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Dokumentenidentifikation DE19523433A1 09.01.1997
Titel Schaltungsanordnung zur Frequenzumsetzung
Anmelder TEMIC TELEFUNKEN microelectronic GmbH, 74072 Heilbronn, DE;
Daimler-Benz Aerospace Aktiengesellschaft, 80804 München, DE
Erfinder Hoffmann, Horst-Dieter, 82008 Unterhaching, DE
DE-Anmeldedatum 28.06.1995
DE-Aktenzeichen 19523433
Offenlegungstag 09.01.1997
Veröffentlichungstag im Patentblatt 09.01.1997
IPC-Hauptklasse H03D 7/16
IPC-Nebenklasse H03D 7/00   H03H 17/02   
Zusammenfassung Eine Schaltungsanordnung zur Frequenzumsetzung eines Eingangssignals mittels eines Taktsignals in ein frequenzumgesetztes Signal weist ein SC (switched capacitor)-Filter mit einem Filtereingang für das Eingangssignal, mit einem Takteingang für das Taktsignal und mit einem Filterausgang für das frequenzumgesetzte Signal auf. Das SC-Filter weist einen Tiefpaß-Durchlaßfrequenzbereich und mehrere doppelt so breite Umsetzfrequenzbänder mit der Taktsignalfrequenz oder einer Harmonischen der Taktsignalfrequenz als Bandmitte auf. Jede Eingangssignalfrequenz aus einem der Umsetzfrequenzbänder wird in den Tiefpaß-Durchlaßfrequenzbereich frequenzumgesetzt.

Beschreibung[de]

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus Eberhard Herter: Nachrichtentechnik, Hanser, München/Wien, 1981, S. 199 ff., bekannt. Bei der dort beschriebenen Schaltungsanordnung erfolgt die Frequenzumsetzung durch Multiplikation des Eingangssignals mit einem Taktsignal und durch anschließende Filterung des dadurch erhaltenen Signals. Die Multiplikation wird dabei üblicherweise mit einem analogen Multiplizierer durchgeführt. Derartige Multiplizierer sind insbesondere für Breitbandanwendungen teure Bauteile.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 anzugeben, die kostengünstig realisierbar ist, die breitbandtauglich ist, die einen geringen Intermodulations- und Rauschbeitrag liefert, deren Leistungsbedarf gering ist und deren Spiegelfrequenzunterdrückung hoch ist.

Die Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung weist ein erstes SC (switched capacitor)-Filter mit einem Filtereingang, mit einem Takteingang und mit einem Filterausgang auf. Das Eingangssignal liegt am Filtereingang, das erste frequenzumgesetzte Signal am Filterausgang und das Taktsignal, dessen Frequenz als Taktsignalfrequenz bezeichnet wird, am Takteingang des SC-Filters an. Das SC-Filter ist für Eingangssignale, deren Frequenzen kleiner als die halbe Taktsignalfrequenz sind, ein Tiefpaßfilter und weist somit einen Tiefpaß- Durchlaßfrequenzbereich mit einer von der Taktsignalfrequenz abhängigen Grenzfrequenz auf. Da es ein abgetastetes System ist, weist es in der Umgebung der Taktsignalfrequenz und deren Harmonischen Umsetzfrequenzbänder auf, deren Bandbreite gleich der doppelten Grenzfrequenz des Tiefpaß- Durchlaßfrequenzbereiches ist. Die Taktsignalfrequenz bzw. deren Harmonische, d. h. deren ganzzahlige Vielfache, liegen dabei jeweils in der Bandmitte eines Umsetzfrequenzbandes. Jedes Eingangssignal mit einer Eingangssignalfrequenz aus einem dieser Umsetzfrequenzbänder wird am Filterausgang als frequenzumgesetztes Signal bereitgestellt. Die Frequenzumsetzung erfolgt dabei immer in den Tiefpaß-Durchlaßfrequenzbereich, d. h. in das Basisfrequenzband. Die Schaltungsanordnung kann demnach mit dem gleichen Taktsignal Eingangssignale aus unterschiedlichen Frequenzbereichen in das Basisfrequenzband umsetzen, ohne daß hierzu eine Umsetzung in ein Zwischenfrequenzband erforderlich ist. Vorteilhafterweise wird das Taktsignal so gewählt, daß die Eingangssignalfrequenz in einem Umsetzfrequenzband um eine Harmonische der Taktsignalfrequenz, beispielsweise um die doppelte Taktsignalfrequenz, liegt. Auf diese Weise wird eine hohe Taktsignal-Eingangssignal-Isolation, d. h. eine hohe Unterdrückung der Einkopplung des Taktsignals in einen das Eingangssignal bereitstellenden Eingangskreis erreicht. Da SC-Filter auch mit hohen Filtergraden in einen Halbleiterchip integrierbar sind, sind mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung Demodulatoren mit hoher Frequenzselektivität und somit mit hoher Spiegelfrequenzunterdrückung kostengünstig herstellbar.

Die Schaltungsanordnung weist vorzugsweise ein in der gleichen Art wie das erste SC-Filter ausgeführtes zweites SC-Filter auf, an dessen Filterausgang ein zweites frequenzumgesetztes Signal ansteht. Den Takteingängen der beiden SC-Filter wird dabei das gleiche Taktsignal und dem Filtereingang des zweiten SC-Filters ein gegenüber dem Eingangssignal mittels einer Aufteilstufe um 90° phasenverschobenes Signal zugeführt. Die Takteingänge der beiden SC-Filter sind mit einem Oszillatorausgang eines steuerbaren Oszillators verbunden, welcher zur Einstellung der Frequenz und der Phase des Taktsignals einen Steuereingang aufweist, der über einen als analoges Filter ausgeführten Tiefpaß mit einem Detektorausgang eines Phasendetektors verbunden ist. Der Phasendetektor weist zwei Detektoreingänge auf, die vorzugsweise über jeweils eine Verstärkerstufe mit dem Filterausgang von jeweils einem der beiden SC-Filter verbunden sind. Am Steuereingang des steuerbaren Oszillators liegt demnach ein Steuersignal an, das aus dem ersten und dem zweiten frequenzumgesetzten Signal abgeleitet wird.

Mit dieser Schaltungsanordnung ist ein amplitudenmoduliertes oder schwach phasenmoduliertes Eingangssignal synchron demodulierbar. Bei einer synchronen Demodulation, auch kohärente Demodulation genannt, wird ein Eingangssignal, das durch Modulation mit einem Trägersignal erzeugt wurde, mit einem Taktsignal demoduliert, dessen Frequenz und Phase gleich der Frequenz und Phase des Trägersignals sind. Der Phasendetektor, der Tiefpaß und der steuerbare Oszillator bilden einen Regelkreis, der das Taktsignal mit dem Trägersignal synchronisiert. Dabei werden, falls das Eingangssignal Frequenzen aus dem die Taktsignalfrequenz enthaltenden Umsetzfrequenzband, d. h. aus dem Umsetzfrequenzband der Taktsignalfrequenz enthält, Frequenz und Phase des Taktsignals so geregelt, daß sie gleich der Frequenz und Phase des Trägersignals sind. Falls das Eingangssignal Frequenzen aus einem Umsetzfrequenzband enthält, dessen Bandmitte eine Harmonische des Taktsignals ist, werden hingegen Frequenz und Phase dieser Harmonischen so geregelt, daß sie gleich der Frequenz und Phase des Trägersignals sind. Die Schaltungsanordnung eignet sich, da das Taktsignal aus den Frequenzanteilen der Seitenbänder des Eingangssignals generiert wird, vorzüglich zur Demodulation eines Zweiseltenbandsignals mit unterdrücktem Trägersignal.

In einer bevorzugten ersten Weiterbildung der Schaltungsanordnung ist zwischen dem Oszillatorausgang des Oszillators und den Takteingängen der SC- Filter ein Frequenzteiler geschaltet, der vorteilhafterweise programmierbar ausgeführt ist. Mit einem derartigen Frequenzteiler lassen sich, da die Grenzfrequenzen der beiden SC-Filter von der Taktsignalfrequenz abhängen, die Bandbreite der Tiefpaß-Durchlaßfrequenzbereiche und der Umsetzfrequenzbänder der SC-Filter auf einfache Weise durch Ändern des Teilerverhältnisses des Frequenzteilers umschalten. Das erste und das zweite frequenzumgesetzte Signal sind demnach auf eine durch das Teilerverhältnis des Frequenztellers veränderbare Bandbreite bandbegrenzt.

Diese Schaltungsanordnung läßt sich vorteilhafterweise um zwei Phasenschieber und eine Summations-/Subtraktionsanordnung erweitern, mit welchen die Frequenzanteile aus dem einen Seiten band des Eingangssignals nach der sogenannten Phasenmethode unterdrückt werden. Die beiden frequenzumgesetzten Signale werden dabei über jeweils einen der beiden Phasenschieber, von denen der eine eine um 90° größere Phasenverschiebung des ihm zugeführten Signals bewirkt als der andere, zu jeweils einem Eingang der Summations-/Subtraktionsanordnung geführt. Die Summations- /Substraktionsanordnung liefert dabei als Ausgangssignal die Summe und/ oder Differenz der ihr zugeführten Signale, wobei die Summe das eine demodulierte Seitenband und die Differenz das andere demodulierte Seitenband des Eingangssignals darstellt.

In einer bevorzugten zweiten Weiterbildung der Schaltungsanordnung werden die Phasenschieber und die Summations-/Subtraktionsanordnung sowie der Frequenzteiler nicht mehr benötigt. Der Oszillatorausgang ist dabei direkt mit den Takteingängen der beiden SC-Filter verbunden. Die Schaltungsanordnung weist einen Modulator/Demodulator mit einem ersten Eingang, an dem das Eingangssignal an liegt, mit einem zweiten Eingang, an dem ein Überlagerungssignal anliegt, und mit einem Ausgang, an dem ein mit dem Überlagerungssignal synchron frequenzumgesetztes Ausgangssignal ansteht, auf. Das Überlagerungssignal wird dabei mittels eines Frequenzsynthetisierers aus dem vom steuerbaren Oszillator bereitgestellten Taktsignal gebildet. Der Modulator/Demodulator kann hierbei in bekannter Weise als ein Mischer mit nachgeschaltetem Filter oder als ein drittes SC-Filter ausgeführt sein. An den steuerbaren Oszillator werden hierbei geringe Anforderungen bzgl. seiner Breitbandtauglichkeit gestellt, da er nicht die Trägerfrequenz des Eingangssignals, sondern lediglich eine Subharmonische dieser Trägerfrequenz bereitstellen muß. Derartige Oszillatoren, die nur über eine geringe Bandbreite steuerbar sind, sind kostengünstig und mit sehr guter Genauigkeit herstellbar.

Die Erfindung wird im folgenden anhand der Fig. 1 bis 4 näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines SC-Filters,

Fig. 2 den Frequenzgang des SC-Filters aus Fig. 1,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Synchrondirektempfängers, und

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines weiteren Synchrondirektempfängers.

Fig. 1 zeigt das erste SC-Filter SC als einfaches Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung zur Frequenzumsetzung. Das Eingangssignal e wird dem Filtereingang SCe und das Taktsignal t dem Takteingang SCt des als Tiefpaßfilter ausgeführten SC-Filters SC zugeführt. Das erste frequenzumgesetzte Signal i wird am Filterausgang SCa bereitgestellt.

Fig. 2 zeigt eine schematische, nicht maßstäbliche Darstellung des Frequenzgangs des SC-Filters SC aus Fig. 1. Dabei ist die mit Fi bezeichnete Filterfunktion die Übertragungsfunktion des als Tiefpaßfilter ausgeführten SC- Filters SC und die mit Fe bezeichnete Filterfunktion die Übertragungsfunktion, die man durch Zurückrechnen der Frequenzumsetzung für das SC-Filter SC erhält. Da das SC-Filter SC ein abgetastetes System ist, weist die Filterfunktion Fe, wenn die Eingangssignalfrequenz fe des Eingangssignals e nicht bandbegrenzt wird, mehrere Durchlaßbereiche auf, deren Lage und Breite von der Taktsignalfrequenz ft abhängen. Der erste Durchlaßbereich DB ist ein Tiefpaß-Durchlaßfrequenzbereich und entspricht somit der Übertragungsfunktion eines Tiefpasses mit der Grenzfrequenz fg jeder der weiteren Durchlaßbereiche UB&sub1; . . . UBn ist ein Bandpaß-Durchlaßbereich, dessen Bandmitte gleich der Taktsignalfrequenz ft bzw. einer Harmonischen 2t . . . nft der Taktsignalfrequenz ft ist und dessen Bandbreite doppelt so groß wie die Grenzfrequenz fg ist. Die Durchlaßbereiche UB&sub1; . . . UBn entsprechen dabei dem um die Taktsignalfrequenz ft bzw. um eine Harmonische 2ft . . . . . nft der Taktsignalfrequenz ft verschobenen und an der Taktsignalfrequenz ft bzw. an deren Harmonischen 2ft . . . nft gespiegelten Tiefpaß-Durchlaßfrequenzbereich DB. Da jedes Eingangssignal e mit einer Eingangssignalfrequenz fe aus einem der Durchlaßbereiche UB&sub1; . . . UBn durch das SC-Filter SC nicht nur gefiltert, sondern gleichzeitig auch in das Basisfrequenzband - das ist das durch 0 Hz und durch die halbe Taktsignalfrequenz ft begrenzte Frequenzband - frequenzumgesetzt wird, werden die Durchlaßbereiche UB&sub1; . . . UBn im folgenden als Umsetzfrequenzbänder bezeichnet. Wegen der Frequenzumsetzung weist das am Filterausgang SCa bereitgestellte erste frequenzumgesetzte Signal i gemäß der Filterfunktion Fi keine Frequenzanteile auf, die außerhalb des Tiefpaß-Durchlaßfrequenzbereiches DB liegen. Zwischen der Grenzfrequenz fg und der Taktsignalfrequenz ft besteht ein festes Verhältnis, folglich ist die Lage und die Breite der Umsetzfrequenzbänder UB&sub1; . . . UBn sowie die Breite des Tiefpaß-Durchlaßfrequenzbereiches DB über das Taktsignal t auf einfache Weise variierbar. Da das SC-Filter SC mehrere Umsetzfrequenzbänder UB&sub1; . . . UBn aufweist, lassen sich mit demselben Taktsignal t amplitudenmodulierte Eingangssignale e aus unterschiedlichen Frequenzbändern in das Basisfrequenzband umsetzen, ohne daß hierzu eine Änderung der Taktsignalfrequenz ft oder eine Frequenzumsetzung des Eingangssignals e in ein Zwischenfrequenzband erforderlich wäre.

Fig. 3 zeigt das Blockschaltbild eines Synchrondirektempfängers zum Empfang von Mittelwellen- oder Langwellen-Rundfunksendungen, bei dem, um insbesondere den Empfang von schwachen und/oder gestörten Sendesignalen zu optimieren, die Bandbreite des empfangenen Sendesignals begrenzt und/oder ein Seiten band des empfangenen Sendesignals unterdrückt werden kann.

Die Sendesignale werden über die Antenne ANT der Vorselektionsstufe VS zugeführt, die nur das Sendesignal eines Senders durchläßt und dieses als Eingangssignal e am Signaleingang E bereitstellt. Die Selektion des gewünschten Sendesignals, d. h. die Einstellung des Durchlaßfrequenzbereichs der Vorselektionsstufe VS, erfolgt dabei über das dem Selektionseingang C zugeführte Selektionssignal c.

Das Eingangssignal e wird vom Signaleingang E über die Aufteilstufe D dem Filtereingang SCe des ersten SC-Filters SC zugeführt. Die Aufteilstufe D liefert des weiteren ein gegenüber dem Eingangssignal e um 90° phasenverschobenes Signal e&min;, welches dem Filtereingang SCe des zweiten SC-Filters SC&min; zugeführt wird. Die beiden SC-Filter SC, SC&min; sind beide in der gleichen Art als Filter höherer Ordnung mit steiler Filterflanke ausgeführt. Am Filterausgang SCa&min; des zweiten SC-Filters SC&min; wird dann das zweite frequenzumgesetzte Signal q als ein weiteres frequenzumgesetztes Signal bereitgestellt. Das am Filterausgang SCa des ersten SC-Filters SC bereitgestellte erste frequenzumgesetzte Signal i wird über die Verstärkerstufe V dem ersten Detektoreingang PDe des Phasendetektors PD zugeführt und das am Filterausgang SCe¹ des zweiten SC-Filters SC&min; bereitgestellte zweite frequenzumgesetzte Signal q wird über die Verstärkerstufe V&min; dem zweiten Detektoreingang PDe&min; des Phasendetektors PD zugeführt. Der Detektorausgang PDa des Phasendetektors PD ist über den Tiefpaß TP mit dem Steuereingang OSCe des steuerbaren Oszillators OSC verbunden. Der zweite Steuereingang OSCe&min; des Oszillators OSC ist an den Selektionseingang c angeschlossen und dient zur Grobeinstellung der Frequenz des steuerbaren Oszillators OSC. Der Oszillatorausgang OSCa ist über den Frequenzteiler FD mit den Takteingängen SCt und SCt&min; der beiden SC-Filter Sc und SC&min; verbunden. Die Detektoreingänge PDe, PDe&min; des als Gilbert-Zelle oder 4-Quadranten-Multiplizierer ausgeführten Phasendetektors PD sind über den ersten Phasenschieber PS bzw. über den zweiten Phasenschieber PS&min; mit dem ersten Eingang Se bzw. mit dem zweiten Eingang Se&min; der Summations-/Subtraktionsanordnung S verbunden. Die Aufteilstufe D, die beiden SC-Filter SC und SC&min;, die beiden Verstärkerstufen V und V&min;, der Phasendetektor PD, der Tiefpaß TP, der Oszillator OSC und der Frequenzteiler FD bilden zusammen einen synchronen Demodulator, der sich das zur Demodulation erforderliche Taktsignal t aus den Frequenzanteilen der Seitenbänder des Eingangssignals e selbst erzeugt. Da das Trägersignal des amplitudenmodulierten Eingangssignals e zur Erzeugung des Taktsignals t nicht benötigt wird, lassen sich somit auch Eingangssignale e mit unterdrücktem Trägersignal demodulieren. Der Phasendetektor PD, der Tiefpaß TP, der Oszillator OSC und der Frequenzteiler FD bilden, da die an den Filterausgängen SCa, SCa&min; der beiden SC-Filter SC, SC&min; bereitgestellten frequenzumgesetzten Signale i und q über die Verstärkerstufen V bzw. V&min;, über den Phasendetektor PD, über den Tiefpaß TP, über den steuerbaren Oszillator OSC und über den Frequenzteiler FD zu den Takteingängen SCt, SCt&min; rückgekoppelt werden, einen Regelkreis, der die Frequenz und die Phase des Taktsignals t mit dem Trägersignal des Eingangssignals e synchronisiert. Bei eingerastetem Regelkreis, d. h. falls das Taktsignal t und das Trägersignal des Eingangssignals e synchronisiert sind, ist das erste frequenzumgesetzte Signal 1 maximal, das zweite frequenzumgesetzte Signal q ist wegen der 90°-Phasenverschiebung des dem zweiten SC-Filters SC&min; zugeführten Signals e&min; hingegen gleich Null. Bei nicht eingerastetem Regelkreis ist das zweite frequenzumgesetzte Signal q ungleich Null. Es ist bei kleinen Phasendifferenzen zwischen dem Taktsignal t und dem Trägersignal des Eingangssignals e proportional zu dieser Phasendifferenz; das erste frequenzumgesetzte Signal i wird durch diese Phasendifferenz hingegen nur geringfügig verändert. Der Phasendetektor PD und der Tiefpaß TP erzeugen aus den frequenzumgesetzten Signalen 1 und q ein Steuersignal s, das dem Steuereingang OSCe des Oszillators OSC zugeführt wird. Der Oszillator OSC minimiert aufgrund dieses Steuersignals s die Phasendifferenz zwischen Taktsignal t und Trägersignal des Eingangssignals e. Dabei wird, falls die Trägerfrequenz des Eingangssignals e im ersten Umsetzfrequenzband UB&sub1;, d. h. im Umsetzfrequenzband der Taktsignalfrequenz ft liegt, die Phasendifferenz und die Frequenzdifferenz zwischen dem Taktsignal t und dem Trägersignal des Eingangssignals e auf den Wert Null geregelt, falls die Trägerfrequenz des Eingangssignals e in einem der weiteren Umsetzfrequenzbänder UB&sub2; . . . UBn, d. h. in einem Umsetzfrequenzband einer Harmonischen der Taktsignalfrequenz ft liegt, wird hingegen die Phasendifferenz und die Frequenzdifferenz zwischen dieser Harmonischen und dem Trägersignal des Eingangssignals e auf den Wert Null geregelt.

Die Schaltungsanordnung ist, um zu verhindern, daß das Taktsignal t durch parasitäre Effekte zum Eingangssignal e eingekoppelt und durch Selbstmischung in das Basisfrequenzband frequenzumgesetzt wird, so dimensioniert, daß die Trägerfrequenz des Eingangssignals e doppelt so groß wie die Frequenz des vom Oszillator OSC am Oszillatorausgang OSCa bereitgestellten Signals ist.

Der Frequenzteiler FD ist programmierbar ausgeführt und kann die Frequenz des vom Oszillator gelieferten Signals im Verhältnis 1:n mit n = 1, 2 oder 4 herunterteilen. Er weist zur Einstellung des Teilerverhältnisses einen mit dem Bandbegrenzungseingang B verbundenen Eingang auf, an dem das Bandbegrenzungssignal b als digitales Datenwort an liegt. Das gewünschte Teilerverhältnis kann alternativ auch über eine Schaltvorrichtung eingestellt werden. Da die Grenzfrequenz fg der beiden SC-Filter SC, SC&min; von der Taktsignalfrequenz ft abhängt - im vorliegenden Beispiel ist die Grenzfrequenz fg 50 mal kleiner als die Taktsignalfrequenz ft - kann die Bandbreite der frequenzumgesetzten Signale i und q durch Variation des Teilerverhältnisses des Frequenzteilers FD auf einfache Weise verändert werden. Wenn beispielsweise die Trägerfrequenz des Eingangssignals e 801 kHz beträgt und die vom Oszillator OSC gelieferte Frequenz 400,5 kHz beträgt, erhält man für ein Teilerverhältnis von 1 : 1 eine Taktsignalfrequenz ft von 400,5 kHz und eine Bandbreite fg von rund 8 kHz, für ein Teilerverhältnis von 1 : 2 eine Taktsignalfrequenz ft von 200,25 kHz und eine Bandbreite fg von rund 4 kHz und für ein Teilerverhältnis von 1 : 4 eine Taktsignalfrequenz ft von 100,125 kHz und eine Bandbreite fg von rund 2 kHz. Durch die Bandbegrenzung läßt sich somit der Empfang von schwachen oder gestörten Rundfunksendungen verbessern.

Eine weitere Verbesserungsmöglichkeit ergibt sich durch die Unterdrückung eines, beispielsweise durch ein anderes Sendesignal gestörten Seitenbandes des Eingangssignals e. Hierzu wird das erste frequenzumgesetzte Signal i über den als 90°-Phasenschieber ausgeführten ersten Phasenschieber PS dem ersten Eingang Se der Summations-/Subtraktionsanordnung S zugeführt und das zweite frequenzumgesetzte Signal q über den als Verbindungsleitung, d. h. als 0°-Phasenschieber ausgeführten zweiten Phasenschieber PS&min; dem zweiten Eingang Se der Summations-/Subtraktionsanordnung S zugeführt. Die Summations-/Subtraktionsanordnung S weist zwei mit den Signalausgängen A bzw. A&min; verbundene Ausgänge auf, an denen die Ausgangssignale a bzw. a&min; anstehen. Das Ausgangssignal a entspricht der Summe und das Ausgangssignal a&min; der Differenz der den Eingängen Se, Se&min; der Summations-/Subtraktionsanordnung S zugeführten Signale i&min; und q&min;. Das Ausgangssignal a enthält dabei nur Frequenzanteile aus dem einen Seltenband und das Ausgangssignal a&min; nur Frequenzanteile aus dem anderen Seiten band des Eingangssignals e. Die Summations-/Subtraktionsanordnung S kann alternativ, insbesondere wenn beide Seitenbänder des Eingangssignals e die gleiche Information enthalten, umschaltbar ausgeführt sein, wobei sie je nach Schaltzustand entweder eine Summation oder eine Subtraktion durchführt. Sie weist in diesem Fall nur einen mit dem Signalausgang A verbundenen Ausgang auf, an dem das Ausgangssignal a ansteht.

Die Frequenzanteile aus einem Seiten band des Eingangssignals e werden durch die von der Summations-/Subtraktionsanordnung S durchgeführte Summation bzw. Subtraktion aus folgendem Grunde unterdrückt: die beiden frequenzumgesetzten Signale i und q enthalten Frequenzanteile aus beiden Seitenbändern des Eingangssignals e. Aufgrund der 90°-Phasenverschiebung durch die Aufteilstufe D sind die Frequenzanteile der frequenzumgesetzten Signale i und q, die aus dem einen Seiten band des Eingangssignals e stammen, gegeneinander um +90° und die Frequenzanteile, die aus dem anderen Seiten band stammen, gegeneinander um -90° phasenverschoben. Der erste Phasenschieber PS bewirkt dann, daß die vom einen Seltenband des Eingangssignals e stammenden Frequenzanteile der der summations-/Subtraktionsanordnung S zugeführten Signale i&min;, q&min; gegeneinander um 0° und die vom anderen Seitenband stammenden Frequenzanteile gegeneinander um 180° phasenverschoben sind. Die gegeneinander um 0° phasenverschobenen Frequenzanteile werden dabei durch Subtraktion und die gegeneinander um 180° phasenverschobenen Anteile durch Summation unterdrückt.

Der in Fig. 4 gezeigte Synchrondirektempfänger ist ähnlich aufgebaut. Die Antenne ANT ist wiederum über die Vorselektionsstufe VS mit dem Eingang der Aufteilstufe D, an dem das Eingangssignal e an liegt, verbunden; die Ausgänge der Aufteilstufe D sind ebenfalls über jeweils einen der beiden SC-Filter SC bzw. SC&min; und über jeweils eine der beiden Verstärkerstufen V bzw. V&min; mit jeweils einem der beiden Detektoreingänge PDe bzw. PDe&min; des Phasendetektors PD verbunden; der Detektorausgang PDa des Phasendetektors PD ist über den Tiefpaß TP und über den Oszillator OSC mit den Takteingängen SCt, SCt&min; der beiden SC-Filter SC, SC&min; verbunden. Der Signaleingang E ist mit dem ersten Eingang SCe&min;&min; des Modulators/Demodulators SC&min;&min; verbunden, der Oszillatorausgang OSCa des steuerbaren Oszillators OSC ist über den Frequenzsynthetisierer FS mit dem zweiten Eingang SCt&min;&min; des Modulators/Demodulators SC&min;&min; verbunden und der Ausgang SCa&min;&min; des Modulators/Demodulators SC&min;&min; ist mit dem Signalausgang A&min;&min;, an dem das Ausgangssignal a&min;&min; an liegt, verbunden.

Der Schaltungsteil mit der Aufteilstufe D, mit den SC-Filtern SC und SC&min;, mit den Verstärkerstufen V und V&min;, mit dem Phasendetektor PD, mit dem Tiefpaß TP und mit dem Oszillator OSC dient lediglich zur Erzeugung des zum Trägersignal des Eingangssignals e synchronisierten Taktsignals t. Die Regelung des Taktsignals t wird in der gleichen Art wie im Ausführungsbeispiel aus der Fig. 3 durchgeführt, wenn das Teilerverhältnis des dortigen Frequenzteilers FD auf den Wert 1 : 1 eingestellt wird.

Die Taktsignalfrequenz ft beträgt, da sie gleich dem Frequenzraster von Langwellen- und Mittelwellen-Rundfunksendungen ist, 9 kHz. Demzufolge haben die beiden SC-Filter SC, SC&min; um jede durch 9 kHz teilbare Frequenz einen Durchlaßbereich der Breite 2fg. Die Grenzfrequenz fg der beiden SC- Filter SC, SC&min; ist im vorliegenden Beispiel 20 bis 30 mal kleiner als die Taktsignalfrequenz ft, die Grenzfrequenz fg liegt demnach im Bereich von 300 Hz bis 450 Hz. Die beiden SC-Filter SC, SC&min; sind, da ihre Umsetzfrequenzbänder UB&sub1; . . . UBn wesentlich schmäler als die Bandbreite des Eingangssignals e sind, und da demzufolge keine steilen Filterflanken erforderlich sind, als Filter zweiter Ordnung ausgebildet. Die frequenzumgesetzten Signale i und q werden in den Verstärkerstufen V bzw. V&min; stark verstärkt, so daß trotz der schmalen Umsetzfrequenzbänder UB&sub1; . . . UBn ausreichende Frequenzanteile aus den Seitenbändern des Eingangssignals e dem Phasendetektor PD zur Regelung des Taktsignals t zugeführt werden. Das zum Trägersignal des Eingangssignals e synchronisierte Taktsignal t wird dem Referenzeingang FSe des Frequenzsynthetisierers FS zugeführt, der daraus das Überlagerungssignal o bildet. Dem Frequenzsynthetisierer FS wird zur Frequenzeinstellung des Überlagerungssignals o das am Selektionseingang C bereitgestellte Selektionssignal c, das auch zur Einstellung des Durchlaßfrequenzbereiches der Vorselektionsstufe VS dient, zugeführt, so daß das am Synthetisiererausgang FSa anstehende Überlagerungssignal o zum Trägersignal des Eingangssignals e synchronisiert ist. Der Modulator/Demodulator SC&min;&min; kann als ein mit einem dritten SC-Filter realisierter synchroner Demodulator ausgeführt sein - sein erster und zweiter Eingang SCe&min;&min; und SCt&min;&min; sind dann als Filtereingang bzw. als Takteingang und sein Ausgang SCa&min;&min; als Filterausgang ausgebildet -, er kann als Mischer M mit nachgeschaltetem Filter F ausgeführt sein - seine Eingänge SCe&min;&min; und SCt&min;&min; sind dann als Eingänge Me bzw. Me&min; des Mischers M und sein Ausgang SCa&min;&min; als Ausgang Fa des Filters F ausgebildet -, er kann aber auch als ein Modulator/Demodulator, der ein Seiten band des Eingangssignals e, beispielsweise nach der Phasenmethode, unterdrückt, ausgeführt sein.


Anspruch[de]
  1. 1. Schaltungsanordnung zur Frequenzumsetzung, durch die ein an einem Signaleingang (E) anliegendes Eingangssignal (e) mittels eines Taktsignals (t) mit einer bestimmten Taktsignalfrequenz (ft) in ein erstes frequenzumgesetztes Signal (i) umgesetzt wird, dadurch gekennzeichnet,
    1. - daß die Schaltungsanordnung ein erstes SC (switched capacitor)- Filter (SC) mit einem mit dem Signaleingang (E) verbundenen Filtereingang (SCe), mit einem Filterausgang (SCa), an dem das erste frequenzumgesetzte Signal (i) ansteht, und mit einem Takteingang (SCt), an dem das Taktsignal (t) an liegt, aufweist,
    2. - daß das erste SC-Filter (SC) als Tiefpaßfilter mit einem Tiefpaß- Durchlaßfrequenzbereich (DB) mit einer von der Taktsignalfrequenz (ft) abhängigen Grenzfrequenz (fg) und mit mehreren Umsetzfrequenzbändern (UB&sub1; . . . UBn) mit der Taktsignalfrequenz (ft) bzw. mit einer Harmonischen (2ft . . . nft) der Taktsignalfrequenz (ft) als Bandmitte und der doppelten Frequenz (2fg) der Grenzfrequenz (fg) als Bandbreite ausgeführt ist, und
    3. - daß die Taktsignalfrequenz (ft) so gewählt ist, daß der Frequenzbereich des Eingangssignals (e) innerhalb eines der Umsetzfrequenzbänder (UB&sub1; . . . UBn) und der Frequenzbereich des ersten frequenzumgesetzten Signals (i) Innerhalb des Tiefpaß-Durchlaßfrequenzbereiches (DB) liegt.
  2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie ein zum ersten SC-Filter (SC) gleichartiges zweites SC-Filter (SC&min;) aufweist, an dessen Filtereingang (SCe&min;) ein mittels einer Aufteilstufe (D) gegenüber dem Eingangssignal (e) um 90° phasenverschobenes Signal (e&min;) an liegt, an dessen Takteingang (SCt&min;) das Taktsignal (t) an liegt und an dessen Filterausgang (SCa&min;) ein zweites frequenzumgesetztes Signal (q) an liegt.
  3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung des Taktsignals (t) ein steuerbarer Oszillator (OSC) vorgesehen ist, der einen mit den Takteingängen (SCt, SCt&min;) der beiden SC-Filter (SC, SC&min;) verbundenen Oszillatorausgang (OSCa) und einen Steuereingang (OSCe) zur Einstellung der Frequenz und der Phase des Taktsignals (t) aufweist.
  4. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Ansteuerung des steuerbaren Oszillators (OSC) ein Phasendetektor (PD) vorgesehen ist, der einen mit dem Filterausgang (SCa) des einen SC-Filters (SC) verbundenen ersten Detektoreingang (PDe), einen mit dem Filterausgang (SCa&min;) des zweiten SC-Filters (SC&min;) verbundenen zweiten Detektoreingang (PDe&min;) und einen mit dem Steuereingang (OSCe) des steuerbaren Oszillators (OSC) verbundenen Detektorausgang (PDa) aufweist.
  5. 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Detektorausgang (PDa) des Phasendetektors (PD) über einen Tiefpaß (TP) mit dem Steuereingang (OSCe) des steuerbaren Oszillators (OSC) verbunden ist.
  6. 6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterausgänge (SCa, SCa&min;) der SC-Filter (SC, SC&min;) über jeweils eine Verstärkerstufe (V, V&min;) mit dem jeweiligen Detektoreingang (PDe, PDe&min;) des Phasendetektors verbunden sind.
  7. 7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Oszillator (OSC) einen zweiten Steuereingang (OSCe&min;) zur Grobeinstellung der Taktsignalfrequenz (ft) aufweist.
  8. 8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillatorausgang (OSCa) des steuerbaren Oszillators (OSC) über einen programmierbaren Frequenzteiler (FD) mit den Takteingängen (SCt, SCt&min;) der beiden SC-Filter (SC, SC&min;) verbunden ist.
  9. 9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß
    1. - der erste Detektoreingang (PDe) des Phasendetektors (PD) über einen ersten Phasenschieber (PS) mit einem ersten Eingang (Se) einer Summations-/Subtraktionsanordnung (S) verbunden ist,
    2. - der zweite Detektoreingang (PDe&min;) des Phasendetektors (PD) über einen zweiten Phasenschieber (PS&min;) mit einem zweiten Eingang (Se&min;) der Summations-/Substraktionsanordnung (S) verbunden ist, wobei die vom ersten Phasenschieber (PS) bewirkte Phasenverschiebung um 90° größer als die vom zweiten Phasenschieber (PS&min;) bewirkte Phasenverschiebung ist,
    3. - die Summations-/Subtraktionsanordnung (S) einen Signalausgang (A) aufweist, an dem ein Ausgangssignal (a) ansteht, das die Summe/Differenz der an den Eingängen (Se, Se&min;) der Summations-/Subtraktionsanordnung (S) anliegenden Signale (i&min;, q&min;) darstellt.
  10. 10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Summations-/Substraktionsanordnung (5) umschaltbar ist und in Abhängigkeit ihres Schaltzustandes entweder eine Summation oder eine Subtraktion durchführt.
  11. 11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Summations-/Subtraktionsanordnung (S) einen weiteren Signalausgang (A&min;) aufweist, an dem ein weiteres Ausgangssignal (a&min;) ansteht, wobei das eine Ausgangssignal (a) die Summe der an den Eingängen (Se, Se&min;) der Summations-/Subtraktionsanordnung (S) anliegenden Signale (i&min;, q&min;) und das andere Ausgangssignal (a&min;) die Differenz der an den Eingängen (Se, Se&min;) der Summations-/Subtraktionsanordnung (S) anliegenden Signale (i&min;, q&min;) darstellt.
  12. 12. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß der eine Phasenschieber (PS) als 90°-Phasenschieber und der andere Phasenschieber (PS&min;) als Verbindungsleitung ausgeführt ist.
  13. 13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 4 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung eines Überlagerungssignals (o) zur Frequenzumsetzung des Eingangssignal (e) in ein an einem Signalausgang (A&min;&min;) anstehendes Ausgangssignal (a&min;&min;) ein Frequenzsynthetisierer (FS) mit einem mit dem Oszillatorausgang (OSCa) des steuerbaren Oszillators (OSC) verbundenen Referenzeingang (FSe) und mit einem Synthetisiererausgang (FSa), an dem das Überlagerungssignal (o) ansteht, vorgesehen ist.
  14. 14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß zur Frequenzumsetzung des Eingangssignals (e) in das Ausgangssignal (a&min;&min;) ein Modulator/Demodulator (SC&min;&min;) mit einem mit dem Signaleingang (E) verbundenen ersten Eingang (SCe&min;&min;), mit einem mit dem Synthetisiererausgang (FSa) verbundenen zweiten Eingang (SCt&min;&min;) und mit einem mit dem Signalausgang (A&min;&min;)verbundenen Ausgang (SCa&min;&min;) vorgesehen ist.
  15. 15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulator/Demodulator (SC&min;&min;) als SC-Filter ausgeführt ist, wobei die Eingänge (SCe&min;&min;, SCt&min;&min;) des Modulators/Demodulators (SC&min;&min;) als Filtereingang bzw. Takteingang ausgebildet sind und der Ausgang (SCa&min;&min;) des Modulators/Demodulators (SC&min;&min;) als Filterausgang ausgebildet ist.
  16. 16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulator/Demodulator (SC&min;&min;) als Mischer (M) mit nachgeschaltetem Filter (F) ausgeführt ist, wobei die Eingänge (SCe&min;&min;, SCt&min;&min;) des Modulators/Demodulators (SC&min;&min;) als zwei Mischereingänge (Me, Me&min;) ausgebildet sind und der Ausgang (SCa&min;&min;) des Modulators/Demodulators (SC&min;&min;) als Ausgang (Fa) des nachgeschalteten Filters (F) ausgebildet ist.
  17. 17. Verwendung einer Schaltungsanordnung nach einem der vorherigen Ansprüche zur synchronen Demodulation eines amplitudenmodulierten Eingangssignals (e).
  18. 18. Verwendung einer Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 12 zur synchronen Demodulation eines Seitenbandes eines amplitudenmodulierten Eingangssignals (e).






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