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Dokumentenidentifikation DE3116390C2 16.06.1994
Titel Signalverarbeitungsschaltung für Puls-Doppler-Radarsysteme
Anmelder Raytheon Co., Lexington, Mass., US
Erfinder Ward, Harold R., Bedford, Mass., US
Vertreter Dorner, J., Dipl.-Ing. Dr.-Ing., 80331 München; Hufnagel, W., Dipl.-Ing. Dipl.-Wirtsch.-Ing., Pat.-Anwälte, 90427 Nürnberg
DE-Anmeldedatum 24.04.1981
DE-Aktenzeichen 3116390
Offenlegungstag 03.06.1982
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 16.06.1994
Veröffentlichungstag im Patentblatt 16.06.1994
IPC-Hauptklasse G01S 13/526
IPC-Nebenklasse G01S 7/285   

Beschreibung[de]

Die Erfindung geht aus von einer Signalverarbeitungsschaltung für Puls-Doppler-Radarsysteme mit den Merkmalen des Oberbegriffes von Patentanspruch 1.

Eine Signalverarbeitungsschaltung dieser allgemeinen Art ist aus der US-Patentschrift 4 117 538 bekannt. Sie enthält Phasendetektoren für die Untersuchung der Phase von aus jeweils aufeinanderfolgenden Azimutrichtungen empfangenen Echosignalen, welche zum einen in eine Speichereinrichtung eingegeben werden, welche Speicherplätze für Echosignale aus den verschiedenen Azimutrichtungen und von den einzelnen Entfernungszellen des erfaßten Entfernungsbereiches enthält und zum anderen gelangen die Detektorausgangssignale zu weiteren, entsprechend ausgebildeten Speichereinrichtungen, die zur Ableitung von Gewichtungsfaktoren dienen, mit denen dann die aus den erstgenannten Speichereinrichtungen herausgelesenen Detektorausgangssignale mit von der jeweiligen Entfernung abhängigen unterschiedlichen Gewichtungsfaktoren gewichtet werden, bevor sie zur Darstellung gelangen.

Derartige bekannte Systeme haben den Nachteil, daß Störzeichensignale nicht ausreichend unterdrückt werden und der Dynamikbereich des Empfängers nicht voll ausgenutzt werden kann.

Durch die Erfindung soll die Aufgabe gelöst werden, eine Signalverarbeitungsschaltung mit den Merkmalen des Oberbegriffes von Anspruch 1 so auszugestalten, daß Störzeichensignale besser unterdrückt werden und der dynamische Bereich des Empfängers besser ausgenützt wird, als dies bei bekannten Schaltungen dieser Art möglich ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil von Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen sind Gegenstand der dem Anspruch 1 nachgeordneten Patentansprüche.

Eine Signalverarbeitungsschaltung der hier angegebenen Art dient der Erfassung bewegter Radar-Zielobjekte. Von den Empfangssignalen, die phasenbezogen auf ein Bezugssignal sind, werden Folgen von Digitalwörtern abgeleitet und in Doppler-Geschwindigkeitsfiltern mit Koeffizienten bewertet, die von möglichen Zielobjektgeschwindigkeiten abhängig sind. Die Summen dieser bewerteten Folgen von Digitalwörtern können dann die Anzeige steuern.

Insbesondere sendet der Sender Impulse mit einer gewünschten Wiederholungsfrequenz aus und erzeugt ein Bezugssignal, das die Phasenkohärenz der Sendesignale gewährleistet. Die empfangenen Echosignale von den Zielen werden mehrmals in konstanten Zeitabständen im Anschluß an das ausgesandte Signal abgetastet, um Signale zu erzeugen, deren Phasen mit der Bezugsphase verglichen wird. Die Phasenabweichungen werden in digitalisierte Ausgangssignale umgewandelt und diese für nachfolgende Sendeimpulse gespeichert, die bedingt durch die Drehung der gerichteten Antenne leicht voneinander abweichende Echosignale liefern. Signale desselben Entfernungsbereiches oder von gleicher Zeitverzögerung gegenüber den Sendeimpulsen von drei aufeinanderfolgend ausgesandten Sendeimpulsen werden dem Speicher entnommen oder kommen direkt vom Empfänger, damit sie einer geeigneten Bewertung unterzogen werden können. Das Ergebnis einer Summierung wird dann auf einer Anzeige abgebildet, die mit den Sendeimpulsen synchronisiert ist, so daß jede gewünschte Darstellung, etwa als Rundsichtanzeige, möglich ist.

Eine Schaltung der vorliegenden Art ermöglicht die Unterdrückung von empfangenen Störsignalen, die eine vorgegebene Schwelle für jeden der einem Geschwindigkeitskanal entsprechenden Ausgänge der Summiereinrichtung überschreiten. Bei einer Ausführungsform der hier angegebenen Schaltung werden abhängig von einem Vergleich der Summen der Quadrate von den gleichphasigen und 90°- Verschiebungskomponenten derselben Abtastentfernung alle Signale unterdrückt, wenn die Größe der Summe wesentlich von der einer Summe für dieselbe Abtastentfernung eines zweiten Impulsintervalls abweicht. Weiterhin ist vorgesehen, daß Folgen summierter Ausgangswerte der verschiedenen Geschwindigkeitskanäle während des letzten Sendeimpulsintervalls einer Gruppe von drei Sendeimpulsintervallen gespeichert und mehrfach zur Darstellung auf einem Radarschirm in jedem Intervall ausgelesen werden.

Einzelheiten werden nachfolgend anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispieles näher erläutert. Im einzelnen zeigen

Fig. 1 eine Signalverarbeitungsschaltung mit einer Mehrfachfilteranordnung;

Fig. 2 ein Radarsystem mit einer Verarbeitungseinrichtung gemäß Fig. 1 und

Fig. 3 ein Diagramm zur Veranschaulichung des Verhaltens der Doppler-Geschwindigkeitsfilter gegenüber Störsignalen von festen Bodenzielen.

Bei dem in den Fig. 1, 2 und 3 gezeigten 3-Puls-System für die Erfassung beweglicher Ziele (MTD-System) werden analoge Signalproben eines Phasendetektors 74 für phasengleiche und 90°-Verschiebungssignale (I- und Q-Phase) durch einen Abtaster 76 gewonnen und zwei Analog-Digitalwandler 80 für zehn Bit zugeführt. Das Videoeingangssignal wird entsprechend den Abständen von 1/16 nautischen Meilen abgetastet und an den Eingang des MTD-Systems weitergeleitet. Der Dynamikbereich des Videosignals (Rauschpegel zu Grenzpegel) beträgt 50 dB, und alle Signale werden in diesem Bereich vorzugsweise linear verarbeitet.

Jeder Videoeingang I und Q wird von getrennten Gliedern 70 und 110 des Dopplerfilters 24 verarbeitet, das drei orthogonal gewichtete Filter 26, 28 und 30 für die I-Signale und drei Filter für die Q-Signale aufweist. Die Videosignale F1 vom Filter 26, F2 vom Filter 28 und F3 vom Filter 30 werden bei jeder Abtastentfernung zu den Ausgangssignalen des Analog/Digitalwandlers mit Hilfe der folgenden Gleichungen in Bezug gesetzt:

F1 = A + B + C; F2 = A - C; F3 = A - B + C

wobei A, B, und C die drei Strahlen innerhalb einer jeden Gruppe bedeuten.

Die sich daraus für die Dopplerfrequenzen ergebenden Frequenzgänge sind in Fig. 3 gezeigt. Die Kurve 50 zeigt den Frequenzgang F1 des Filters 26, die Kurve 52 den Frequenzgang F2 des Filters 28 und die Kurve 54 den Frequenzgang F3 des Filters 30. Kurve 56 zeigt das typische Spektrum von Festziel-Störzeichen.

Die Ausgangssignale der I- und Q-Dopplefilter werden in jedem der Filter 26, 28 und 30 durch konventionelles Quadrieren, Summieren und Logarthmieren gewonnen. Die sich dabei ergebende Größe in Form eines logarithmischen Wortes aus acht Bit wird als Signale F1, F2 und F3 von den Filtern 26, 28 und 30 zur Verfügung gestellt. Die anschließende Verarbeitung erfolgt anhand dieser digitalen Acht-Bit-Wörter.

Das Null-Dopplerfilter 26 (F1) versorgt einen aus 65 536 Zellen bestehenden änderbaren Speicher 32 für eine Festzeichenkarte. Die Festzeichenkartenauflösung beträgt z. B. 1,40625° im Azimut (etwa der 3-dB-Strahlbreite der Radarantenne im Azimut entsprechend) und 1/256 des radarkontrollierten Entfernungsbereiches. Ein genaues Verhältnis zwischen dem Azimut der Festzeichenkarte und der Sendeimpulsfrequenz ist nicht erforderlich, wenn das Radar sechs oder mehr Impulse in der Zeit aussendet, in der die Antenne um eine 3-d3-Strahlenbreite im Azimut geschwenkt wird.

Die Festzeichenkarte 32, die bedingt durch die Speicherung logarithmischer Größen einen weiten Dynamikbereich aufweist, liefert Ausgangssignale für jeden azimutalen Entfernungsort, die dem integrierten Wert des F1 -Ausganges über mehrere Azimutstrahlen entsprechen. Die Ausgangssignale werden mit vorgegebenen Schwellen in den Substraktionsstufen 34, 36 und 38 verglichen. Jeder Schwellenwert wird vorzugsweise so eingestellt, daß er dem erwarteten Verbesserungsfaktor für jedes der Filter 26, 28 und 30 entspricht. Da das F1-Signal des Filters 26 nicht verbessert wird, ist die Schwelle gleich Null und alle Festzeichenkartensignale werden vom Ausgangssignal des Filters 26 im Schaltkreis 34 subtrahiert. Für das den Subtraktionsschaltkreis 36 speisende Signal F2 liegt die Schwelle vorzugsweise bei etwa 20 dB, da die diesem Signal entsprechende Kurve 52 die Störzeichenkurve 56 bei diesem Pegel schneidet. Entsprechend liegt die Schwelle des vom Signal F3 gespeisten Subtraktionsschaltkreises 38 bei etwa 40 dB, da die zugehörige Kurve 54 die Kurve bei rund 40 dB schneidet. Bei einem feststehendem Radar mit einem derartigen Filtersystem können daher von Festzielen herrührende Störsignale aus jedem der verschiedenen Filtersignale bis zu einem Ausmaß herausgefiltert werden, in dem diese Störsignale die durch das Filter angestrebte Verbesserung verhindern. Dies wird durch Subtraktion des Teiles des gespeicherten Störsignales für jeden Abtastwert am Ausgang der Filter 26, 28 und 30 erreicht, der die Schwelleneinstellung für dieses Filtersignal übersteigt. Auf diese Weise werden Falschalarme, die herkömmliche Filter 40 mit konstanten Falschalarmraten (CFAR-Filter) bedingt durch die Unterdrückungsfähigkeit der Filter übersteigende Störsignale durchlaufen, unterdrückt, und der volle Dynamikbereich des Empfängers wird nutzbar.

Wenn auch Störsignale von Bodenzielen damit aus den Signalen entfernt sind, so können Wetterstörsignale an jedem Filterausgang weiterhin auftreten. Die Stärke dieser Wetterstörsignale ist bestimmt durch die Dopplergeschwindigkeit der Wettererscheinung selbst und durch die tatsächliche Geschwindigkeit gegenüber dem Radar. Bewegt sich die Wettererscheinung sehr langsam, dann unterdrückt die Festzeichenkarte diese am F1-Filter, aber nicht am F2- und F3-Filter, wenn die Dopplergeschwindigkeit der Wettererscheinung ausreichend groß ist.

Um derartige Wetterstörungen zu verringern, wird jedes Schwellenausgangssignal der Filter durch ein mittelndes (lediglich die Entfernung) CFAR-Filter 40 geleitet, das den Durchschnitt der größten von acht Zellen auf jeder Seite der Mittelzelle als Wert für den örtlichen Störhintergrund verwendet.

Die CFAR-Filter 40 sind verlustarm und können dauernd im Signalweg eingeschaltet sein. Das hat den Vorteil, daß zusätzlich zur Herabminderung der Wetterstörung auf den allgemeinen Störpegel die CFAR-Filter auch dazu neigen, irgendwelche Änderungen des Rauschgrundpegels zu normieren, der durch die Schwellenwirkung für die Ausgangssignale der Doppelfilter abhängig von der Festzeichenkarte bedingt ist.

Die Ausgangsmittelwerte der CFAR-Filter 40 werden auch vom Wetterkonturenschaltkreis 42 verwendet, um zwei verschiedene Stärkepegel der Wetterkonturen zu erzeugen.

Ein Störungsgeber 44 überwacht Falschalarme, die durch Interferenz und die Festzeichensignale begrenzende Sättigung bedingt sind. Der Störungsgeber mißt von Strahl zu Strahl die Amplitudenmodulation jedes Rücksignals einer jeden Entfernungszelle in jeder Gruppe. Sobald die Amplitudenänderung die erwartete Antennenabtastmodulation übersteigt, wird das Signal in dieser Gruppe bei dieser Entfernung ausgetastet, gleichgültig ob es ein einzelner Impuls ist oder begrenzendes Störzeichen.

Die drei Dopplerfilterausgänge (F1, F2 und F3) werden, wenn sie durch die Festzeichenkarte 32 automatisch normiert und durch getrennte CFAR-Filter 40 geleitet sind, zu einem einzigen Signal in einer Mischstufe 46 zusammengefaßt, und das Ergebnissignal wird in einem Videointegrator 48 entlogarithmiert und in ein lineares Acht-Bit-Signal umgewandelt. Dieses Signal wird dann durch einen Rekursivintegrator 48 integriert, indem die Rücksignale von drei aufeinanderfolgenden Impulsgruppen, die durch einen nicht gezeigten herkömmlichen Synchronschalter bestimmt werden, integriert werden. Da der Integrator 48 linear arbeitet, beträgt der Dynamikbereich für das Acht-Bit-Ausgangssignal über 30 dB.

Der Ausgang des Integrators 48 speist einen Bildregenerator 50, der das verarbeitete Bild mit einer für die Anzeige geeigneten Wiederholungsfrequenz wiederholt. Durch den Regenerator 50 wird dann ein Digital/Analogwandler 52 gespeist, der ein Videosignal für die Helligkeitsmodulation eines Bildschirmes in Fig. 2 liefert.

Fig. 2 zeigt eine Radareinrichtung, bei der die erfindungsgemäße Verarbeitungseinrichtung von Fig. 1 eingesetzt ist. Ein Impulssender 60 erzeugt kurze Radiofrequenzimpulse, die über einen Zirkulator 62 an eine Antenne 64 gegeben werden, die die Impulse in Richtung auf ein Ziel abstrahlt. Die vom Ziel reflektierten Signale werden wiederum von der Antenne 64 empfangen und über den Zirkulator 62 einem Empfänger 66 zugeleitet, der sie verstärkt und auf eine Zwischenfrequenz heruntertransponiert.

Ein Bezugsoszillator 68 erzeugt eine fortlaufende Schwingung der Zwischenfrequenz, deren Phase einen festen Bezug zu der des Senders hat. Ein derartiges System ist allgemein bekannt und üblich.

Das ZF-Signal des vom Empfänger 66 und das Bezugssignal des Bezugsoszillators 68 werden der Gleichphaseneinheit 70 der Verarbeitungseinrichtung zugeleitet und speisen einen Phasendetektor 74. Die Ausgangssignale dieses Detektors 74 für gleichphasige und 90°-Verschiebungssignale haben Amplituden, die denen des Empfängersignals folgen und mit dem Kosinus und Sinus des Phasenwinkels zwischen dem empfangenen Signal und dem Bezugssignal multipliziert sind. Die Ausgangssignale des Detektors 74 sind bipolare Videosignale, die an die Abtasteinheit 76 geleitet werden. Zu durch den Entfernungstaktgeber vorgebenen Zeitpunkten werden Abtastproben des Videosignals zum Analog/Digitalwandler 80 durchgelassen, der die Abtastproben in digitale Wörter umsetzt.

Während eines Sendeimpulsintervalls, das sich an jeden Sendeimpuls anschließt; entsteht so eine Folge von digitalen Wörtern am Ausgang des Analog/Digitalwandlers 80, die in einem ersten Speicher gespeichert wird, der ein herkömmlicher Speicher für Wörter oder Bytes zu je zehn Bit, wie etwa ein Speicher mit wahlweisem Zugriff oder ein Schieberegister sein kann. In gleicher Weise wird die im Sendeimpulsintervall nach dem zweiten Sendeimpuls sich ergebende Folge von Digitalwörtern in einem dem ersten Speicher 82 entsprechenden zweiten Speicher 84 gespeichert.

Während des dem letzten der drei Sendeimpulse einer Gruppe folgenden Impulsintervall werden die Digitalwörter am Ausgang des Analog/Digitalwandlers 80 zusammen mit denen aus den Speichern 82 und 84 den Bewertungsnetzwerken 86, 88 und 90 des Geschwindigkeitsfilters 24 für F1 zugeführt. Gleichzeitig werden die Digitalwörter auch an die Bewertungsnetzwerke 92, 94 und 96 des Geschwindigkeitsfilters 24 für F2 und die Bewertungsnetzwerke 98, 100 und 102 des Geschwindigkeitsfilters 24 für F3 abgegeben.

Die Bewertungsnetzwerke 86 bis 102 bewerten die Digitalwörter wie folgt:

Netzwerke 86, 88, 90, 92, 98 und 102 mit +1 Netzwerk 94 mit 0 Netzwerk 96 mit -1 Netzwerk 100 mit -2


Die durch die Netzwerke 86 bis 90 bewerteten Digitalwörter werden in jedem Geschwindigkeitsfilter 24 durch Additionsstufen 104, 106 und 108 summiert.

Eine 90°-Verschiebungseinheit 110 besteht aus den gleichen Komponenten 74 bis 108 wie die Gleichphaseneinheit 70. Der Bezugsoszillator 78 liefert an den Phasendetektor der Einheit 110 ein Bezugssignal, das gegenüber dem Bezugssignal für den Phasendetektor 74 der Einheit 70 um 90° phasenverschoben ist. Die Ausgangssignale F1, F2 und F3 der Einheit 110 sind daher gegenüber den Ausgangssignalen der Additionsstufen 104, 106 und 108 um 90° phasenverschoben.

Die Filter 24 weisen des weiteren sechs Folgeschaltkreise 112 zum Quadrieren eines jeden der digitalen Ausgangssignale der vorangehenden Additionsstufen 104 etc. auf. Die jeweiligen Paare der gleichphasigen und 90°-Verschiebungssignale von F1, F2 und F3 werden dann in weiteren Addierstufen 114 summiert und deren digitalen Ausgangssignale logarithmiert, um die digitalen Ausgangssignale der Filter 26, 28 und 30 zu erhalten, die die Schaltungskomponenten 82 bis 114 umfassen, während der nachfolgende Videoteil 116 die Schaltungskomponenten 34 bis 52 gemäß Fig. 1 umfaßt.

Während des Betriebes werden die von einer Gruppe von drei Radarimpulsen ausgelösten und empfangenen Echosignale kohärent oder zusammenhängend verarbeitet, um die drei Filterausgangssignale F1, F2 und F3 zu erhalten. Für jede verarbeitete 3-Impuls-Gruppe erhält man daher ein einziges Ausgangssignal an jedem der drei Filter.

Das Ausgangssignal einer der Dopplerfrequenz Null entsprechenden Festzeichenkarte wird von den Ausgangssignalen eines jeden der drei Filter oberhalb vorgegebener unterschiedlicher Schwellenwerte für jedes Filter subtrahiert, um Echosignale mit der Dopplerfrequenz Null zu unterdrücken und dadurch die Sichtbarkeit eines bewegten Zieles über einem Festziel zu verbessern. Gruppen mit Störung oder sich der Sättigung nähernden Störzeichen können durch den Schaltkreis 44 ausgetastet werden.

Das Mitteln durch die CFAR-Filter 40 in der Entfernungskoordinate normiert die Signalpegel in jedem Filter, bevor sie addiert werden. Die CFAR-Normierungssignale werden außerdem dazu verwendet, Wetterkonturen zu erzeugen.

Die Ausgangssignale der drei Dopplerfilter werden gebildet, wenn die gleichphasigen und die 90°-Verschiebungskomponenten von drei Sendeimpulsen gesammelt vorliegen, und die drei Echoanteile für dieselbe Abtastentfernung werden unter Verwendung von drei verschiedenen Bewertungskriterien summiert. Die Bewertungskriterien der Filter sind vorzugsweise orthogonal zueinander, so daß Ausgangsgeräusche unkorreliert bleiben. Das Ausgangssignal F3 ist identisch mit dem einer herkömmlichen Festzeichenunterdrückungsanordnung mit einem einzigen Filter für eine 3-Impuls-Gruppe. Beide Signalkomponenten, die reale und die 90° phasenverschobene, werden in gleicher Weise verarbeitet und liefern drei reale und drei phasenverschobene Kanalsignale für jede aus drei Eingangsimpulsen bestehende Gruppe. Diese Signale werden gleichgerichtet und zu einem einzigen Ausgangssignal für jede Abtastentfernung zusammengefaßt.

Die Festzeichenkarte 32 besteht aus einem zehn Impulse fassenden Offenen-Eimer-Integrator (leaky bucket) für jede azimutale Entfernungsauflösungszelle im Radarabtastgebiet. Die Festzeichenkarte speichert die Signale in Zellen, die durch Steuercodes des Entfernungstaktgebers 78 und durch einen nicht gezeigten Standard- Azimutcodierer gesteuert werden. Echosignale der Dopplerfrequenz Null werden vorzugsweise über eine Strahlweite der rotierenden Antenne 64 integriert, und der integrierte Wert wird in der Festzeichenkarte 32 gespeichert. Dies synchronisiert die Karte mit der Antenne und hält den Azimut für die Auflösungszellen auf der Karte fest. Der Offene-Eimer-Integrator der Festzeichenkarte summiert für das Signal F1 acht bis zehn Azimutabtastungen der Antenne 64 für jede Zelle der Karte 32. Dann gibt die Karte 32 das Signal für die Subtraktion von dem Signal des Null-Dopplerkanals frei. Für jedes ausgewählte Entfernungsgatter und jede Strahlrichtung verkörpert dieses Signal vorzugsweise den größten von dem 3-mal-3-Netz der Punkte um die interessierende Zelle entnommenen Kartenwert. Dies verringert die Zahl der Falschalarme in der Nähe von großflächigen Störzeichen.

Das Kartenausgangssignal wird außerdem mit Schwellen für die Sichtbarkeit von beweglichen Zielen über Festzielen verglichen. Für jedes Dopplerfilter ist eine Schwelle vorgegeben. Wenn das Kartenausgangssignal über dieser Schwelle liegt, dann wird die Differenz von dem Signal des zugehörigen Dopplerkanales subtrahiert.

Dies bewirkt eine Einrichtung für die Regelung der verfügbaren Sichtbarkeit über Festzielen, wenn die Radarstabilität nachgelassen hat.

Der CFAR-Schaltkreis ist ein herkömmlicher, die Entfernung mittelnder CFAR-Schaltkreis. Der interessierenden Entfernungstastung vorausgehende Abtastwerte werden aufsummiert und die größere Summe geteilt und von der interessierenden Zelle subtrahiert, um deren Signalpegel zu normieren. Diese CFAR-Schaltkreise sind in jedem Filterkanal vorgesehen. Sie können auch zur Erzeugung von Wetterkonturen verwendet werden. Durch Vergleich des größten von drei Schwellensignalen mit zwei festliegenden Schwellen können zwei Stärken von Wetterkonturen erzeugt werden.

Die einzelnen hierbei verwendeten Schaltkreiselemente können einfache Bewertungsschaltkreise und Addierer sein. Dadurch wird eine billige, zeitgerechte Verarbeitung der Radarsignale erreicht. Mit drei Impulsen je Gruppe können bei Verwendung einer stark richtfähigen Antenne mehrere Impulsgruppen jedes Ziel treffen, so daß die Azimutgenauigkeit bei hoher Auflösung und annehmbarer Antennendrehgeschwindigkeit verbessert wird.

Ausgehend von der beschriebenen Ausführungsform der Erfindung sind eine Reihe von Änderungen für den Fachmann denkbar, ohne daß dadurch der Lösungsgedanke der Erfindung verlassen wird. Zum Beispiel können andere Bewertungswerte für die Filter und andere Speicheranordnungen für die Digitalwörter verwendet werden.


Anspruch[de]
  1. 1. Signalverarbeitungsschaltung für Puls-Doppler-Radarsysteme, bei welcher aus den jeweiligen Azimutrichtungen Echosignale aufgenommen und auf ihre Phase relativ zu den Sendeimpulsen in Phasendetektoren (74) untersucht und die im Entfernungs-Abtasttakt (76) gewonnenen Detektorausgangssignale in einer Speichereinrichtung (82, 84) an Speicherstellen, die Entfernungszellen des erfaßten Entfernungsbereiches für die jeweilige Azimutrichtung zugeordnet sind, gespeichert werden und bei welcher ferner aus der Speichereinrichtung entnommene Detektorausgangssignale mit Gewichtungsfaktoren kombiniert (26, 28, 30) werden, dadurch gekennzeichnet, daß ein unmittelbar auftretendes Detektorausgangssignal (A) und zwei (B bzw. C) von der Speichereinrichtung (82, 84) entnommene Detektorausgangssignale, welche einem letzten bzw. vorletzten bzw. diesem vorausgehenden Sendeimpuls entsprechen und auf Echosignalen aus jeweils gleichen Entfernungszellen des erfaßten Entfernungsbereichs beruhen, zeitgleich jedem von mehreren Doppler-Geschwindigkeitsfiltern (26, 28, 30) zugeführt werden, deren Filter-Ansprechkennlinien aufgrund jeweils unterschiedlicher Bewertung der an den Filtereingängen eingegebenen Detektorausgangssignale in Bewertungsnetzwerken (86, 88, 90; 92, 94, 96; 98, 100, 102) und nachfolgender Summation (104; 106; 108) auf unterschiedliche Dopplerfrequenzen ausgerichtet (Fig. 3) sind, derart, daß in einem ersten Doppler-Geschwindigkeitsfilter (26) Detektorausgangssignale entsprechend der Dopplergeschwindigkeit Null und in weiteren Doppler-Geschwindigkeitsfiltern (28, 30) Detektorausgangssignale entsprechend höheren Dopplergeschwindigkeiten ausgefiltert werden,
    1. - daß der Ausgang des ersten Doppler-Geschwindigkeitsfilters (26) einen veränderbaren Speicher (32) zur Speicherung einer jeden azimutalen Entfernungsort des erfaßten Entfernungsbereiches enthaltenden Festzeichenkarte speist,
    2. - daß die logarithmischen Ausgangssignale des ersten Doppler- Geschwindigkeitsfilters (26) in einer Subtraktionsstufe (34) vollständig um die Festzeichenkartensignale verkleinert werden, während die logarithmischen Ausgangssignale der Doppler-Geschwindigkeitsfilter (28, 30) für höhere Dopplergeschwindigkeiten in weiteren Subtraktionsstufen (36, 38) um die Differenz zwischen den Festzeichenkartensignalen und von Doppler-Geschwindigkeitsfilter zu Doppler-Geschwindigkeitsfilter entsprechend deren Ansprechen auf Festzeichensignale unterschiedlich eingestellten Schwellenwerten verkleinert werden und
    3. - daß die so verkleinerten Doppler-Geschwingigkeitsfilter- Ausgangssignale in einer Summationsschaltung (46) zusammengefaßt werden und zur Anzeige gelangen.
  2. 2. Signalverarbeitungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in dem veränderbaren Speicher (32) über mehrere aufeinanderfolgende Sendeimpulsperioden integrierte Werte der Ausgangssignale des ersten Doppler-Geschwindigkeitsfilters (26) einspeicherbar sind.
  3. 3. Signalverarbeitungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwei mit gegenseitiger 90°-Phasenverschiebung arbeitende Signalverarbeitungskanäle (70, 110) vorgesehen sind, die je einen Phasendetektor (74), je eine Speichereinrichtung (82, 84) und jeweils einen ersten und weitere Doppler-Geschwindigkeitsfilter enthalten und daß von den beiden Signalverarbeitungskanälen die jeweils gleichen Dopplergeschwindigkeiten zugeordneten Filterausgänge quadriert (112) und summiert (114) werden, bevor die Verkleinerung erfolgt (Fig. 2).






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