkungsfaktor steuernden Verstärker, insbesondere zur Anwendung bei einer Farbsättigungs-Steuerschaltung eines Farbfernsehempfängers.

Vor der Erläuterung der Erfindung wird zunächst anhand Fig. 1 schematisch eine herkömmliche Schaltungsanordnung zur Umsetzung eines einseitigen bzw. unsymmetrischen Eingangssignals in ein Paar differentieller Ausgangssignale erläutert. Diese Schaltungsanordnung besteht aus einem Paar von Dioden 1, 2, die reihengeschaltet sind, wobei diese Reihenschaltung parallel zu einer weiteren Reihenschaltung geschaltet ist, die aus dem Basis-Emitter-Kreis eines Transistors 3 und einer zusätzlichen Diode 4 besteht. Eine Stromquelle, die einen im wesentlichen konstanten Strom erzeugen kann, ist mit diesen parallel geschalteten Reihenschaltungen verbunden und ist insbesondere mit der Verbindungsstelle verbunden, die durch die Anode der Diode 1 und der Basis des Transistors 3 gebildet ist. Im Rahmen der Beschreibung ist unter Stromquelle eine Stromerzeugungsschaltung zu verstehen, deren Ausgangsstrom im wesentlichen konstant bleibt unabhängig von Änderungen der Last, der der Strom zugeführt wird. Selbstverständlich ist der von der Stromquelle erzeugte Strompegel durch verschiedene Parameter bestimmt und kann gegebenenfalls durch ein geeignetes Steuersignal, durch einstellbare Schaltungselemente oder dergleichen geregelt werden. Eine typische Stromquelle besteht aus dem Kollektor-Emitter-Kreis eines vorgespannten Transistors. Andere Stromquellenschaltungen bekannter Art sind verwendbar, auch die, die in der US-PS 40 49 977 erläutert ist.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 ist die Diode 4 auch parallel zum Basis-Emitter-Kreis eines weiteren Transistors 5 geschaltet. Wenn auch nicht dargestellt, ist eine geeignete Quelle eines Betriebspotentials ebenfalls vorgesehen, um die Stromquelle zu erregen und um Betriebsspannungen an den Transistoren 3 und 5 anzulegen.

Im Betrieb sei angenommen, daß die Stromquelle einen Konstantstrom zuführt, der auch Ruhestrom genannt wird und der den Wert 2I&sub0; besitzt. Es sei weiter angenommen, daß der Emitterbereich der Transistoren 3 und 5 gleiche Fläche besitzt und daß die äquivalenten Emitterbereiche der Dioden 1, 2 und 4 ebenfalls diese gleiche Fläche besitzen. Folglich ist der Spannungsabfall über jeder Diode sowie der Basis-Emitter-Spannungsabfall über jeden Transistor gleich und kann durch Vbe ausgedrückt werden. Weiter sind die Basis-Emitter-Impedanz eines Transistors und die Dioden-Impedanz jeder Diode gleich.

Wenn kein Eingangssignal anliegt, wird der durch die Stromquelle zugeführte Strom gleich zwischen die beiden angeschlossenen Reihenschaltungen aufgeteilt. Folglich fließt ein Strom I&sub0; durch die Dioden 1 und 2 und ein gleicher Strom I&sub0; durch den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors 3 und die Diode 4. Es sei angenommen, daß der Basistrom des Transistors 3 unbedeutend ist und daher vernachlässigt werden kann. Es zeigt sich, daß, da die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 3 gleich der Spannung über der Diode 4 ist, der Emitterstrom des Transistors 3 gleich dem Strom ist, der durch die Diode 4 fließt. Wegen des vernachlässigbaren Basisstroms des Transistors 3 ist der Kollektorstrom deshalb gleich dessen Emitterstrom. Daher ist der Kollektor-Emitter-Strom des Transistors 3 gleich dem Diodenstrom der Diode 4, der ebenfalls gleich dem Strom ist, der durch die Dioden 1 und 2 fließt. Es zeigt sich daher, daß dieser Kollektor-Emitter-Strom gleich I&sub0; ist.

Es sei nun angenommen, daß ein Signal an die Verbindungsstelle angelegt wird, die durch den Emitter des Transistors 3 und die Diode 4 gebildet ist. Dieses Signal ist in Fig. 1 als ein Signal is anlegende Stromquelle dargestellt. Wenn dieser Signalstrom eine Zunahme der Emitterspannung des Transistors 3 zur Folge hat, wird der Kollektor-Emitter-Strom auf I&sub0;-i&sub1; reduziert. Durch Anwendung der Kirchhoff'schen Regeln ergibt sich der Strom durch die Diode 4 zu I&sub0;-i&sub1;+is. Nun ist die Spannung über der Diode 4 gleich der Basis-Emitterspannung des Transistors 5. Daher ist der Emitterstrom dieses Transistors gleich dem Strom durch die Diode 4. Wenn angenommen wird, daß der Basistrom des Transistors 5 unwesentlich ist und daher vernachlässigt werden kann, ist der Kollektorstrom durch diesen Transistor gleich dessen Emitterstrom, der wiederum gleich dem Strom durch die Diode 4 ist. Daher beträgt der Kollektorstrom des Transistors 5I&sub0;-i&sub1;+is.

Der Spannungsabfall in Durchlaßrichtung über die Diode 1 beträgt Vbe1 und der Spannungsabfall in Durchlaßrichtung über die Diode 2 beträgt Vbe2, die Basis-Emitter-Spannung über dem Transistor 3 beträgt Vbe3 und der Spannungsabfall in Durchlaßrichtung über die Diode 4 beträgt Vbe4. Aus Fig. 1 ergibt sich, daß (Vbe1+Vbe2)=(Vbe3+Vbe4). Aus der grundlegenden Halbleitertheorie ist bekannt, daß der Strom durch eine Halbleiterdiode eine Exponentialfunktion des Spannungsabfalls in Durchlaßrichtung darüber ist. Anders ausgedrückt ergibt sich der Spannungsabfall in Durchlaßrichtung Vbe jeder Diode bzw. die Basis-Emitter-Spannung über dem Transistor 3 zu:



mit k=Boltzmannkonstante,

T=absolute Temperatur in Kelvin,

q=Elektronenladung,

I=Strom durch die Diode bzw. den Transistor,

Is=Sperrsättigungsstrom.

Folglich kann folgende Gleichung abgeleitet werden:



Durch Auflösung der Gleichung (1) nach dem Strom I&sub0; ergibt sich:

I&sub0;² = (I&sub0;-i&sub1;) (I&sub0;-i&sub1;+is). (2)

Aus Gleichung (2) ergibt sich der Strom i&sub1; zu:



Wenn der Ruhestrom I&sub0; sehr viel größer ist als der Signalstrom is, kann die Gleichung (3) vereinfacht werden zur Annäherung, daß i&sub1;=is/2. Dies bedeutet, daß der Kollektorstrom des Transistors 3I&sub0;-i&sub1;=I&sub0;-is/2 ist, und daß der Kollektorstrom des Transistors 5I&sub0;-i&sub1;+is=I&sub0;+is/2 ist.

Aus dem Vorstehenden ergibt sich, daß die Kollektorströme der Transistoren 3 und 5 ein Paar differentieller Ausgangssignalströme bilden, wobei der Kollektorstrom des Transistors 5 den Ruhestrom I&sub0; überschreitet und wobei der Kollektorstrom des Transistors 3 niedriger als der Ruhestrom ist, und zwar jeweils um den gleichen Betrag. Das heißt, die Signalströme durch die Transistoren 3 und 5 sind gleich, jedoch einander entgegengesetzt. Jedoch werden diese differentiellen Ausgangssignalströme verzerrt, wenn die notwendige Bedingung I&sub0;»is nicht aufrechterhalten wird. Zur Verringerung dieses Problems ist es notwendig, eine Stromquelle vorzusehen, die einen sehr hohen Ruhestrom I&sub0; erzeugt. Wenn die Schaltung gemäß Fig. 1 als intergrierte Schaltung ausgebildet sein soll, kann eine solche Stromquelle nicht mehr ausführbar sein. Andererseits muß, um die vorstehende Bedingung einzuhalten, der Signalstrom is auf einen sehr niedrigen Wert beschränkt werden, was im allgemeinen unerwünscht ist.

Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 besteht aus einer ersten Reihenschaltung, die aus Dioden 6 und 7 gebildet ist, die parallel zu einer zweiten Reihenschaltung angeschlossen ist, wobei letztere durch eine Diode 10 und den Kollektor-Emitter-Kreis eines Transistors 9 gebildet ist. Der Basis-Emitter-Kreis des Transistors 9 ist parallel zur Diode 7 geschaltet. Eine Stromquelle 8 ist mit den Anoden der Dioden 6 und 10 verbunden zur Zufuhr eines Ruhestroms zu den parallelgeschalteten Reihenschaltungen. Die Dioden 6 und 7 sind in Durchlaßrichtung so gepolt, daß Strom durch die Diode 6 und dann durch die Diode 7 fließt, und die Diode 10 ist in ähnlicher Weise so gepolt, daß Strom durch die Diode 10 und dann durch den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors 9 fließt. Die Stromquelle 8 kann den Aufbau besitzen, wie er bei der Erläuterung der Fig. 1 dargestellt worden ist.

Der durch die Dioden 6 und 7 gebildete Verbindungspunkt, d. h., der Verbindungspunkt zwischen der Kathode der Diode 6 und der Anode der Diode 7 ist zusätzlich zur Verbindung mit der Basis des Transistors 9 auch mit der Basis eines Ausgangstransistors 12 verbunden. Gegebenenfalls können weitere Ausgangstransistoren wie der zusätzliche Ausgangstransistor 12&min; vorgesehen sein, wobei die Basis-Emitter-Kreise parallel zu dem Basis-Emitter-Kreis des Transistors 12 angeschlossen sind. Mit Bezug auf lediglich einen einzigen Ausgangstransistor 12 zeigt sich, daß dessen Basis-Emitter-Kreis parallel zur Diode 7 geschaltet ist.

Ein weiterer Ausgangstransistor 13 ist basisseitig mit dem Kollektor des Transistors 9 verbunden und ist emitterseitig gemeinsam mit dem Emitter des Transistors 9 angeschlossen.

Für den Fachmann ist ohne weiteres klar, daß die Dioden 6, 7 und 10 gegebenenfalls durch Transistoren in Diodenschaltung gebildet sein können, bei denen die Basen und Kollektoren gemeinsam verbunden sind. Weiter ist die Schaltungsanordnung so ausgebildet, daß sie als integrierte Schaltung ausgebildet werden kann. Wenn auch nicht im einzelnen dargestellt, ist selbstverständlich eine Stromversorgung vorgesehen, um ein Betriebspotential an den Transistoren sowie die Stromquelle 8 anzulegen.

Es sei angenommen, daß die Emitterflächen bzw. -bereiche der Transistoren 9, 12 (und 12&min;) und 13, sowie die äquivalenten Emitterflächen bzw. -bereiche der Dioden 6, 7 und 10 alle gleich sind. Es sei weiter angenommen, daß die Schaltungsanordnung als intergierte Schaltung auf einem gemeinsamen Halbleiterchip ausgebildet ist. Wenn nun kein Eingangssignal vorhanden ist, teilt sich der von der Stromquelle 8 zugeführte Strom gleich zwischen den parallelgeschalteten Reihenschaltungen auf. Daher beträgt der Strom zu den Dioden 6 und 7 und I&sub0; und beträgt der Strom durch die Diode 10 und den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors 9 ebenfalls I&sub0;. Wenn ein Eingangssignal als Eingangssignalstrom is dem Verbindungspunkt zwischen den Dioden 6 und 7 zugeführt wird, wobei dieser Eingangssignalstrom durch eine Eingangssignalstromquelle 11 dargestellt wird, wird der Strom durch die Diode 6 auf einen Pegel von I&sub0;-i&sub1; verringert. Aufgrund der Kirchhoff'schen Gesetze ergibt sich der Strom durch die Diode 7 zu I&sub0;-i&sub1;+is. Die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 9 ist gleich dem Spannungsabfall in Durchlaßrichtung über der Diode 7. Folglich ist der Emitterstrom des Transistors 9 gleich dem Diodendurchlaßstrom der Diode 7 oder I&sub0;-i&sub1;+is. Wenn zurecht angenommen ist, daß der Basisstrom des Transistors 13 unwesentlich ist und daher vernachlässigt werden kann, ist der Strom durch die Diode 7 gleich dem Emitterstrom des Transistors 9, wobei dieser Diodenstrom ebenfalls I&sub0;-i&sub1;+is ist. Der Kollektorstrom durch den Transistor 13 ist noch zu bestimmen, wobei dieser Kollektorstrom im Folgenden mit Ix bezeichnet ist.

Da der Basis-Emitter-Kreis des Transistors 12 parallel zum Basis-Emitter-Kreis des Transistors 9 angeschlossen ist, ist der Emitterstrom des Transistors 12 gleich dem Emitterstrom des Transistors 9. Unter der Annahme, daß der Basisstrom des Transistors 12 unwesentlich ist und daher vernachlässigt werden kann, ist der Kollektorstrom des Transistors 12 gleich dem Kollektorstrom des Transistors 9 und ergibt sich daher zu I&sub0;-i&sub1;+is.

Die Summe der den Anoden der Dioden 6 und 7 zugeführten Ströme muß 2I&sub0; gleich sein, dem Strom, der durch die Stromquelle 8 zugeführt wird. Daher können folgende Gleichungen abgeleitet werden:



Aus Gleichung (5) ergibt sich, daß der Kollektorstrom des Transistors 12, der dem Strom durch die Diode 7 gleich ist, sich zu I&sub0;+is/2 ergibt.

Die Diode 12 und der Basis-Emitter-Kreis des Transistors 13 bilden eine Reihenschaltung, die parallel zu den reihengeschalteten Dioden 6 und 7 angeordnet sind. Es sei angenommen, daß die Diodendurchlaßspannung Vbe beträgt und daß die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 13 ebenfalls Vbe beträgt. Daher ergibt sich aus Fig. 2, daß (Vbe6+Vbe7)=(Vbe10+Vbe13). Unter Verwendung der zur Ableitung der Gleichung (1) verwendeten Analyse ergibt sich die Beziehung zwischen den Strömen durch die Dioden 6 und 7 und den Strömen durch die Dioden 10 und den Transistor 13 zu:



Aus der vorstehenden Analyse ergibt sich, daß der Kollektorstrom Ix des Transistors 13 und der Kollektorstrom des Transistors 12 differentielle Ausgangsströme darstellen. Das heißt, diese Kollektorströme ändern sich um gleiche jedoch entgegengesetzte Beträge abhängig vom Eingangssignalstrom is. Darüber hinaus ist die wirksame Stromverstärkung befriedigend, da sich die differentiellen Ausgangsströme um is/2 abhängig von einem Eingangssignalstrom is ändern. Dies stellt eine erhebliche Verbesserung gegenüber der Umsetzerschaltungsanordnung gemäß der US-PS 40 49 977 dar, bei der sich die differentiellen Ausgangsströme um einen Faktor von is/4 abhängig vom Eingangssignalstrom is ändern.

Aus Fig. 2 und der vorstehenden Erläuterung ergibt sich, daß die differentiellen Ausgangssignalströme von der durch die Dioden 6 und 7 gebildeten Verbindungsstelle und der durch die Diode 10 und den Transistor 9 gebildeten Verbindungsstelle abgeleitet werden. Dieser Schaltungsaufbau unterscheidet sich von der in der genannten US-PS beschriebenen, bei der die differentiellen Ausgangssignalströme von Ausgangstransistoren abgeleitet werden, die über die oberen Dioden angeschlossen sind.

Die Erfindung, wie sie in Fig. 2 dargestellt ist, stellt auch eine Verbesserung über die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 dar, da, gemäß Fig. 2, die Bedingung I&sub0;»is nicht mehr eingehalten werden muß. Das heißt, daß keine Verzerrung bei den differentiellen Ausgangssignalströmen bei der Erfindung auftritt und es daher nicht erforderlich ist, daß die Stromquelle 8 einen Konstantstrom sehr großer Höhe erzeugt.

Ein Vorteil des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 2 im Vergleich zur Verwendung eines Differenzverstärkers zum Umsetzen eines einseitigen Eingangssignals in ein differentielles Ausgangssignal ist, daß bei der Erfindung keine Ohm'schen Vorspannungsschaltungen erforderlich sind. Darüber hinaus besitzt das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2 relativ einfachen Schaltungsaufbau und kann wirksam eine Stromversorgung ausnutzen, derart, daß, wie das erwünscht ist, relativ niedrige Betriebspotentiale erforderlich sind.

Als weiterer Vorteil werden, selbst wenn mehrere Ausgangstransistoren 12&min; mit dem Transistor 12 verbunden sind oder mehrere Ausgangstransistoren (nicht dargestellt) parallel zum Transistor 13 angeschlossen sind, die Amplituden der differentiellen Ausgangssignalströme nicht wesentlich als Folge solcher mehreren Ausgangstransistoren gedämpft. Folglich können viele Paare differentieller Ausgangssignale erzeugt werden, wodurch es möglich ist, mehrere Ausgangsschaltungen dadurch anzusteuern. Das heißt, mehrere Paare differentieller Ausgangssignalströme können von einem einzigen einseitigen oder unsymmetrischen Eingangssignal abgeleitet werden.

Wie das im Folgenden erläutert werden wird, kann das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2 zusammen mit einem Differenzverstärker verwendet werden, um die differentiellen Ausgangssignalströme an den Kollektoren der Transistoren 12 und 13 als Eingangssignale dem Differenzverstärker zuzuführen, um eine verstärkungsgeregelte Verstärkung zu erreichen.

Zum besseren Verständnis der Verwendung der Erfindung mit einem verstärkungsgesteuerten Differenzverstärker wird zunächst Bezug auf Fig. 3 genommen, in dem ein Ausführungsbeispiel eines typischen verstärkungsgesteuerten Differenzverstärkers dargestellt ist. Dieser Differenzverstärker besteht aus einem ersten Paar von differentiell angeschlossenen Transistoren 32, 33 und einem zweiten Paar von differentiell angeschlossenen Transistoren 40 und 41. Die Emitter der Transistoren 32 und 33 sind mit einem gemeinsamen Anschluß über jeweilige Emitterwiderstände RE gleichen Widerstandswertes angeschlossen. Eine Stromquelle 35, die ähnlich den erwähnten Stromquellen sein kann, ist zwischen diesem gemeinsamen Verbindungspunkt und dem Bezugspotential wie Masse bzw. Erde angeschlossen. Die Basen der Transistoren 32, 33 sind mit Vorspannungen über eine Vorspannungsquelle 31 versorgt. Der Kollektor des Transistors 32 ist mit einer Quelle eines Betriebspotentials +Vcc über den Kollektor-Emitter-Kreis eines vorgespannten Transistors 36 angeschlossen und der Kollektor des Transistors 33 ist in ähnlicher Weise mit der Quelle des Betriebspotentials +Vcc über den Kollektor-Emitter-Kreis eines vorgespannten Transistors 37 angeschlossen. Eine Quelle 38 des Vorspannungspotentials erreicht einen vorgegebenen Vorspannungszustand für jeden der Transistoren 36, 37. Zusätzlich sind die Kollektoren der Transistoren 32, 33 auch mit den Basen der differentiell angeschlossenen Transistoren 40 bzw. 41 verbunden. Die Emitter der letzteren Transistoren 40, 41 sind gemeinsam mit einer Stromquelle 39 verbunden. Schließlich ist ein Lastwiderstand RL im Kollektorkreis des Transistors 41 angeschlossen und ist ein Ausgangsanschluß 42 mit dessen Kollektor verbunden.

Es sei nun angenommen, daß eine Eingangsspannung vi, die durch die Spannungsquelle 34 erreicht ist, wechselstrommäßig mit der Basis der Transistoren 32, 33 gekoppelt ist. Die Ausgangsspannung vo, die abhängig von dieser Eingangsspannung erzeugt wird, wird am Ausgangsanschluß 42 erhalten. Wenn der von der Stromquelle 35 erreichte Strom 2I&sub1; beträgt, dann fließen gleiche Ströme in die Emitterkreise der Transistoren 32, 33, wobei jeder dieser Ströme I&sub1; beträgt. Die Kollektorströme der Transistoren 32, 33 sind im wesentlichen gleich deren Emitterströme, weshalb Emitterströme I&sub1; durch die Emitterkreise der Transistoren 36 und 37 fließen.

Wenn der durch die Stromquelle erzeugte Strom 2I&sub2; beträgt, dann fließen gleiche Ströme durch die Emitterkreise der Transistoren 40 und 41, wobei jeder dieser Ströme I&sub2; beträgt.

Die Eingangsspannung vi ist gleich dem Spannungsabfall am Emitterwiderstand aufgrund des Emitterstroms I&sub1; des Transistors 32 zuzüglich des Spannungsabfalls über dem Widerstand RE zuzüglich des Spannungsabfalls über dem Widerstand RE, der mit dem Emitter des Transistors 33 verbunden ist, zuzüglich des Spannungsabfalls aufgrund des durch den Emitterwiderstand des Transistors 33 fließenden Emitterstroms I&sub1;. Die Ausgangsspannung vo ist gleich dem Spannungsabfall über den Lastwiderstand RL aufgrund des durch den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors 41 fließenden Stroms I&sub2;. Diese Beziehung ergibt folgende Gleichung:



wobei re der Emitterwiderstand jedes Transistors 32, 33 ist mit re=kT/qI&sub1;.

Wie sich aus Gleichung (8) ergibt, wird die Verstärkungs-(Faktor)-Steuerung der Ausgangsspannung vo durch Ändern entweder des Konstantstroms I&sub1; oder des Konstantstroms I&sub2; erreicht. Das heißt, die Verstärkung bzw. der Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers gemäß Fig. 3 ist durch Steuern entweder der Stromquelle 35 oder der Stromquelle 39 bestimmt. Im allgemeinen ist es vorzuziehen, die Stromquelle 39 nicht zu ändern, da eine derartige Änderung eine Änderung der Gleichspannung am Ausgangsanschluß 42 aufgrund des durch den Lastwiderstand RL fließenden geänderten Stroms I&sub2; zur Folge hat. Folglich wird bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 3 die Verstärkungssteuerung bzw. -regelung vorzugsweise durch Einstellen der Stromquelle 35 erreicht.

Es zeigt sich, daß der aus den Transistoren 40 und 41 bestehende Differenzverstärker mit differentiellen Eingangssignalen versorgt wird, selbst wenn das der dargestellten Schaltung zugeführte ursprüngliche Eingangssignal vi ein einseitiges Signal ist. Um dieses einseitige Eingangssignal in die differentiellen Signale, die den Transistoren 40 und 41 zugeführt werden, umzusetzen, ist es notwendig, eine erste Differenzverstärkerstufe, die aus den Transistoren 32 und 33 gebildet ist, vorzusehen, die mit geeigneten Vorspannungspotentialen von der Vorspannungsquelle 31 versorgt sind. Die Vorspannungsschaltung, die zur Zufuhr der geeigneten Vorspannungspotentiale zu den Transistoren 32, 33 verwendet ist, ist eine aus Widerständen bestehende Spannungsteilerschaltung. Diese Ohm'sche Vorspannungsschaltung führt zusätzliche Komplexheit in den Aufbau der integrierten Schaltung ein und erreicht darüber hinaus vergleichsweise unzulängliche Verwendung der Stromversorgung, die zur Bildung der Vorspannungsquelle 31 verwendet werden muß. Um einen großen dynamischen Bereich für den verstärkungsgeregelten Verstärker gemäß Fig. 3 aufrechtzuerhalten, muß die Versorgungsspannung relativ hoch sein. Ein weiterer Nachteil bei dem dargestellten verstärkungsgeregelten Verstärker ergibt sich aus Gleichung (8), da eine erwünschte hohe Verstärkung dann erreicht wird, wenn der Konstantstrom I&sub1; relativ niedrig ist. Jedoch ist der Emitterwiderstand re jedes Transistors 32, 33 relativ hoch, wenn der Konstantstrom I&sub1; niedrig ist. Folglich hat, wie sich aus Gleichung (8) ergibt, ein hoher Emitterwiderstand re eine niedrige Verstärkung zur Folge. Folglich ist es schwierig, das erwünschte Merkmal hoher Verstärkung bei niedrigem Konstantstrom I&sub1; zu erreichen.

Die vorstehenden Probleme und Nachteile des verstärkungsgeregelten Verstärkers gemäß Fig. 3 werden vermieden, wenn die Erfindung in Kombination mit beispielsweise einem Differenzverstärker verwendet wird. In Fig. 4 ist eine schematische Darstellung der Kombination der Erfindung nach dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2 mit einem einfachen Differenzverstärker wiedergegeben. Insbesondere besteht das Ausführungsbeispiel der Erfindung aus parallelgeschalteten Reihenschaltungen, deren eine durch Dioden 6 und 7 und deren andere durch die Diode 10 und den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors 9 gebildet ist, wobei dessen Basis mit dem durch die Dioden 6 und 7 gebildeten Verbindungspunkt verbunden ist. Der Basis-Emitter-Kreis des Ausgangstransistors 12 ist parallel zum Basis-Emitter-Kreis des Transistors 9 geschaltet, und der Basis-Emitter-Kreis des Ausgangstransistors 13 ist parallel zum Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors 9 geschaltet. Es sei an die vorstehende Erläuterung erinnert, gemäß der dann, wenn ein einseitiges Eingangssignal dem Verbindungspunkt zwischen der Kathode der Diode 6 und der Anode der Diode 7 zugeführt ist, differentielle Ausgangssignale durch die Kollektor-Emitter-Kreise der Ausgangstransistoren 12 und 13 fließen.

Der Differenzverstärker, der mit der Umsetzerschaltung gemäß der Erfindung verbunden ist, besteht aus differentiell angeschlossenen Transistoren 20, 21, deren Emitter gemeinsam mit einer Stromquelle 22 verbunden sind. Die Basen der Transistoren 20, 21 sind mit dem Kollektor des Ausgangstransistors 12 bzw. dem des Ausgangstransistors 13 der Umsetzerschaltung verbunden. Weiter sind Kollektor-Emitter-Kreise von Transistoren 17 und 18 in Reihe mit den Kollektoren der Transistoren 12 bzw. 13 geschaltet. Die Basen der Transistoren 17 und 18 sind gemeinsam mit einer Vorspannungsquelle 19 so verbunden, daß diese Transistoren als Lastimpedanz für die Ausgangstransistoren dienen. Ein Betriebspotential wird von einer Quelle +Vcc an die Stromquelle 8, die Kollektoren der Lasttransistoren 12, 18 und über die Kollektorwiderstände 23, 24 an die Kollektoren der differentiell angeschlossenen Transistoren 20 und 21 angelegt.

Es sei angenommen, daß eine Eingangsspannung vi durch eine geeignete Spannungsquelle 14 über einen Eingangswiderstand 15 an den Eingangsanschluß, d. h., den durch die Dioden 6 und 7 gebildeten Verbindungspunkt der dargestellten Schaltung, angelegt wird. Obgleich ein Kondensator 16 dargestellt ist, kann dieser gegebenenfalls weggelassen sein. Bekanntlich fließt ein Eingangssignalstrom is durch den Widerstand 15 abhängig von der Eingangsspannung vi dividiert durch den Widerstandswert des Widerstands 15 und die Eingangsimpedanz Zi der dargestellten Schaltung. Diese Eingangsimpedanz ist diejenige Impedanz, die am Eingangsanschluß, d. h., an dem Verbindungspunkt der Dioden 6 und 7 vorhanden ist.

Aus der Erläuterung bezüglich Fig. 2 sei erinnert, daß dann, wenn ein Eingangssignalstrom is dem Eingangsanschluß zugeführt wird, die Kollektorströme der Transistoren 12, 13 I&sub0;+is/2 bzw. I&sub0;-is/2 betragen. Es sei nun angenommen, daß, wenn der Kollektorstrom des Transistors 12 zunimmt, der Leitfähigkeitszustand des Transistors 20 verringert wird und der Leitfähigkeitszustand des Transistors 21 erhöht wird. Wenn der durch die Stromquelle 22 erzeugte Strom 2I&sub3; beträgt ergibt sich der Kollektorstrom des Transistors 20 zu I&sub3;-ix und der Kollektorstrom des Transistors 21 zu I&sub3;+ix. Wenn die Basis-Emitter-Spannung jedes Transistors 17, 18, 20, 21 mit Vbe zuzüglich des entsprechenden Index bezeichnet sind, gilt (Vbe17+Vbe20)=(Vbe18+Vbe21). Es sei daran erinnert, daß diese Gleichung, die die Basis-Emitter-Spannungen in Beziehung setzt, die folgende Gleichung ergibt, die die Kollektorströme der jeweiligen Transistoren in Verbindung setzt:



Die Gleichung (9) kann bezüglich des Ausgangssignalstroms ix aufgelöst werden:



Es sei nun angenommen, daß bei einem Widerstandswert R&sub2;&sub4; des Widerstandes 24 die Ausgangssignalspannung vo, d. h., die Wechselkomponente, am Kollektor des Transistors 21 anliegt. Folglich ist die Ausgangssignalspannung vo gleich dem Produkt des Widerstandswertes des Widerstandes 24 und des hindurchfließenden Signalstroms ix. Das heißt, daß sich aus Gleichung (10) die Ausgangssignalspannung vo ergibt zu:



Bekanntlich ist die Eingangsimpedanz Zi gleich der Änderung der Spannung am Eingangsanschluß, d. h., an der durch die Dioden 6 und 7 gebildeten Verbindungsstelle, bezüglich der Änderung des Eingangssignalstroms. Die Spannung am Eingangsanschluß ist gleich der Spannung über der Diode 7, die selbstverständlich gleich der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 9 ist. Es sei erinnert, daß die Basis-Emitter-Spannung eines Transistors als Funktion von ln (Emitterstrom/Sperrsättigungsstrom) ausgedrückt werden kann. Daher ergibt sich die Eingangsimpedanz Zi zu:



Wenn der durch die Stromquelle 8 erzeugte Konstantstrom I&sub0; sehr viel größer ist als der Eingangssignalstrom is, kann die Gleichung (13) vereinfacht werden zu:



Es sei angenommen, daß der Widerstand 15 einen Widerstandswert R&sub1;&sub5; besitzt. Der Eingangssignalstrom is ist gleich der Eingangsspannung vi dividiert durch die Summe des Widerstandswertes des Widerstands 15 und der Eingangsimpedanz Zi. Daher ergibt sich der Eingangssignalstrom is zu:



Bei Einsetzen der Gleichung (15) in die Gleichung (11) ergibt sich die am Ausgangsanschluß 15 herausgeführte Ausgangssignalspannung vo zu:



Wie sich aus Gleichung (16) ergibt, kann die Verstärkungsregelung, d. h., die Verstärkung der Ausgangssignalspannung vo dadurch erreicht werden, daß die eine oder die andere oder beide Stromquellen 8, 22 so geändert werden, daß sich entsprechend die Konstantströme I&sub0; und I&sub3; ändern. Steuerbare Stromquellen sind selbstverständlich bekannt und können für die Bildung der Stromquellen 8 und/oder 22 verwendet werden.

Aus Fig. 4 ergibt sich, daß das einseitige Eingangssignal in ein Paar differentieller Ausgangssignale durch die Umsetzerschaltung gemäß Fig. 2 umgesetzt wird und nicht durch den Differenzverstärker gemäß Fig. 3. Folglich ist eine Vorspannungsquelle ähnlich der Vorspannungsquelle 31 gemäß Fig. 3 und ein Vorspannungsnetzwerk ähnlich den Spannungsteiler-Vorspannungswiderständen gemäß Fig. 3 nicht erforderlich. Dadurch wird der Schaltungsaufbau vereinfacht und wird darüber hinaus die Verwendung einer relativ kostengünstigen einfachen Versorgung möglich. Letzteres Merkmal beruht darauf, daß bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 4 die Versorgung wirksam ausgenutzt wird. Das heißt, daß eine hohe Betriebsspannung zum Erreichen der Vorspannung ähnlich der Vorspannungsquelle 31 gemäß Fig. 3 nicht erforderlich ist. Selbst wenn die Betriebsspannung +Vcc auf diese Weise auf relativ niedrigem Pegel gehalten wird, kann trotzdem eine geeignete Verstärkungsregelung durchgeführt werden. Zusätzlich besitzt, da der Differenzverstärker gemäß Fig. 4 mit differentiellen Stromsignalen versorgt ist, der verstärkungsgeregelte Verstärker einen erwünschten breiten dynamischen Bereich und besitzt gute Frequenzeigenschaften.

Die die Verstärkung bestimmende Gleichungen (8) und (16) für die Schaltungen gemäß Fig. 3 bzw. Fig. 4 sind ähnlich. Es ist jedoch wesentlich festzustellen, daß der Nenner der Gleichung (8) den Parameter re enthält, während der Nenner der Gleichung (16) den Parameter re/2 enthält. Das heißt, daß der Verstärkungsfaktor des Verstärkers gemäß Fig. 3 durch den Emitterwiderstand re der Transistoren 32 und 33 beeinflußt wird, während der Verstärkungsfaktor des Verstärkers gemäß Fig. 4 durch die Hälfte dieses Widerstandes beeinflußt wird. Folglich wird der nachteilige Einfluß auf die Verstärkungsregelung durch den Emitterwiderstand re, wenn der Konstantstrom I&sub0; verringert wird, merklich bei Verwendung der Erfindung verringert. Ein weiterer Vorteil bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 4 ist, daß die Stromquellen 8 und 22 einfachen Aufbau besitzen können und beispielsweise jeweils durch einen Widerstand relativ hohen Widerstandswertes gebildet sein können.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel eines verstärkungsgeregelten Verstärkers, der mit der erfindungsgemäßen Umsetzerschaltung verwendbar ist, ist in Fig. 5 dargestellt. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind die Ausgangstransistoren 12 und 13 weggelassen. Daher sind die Eingangsanschlüsse des aus Transistoren 20 und 21 gebildeten Differenzverstärkers, d. h., die Basen dieser Transistoren mit dem durch die Dioden 6 und 7 bzw. dem durch die Diode 10 und den Kollektor des Transistors 9 gebildeten Verbindungspunkt verbunden. Weiter ist eine Vorspannung an die gemeinsame Verbindung angelegt, die durch die Kathode der Diode 7 und den Emitter des Transistors 9 gebildet ist, wobei diese Vorspannung durch die Vorspannungsquelle 20 wiedergegeben ist. Gemäß Fig. 5 ist der Kollektor des Transistors 20 direkt mit der Quelle des Betriebspotentials +Vcc verbunden, wobei der Lastwiderstand 23 weggelassen ist. Weiter sind die vorgespannten Belastungstransistoren 17und 18 gemäß Fig. 4 bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 5 weggelassen. Die von diesen weggelassenen vorgespannten Lasttransistoren erreichte Funktion wird nunmehr durch die Dioden 6 und 10 wahrgenommen.

Es zeigt sich, daß das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 5 einfacheren Aufbau hat, als das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 4. Die Vorspannungsquelle 50 kann von den üblichen Spannungen abgeleitet werden, die zum Vorspannen der Transistoren verwendet werden, die normalerweise in den Stromquellen 8 und 22 vorgesehen sind. Andererseits kann, wenn die Stromquellen 8 und 22 durch Widerstände hohen Widerstandswertes gebildet sind, die Vorspannungsquelle 50 lediglich eine in Durchlaßrichtung vorgespannte Diode sein.

Eine mathematische Analyse des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 5 ist im wesentlichen identisch der methematischen Analyse des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 4. Daher kann der Verstärkungsfaktor des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 5 durch die Gleichung (16) ausgedrückt werden.

In Fig. 6 ist ein anderes Ausführungsbeispiel der Kombination der Umsetzerschaltung gemäß der Erfindung mit einem Differenzverstärker zum Erreichen eines verstärkungsgeregelten Verstärkers dargestellt. Das dargestellte Ausführungsbeispiel ist insbesondere anwendbar im Farbartkanal eines Farbfernsehempfängers und ist zum Einstellen der Farbsättigung des dargestellten Videobildes ausgebildet.

Das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 6 ist ähnlich dem in Fig. 5 dargestellten und erläuterten Ausführungsbeispiel, wobei zusätzlich der durch die Transistoren 20 und 21 gebildete Differenzverstärker zur Zufuhr differentieller Signale zu einem weiteren Differenzverstärker aus Transistoren 65 und 66 verwendet ist. Diese letzteren Transistoren sind emitterseitig gemeinsam mit einer Stromquelle 68 verbunden. Diese Stromquelle ist als einstellbare Stromquelle dargestellt, die abhängig von einem zugeführten Steuersignal entsprechend den erzeugten Konstantstrom ändert. In Fig. 6 ist der Widerstand 24 mit dem Kollektor des Transistors 66 verbunden und ist der Ausgangsanschluß 25 mit diesem Kollektor verbunden.

Vorgespannte Lasttransistoren 62, 63 ähnlich den vorgespannten Lasttransistoren 17, 18 sind in die Kollektorkreise der Transistoren 20 bzw. 21 eingeschaltet. Eine Vorspannungsquelle 64 führt eine vorgegebene Vorspannung an die Basen dieser vorgespannten Lasttransistoren. Das Betriebspotential +Vcc ist an die Stromquelle 8, an die Kollektoren der vorgespannten Lasttransistoren 62, 63, den Kollektor des Transistors 65 und über den Widerstand 24 an den Kollektor des Transistors 66 angelegt.

Eine in Durchlaßrichtung vorgespannte Diode 50&min; ist bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 6 als Vorspannungsquelle 50 (Fig. 5) verwendet.

Es sei angenommen, daß die Eingangsspannung vi, die durch eine geeignete Quelle 14 angelegt wird, die Farbartsignalspannung ist. Es sei weiter angenommen, daß die Stromquelle 8 eine gesteuerte Stromquelle ist, die abhängig von einem automatischen Farbartsteuersignal (ACC-Signal) den dadurch erreichten Konstantstrom I&sub0; ändert. Daher werden die Amplitude der Farbartsignalströme durch die Kollektor-Emitter-Kreise der Transistoren 20 und 21 abhängig von dem ACC-Signal gesteuert, das zum Einstellen der Stromquelle 8 verwendet wird.

Die Kollektoren der Transistoren 20 und 21 sind zusätzlich zu den Basen der Transistoren 65 und 66 mit Stromquellen 67a bzw. 67b verbunden. Diese Stromquellen 67a, 67b können üblichen Aufbau besitzen, wobei die durch sie erzeugte Stromamplitude mittels eines Steuersignals einstellbar sein kann.

Bei einer Analyse der Schaltung gemäß Fig. 6 ergibt sich, daß die deren Verstärkungsfaktor wiedergegebende mathematische Gleichung ähnlich der Gleichung (16) mit Ausnahme des Terms I&sub3; ist, der durch einen Strom ersetzt ist, der eine Funktion des durch die Stromquellen 22 und 68 erzeugten Stromes ist, und daß der Strom I&sub0; eine Funktion der Ströme ist, die durch die Stromquellen 8, 22 und 67a oder 67b erzeugt sind. Daher kann der Verstärkungsfaktor des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 6 als Funktion des ACC-Signals eingestellt werden, der der Stromquelle 8 zugeführt wird, oder als Funktion der Steuersignale, die die Ströme bestimmen, die durch die Stromquellen 67a, 67b und 68 erzeugt sind. Eine Farbsättigungssteuerung bzw. -regelung, d. h., eine Steuerung der Qualität des Videobildes, das durch den Farbfernsehempfänger erzeugt wird, in dem das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 6 verwendet ist, kann daher durch lediglich Steuern der Stromquellen 67a und 67a oder durch Steuerung der Stromquelle 68 wirksam erreicht werden. Wenn die durch die Stromquellen 67a und 67b erzeugten Ströme erhöht werden, wird die Gesamtverstärkung des dargestellten Ausführungsbeispiels verringert. Wenn der durch die Stromquelle 68 erzeugte Strom erhöht wird, wird die Gesamtverstärkung der dargestellten Schaltung erhöht.

Selbstverständlich sind noch weitere Ausführungsbeispiele möglich. Beispielsweise können die bei den verschiedenen Ausführungsbeispielen verwendeten Dioden durch Transistoren in Diodenschaltung gebildet sein. Die Transistoren können beliebige Typs sein, vorausgesetzt, sie sind in der genannten Weise betreibbar. Vorzugsweise sind die dargestellten Ausführungsbeispiele als integrierte Schaltung ausgebildet.

Die Erfindung gibt also eine Schaltung zum Umsetzen eines einseitigen oder unsymmetrischen Eingangssignals in ein doppelseitiges oder differentielles Ausgangssignal ab. Das in Fig. 2 dargestellte bevorzugte Ausführungsbeispiel besteht aus einem Paar parallel geschalteter Reihenschaltungen, wobei die erste Reihenschaltung aus reihengeschalteten Dioden 6 und 7 besteht und wobei die andere Reihenschaltung aus einer Diode 10 und aus dem Kollektor-Emitter-Kreis eines Transistors 9 besteht. Die Basis dieses Transistors 9 ist mit dem Verbindungspunkt der Dioden 6 und 7 verbunden. Der Basis-Emitter-Kreis eines ersten Ausgangstransistors 12 ist parallel zur Diode 7 geschaltet und der Basis-Emitter-Kreis eines zweiten Ausgangstransistors ist parallel zum Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors 9 geschaltet. Wenn ein Eingangssignalstrom dem Verbindungspunkt der Dioden 6 und 7 zugeführt wird, nimmt der durch den Transistor 12 fließenden Signalstrom um die Hälfte der Amplitude des Eingangssignalstroms zu und nimmt der Strom durch den Transistor 13 um die Hälfte der Amplitude des Eingangssignalstroms ab. Daher sind die durch die Transistoren 12 und 13 fließenden Ströme differentielle Ausgangsströme, deren Amplituden sich um gleiche jedoch entgegengesetzte Beträge bei Änderungen des Pegels des Eingangssignalstroms ändern.

Vorteilhaft sind bei der Erfindung komplizierte Ohm'sche Vorspannungsschaltungen für die Umsetzung von einseitigen auf doppelseitige Signale nicht erforderlich und müssen die Versorgungsspannungen nicht groß sein. Weiter erfolgt keine Verzerrung der differentiellen Ausgangsströme, selbst wenn der Signalpegel der Eingangssignalströme groß wird. Weiter ist die Erfindung bei einem verstärkungsgeregelten Differenzverstärker verwendbar und zeigt dabei einen großen dynamischen Verstärkungsregelbereich. Im Vergleich zu herkömmlichen Umsetzerschaltungen erreicht die Erfindung eine zumindest doppelt so hohe Verstärkung wie sie bisher erreichbar war.


Anspruch[de]
  1. 1. Schaltungsanordnung zur Umsetzung eines Eintakt-Eingangssignals in ein Paar von Differenz-Ausgangssignalen,

    mit einer ersten und einer zweiten Diode (6, 7) in einer ersten Reihenschaltung,

    mit einer dritten Diode (10) und einem Transistor (9), dessen Kollektor-Emitter-Strecke mit der dritten Diode (10) in einer zweiten Reihenschaltung liegt,

    wobei die erste Reihenschaltung und die zweite Reihenschaltung zueinander parallel geschaltet sind,

    wobei die Basis des Transistors (9) mit dem Verbindungspunkt zwischen erster und zweiter Diode (6, 7) so verbunden ist, daß dessen Basis-Emitter-Strecke zur zweiten Diode (7) parallelgeschaltet ist, und der Emitter des Transistors (9) sowie die Kathode der zweiten Diode (7) mit Masse verbunden sind,

    mit einer Stromquelle (8), die mit den Anoden der ersten Diode (6) und der dritten Diode (10) verbunden ist zur Zufuhr eines Ruhestroms zu den beiden parallelgeschalteten Reihenschaltungen (6, 7; 9, 10),

    mit einem Eingangssignalstrom, der dem zwischen erster und zweiter Diode (6, 7) definierten Verbindungspunkt zugeführt ist,

    mit einem ersten Ausgangstransistor (12), der basisseitig mit der Basis des genannten Transistors (9) verbunden ist und dessen Basis-Emitter-Strecke parallel zur zweiten Diode (7) angeordnet ist,

    und mit einem zweiten Ausgangstransistor (13), der basisseitig mit dem Kollektor des genannten Transistors (9) verbunden ist und dessen Basis-Emitter-Strecke parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke des genannten Transistors (9) angeordnet ist, so daß der erste bzw. zweite Ausgangstransistor (12, 13) durch die Spannungen über die zweite Diode (7) bzw. über die Kollektor-Emitter-Strecke des genannten Transistors (9) angesteuert ist zum Erreichen eines Paares differentieller Ausgangssignalströme, die eine Funktion des Wertes des durch die Stromquelle (8) zugeführten Ruhestroms zuzüglich bzw. abzüglich der Hälfte des Eingangssignalstromes sind.
  2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

    daß die beiden Ausgangstransistoren durch ein Paar von in einer Differenzschaltung miteinander verbundenen Transistoren (20, 21) gebildet sind, deren Basen mit dem zwischen erster und zweiter Diode (6, 7) definierten Verbindungspunkt bzw. mit dem Kollektor des genannten einen Transistors (9) verbunden sind und deren Emitter gemeinsam mit einer weiteren Stromquelle (22) verbunden sind,

    und daß zumindest ein Ausgangsanschluß (25) mit dem Kollektor zumindest eines Transistors (21) der in der Differenzschaltung miteinander verbundenen Transistoren (20, 21) zur Lieferung eines Ausgangssignals (vo) verbunden ist.
  3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine Vorspannungsquelle (50) gemeinsam mit dem Emitter des genannten einen Transistors (9) und der zweiten Diode (7) verbunden ist.
  4. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest eine der Stromquelle (8, 22) derart einstellbar ist, daß die Verstärkung des abgegebenen Ausgangssignals (vo) veränderbar ist.
  5. 5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet,

    daß mit den Kollektoren des Paares der in einer Differenzschaltung miteinander verbundenen Transistoren (20, 21) zwei Ausgangsanschlüsse verbunden sind,

    daß ein weiteres Paar von in einer Differenzschaltung miteinander verbundenen Transistoren (65, 66) vorgesehen ist, deren Basen mit den entsprechenden Ausgangsanschlüssen und deren Emitter gemeinsam miteinander verbunden sind, daß eine noch weitere Stromquelle (68) mit den gemeinsam miteinander verbundenen Emittern des genannten weiteren Paares der in einer Differenzschaltung miteinander verbundenen Transistoren (65, 66) verbunden ist,

    und daß ein Schaltungsausgang (25) mit dem Kollektor des einen Transistors (66) des genannten weiteren Paares der in einer Differenzschaltung miteinander verbundenen Transistoren (65, 66) verbunden ist.
  6. 6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Paar von Vorspannungstransistoren (62, 63) mit ihren Kollektor-Emitter-Strecken mit den Kollektor-Emitter-Strecken des genannten einen Paares der in einer Differenzschaltung miteinander verbundenen Transistoren (20, 21) in Reihe geschaltet ist und daß die Emitter des Paares der Vorspannungstransistoren (62, 63) mit den Basen des genannten weiteren Paares der in einer Differenzschaltung miteinander verbundenen Transistoren (65, 66) verbunden sind.
  7. 7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zusätzliche Stromquellen (67a, 67b) mit den Emittern der Transistoren des Paares der Vorspannungstransistoren (62, 63) verbunden sind.






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