PatentDe  


Dokumentenidentifikation DE3435728C2 13.04.1995
Titel Transistorisierte Verstärker- und Mischer-Eingangsstufe
Anmelder SGS-ATES Componenti Elettronici S.p.A., Agrate Brianza, Mailand/Milano, IT
Erfinder Graziadei, Rinaldo, Monza, IT;
Lorusso, Michelangelo, Carbonara, Bari, IT
Vertreter Klunker, H., Dipl.-Ing. Dr.rer.nat.; Schmitt-Nilson, G., Dipl.-Ing. Dr.-Ing.; Hirsch, P., Dipl.-Ing., Pat.-Anwälte, 80797 München
DE-Anmeldedatum 28.09.1984
DE-Aktenzeichen 3435728
Offenlegungstag 11.04.1985
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 13.04.1995
Veröffentlichungstag im Patentblatt 13.04.1995
IPC-Hauptklasse H04B 1/28
IPC-Nebenklasse H03D 7/12   H03G 3/30   

Beschreibung[de]

Die Erfindung betrifft eine transistorisierte Verstärker- und Mischer-Eingangsstufe gemäß Oberbegriff des Patentanspruchs 1, die als integrierte Schaltung hergestellt werden kann.

Die Dynamik der Eingangsstufe eines Empfängers, d. h. die Differenz zwischen dem größten und dem kleinsten Pegel des Eingangssignals, das empfangen werden kann, ohne daß nennenswerte Verzerrungen vorkommen, ist nach unten durch die Empfindlichkeit der Stufe und nach oben durch die Abweichung der Übertragungskennlinie der Stufe von der Linearität begrenzt.

Um die Schaltung der Eingangsstufe in einfacher Art und Weise zu dimensionieren oder abzuändern, damit die Eingangsdynamik nach oben ausgedehnt wird, sind verschiedene Maßnahmen bekannt, insbesondere diejenigen, die in der GB 2 107 947 A und in der DE 32 34 240 A1 beschrieben sind, die weiter unten zitiert wird. Obwohl diese bekannte Maßnahme das soeben genannte Ziel bestens erreicht, hat sie den Nachteil, Übergangszustände zu erzeugen, während denen die Eingangsstufe keine lineare Funktion hat und ihre Verstärkung diskontinuierlich ist; diese Phänomene rufen Verzerrungen des Signals und eine Verringerung seines Ausgangspegels hervor. Außerdem arbeitet die sich daraus ergebende Schaltung bei Speisespannungen unterhalb von 2 Volt nicht einwandfrei.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Eingangsstufe für einen Radiofrequenzempfänger zu schaffen, die eine größere Eingangsdynamik hat, linear und ohne Diskontinuität der Verstärkung im gesamten Variationsintervall des Eingangssignals arbeitet, schaltungstechnisch sehr einfach ist und bei Speisespannungen unterhalb denjenigen, die beim Stand der Technik erforderlich sind, einwandfrei funktioniert.

Diese Aufgabe wird bei einer Eingangsstufe der angegebenen Gattung erfindungsgemäß durch das Kennzeichen des Patentanspruchs 1 gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus dem Unteranspruch und aus der folgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels, das in der Zeichnung dargestellt ist.

Es zeigen

Fig. 1 ein vereinfachtes Schaltschema einer Verstärker- und Mischer- Eingangsstufe der in der o. a. Offenlegungsschrift beschriebenen Bauart und

Fig. 2 ein gemäß der Erfindung abgeändertes Schaltschema.

In der Zeichnung haben übereinstimmende Bauteile gleiche Bezugszeichen.

Fig. 1 zeigt, daß die Eingangsstufe einen ersten Differenzverstärker bekannter Bauart aufweist, der als "Kaskode"-Differenzverstärker bekannt ist und im allgemeinen für breitbandige Radiofrequenz-Eingangsstufen verwendet wird. Er besteht aus zwei Paaren von npn-Transistoren T1, T2 und T3, T4. Die Transistoren T1, T2 des ersten Paares sind beide mit ihren Emittern über einen Widerstand T1 an den negativen Anschluß, der durch das Massesymbol gekennzeichnet ist, einer Speisespannungsquelle angeschlossen, und die Basen sind je mit einem Anschluß einer Rundfunkfrequenz-Signalquelle verbunden, beispielsweise einem Antennentransformator, der in der Zeichnung durch eine Wicklung in einem Block RF dargestellt ist. Die Basen von T1 und T2 sind außerdem gemeinsam über einen Widerstand R2 an den positiven Pol einer Bezugsspannungsquelle Vr1 angeschlossen. Die Basis von T2 ist außerdem über einen Kondensator C1, der einen Kurzschluß für das Eingangssignal bildet, an Masse angeschlossen. Die Kollektoren von T1 und T2 sind mit den Emittern der Transistoren T3 bzw. T4 verbunden, die ihrerseits mit ihren Basen gemeinsam an den positiven Pol einer Bezugsspannungsquelle Vr2 angeschlossen sind.

Ein zweiter Differenzverstärker hat zwei npn-Transistoren T5 und T6, deren Emitter über Linearisierungs-Widerstände R3 bzw. R4 an den Kollektor eines npn-Transistors T7 angeschlossen sind, dessen Emitter an Masse anliegt und der die Funktion einer Stromquelle hat. Die Basen von T5 und T6 sind an den Kollektor von T3 bzw. an den Kollektor von T4 und außerdem gemeinsam - über die Widerstände R5 bzw. R6 - an den positiven Pol +Vcc der Speisespannungsquelle angeschlossen.

Eine als Dämpfungsstufe wirkende Hilfs-Eingangsstufe hat zwei npn-Transistoren T12 und T13, deren Basen gemeinsam an die Basen von T3 und T4, deren Kollektoren an die Kollektoren von T5 bzw. T6 und deren Emitter über einen Widerstand R7 an die Basis von T1 bzw. über einen Widerstand R8 an die Basis von T2 angeschlossen sind. Die beiden Transistoren T12 und T13 befinden sich in Basisschaltung und haben daher eine Stromverstärkung kleiner als eins, weshalb sie für das Eingangssignal eine Dämpfungsstufe bilden. Diese Eingangs-Dämpfungsstufe ist, wie weiter unten näher erläutert wird, für niedrige mittlere Pegel des Radiofrequenz-Eingangssignals gesperrt, während sie leitet und dabei die Eingangsstufe des Verstärkers, bestehend aus dem ersten und dem zweiten Differenzverstärker, "shuntet", d. h. zur Eingangsstufe des Verstärkers einen Nebenschluß bildet, wenn der mittlere Pegel des Eingangssignals hoch ist.

Die Eingänge des ersten Differenzverstärkers, d. h. die Basen von T1 und T2, und die Eingänge der Dämpfungsstufe, d. h. die Emitter von T12 und T13, und zwar diese über die Widerstände R7 bzw. R8, sind kontinuierlich gemeinsam an einen Ausgang einer durch den Block AGC (Automatic Gain Control : automatische Verstärkungsregelung) dargestellten Schaltung angeschlossen, deren zweiter Ausgang mit der Basis von T7 verbunden ist. Die durch den Block AGC dargestellte Schaltung erzeugt zwei Gleichspannungen V1 und V2, deren Amplituden vom Pegel des Radiofrequenz-Eingangssignals abhängen. Zur Darstellung dieser Abhängigkeit ist der Eingangsanschluß des Blockes AGC in der Zeichnung mit V(RF) gekennzeichnet.

Zwei Paare von gleichen npn-Transistoren T8, T9 und T10, T11 sind so miteinander verbunden, daß ein Gegentakt gebildet wird; insbesondere sind die Emitter des Paares T8, T9 zusammen mit den Kollektoren von T5 und T12 und die Emitter der Paares T10, T11 gemeinsam mit den Kollektoren von T6 und T13 verbunden. Die beiden Anschlüsse eines ersten Eingangs des Mischers werden für niedrige mittlere Pegel des Radiofrequenz-Eingangssignals von den Eingangsanschlüssen des zweiten Differenzverstärkers, d. h. von den Basen der Transistoren T5 und T6 gebildet, während sie für große mittlere Pegel des Radiofrequenz-Eingangssignals durch die Eingangsanschlüsse der Dämpfungsstufe, d. h. durch die Emitter von T12 und T13 gebildet werden. Die Basen von T9 und T10, die miteinander verbunden sind, bilden den Anschluß eines zweiten Eingangs des Mischers, dessen zweiter Anschluß der positive Pol +Vcc der Speisespannung ist.

Ein durch den Block OS dargestellter Oszillator, dessen Frequenz in Abhängigkeit von der Frequenz des abgestimmten Signals im Block RF in bekannter und daher nicht weiter beschriebener und dargestellter Weise variabel ist, ist mit dem zweiten Eingang des Mischers verbunden.

Die Basis und der Kollektor von T8, der Kollektor von T10 und die Basis von T11 sind an den Versorgungsanschluß +Vcc angeschlossen, und die Kollektoren von T9 und T11, die miteinander verbunden sind, bilden den Ausgang der Mischerstufe und sind über ein Bandpaßfilter FT an den Eingang einer Zwischenfrequenz-Verstärkerstufe angeschlossen, die in der Zeichnung durch den Block IF dargestellt ist.

Nachfolgend wird die Funktion der beschriebenen Schaltung erläutert. Ein Radiofrequenzsignal, das in dem Block RF abgestimmt worden ist, wird, wenn es einen niedrigen mittleren Pegel aufweist, in der Verstärker-Eingangsstufe verstärkt, die durch die beiden Differenzschaltungen (T1 bis T4; T5, T6) gebildet ist, worauf es in den Mischer (T8 bis T11) geleitet wird. Im Mischer wird das Radiofrequenz-Signal mit dem Signal kombiniert, das von dem Oszillator OS kommt und am zweiten Eingang des Mischers zugeführt wird, so daß sich am Ausgang des Mischers ein komplexes Radiofrequenz-Signal ergibt, das zwei Komponenten hat, deren Frequenz gleich der Summe bzw. der Differenz zwischen der Frequenz des Eingangssignals und der Frequenz des Oszillators OS ist. Dieses Signal wird zweckmäßig im Filter FT gefiltert, im Zwischenfrequenz-Verstärker IF verstärkt und schließlich weiter in anderen, nicht dargestellten Schaltungen des Empfängers verarbeitet.

Die Verstärkungen des ersten und des zweiten Differenzverstärkers werden automatisch von der Schaltung AGC durch die beiden Gleichspannungen V1 und V2 eingestellt, deren Amplituden von dem mittleren Pegel des Radiofrequenz-Eingangssignals abhängen. Die Spannung V1 wirkt auf den ersten Differenzverstärker und verändert die Vorspannung der Basen der beiden Transistoren T1 und T2. Die Spannung V2 wirkt auf den zweiten Verstärker und verändert das Leiten des Transistors T7 und damit den von diesem in die Schaltung gelieferten Strom. Wenn der mittlere Pegel des Eingangssignals ansteigt, verringern sich die Spannungen V1 und V2, so daß, wie man leicht feststellen kann, auch die Emitterströme der Transistoren der beiden Differenzverstärker und damit deren Verstärkungen abnehmen.

Die Widerstände R7 und R8 sind so dimensioniert, daß die Transistoren T12 und T13 nicht leiten, solange die durch die Schaltung AGC an die Eingänge der ersten Differenzschaltung angelegte Spannung V1 noch ausreichend groß ist, um ein lineares Ansprechen dieser Schaltung zu sichern. Wenn der Pegel des Eingangssignals so hoch ist, daß über die Schaltung AGC eine weitere Verringerung der Spannung V1 hervorgerufen wird, beginnen die Transistoren T12 und T13 zu leiten, wodurch sie einen Nebenschluß zwischen Eingang und Ausgang der Schaltung bewirken, die durch die Kaskadenverbindung des ersten und des zweiten Differenzverstärkers gebildet ist. Der Shunteffekt bzw. Nebenschlußeffekt wächst mit dem Ansteigen des Signalpegels, während die Verstärkung der beiden in Kaskade geschalteten Differenzverstärker abnimmt, bis diese völlig unwirksam bleiben und das Signal nur über die beiden Transistoren T12 und T13 in die Mischerschaltung geleitet wird. Wie erwähnt wurde, bilden die beiden Transistoren T12 und T13 eine Dämpfungsstufe für das Eingangssignal, das daher auch sehr hohe Pegel erreichen kann, ohne verzerrt zu werden. In der Praxis sind diese Pegel durch die Vorspannungsbedingungen und insbesondere durch die Bezugsspannungen Vr1 und Vr2 begrenzt.

Allerdings hat bei Anwendung der oben beschriebenen Lösung die Vorrichtung im Bereich der Pegeländerungen des Signals, die die Entaktivierung einer der beiden Eingangsstufen und die Aktivierung der anderen Eingangsstufe hervorrufen, ein nichtlineares Verhalten, so daß das Signal verzerrt wird. Außerdem ergibt sich eine Diskontinuität in der Verstärkung, die zu einem Absinken des Pegels des Signals am Ausgang führt. Diese Nachteile könnten theoretisch durch eine genaue Einstellung der Parameter vermieden werden, welche die Abschalt- und Einschaltgesetze der beiden Eingangsstufen bestimmen, aber die Streuung in den Werten der Parameter der Schaltungskomponenten, der man bei der Serienfertigung integrierter Schaltungen gegenübersteht, macht diese Nachteile unvermeidlich, weshalb eine solche Dimensionierungsgenauigkeit vereitelt wird.

Der Betrieb einer Schaltung der in Fig. 1 dargestellten Art wird im Bereich der Pegelveränderungen des Signals am Eingang, die zu einer Bevorzugung des einen oder des anderen Signalweges führen, gemäß der Erfindung erheblich verbessert durch die Einfügung weniger Bausteine. Wie Fig. 2 zeigt, sind diese Bausteine zwei Widerstände R9 und R10 sowie eine Bezugsspannungsquelle Vr3. Bei der in Fig. 2 dargestellten Schaltungskonfiguration sind von den beiden Transistoren T12 und T13 der Eingangs-Dämpfungsstufe die Emitter über Widerstände R9 bzw. R10 an Masse und die Basen gemeinsam an den positiven Pol der Bezugsspannungsquelle Vr3 angeschlossen. Die Größe der Bezugsspannung Vr3 und die Dimensionierung der Widerstände R9 und R10 sind so, daß die Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren T12 und T13 der Dämpfungsstufe in Durchlaßrichtung vorgespannt bleiben, so daß diese Transistoren immer leiten und daher im A-Betrieb arbeiten. Diese Stufe hat mithin einen vorbestimmten und konstanten Dämpfungskoeffizienten. Wenn der mittlere Pegel des Eingangssignals noch ziemlich tief ist, wird dieses Signal durch die Eingangsstufe mit hoher Verstärkung, die durch die beiden Differenzverstärker in Kaskadenschaltung gebildet ist, verstärkt, während die Hilfseingangsstufe ein ohnehin niedriges Signal dämpft, so daß ihre Wirkung vernachlässigbar ist.

Mit Ansteigen des mittleren Pegels des Eingangssignals verringert die Schaltung AGC die Spannungen V1 und V2, womit sich eine Verringerung der Verstärkung der Verstärkereingangsstufe bis zu ihrer Entaktivierung für sehr hohe Eingangssignale ergibt. Das Eingangssignal wird daher nur über die Dämpfungsstufe in die Mischerschaltung eingegeben, so daß dieses Signal auch sehr hohe Pegel erreichen kann, die offensichtlich innerhalb von Grenzen liegen, welche mit den Vorspannungsbedingungen kompatibel sind, ohne Verzerrungen zu erleiden. Wie bereits erwähnt, ist diese Dämpfungsstufe ständig eingeschaltet und arbeitet bei vorbestimmten Dämpfungsbedingungen, so daß sich weder nichtlineare Phänomene einstellen noch Diskontinuierlichkeiten in der Verstärkung in der Phase, in der die Verstärkungsstufe in Sperrbetrieb geht und nur die Dämpfungsstufe eingeschaltet bleibt. Auf diese Weise werden Signalverzerrungen und Pegelabsenkungen am Ausgang vermieden, die sich beim Übergang in den Aktivierungs- (oder Entaktivierungs-) Zustand der Dämpfungsstufe einstellen würden.

Es ist ferner zu bemerken, daß die Schaltung gemäß der Erfindung, die in Fig. 2 dargestellt ist, insofern sehr vorteilhaft ist, als sie die Anwendung von Versorgungsspannungen erlaubt, die geringer sind als diejenigen, die für den Betrieb der Schaltung der Fig. 1 notwendig sind. Nachfolgend werden die Elemente analysiert, die die Werte für die Speisespannungen in den Schaltungen der Fig. 1 und 2 bestimmen.

Die Gleichspannung V1, die von dem Block AGC erzeugt wird, wird beim Entwurf so festgelegt, daß sie bei ansteigendem Pegel des Eingangssignals von einem Maximalwert, der bei etwa 2 VBE liegt und dem die Maximalverstärkung der ersten Differenzstufe entspricht, auf einen Minimalwert übergeht, der bei etwa 1 VBE liegt und dem die Entaktivierung dieser Stufe entspricht. Die Widerstände R7 und R8 sind in der Schaltungsanordnung der Fig. 1 so dimensioniert, daß sie die Transistoren T12 und T13 entaktiert (gesperrt) halten, solange der Pegel des Eingangssignals nicht ausreichend hoch ist. Wenn die Transistoren T12 und T13 im leitenden Zustand sind, folgt aus dieser Dimensionierung ein Spannungsabfall von etwa 1 VBE an jedem der beiden Widerstände R7 und R8.

Aus diesen Ausführungen folgt, daß die Bezugsspannungsquelle Vr2 eine Spannung der Größe von etwa 3 VBE liefern muß, damit die Transistoren T12 und T13 leiten können. Die Speisespannung muß daher entsprechend größer sein als die Spannung der Bezugsspannungsquelle Vr2, so daß die Spannungsabfälle kompensiert werden, die sich an den verschiedenen, in der Schaltung der Fig. 1 vorhandenen Maschen, die auch die Spannungsquelle Vr2 sowie die Speisespannungsquelle umfassen, ergeben. Wenn man die Komponenten der Schaltung, nämlich die Widerstände und Transistoren, in geeigneter Weise dimensioniert und, wo erforderlich, den Ruhearbeitspunkt der Transistoren an die Grenze des aktiven Bereichs in der Nähe der Sättigung verlegt, kann die Speisespannung innerhalb von Werten von etwa 2 Volt liegen, aber für einen einwandfreien Betrieb der Empfängerschaltung kann man diese Werte nicht unterschreiten.

Demgegenüber ist es nach dem Prinzip der Erfindung in der Schaltungsanordnung der Fig. 2 durch geeignete Dimensionierung der Widerstände R9 und R10 für den Betrieb der Transistoren T12 und T13 ausreichend, daß die Bezugsspannungsquelle Vr3 eine Spannung der Größe von etwa 2 VBE liefert, welche an jedem Zweig der Dämpfungsstufe gleich der Summe des Spannungsabfalls am Basis-Emitter-Übergang des zugehörigen Transistors und des Spannungsabfalls am die Verbindung zur Masse herstellenden Widerstand ist. Wenn in analoger Weise der Ruhearbeitspunkt der Transistoren T1 und T2 an die Grenze des aktiven Bereichs in der Nähe der Sättigung gelegt wird, ist es für das Leiten der ersten Differenzstufe ausreichend, daß die Bezugsspannungsquelle Vr2 eine Spannung der Größe von etwa 2 VBE liefert. Wenn man also die Widerstände R5 und R6 in geeigneter Weise dimensioniert und auch die Transistoren T3 und T4 an der Grenze des aktiven Bereichs in der Nähe der Sättigung arbeiten läßt, funktioniert das System der Fig. 2 einwandfrei mit einer Speisespannung von etwa 1,5 Volt, mithin unterhalb der in der Schaltung der Fig. 1.

Eine weitere Ausführungsform der Erfindung kann schließlich dadurch verwirklicht werden, daß statt einer Dämpfungsstufe mit symmetrischer Struktur ein einziger Dämpfungszweig verwendet wird. Eine derartige Lösung kann dann eingesetzt werden, wenn die Anzahl der Bausteine auf ein Minimum reduziert werden muß und eine leichte Verschlechterung des Signal/Rausch-Verhältnisses in Kauf genommen werden kann.

Selbstverständlich können weitere Varianten vorgenommen werden, ohne den Erfindungsgedanken zu verlassen. So können beispielsweise statt der npn-Transistoren pnp-Transistoren und statt eines oder mehrerer der als bipolare Transistoren dargestellten und beschriebenen Transistoren Feldeffekt-Transistoren verwendet werden.


Anspruch[de]
  1. 1. Transistorisierte Verstärker- und Mischer-Eingangs- Stufe für einen Empfänger von Radiofrequenz-Signalen,
    1. - mit einem Differenzverstärker (T1-T4),
    2. - mit einer Mischerschaltung (T8-T11),
    3. - mit einer Schaltung (AGC) zur automatischen Verstärkungsregelung, die an einem Ausgang eine von dem mittleren Pegel des Radiofrequenz-Signals abhängende Verstärkungssteuerspannung liefert,
    4. - mit einer Dämpfungsstufe
    5. - und mit einem Oszillator (OS),
  2. wobei
    1. - Differenzeingangsanschlüsse des Differenzverstärkers (T1-T4) mit dem Ausgang einer Radiofrequenz-Signalquelle (RF) verbunden sind und ein Regelungssteueranschluß des Differenzverstärkers (T1-T4) mit dem Ausgang der Schaltung (AGC) zur automatischen Verstärkungsregelung verbunden ist,
    2. - ein erster Eingang der Mischerschaltung (T8-T11) mit Differenzausgangsanschlüssen des Differenzverstärkers (T1-T4) und ein zweiter Eingang der Mischerschaltung (T8-T11) mit einem Ausgang des Oszillators (OS) verbunden ist und ein Ausgang der Mischerschaltung (T8-T11) den Ausgang der Verstärker- und Mischer-Eingangsstufe bildet,
    3. - und die Dämpfungsstufe eine zwischen die Radiofrequenz-Signalquelle (RF) und die Mischerschaltung (T8-T11) geschaltete Transistorschaltung (T12, T13) aufweist, wobei das Radiofrequenzsignal bei einem niedrigen mittleren Pegel über den Differenzverstärker (T1-T4) und bei einem hohen mittleren Pegel über die Dämpfungsstufe (T12, T13) auf die Mischerschaltung (T8-T11) übertragen wird,
  3. dadurch gekennzeichnet, daß die Transistorschaltung (T12, T13) der Dämpfungsstufe derart vorgespannt ist, daß sie immer, und somit auch bei niedrigen mittleren Pegeln des Radiofrequenz-Eingangssignals leitet.
  4. 2. Eingangsstufe nach Anspruch 1, bei der der Ausgang des Radiofrequenz-Signalgenerators für Gleichstrom ein Kurzschluß ist, wobei der Regelanschluß für die Verstärkung mit einem der Eingangsanschlüsse des Differenzverstärkers (T1-T4) übereinstimmt und der Mischer (T5-T11) eine Eingangs-Differenzstufe (T5-T7) aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß die Dämpfungsstufe (T12, T13, R7-R10) wenigstens einen Transistor (T12, T13) aufweist, dessen Emitter über einen Widerstand (R7, R8) mit dem Ausgang der Radiofrequenz-Signalquelle (RF) und dessen Kollektor mit dem Ausgangsanschluß der Eingang- Differenzstufe (T5-T7) des Mischers verbunden ist und der außerdem mit Schaltungsmitteln verbunden ist, die den Basis-Emitter-Übergang dieses Transistors immer in Durchlaßrichtung vorspannen.






IPC
A Täglicher Lebensbedarf
B Arbeitsverfahren; Transportieren
C Chemie; Hüttenwesen
D Textilien; Papier
E Bauwesen; Erdbohren; Bergbau
F Maschinenbau; Beleuchtung; Heizung; Waffen; Sprengen
G Physik
H Elektrotechnik

Anmelder
Datum

Patentrecherche

Patent Zeichnungen (PDF)

Copyright © 2008 Patent-De Alle Rechte vorbehalten. eMail: info@patent-de.com