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Dokumentenidentifikation DE68921296T2 22.06.1995
EP-Veröffentlichungsnummer 0369742
Titel Kupplungsschaltung.
Anmelder Lucas Industries p.l.c., Birmingham, West Midlands, GB
Erfinder Craddock, Russell William, Alvechurch Birmingham, B48 7RR, GB
Vertreter Beetz und Kollegen, 80538 München
DE-Aktenzeichen 68921296
Vertragsstaaten DE, FR, GB, SE
Sprache des Dokument En
EP-Anmeldetag 14.11.1989
EP-Aktenzeichen 893117754
EP-Offenlegungsdatum 23.05.1990
EP date of grant 22.02.1995
Veröffentlichungstag im Patentblatt 22.06.1995
IPC-Hauptklasse H03H 7/00
IPC-Nebenklasse H03H 11/24   

Beschreibung[de]

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Kopplungsschaltung

Wandler mit temperaturabhängig veränderlicher Empfindlichkeit sind in der Industrie weit verbreitet. Im allgemeinen muß eine Art von Kompensation für die temperaturabhängige Änderung der Empfindlichkeit vorgesehen werden. So sind z. B. Piezowiderstandsbrückenwandler, die in Fahrzeugen verwendet werden, einem weiten Bereich von Temperaturen ausgesetzt, und eine Kompensation der temperaturabhängigen Empfindlichkeitsänderung ist notwendig, damit solche Wandler ein nützliches Maß einer gemessenen Größe liefern können.

GB 2 193 577 offenbart einen Halbleiterdrucksensor in Form einer Dehnungsstreifen-Brückenanordnung, dessen Empfindlichkeit mit zunehmender Temperatur des Dehnungsstreifenelements abfällt. Um dies zu kompensieren, wird die Dehnungsstreifenbrücke mit einem "konstanten" Strom versorgt, der so eingerichtet ist, daß er mit der Temperatur zunimmt, um so wenigstens teilweise die Abnahme der Empfindlichkeit mit der Temperatur zu kompensieren. Der Strom wird vom Ausgang eines Operationsverstärkers geliefert, dessen nichtinvertierender Eingang mit einer Spannungsreferenz in Form eines Potentialteilers verbunden ist, von dem ein Arm einen Thermistor enthält.

Ein Nachteil dieser Anordnung ist, daß der Ausgang des Operationsverstärkers einen beträchtlichen Strom durch den relativ geringen effektiven Widerstand der Brücke liefern muß, und daß dafür der Ausgang des Operationsverstärkers der Versorgungsspannung nahe kommen können muß. Wenn jedoch der Ausgang des Operationsverstärkers der Stromversorgungsspannung nahe kommt, ist der Ausgangsstrom begrenzt und kann sehr wohl kleiner sein als zum richtigen Betrieb der Brücke erforderlich. Anders herum bewirkt der relativ große Ausgangsstrom, den die Brücke aus dem Ausgang des Operationsverstärkers zu ziehen versucht, einen erheblichen Spannungsabfall zwischen der Stromversorgung und dem Ausgang des Operationsverstärkers. Dies führt zu einer Begrenzung des wirksamen Bereichs der Temperaturkompensation, und dies kann die effektive Brauchbarkeit des Wandlers einschränken, z. B. wenn die Versorgungsspannung beschränkt ist. Dies ist der Fall bei Kraftfahrzeuganwendungen, bei denen die maximale Versorgungsspannung durch die Spannung der Fahrzeugbatterie beschränkt ist und in der Praxis möglicherweise deutlich kleiner als diese sein muß, um eine Spannungsregelung zu ermöglichen, die sicherstellt, daß die elektronischen Schaltungen des Kraftfahrzeugs korrekt arbeiten.

Ein Brückenwandler, z. B. ein Piezowiderstandsbrückenwandler, ist im allgemeinen mit einem Differenzverstärker verbunden, dessen Ausgang ein Signal liefert, das ein Maß für den vom Wandler erfaßten Parameter ist. Das Ausgangssignal eines solchen Verstärkers hat im allgemeinen eine Gleichspannungskomponente, die sich mit der Temperatur ändern kann, und in manchen Fällen ist es wünschenswert, diese zu beseitigen, bevor das Wandlersignal genutzt wird. Wo eine Gleichstromkopplung unerwünscht ist, wird normalerweise Wechselstromkopplung eingesetzt, um die Gleichspannungskomponente zu beseitigen. Da aber die gewünschte veränderliche Komponente des Wandlersignals Komponenten mit sehr niedriger Frequenz haben kann und solche Komponenten nicht durch die Kopplungsanordnung unangemessen gedämpft werden dürfen, müssen RC-Kopplungsschaltungen mit sehr großen RC-Produkten verwendet werden. Dies führt zu dem Nachteil einer relativ langen Ausregelzeit, wenn solche Schaltungen mit Spannung beaufschlagt werden. Insbesondere muß der Kondensator über den Widerstand der Kopplungsschaltung geladen werden, und die sehr lange RC-Zeitkonstante, die notwendig ist, um eine unerwünschte Niederfrequenzdämpfung zu vermeiden, kann das Ausgangssignal des Wandlers über einen erheblichen Zeitraum unbrauchbar machen, bis der Kondensator ausreichend geladen ist.

Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung wird eine Wandler- Temperaturkompensationsschaltung angegeben, die eine mit einer temperaturabhängigen Stromversorgungsschaltung verbundene Wandleranordnung umfaßt, wobei die Stromversorgungsschaltung einen Operationsverstärker umfaßt, dessen Ausgang durch einen Feldeffekttransistor gepuffert ist.

Das Vorhandensein des Feldeffekttransistors macht es möglich, der Wandleranordnung eine Spannung zuzuführen, die der Versorgungsspannung recht nahe kommen kann und dabei den zum Betrieb der Wandleranordnung notwendigen Strom zu liefern. Dadurch beschränkt die Verwendung eines Operationsverstärkers in der Stromversorgung für die Wandleranordnung nicht wesentlich den Temperaturbereich, in dem die temperaturabhängige Empfindlichkeit der Wandleranordnung kompensiert werden kann.

Vorzugsweise ist der Feldeffekttransistor ein Verarmungs- Feldeffekttransistor, z. B. ein MOSFET. Mit einer solchen Anordnung kann die Stromversorgungsschaltung relativ große Ströme bei Spannungen liefern, die der Stromversorgungsspannung sehr nahe kommen. Bei eingeschaltetem Feldeffekttransistor ist der begrenzende Faktor dessen Einschalt- Kanalwiderstand, und durch Auswahl eines passenden Bauelements kann der Spannungsabfall vernachlässigbar gemacht werden.

Vorzugsweise ist eine negative Rückkopplungsschaltung zwischen Source des Feldeffekttransistors und invertierendem Eingang des Operationsverstärkers angeschlossen. Vorzugsweise enthält die negative Rückkopplungsschaltung einen temperaturabhängigen Widerstand und der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers ist mit einer Referenzspannungsquelle verbunden. Vorzugsweise ist ein Widerstand mit relativ kleinem Temperaturkoeffizienten parallel zum temperaturabhängigen Widerstand geschaltet. Durch passende Wahl der Werte der Widerstände ermöglicht eine solche Anordnung eine relativ genaue Kompensation der Empfindlichkeits-Temperatur-Charakteristik der Wandleranordnung über einen relativ großen Temperaturbereich. Zur Rauschverringerung kann ein Kondensator über den temperaturabhängigen Widerstand geschaltet sein.

Vorzugsweise umfaßt die Wandleranordnung eine Wandlerbrücke wie etwa eine Piezowiderstandsbrücke. Die genaue Kompensation über einen großen Temperaturbereich, die solche Anordnungen liefern, ermöglicht die Verwendung von derartigen Wandlern in Umgebungen, in denen sie großen Temperaturänderungen ausgesetzt sind. Eine solche Anwendung ist in der Kraftfahrzeugindustrie, bei der in Fahrzeugen montierte Wandler während des normalen Gebrauchs der Fahrzeuge einem breiten Temperaturbereich ausgesetzt sind.

Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung wird eine Kopplungsschaltung angegeben mit:

einem Kopplungskondensator mit einem Eingangsanschluß und einem Ausgangsanschluß zum Blockieren der Gleichspannungskomponente eines zu koppelnden Signals;

einem Stromweg mit steuerbarem Widerstand, der zwischen den Ausgangsanschluß und einem Schaltungspunkt geschaltet ist, der im Gebrauch eine Referenzspannung empfängt, wobei der Stromweg zwischen einem ersten Zustand mit einem ersten Widerstand und einem zweiten Zustand mit einem zweiten Widerstand, der kleiner als der erste Widerstand ist, steuerbar ist und einer Steuereinrichtung, die auf Anlegen von Spannung reagiert, indem sie den Stromweg so steuert, daß er in einen dem Anlegen der Spannung folgenden Zeitraum im zweiten Zustand ist.

Eine solche Anordnung ermöglicht eine erhebliche Verkürzung der Ausregelzeit der Kopplungsschaltung, indem sie ein schnelleres Laden des Kondensators ermöglicht, als andernfalls wegen der Zeitkonstante des Kondensators und des Stromwegs in seinem ersten Zustand möglich wäre. Dies ist besonders nützlich bei Kopplungsschaltungen, die Signale mit sehr niedrigen Frequenzen verarbeiten müssen, bei denen die Zeitkonstante der Kopplungskomponente mehrere zehn oder sogar mehrere hundert Sekunden betragen kann, um jene Frequenzkomponenten mit minimaler Dämpfung durchzulassen. Die Zeitkonstante des Kondensators und des zweiten Widerstands kann mehrere Größenordnungen kleiner als die Zeitkonstante des Kondensators und des ersten Widerstands sein, so daß die Ausregelzeit der Schaltung nach dem Anlegen von Spannung erheblich verkürzt ist und die Kopplungsschaltung nach dem Anschalten mit einer nur kleinen und im allgemeinen unerheblichen Verzögerung korrekt arbeitet.

Vorzugsweise umfaßt die Steuerschaltung einen ersten Widerstand und einen weiteren Kondensator, die in Reihe zwischen Stromversorgungsleitungen geschaltet sind, wobei die Verbindung zwischen dem ersten Widerstand und dem weiteren Kondensator mit einem Steuereingang des steuerbaren Stromwegs verbunden ist. Die Zeitkonstante des ersten Widerstands und des weiteren Kondensators der Steuerschaltung können zusammen mit der Zeitkonstante des Kopplungskondensators und des zweiten Widerstands gewählt werden, um sicherzustellen, daß der Kopplungskondensator fast vollständig geladen ist, bevor der Stromweg in seinen ersten Zustand zurückkehrt. Vorzugsweise ist der steuerbare Stromweg ein Feldeffekttransistor wie etwa ein MOSFET, dessen Gate mit der Steuerschaltung verbunden ist und dessen Drain- Source-Weg parallel zu einem zweiten Widerstand geschaltet ist. Wenn der Feldeffekttransistor ausgeschaltet ist, wird der erste Widerstandswert vom zweiten Widerstand erzeugt, wohingegen wenn der Feldeffekttransistor eingeschaltet ist, der zweite Widerstandswert effektiv vom Kanalwiderstand des Feldeffekttransistors erzeugt wird. Wenn der Kondensator einen Wert von einigen Mikrofarad und der zweite Widerstandswert einige Megohm beträgt, kann der Kanalwiderstand des leitenden Feldeffekttransistors in der Größenordnung von wenigen zehn Ohm liegen, so daß der Kondensator beim Einschalten sehr schnell geladen wird. Die Ausregelzeit ist daher um einige Größenordnungen verkürzt und kann für den Betrieb der Kopplungsschaltung unbedeutend gemacht werden.

Die Kopplungsschaltung gemäß dem zweiten Aspekt der Erfindung kann in einer Ausgangsschaltung der Wandler-Temperaturkompensationsschaltung gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung eingesetzt werden.

Die Erfindung wird im folgenden beispielhaft mit Bezug auf die beigefügte Zeichnung beschrieben, die einen Schaltplan einer Wandler-Temperaturkompensationsschaltung und einer Kopplungsschaltung darstellt, die eine bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung bilden.

Ein Piezowiderstandswandler 10 zur Verwendung als Beschleunigungsmeßwandler in einem Fahrzeug umfaßt Piezowiderstände P1 bis P4, die in einer Brückenkonfiguration angeordnet sind. Wandler dieser Art sind wohlbekannt, und der spezielle Wandler 10 und sein genauer Aufbau werden deshalb nicht weiter beschrieben. Die Wandlerbrücke hat Ausgangsanschlüsse 4 und 5 und drei Stromversorgungsanschlüsse 1, 2 und 3. Einer der Anschlüsse 1 und 2 ist mit der Masseleitung über einen Widerstand R12 verbunden, um den Wandler für Nullbeschleunigung abzugleichen (die Zeichnung zeigt zur Verdeutlichung zwei an beide Anschlüsse 1 und 2 angeschlossene Widerstände). Die Spannung empfängt eine 5-Volt-Versorgungsspannung z. B. aus einem mit der Fahrzeugbatterie verbundenen Spannungsregler, wobei ein Entkopplungskondensator C1 zwischen die positive Versorgungsleitung und die Masseleitung geschaltet ist. Ein aus Widerständen R1 und R2 gebildeter Spannungsteiler ist zwischen der positiven Versorgungsleitung und der Masseleitung angeschlossen, wobei der Abgriffpunkt an den nichtinvertierenden Eingang eines Operationsverstärkers OP1 angeschlossen ist. Der Ausgang des Verstärkers ist mit dem Gate eines Verarmungs-MOSFETs TR1 verbunden, dessen Drain mit der positiven Versorgungsleitung verbunden ist und dessen Gate und Substrat mit dem Anschluß 3 des Wandlers 10 verbunden sind. Der invertierende Eingang des Operationsverstärkers OP1 ist über einen Kondensator C2 mit dem Ausgang des Operationsverstärkers und über einen Widerstand R4 mit der Masseleitung verbunden. Der invertierende Eingang ist ferner mit der Source des Feldeffekttransistors TR1 über die Parallelschaltung eines Widerstands R3 und eines Widerstands mit positivem Temperaturkoeffizienten PTC verbunden.

Die Ausgangsanschlüsse 4 und 5 des Wandlers 10 sind über Widerstände R6 und R7 mit dem invertierenden bzw. nichtinvertierenden Eingang eines Operationsverstärkers OP2 verbunden. Der invertierende Eingang des Operationsverstärkers OP2 ist über einen Negativrückkopplungskondensator R8 mit dem Ausgang verbunden und der nichtinvertierende Eingang ist über einen Widerstand R9 mit dem Abgriffpunkt eines Potentialteilers verbunden, der aus den in Reihe zwischen die positive Versorgungsleitung und die Masseleitung geschalteten Widerständen R10 und R11 gebildet ist. Der Ausgang des Verstärkers OP2 ist über einen Kopplungskondensator C3 mit dem nichtinvertierenden Eingang eines Operationsverstärkers OP3 verbunden, dessen invertierender Eingang mit seinem Ausgang verbunden ist. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers OP3 ist über die Parallelschaltung eines Widerstands R15 und der Source-Drain-Schaltung eines Verarmungs-MOSFETs TR3 mit dem Abgriffpunkt eines Potentialteilers verbunden, der aus in Reihe zwischen die positive Versorgungsleitung und die Masseleitung geschalteten Widerständen R13 und R14 gebildet ist. Das Gate des Transistors TR3 ist mit dem ersten Anschluß eines Kondensators C6 verbunden, dessen zweiter Anschluß mit der positiven Versorgungsleitung verbunden ist, und mit dem ersten Anschluß eines Widerstands R16, dessen zweiter Anschluß mit der Masseleitung verbunden ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers OP3 ist mit dem nichtinvertierenden Eingang eines Operationsverstärkers OP4 verbunden. Der Ausgang des Operationsverstärkers OP4 ist mit dem Gate eines Verarmungs- MOSFETs TR2 verbunden, dessen Drain mit der positiven Versorgungsleitung verbunden ist und dessen Source das Ausgangssignal Vo der Schaltung liefert. Ein Kondensator C5 ist zwischen die Source des Transistors TR2 und die Masseleitung geschaltet. Der invertierende Eingang des Operationsverstärkers OP4 ist mit dem Ausgang über einen Kondensator C4 und mit der Masseleitung über einen Widerstand R17 verbunden. Der invertierende Eingang ist ferner über einen Rückkopplungswiderstand R15 mit der Source des Transistors TR2 verbunden.

Der Operationsverstärker OP1 bildet zusammen mit den zugehörigen Bauelementen eine Stromversorgung für den Wandler 10. Der Feldeffekttransistor TR1 bildet einen Ausgangspuffer für den Operationsverstärker OP1, ist aber innerhalb der negativen Rückkopplungsschleife angeordnet. Die von den Widerständen R1 und R2 gelieferte Referenzspannung wird mit einer Verstärkung (Rp + R4)/R4 verstärkt, wobei Rp gleich dem Widerstand der Parallelschaltung des Widerstands R3 und des Widerstands mit positivem Temperaturkoeffizienten PTC ist. Die Ausgangsspannung an der Source des Transistors TR1 hängt daher vom Widerstandswert und damit von der Temperatur des Widerstands mit positivem Temperaturkoeffizienten PTC ab und wird der Brücke 10 zugeführt. Die Brücke 10 reagiert auf Beschleunigung und das Wandlerausgangssignal wird mit Hilfe des Differenzverstärkers abgeleitet, der durch den Operationsverstärker OP2 und die zugehörigen Widerstände gebildet wird.

Der Ausgang des Verstärkers OP2 liefert ein Signal, das eine veränderliche, das gewünschte Ausgangssignal des Wandlers darstellende Komponente und eine Gleichstromkomponente umfaßt. Diese Gleichstromkomponente ändert sich mit der Temperatur aufgrund der temperaturabhängigen Änderungen der Werte der diversen Widerstände und driftet zeitlich aufgrund der zeitlichen Drift der Eigenschaften der diversen Komponenten. Um die Gleichstromkomponente zu blocken, sind der Kopplungskondensator C3 und der Widerstand R15 vorgesehen, die einen Hochpaßfilter bilden, dessen Trennfrequenz niedrig genug ist, um sicherzustellen, daß alle benötigten niederfrequenten Komponenten des Wandlersignals im wesentlichen ohne Abschwächung durchgehen. Der Operationsverstärker OP3 ist als Puffer mit Einheitsverstärkung geschaltet und hat eine hohe Eingangsimpedanz, um die Trennfrequenz des Hochpaßfilters nicht wesentlich zu beeinflussen. Der Operationsverstärker OP4 liefert eine Verstärkung von zwei und liefert an der Source des Transistors TR2 das Ausgangssignal Vo. Die Anordnung des Transistors TR2 als Ausgangspuffer für den Operationsverstärker OP4 innerhalb von dessen Rückkopplungsschleife gewährleistet die Fähigkeit, einen ausreichenden Ausgangsstrom bei einer Ausgangsspannung zu liefern, die der positiven Versorgungsspannung nahe kommt. Die Kondensatoren C2, C4 und C5 sorgen für eine Tiefpaßfilterung, um relativ hochfrequente Rauschkomponenten aus dem Ausgangssignal zu entfernen.

Wenn Spannung an die Schaltung angelegt wird, ist der Kondensator C6 anfangs entladen und wird über den Widerstand R16 aufgeladen. Das Gate des Transistors TR3 liegt daher anfangs auf der Spannung der positiven Versorgungsleitung, wodurch der Transistor leitend wird und den Widerstand R15 kurzschließt. Der Kondensator C3 lädt sich daher relativ schnell mit einer Zeitkonstante, die im wesentlichen von seinem Wert und dem Wert der Widerstände R13 und R14 abhängt, wobei der Einschaltwiderstandswert des Source-Drain- Wegs des Transistors TR3 vernachlässigbar ist. Wenn die Spannung am Gate des Transistors TR3 so weit gefallen ist, daß der Transistor TR3 ausgeschaltet wird, nimmt der Source-Drain-Weg einen relativ hohen Widerstandswert im Vergleich zum Widerstand R15 an, so daß die Trennfrequenz des von dem Kondensator C3 und dem Widerstand R15 gebildeten Hochpaßfilters vom Vorhandensein des Transistors TR3 im wesentlichen unbeeinflußt ist. Die Ausregelzeit ist daher stark verkürzt, ohne den Normalbetrieb der Schaltung zu beeinflussen.

Bei einer praktischen Ausgestaltung der Erfindung hat der Kondensator C3 einen Wert von 15 Mikrofarad und der Widerstand R5 einen Wert von 2 Megohm. Der Kondensator C6 hat einen Wert von 1 Mikrofarad und der Widerstand R16 hat einen Wert von 2 Megohm. Der Widerstand R13 hat einen Wert von 30 Kiloohm und der Widerstand R14 hat einen Wert von 10 Kiloohm. Die Anordnung mit dem Transistor TR3, dem Kondensator C6 und dem Widerstand R16 verringert daher die Ausregelzeit des Hochpaßfilters um mehr als eine Größenordnung im Vergleich zu einer Schaltung ohne diese Komponenten.

In der oben beschriebenen praktischen Ausgestaltung war der Wandler vom Typ Nr. 3021-005-P von I. C. Sensors und der Widerstand R12 hatte einen Wert von 28,7 Ohm. Der Widerstand mit positivem Temperaturkoeffizienten PTC war vom Typ KTY13A von Siemens und die Widerstände R1 bis R4 hatten Werte von 25,8 Kiloohm, 10 Kiloohm, 2,7 Kiloohm bzw. 680 Kiloohm. Dadurch war sichergestellt, daß die Empfindlichkeit des Wandlers in einem Temperaturbereich von minus 40 ºC bis 125 ºC im wesentlichen konstant war. Der Transistor TR1 stellte sicher, daß ein ausreichender Strom an den Wandler 10 mit einer Versorgungspannung geliefert werden konnte, die sehr nahe zur positiven Versorgungsspannung (5 Volt) war.


Anspruch[de]

1. Kopplungsschaltung, die einen Kopplungskondensator mit einem Eingangsanschluß und einem Ausgangsanschluß zum Blockieren der Gleichstromkomponente eines zu koppelnden Signals und einen Stromweg umfaßt, der zwischen den Ausgangsanschluß und einen Schaltungspunkt geschaltet ist, der bei Gebrauch eine Referenzspannung liefert,

dadurch gekennzeichnet, daß

der Stromweg (R15, TR3) zwischen einem ersten Zustand mit einem ersten Widerstand und einem zweiten Zustand mit einem zweiten Widerstand steuerbar ist, der kleiner als der erste Widerstand ist, und daß eine Steuereinrichtung (R16, C6) vorgesehen ist, die auf Anlegen von Spannung reagiert, indem sie den Stromweg so steuert, daß er in einem dem Anlegen der Spannung folgenden Zeitraum im zweiten Zustand ist.

2. Kopplungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung einen ersten Widerstand (R16) und einen weiteren Kondensator (C6) umfaßt, die in Reihe zwischen Stromversorgungsleitungen geschaltet sind, wobei die Verbindung zwischen dem ersten Widerstand (R16) und dem weiteren Kondensator mit einem Steuereingang des steuerbaren Stromwegs (R15, TR3) verbunden ist.

3. Kopplungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Stromweg einen Feldeffekttransistor (TR3) umfaßt, dessen Gate mit der Steuereinrichtung (R16, C6) verbunden ist, und dessen Drain-Source-Weg parallel zu einem zweiten Widerstand (R15) geschaltet ist.

4. Kopplungsschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltungspunkt mit der ersten und der zweiten Stromversorgungsleitung über einen dritten bzw. vierten Widerstand (R13, R14) verbunden ist.







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