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Dokumentenidentifikation DE3800753C2 22.06.1995
Titel Verfahren zum Leitendsteuern von Halbleiterschaltern eines Rückspeisegleichrichters und Anordnung zum Durchführen des Verfahrens
Anmelder Kone Elevator GmbH, Baar, Zug, CH
Erfinder Hakala, Harri, Hyvinkää, FI
Vertreter Zipse, E., Dipl.-Phys., 76530 Baden-Baden; Habersack, H., Dipl.-Ing., Pat.-Anwälte, 80639 München
DE-Anmeldedatum 13.01.1988
DE-Aktenzeichen 3800753
Offenlegungstag 21.07.1988
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 22.06.1995
Veröffentlichungstag im Patentblatt 22.06.1995
IPC-Hauptklasse H02M 7/72
IPC-Nebenklasse H02M 5/42   

Beschreibung[de]

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Leitendsteuern von Halbleiterschaltern, die den Dioden einer mit dem Wechselspannungsnetz verbundenen Gleichrichterbrücke parallel geschaltet sind, zwecks Rückspeisung von auf der Gleichspannungsseite eingespeister Energie in das Wechselspannungsnetz, gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 (JP-A-61-199 481)

In vielen Anwendungsfällen muß die als Gleichstromquelle benutzte Gleichrichterbrücke sowohl das Aufnehmen als auch das Abgeben von Energie erlauben. Diese Notwendigkeit ergibt sich beispielsweise bei einem mit konstanter Spannung gespeisten Wechselrichter, der einen Wechselstrommotor steuert, welcher einen zur Abgabe von Leistung geeigneten Verbraucher treibt. Ein typischer Verbraucher mit dieser Fähigkeit ist der Fahrkorb eines Aufzugs. In einem Wechselstrommotorantrieb kann Energiefluß in zwei Richtungen beispielsweise mit Hilfe von Transistor- oder Thyristorwechselrichtern verwirklicht werden.

Häufig werden gegenwärtig bidirektionale Gleichstromquellen durch Thyristorbrücken verwirklicht, die zwischen die Wechselstromversorgung und die Gleichstromschaltung geschaltet sind. Die Thyristorbrücken, die entweder mit oder ohne umlaufende Ströme arbeiten, liefern die vom Verbraucher vermittelte Energie zurück ins Wechselstromnetz. Die Betriebsweise einer Gleichstromquelle in Form einer von zirkulierenden Strömen freien Thyristorbrücke beruht auf dem Prinzip, daß je nach der Richtung des Energieflusses die eine der beiden Brücken leitend ist. Die zum Umschalten der Brücken nötige Zeit ist dabei ziemlich lang.

In einer Thyristorbrückenschaltung mit umlaufendem Strom können auch beide Brücken kontinuierlich in leitendem Zustand gehalten werden. In diesem Fall ist eine Überwachung der Richtung des Energieflusses nicht nötig. Thyristorsteuerschaltungen haben den Nachteil, daß die Thyristorsteuerschaltungen komplex sind, und daß zum Zünden und Abschalten der Thyristoren eine verhältnismäßig lange Zeit notwendig ist.

Gleichstromquellen werden gegenwärtig auch unter Verwendung von Diodenbrücken zwischen einem Dreiphasen-Wechselstromnetz und der Gleichstromschaltung verwirklicht. Die dreiphasige Spannung wird mittels der Diodenbrücke gleichgerichtet, wenn die Richtung des Energieflusses vom Wechselstromnetz zur Gleichstromschaltung geht. Um die Gleichspannung zurück in eine dreiphasige Wechselspannung umzuwandeln, wenn die Energie von der Gleichstromschaltung ins Wechselstromnetz fließt, sind Transistoren mit den Dioden der Diodenbrücke parallelgeschaltet. Die Transistorsteuerspannungen werden durch Dioden aus der dreiphasigen Spannung erzeugt, so daß jeder Transistor während derjenigen Zeiten durchgesteuert ist, während der die mit ihm parallelgeschaltete Diode leitend ist. Um die umlaufende Energie zu verringern, werden die Leitfähigkeitszeiten der Transistoren dadurch verkürzt, daß ein Zenerdiode mit der Steuerung jedes Transistors in Reihe geschaltet wird.

Beim Bremsen des Motors steigt die Spannung in der Gleichstromschaltung des Frequenzwandlers an, und die in die Gleichrichterbrücke geschalteten wechselrichtenden Transistoren werden eingeschaltet, so daß Strom von der Gleichstromschaltung ins Wechselstromnetz fließen kann. Da die Transistoren mittels Dioden unmittelbar vom Dreiphasennetz angesteuert werden, ist die Dauer des Steuerimpulses gleichbleibend. Dieses Verfahren hat den Nachteil, daß angesichts des gleichbleibenden Zündwinkels immer ein zirkulierender Strom entsteht, der durch einen Kondensator in der Gleichstromschaltung fließt. Ferner sind für Netzwerke mit unterschiedlichen Spannungen unterschiedliche Steuerschaltungen nötig, da der Zündwinkel von Zenerdioden gesteuert ist. Ferner ändert sich der Zündwinkel durch Schwankungen in der Netzspannung.

Aus der eingangs erwähnten JP-A 61-199 481 ist ein Umrichter bekannt, mit dem eine Rückspeisung der auf der Gleichspannungsseite eingespeisten Energie auch mit einem variablen Zündwinkel möglich ist. Für diesen Vorgang werden die Ströme in den einzelnen Drehstromphasen getrennt gemessen, zudem erfolgt zur Feststellung der Stromrichtung eine Strommessung im Gleichspannungszwischenkreis. Dies bedeutet, daß zur Strommessung im Leistungsteil der Schaltung insgesamt vier Widerstände eingeschaltet sind. Eine solche Shunt-Widerstand-Anordnung ist einerseits teuer, weil sie im Leistungsteil vorgenommen werden muß, andererseits enstehen ohmsche Verluste. Gemäß JP-A 61-199 481 wird der regenerative Zustand, d. h. wenn Energie ins Wechselspannungsnetz zurückgespeist werden soll, durch Überwachung der Spannung und der Stromrichtung im Gleichspannungszwischenkreis detektiert. Die phasenrichtige Einspeisung und die Steuerung des Zündwinkels erfolgt auf der Basis der in den Phasenleitungen gemessenen Ströme.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Steuerung für einen rückspeisenden Gleichrichter zu schaffen, die einen variablen Zündwinkel erzeugt, je nach dem Betrag der auf der Gleichspannungsseite eingespeisten Energie, wobei als Eingangsgrößen zur Steuerung keine Ströme gemessen werden müssen.

Dieses Problem wird mit einem Verfahren gemäß dem Anspruch 1 und einer Anordnung zum Durchführen des Verfahrens gemäß dem Anspruch 2 gelöst.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird der Zündwinkel automatisch auf den richtigen Wert eingestellt. Außerdem hat der Zündwinkel einen benötigten Mindestwert, wodurch Netzstörungen reduziert werden.

Im folgenden ist die Erfindung anhand eines schematisch dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt:

Fig. 1 die Leistungsstufe eines Frequenzwandlers mit einem Käfigläufermotor, sowie den Rückspeisewandler mit dessen Steuereinheit;

Fig. 2 ein Schaltbild der Komparatoren, welche die zur höchsten Phasenspannung proportionale Spannung mit einer Referenzspannung vergleichen, sowie die Prinzipschaltung zur Erzeugung der Referenzspannung;

Fig. 3 ein detailliertes Schaltbild der Schaltung zur Erzeugung der Referenzspannung;

Fig. 4 ein detailliertes Schaltbild der an die Phase R angeschlossenen Steuereinheit.

In Fig. 1 ist ein Käfigläufermotor M gezeigt, den ein Frequenzwandler speist. Aus dieser Figur geht auch die Leistungsstufe des Frequenzwandlers hervor, in dem drei Phasen UR, US und UT des Wechselstromnetzes mittels Dioden D&sub7; bis D&sub1;&sub2; gleichgerichtet werden und das Wechselrichten von Transistoren Q&sub1; bis Q&sub6; durchgeführt wird. Für das Wechselrichten werden auch Nulldioden D&sub1; bis D&sub6; benötigt. In die Motorleitungen sind Induktivitäten L&sub1; bis L&sub3; und Kondensatoren C&sub1; bis C&sub3; zur Unterdrückung von Störspannungen geschaltet. Die gleichgerichtete Spannung, die die Differenz zwischen den Spannungen +VDC und -VDC darstellt, wird von einem Kondensator C&sub4; gefiltert.

Die beim Bremsen des Motors erzeugte Energie wird sowohl in einen von einem Transistor Q&sub1;&sub3; gesteuerten Widerstand R&sub1; als auch in das den Frequenzwandler speisende dreiphasige Netz geleitet. Hierzu wird der Gleichstrom mittels Transistoren Q&sub7; bis Q&sub1;&sub2;, die den Dioden D&sub7; bis D&sub1;&sub2; parallelgeschaltet und von einer Steuereinheit 1 gesteuert sind, in Wechselstrom umgewandelt.

Fig. 2 zeigt die Steuereinheit, die jeden der Transistoren Q&sub7; bis Q&sub1;&sub2; während einer Halbperiode einer der Phasenspannungen UR, US und UT einschaltet, wenn der absolute Wert der Spannung U&sub1; bis U&sub6;, die zur positiven oder negativen Phasenspannung proportional ist, die Bezugsspannung VREF übersteigt. Die Spannungen U&sub1; bis U&sub6; entsprechen den verminderten absoluten Werten der positiven oder negativen Phasenspannungen +UR, -UR, +US, -US beziehungsweise +UT, -UT. Die Bezugsspannung VREF wird in einer Differenzschaltung 2 erzeugt. Hierzu wird die Differenz zwischen einer Spannung VD, die zur Spannung im Gleichspannungszwischenkreis proportional ist, und einer Spannung VN, die zu derjenigen Phasenspannung proportional ist, die den höchsten absoluten Wert hat, von der zuletzt genannten Spannung VN subtrahiert. Die genannte Differenz wird in einer weiteren Differenzschaltung 3 erzeugt. Oder es wird die Spannung VD vom doppelten Wert der Spannung VN subtrahiert. Der Vergleich wird mit Hilfe von Komparatoren 4 bis 9 durchgeführt, deren Ausgangssignale die Leistungstransistoren Q&sub7; bis Q&sub1;&sub2; treiben. Wenn die Spannung in dem Gleichspannungszwischenkreis der Phasenspannung mit dem höchsten absoluten Wert gleicht oder kleiner ist, ist keiner der Transistoren Q&sub7; bis Q&sub1;&sub2; leitend. Steigt die Gleichspannung, so sinkt die Bezugspannung VREF, und die Transistoren Q&sub7; bis Q&sub1;&sub2; sind leitend. Je mehr die Gleichspannung steigt, umso länger bleiben die Transistoren durchgesteuert.

Fig. 3 zeigt den Schaltkreis, der die Bezugsspannung VREF erzeugt. Ein Komparator 10 erzeugt die Spannung VN, die zu derjenigen Phasenspannung proportional ist, die den höchsten absoluten Wert hat. Ein aus Dioden D&sub1;&sub3; bis D&sub1;&sub8; bestehender Wählerschalter wählt aus den Spannungen U&sub1; bis U&sub6; diejenige mit dem höchsten absoluten Wert aus. Die ausgewählte Spannung wird an einen Operationsverstärker 11 angelegt, der als Spannungsfolger geschaltet ist, wobei eine Diode D&sub1;&sub9; den vom Wählerschalter verursachten Diodenschwellenfehler korrigiert. Die Spannung VN erscheint an einem Punkt A.

Von diesem Punkt A wird die Spannung VN an eine Differenzschaltung 12 weitergeleitet, welche die Spannung VN - VD erzeugt, d. h. die Differenz zwischen der genannten Spannung VN und der Spannung VD, wobei die zuletzt genannte Spannung zur Spannung im Gleichspannungszwischenkreis proportional ist. Die Spannung VN wird ebenso wie eine verminderte negative Gleichspannung -VDC an den Eingang eines Operationsverstärkers 13 angelegt. Die erhaltene Differenz wird ebenso wie eine verminderte positive Gleichspannung +VDC an einen weiteren Operationsverstärker 14 angelegt. Die Operationsverstärker 13 und 14 sind durch Dioden D&sub2;&sub0; bis D&sub2;&sub3; vor übermäßigen Spannungen geschützt.

Die von der Differenzschaltung 12 erhaltene Differenzspannung VN - VD wird von einer Additionsschaltung 15 zu der Spannung VN addiert. Am Ausgang des Operationsverstärkers der Additionsschaltung 15 steht eine negative Bezugsspannung -VREF zur Verfügung. Um eine positive Bezugsspannung +VREF zu erhalten, muß diese negative Spannung in einen invertierenden Verstärker 16 eingegeben werden.

In Fig. 4 ist der an die Phase R angeschlossene Teil der Transistorsteuereinheit gezeigt, der die Transistoren Q&sub7; und Q&sub8; ansteuert. Die mit den anderen Phasen verbundenen Transistoren werden auf entsprechende Weise angesteuert. Die Phasenspannung UR wird vermindert an den Eingang eines OP-Verstärkers 17 angelegt, an dessen Ausgang die in Fig. 2 genannte Spannung U&sub2; erscheint, welche der negativen Halbperiode entspricht und zur Phasenspannung proportional ist.

Die der positiven Halbperiode entsprechende Spannung U&sub1; wird dadurch erhalten, daß die Phasenspannung in einen invertierenden Verstärker 18 eingegeben wird. Im Verstärker 17 dient ein Kondensator C&sub5; zur Störfilterung, und Dioden D&sub2;&sub4; und D&sub2;&sub5; schützen den Verstärker vor übermäßigen Spannungen.

Die vom Verstärker 17 erhaltene Spannung U&sub2; wird an einen Eingang jeder der beiden Vergleichsschaltungen 19 und 20 angelegt. Am anderen Eingang der ersten Vergleichsschaltung 19 liegt die negative Bezugsspannung -VREF an, während die positive Bezugsspannung +VREF an den anderen Eingang der zweiten Vergleichsschaltung 20 angelegt wird. Der Transistor Q&sub7; wird von der ersten Vergleichsschaltung 19 und der Transistor Q&sub8; von der zweiten Vergleichsschaltung 20 gesteuert. Um für den Transistor Q&sub7; ein Treibersignal zu erhalten, wird das von der Vergleichsschaltung 19 abgeleitete Signal über eine Diode D&sub2;&sub6; in einen Verstärker 21 geleitet, wo es verstärkt und dann an eine Leuchtdiode LED D&sub3;&sub0; eines Optoisolators der Transistorsteuerung angelegt wird. In ähnlicher Weise wird der Transistor Q&sub8; mittels einer Diode D&sub2;&sub7;, eines Verstärkers 22 und einer Leuchtdiode LED D&sub3;&sub1; gesteuert. Die Diode D&sub2;&sub8; hat die Aufgabe, den Durchlaß des Signals durch die Diode D&sub2;&sub7; zu sperren und damit die Leitfähigkeit des Transistors Q&sub8; zu unterbinden, wenn der Transistor Q&sub7; leitend ist. In ähnlicher Weise blockiert die Diode D&sub2;&sub9; den Durchgang des Signals durch die Diode D&sub2;&sub6; und verhindert damit, daß der Transistor Q&sub7; leitet, während der Transistor Q&sub8; durchgesteuert ist.


Anspruch[de]
  1. 1. Verfahren zum Leitendsteuern von Halbleiterschaltern (Q&sub7;-Q&sub1;&sub2;), die den Dioden (D&sub7;-D&sub1;&sub2;) einer mit dem Wechselspannungsnetz verbundenen Gleichrichterbrücke parallel geschaltet sind, zwecks Rückspeisung von auf der Gleichspannungsseite eingespeister Energie in das Wechselspannungsnetz, und in dem die Spannung (VDC) auf der Gleichspannungsseite der Gleichrichterbrücke gemessen wird,

    gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte:

    Erzeugung einer Referenzspannung (VRef), die proportional zu einer Differenz (2VN-VD) ist, deren Minuend (2VN) dem doppelten Absolutwert der höchsten Phasenspannung (UR, US, UT) proportional ist und deren Subtrahent (VD) der Gleichspannung (VDC) proportional ist;

    Vergleich der an den jeweiligen Halbleiterschaltern (Q&sub7;-Q&sub1;&sub2;) anliegenden zu den Phasenspannungen proportionalen Spannungen (U&sub1;-U&sub6;) mit der positiven Referenzspannung (+VRef) bei den zu den positiven Halbwellen gehörigen Halbleiterschaltern, und mit der negativen Referenzspannung (-VRef) bei den komplementären, zu den negativen Halbwellen gehörigen Halbleiterschaltern;

    Leitendsteuern des jeweiligen Halbleiterschalters (Q&sub7;-Q&sub1;&sub2;), wenn der zugehörige Betrag der Spannung (U&sub1;-U&sub6;) größer als der Betrag von (VRef) ist.
  2. 2. Drehstrombrücken-Gleichrichteranordnung mit Dioden (D&sub7;-D&sub1;&sub2;), denen jeweils Halbleiterschalter (Q&sub7;-Q&sub1;&sub2;) antiparallel geschaltet sind, die zwecks Rückspeisung von Energie in das Drehstromnetz im Wechselrichterbetrieb arbeiten, geeignet zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1,

    dadurch gekennzeichnet,

    daß die Halbleiterschalter jeweils leitend gesteuert werden, wenn eine erste Spannung (U&sub1; . . . U&sub6;), die dem Absolutwert der zugehörigen positiven oder negativen Phasenspannung proportional ist, größer ist als eine Bezugsspannung (VRef), die durch Subtrahieren der zur gleichgerichteten Spannung proportionalen Spannung (VD) vom doppelten Wert derjenigen Spannung (VN) erzeugt wird, die zur Phasenspannung mit dem höchsten absoluten Wert proportional ist.
  3. 3. Drehstrombrücken-Gleichrichteranordnung nach Anspruch 2,

    dadurch gekennzeichnet,

    daß die Verstärker (21, 22) mit Dioden (D&sub2;&sub6;-D&sub2;&sub9;) versehen sind, welche das Einschalten des jeweils komplementären Halbleiterschalters dann verhindern, wenn der andere leitend ist.






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