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Dokumentenidentifikation DE4425336C1 07.09.1995
Titel Abtastschaltung für IF-Samplingsysteme
Anmelder Siemens AG, 80333 München, DE
Erfinder Sehrig, Peter, Ing.(grad.), 82343 Pöcking, DE;
Heinen, Stefan, Dr.-Ing., 47802 Krefeld, DE;
Fenk, Josef, Dipl.-Ing., 85386 Eching, DE
DE-Anmeldedatum 18.07.1994
DE-Aktenzeichen 4425336
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 07.09.1995
Veröffentlichungstag im Patentblatt 07.09.1995
IPC-Hauptklasse H03C 1/54
IPC-Nebenklasse H03D 7/12   H04L 27/36   
IPC additional class // H04L 27/18  
Zusammenfassung Die Schaltungsanordnung zur Phasenumtastung mit einem Amplituden(de)modulator (M2) und einer nachgeschalteten DC-entkoppelten Ausgangsstufe (AT) weist zur Signalkopplung Kapazitäten (CI, CIQ; C3, C4) auf und enthält einen Hilfszweig (R22, T22, R25, T30) in der Ausgangsstufe, der von einem vorgegebenen Strom (IK) gespeist wird und entsprechend eines Eingangszweiges der Ausgangsstufe dimensioniert ist, um die Signaleingänge der Ausgangsstufe zu symmetrieren.

Beschreibung[de]

Die Erfindung betrifft eine Abtastschaltung mit einer zwei Ausgangsanschlüsse aufweisenden Differenzverstärkerstufe und einer nachgeschalteten DC-entkoppelten Ausgangsstufe mit zwei Eingangszweigen

Eine derartige Schaltung ist aus dem Buch R. Mäusl: Digitale Modulationsverfahren, 2. Auflage, Hüthig-Verlag, 1988, Seite 189 bekannt. Die Schaltung wird bei der digitalen Modulation oder Demodulation eines Sinusträgers nach dem Prinzip der Phasenumtastung als Mischerschaltung eingesetzt und als Gilbertzelle bezeichnet.

In der deutschen Patentschrift 37 42 537 C2 ist zudem ein Doppelgegentaktmodulator mit Differenzverstärkerstufe beschrieben, bei dem die Ausgangsstufe mit einem Kompensationsnetzwerk versehen ist, um die Ausgangssignale an den Klemmen des Modulatorchips zu balancieren.

Ein Nachteil der bekannten Schaltungen besteht darin, daß das Ausgangssignal des Mischers mit Hilfe eines Übertragers ausgekoppelt wird, der aufwendig, teuer und nicht integrierbar ist. Bei DC-gekoppelten Eingängen des Mischers zeigt die zunächst genannte Schaltung eine vergleichsweise große Temperaturabhängigkeit und eine Abhängigkeit von Versorgungsspannungsschwankungen. Darüber hinaus reduzieren statische Mischer-Offsetspannungen den Dynamikbereich der Ausgangsstufe. Die minimale Versorgungsspannung beträgt 4,5 V, was für moderne Übertragungssysteme in hochintegrierter Technik, beispielsweise beim Mobilfunk, zu hoch ist. Aus der DE-OS 19 44 081 ist außerdem grundsätzlich die Möglichkeit einer kapazitiven Gleichstromentkopplung bekannt.

Fig. 1 zeigt den Eingangsteil eines drahtlosen Kommunikationsempfängers. Das an der Antenne A empfangene Signal wird über ein Bandpaßfilter F1 einem niedrigrauschenden Verstärker V1 und nach einem weiteren Bandpaßfilter F2 einem ersten Mischer M1 zugeführt. Vom Ausgang des Mischers M1 gelangt das Signal über ein Filter F3 und einen Verstärkungsregler R1 zu einem zweiten Mischer M2, dessen Ausgangssignal über einen Ausgangstreiber AT einem nachgeschalteten Analog/ Wandler A/D zugeführt wird. Das Eingangsignal wird durch eine Doppelüberlagerung mit Hilfe der beiden Mischer auf eine Zwischenfrequenz im Bereich von 10 bis 15 MHz umgesetzt. Auf dieser Zwischenfrequenz erfolgt dann eine Abtastung, das sogenannte IF-Sampling. Die weitere Filterung und die Demodulation, beispielsweise mit einem Quadratur-Demodulator wird dann im Digitalteil beispielsweise mit Hilfe eines digitalen Signalprozessors realisiert.

Die zuvor beschriebene Signalverarbeitung erfordert eine möglichst geringe Abhängigkeit des Zwischenfrequenz-Ausgangssignals von Schwankungen der Betriebsspannung, der Temperatur und von Mischer-Offsetspannungen, die durch statische und dynamische Störgrößen erzeugt werden. Gefordert ist weiterhin ein großer Dynamikbereich. Für die Signalverarbeitung eignet sich deshalb ein bekannter, als Gilbertzelle aufgebauter Mischer nur bedingt oder gar nicht.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Schaltung der eingangs genannten Art anzugeben, die obengenannte Nachteile nicht aufweist.

Diese Aufgabe löst die Erfindung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1.

Die Erfindung hat den Vorteil, daß der Mischer und seine nachgeschaltete Ausgangsstufe in integrierter Ausführung voneinander entkoppelt sind, daß die Abhängigkeiten von der Temperatur und von Versorgungsspannungsschwankungen sehr gering sind, daß die minimale Versorgungsspannung nur noch 2,7 V beträgt und daß der Dynamikbereich der Ausgangsstufe von statischen Mischer-Offsetspannungen nicht beeinflußt wird.

Ausgestaltungen der Erfindung sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines in Fig. 2 der Zeichnung beschriebenen Ausführungsbeispiels, das eine detaillierte Schaltungsanordnung des Mischers M2 und der Ausgangsstufe AT der Schaltung gemäß Fig. 1 zeigt, naher erläutert.

Der Mischer M2 und die Zwischenfrequenz-Ausgangsstufe AT für das IF-Sampling werden von einer Spannung von 2,7 V an den Polen VCC und VSS gespeist. Die Schaltung des Mischers M2 wird von einer Reihe Stromquellen Q1 bis Q7, bestehend aus jeweils einem Bipolartransistor und einem Emitterwiderstand, versorgt, wobei die Basisanschlüsse der Transistoren an einer gemeinsamen Klemme Bias geschaltet sind, an der eine Konstantspannung, beispielsweise von einer Bandgap-Stufe liegt. Die Stromquelle Q3 versorgt einen ersten Differenzverstärker aus den emittergekoppelten Transistoren T1 und T2. Das Eingangsignal der Differenzstufe wird über die Klemmen LO und LOQ von einem lokalen Oszillator eingespeist. Das Ausgangssignal der Differenzstufe wird mit Hilfe der Lastwiderstände R1 und R2 in den Kollektorkreisen des Differenzverstärkers erhalten und als ein Eingangsignal in eine Gilbertzelle eingespeist.

Die Gilbertzelle enthält die Transistoren T3 bis T8, wobei die Transistoren T3 und T4 emitterseitig über einen Widerstand RE verbunden sind. Das zu mischende zweite Signal wird über die Klemmen I und IQ als differentielles Signal über jeweils einen Koppelkondensator C1 und C10 in die Basisanschlüsse der Transistoren T3 bzw. T4 eingekoppelt. Der Ausgang des Transistors T3 ist mit den beiden Emittern der Transistoren T5 und T6 verbunden, während der Kollektor des Transistors T4 mit den Emittern von T7 und T8 verbunden ist. Eingangsseitig sind T5 und T8 sowie T6 und T7 jeweils mit einem Ausgang der Differenzstufe aus T1 und T2 verbunden. Ausgangsseitig arbeiten die Kollektoren der Transistoren T5 und T7 auf einen Lastwiderstand R3, während die Kollektoren der Transistoren T6 und T8 gemeinsam auf einen Lastwiderstand R4 arbeiten. Die Verbindungspunkte der Kollektoranschlüsse der Transistoren T5 bis T8 mit dem jeweils zugeordneten Lastwiderstand R3 bzw. R4 bilden den Ausgang der Gilbertzelle, der über Emitterfolger aus den Transistoren T9 bzw. T10 das Signal auskoppelt. Zwischen die Ausgangsanschlüsse der Gilbertzelle, also zwischen die Basisanschlüsse der Transistoren T9 und T10 sind die Kapazitäten C1 und C2 geschaltet, die in Verbindung mit der Gilbertzelle ein Tiefpaßfilter realisieren.

Die Differenzverstärkerstufe aus T1 und T2 sowie die AC- Kopplung mit Hilfe der Kapazitäten C1 und C10 des differentiellen Eingangssignals an den Klemmen I und IQ ermöglicht eine optimale Wahl des Arbeitspunktes der Gilbertzelle, der so eingestellt wird, daß sich an den Lastwiderständen R3 und R4 der größtmögliche Spannungshub ergibt. Dabei wird der DC- Arbeitspunkt der Transistoren T3 und T4 mit Hilfe der Stromquelle Q1 und des Stromspiegels SP sowie der Arbeitspunktwiderstände RA und RAQ eingestellt.

Die Lastwiderstände R3 und R4 der Gilbertzelle sind versorgungsspannungsseitig über eine Anordnung PD, die von der Stromquelle Q2 versorgt wird, an die Klemme VCC geschaltet. Die Anordnung PD kann die Anordnung stromlos schalten.

Die Ausgänge der Emitterfolger T9 und T10 sind über Entkoppelkondensatoren C3 und C4, die eine Hochpaßfilterung bewirken, an die Eingänge der Ausgangstreiberstufe AT geschaltet. Der Ausgangstreiber enthält die Transistoren T20 und T21 für die differentiellen Ausgangssignale des. Mischers M2. Die Emitter der Transistoren T20 und T21 sind über jeweilige Widerstände R23 und R24 mit einem Stromspiegel aus den Transistoren T31 und T32 verbunden. Der Verbindungspunkt des Widerstands R24 mit dem Transistor T32 ist mit den miteinander verbundenen Basen der Transistoren T33 bis T35 und über einen Widerstand R26 mit dem Bezugspotential VSS verbunden. Die Kollektoranschlüsse der Transistoren T33 bis T35 sind mit der Last R27 verbunden und bilden den Ausgang der Schaltung. Die insoweit beschriebene Treiberstufe übersetzt den Strom durch den Transistor T32 mit der Skalierung aus dem Flächenverhältnis der Transistoren T33 bis T35 zu T32 in den Laststrom, der an der Last R27 einen entsprechenden Spannungsabfall erzeugt. Die Optimierung der AC-gekoppelten Ausgangsstufe AT erfolgt mit Hilfe der Stromquelle SQ, die von der Stromquelle Q1 über den Stromspiegel SP gesteuert wird und einen vorgegebenen, vorzugsweise temperaturkonstanten Strom IK erzeugt. Der Strom IK speist den Knoten A, der über je einen Widerstand R20 bis R22 mit den Basisanschlüssen der Transistoren T20, T21 und T22 des Hilfskreises verbunden ist. Weiterhin ist der Kollektor von T22 mit dem Knoten A verbunden. Emitterseitig ist T22 über einen Widerstand R22 über einen als Diode geschalteten Transistor T30 mit der Klemme VSS verbunden.

Der vom Knoten A ausgehende Strompfad R22, T22, T25 und T30 bildet mit einer identischen Dimensionierung das Verhalten der Strompfade aus R20, T20, R23, T31 sowie R21, T21, R24 und T32 nach. Der in den Knoten A eingespeiste temperaturkonstante Strom IK abzüglich der Basisströme der Transistoren T20 bis T22 stellt den Kollektorstrom durch den Transistor T22 dar. Für die Ausgangsstufe AT ergibt sich somit eine Symmetrierung der Strom- und Spannungsverhältnisse bezüglich des Knotens A, so daß sich in den Transistoren T20 und T21 ebenfalls ein DC-Kollektorstrom entsprechend dem Kollektorstrom von T22 einstellt. Dieser Strom wird dann mit Hilfe des Stromspiegels aus T31 und T32 hochskaliert und in die Ausgangsspannung umgesetzt. Die Symmetrie des Ausgangstreibers AT bezüglich des Knotens A führt zu einem temperaturunabhängigen Verhältnis der Kollektorströme von T20 bis T22. Darüber hinaus werden Versorgungsspannungsänderungen gleichartig auf die Kollektor-Emitter-Spannungen der Transistoren T20 bis T22 abgebildet, was wiederum dazu führt, daß derartige Änderungen nahezu keinen Einfluß auf das Übersetzungsverhältnis der Kollektorströme haben.

Die Tiefpaßfilterung durch die Kondensatoren C1 und C2 am Ausgang der Gilbertzelle in Verbindung mit der Hochpaßfilterung durch die Koppelkondensatoren C3 und C4 am Eingang der Ausgangstreiberstufe AT realisiert eine Bandpaßfilterung des Nutzsignals.

Die beschriebene Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 besitzt den Vorteil, daß bei einer minimalen Versorgungsspannung von 2,7 V ein großer nutzbarer linearer Aussteuerbereich zur Verfügung steht, daß die Arbeitspunkteinstellung der Treibertransistoren T20 und T21 temperaturkompensiert ist und daß diese Transistoren T20 und T21 eine Kompensation von Versorgungsspannungsschwankungen in der Arbeitspunkteinstellung aufweisen. Gleichzeitig sind der Mischer M2 und der Ausgangstreiber AT DC-mäßig entkoppelt.

Mit Hilfe der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist es möglich, die Abhängigkeit der Ausgangsamplitude an der Ausgangsklemme O bezüglich der Temperatur, Versorgungsspannungsschwankungen sowie DC-Offsetspannungen am Mischerausgang, die durch statische oder dynamische Störgrößen erzeugt werden, deutlich zu verringern.


Anspruch[de]
  1. 1. Abtastschaltung, insbesondere für eine digitale Modulationseinrichtung, mit einer zwei Ausgangsanschlüsse aufweisenden Differenzverstärkerstufe und einer nachgeschalteten, DC-entkoppelten Ausgangsstufe mit zwei Eingangszweigen, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangszweige (T20, R23, T31; T21, R24, T32) der Ausgangsstufe (AT) durch je eine Kapazität (C3, C4) mit den zugeordneten Ausgangsanschlüssen (T9, T10) der Differenzverstärkerstufe (M2) gekoppelt sind und daß die Eingangszweige der Ausgangsstufe mit einem Hilfszweig (R22, T22, R25, T30), der von einem vorgegebenen Strom (IK) gespeist wird und der einem der Eingangszweige (R20, T20, R23, T31) entsprechend dimensioniert ist, symmetriert sind.
  2. 2. Abtastschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Hilfszweig und jeder der Eingangszweige in etwa gleich dimensioniert sind.
  3. 3. Abtastschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Hilfszweig einen Knotenpunkt (A) enthält, der mit dem Kollektor eines Hilfszweigtransistor (T22) und über je einen Widerstand (R20 bis R22) mit jeweils der Basis des Hilfszweigtransistors (T22) und eines Eingangstransistors (T20, T21) der beiden Eingangszweige der Ausgangsstufe verbunden ist und vom vorgegebenen Strom gespeist ist.
  4. 4. Abtastschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der vorgegebene Strom ein temperaturunabhängiger Konstantstrom ist.
  5. 5. Abtastschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangszweige Emitterfolger (T20, T21) enthalten, deren Strom mit einem Stromspiegel (T31, T32) in eine Ausgangstransistoranordnung mit Lastelement (T33 bis T35, R27) übersetzt wird.
  6. 6. Abtastschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnete daß die Signaleingangszweige (I, IQ) und die Signalausgangszweige (T9, T10) der Differenzverstärkerstufe durch Koppelkapazitäten (C1, C10; C3, C4) gleichspannungsmäßig entkoppelt sind.






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