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Dokumentenidentifikation DE3687494T2 29.04.1993
EP-Veröffentlichungsnummer 0213562
Titel Signalverarbeitungsanordnung mit einem Feldeffekttransistor und bipolaren Transistoren.
Anmelder Kabushiki Kaisha Toshiba, Kawasaki, Kanagawa, JP
Erfinder Ishii, Tetsuo c/o Patent Division;
Kimura, Takashi c/o Patent Division;
Matsunaga, Taira c/o Patent Division;
Nomura, Mie c/o Patent Division;
Tanimata, Shoichi c/o Patent Division, Minato-ku Tokyo 105, JP
Vertreter derzeit kein Vertreter bestellt
DE-Aktenzeichen 3687494
Vertragsstaaten DE, FR, GB
Sprache des Dokument En
EP-Anmeldetag 21.08.1986
EP-Aktenzeichen 861115954
EP-Offenlegungsdatum 11.03.1987
EP date of grant 13.01.1993
Veröffentlichungstag im Patentblatt 29.04.1993
IPC-Hauptklasse H03G 3/00
IPC-Nebenklasse H03G 1/00   H03D 7/12   

Beschreibung[de]
Signalverarbeitungsschaltung

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Signalverarbeitungsschaltung mit einem Feldeffekttransistor und einem Bipolartransistor, der mit dem Feldeffekttransistor in einer Kaskade geschaltet oder verbunden ist.

Ein verstärkungsgeregelter Verstärker zur Verwendung in einer Hochfrequenzverstärkerstufe, wie ein Tuner, hat den in Fig. 1 gezeigten Aufbau, oder den in Fig. 4 gezeigten.

Der Verstärker von Fig. 1 ist in der japanischen Patentveröffentlichung Sho 61-160170 offenbart. Diese Schaltung umfasst einen als die erste Stufe verwendeten MOSFET 11 (Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor) und einen weiteren MOSFET 12, der als die zweite Stufe verwendet wird und zum MOSFET 11 in einer Kaskade geschaltet ist. Das Tor oder Gate von FET 11 ist mit dem Eingangsanschluß 1 verbunden, der danach an eine Eingangs-Abstimmschaltung (nicht gezeigt) gekoppelt ist, und kann ein DC-Bias- oder -Vorspannungssignal und ein Eingangssignal von der Abstimmschaltung über den Eingangsanschluß 1 empfangen. Eine vorbestimmte Spannung (gewöhnlich Erdpotential) wird durch den Verstärkungs- oder Verstärkerregelungsanschluß 3 auf das Tor oder Gate von FET 12 angewandt. Der Drain-Anschluß von FET 12 ist mit dem Ausgangsanschluß 4 verbunden.

Der in Fig. 4 gezeigte Verstärker ist in Integrated Electronics, McGraw-Hill, Inc., Seiten 566-569 offenbart. Diese Schaltung umfaßt einen NPN-Transistor 13, der als die erste Stufe verwendet wird, und einen NPN-Transistor 14, der als die zweite Stufe verwendet wird und der zum NPN-Transistor 13 in einer Kaskade geschaltet ist. Die Basis des Transistors 13 ist an den Eingangsanschluß 1 gekoppelt. Der Emitter des Transistors 14 ist mit dem auf einem vorbestimmten Potential gehaltenen Anschluß 2 verbunden. Die Basis und der Kollektor des Transistors 14 sind jeweils mit dem Verstärkungsregelungsanschluß 3 und dem Ausgangsanschluß 4 verbunden.

Der Verstärker von Fig. 1 verstärkt das zum Eingangsanschluß 1 gelieferte Signal, wenn ein vorgegebener Operationsstrom durch den Erststufen-FET 11 und den Zweitstufen-FET 12 fließt. Der Verstärker hat jedoch einen Nachteil. Seine Eingangs-Ausgangs-Charakteristik enthält markante Verzerrungskomponenten dritter Ordnung. Dies liegt daran, daß MOSFETs infolge ihres Aufbaus und ihrer Funktion einen hohen Verlustwiderstand haben. Genauer führt der Verstärker die in Fig. 2 gezeigten DC-Eingangs-Ausgangs-Charakteristiken aus, wenn eine Verstärkungs- oder Verstärkerregelungsspannung an das Gate oder Tor von FET 12 angelegt oder angewandt wird. Die DC-Eingangs-Ausgangs-Charakteristik ist die Relation zwischen der Spannung V12 zwischen den Anschlüssen 1 und 2 und dem Strom I42, der zwischen den Anschlüssen 2 und 4 fließt. In Fig. 2 wird die Spannung V32 zwischen Anschlüssen 2 und 3 (d. h. die Verstärkungsregelungsspannung) als Parameter betrachtet und die Spannung V42 zwischen den Anschlüssen 2 und 4 ist auf 6 V festgelegt. Der Verlustwiderstand der FETs 11 und 12 bewirkt, daß die Hervor- oder Anhebung der Verzerrungskomponenten dritter Ordnung des Ausgangsstroms 142 in der Nähe der Grenze zwischen dem Bereich, in dem die Charakteristik von FET 11 vorherrschend ist und der Strom 142 dadurch klein ist, und dem Bereich liegt, in dem die Charakteristik von FET 12 vorherrschend ist und der Strom 142 groß ist. Durch Differenzieren der in Fig. 2 gezeigten Eingangs-Ausgangs-Charakteristik-Kurve können wir den Vorwärtsübertragungsleitwert Yf (= ΔI42/ΔV12) hinsichtlich der Eingangsspannung V12 erhalten, was in Fig. 3 gezeigt ist. Die in Fig. 3 gezeigten Wendepunkte entsprechen den Verzerrungskomponenten dritter Ordnung der Eingangs-Ausgangs-Charakteristik-Kurve (Fig. 2). Wie Fig. 3 klar zeigt, sind Wendepunkte dort, wo die Steigung der Charakteristik-Kurve steil ist. Das bedeutet, daß die Charakteristik-Kurve markante Verzerrungskomponenten dritter Ordnung hat. Fig. 3 deckt ferner auf, daß es zwei Wendepunkte gibt, wo die Verstärkungs- oder Verstärkerregelungsspannung V32 abfällt. Wenn dies der Fall ist, werden die Verzerrungskomponenten der dritten Ordnung mehr hervortreten.

Im in Fig. 4 gezeigten Verstärker ist der Verlustwiderstand des Kollektor-Emitter-Pfades von Transistor 13 weit niedriger als der jedes im Verstärker von Fig. 1 verwendeten MOSFET. Jedoch hat auch die Eingangs-Ausgangs-Charakteristik-Kurve des in Fig. 4 gezeigten Verstärkers markante Verzerrungskomponenten dritter Ordnung. Das ist unvermeidlich, da der Erststufen-Transistor ein Bipolartransistor ist.

Das Dokument zum Stand der Technik DE-A-15 12 683 offenbart eine Verstärkerschaltung, bei der ein Quellen-Drain-Pfad eines FET in Reihe mit einem Emitter-Kollektor-Pfad eines Bipolartransistors zwischen Erdpotential und einem Ausgangsanschluß verbunden ist, wobei ein Eingangssignal an den Gate- Anschluß des FET geliefert und eine Steuerspannung an den Basis-Anschluß des Bipolartransistors angelegt wird. Ein aus drei Widerständen bestehender Spannungsteiler ist zwischen dem Gate-Anschluß des Bipolartransistors und dem Gate-Anschluß des FET vorgesehen.

Es ist eine Aufgabe dieser Erfindung, eine Signalverarbeitungsschaltung zu schaffen, deren Eingangs-Ausgangs- Charakteristik-Kurve kleine Verzerrungskomponenten hat, insbesondere kleine Verzerrungskomponenten dritter Ordnung.

Zur Lösung dieser Aufgabe sieht die vorliegende Erfindung eine Signalverarbeitungsschaltung vor, wie im Anspruch 1 oder 4 angegeben ist.

Das ersten Signal kann demgemäß von dem zweiten Signal gesteuert werden. Die Signalverarbeitungsschaltung kann eine Eingabe-Ausgabe-Charakteristik-Kurve mit unbedeutenden Verzerrungskomponenten haben, insbesondere unbedeutenden Verzerrungskomponenten dritter Ordnung.

Diese Erfindung ist anhand der folgenden ausführlichen Beschreibung unter Einbeziehung der zugehörigen Zeichnung besser zu verstehen, in der:

Figen. 1 und 4 Schaltpläne sind, die herkömmliche verstärkungsgeregelte Verstärker zeigen;

Figen. 2 und 3 Diagramme sind, die die Charakteristiken des in Fig. 1 gezeigten Verstärkers zeigen;

Fig. 5 ein Schaltplan ist, der einen verstärkungsgeregelten Verstärker gemäß der Erfindung zeigt;

Figen. 6 und 7 Diagramme sind, die die Charakteristiken des in Fig. 5 gezeigten Verstärkers zeigen;

Fig. 8 bis Fig. 10 Schaltpläne sind, die einige Modifikationen des in Fig. 5 dargestellten Verstärkers zeigen;

Fig. 11 ein Schaltplan eines weiteren verstärkungsgeregelten Verstärkers gemäß der Erfindung ist;

Figen. 12 und 13 Diagramme sind, die Charakteristiken des in Fig. 11 gezeigten Verstärkes zeigen;

Fig. 14 ein Diagramm ist, das eine Modifikation des in Fig. 11 dargestellten Verstärkers zeigt;

Fig. 15 ein Schaltplan ist, der eine Modifikation in Fig. 9 dargestellten Verstärkers zeigt; und

Figen. 16 und 17 Schnittansichten des auf einer Tablette gebildeten Verstärkers von Fig. 15 sind.

Eine erste Ausführung der Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben.

Fig. 5 ist ein Schaltplan eines verstärkungsgeregelten Verstärkers gemäß einer Ausführung der Erfindung. Wie in Fig. 5 gezeigt ist, ist die Quelle des N-Kanal-Anreicherungs- oder Verarmungs-Vergrößerungs-MOSFET 21 mit dem Anschluß 2 verbunden, an den ein vorbestimmtes Potential (gewöhnlich Erdpotential) angelegt ist. Das Gate von FET 21 ist an den Eingangsanschluß 1 gekoppelt, der danach mit der Eingangs-Abstimmschaltung 23 verbunden ist. Der Emitter des NPN-Bipolartransistors 22 ist mit dem Drain-Anschluß von FET 21 verbunden. Die Basis des NPN-Transistors 22 ist an den Verstärkungs- oder Verstärkerregelungsanschluß 3 gekoppelt, der danach mit der Verstärkungs- oder Verstärkerregelungsschaltung 24 verbunden ist. Der Kollektor des NPN-Transistors 22 ist mit dem Ausgangsanschluß 4 verbunden, der an die Ausgangs-Abstimmschaltung 25 gekoppelt ist.

Der Verstärker von Fig. 5 funktioniert folgendermaßen: Die Eingangs-Abstimmschaltung 23 empfängt ein zum Beispiel von VHF-Band-TV-Wellen erhaltenes Hochfrequenz-Signal. Die Schaltung 23 liefert dieses Hochfrequenz-Signal und gegebenenfalls ein DC-Vorspannungs- oder Bias-Signal zum Eingangsanschluß 1. Als ein Ergebnis fließt ein vorbestimmter Operationsstrom von der Stromquelle der Ausgangs-Abstimmschaltung 25 durch den Anschluß 4, den Kollektor-Emitter-Pfad des NPN- Transistors 22 und den Strompfad von FET 21 zum Anschluß 2. Da dieser Strom durch beide Transistoren 21 und 22 fließt, wird das Eingangssignal, d. h., das Hochfrequenz-Signal, mit der Verstärkung verstärkt, der der an die Basis des Transistors 22 angelegte Verstärkungs- oder Verstärkerregelungsspannung entspricht.

Die Eingangsspannung V12 (d. h., die Spannung zwischen den Anschlüssen 1 und 2) und der Ausgangsstrom 142 (d. h., der Strom zwischen den Anschlüssen 4 und 2) haben das in Fig. 6 dargestellte Verhältnis. Im Graphen von Fig. 6, ist die Operationsspannung V42 (d. h., die Spannung zwischen den Anschlüssen 4 und 2) auf 6 V eingestellt und die Steuerspannung V32 (d. h., die Spannung zwischen den Anschlüssen 3 und 2) wird als Parameter verwendet. Die Spannung V12 und der Strom 142 haben dieses Verhältnis, wenn der FET 21 eine gute Hochfrequenz-Charakteristik hat, und wenn der NPN-Transistor 22 die optimale Frequenzcharakteristik hinsichtlich des Stromverstärkungsfaktors hFE aufrechterhalten kann, solange die Frequenz des Eingangssignals ungefähr 1 GHz (fT = 1 GHz) oder weniger ist, und dadurch bleibt der Verstärkungsfaktor hFE maximal, solange der Kollektorstrom vom Transistor 22 ungefähr 80 mA oder kleiner ist.

Der durch Differentiation der in Fig. 6 gezeigten Eingangs-Ausgangs-Charakteristik-Kurve erhaltene Vorwärtsübertragungsleitwert Yf (= ΔI 2/ΔV12) ist durch die durchgezogenen Linien in Fig. 7 gezeigt. Wie aus Fig. 7 offensichtlich ist, ist die Änderungsrate des Leitwerts Yf nahe den Wendepunkten klein. Es gibt nur einen Wendepunkt im Bereich, auch wenn die Steuerspannung V12 niedrig ist. Dies bedeutet, daß die Verzerrungskomponenten dritter Ordnung der Eingangs- Ausgangs-Charakteristik-Kurve des in Fig. 5 gezeigten Verstärkers weniger markant oder ausgeprägt sind als jene der Eingangs-Ausgangs-Charakteristik-Kurve des herkömmlichen verstärkungsgeregelten Verstärkers (Fig. 1). Ferner ist, wie klar anhand von Fig. 6 zu verstehen ist, die Charakteristik- Kurve mehr geradlinig oder linear als jene des herkömmlichen Verstärkers (Fig. 1). Infolgedessen sind die Verzerrungskomponenten erster Ordnung und die Verzerrungskomponenten zweiter Ordnung der Charakteristik-Kurve ebenso weniger markant als jene der Charakteristik-Kurve des herkömmlichen Verstärkers (Fig. 1). Die Verstärkung ändert sich in Übereinstimmung mit der Steuerspannung V12, ebenso wie bei den in den Figen. 1 und 4 gezeigten herkömmlichen verstärkungsgeregelten Verstärkern. Der verstärkungsgeregelte Verstärker dieser Ausführung kann deshalb ein Ausgangssignal erzeugen, das Verzerrungskomponenten enthält, die weniger markant sind, wie jene des Ausgangssignals, das vom herkömmlichen verstärkungsgeregelten Verstärker erzeugt wurde.

In dem Fall, in dem die Hochfrequenz von UHF-Band-TV- Wellen erhalten wurde, ist es wünschenswert, daß der Zweitstufen-Transistor 22 eine noch bessere Hochfrequenz-Charakteristik hat (zum Beispiel fT = 3 GHz).

Mehrere in Fig. 5 gezeigte Modifikationen des verstärkungsgeregelten Verstärkers werden nun unter Bezugnahme auf Figen. 8 zu 10 erläutert. Alle diese Modifikationen haben dieselbe Grundstruktur wie der Verstärker von Fig. 5. Infolgedessen werden dieselben Elemente jeder Modifikation wie jene des Verstärkers (Fig. 5) mit denselben Nummern bezeichnet und werden nicht im Detail beschrieben. Nur jene Merkmale jeder Modifikation die verschieden von jenen des Verstärkers (Fig. 5) sind, werden im Detail beschrieben.

Die Modifikation von Fig. 8 ist in zweifacher Hinsicht gekennzeichnet. Erstens ist der Widerstand 31 zum Verstellen oder Justieren des Basisstroms des Zweitstufen-Transistors 22 und zum Abschirmen der Basis des Transistors 22 zwischen der Basis des Transistors 22 und dem Verstärkungsregelungsanschluß 3 zwischengeschaltet. Zweitens ist der Kondensator 32 zum Erden von Hochfrequenz-Komponenten eines Signals zwischen der Basis des Transistors 22 und dem Verstärkungs- oder Verstärkerregelungsanschluß 3 zwischengeschaltet. Der Vorwärtsübertragungsleitwert Yf dieser Modifikation ist durch die unterbrochenen Linien in Fig. 7 gezeigt. Wie Fig. 7 zu entnehmen ist, hat die Eingangs-Ausgangs-Charakteristik-Kurve der Modifikation Verzerrungskomponenten der dritten Ordnung, die weniger herausragend oder markant sind als jene der Charakteristik-Kurve des herkömmlichen verstärkungsgeregelten Verstärkers (Fig. 1).

Die in Fig. 9 gezeigte Modifikation ist ebenso in zweifacher Hinsicht charakterisiert. Erstens werden Darlingtonverbundene NPN-Transistoren 41 und 42 anstelle des Zweitstufen-Transistors 22 verwendet. Zweitens ist der Kondensator 43 zum Erden der Hochfrequenzkomponenten eines Signals zwischen der Basis des Transistors 41 und dem Verstärkungsregelungsanschluß 3 zwischengeschaltet. Der Kondensator 43 kann zwischen die Quelle von FET 21 und die Basis des Transistors 41 gekoppelt sein.

Die in Fig. 10 gezeigte Modifikation hat drei charakterisierende Merkmale. Erstens werden Darlington-verbundene NPN- Transistoren 51 und 52 anstelle des Zweitstufen-Transistors 22 verwendet. Zweitens ist der Widerstand 53 zum Verstellen oder Justieren des Basisstroms des Transistors 52 zwischen die Basis des Transistors 52 und den Verstärkungs- oder Verstärkerregelungsanschluß 3 gekoppelt. Drittens ist der Kondensator 54 zum Erden der Hochfrequenzkomponenten eines Signals zwischen die Basis des Transistors 51 und den Verstärkungsregelungsanschluß 3 zwischengeschaltet.

Nun wird ein weiterer verstärkungsgeregelter Verstärker gemäß der zweiten Ausführung dieser Erfindung unter Bezugnahme auf Fig. 11 beschrieben. Dieser verstärkungsgeregelter Verstärker ist in der folgenden zweifachen Hinsicht vom Verstärker von Fig. 5 verschieden:

(1) Der Drain-Anschluß des N-Kanal-Anreicherungs-MOSFETs 61 ist mit dem Kollektor des Zweitstufen-Transistors 22 verbunden, die Quelle von MOSFET 61 ist an die Basis des Transistors 22 gekoppelt und das Gate von MOSFET 61 ist mit dem Verstärker- oder Verstärkungsregelungsanschluß 3 verbunden.

(2) Der Kondensator 62 zum Erden der Hochfrequenzkomponenten eines Signal ist zwischen der Basis des Zweitstufen- Transistors 22 und dem Verstärkungsregelungsanschluß 3 zwischengeschaltet.

Die Kapazität zwischen dem Drain-Anschluß und der Quelle von FET 61 sollte idealerweise klein sein. Andernfalls wird eine übermäßige Kapazität zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors 22 hinzukommen. Aus diesem Grund sollte der FET 61 ein ähnliche Hochfrequenz-Charakteristik haben und hochempfindlich sein (das heißt, eine hohe wechsel- oder beiderseitige Leitfähigkeit haben), genau wie FET 21.

Beim verstärkungsgeregelten Verstärker von Fig. 11 wird die Gate-Spannung von FET 61 gesteuert, wodurch der Drain- Strom von FET 61 gesteuert wird. Als ein Ergebnis wird der Basis-Strom des Transistors 22 gesteuert. Der Verstärker hat die in Fig. 12 gezeigte Eingangs-Ausgangs-Charakteristik. Sein Vorwärtsübertragungsleitwert Yf ist in Fig. 13 veranschaulicht. Wie aus den Figen. 12 und 13 ersichtlich ist, kann der Verstärker verstärkungsgeregelt sein und kann ein Ausgangssignal erzeugen, das weniger oder kleinere Verzerrungskomponenten als das Ausgangssignal des in Fig. 5 gezeigten Verstärkers enthält.

Fig. 14 zeigt eine Modifikation der zweiten Ausführung (Fig. 11). Diese Modifikation unterscheidet sich vom Verstärker nach Fig. 11 in dreifacher Hinsicht. Erstens werden Darlington-verbundene NPN-Transistoren 71 und 72 anstelle des Zweitstufen-Bipolartransistors 22 verwendet. Zweitens ist der Strompfad oder -weg des Steuer-FET 73 zwischen dem Kollektor und der Basis des Transistors 72 zwischengeschaltet. Drittens ist der Kondensator 74 zum Erden der Hochfrequenzkomponenten eines Signals zwischen die Basis des Transistors 71 und den Verstärker- oder Verstärkungsregelungsanschluß 3 gekoppelt. Wenn der Steuer-FET 73 eine ausgezeichnete DC-Charakteristik hat, kann die Modifikation von Fig. 14 eine ebensogute Eingangs-Ausgangs-Charakteristik haben, wie die in den Figen. 5 und 11 gezeigten ersten und zweiten Ausführungen.

Bei den oben beschriebenen Ausführungen wird ein Hochfrequenz-Eingangssignal zum Anschluß 1 geliefert (in anderen Worten, das Gate des Transistors 21) Und eine Verstärker- oder Verstärkungsregelungsspannung wird an den Anschluß 3 gelegt, wodurch das Hochfrequenz-Eingangssignal durch die Verstärkung entsprechend der Verstärkungsregelungsspannung verstärkt wird. Die vorliegende Erfindung ist auf diese Ausführungen beschränkt. Andere Eingangssignale, wie ein Niederfrequenz-Signal oder ein Zwischenfrequenz-Signal, können verstärkt werden. Ferner können erste und zweite Signale den Anschlüssen 1 und 3 eingegeben werden, wodurch sie gemischt werden.

Die Schaltungen der obigen Ausführungen können entweder in Form einer integrierten Schaltung, erzeugt durch einen Bipolar/MOS-Prozeß, oder in Form einer Zusammenfügung unabhängig erzeugter Elemente hergestellt werden. Die Schaltungen oder Schaltkreise können unter Verwendung von Verbindungshalbleitern, zum Beispiel GaAs, hergestellt werden.

Der in Fig. 15 gezeigte Verstärker, der eine Modifikation des in Fig. 9 gezeigten Verstärkers ist, ausgebildet auf einer Tablettenform aus Silizium durch einen Bipolar/MOS- Prozeß, in Form einer integrierten Schaltung wird beschrieben. Der Verstärker von Fig. 15 unterscheidet sich von dem in Fig. 9 in zweifacher Hinsicht. Erstens ist der Kondensator 43 an einem Ende mit der Quelle von FET 21 verbunden. Zweitens ist eine bidirektionale Diode, bestehend aus in Reihe geschalteten und in entgegengesetzten Richtungen angeordneten Schutzdioden 44 und 45, zwischen dem Gate und der Quelle oder Source von FET 21 zwischengeschaltet, wodurch das Gate von FET 21 geschützt oder abgeschirmt wird.

Fig. 16 ist eine Querschnittsansicht des Verstärkers von Fig. 15, ausgebildet in oder auf einem p-Typ-Siliziumsubstrat. Fig. 17 ist eine Querschnittsansicht desselben Verstärkers, ausgebildet auf einem n-Typ-Siliziumsubstrat.

Wie in Fig. 16 dargestellt ist, ist die p-Typ-Epitaxialschicht 110B auf dem p-Typ-Siliziumsubstrat 110A ausgebildet. Die beerdigte Schicht ("buried layer") 113 mit einer hohen n-Typ-Verunreinigungskonzentration (n&spplus;-Typ), ist an der Übergangs- oder Grenzfläche zwischen dem Siliziumsubstrat 110A und der Epitaxialschicht 110B ausgebildet. Zwei Bereiche, der n-Typ-Quellenbereich ("well region") 114 und der n&spplus;-Typ-Bereich 115, sind in dem Bereich der Epitaxialschicht 110B ausgebildet, die auf der n&spplus;-Typ beerdigten Schicht 113 angeordnet ist. Der Bereich 115 ist wie ein Ring geformt und umschließt zum Beispiel den Quellenbereich 114. Im Oberflächenbereich des Quellenbereichs 114 sind p-Typ-Bereiche 116 und 117 ausgebildet, die voneinander abgesondert gesetzt sind. Ein n-Typ-Bereich 118 ist in dem Oberflächenbereich des p-Typ-Bereichs 116 ausgebildet und ein anderer n-Typ-Bereich 119 ist im Oberflächenbereich des p-Typ-Bereichs 117 ausgebildet. Die Oxidschicht 120A ist auf der Epitaxialschicht 110B ausgebildet. Fünf Kontaktlöcher sind in jene Abschnitte der Oxidschicht geschnitten, in denen der n&spplus;-Typ-Bereich 115, die p-Typ-Bereiche 116 und 117 und die n-Typ-Bereiche 118 und 119 vorgesehen sind. Die aus Aluminium hergestellten Elektroden 121, 122, 123 und 124 sind auf der Oxidschicht 120A ausgebildet. Die Elektrode 121 kontaktet den n&spplus;-Typ-Bereich 115. Die Elektrode 122 kontaktet den p-Typ-Bereich 117. Die Elektrode 123 verbindet den p-Typ-Bereich 16 und den n-Typ- Bereich 119. Die Elektrode 124 verbindet den n-Typ-Bereich 118 zu n-Typ-Bereich 125 entsprechend dem Drain-Anschluß D vom MOSFET 21.

Beim Verstärker von Fig. 16 entsprechen der n-Typ-Quellenbereich 114, der p-Typ-Bereich 116 und der n-Typ-Bereich 118 jeweils Kollektor, Basis und Emitter des Erststufen- Transistors 21 (Fig. 15) und der n-Typ-Quellenbereich 114, der p-Typ-Bereich 117 und der n-Typ-Bereich 119 entsprechen jeweils Kollektor, Basis und Emitter des Zweitstufen-Transistors 42 (Fig. 15). Die Elektroden 121 und 122 entsprechen jeweils dem Ausgangsanschluß 4 und dem Verstärkungs- oder Verstärkerregelungsanschluß 3, die beide in Fig. 15 gezeigt sind.

In einem Oberflächenbereich der Epitaxialschicht 110B sind, ausgenommen in den Oberflächenbereichen, in denen Bereiche 115, 116 und 117 ausgebildet sind, n-Typ-Bereiche 125, 126 und 127 und ein p&spplus;-Typ-Bereich 128 ausgebildet. Im Oberflächenbereich des n-Typ-Bereiches 127 ist der p&spplus;-Typ-Bereich 129 ausgebildet. Ein weiterer p&spplus;-Typ-Bereich 130 ist teilweise im n-Typ-Bereich 127 und teilweise im Oberflächenbereich der Epitaxialschicht 110B ausgebildet. Die Isolierungsschicht 120B (d. h., die Gate-Oxidschicht) ist auf dem Abschnitt der Epitaxialschicht 110B ausgebildet, der zwischen den n-Typ- Bereichen 125 und 126 liegt. Die Gate- oder Tor-Elektrode 131 ist auf der Isolierungsschicht 120B ausgebildet. Die dünne Oxidschicht 120C ist auf einem Abschnitt des p&spplus;-Typ-Bereichs 128 ausgebildet. Die Aluminumelektrode 132 ist auf der dünnen Oxidschicht 120C ausgebildet. Sechs Kontaktlöcher sind in jene Abschnitte der auf der Epitaxialschicht 110B ausgebildeten Oxidschicht 120A geschnitten, die in den n-Typ-Bereichen 125 und 126, den p&spplus;-Typ-Bereichen 128, 129 und 130 und der Gate-Elektrode 131 angeordnet sind. Die aus Aluminium hergestellten Elektroden 133, 134, 135, 136 und 137 sind auf der Oxidschicht 120A ausgebildet. Die Elektrode 133 kontaktet den n-Typ-Bereich 126. Die Elektroden 134, 135 und 136 kontakten jeweils die p&spplus;-Typ-Bereiche 128, 129 und 130. Die Elektrode 137 kontaktet die Gate-Elektrode 131.

Die n-Typ-Bereiche 125 und 126 und die Gate-Elektrode 131 entsprechen jeweils dem Drain, der Quelle und dem Gate von FET 21 (Fig. 15). Die Elektroden 137 und 133 entsprechen jeweils dem Eingangsanschluß 1 und dem Anschluß 2 (beide in Fig. 15 gezeigt). Die Elektroden 132 und 134 entsprechen den Elektroden des Kondensators 43 (Fig. 15). Die Elektroden 132 und 134 sind durch Aluminumdrähte (nicht gezeigt) jeweils mit den Elektroden 123 und 133 verbunden. Die Elektroden 135 und 136 entsprechen jeweils den Anoden der Dioden 44 und 45 und sind mit den Elektroden 137 und 133 durch Verdrahtung (nicht gezeigt) verbunden.

Die in Fig. 15 gezeigte Schaltung ist in Form einer Tablette hergestellt und ist an dem Leitungsrahmen (nicht gezeigt) durch ein Gold-Silizium-Eutektikum oder ein Harz angebracht. Die Leitungsanschlüsse entsprechend den Anschlüssen 1, 3 und 4, und die Elektroden 137, 122 und 121 entsprechend dem Eingangsanschluß 1, dem Verstärkungsregelungsanschluß 3 und dem Ausgangsanschluß 4 sind durch eine Kabelverbindung verbunden. Die Elektrode 133, die mit der Quelle von MOSFET 21 verbunden ist und dem Anschluß 2 entspricht, ist durch eine Kabelverbindung mit dem Leitungsrahmen verbunden.

Es wird nun eine Methode zur Herstellung eines IC-Wafers oder -Scheibchens mit der Struktur oder dem Aufbau von Fig. 16 beschrieben. Zuerst wird eine Oxidschicht auf einer Hauptoberfläche eines p-Typ-Siliziumsubstrats 110A gebildet, dotiert mit Bor in einer Konzentration von zum Beispiel 4·10¹&sup4; cm&supmin;³. Die Oxidschicht ist gemustert ("patterned"), wobei der Abschnitt des Trägermaterials oder Substrates 110A unverdeckt bleibt, in dem die beerdigte Schicht 113 ausgebildet wird. Antimon wird unter Verwendung der gemusterten oder abgedeckten Oxidschicht als Diffusionsmaske in einer Konzentration von 5·10¹&sup9; cm&supmin;³ in das Substrat diffundiert, wodurch eine n&spplus;-Typ beerdigte Schicht 113 gebildet wird. Die Epitaxialschicht 110B aus Silizium, das Bor in einer Konzentration von 1,8·10¹&sup5; cm&supmin;³ enthält, wird auf dem Substrat 110A ausgebildet; diese Epitaxialschicht hat ein Dicke von 7 bis 8 um.

Dann wird auf der Epitaxialschicht 110B eine Oxidschicht gebildet. Diese Oxidschicht ist gemustert, wobei jene Abschnitte der Epitaxialschicht 110B freigelassen werden, in denen die Bereiche 114, 115 und 127 gebildet werden. Unter Verwendung der gemusterten Oxidschicht als eine Maske wird Phosphor in die Epitaxialschicht 110B mit einer Beschleunigungsspannung von 150 keV in einer Dosierung von 1·10¹&sup5; cm&supmin;² ionenimplantiert, wodurch die Bereiche 114 und 127 gebildet werden, und mit einer Beschleunigungsspannung von 50 keV in einer Dosierung von 9·10¹&sup5; cm&supmin;², wodurch der Bereich 115 gebildet wird. Ferner wird PSG in die Öffnungen der Oxidschicht aufgedampft. Die erhaltene Struktur wird für 15 Stunden bei 1200ºC in einer Stickstoffgas-Atmosphäre vergütet oder ausgeglüht. Als ein Ergebnis sind der n-Typ-Quellenbereich 114, der n&spplus;-Typ-Bereich 115 und der n-Typ-Bereich 127 vervollständigt. Eine weitere Oxidschicht wird auf der Oberfläche des unfertigen Produkts gebildet und hat eine Dicke von 180 nm. Diese Oxidschicht ist gemustert, um die Bereiche 116, 117, 128, 129 und 130 zu bilden. Unter Verwendung der gemusterten Oxidschicht als eine Maske wird mit einer Beschleunigungsspannung von 50 keV in einer Dosierung von 1·10¹&sup4; cm&supmin;² Bor in die Epitaxialschicht 110B ionenimplantiert und die erhaltene Struktur für 30 Minuten bei 1000ºC in einer Stickstoff-Atmosphäre vergütet oder ausgeglüht, um so die p-Typ-Bereiche 116 und 117 zu bilden. Ferner wird unter Verwendung derselben gemusterten Oxidschicht als eine Maske Bor unter einer Beschleunigungsspannung von 50 keV in ein Dosierung von 1·10¹&sup4; cm&supmin;² in die Epitaxialschicht 110B ionenimplantiert und das unfertige Produkt wird für 30 Minuten bei 1000ºC in einer Stickstoffgas-Atmosphäre vergütet oder ausgeglüht, wobei die p&spplus;-Typ-Bereiche 128, 129 und 130 gebildet werden.

Dann werden die Gate-Oxidschicht 120B und die Oxidschicht 120C zum Bilden eines Kondensators (d. h., die Schicht oder der Film, die bzw. der die Elektroden des Kondensators isoliert) gebildet. Die Gate-Elektrode 131 mit einer Breite von 1,5 um ist aus einer Molybdän-Silizium-Verbindung (MoSi) gebildet. Unter Verwendung der Gate-Elektrode 131 als eine Maske wird unter einer Beschleunigungsspannung von 35 keV in einer Dosierung von 1·10¹&sup5; cm&supmin;² Arsen in die Epitaxialschicht 110B ionenimplantiert und die erhaltene Struktur für 30 Minuten bei 900ºC in einer Stickstoffgas-Atmosphäre vergütet oder ausgeglüht, wodurch die n-Typ-Bereiche 125 und 126 gebildet werden. Unter der Verwendung der Gate-Elektrode 131 wird Arsen unter einer Beschleunigungsspannung von 35 keV in einer Dosierung von 1·10¹&sup5; cm&supmin;² in die Bereiche 116 und 117 ionenimplantiert und die erhaltene Struktur für 20 Minuten bei 1000ºC in einer Stickstoffgas-Atmosphäre ausgeglüht oder vergütet, um dabei die n-Typ-Bereiche 118 und 119 zu bilden. Die Oxidschicht ist gemustert, um so die Kontaktlöcher zu erstellen. Das unfertige Produkt wird thermischer Oxidation unterzogen, wodurch die Oxidschicht 120A gebildet wird. Dann wird eine Aluminumschicht auf der Oxidschicht 120A gebildet. Die Aluminumschicht ist gemustert, um dadurch die Elektroden 121-124 und die Elektroden 132-137 zu bilden.

Verstärkungsgeregelte Verstärker mit der in Fig. 16 gezeigten Struktur wurden hergestellt und auf ihre Charakteristiken getestet. Der Kondensator 43, der in jedem dieser Verstärker gebildet wurde, hatte eine Kapazität von ungefähr 50 PF. Der MOSFET 21 eines jeden Verstärkers zeigte im wesentlichen dieselben Hochfrequenzcharakteristiken wie der in einem herkömmlichen Verstärker verwendete Erststufen-Dual-Gate- MOSFET (Fig. 1). Die Frequenz-Charakteristik des Erststufen- Transistors 41 war ungefähr fT = 1 GHz für den Stromverstärkungsfaktor hFE und der Transistor 41 hielt seine Strom- Charakteristik aufrecht, solange der Kollektorstrom ungefähr 50 mA oder weniger betrug. Beide Darlington-verbundenen Bipolartransistoren 41 und 42 hatten einen Stromverstärkungsfaktor hFE von ungefähr 100. Bei diesen verstärkungsgeregelten Verstärkern war der Basisstrom zum Regeln oder Steuern der Verstärkung zu klein, daß kein Basis-Eingangswiderstand erforderlich war. Da kein Basis-Eingangswiderstand existierte, der das Basis-Potential ändern würde, um den Kollektorstrom am Zunehmen zu hindern, bestand kein Risiko, daß sich der Verlustwiderstand eines jeden Bipolartransistors zu sehr ansteigen würde. Es wurde festgestellt, daß die Verzerrungskomponenten dritter Ordnung der Eingangs-Ausgangs-Charakteristik-Kurve dieser Verstärker weniger hervortretend oder markant waren als jene der Charakteristik-Kurve (Fig. 7) des in Fig. 5 gezeigten Verstärkers.

Der in Fig. 17 gezeigte verstärkungsgeregelte Verstärker weicht vom verstärkungsgeregelten Verstärker von Fig. 16 in folgender Hinsicht ab:

(1) Ein n-Typ-Siliziumsubstrat 150 wurde verwendet.

(2) Die p-Typ-Bereiche 156 und 157 für die Basen der Bipolartransistoren sind im Oberflächenbereich des Substrats 150 gebildet. Die p&spplus;-Typ-Bereiche 158 und 159 für die Anoden der Dioden 44, 45 und der p&spplus;-Typ-Bereich 160 für eine Elektrode des Kondensators 43 sind ebenfalls im Oberflächenbereich des Substrats oder Trägermaterials 150 gebildet.

(3) Der p-Typ-Quellenbereich 165 ist im Substrat 150 gebildet und die n-Typ-Bereiche 166 und 167 für die Quellen- und Drain-Bereichen von MOSFET 21 sind im p-Typ-Quellenbereich 164 ausgebildet.

(4) Die Metallbasis 168, bestehend aus einer Vanadiumschicht (V), einer Nickelschicht (Ni), einer Gold-Germanium- Antimonschicht (AuGeSb) und einer Goldschicht (Au), ist an der unteren Oberfläche des Substrats 150 gebildet.

Mit Ausnahme der verschiedenen Merkmale (1)-(4) ist der Verstärker von Fig. 17 derselbe wie jener von Fig. 16. Daher sind dieselben Elemente wie jene, die bei dem in Fig. 16 gezeigten Verstärker verwendet wurden, in Fig. 17 mit denselben Nummern bezeichnet und werden deshalb nicht beschrieben.

Wie oben angegeben wurde, kann die Signalverarbeitungsschaltung der vorliegenden Erfindung als verstärkungsgeregelter Verstärker verwendet werden, da dessen Eingangs-Ausgangs- Charakteristik-Kurve weit kleinere oder weniger Verzerrungskomponenten dritter Ordnung hat, als im Vergleich die Charakteristik-Kurven der herkömmlichen verstärkungsgeregelten Verstärker. Infolgedessen kann er effektiv arbeiten, insbesondere wenn er als ein Hochfrequenz-Verstärker verwendet wird, dessen Verstärkung durch AGC- ("automatic gain control", automatischer Schwundausgleich) Rückkopplungsspannung geregelt oder gesteuert wird. Ferner kann er, wenn die Signalverarbeitungsschaltung als eine Mischschaltung eingesetzt wird, ein Ausgangssignal erzeugen, das vernachlässigbar kleine Verzerrungskomponenten hat; insbesondere vernachlässigbare Verzerrungskomponenten dritter Ordnung.


Anspruch[de]

1. Signalverarbeitungsschaltung mit:

einer Einrichtung (1) zum Empfang eines ersten Signals;

einem MOSFET (Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor) (21), dessen Gate an der Einrichtung (1) zum Empfang des ersten Signals angeschlossen ist und dessen Strompfad an einem Ende (2) mit einem vorgegebenen Potential beaufschlagt ist;

einer Einrichtung (3) zum Empfang eines zweiten Signals;

einer Einrichtung (4) zum Absetzen eines Ausgangssignals; und

einem ersten npn-Bipolartransistor (51), dessen Kollektor-Emitter-Pfad an einem Ende mit dem anderen Ende des Strompfades des MOSFET (21) und am anderen Ende mit der Einrichtung (4) zum Absetzen des Ausgangssignals gekoppelt ist;

gekennzeichnet durch:

einen zweiten npn-Bipolartransistor (52), dessen Kollektor-Emitter-Pfad an einem Ende mit der Basis des ersten npn-Bipolartransistors (51) und am anderen Ende mit der Einrichtung (4) zum Absetzen des Ausgangssignals gekoppelt ist und der den Basisstrom des ersten npn-Bipolartranssistors (51) gemäß dem zweiten Signal steuert; und

eine Widerstandseinrichtung (53) zur Strombegrenzung, die mit einem Anschluß an die Basis des zweiten npn- Bipolartransistors (52) und mit einem anderen Anschluß an die Einrichtung (3) zum Empfang des zweiten Signals gekoppelt ist.

2. Schaltung gemäß Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Kondensator (54), von dem ein Anschluß an die Basis des ersten npn-Bipolartransistors (51) angeschlossen und ein anderer Anschluß mit einem Potential beaufschlagt ist.

3. Schaltung gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der andere Anschluß des Kondensators (54) an die Einrichtung (3) zum Empfang des zweiten Signals oder an das eine Ende (2) des MOSFET (21) angeschlossen ist.

4. Signalverarbeitungsschaltung mit:

einer Einrichtung (1) zum Empfang eines ersten Signals;

einem ersten MOSFET (Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor) (21), dessen Gate an der Einrichtung (1) zum Empfang des ersten Signals angeschlossen ist, und dessen Strompfad an einem Ende (2) mit einem vorgegebenen Potential beaufschlagt ist;

einer Einrichtung (3) zum Empfang eines zweiten Signals;

einer Einrichtung (4) zum Absetzen eines Ausgangssignals; und

einem npn-Bipolartransistor (22), dessen Kollektor- Emitter-Pfad an einem Ende mit dem anderen Ende des Strompfades des ersten MOSFET (21) und am anderen Ende mit der Einrichtung (4) zum Absetzen des Ausgangssignals gekoppelt ist;

gekennzeichnet durch:

einen zweiten MOSFET (61), dessen Strompfad an einem Ende mit der Basis des npn-Bipolartransistors (22) und am anderen Ende mit der Einrichtung (4) zum Absetzen des Ausgangssignals und dessen Gate mit der Einrichtung (3) zum Empfang des zweiten Signals gekoppelt ist, und der den Basisstrom des npn-Bipolartranssistors (22) gemäß dem zweiten Signal steuert.

5. Schaltung gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß sie außerdem einen Kondensator (62) enthält, von dem ein Anschluß an die Basis des npn-Bipolartransistors (22) angeschlossen und ein anderer Anschluß mit einem Potential beaufschlagt ist.

6. Schaltung gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der andere Anschluß des Kondensators (62) an die Einrichtung (3) zum Empfang des zweiten Signals oder an das eine Ende (2) des ersten MOSFET (21) angeschlossen ist.







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