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Dokumentenidentifikation DE3486061T2 19.05.1993
EP-Veröffentlichungsnummer 0308540
Titel Oszillator-Schaltung.
Anmelder Kabushiki Kaisha Toshiba, Kawasaki, Kanagawa, JP
Erfinder Yamaguchi, Akira c/o Patent Division;
Shigehara, Hiroshi c/o Patent Division;
Iseki, Hidemi c/o Patent Division, Minato-ku Tokyo 105, JP
Vertreter Feiler, L., Dr.rer.nat.; Hänzel, W., Dipl.-Ing.; Kottmann, D., Dipl.-Ing, Pat.-Anwälte, 8000 München
DE-Aktenzeichen 3486061
Vertragsstaaten DE, FR, GB, IT
Sprache des Dokument En
EP-Anmeldetag 14.11.1984
EP-Aktenzeichen 871174850
EP-Offenlegungsdatum 29.03.1989
EP date of grant 27.01.1993
Veröffentlichungstag im Patentblatt 19.05.1993
IPC-Hauptklasse H03K 3/023

Beschreibung[de]

Die Erfindung betrifft eine Oszillatorschaltung des frequenzverriegelten Schleifentyps.

Seit kurzem werden Vorrichtungen, die unter Einsatz digitaler Technologie Sprachsynthese durchführen, entwickelt und benutzt. Bei einer solchen Vorrichtung werden ein Impuls und ein weißes Rauschen als Schallquelle benutzt. Das Signal von der Schallquelle wird durch mehrere Digitalfilter geleitet, um ein akustisches Signal zu erhalten. Die Bedingungen für die Digitalfilter sind von dem zu erzielenden akustischen Signal abhängig. Ferner werden die Bedingungen für die Digitalfilter im Digital-Sprachsynthesizer durch Analysieren und Erkennen einer wirklichen Stimme festgelegt.

Die Fig. 1 ist ein herkömmliches Blockdiagramm einer Spracherkennungsschaltung. In der Figur verstärkt ein Mikrophonverstärker 1 ein Analogsignal aus einem Mikrophon (nicht gezeigt). Der Ausgang aus dem Mikrophonverstärker 1 wird parallel zu beispielsweise vier Bandpaßfiltern (BPF) 2A, 2B, 2C und 2D geleitet. Die Signale, die durch die vier Bandpaßfilter 2A, 2B, 2C und 2D gehen, werden jeweils von vier Fühlern erkannt. Die erkannten vier Signale werden zu vier Tiefpaßfilterschaltungen 4A, 4B, 4C bzw. 4D geführt. Die Signale, die durch die Tiefpaßfilterschaltungen 4A, 4B, 4C und 4D gehen, werden durch einen Multiplexer S selektiv einem Analog-/Digital-Wandler (A/D) 6 zugeführt. Der Digitalausgang aus dem Analog-/Digital-Wandler 6 führt zu einem Erkennungsergebnis für Spracheingabe über das Mikrophon.

Der Einsatz von Schaltkondensatorfiltertechnologie verleiht der kürzlich entwickelten Spracherkennungsschaltung höhere Integration und höhere Genauigkeit. Anders gesagt, der Mikrophonverstärker 1, die Bandpaßfilterschaltungen 2A bis 2D und die Tiefpaßfilterschaltungen 4A bis 4D übernehmen alle die Schaltkondensatorschaltung. Zur Steuerung der Schaltkondensatorschaltung ist eine beliebige Schaltung erforderlich, die eine solche Schaltkondensatorschaltung benutzt, um einen Oszillator und einen Taktgenerator zu beinhalten, der vom Oszillatorausgang verschiedene Taktimpulse erzeugt.

Wenn eine genaue Schwingfrequenz erforderlich ist, kann die tatsächliche Schwingfrequenz durch Wissen, ob die tatsächliche Schwingfrequenz größer oder kleiner ist als die genaue Schwingfrequenz oder die Schwankung, oder des Verhältnisses zwischen der tatsächlichen Schwingfrequenz und der genauen Schwingfrequenz auf die genaue Schwingfrequenz abgestimmt werden.

Eine PLL- (phasenverriegelte) Schleifenschaltung ist bekannt als Einrichtung zum genauen Erkennen, welche Frequenz größer oder kleiner ist, oder der Schwankung oder des Verhältnisses zwischen den tatsächlichen und genauen Frequenzen.

Die PLL-Schaltung ist jedoch aufgrund ihres komplizierten Aufbaus nicht auf Integration zugeschnitten. Deshalb läßt sich mit Schaltungen gemäß dem Stand der Technik mit vereinfachtem Aufbau eine genaue Schwingfrequenz nicht erreichen, wodurch die Schaltkondensatorschaltung verschlechtert wird, was zu einer Spracherkennungsschaltung von mangelhafter Genauigkeit führt.

Das zum Stand der Technik gehörende Dokument "IEEE Journal of Solid-State Circuits", Band SC-17, Nr. 4, August 1982, SS 775 bis 778, New York, USA, beschreibt eine Schaltkondensator-Frequenzsteuerschleife, die aus einem Widerstand parallel zu einem Schaltkondensatornetz, einer Gleichstromversorgungseinrichtung zur Zuführung eines Stroms zum Widerstand und zum Schaltkondensatornetz, einem Integrator zum Integrieren des zusammengesetzten Stroms aus dem Widerstand und dem Schaltkondensatornetz und einem spannungsgesteuerten Oszillator, der das Integratorausgangssignal über ein Filter erhält und einen Zweiphasen-Taktgenerator versorgt, der die Schalter des Schaltkondensatornetzes steuert, besteht. Das Schaltkondensatornetz entfernt die Ladung vom Integratorausgang, was im Gegensatz zum Widerstand steht, durch den eine Ladung an den Integratoreingang geliefert wird. Der Widerstand kann durch ein Schaltkondensatornetz ersetzt werden, das durch eine gleichbleibende Frequenz getaktet wird und an den Integratoreingang einen Strom liefert, wodurch es einen positiven Ersatzwiderstand hat, der von der gleichbleibenden Frequenz abhängig ist.

Ferner beschreibt das zum Stand der Technik gehörende Dokument GB-A-1 409 104 eine Oszillatorschaltung des spannungs- oder stromgesteuerten Oszillatortyps. Dieser spannungs- oder stromgesteuerte Oszillator ist zum Einsatz in einer frequenzgesteuerten Schleife geeignet.

Das zum Stand der Technik gehörende Dokument FR-A-2 441 174 beschreibt einen Phasen- und Frequenzvergleicher, bei dem in einer Frequenzsteuerschleife in der Rückführungsschleife des Oszillators ein Frequenzteiler benutzt wird, wobei der Ausgang des Frequenzteilers einem Eingang des Frequenzvergleichers zugeführt wird.

Schließlich beschreibt das zum Stand der Technik gehörende Dokument "Patent Abstracts of Japan", Band 7, Nr. 23 (P-171) (1168), 29. Januar 1983 (=JP-A-571759964) einen Frequenzfühler, in dem ein Widerstand und ein Kondensator zwischen den Eingangs- und Ausgangsklemmen eines Operationsverstärkers parallel geschaltet sind.

Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung einer Oszillatorschaltung mit einer Frequenzvergleichsschaltung, die beständig mit hoher Genauigkeit ein willkürliches Vielfaches von Frequenzen aus dem Bezugssignal erzeugen kann, das von einem Schwingsignal stammt, das von einem Oszillator wie beispielsweise einem konstant schwingendem Quarzoszillator geliefert wird.

Zur Lösung dieser Aufgabe sieht die vorliegende Erfindung eine Oszillatorschaltung gemäß Anspruch 1 vor.

Andere Aufgaben und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen deutlich; es zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm zur Darstellung eines herkömmlichen Aufbaus einer Spracherkennungsschaltung;

Fig. 2 einen Schaltplan zur Darstellung einer Frequenzvergleichsschaltung;

Fig. 3 einen Schaltplan zur Darstellung einer weiteren Frequenzvergleichsschaltung;

Fig. 4 einen ausführlichen Schaltplan einer Schaltkondensatorschaltung 20, die in der Frequenzvergleichsschaltung der, Fig. 2 und 3 benutzt wird.

Fig. 6A und 6B Zeitablaufdiagramme der in Fig. 4 oder 5 gezeigten Schaltkondensatorschaltung;

Fig. 7 einen Schaltplan zur Anwendung der Vergleichsschaltung;

Fig. 8 einen Schaltplan zur Darstellung einer weiteren Frequenzvergleichsschaltung;

Fig. 9 eine Kennlinie der in Fig. 8 gezeigten Frequenzvergleichsschaltung;

Fig. 10 einen Schaltplan zur Anwendung der Frequenzvergleichsschaltung;

Fig. 11A und 11B Schaltpläne zur Darstellung eines Ausführungsbeispiels einer Oszillatorschaltung;

Fig. 12 eine Wellenform zur Erklärung einer Arbeitsweise des in den Fig. 11A und 11B gezeigten Schmitt-Triggers;

Fig. 13 eine Kennlinie einer in den Fig. 11A und 11B gezeigten Oszillatorschaltung;

Fig. 14 ein Blockdiagramm zur Darstellung eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Oszillatorschaltung;

Fig 15 einen ausführlichen Schaltplan eines Ausführungsbeispiels eines in Fig. 14 gezeigten Frequenzteilers;

Fig. 16 ein Blockdiagramm zur Darstellung eines Ausführungsbeispiels einer Oszillatorschaltung der vorliegenden Erfindung;

Fig. 17 einen ausführlichen Schaltplan eines Ausführungsbeispiels einer in Fig. 16 gezeigten Synchronschaltung; und

Fig. 18A bis 18H Zeitablaufdiagramme der Schaltung in Fig. 17, in denen Fig. 18A das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers; Fig. 18B das Ausgangssignal des Frequenzteilers 110; Fig. 18C das Ausgangssignal des Flipflops 121 in Fig. 17; Fig. 18D das Ausgangssignal von Flipflop 122 in Fig. 17; Fig. 18E das umgekehrte Ausgangssignal von Flipflop 121 in Fig. 17; Fig. 18F das Ausgangssignal von NOR-Glied 124 in Fig. 17; Fig 18G das umgekehrte Ausgangssignal von NAND-Glied 127 in Fig. 17; und Fig. 18H den Ausgang von NOR-Glied 128 in Fig. 17 zeigen.

Fig. 2 ist ein Schaltplan zur Darstellung einer Frequenzvergleichsschaltung. Die Schaltkondensatorschaltung 10 besteht aus einem Kondensator 11 und vier Schaltern 12 bis 15. Die Schaltung 10 hat einen negativen Ersatzwiderstand, und sein Wert wird gemäß der Frequenz fs eines Schwingsignals Ss aus einem Oszillator festgelegt. Eine Klemme jedes Schalters 12 und 13 ist an eine Klemme des Kondensators 11 angeschlossen, und die andere Klemme des Schalters 12 ist geerdet. Die andere Klemme des Kondensators 11 ist an eine Klemme der Schalter 14 und 15 angeschlossen, und die andere Klemme des Schalters 14 ist geerdet.

Unter den vier Schaltern 12 bis 15 wird ein Paar von Schaltern 12 und 15 und ein Paar von Schaltern 13 und 14 als Reaktion auf das Signal Ss abwechselnd eingeschaltet. Die Schaltkondensatorschaltung 20 besteht aus einem Kondensator 21 und vier Schaltern 22 bis 25 und hat einen positiven Ersatzwiderstand, dessen Wert gemaß einem Bezugssignal Sc mit der Frequenz fc bestimmt wird. Eine Klemme des Kondensators 21 ist an eine Klemme jedes Schalters 22 und 23 angeschlossen, und die andere Klemme des Schalters 23 ist geerdet. Ein Schalterpaar 22 und 24 und ein anderes Schalterpaar 23 und 25 werden als Reaktion auf ein Signal Sc abwechselnd eingeschaltet.

Die andere Klemme des Schalters 13 in der Schaltkondensatorschaltung 10 und die andere Klemme des Schalters 22 in der Schaltkondensatorschaltung 20 sind an einen gemeinsamen Anschluß a angeschlossen. Ferner ist die positive Elektrode einer Gleichstromquelle V an einen gemeinsamen Anschluß a angeschlossen. Die negative Elektrode der Gleichstromquelle V ist geerdet. Auch sind die anderen Klemmen des Schalters 15 in der Schaltkondensatorschaltung 10 und der Schalter 24 in der Schaltkondensatorschaltung 20 an einen gemeinsamen Anschluß b angeschlossen. Ferner ist eine Eingangsklemme eines Integrators 30 an den gemeinsamen Anschluß b angeschlossen. Der Integrator 30 ist mit einem Differenzverstärker 31 versehen, der eine umgekehrte Eingangsklemme, eine nicht umgekehrte Eingangsklemme und Ausgangsklemme und einen Kondensator 32 hat. Der Kondensator 32 ist zwischen der umgekehrten Eingangsklemme und Ausgangsklemme angeschlossen, und die nicht umgekehrte Eingangsklemme des Differenzverstärkers 31 ist geerdet. Der Differenzverstärker 31 arbeitet bei einer Spannung zwischen einer positiven Elektrodenspannung VDD und einer negativen Elektrodenspannung VSS. Die Erdspannung wird auf ein Zwischenpotential zwischen der positiven und negativen Spannung eingestellt, z. B. auf 0 V. Die umgekehrte Eingangsklemme des Differenzverstärkers 31 dient als Eingangsklemme des Integrators 30. Der Integrator 30 erzeugt auf seinem Ausgangssignal ein Signal OUT, das der Größenbeziehung zwischen zwei Frequenzen fs und fc entspricht.

Der Ersatzwiderstand R&sub1; der Schaltkondensatorschaltung 10 (nachfolgend als SC-Schaltung bezeichnet) ergibt sich aus:

R&sub1;=-l/Cl·fS (1)

wobei C&sub1; die Kapazität des Kondensators 11 darstellt. Ebenso ergibt sich der Ersatzwiderstand R&sub2; der SC-Schaltung 20 aus:

R&sub2;=-l/C&sub2;·fc (2)

wobei C&sub2; die Kapazität des Kondensators 21 darstellt.

Da die eine Klemme jeder der beiden SC-Schaltungen 10 und 20, nämlich die anderen Klemmen der Schalter 13 und 22, durch den Anschluß a an die positive Elektrode der Gleichstromquelle V angeschlossen sind, wird die positive Vorspannung aus der Gleichstromquelle V an beide SC- Schaltungen 10 und 20 geliefert. Deshalb fließt ein vorherbestimmter Gleichstrom in die jeweilige SC-Schaltung 10 und 20. Da die SC-Schaltung 10 einen negativen Ersatzwiderstand R&sub1; hat, fließt der Stroms I&sub1; in Fig. 2 nach links. Auch hat die SC-Schaltung 20 einen positiven Ersatzwiderstand R&sub2;, und der Strom I&sub2; in Fig. 2 fließt nach rechts. Anders gesagt, die Richtung der Ströme I&sub1; und I&sub2; sind einander entgegengesetzt. Ein zusammengesetzter Strom von I&sub1; und I&sub2; wird dem Integrator 30 zugeführt. Wenn der zusammengesetzte Strom 0 ist, wird das Ausgangssignal OUT des Integrators 30 zur Erdspannung. Wenn I&sub1; > I&sub2; und ein der Differenz zwischen I&sub1; und I&sub2; entsprechender Strom aus dem Integrator 30 fließt, wird der Pegel des Ausgangssignals OUT des Integrators 30 hoch (Vnp-Pegel). Wenn dagegen I&sub2; > I&sub1; und ein der Differenz zwischen I&sub1; und I&sub2; entsprechender Strom in den Integrator 30 fließt, wird der Pegel des Ausgangssignals OUT des Integrators 30 niedrig (VSS-Pegel). Gesetzt den Fall, daß die Kapazität C&sub1; des Kondensators 11 in der SC-Schaltung 10 und die Kapazität C&sub2; des Kondensators 21 in der SC-Schaltung 20 gleich eingestellt sind. Wenn die Frequenz fs des Schwingsignals 52 mit der Frequenz fc des Bezugssignals Sc zusammenfällt, wird das Ausgangssignal OUT des Integrators 30 Erdspannung. Wenn ferner die Frequenz fs größer ist als die Frequenz fc, wird der Pegel des Ausgangssignals OUT des Integrators 30 hoch. Wenn andererseits die Frequenz fc kleiner ist als die Frequenz fc, wird der Pegel des Ausgangssignals OUT des Integrators 30 niedrig. Zusammenfassend ausgedrückt, ändert das Ausgangssignal OUT des Integrators 30 seinen Pegel gemäß der zyklischen Beziehung der beiden Frequenzen fs und fc. Deshalb kann der Vergleich der beiden Frequenzen durch Bestimmung des Ausgangssignals OUT durchgeführt werden. Die Ersatzwiderstände R&sub1; und R&sub2; der SC-Schaltungen 10 und 20 werden nur durch die Frequenzen fs und fc festgelegt, sofern die Kapazitäten C&sub1; und C&sub2; konstant sind, wie in den Gleichungen (1) und (2) gezeigt. Da die Kapazitäten C&sub1; und C&sub2; mit einer relativ höheren Genauigkeit eingestellt werden können als die Widerstände, können die jeweiligen Frequenzen fs und fc mit hoher Genauigkeit in die Widerstände R&sub1; und R&sub2; umgesetzt werden. Ferner erreicht der Integrator 30 das Signal OUT durch Integrieren der Verbundwerte fließender Ströme gemäß den Widerständen R&sub1; und R&sub2;. Daher kann der Vergleich zwischen fs und fc mit hoher Genauigkeit durchgeführt werden, auch wenn die Anstiegsgeschwindigkeit oder die Verstärkung des Differenzverstärkers 31 schwankt.

Wie oben beschrieben, sind Vergleich und Erkennung der zyklischen Beziehung zwischen der Frequenz fs des Schwingsignals Ss aus dem Oszillator und der Frequenz fc des Bezugssignals Sc mit hoher Genauigkeit möglich. Deshalb kann die Frequenz fs an die Bezugsfrequenz fc mit hoher Genauigkeit angeglichen werden, indem das Ausgangssignal OUT benutzt wird.

Auch kann in dieser Vergleichsschaltung die Scheinfrequenz des Bezugssignals Sc vom tatsächlichen Wert fc abgeändert werden, indem die Kapazitäten C&sub1; und C&sub2; der Kondensatoren 11 und 21 in den SC-Schaltungen 10 und 20 geändert werden. Durch eine derartige Einstellung der Werte der Kondensatoren 11 und 21, daß C&sub1;=2C&sub2; erfüllt ist, können beispielsweise Vergleich und Erkennung der zyklischen Beziehung zwischen 2fc und fs durchgeführt werden.

Die Fig. 3 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer anderen Frequenzvergleichsschaltung zeigt. Die Schaltung in Fig. 3 ist dieselbe wie in Fig. 2 mit der Ausnahme, daß ein Widerstand 33 zum Kondensator 32 im Integrator 30 parallel geschaltet ist.

In dieser Vergleichsschaltung wird wie in der Vergleichsschaltung von Fig. 3 das Ausgangssignal OUT auf Erdspannung gesetzt, wenn der Verbundwert der Ausgangsströme I&sub1; und I&sub2; in den SC-Schaltungen 10 und 20 0 ist. Wenn der Verbundwert jedoch nicht 0 ist, wird das Ausgangssignal OUT auf weniger als den VDD- oder VSS-Pegel gemäß der Elektrode des zusammengesetzten Stroms gesetzt.

Die Fig. 4 und 5 zeigen ausführliche Schaltungen der SC- Schaltungen 10 bzw. 20, die in der obigen Vergleichsschaltung eingesetzt werden. Für dieselben Teile in den Fig. 4 und 5 werden dieselben Zahlen benutzt wie in den Fig. 2 und 3. Ferner werden zwei Signale Ss1 und Ss2 oder Sc1 und Sc2 benutzt, deren Phasen voneinander verschieden sind, wie in den Zeitablaufdiagrammen der Fig. 6A und 6B dargestellt.

Die Schalter 12 bis 15 in der SC-Schaltung 10, die einen negativen Widerstand haben, bestehen, wie in Fig. 4 gezeigt, aus CMOS-Schaltern 52 bis 55, in denen N-Kanal-MOSFET 41 bis 44 und P-Kanal-MOSFET 45 bis 48 parallel zueinander geschaltet sind. Das Signal Ss1 in Fig. 6A wird an die Gates der N-Kanal-MOSFET 41 und 44 und durch einen CMOS-Inverter 49 zu den Gates der P-Kanal-MOSFET 45 und 48 geliefert. Das Signal Ss2 in Fig 6B wird an die Gates der N-Kanal-MOSFET 42 und 43 und durch einen CMOS-Inverter 50 an die Gates der P- Kanal-MOSFET 46 und 47 geliefert.

Nunmehr wird Schaltsteuerung der CMOS-Schalter 52 bis 55 als Reaktion auf die Signale Ss1 und Ss2 unter der Bedingung, daß die Gleichspannung V1 an die andere Klemme des CMOS- Schalters 53 angelegt wird und die andere Klemme des CMOS- Schalters 55 geerdet ist, beschrieben. Wenn der Pegel des Signals Ss2 hoch ist, schalten die CMOS-Schalter 53 und 54 ein. Dann wird die andere Klemme (Punkt C in Fig. 4) des Kondensators 11 bei -C·V&sub1; geladen. Wenn der Pegel des Signals Ss1 hoch ist, schalten die CMOS-Schalter 52 und 55 ein. Zu diesem Zeitpunkt wird die positive Ladung +C&sub1;·V&sub1; von der Erde durch den CMOS-Schalter 55 an den Punkt G geliefert, so daß die negative Ladung am Punkt C aufgehoben wird. Wenn ein solcher Vorgang fc-mal pro Sekunde wiederholt wird und die Richtung des vom Punkt C durch den CMOS- Schalter 55 fließenden Stroms positiv ist, ergibt sich der Wert des Stroms I&sub1; der in der SC-Schaltung fließt, aus:

-I=C&sub1;·V&sub1;·fs (3)

Der Ersatzwiderstand R in der SC-Schaltung 10 ergibt sich durch Teilung des Stroms I durch die Versorgungsspannung V1. Also ergibt sich der Ersatzwiderstand R aus:

Die rechte Seite in der Gleichung (4) ist dieselbe wie die rechte Seite in der Gleichung (1). Deshalb offenbart die Gleichung (4), daß die SC-Schaltung 10 in Fig. 4 den negativen Ersatzwiderstand hat, der der Frequenz fs entspricht.

Die Schalter 22 bis 25 in der SC-Schaltung 20 bestehen aus den CMOS-Schaltern 72 bis 75, in denen N-Kanal-MOSFET 61 bis 64 bzw. P-Kanal-MOSFET 65 bis 68 parallel geschaltet sind, wie in Fig. 5 gezeigt. Das Signal Sc1 in Fig 6A wird an die Gates der N-Kanal-MOSFET 61 und 63 und durch den CMOS- Inverter 69 an die Gates der P-Kanal-MOSFET 65 und 67 geliefert. Das Signal Sc2 in Fig. 6B wird zu den Gates der N-Kanal-MOSFET 62 und 64 und durch einen CMOS-Inverter 70 zu den P-Kanal-MOSFET 66 und 68 geführt.

Nunmehr wird eine Schaltsteuerung der CMOS-Schalter 72 bis 75 als Reaktion auf die Signale Sc1 und Sc2 unter der Bedingung, daß die Gleichspannung V&sub2; an ,die andere Klemme des CMOS-Schalters 72 geliefert und die Erdspannung an die andere Klemme des CMOS-Schalters 74 geliefert wird, beschrieben. Wenn der Pegel des Signals Sc1 hoch ist, schalten die CMOS-Schalter 72 und 74 ein. Zu diesem Zeitpunkt ist der Kondensator auf C&sub2;·V&sub2; geladen. Wenn dann der Pegel des Signals SC2 hoch wird, schalten die CMOS- Schalter 73 und 75 ein. Deshalb wird die im Kondensator 21 gespeicherte Ladung entladen. Wenn ein solcher Vorgang fcmal pro Sekunde wiederholt wird und die Richtung des Stroms, der von der anderen Klemme des Kondensators 21 (Punkt d in Fig. 5) durch den CMOS-Schalter 74 zur Erde fließt, positiv ist, ergibt sich der Strom I&sub1; der in der SC-Schaltung 20 fließt, aus:

I=C&sub2;·V&sub2;·fc (5)

Der Ersatzwiderstand R in der SC-Schaltung ergibt sich durch Dividieren der Versorgungsspannung V&sub2; durch den Strom 1. Das heißt:

Die rechte Seite in Gleichung (6) ist dieselbe wie die in Gleichung (2). Daher offenbart die Gleichung (6), daß die SC-Schaltung 20 in Fig. 5 einen positiven Widerstandswert hat, der der Frequenz fc entspricht.

Fig. 7 ist ein Schaltplan, der einen angewandten Aufbau der Vergleichsschaltung zeigt. Die Schaltung dieser Anwendung besteht aus zwei Frequenzvergleichsschaltungen 100 und 200, die wie diejenigen in Fig. 2 aufgebaut sind, und einem AND- Gate 300, das beide Ausgangssignale OUT1 und OUT2 erhält. Die SC-Schaltung, die in einer Frequenzvergleichsschaltung 100 einen negativen Ersatzwiderstand hat (in Fig. 2 mit 10 bezeichnet), wird von einem Signal Sca gesteuert, das eine höhere Bezugsfrequenz fca hat. Die SC-Schaltung, die einen positiven Ersatzwiderstand hat (in Fig. 2 mit 20 bezeichnet), wird von einem Signal Ss gesteuert, das eine Frequenz fs hat, die zu vergleichen ist. Die SC-Schaltung, die in der Frequenzvergleichsschaltung 200 einen negativen Ersatzwiderstand hat (in Fig. 2 mit 10 bezeichnet), wird von einem Signal Scb gesteuert, das eine niedrigere Frequenz fc hat, und die SC-Schaltung, die einen positiven Ersatzwiderstand hat, wird vom Signal Ss gesteuert.

In dieser Schaltung wird angenommen, daß alle Kapazitäten in der SC-Schaltung gleich eingestellt sind. Der Pegel der Ausgangssignale OUT1 und OUT2 der Frequenzvergleichsschaltungen 100 und 200 wird hoch, folglich wird der Ausgangspegel des AND-Gate 300 nur dann hoch, wenn die Beziehung fca > fs > fcb ein zwischen den Frequenzen fca, fcb und fs der Signale Sca, Scb bzw. Ss erfüllt ist. Anders gesagt, die Schaltung kann erkennen, ob die zu vergleichende Frequenz fs zwischen der höheren Bezugsfrequenz fca und dem niedrigeren Bezugsfrequenzsignal fcb liegt.

In den Vergleichsschaltungen in den Fig. 2 und 3 wird eine gemeinsame Gleichstromquelle V verwendet, um Gleichstrom in den SC-Schaltungen 10 und 20 fließen zu lassen. Für die SC-Schaltungen 10 und 20 können jedoch unterschiedliche Gleichstromquellen benutzt werden. Beim Einsatz unterschiedlicher Gleichstromquellen läßt sich die Scheinfrequenz der Bezugssignale Sc von der tatsächlichen Frequenz fc abändern, indem unterschiedliche Gleichstromquellen als veränderliche Werte der Kondensatoren 11 und 21 benutzt werden. In den oben aufgeführten Vergleichsschaltungen wird eine SC-Schaltung 10, die einen negativen Ersatzwiderstand hat, durch das Signal Ss gesteuert, und die andere SC-Schaltung 20, die einen positiven Ersatzwiderstand hat, durch das Signal Sc gesteuert. Die Signale Ss und Sc sind jedoch gegeneinander austauschbar.

Die Fig. 8 zeigt eine Frequenzvergleichsschaltung, die Schwankungen zwischen den Frequenzen der beiden Signale mit hoher Genauigkeit ausführen kann. Dieselben Zahlen werden für dieselben Teile in Fig. 2 benutzt und die Beschreibungen weggelassen. In dieser Frequenzvergleichsschaltung sind zwei Widerstände 76 und 77 zwischen der positiven Elektrodenspannungsquelle VDD und der Erde in Reihe geschaltet. Die andere Klemme des Schalters 13 in der Schaltkondensatorschaltung 10 ist an eine Reihenverbindung a1 zwischen den Widerständen 76 und 77 angeschlossen. Ferner sind zwei Widerstände 78 und 79 zwischen VDD und dem Ausgangspunkt OUT von Spannung V&sub0; in Reihe geschaltet. Die andere Klemme des Schalters 22 der SC- Schaltung 20 ist an der Reihenverbindung a2 zwischen den Widerständen 78 und 79 angeschlossen. Der Differenzverstärker 31 arbeitet bei einer Spannung zwischen der positiven Elektrodenstromquellenspannung VDD und der negativen Elektrodenstromquellenspannung VSS, deren absoluter Wert dem von VDD entspricht. Das Erdpotential ist zwischen VDD und VSS eingestellt, beispielsweise auf 0 V. Im Integrator 30 dient die umgekehrte Eingangsklemme des Differenzverstärkers 31 als Eingangsklemme, und von der Ausgangsklemme wird eine Spannung, die proportional zur Schwankung zwischen den beiden Frequenzen fs und fc ist, bereitgestellt.

Bei einem solchen Aufbau wird eine konstante positive Spannung V&sub1;, die durch das Widerstandsverhältnis der Widerstände 76 und 77 bestimmt wird, und die Spannung VDD an die Verbindung a1 geliefert, wo die eine Klemme der SC- Schaltung 10, das heißt, die andere Klemme des Schalters 13, angeschlossen ist. Der Ersatzwiderstand R&sub1; der SC-Schaltung 10 wird negativ wie in der Gleichung (1), wenn der Wert des Kondensators 11 C&sub1; ist. Folglich fließt der Strom I&sub1; in der SC-Schaltung 10 in Fig. 8 nach links. Positive oder negative Spannung V&sub2;, bestimmt durch die durch das Widerstandsverhältnis der Widerstände 78 und 79, Spannung VDD und die Ausgangsspannung V&sub0; aus dem Integrator 30, wird an die Verbindung a2 geliefert, wo eine Klemme der SC-Schaltung 20, das heißt, die andere Klemme des Schalters 22, angeschlossen ist. Der Ersatzwiderstand R&sub2; der SC-Schaltung 20 wird positiv wie in der Gleichung, (2), wenn der Wert des Kondensators 21 C&sub2; ist.

Wenn die Spannung V&sub2; positiv ist, fließt der Strom I&sub2; in der SC-Schaltung 20 in Fig. 8 nach rechts. Der Integrator 30 integriert den zusammengesetzten Strom von I&sub1; und I&sub2; und verringert die Spannung V&sub0;.

Wenn nun angenommen wird, daß die Kapazität C&sub1; des Kondensators 11 in der SC-Schaltung 10 der Kapazität C&sub2; des Kondensators 21 in der SC-Schaltung 20 entspricht, haben alle Widerstände 76, 77, 78 und 79 denselben Widerstand, und die Spannungen V1 und V2 sind gleich. Wenn unter dieser Bedingung die Frequenz fs des Schwingsignals Ss mit der Frequenz fc des Bezugssignals Sc1 zusammenfällt, ist der Strom I&sub1; gleich dem Strom I, und ihre Richtungen sind einander entgegengesetzt, wie in Fig. 8 gezeigt. Deshalb wird der zusammengesetzte Strom von I&sub1; und I&sub2; 0, und die Ausgangsspannung des Integrators 30 wird Erdspannung. Wenn die Ausgangsspannung V&sub0; Erdspannung ist, wird die Spannung an der Verbindung a2 (VDD-0)/2, da die Werte der Widerstände 78 und 79 gleich sind. Auch wird die Spannung V&sub1; an der Verbindung a1 (VDD-0)2, da die Werte der Widerstände 76 und 77 gleich sind. Deshalb entspricht die Spannung V&sub1; der Spannung V2. Folglich wird die Ausgangsspannung V&sub0; des Integrators 30 Erdspannung (0 V), wenn die Frequenz fs mit der Frequenz fc zusammenfällt. Wenn die Ausgangsspannung V&sub0; der Erdspannung gleich ist, wird die Spannung V&sub2; an der Verbindung a2 (VDD-0)/2, da die Werte der Widerstände 78 und 79 gleich sind. Auch wird die Spannung V&sub1; an der Verbindung a1 (VDD-0)/2, da die Werte der Widerstände 76 und 77 gleich sind. Deshalb ist die Spannung V&sub1; gleich der Spannung V&sub2;. Folglich ist die Ausgangsspannung V&sub0; des Integrators 30 auf dem Erdpegel unveränderbar, wenn die Frequenz fs mit der Frequenz fc zusammenfällt. Wenn andererseits die Frequenz fs niedriger ist als die Frequenz fc, wird der Ersatzwiderstand der SC-Schaltung 10, der sich aus der Gleichung (1) ergibt, größer. Da der Wert der an die SC-Schaltung 10 gelieferten Spannung V&sub1; konstant ist, ist der Widerstand R&sub1; umso größer, je kleiner der Stromwert I&sub1; ist. Als Folge wird der zusammengesetzte Strom von I&sub1; und I&sub2; positiv (in Richtung des Hineinfließens in den Integrator 30). Der Integrator 30 integriert den zusammengesetzten Strom und erzeugt die negative Spannung V&sub0;, die zum Strom proportional ist. Die Spannung V&sub0; dient zum Verringern der Spannung V&sub2; an der Verbindung a2, so daß der Wert des in der SC-Schaltung 20 fließenden Stroms kleiner wird. Wenn die Ströme I&sub1; und I&sub2; ausgeglichen sind, wird die Ausgangsspannung V&sub0; des Integrators 30 konstant.

Wenn nun die Frequenz fs vom Gleichgewicht ansteigt und höher wird als die Frequenz fc, wird der Ersatzwiderstand R&sub1; der SC-Schaltung 10 kleiner. Folglich wird der Wert des in der SC-Schaltung 10 fließenden Stroms I&sub1; größer. Als Folge wird der zusammengesetzte Strom von I&sub1; und I&sub2; negativ (in der Richtung des Herausfließens aus dem Integrator 30). Zu diesem Zeitpunkt integriert der Integrator 30 den zusammengesetzten Strom und erzeugt eine positive Spannung V&sub0;, die zum Stromwert proportional ist. Die auf diese Weise erzeugte Spannung V&sub0; dient zum Anheben der Spannung V&sub2; an der Verbindung a2. Deshalb wird der Wert des in der SC-Schaltung 20 fließenden Stroms I&sub2; größer. Wenn das Gleichgewicht zwischen den Strömen I&sub1; und I&sub2; hergestellt ist, wird der Ausgang V&sub0; des Integrators 30 konstant.

Die Fig. 9 zeigt eine Kennlinie der Frequenzvergleichsschaltung in Fig. 8, wenn C&sub1;=C&sub2;. In der Figur wird die Frequenz fs des Schwingsignals S&sub2; an der Abszisse gemessen, und die Ausgangsspannung V&sub0; des Integrators 30 wird an der Ordinate gemessen. Wie gezeigt wird, gibt es eine proportionale Beziehung zwischen der Frequenz fs und der Ausgangsspannung V&sub0;. Deshalb kann von der Ausgangsspannung V&sub0; die Schwankung zwischen zwei Frequenzen fs und fc gemessen werden. Das heißt, wenn die Ausgangsspannung V&sub0; 0 ist, gibt es keine Schwankung zwischen den Frequenzen. Wenn die Spannung V&sub0; positiv ist, schwankt die Frequenz fs gemäß einer Spannung, die höher ist als die Frequenz fc, und wenn die Spannung V&sub0; negativ ist, schwankt die Frequenz fs gemäß einer Spannung, die niedriger ist als die Frequenz fc. Ferner sind die Ersatzwiderstände R&sub1; und R&sub2; in den SC-Schaltungen 10 und 20, wie in den Gleichungen (1) und (2) gezeigt, nur von den Frequenzen fs und fc abhängig, wenn die Werte von C&sub1; bzw. C&sub2; konstant sind. Deshalb können die Werte der Kondensatoren C&sub1; und C&sub2; im Vergleich zu denen der Widerstände mit relativ höherer Genauigkeit eingestellt werden. Folglich können die Frequenzen fs und fc mit höherer Genauigkeit in die Ersatzwiderstände R&sub1; und R&sub2; umgesetzt werden.

Auch kann in dieser Frequenzvergleichsschaltung die Scheinfrequenz des Bezugssignals Sc von der tatsächlichen Frequenz fc abgeändert werden, indem die Werte C&sub1; und C&sub2; der Kondensatoren 11 und 21 und die Werte der Widerstände 76 und 79 eingestellt werden. Beispielsweise wird durch Einstellung der Werte der Kondensatoren 11 und 21 zur Erfüllung von C&sub1;= 2C&sub2; der Gradient der Kennlinie in Fig. 9 verdoppelt. In diesem Fall wird V&sub0; am Punkt von fs = fc/2 0. Deshalb kann die Ausgangsspannung V&sub0;, die der Schwankung zwischen der halbierten Frequenz der Frequenz fc und der Frequenz fs entspricht, erzielt werden. Wird der Wert von Widerstand 76 so eingestellt, daß er dem von Widerstand 77 entspricht, und wird der Wert von Widerstand 78 so eingestellt, daß er größer ist als der von Widerstand 79, gibt es bei V&sub0;=0 die Beziehung V&sub1;> V&sub2;. Wird der Wert von Widerstand 78 auf das Dreifache des Werts von Widerstand 79 eingestellt, lauten die Beziehungen V&sub1;=VDD/2 und V&sub2;=(VDD-V&sub0;)/4. Deshalb wird der Gradient der Kennlinie in Fig. 9 verdoppelt, so daß derselbe Effekt erzielt werden kann wie C&sub1;=2C&sub2;.

Der Antragsteller hat unter Anwendung der Schaltung einen Versuch durchgeführt, bei dem für C&sub1; und C&sub2; 100PF, für VDD +7V, für VSS -7V und für fc 2KHz, 4KHz bzw. 8KHz gewählt wurden. Als Ergebnis des Versuchs stellt die Ausgangsspannung V&sub0; eine lineare Kennlinie dar, wenn die Frequenz fs im Bereich von 0,1fc bis 1,7 oder 1,8fc liegt.

Die Fig. 10 ist ein Schaltplan zur Darstellung eines angewandten Aufbaus der Frequenzvergleichsschaltung. Die Anwendungsschaltung ist so aufgebaut, daß die Ausgangsspannung V&sub0; einer Frequenzvergleichsschaltung 400, die wie in Fig. 8 aufgebaut ist, an einen Inverter 500 geliefert wird, um dadurch ein logisches Signal OUT mit entweder einem hohen oder niedrigem Pegel zu erhalten, der entsprechend der Spannung V&sub0; eingestellt wird.

Die Fig. 11A und 11B sind Schaltpläne zur Darstellung eines Aufbaus eines Ausführungsbeispiels der Oszillatorschaltung, die die in Fig. 10 gezeigte Frequenzvergleichsschaltungs-Vorrichtung benutzt. In den Abbildungen werden dieselben Zahlen für dieselben Teile in Fig. 2 benutzt, dadurch wird ihre Beschreibung weggelassen.

In der Abbildung wird der Ausgang des Integrators 30 durch eine Spannungspufferschaltung 80 an einen Schmitt-Typ- Oszillator 83 geliefert. Die Spannungspufferschaltung 80 besteht aus einem Differenzverstärker 81 mit einer umgekehrten Eingangsklemme, einer nicht umgekehrten Eingangsklemme und einer Ausgangsklemme. Die umgekehrte Eingangsklemme ist mit der Ausgangsklemme verbunden. Die umgekehrte Eingangsklemme wird mit der Spannung V&sub0; versorgt.

Der Schmitt-Typ-Oszillator 83 ist mit einem Differenzverstärker 84 mit einer nicht umgekehrten Eingangsklemme, einer umgekehrten Eingangsklemme und einer Ausgangsklemme versehen. Eine Schwellenspannung VH mit höherem Pegel und eine Schwellenspannung VL mit einem niedrigerem Pegel werden abwechselnd an die nicht umgekehrte Eingangsklemme des Differenzverstärkers 84 angelegt. Die Schwellenspannung VH mit höherem Pegel wird an der Serienverbindung c der beiden Widerstände 85 und 86 erhalten, die an der Stelle zwischen der positiven Stromversorgungsspannung VDD und, der Ausgangsklemme der Spannungspufferschaltung 80 in Serie geschaltet sind. Die Spannung VH wird durch einen CMOS-Schalter 89, der aus dem P-Kanal-MOSFET 87 und N-Kanal-MOSFET 88 besteht, in die nicht umgekehrte Eingangsklemme des Differenzverstärkers 84 eingespeist. Die Schwellenspannung VL mit niedrigerem Pegel wird an der Serienverbindung d der Widerstände 90 und 91 erhalten, die zwischen dem Punkt, bei dem die positive Stromversorgungsspannung VDD angelegt ist, und dem Punkt, an den die negative Stromversorgungsspannung VSS angelegt ist, in Serie geschaltet sind. Die Spannung VL wird durch einen CMOS-Schalter 94, der aus dem P-Kanal-MOSFET 92 und dem N- Kanal-MOSFET 93 besteht, in die nicht umgedrehte Eingangsklemme des Differenzverstärkers 84 eingespeist. Ferner wird die Gleichspannung VV1 an den Punkt a1 der Schaltkondensatorschaltung 10 angelegt, und die veränderliche Gleichspannung VV2 wird an den Punkt a2 der Schaltkondensatorschaltung 20 angelegt.

Zwei Inverter 95 und 96 sind durch Kaskadenschaltung mit der Ausgangsklemme des Differenzverstärkers 84 verbunden, und ein Widerstand 97 und ein Kondensator 98 sind zwischen der Ausgangsklemme des Inverters 96 im niedrigeren Strom und dem Punkt, an dem die Spannung VSS angelegt wird, in Reihe geschaltet. Das Ausgangssignal des Inverters 96 wird parallel zu einem Gate des N-Kanal-MOSFET 88, das den CMOS- Schalter 89 bildet, und zu einem Gate des P-Kanal-MOSFET 92, der den CMOS-Schalter 94 bildet, sowie zu den beiden Invertern 99 und 101 geführt.

Das Ausgangssignal des Inverters 99 wird parallel an ein Gate des P-Kanal-MOSFET 87, der den CMOS-Schalter 89 bildet, und ein Gate des N-Kanal-MOSFET 93, der den CMOS-Schalter 94 bildet, angelegt. Ferner wird eine Spannung an dem Punkt e, an dem der Widerstand 97 und der Kondensator 98 durch Reihenschaltung verbunden sind, in die umgekehrte Eingangsklemme des Differenzverstärkers 84 geleitet. Das Ausgangssignal des Inverters 101 wird an eine andere Schaltung als Ausgangsschwingsignal Ss geliefert und durch eine Leitung 102 zur SC-Schaltung 10 zurückgeführt.

In diesem Ausführungsbeispiel arbeiten die drei Differenzverstärker 31, 81 und 84 bei einer Spannung zwischen der positiven Stromversorgungsspannung VDD und der negativen Stromversorgungsspannung, deren Absolutwert VDD entspricht. Die Spannung an Erde ist auf 0 V eingestellt, was unmittelbar zwischen VDD und VSS liegt.

Nunmehr wird zunächst die Arbeitsweise der Schmitt-Typ- Oszillatorschaltung 83 in dem Ausführungsbeispiel beschrieben. Gesetzt den Fall, daß das Widerstandsverhältnis der Widerstände 85 und 86 und die Schwellenspannung VH, die am Punkt c gemäß der Ausgangsspannung V0 aus dem Spannungspufferverstärker 80 erhalten wird, unveränderlich sind, und daß die Spannung VH höher ist als die Schwellenspannung VL, die am Punkt d gemäß dem Widerstandsverhältnis der Widerstände 90 und 91 erhalten wird. Ist der Pegel des Ausgangssignals des Differenzverstärkers 84 hoch (VDD-Pegel), wird der Pegel des Ausgangssignals des Inverters 96 hoch, so daß der Kondensator 98 durch den Widerstand 97 zur Zeitkonstante entlädt, die dem Widerstand 97 und der Kapazität 98 entspricht. Folglich steigt die Spannung am Punkt e allmählich an. Wenn andererseits der Pegel des Ausgangssignals des Inverters 96 hoch ist, schaltet der CMOS-Schalter 89 ein. Deshalb wird eine H-Pegel-Schwellenspannung VH in die nicht umgekehrte Eingangsklemme des Differenzverstärkers 84 eingespeist. Der Differenzverstärker 84 vergleicht die Schwellenspannung VH und die Spannung am Punkt e. Wenn die Spannung am Punkt e die Schwellenspannung VH erreicht, wird das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 84 von einem hohen Pegel in einen niedrigen Pegel (VSS-Pegel) umgekehrt. Hach der Pegelumkehrung wird das Ausgangssignal des Inverters 96 ebenfalls in die beiden Pegel umgekehrt, und der Kondensator 98, der geladen wurde, wird nun mit der Zeitkonstante τ durch den Widerstand 97 auf den VSS-Pegel entladen. Deshalb sinkt dann die Spannung am Punkt e allmählich. Wenn andererseits das Ausgangssignal des Inverters 96 auf einem niedrigen Pegel liegt, schaltet der CMOS-Schalter 94 ein, und die Schwellenspannung von niedrigerem Pegel VL wird durch den CMOS-Schalter 94 in die nicht umgekehrte Eingangsklemme des Differenzverstärkers 84 eingespeist. So vergleicht der Differenzverstärker 84 den Schwellenwert VL, und das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 84 wird wieder in einen hohen Pegel umgekehrt. Wie oben beschrieben, vergleicht der Differenzverstärker 84 abwechselnd die Spannung am Punkt e mit der Schwellenspannung VH und der Schwellenspannung VL. Deshalb wird das Ausgangssignal des Inverters 96 zu einem Schwingsignal, in dem ein hoher Pegel und ein niedriger Pegel abwechselnd wiederholt werden. Ferner ist das Ausgangssignal Ss des Inverters 101 auch das Schwingsignal, da es das umgekehrte Signal durch den Inverter 96 ist. Die Frequenz fs des Schwingsignals Ss des Schmitt-Typ-Oszillators 83 ist konstant, wenn die Schwellenspannungen VH und VL konstant sind. Der Wert fs entspricht der Schmitt-Breite ( H + VL ), die durch die Schwellenspannungen VH und VL bestimmt wird, und die Zeitkonstante c wird durch den Widerstand 97 und den Kondensator 98 bestimmt.

Die Fig. 12 ist eine Wellenform, die die Beziehung der Spannung Ve am Punkt e und die Ausgangsspannung des Inverters 96 zeigt.

Andererseits ergibt sich der Ersatzwiderstand R&sub1; der SC- Schaltung 10, in die das Schwingsignal Ss aus der Schmitt- Typ-Oszillatorschaltung 83 eingespeist wird, aus der Gleichung (1), wenn der Wert des Kondensators 11 C&sub1; ist, wie in Fig. 2 gezeigt.

Ähnlich ergibt sich der Ersatzwiderstand R&sub2; der SC-Schaltung 20, in die das Signal Sc eingespeist wird, aus der Gleichung (2), wenn der Wert des Kondensators 21 C&sub2; ist.

Da die positive Spannung aus der Gleichstromquelle V&sub1; oder der veränderlichen Gleichstromquelle V&sub2; an eine Klemme der SC-Schaltungen 10 und 20 geliefert wird, daß heißt, an die andere Klemme des Schalters 13 in der SC-Schaltung 10 und an die andere Klemme des Schalters 22 in der SC-Schaltung 20, fließt Gleichstrom in den SC-Schaltungen 10 bzw. 20. Da andererseits die SC-Schaltung 10 den negativen Ersatzwiderstand R&sub1; hat, fließt der Strom I&sub1; in der SC-Schaltung 10 in den Fig. 11A und 11B nach links (negative Richtung). Und da die andere SC-Schaltung 20 den positiven Ersatzwiderstand R&sub2; hat, fließt der Strom I&sub2; in der SC-Schaltung 20 in den Fig. 11A und 11B nach rechts (positive Richtung). Anders gesagt, die Richtungen von I&sub1; und I&sub2; sind einander entgegengesetzt. Der zusammengesetzte Strom bzw. Verbundstrom von I&sub1; und I&sub2; wird dem Integrator 30 zugeführt. Wenn der zusammengesetzte Strom negativ ist, das heißt, der Strom I&sub1; größer ist als der Strom I&sub2;, steigt die Ausgangsspannung V&sub0; des Integrators 30 allmählich auf die positive Stromversorgungsspannung VDD an.

Wenn dagegen der zusammengesetzte Strom von I&sub1; und I&sub2; positiv ist, daß heißt, der Strom I&sub2; größer ist als der Strom I&sub1;, sinkt die Ausgangsspannung V&sub0; des Integrators 30 allmählich auf die negative Stromversorgungsspannung ab. Wenn die Ausgangsströme I&sub1; und I&sub2; der SC-Schaltungen 10 und 20 ausgeglichen sind und ihr zusammengesetzter Strom während des Anstiegs oder des Abfalls der Ausgangsspannung V&sub0; des Integrators 30 0 wird, wird die Änderung der Ausgangsspannung V&sub0; beendet und kann danach nicht mehr geändert werden.

Gesetzt den Fall, daß der Wert der Gleichstromversorgung V&sub1; und der Wert der veränderlichen Gleichstromversorgung V&sub2; gleich eingestellt sind, und daß die Werte C&sub1; und C&sub2; der Kondensatoren 11 und 12 in den SC-Schaltungen 10 und 20 gleich eingestellt sind. Dann wird in den SC-Schaltungen 10 und 20 der zusammengesetzte Strom von I&sub1; und I&sub2; 0, und die Ausgangsspannung V&sub0; des Integrators 30 ist auf einen bestimmten Wert festgelegt, wenn das Zusammentreffen zwischen den Frequenzen fs und fc der Signale S&sub2; und Sc erreicht ist. Wenn der Wert V&sub0; festgelegt wird, wird die im Schmitt-Typ-Oszillator 83 erzeugte höhere Schwellenspannung VH festgelegt, wodurch die Schmitt-Breite ( VH + VL ) und die Frequenz fs des Schwingsignals Ss festgelegt werden.

Nun sein angenommen, daß die Frequenz fs vom Gleichgewicht zwischen den beiden Frequenzen fs und fc absinkt. Wenn die Frequenz fs sinkt, wird der Ersatzwiderstand R&sub1; der SC- Schaltung 10, der sich aus der Gleichung (1) ergibt, größer als vorher, und so wird der Absolutwert des Stroms I&sub1; kleiner. Der zusammengesetzte Strom von I&sub1; und I&sub2; wird positiv, und die Ausgangsspannung V&sub0; des Integrators 30 sinkt gegen VSS. Dann sinkt die Spannung VH, die am Punkt c im Schmitt-Typ-Oszillator erhalten wird. Deshalb ist die Schmitt-Breite ( H + VL ) schmäler, wodurch sie die Frequenz fs des Schwingsignals Ss in der Schmitt-Typ- Oszillatorschaltung 83 erhöht. Wenn die Frequenz fs ansteigt, wird der Ersatzwiderstand R&sub1; der SC-Schaltung 10 kleiner, und der Absolutwert des Stroms I&sub1; wird allmählich größer. Als Folge wird der zusammengesetzte Strom von I&sub1; und I&sub2; kleiner und wird 0, wenn die mit der Frequenz fc zusammenfallende Frequenz fs sinkt, und die Ausgangsspannung V&sub0; des Integrators 30 steigt gegen VDD, bis fs gleich fc ist. Wenn die Ausgangsspannung V&sub0; zu ihrem ursprünglichen Wert zurückkehrt, wird der Spannungsanstieg beendet, und der Anstieg der Frequenz fs wird ebenfalls beendet, wenn die Frequenz fs des Schwingsignals Ss mit der Frequenz fc zusammenfällt.

Nun sei angenommen, daß die Frequenz fs unter der Bedingung ansteigt, daß die Frequenz fs mit der Frequenz fc zusammenfällt. Wenn die Frequenz fs ansteigt, wird der Ersatzwiderstand R&sub1; der SC-Schaltung 10, der sich aus der Gleichung (1) ergibt, niedriger, und der Absolutwert des Stroms I&sub1; wird größer. Der zusammengesetzte Strom von I&sub1; wird größer. Der zusammengesetzte Strom von I&sub1; und I&sub2; wird negativ, und die Ausgangsspannung V&sub0; des Integrators 30 steigt gegen VDD. Wenn die Spannung V&sub0; ansteigt, wird die höhere Schwellenspannung VH höher als vorher, und die Schmitt-Breite ( VH + VL ) wird breiter als vorher. Deshalb wird die Frequenz fs des Oszillatorausgangssignals Ss in der Schmitt-Typ-Oszillatorschaltung 83 niedriger. Wenn die Frequenz fs sinkt, wird der Ersatzwiderstand R&sub1; der SC- Schaltung 10 größer, und der Absolutwert des Stroms I&sub1; wird allmählich kleiner.

Der Verbundwert des Stroms I&sub1; und I&sub2; steigt von negativ gegen 0 und wird 0, wenn fs mit fc zusammenfällt. Somit sinkt die Ausgangsspannung V&sub0; des Integrators 30 gegen V&sub5;&sub5;, bis fs mit fc zusammenfällt, wenn die Frequenz ansteigt. Wenn die Ausgangsspannung V&sub0; ihren ursprünglichen Wert erreicht, wird die Senkung der Spannung beendet. Und die Senkung der Frequenz fs wird ebenfalls beendet, wenn die Frequenz fs des Oszillatorausgangssignals Ss mit fc zusammenfällt.

Anders gesagt, wird in diesem Ausführungsbeispiel die Frequenz fs des Ausgangsschwingsignals Ss so gesteuert, daß sie mit der Frequenz fc des Signals Sc zusammenfällt.

Nunmehr wird die Einstellung der veränderlichen Gleichstromversorgung V2 erklärt. Wenn die Spannung V&sub2; höher eingestellt wird als V&sub1;, wird der Ausgangsstrom I&sub2; der SC- Schaltung 20 größer als vorher, da der Ersatzwiderstand R&sub2; der SC-Schaltung 20 konstant ist. Um die Ströme I&sub1; und I&sub2; auszugleichen und den zusammengesetzten Strom auf 0 zu bringen, muß der Absolutwert des Ausgangsstroms I&sub1; der SC- Schaltung 10 größer sein als vorher.

Wenn der Strom I&sub2; größer wird, sinkt die Ausgangsspannung V&sub0; des Integrators 30 gegen VSS, und danach steigt die Frequenz fs des Ausgangsschwingsignals des Schmitt-Typ-Oszillators 83. Die Frequenz fs steigt solange, bis der Absolutwert des Ausgangsstroms I&sub1; der SC-Schaltung 10 mit dem Absolutwert des Stroms I&sub2; zusammenfällt. Wenn die Spannung V&sub2; höher eingestellt ist als die Spannung V&sub1;, wird die Frequenz fs des Ausgangsschwingsignals Ss so gesteuert, daß sie bei einem Punkt konstant ist, der höher ist als die Frequenz fc.

Wenn die Spannung V&sub2; niedriger eingestellt wird als die Spannung V&sub1;, wird der Ausgangsstrom I&sub2; der SC-Schaltung 20 kleiner als vorher. Um die Ströme I&sub1; und I&sub2; auszugleichen und den zusammengesetzten Strom auf 0 zu bringen, muß der Absolutwert des Ausgangsstroms I&sub1; der SC-Schaltung 10 kleiner sein als vorher.

Wenn der Strom I&sub2; kleiner wird, steigt die Ausgangsspannung V&sub0; des Integrators 30 gegen VDD, und deshalb sinkt die Frequenz fs des Ausgangssignals Ss. Die Frequenz fs sinkt solange, bis der Absolutwert des Ausgangsstroms I&sub1; der SC- Schaltung 10 mit dem Absolutwert von I&sub2; zusammenfällt. Anders gesagt, wenn V&sub2; niedriger eingestellt wird als V&sub1;, wird die Frequenz fs des Ausgangsschwingsignals Ss so gesteuert, daß sie niedriger ist als fc.

In diesem Ausführungsbeispiel tritt der Zustand, bei dem die Schwingfrequenz fs stabil wird, ein, wenn der zusammengesetzte Strom von I&sub1; und I&sub2; der SC-Schaltungen 10 und 20 0 wird. Folglich ergibt sich der Stabilisierungszustand aus:

I&sub1; + I&sub2; = 0 (7)

Durch Einsetzen der Beziehung von R, und R&sub2;, die sich aus den Gleichungen (1) und (2) ergeben, für die Gleichung (7), ergibt sich folgende Gleichung:

-C&sub1;·fs·V&sub1;+C&sub2;·fc·V&sub2;= 0 (8)

Aus der Gleichung (8) ergibt sich die folgende Gleichung:

Da angenommen wird, daß C&sub1;= C&sub2;, ist fs gleich fc-mal V&sub2;/V&sub1;. Deshalb ist das Signal Ss, das die Frequenz fs hat, einem willkürlichen Vielfachen der Frequenz fc gleich.

Die Fig. 13 zeigt eine Kennlinie des oben erwähnten Ausführungsbeispiels, wenn C&sub1;=C&sub2;. In der Figur wird die Frequenz fs des Schwingsignals Ss an der Abszisse gemessen, und der Wert der veränderlichen Stromversorgung V&sub2; wird an der Ordinate gemessen. Wie gezeigt, steht fs linear in Beziehung zu V&sub2;.

Die Ersatzwiderstände R&sub1; und R&sub2; in den SC-Schaltungen 10 und 20 werden nur durch die Frequenzen fs und fc bestimmt, wenn C&sub1;=C&sub2;, wie in den Gleichungen (1) und (2) gezeigt. Da die Werte C&sub1; und C&sub2; der Kondensatoren 11 und 21 mit relativ höherer Genauigkeit eingestellt werden können als die Widerstände, können die Frequenzen fs und fc mit hoher Genauigkeit in die Widerstände R&sub1; und R&sub2; umgesetzt werden. Der Unterschied zwischen den Widerständen R&sub1; und R&sub2; wird in Strom und dann in Spannung umgesetzt. Die Schwingfrequenz fs des Schmitt-Typ-Oszillators 83 kann entsprechend der obigen Spannung angepaßt werden. Folglich kann die Frequenz fs mit hoher Genauigkeit stabil angepaßt werden.

Im obigen Ausführungsbeispiel erfolgt die Anpassung der Schwingfrequenz fs durch Verändern des Werts der veränderlichen Gleichstromversorgung V&sub2;. Das heißt, wie aus der Gleichung (8) erkennbar, die Werte C&sub1; und C&sub2; der Kondensatoren 11 und 21 in den SC-Schaltungen 10 und 20 werden geändert, und eine Mehrfachfrequenz gemäß dem Verhältnis von C&sub1; und C&sub2; wird erzeugt. Durch Einstellen von C&sub1; und C&sub2; als n·C&sub1;=C&sub2; kann z. B. die Frequenz fs so angepaßt werden, daß sie eine Frequenz ist, die n-mal so hoch ist wie die Frequenz fc. Ferner darf das n keine Ganzzahl sein, es darf aber eine reelle Zahl einschließlich einer Dezimalzahl sein. Dies gilt, wenn die Anpassung der Frequenz fs durch Ändern der veränderlichen Gleichstromversorgung V&sub2; erfolgt. Ferner kann V&sub1; eine veränderliche Stromversorgung anstelle von V&sub2; sein.

Die Fig. 14 ist ein Blockdiagramm, das ein anderes Ausführungsbeispiel der Oszillatorschaltung zeigt. In dem Ausführungsbeispiel ist zu dem Ausführungsbeispiel der Fig. 11A und 11B eine Frequenz 110 hinzugefügt. Der Frequenzteiler 110 teilt das Ausgangsschwingsignal Ss des Schmitt-Typ-Oszillators 83 in l/n. Die SC-Schaltung 10 wird durch das l/n-geteilte Signal S's anstelle des Schwingsignals Ss gesteuert.

Gemäß des obigen Aufbaus wird die Frequenz fs des Ausgangsschwingsignals Ss so gesteuert, daß sie bei einer Frequenz konstant ist, die n-mal so hoch ist wie die Frequenz fs im Ausführungsbeispiel der Fig. 11A und 11B.

Die Fig. 15 ist ein Schaltplan zur ausführlichen Darstellung eines Beispiels für den Frequenzteiler 110 in Fig. 14. Der Frequenzteiler 110 in diesem Ausführungsbeispiel teilt das Ausgangsschwingsignal frequenzmäßig durch 118. Der Teiler 110 ist eine bekannte Schaltung und besteht aus drei D-Typ- Flipflops 111 bis 113. Jede Dateneingangsklemme D der Flipflops 111 bis 113 ist mit der jeweiligen ersten Ausgangsklemme verbunden, und jede zweite Ausgangsklemme Q in der vorherigen Stufe ist mit jeder Takteingangsklemme cp in der nächsten Stufe verbunden. Das Ausgangsschwingsignal Ss aus dem Schmitt-Typ-Oszillator 83 wird an die Takteingangsklemme des Flipflop 11 in der ersten Stufe geliefert, und das 1/8-frequenzgeteilte Signal S's wird aus der zweiten Ausgangsklemme des Flipflop 113 in der Endstufe ausgegeben. Das Teilungsverhältnis kann durch Änderung der Anzahl von Flipflops modifiziert werden.

Die Fig. 16 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung eines Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung. Dieses Ausführungsbeispiel besteht weiter aus dem Frequenzteiler 110 in Fig. 14 und aus zwei Synchronschaltungen 120A und 120B. Der Frequenzteiler 110 ist so aufgebaut wie der in Fig. 15 und teilt das Schwingsignal Ss frequenzmäßig durch 1/8, um das Signal S's zu erzeugen. Die Synchronschaltung 120A synchronisiert das 1/8-frequenzgeteilte Signal S's mit dem Signal Ss, das nicht frequenzgeteilt ist. Die SC-Schaltung 10 wird durch das Ausgangssignal S'so der Synchronschaltung 120A gesteuert. Die Synchronschaltung 120B synchronisiert das Bezugssignal Sc mit dem Schwingsignal Ss des Schmitt- Typ-Oszillators 83. Die SC-Schaltung 20 wird durch das Ausgangssignal Sco der Synchronschaltung 120B gesteuert.

Die Fig. 17 zeigt ausführlich die Synchronschaltungen 120A und 120B in Fig. 16. Die Synchronschaltungen 120A und 120B sind hinsichtlich des Aufbaus dieselben, unterscheiden sich aber in bezug auf ihre Eingangssignale. Das Schwingsignal Ss aus dem Schmitt-Typ-Oszillator 83 wird an die Takteingangsklemmen (cp) der synchronisierten D-Typ-Flipflops 121 und 121 geliefert. Das frequenzgeteilte Signal S's aus dem Frequenzteiler 110 wird an die Dateneingangsklemme D der Synchronschaltung 120A geliefert, und das Signal Sc wird an die Eingangsklemme D der Synchronschaltung 120B geliefert. Das Signal Q&sub1; der Ausgangsklemme Q des einen Flipflop 121 wird an die Dateneingangsklemme des anderen Flipflop 122 und an den Inverter 123 geliefert. Das Ausgangssignal des Inverters 123 wird parallel zusammen mit dem Signal Q2 aus dem anderen Flipflop 122 an ein NOR-Gate 124 geliefert. Das Ausgangssignal X des NOR-Gate 124 wird durch zwei durch Kaskadenschaltung verbundene Inverter 125 und 126 an ein NAND-Gate 127 und ein NOR-Gate 128 geliefert. Das Ausgangssignal des Inverters 126 wird durch vier durch Kaskadenschaltung verbundene Inverter 129 bis 132 an das NAND-Gate 127 und NOR-Gate 128 geliefert. Weiter wird das Ausgangssignal des NAND-Gate 127 dem Inverter 133 zugeführt. Das Ausgangssignal des Inverters 133 wird an die SC- Schaltung 10 als das Signal zum Steuern der Schalter 13 und 14 in der SC-Schaltung 10 geliefert, wenn das an das Flipflop 121 zu liefernde Signal S's ist, und es wird an die SC-Schaltung 20 als das Signal zum Steuern der Schalter 23 und 25 in der Sc-Schaltung 20 geliefert, wenn das an das Flipflop 121 zu liefernde Signal Sc ist. Das Ausgangssignal des NOR-Gate 128 wird an die SC-Schaltung 10 als das Signal zum Steuern der Schalter 12 und 15 in der SC-Schaltung 10 geleitet, wenn das an das Flipflop 121 zu liefernde Signal S's ist, und es wird an de SC-Schaltung als das Signal zum Steuern der Schalter 22 und 24 in der SC-Schaltung 20 geliefert, wenn das an das Flipflop 121 zu liefernde Signal Sc Sc ist.

Die in Fig. 17 gezeigten Synchronschaltungen 120A und 120B arbeiten wie im folgenden beschrieben. Gesetzt den Fall, daß das Signal S's gegenüber dem Ausgangsschwingsignal Ss (Fig. 18A) aus dem Schmitt-Typ-Oszillator 83 die in Fig 18B gezeigte Phasenverzerrung aufweist. Die Flipflop 121 und 122 setzen die Pegel der Ausgangssignals Q&sub1; und Q&sub2; in den Fig. 18C und 18D auf die der Eingangssignale, die mit der Vorderflanke des Takteingangssignals synchron sind, das heißt, dem Signal Ss, und hält den vorherigen Ausgangspegel an der Vorderkante des Signals Sc. Deshalb ändern sich die Ausgangssignale Q&sub1; und Q&sub2;, wie in den Fig. 18C und 18D gezeigt. Damit wird das Impulssignal als das Ausgangssignal X (Fig. 18F) des NOR-Gate 124 erhalten, das mit dem Signal S&sub5; synchronisiert ist, und ist während einer Periode des Signals Ss auf einem hohen Pegel. Dabei wird die verzögerte Zeit verwendet, die die Inverter 129 bis 132 ergeben. Die Schaltung, die aus den Invertern 129 bis 132 besteht, an die das Signal X geliefert wird (der Inverter 133, NAND-Gate 127 und NOR-Gate 128), bildet aus dem Signal X ein Paar der Signale S'so1 und S'so2, wie in den Fig. 18C und 18H dargestellt, und gemäß den beiden Phasensignalen 551 und Ss2, wie in den Fig. 6A und 6B gezeigt, mit H-Pegel- Längen, die einander nicht überlagern. Die Schalter 12 und 15 in der Sc-Schaltung 10, die durch das Signal S'so1 gesteuert wird, schalten für nahezu einen Zyklus des Signals Ss ein. Anders gesagt, die Dauer, in der die positive Ladung in die SC-Schaltung 10 fließt, wird auf die Dauer eingestellt, die nahezu einem Zyklus des Signals Ss entspricht. Auch wird in der Synchronschaltung 120B, an die das Signal Sc als das Eingangssignal geliefert wird, ein Impulssignal gebildet, das mit dem Signal Ss synchronisiert ist und während eines Zyklus des Signals Ss als das Ausgangssignal X des NOR-Gate 124 auf einem hohen Pegel ist. Ferner wird ein Paar von Signalen Sco1 und SCo2 gebildet, die den Zweiphasensignalen Sc1 und Sc2 entsprechen, wie in den Fig. 6A und 6B gezeigt.

Die Schalter 22 und 24 in der SC-Schaltung 20, die durch das Signal gesteuert wird, das dem Signal S'so1 in Fig. 18G entspricht, schalten für nahezu einen Zyklus des Signals Ss ein. Das heißt, die Dauer, in der die positive Ladung aus der SC-Schaltung 20 fließt, wird auf nahezu einen Zyklus des Signals Ss gesetzt, wie im Fall der SC-Schaltung 10. Deshalb erfüllt das Ausführungsbeispiel von Fig. 16 die Gleichung (8) und verhindert dadurch die Bildung eines Schwingfrequenzfehlers, wenn die Schwingfrequenz relativ groß ist. Wie in den Fig. 18G und 18H gezeigt, werden die H-Pegel- Zeiten der Signale S'so1 und S'so2 (oder S'co1 und S'co2) nicht überlagert. Deshalb werden die Schalter 12 und 15 und die Schalter 13 und 14 nicht gleichzeitig eingeschaltet, ,und es wird kein Unterschied zwischen einem Idealwert und einem gemessenen Wert des Stroms I&sub1; erzeugt. Das gilt auch für die SC-Schaltung 20.

Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die obigen Ausführungsbeispiele geschränkt, sondern es können mehrere Modifikationen durchgeführt werden. In den Ausführungsbeispielen der Fig. 11A, 11B, 14 und 16 beispielsweise ist die Oszillatorschaltung, in der die Schwingfrequenz durch den zusammengesetzten Strom der Ausgangsströme der SC- Schaltungen 10 und 20 gesteuert wird, eine Schmitt-Typ- Oszillatorschaltung 83. Es kann jedoch eine beliebige Art von Oszillatorschaltung verwendet werden, die dieselbe Funktion erfüllt. Ferner wird im obigen Ausführungsbeispiel die SC-Schaltung 10, die einen negativen Ersatzwiderstand hat, durch das Signal Ss gesteuert, und die Sc-Schaltung 20, die einen positiven Ersatzwiderstand hat, wird durch das Signal Sc gesteuert. Diese Signale sind jedoch gegeneinander austauschbar.


Anspruch[de]

Oszillatorschaltung mit:

einer ersten Einrichtung (10), die aus einer geschalteten Kondensatorschaltung besteht und einen negativen Ersatzwiderstand hat, dessen Wert gemäß der Frequenz eines ersten Signals bestimmt ist;

einer zweiten Einrichtung (20), die aus einer weiteren Schaltkondensatorschaltung besteht und einen positiven Ersatzwiderstand hat, dessen Wert gemäß der Frequenz eines zweiten Signals bestimmt ist;

einer dritten Einrichtung (VV1, VV2) zum Liefern von Gleichspannungen an die erwähnte erste und zweite Einrichtung (10, 20);

einer vierten Einrichtung (30) zum Integrieren des zusammengesetzten Stroms aus den Ausgangs strömen der erwähnten ersten und zweiten Einrichtung (10, 20), und

einer fünften Einrichtung (83) zum Erzeugen eines Schwingsignals, dessen Frequenz gemäß dem Wert des integrierten zusammengesetzten Stroms eingestellt ist, der von der erwähnten fünften Einrichtung (83) erzeugt wird, die einen spannungsgesteuerten Oszillator aufweist, an dessen eine Eingangsklemme sequentiell erste und zweite Schwellenspannungen angelegt werden, wobei eine der Schwellenspannungen vom Wert des integrierten zusammengesetzten Stroms abhängig ist, der von der erwähnten vierten Einrichtung (30) erzeugt wird, so daß die Schwingfrequenz des erwähnten spannungsgesteuerten Oszillators von den Werten der ersten und zweiten Schwellenspannungen abhängt;

gekennzeichnet durch

eine sechste Einrichtung (110) zur Frequenzteilung des Schwingsignals;

eine siebte Einrichtung (120A) zum Synchronisieren des frequenzgeteilten Signals mit dem Schwingsignal zum Steuern einer Impulsdauer des frequenzgeteilten Signals und zum Liefern des synchronisierten und impulsdauergesteuerten Signals an die erste oder zweite Einrichtung (10, 20) als das erste bzw. das zweite Signal; und

eine achte Einrichtung (120B) zum Synchronisieren des zweiten Signals mit dem Schwingsignal zum Steuern einer Impulsdauer des zweiten Signals und zum Liefern des synchronisierten und impulsdauergesteuerten zweiten Signals an die erwähnte zweite oder erste Einrichtung (20, 10).

2. Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erwähnte vierte Einrichtung (30) aus einem Differenzverstarker (31) und einem Kondensator (32) zum Integrieren besteht, der mit der Eingangs- und der Ausgangsklemme des erwähnten Differenzverstärkers (31) verbunden ist.

3. Oszillatorschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ,die erwähnte dritte Einrichtung aufweist:

eine Gleichspannungsversorgung (VV1) zum Liefern einer Gleichspannung an eine der erwähnten ersten und zweiten Einrichtung (10, 20), und

eine veränderliche Gleichstromversorgung (VV2) zum Liefern einer Gleichspannung an die andere der erwähnten ersten und zweiten Einrichtung (10, 20) zum Einstellen der Frequenz des Schwingsignals, das von der erwähnten fünften Einrichtung (83) erzeugt wird.

4. Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erwähnte sechste Einrichtung (102) einen Frequenzteiler (110) zur Teilung der Frequenz des Schwingsignals und zum Zuführen des frequenzgeteilten Signals an die erwähnte erste oder zweite Einrichtung (10, 20) als erstes Signal enthält.







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