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Dokumentenidentifikation DE4410030C2 29.10.1998
Titel Rauscharmer, aktiver Mischer
Anmelder Hewlett-Packard Co., Palo Alto, Calif., US
Erfinder Nguyen, Nhat M., San Jose, Calif., US
Vertreter Schoppe, F., Dipl.-Ing.Univ., Pat.-Anw., 81479 München
DE-Anmeldedatum 23.03.1994
DE-Aktenzeichen 4410030
Offenlegungstag 05.01.1995
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 29.10.1998
Veröffentlichungstag im Patentblatt 29.10.1998
IPC-Hauptklasse H03C 1/54

Beschreibung[de]

Diese Erfindung bezieht sich auf aktive Signalmischschaltungen und insbesondere auf einen doppelt abgestimmten aktiven Mischer, dem eine Gilbert-Zelle zugrundeliegt, mit einem rauscharmen Verhalten und einer Schmalbandeingangsimpedanzanpassung.

Eine Mischerschaltung (manchmal als "Modulator" bezeichnet) schafft ein Ausgangssignal bei einer Frequenz oder bei Frequenzen, die von den Frequenzen der zwei oder mehr Eingangssignale abhängig sind.

Ein typischer Breitband-, doppelter abgestimmter Mischer, hat zwei angepaßte Differentialtransistorpaare, die durch eine geeignete Vorspannungsschaltung vorgespannt sind. Diese Differentialpaare sind mit einem Lokaloszillatoreingang Basis-gekoppelt und mit den zwei Transistoren eines dritten Differentialpaares Emitter-gekoppelt. Dieses Paar ist mit einem Hochfrequenzeingang Basis-gekoppelt. Typischerweise wird das Ausgangssignal von den Kollektoren der zwei anfänglichen Differentialpaare abgegriffen, entweder unsymmetrisch oder differentiell.

Bei abgestimmten, aktiven Mischschaltungen wurde beobachtet, daß innerhalb der Schaltung eine bedeutende Rauschverschlechterung von typischerweise 16 Dezibel (dB) existiert. Die Rauschreduzierung in Mischschaltungen ist häufig ein begehrtes, aber häufig schwer erreichbares Ziel.

Nachdem viele derzeitige Hochfrequenz-Kommunikationsysteme eine schmalbandige Natur haben, würde es für diese Anwendungen bevorzugt, die Breitband- und großen Rauschverschlechterungscharakteristika der typischen aktiven Mischerschaltung mit einer Schaltungstopologie zu tauschen, die alle Charakteristika eines herkömmlichen aktiven Mischers im interessierenden Frequenzband beibehält, aber die fähig ist, das erwünschte Verhalten mit einem bedeutend reduzierten Pegel an unerwünschtem Rauschen zu liefern.

Die US-A-3,550,040 betrifft eine doppelt abgestimmte Modulatorschaltung, die drei Paare von NPN-Transistoren einschließt. Das erste Transistorpaar schließt zwei Transistoren ein, deren Emitterelektroden miteinander durch Impedanzen verbunden sind. Das zweite Transistorpaar schließt zwei Transistoren ein, deren Emitterelektroden durch Impedanzen verbunden sind. Das dritte Transistorpaar zwei Transistoren ein, deren Emitterelektroden durch zwei Impedanzen verbunden sind. Bei den verwendeten Impedanzen, die die Emitterelektroden der jeweiligen Transistoren verbinden, handelt es sich um Widerstände.

Die GB-A-1,160,603 betrifft modulierbare Oszillationsgeneratoren, Demodulatoren, Phasendetektoren und Frequenzschieber, die auf der Grundlage von Transistoren aufgebaut sind. Eine Schaltung umfaßt vier im wesentlichen identische Transistoren sowie zwei weitere Transistoren. Die ersten Transistoren und die zweiten Transistoren bilden jeweils ein erstes bzw. zweites Paar von emittergekoppelten Transistoren mit einer gemeinsamen Ausgangslast. Die Emitter der zwei weiteren Transistoren sind miteinander durch gleiche Widerstände verbunden.

Die US-A-4,268,916 betrifft eine Frequenzumwandlungsschaltung. Diese Umwandlungsschaltung umfaßt ein NPN-Transistorpaar, das mit einer Gleichstromquelle verbunden ist und ferner eine Oszillatorschaltung, die zwischen den Kollektoren der Transistoren angeordnet ist. Ferner ist ein Verstärkerabschnitt vorgesehen.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine aktive Mischerschaltung derart weiterzuentwickeln, daß diese ein verbessertes Rauschverhalten aufweist.

Diese Aufgabe wird durch eine aktive Mischerschaltung nach Anspruch 1 gelöst.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung einer herkömmlichen, doppelt abgestimmten, aktiven Mischerschaltung, der eine Gilbert-Zelle zugrundeliegt; und

Fig. 2 eine schematische Darstellung eines rauschärmeren, impedanzangepaßten, doppelt abgestimmten, aktiven Mischers gemäß der vorliegenden Erfindung.

Bezugnehmend auf Fig. 1 schließt eine typische, herkömmliche, doppelt abgestimmte, aktive Mischerschaltung nach dem Stand der Technik im wesentlichen ein Hochfrequenz-Differentialtransistorpaar Q5, Q6, zwei Lokaloszillator-Differentialtransistorpaare Q1, Q2, Q3, Q4 und eine Vorspannungsschaltung 16 ein, die mit den drei Differentialtransistorpaaren verbunden ist. Ein unsymmetrischer Hochfrequenzeingang 18 ist mit der Basis der zwei Transistoren des Hochfrequenz-Differentialpaares Q5, Q6 verbunden. Ein unsymmetrischer Lokaloszillatoreingang ist mit der Basis eines der Transistoren der zwei Lokaloszillator-Differentialtransistorpaare Q1, Q4 verbunden, während die Basis der anderen Transistoren des Lokaloszillators-Differentialpaares Q2, Q3 miteinander verbunden sind, und über einen Kondensator C1 mit Masse verbunden sind.

Die Vorspannungsschaltung ist mit den drei Differentialtransistorpaaren über die Vorspannungswiderstände R3, R4, R5 und R6 verbunden. Ein Widerstand R1 verbindet eine Versorgungsspannung VCC mit den Kollektoren eines Transistors jedes angepaßten Lokaloszillator-Transistorpaares Q1 und Q3, die miteinander verbunden sind. Auf ähnliche Weise verbindet ein Widerstand R2 VCC und die Kollektoren der anderen zwei Transistoren des angepaßten Lokaloszillatorpaares Q2 und Q4, die ebenfalls miteinander verbunden sind.

Bei der herkömmlichen Konfiguration nach dem Stand der Technik umfaßt das Hochfrequenz-Differentialpaar die Transistoren Q5, Q6 und die Vorspannungswiderstände R5 und R6, und schließt zusätzlich einen Degenerationswiderstand RE ein, der zwischen den Emittern von Q5 und Q6 geschaltet ist. Die Transistoren des Hochfrequenz-Differentialpaares sind durch gleiche Ströme getrieben, die durch die zwei Stromquellen IQ bereitgestellt sind. Dieser Hochfrequenzabschnitt der Schaltung wird verwendet, um eine Eingangsimpedanz zu schaffen, die an die Quellenimpedanz Z0 von typischerweise 50 Ω oder 75 Ω angepaßt ist. Eine Impedanzanpassung ist wünschenswert, wenn das ankommende Hochfrequenzsignal auf einer hohen Frequenz (größer als etwa 100 Megaherz) ist. Nachdem die Impedanz in die Basis von Q5 verglichen mit der Quellenimpedanz Z0 relativ hoch ist, wird die Eingangsanpassung normalerweise durch Bereitstellen des Vorspannungswiderstandes R5, der gleich der Quellenimpedanz Z0 ist, erreicht. Dieser Brechstangen-Ansatz verschlechtert die Rauschzahl der Schaltung um bis zu 3 Dezibel (dB), während eine Breitbandanpassung möglich ist.

Zusätzlich wird das Hochfrequenz-Differentialpaar verwendet, um die Eingangsstufe durch Verwendung des Emitter-Degenerationswiderstandes RE zu linearisieren. Ein großer Degenerationswiderstand verursacht Verbesserungen der Schaltungslinearität, aber er trägt einen größeren Betrag zum thermischen Rauschens in der Schaltung bei, wenn sich der Wert von RE erhöht. Eine typische Rauschzahl für diese Mischertopologie beträgt etwa 16 Dezibel (dB).

Aus der obigen Beschreibung ist es offensichtlich, daß die Brechstangen-Technik zur Eingangsanpassung und die widerstandsbehaftete Rückkopplungsdegenerationstechnik zur Linearisierung, die Rauschzahl verschlechtern und folglich den dynamischen Bereich der Schaltung. Nachdem viele moderne Hochfreguenzkommunikationssysteme von Natur aus schmalbandig sind und Mischerschaltungen mit niedrigeren Rauschzahlen erfordern, würde man eine Mischertopologie bevorzugen, die alle wesentlichen Charakteristika eines herkömmlichen Mischers in dem interessierenden Frequenzband beibehält, aber ein besseres Rauschverhalten hat. Eine Technik wird durch die vorliegende Erfindung vorgestellt.

Bezugnehmend auf Fig. 2, wird gesehen, daß die vorliegende Erfindung im wesentlichen alle die bis hierher erwähnten Elemente eines herkömmlichen aktiven Mischers, dem eine Gilbert-Zelle zugrundeliegt, einschließt. Eine primäre Art, in der die vorliegende Erfindung die herkömmliche Schaltung nach dem Stand der Technik verbessert, ist durch Einfügen einer reaktiven Rückkopplung zwischen den Emittern des Hochfrequenz-Differentialtransistorpaare Q5, Q6. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel umfaßt die Einrichtung zur reaktiven Rückkopplung eine Dünnfilm-Spiralinduktivität, die als induktives Bauelement in Serie mit einem Widerstand RI geformt sein kann, wobei der Widerstand aufgrund der Metall-Leitungen des spiralförmigen induktiven Bauelements hervorgerufen wird. Zusätzlich ist ein eingangsseitiges induktives Bauelement L1 zwischen dem Hochfrequenzeingang und die Basis eines der Hochfrequenztransistoren Q5 hinzugefügt. Das spiralförmige induktive Bauelement zwischen den Emittern des Hochfrequenz-Differentialtransistorpaares in Verbindung mit dem eingangsseitigen induktiven Bauelement L1 hilft, eine Eingangsimpedanzanpassung zwischen dem Hochfrequenzeingang und dem Hochfrequenz-Differentialtransistorpaar zu erreichen.

Durch Ersetzen des rauschenden Degenerationswiderstandes durch das spiralförmige induktive Bauelement und das eingangsseitige induktive Bauelement wird die erwünschte Eingangsanpassung ohne bedeutende Verschlechterung der Rauschzahl der Schaltung erreicht. Die Eingangsanpassung kann deshalb ohne den Bedarf einer Brechstangen-Anpassungstechnik erreicht werden, und verschlechtert daher nicht notwendigerweise die Rauschzahl. Zusätzlich ist das spiralförmige induktive Bauelement ebenfalls als Rückkopplungselement wirksam, und verbessert folglich die Linearität der Schaltung in dem interessierenden Frequenzbereich, ohne unnötige Verschlechterung der Rauschzahl.

Bei der vorliegenden Erfindung sind die Vorspannungswiderstände R5 und R6 für das Hochfrequenz-Transistorpaar nun Widerstände mit einem großen Wert (viel größer als die Eingangsimpedanz) und werden lediglich für Vorspannungszwecke verwendet.

Für relativ niedrige Frequenzanwendungen (wenn die Frequenz am Hochfrequenzeingang kleiner als die Transitfrequenz des Hochfrequenz-Differentialtranistorpaares geteilt durch den Gleichstromwert ihres Transistor-Betas β ist) kann ein Eingangskondensator C3 eingebaut sein, um die Eingangsanpassung zu verbessern, nachdem die wirksame Impedanz der Schaltung nun in der Nähe des Wertes des Vorspannungswiderstandes R5 ist.

Wie in Fig. 2 dargestellt ist, sind ebenfalls Kompensationskondensatoren C4, C5, C6 und C7 zwischen die verschiedenen Kollektoren und Basen der der Lokaloszillator-Differentialtransistorpaare geschaltet, um die Schaltungsstabilität beim Vorhandensein von parasitären Gehäuseinduktivitäten zu verbessern, die bei einer Ausführung der Erfindung als integrierte Schaltung vorhanden sind. Die Kompensationskondensatoren C4, C5, C6 und C7 sind optional und für eine wirksame Ausführung der Schaltung nicht notwendig, sie werden jedoch bevorzugt, wenn parasitäre Packungsinduktivitäten existieren und der Betrieb der Erfindung in einem schmalen Frequenzband durchgeführt werden soll. Der Kompensationskondensator C4 ist zwischen den Kollektoren der Transistoren Q1 und Q3 und den Basen der Transistoren Q1 und Q4 geschaltet. Der Kompensationskondensator C5 ist zwischen die Kollektoren der Transistoren Q1 und Q3 und den Basen der Transistoren Q2 und Q3 geschaltet. Der Kompensationskondensator C6 ist zwischen die Kollektoren der Transistoren Q2 und Q4 und den Basen der Transistoren Q2 und Q3 geschaltet. Der Kompensationskondensator C7 ist zwischen den Kollektoren der Transistoren Q2 und Q4 und den Basen der Transistoren Q1 und Q4 geschaltet. Aufgrund der Schmalbandnatur der Schaltung sind diese Kondensatoren vorgesehen, um die Stabilität der Schaltung zu verbessern, sie bewirken jedoch eine leichte Zunahme des Lokaloszillator-Lecksignals an dem Zwischenfrequenzausgangsanschluß 68.

Zusammenfassend kann gesagt werden, daß bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ein herkömmlicher Gilbert-Zellen, aktiver Mischer modifiziert ist, um ein induktives Emitter-Degenerationsbauelement LE, ein eingangsseitiges induktives Bauelement L1, einen Eingangskondensator C3 und Kompensationskondensatoren C4, C5, C6, C7 einzuschließen. Der verbesserte Mischer hat gegenüber einer herkömmlichen Gilbert- Zelle deshalb die folgenden Vorteile. Er behält alle wesentlichen Charakteristika eines herkömmlichen Gilbert-Zellen- Mischers bei, nämlich Frequenzumwandlung, Lokaloszillatorsignal und Hochfrequenzsignalsperrdämpfung und Wandlungsgewinn. Die Schaltung erreicht aufgrund des Ausschlusses des Brechstangen-Anpassungswiderstandes und des Degenerationswiderstandes ein niedriges Rauschverhalten, das so gering wie 10 Dezibel (dB) ist. Die Schaltung erreicht durch die Verwendung einer reaktiven Rückkopplung über das interessierende Schmalband eine Eingangsanpassung als auch eine Eingangslinearität über das interessierende Band. Das reaktive Element kann entweder ein induktives Bauelement, wie in Fig. 2 beschrieben und offenbart ist, sein oder es kann mit geringen Änderungen als kapazitives Bauelement ausgeführt sein. Das bevorzugte Ausführungsbeispiel erreicht ebenfalls einen stabilen Betrieb, sogar wenn parasitäre Induktivitäten aufgrund von Gehäuseanschlußleitungen, die bei integrierten Schaltungsanwendungen vorhanden sind, vorhanden sind.

Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird der verbesserte aktive Mischer auf einer einzelnen integrierten Schaltung ausgeführt. Wiederum bezugnehmend auf Fig. 2 stellen die gestrichelten Linien den Abschnitt der Schaltung dar, der auf dem Chip ausgeführt ist.

Wird die vereinfachte Hochfrequenzeingangsstufe der herkömmlichen Mischertopologie, die in Fig. 1 gezeigt ist, betrachtet, kann gezeigt werden, daß bei einer Frequenz über ωT0, wobei ωT die Transitfrequenz ist, und β0 die Gleichstrom- Stromverstärkung ist, die wirksame Impedanz an der Basis des Transistors Q5 wie folgt lautet:





Aus obigem kann erkannt werden, daß, um die erwünschte Eingangsanpassung zu erreichen, die kapazitive Komponente verstimmt werden muß, und die reelle Komponente auf die Quellenimpedanz Z0 angepaßt werden muß. Eine Eingangsanpassung kann durch Ersetzen des rauschenden Degenerationswiderstandes RE durch ein ideales, rauschloses induktives Bauelement LE und durch Hinzufügen eines induktiven Basisbauelementes L1, wie es in Fig. 2 gezeigt ist, erreicht werden. Die Eingangsimpedanz von Q5 lautet dann:





wobei RI den widerstandsbehafteten Verlust des spiralförmigen induktiven Bauelements aufgrund der Metall-Leitungen darstellt. Aus (2) wird erkannt, daß mit dem reaktiven Element LE, das das widerstandsbehaftete Element RE ersetzt, die Eingangsanpassung ohne die Notwendigkeit einer Brechstangen-Anpassungstechnik erreicht werden kann, und folglich die Rauschzahl nicht verschlechtert.

Die reaktive Rückkopplungstechnik der vorliegenden Erfindung kann auf ähnliche Weise bei Mixerschaltungen verwendet werden, die mit anderen Transistortechnologien, wie z. B. MESFET- und MOSFET-Transistortechnologien, aufgebaut sind, mit geringfügigen geeigneten Anpassungen des Gilbert-Zellen- Mischers.


Anspruch[de]
  1. 1. Aktive Mischerschaltung, mit:

    einem ersten Lokaloszillator-Transistorpaar (Q1, Q2);

    einem zweiten Lokaloszillator-Transistorpaar (Q3, Q4) mit ähnlichen Charakteristika wie das erste Lokaloszillator-Transistorpaar (Q1, Q2);

    einem Hochfrequenz-Transistorpaar (Q5, Q6), wobei der Kollektor des ersten Transistors (Q5) des Hochfrequenz- Transistorpaares (Q5, Q6) mit den Emittern des ersten Lokaloszillator-Transistorpaares (Q1, Q2) verbunden ist, wobei der Kollektor des zweiten Transistors (Q6) des Hochfrequenz-Transistorpaares (Q5, Q6) mit den Emittern des zweiten Lokaloszillator-Transistorpaares (Q3, Q4) verbunden ist, wobei zwischen den Emittern der Transistoren des Hochfrequenz-Transistorpaares (Q5, Q6) eine Impedanz vorgesehen ist;

    einem Lokaloszillatoreingang (VLO), der mit den Steuerungsanschlüssen der Lokaloszillator-Transistorpaare (Q1, Q2, Q3, Q4) verbunden ist; und

    einem Hochfrequenzeingang (VRF), der mit den Steuerungsanschlüssen des Hochfrequenz-Transistorpaares (Q5, Q6) verbunden ist;

    dadurch gekennzeichnet, daß

    die Impedanz zwischen den Emittern der Transistoren des Hochfrequenz-Transistorpaares (Q5, Q6) aus einem induktives Bauelement (LE) besteht; und

    zwischen den Hochfrequenzeingang (VRF) und die Steuerungsanschlüsse des Hochfrequenz-Transistorpaares (Q5, Q6) ein weiteres induktives Bauelement (L1) geschaltet ist, das die Eingangsquellenimpedanz an die Impedanz des Hochfrequenz-Transistorpaares (Q5, Q6) anpaßt.
  2. 2. Aktive Mischerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zusätzlich zu dem weiteren induktiven Bauelement (L1) ein Kondensator (C3) zwischen den Hochfrequenzeingang (VRF) und die Steuerungsanschlüsse des Hochfrequenz-Transistorpaares (Q5, Q6) geschaltet ist.
  3. 3. Aktive Mischerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das induktives Bauelement (LE) spiralförmig ausgebildet ist.
  4. 4. Aktive Mischerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, gekennzeichnet durch eine kapazitive Verbindungseinrichtung (C4, C5, C6, C7) zwischen dem Kollektor jedes Transistors der zwei Lokaloszillator-Transistorpaare und den Basen der Transistoren (Q1, Q2, Q3, Q4) der Lokaloszillator-Transistorpaare.
  5. 5. Aktive Mischerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet,

    daß das erste Lokaloszillator-Transistorpaar (Q1, Q2) zwei NPN-Transistoren umfaßt, die Emitter-gekoppelt sind;

    daß das zweite Lokaloszillator-Transistorpaar (Q3, Q4) zwei NPN-Transistoren umfaßt, die Emitter-gekoppelt sind;

    daß der Kollektor des ersten Transistors (Q1) des ersten Lokaloszillator-Transistorpaares mit dem Kollektor des ersten Transistors (Q3) des zweiten Transistorpaares verbunden ist;

    daß der Kollektor des zweiten Transistors (Q2) des ersten Transistorpaares mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q4) des zweiten Transistorpaares verbunden ist;

    daß das Hochfrequenz-Transistorpaar (Q5, Q6) zwei NPN- Transistoren umfaßt;

    daß jeder Emitter der zwei Hochfrequenz-Transistoren über einen Widerstand (R7, R8) mit Masse verbunden ist;

    daß der Lokaloszillatoreingang (VLO) mit der Basis des ersten Transistors (Q1) des Lokaloszillator-Transistorpaares und mit der Basis des zweiten Transistors (Q4) des zweiten Lokaloszillator-Transistorpaares verbunden ist;

    daß der Kollektor und die Basis des ersten Transistors (Q1) des ersten Lokaloszillator-Transistorpaares kapazitiv (C4) miteinander verbunden sind;

    daß der Kollektor des ersten Transistors (Q1) des ersten Lokaloszillator-Transistorpaares kapazitiv (C5) mit der Basis des zweiten Transistors (Q2) des ersten Lokaloszillator-Transistorpaares verbunden ist;

    daß die Basis des zweiten Transistors (Q2) des ersten Lokaloszillator-Transistorpaares mit der Basis des ersten Transistors (Q3) des zweiten Lokaloszillator-Transistorpaares verbunden ist;

    daß der Kollektor und die Basis des zweiten Transistors (Q4) des zweiten Lokaloszillator-Transistorpaares kapazitiv (C7) miteinander verbunden sind; und

    daß der Kollektor des zweiten Transistors (Q4) des zweiten Lokaloszillator-Transistorpaares kapazitiv (C6) mit der Basis des ersten Transistors (Q3) des zweiten Lokaloszillator-Transistorpaares verbunden ist.
  6. 6. Aktive Mischerschaltung, nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet,

    daß das erste Lokaloszillator-Transistorpaar (Q1, Q2) durch Bipolar-Transistoren gebildet ist;

    daß das zweite Lokaloszillator-Transistorpaar (Q3, Q4) durch Bipolar-Transistoren gebildet ist;

    daß das erste Hochfrequenz-Transistorpaar (Q5, Q6) durch Bipolar-Transistoren gebildet ist;

    daß der Lokaloszillatoreingang (VLO) mit der Basis des Lokaloszillator-Transistorpaares (Q1, Q2, Q3, Q4) verbunden ist; und

    daß der Hochfrequenzeingang (VRF) mit der Basis des Hochfrequenz-Transistorpaares (Q5, Q6) verbunden ist.
  7. 7. Doppelt abgestimmter, aktiver Mischer, dem eine Gilbert-Zelle zugrunde liegt, mit einer aktiven Mischerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6.






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