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Dokumentenidentifikation DE19726765A1 21.01.1999
Titel Gatespannungsbegrenzung für eine Schaltungsanordnung
Anmelder Semikron Elektronik GmbH, 90431 Nürnberg, DE
Erfinder Mourick, Paul, Dr., 90766 Fürth, DE
DE-Anmeldedatum 24.06.1997
DE-Aktenzeichen 19726765
Offenlegungstag 21.01.1999
Veröffentlichungstag im Patentblatt 21.01.1999
IPC-Hauptklasse H02H 7/12
IPC-Nebenklasse H02M 1/08   H03K 17/08   
Zusammenfassung Es wird eine Schaltungsanordnung der Leistungsklasse hoher Leistungsdichte beschrieben, deren Kurzschlußfestigkeit durch gezielte schaltungstechnische Maßnahmen gegenüber dem Stand der Technik wesentlich verbessert wird.
Die Zielsetzung der Kurzschlußfestigkeit wird durch eine veränderte Beschaltung zur Gate-Ansteuerung der Schalttransistoren erreicht. Bei hoher Packungsdichte der Schaltungsanordnung und schneller Schaltflanken werden die Gatespannungen bei Parallelschaltungen nach dem Stand der Technik bei ungleichmäßigem Schalten mit starken HF-Störungen beaufschlagt.
Durch den zusätzlichen schaltungstechnischen Einsatz der erfinderischen Bauelemente wird eine sichere Arbeitsweise der Schaltungsanordnung wirkungsvoll erzielt. Die erfinderischen Maßnahmen sind sehr einfach zu realisieren und erhöhen die Zuverlässigkeit der Schaltungsanordnungen mit parallel geschalteten Leistungsschaltern.

Beschreibung[de]

Die Erfindung ist eine Zusatzanmeldung und beschreibt eine Schaltungsanordnung der Leistungsklasse nach den Merkmalen des Anspruches 1 des Patentes (Patentanmeldung 196 28 131.8-32). Die Hauptanmeldung löst das nach dem Stand der Technik bekannte Kurzschlußverhalten von parallelgeschalteten Leistungshalbbrücken in Leistungsschaltungen durch zusätzliche Beschaltung der Gateanschlußbereiche aller einzelnen Leistungsschalter. Schaltungsanordnungen mit Leistungsschaltungsbauelementen sind mehrfach aus der Literatur durch Beschreibung bekannt. Der Stand der Technik ist in der Hauptanmeldung hinreichend beschrieben.

Wie bereits dort dargestellt, beeinflußt das Magnetfeld der Hauptstromführungen bei eng benachbarten Hauptstrom- und Ansteuerverbindungen in Schaltungsanordnungen hoher Packungsdichte die Funktionssicherheit, insbesondere bei Leistungsschaltern mit hoher Schaltgeschwindigkeit und großen Werten von di/dt (schnelle Schalter), weil sich jede einzelne Leitungsverbindung als parasitäre Induktivität beim Schaltbetrieb verhält, was in der Ansteuerung besonders kritisch ist und deshalb besondere Schutzmaßnahmen erfordert.

Beim Schaltprozeß sind nicht alle parallel arbeitenden Leistungsschalter exakt gleichartig in ihrer Arbeitsweise. Bedingt durch den geometrischen Aufbau der Schaltungsanordnung und der Leistungsverschienung sind Unterschiede in den parasitären Induktivitäten gegeben, die zu einem zeitlich uneinheitlichen Schaltverhalten einzelner Leistungsschalter führen, was zu Fehlverhalten in der gesamten Schaltungsanordnung durch parasitäre Schwingungen führen kann.

So wurde zum Beweis dieser Aussage eine Messung des Spannungsverlaufes an der Anode der Gate-Spannungs-Begrenzungsdioden gegenüber Masse (VGE) in dessen zeitlichem Verlauf beim Ausschalten des Leistungsschalters an der Halbbrücke durchgeführt, die durch die geometrische Lage bedingt, den schnellsten Abschaltprozeß zeigt.

Die vorliegende Erfindung hat sich die Aufgabe gestellt, bei einer einfachen Gateansteuerung von Leistungsschaltern, bei deren Anwendung in parallelgeschalteten Halbbrücken unter Berücksichtigung einer Gate-Spannungsbegrenzung zur Erzielung der Kurzschlußbeständigkeit, Lösungen zur Vermeidung bzw. zur Minimierung von Schwingungen in den Zeitphasen des Abschaltens der Leistungsschalter bei unsymmetrischer Strombelastung vorzustellen.

Die Aufgabe wird bei Brückenschaltungen mit parallel arbeitenden Leistungsschaltern der dargestellten Art durch die Maßnahmen des kennzeichnenden Teiles des Anspruches 1 gelöst, bevorzugte Weiterbildungen werden in den Unteransprüchen dargestellt.

Im Prinzip besteht die erfinderische Lösung darin, daß ein Schwingkreis, bestehend aus gewollten Kapazitäten und parasitären Induktivitäten, unterbrochen wird, indem die Gate- Spannungsbegrenzungsdioden ausgeschaltet werden, wenn die Leistungsschalter ausgeschaltet sind, da die Gate-Spannungsbegrenzungsdiode in diesem zeitlichen Schaltzustand nicht erforderlich ist.

Auf der Grundlage der nachfolgenden Fig. 1 bis 3 wird die Lösung der Aufgabenstellung näher erläutert. Zum direkten Vergleich wird die Fig. 8 aus der Hauptanmeldung DE 196 28 131.8 hier wiederholend aufgeführt.

Fig. 1 zeigt in einem Diagramm die Ausmaße einer gemessenen Spannungsspitze.

Fig. 2 wiederholt den erfinderischen Schaltungsausschnitt (Fig. 8) der Hauptanmeldung.

Fig. 3 stellt die erfinderische Lösung der Zusatzanmeldung dar.

Fig. 1 zeigt in einem Diagramm die Ausmaße einer Spannungsspitze, wie sie bis zu 68 Volt und einer zeitlichen Breite von 500 ns experimentell gemessen wurde. Bestimmt wurde hier der zeitliche Spannungsverlauf an der Treiberspannungsversorgung +15 Volt gegen Masse. Bis zum Ausschaltzeitpunkt 0 (Gatespannung = +15 V) liegt die Treiberspannung von +15 Volt über der Meßstrecke ohne Störung an, wie das im Kurvenverlauf sichtbar ist.

Schaltungsbedingt schwillt diese Spannung in der Zeit des Abklingens des Stromflusses im Leistungsschalter (hier 350 ns) auf das Doppelte an. In der Zeit (im Diagramm von 350 ns bis 500 ns) bis zum Abklingen des Stromes der anderen, parallel geschalteten Leistungsschalter tritt zwischen der Masse und der +15 Volt-Zuleitung des Treibers bei dem am schnellsten arbeitenden Leistungsschalter eine Spannungsspitze von insgesamt 68 Volt auf.

Diese Spannungsspitze regt die Schaltungsanordnung in einer üblichen Treiberschaltung nach dem Stand der Technik zu hochfrequenten Schwingungen an. Der Schwingkreis ist schaltungstechnisch bedingt und besteht aus der parasitären Induktivität in der +15 Volt- Leitung, der parasitären Induktivität in der Masseleitung, der Gate-Emitter-Kapazität des beispielhaft eingesetzten IGBT als Leistungsschalter und dem Schutzkondensator der +15 Volt-Stromversorgung.

Dadurch wird der Leistungsschalter schließlich auch zum Schwingen angeregt. Diese Schwingungen können zum Durchschalten des Leistungsschalters durch Erhöhen der Gatespannung und damit zu einem nicht gewollten Verlustprozeß oder nicht gewollten Überspannungen am Kollektor führen.

Bedingt durch die Gate-Kapazitäten des Leistungsschalters und der Zuleitungen sowie die parasitären Induktivitäten der Gate- und Emitterleitungen der Leistungsschalter ergreifen die Schwingungen das gesamte Schaltungssystem und HF-Störungen der Gatespannungen sind an den übrigen Teilen der Leistungsschalter möglich.

Fig. 2 zeigt die erfinderische Schaltungsanordnung nach DE 196 28 131 auf, deren Wirkung dort beschrieben ist. Dargestellt ist eine Parallelschaltung von drei IGBT-Leistungsschaltern mit den erfinderischen Bauelementen des Anspruches 1. Durch das Einbauen einer Diode, in Reihe mit dem Gate-Widerstand Ron, mit der Kathode zum Gate-Widerstand Ron, und dem Einbau je einer Clamping-Diode für jeden Schalttransistor parallel zu den Widerständen Re und je einer Ableitdiode am Gate der Schalttransistoren mit der Kathode zu der Gate- Versorgungsspannung wird die Aufgabe des Erreichens der Kurzschlußbeständigkeit gelöst.

Fig. 3 zeigt in analoger Darstellung zu Fig. 2 einen gleichen Schaltungsausschnitt mit drei parallel geschalteten IGBT-Leistungsschaltern, auf die Darstellung der schaltungstechnisch erforderlichen Freilaufdioden wurde hier, wie auch in Fig. 2 (Fig. 8 der Hauptanmeldung) verzichtet, da das nicht relevant ist für die erfinderische Lösung der Aufgabenstellung. In den für die Schwingungen ursächlich verantwortlichen Gate-Ansteuerstromkreis werden am Ausgang des Treibers, also vor der Verteilung der Ansteuerung auf die drei einzelnen Schalter weitere elektronische Bauelemente schaltungsgerecht eingebaut. Ein niederohmiger Ausgleichswiderstand RL wird am +15 Volt-Ausgang vorgesehen, wodurch das hochfrequente Schwingen in die Treiberschaltung hinein unterbrochen wird.

Ein Kondensator C und ein elektronischer Schalter S werden zwischen den +15 Volt-Ausgang und der Masse in Reihe in den Gate-Ansteuerkreis geschaltet. Der Kondensator C dient jetzt der Gate-Spannungsbegrenzung während eines Kurzschlusses, wie diese in der Hauptanmeldung 196 28 131 beschrieben wurde.

Ein neuer möglicher Schwingkreis, der durch die Kapazität C bedingt entstehen könnte, wird durch den elektronischen Schalter S dadurch unterbunden, daß der durch ein invertiertes Signal vom Treiber in dem Zustand geöffnet ist, wenn die IGBT-Leistungsschalter geöffnet sind, da in dieser Phase der Schwingkreis angeregt werden könnte.

In Reihe zu dem Kondensator C, aber parallel zu dem elektronischen Schalter S wird ein hochohmiger Vorwiderstand Rv geschaltet, um den Kondensator C im geladenen Zustand zu halten, wenn der elektronische Schalter S geöffnet ist, hierdurch wird gleichzeitig ein Einschaltstrom auf diesen Schalter S vermieden. Als elektronische Schalter S können MOSFET oder Bipolartransistoren dienen. Die Kapazität des Kondensators C sollte den typischen Wert von 1 µF besitzen.

Der Vorwiderstand Rv kann beispielhaft 1.000 Ohm haben, während der Ausgleichswiderstand RL günstig mit 51 Ohm definiert wird. Die erfinderischen elektronischen Bauelemente müssen zueinander kompatibel sein und sollten im einzelnen so definiert werden, daß sich untereinander im Zusammenspiel mit der Treiberschaltung für die Gate-Ansteuerung keine Schwingkreise ausbilden können und im Kurzschlußfall weiterhin eine ausreichende Begrenzung der Gatespannung vorhanden ist.

Wie die Messungen der Spannungsspitze zeigen, muß der elektronische Schalter S mindestens eine Sperrspannung von 100 Volt und einen kleinen Innenwiderstand (RDSon) von ca. 0,5 Ohm besitzen. Gleiche Dimensionierungsvorschriften sind für die Gate-Spannungsbegrenzungsdioden, die parallel zu Ron in der Treiberschaltung nach Anspruch 1 der Hauptanmeldung als Ableitdiode vorgesehen ist, geboten. Die Messung der Ströme in den Spannungsspitzen haben ergeben, daß 1 A nicht überschritten wird, was für die Dimensionierung aller in der Gateansteuerung eingesetzten Bauteile wissenswert und beachtlich ist.

Die Wirkung dieser Erfindung besteht darin, daß die bei jedem Schaltprozeß bei parallelgeschalteten Leistungsschaltern auftretende Anregung der parasitären Schwingkreise nicht zu Schwingungen führt, indem diese Schwingkreise unterbrochen bzw. sehr stark gedämpft werden. Durch den Ausgleichswiderstand RL wird ein Weiterleiten der HF-Störung in die Treiberstromversorgung behindert und der Kondensator C fängt die Ladung der Spannungsspitze durch Aufladen ab.

Mit den erfinderischen Maßnahmen werden somit wirkungsvoll die beiden Möglichkeiten des Aufbaus von hochfrequenten Schwingkreisen unterbunden und die Zuverlässigkeit der parallelgeschalteten Leistungsschalter wird weiter durch Unterbinden der HF-Störung erhöht.


Anspruch[de]
  1. 1. Schaltungsanordnung mit Leistungshalbleiterbauelementen als Schalttransistoren, vorzugsweise IGBT, mit für eine Parallelschaltung geeigneter Gateansteuerung, mit einer Ableitdiode am jeweiligen Gate und mit getrennten Gatewiderständen für das Einschalten (Ron) und das Ausschalten (Roff), mit in Reihe dazu geschalteter Diode, sowie getrennten Hilfsemitterwiderständen (RE) mit je eine Clamping-Diode für jeden Leistungsschalter zur Erzielung einer kurzschlußsicheren Arbeitsweise, wobei der Masseanschluß für die Treiberschaltung am Summenpunkt der Hilfsemitterwiderstände angeschlossen ist, nach Anspruch 1 des Patentes (Anmeldung 196 28 131), dadurch gekennzeichnet, daß ein zuschaltbarer Kondensator C am Summenpunkt der Gate-Spannungs-Begrenzungsdioden angeordnet ist, wobei der Summenpunkt weiterhin mit einem niederohmigen Ausgleichswiderstand RL mit der positiven Versorgungsspannung des Treibers verbunden ist, der Kondensator C durch einen hochohmigen Vorwiderstand Rv vorgeladen wird und über einen elektronischen Schalter S mit Masse verbunden ist, solange die Leistungsschalter eingeschaltet sind.
  2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der elektronischen Schalter S ein MOSFET oder ein Bipolartransistor ist.
  3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator C eine Kapazität von größer als 100 nF hat.
  4. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der parallel zum elektronischen Schalter vorgesehene Vorwiderstand Rv zwischen 100 Ohm und 10.000 Ohm besitzt.
  5. 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgleichswiderstand RL einen inneren Widerstand zwischen 20 Ohm und 100 Ohm besitzt.






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