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Dokumentenidentifikation DE19615199C2 12.10.2000
Titel Feldorientierte Steuerung für einen Induktionsmotor
Anmelder Okuma Corp., Nagoya, Aichi, JP
Erfinder Yura, Motozumi, Aichi, JP
Vertreter TER MEER STEINMEISTER & Partner GbR Patentanwälte, 81679 München
DE-Anmeldedatum 17.04.1996
DE-Aktenzeichen 19615199
Offenlegungstag 24.10.1996
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 12.10.2000
Veröffentlichungstag im Patentblatt 12.10.2000
IPC-Hauptklasse H02P 21/00

Beschreibung[de]

Die Erfindung betrifft eine feldorientierte Steuerung für einen Induktionsmotor, der von einem Umrichter gespeist wird, gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine derartige Steuerung ist bereits aus der dem Oberbegriff des Anspruchs 1 zugrundeliegenden EP 0 490 024 A1 bekannt. Diese bekannte feldorientierte Steuerung für einen asynchronen Motor (Induktionsmotor) mit einem dreiphasigen, von einem Steuervektor V1 gesteuerten Umrichter, weist folgende Elemente auf:

  • - einen Sollwertgeber 13 für die feldbildende Stromkomponente i1d;
  • - einen Regler 19 mit Vergleichsstelle 18 für die feldbildende Stromkomponente;
  • - einen Drehzahlregler 15 zur Vorgabe des Sollwertes der drehmomentbildenden Stromkomponente i1q;
  • - einen Regler 21 mit Vergleichsstelle 20 für die drehmomentbildende Stromkomponente;
  • - eine Schaltung 25, 26, die den Schlupf berechnet und dabei den Rotorwiderstand anpaßt;
  • - einen Addierer 28, der die Schlupfwinkelfrequenz mit der mechanischen Winkelfrequenz des Motors addiert, sowie einen Integrierer 29, der die Winkelfrequenz zu einem Vorgabewinkel P aufintegriert;
  • - eine Vorsteuerung, die für die Stromreglerausgänge Vorsteuergrößen liefert, die aus den Stromsollwerten, der Hauptreaktanz, der Streureaktanz und dem Staturwiderstand errechnet werden; und
  • - einen Pulsweitenmodulator, der dem Umrichter eine (üblicherweise dreiphasige) Steuerspannung vorgibt, und dem dazu der Spannungsvektor im feldorientierten Koordinatensystem (dort in Polarkoordinaten) und der Vorgabewinkel P zugeführt werden.

Die Korrektur des Rotorwiderstandes erfolgt beider bekannten Steuerung durch die Auswertung der beiden Stromreglerausgangsgrößen Δv1d/q. Eine Anpassung der Hauptreaktanz m erfolgt dort allerdings nicht.

Aus der DE 37 15 462 C2 ist ferner ein feldorientiertes Steuersystem bekannt mit einem Stromregler für die feldbildende Komponente i1d, einer Rechenschaltung zur Berechnung der stationären (Vorsteuer-)Spannungen aus den Stromsollwerten, dem Ständerwiderstand und den Ständerreaktanzen (Schaltung 507), sowie mit einem Schlupffrequenzrechner 511 mit anschließender Addition von Schlupffrequenz und Drehfrequenz und Umrechnung 513 in einen Vorgabewinkel. In der Parameter-Berechnungsschaltung 17 werden neben der Rotorzeitkonstanten auch noch die Hauptreaktanz L1, L2 und die Streureaktanz l1, l2 sowie der Ständerwiderstand v1 errechnet. Die Hauptreaktanz wird in einem Leerlaufversuch bei Drehmoment Null ermittelt. Zur Ermittlung der Parameter werden die Komponenten v1d/q(v1a/g) des Steuerspannungsvektors herangezogen.

Die DE 30 34 375 C2 zeigt eine feldorientierte Steuerung, bei der die Hauptreaktanz Xh, die Streureaktanz XG und der Ständerwiderstand rS durch EMK-Abgleich angepaßt werden. Die Hauptreaktanz wird dabei in einem Betriebsbereich mit kleinem Drehmoment in der Nähe des Leerlaufs abgeglichen, das heißt, wenn das Drehmoment kleiner als ein vorgegebener Wert ist.

Die US 5,594,670 zeigt ebenfalls eine feldorientierte Steuerung, bei der Stromkomponenten mit den Reglern 5 und 6 geregelt werden. In einer Berechnungsschaltung 15 werden die Hauptreaktanz M', die Streureaktanz LG und die Rotorzeitkonstante τ2 bestimmt. Zur Bestimmung werden die Ausgänge der Stromregler ACR herangezogen.

Die Ansteuerung des Wechselrichters durch Vorgabe von (dreiphasigen) Stromsollwerten für Stromregler in jeder Motorphase ist bei feldorientierten Steuerungen allgemein bekannt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die feldorientierte Steuerung der eingangs genannten Art so weiterzubilden, daß eine bessere Anpassung der Motorparameter möglich ist.

Die Lösung der gestellten Aufgabe ist im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegeben. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Eine feldorientierte Steuerung für einen Induktionsmotor gemäß der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, daß die Anpaßschaltung zusätzlich die Hauptreaktanz korrigiert, wenn das Drehmoment kleiner als ein vorgegebener Schwellwert ist.

Es erfolgt also eine betriebsmäßige Korrektur der Hauptinduktivität durch die Auswertung des Stromreglerausgangs, wobei der Abgleich auf Betriebszustände nahe dem Leerlauf erfolgt.

Die feldorientierte Steuerung nach der Erfindung kann zum Beispiel zum Steuern eines Induktionsmotors verwendet werden, der zum Antreiben einer Spindel einer Werkzeugmaschine dient. Induktionsmotoren werden häufig zum Betreiben von Spindeln an Werkzeugmaschinen an Stelle von Gleichstrommotoren verwendet. Sie verfügen über einen einfachen und beständigen Aufbau und erfordern keinen Austausch von Bürsten, weswegen sie weite Verbreitung gefunden haben.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein allgemeines Ersatzschaltbild eines Induktionsmotors; Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Steuerung für einen Induktionsmotor gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; und Fig. 3 ein spezielles Ersatzschaltbild eines Induktionsmotors.

Nachfolgend soll der Aufbau der erfindungsgemäßen Steuerung anhand des Blockdiagramms nach Fig. 2 näher erläutert werden. Die erfindungsgemäße feldorientierte Steuerung für einen Induktionsmotor 28 enthält einen Sollwertgeber 1 für eine feldbildende Stromkomponente i1d* sowie einen Sollwertgeber 2 für eine drehmomentbildende Stromkomponente i1q*. Für beide Stromkomponenten ist jeweils ein Regler 12 bzw. 16 vorgesehen. Eine Schlupffrequenz-Berechnungsschaltung 7, 8 berechnet eine Schlupfwinkelfrequenz ωs aus dem Verhältnis der Soll-Stromkomponenten. Ein Summierer addiert die Schlupfwinkelfrequenz ωS mit der mechanischen Drehwinkelfrequenz ωm zur Wechselrichter-Winkelfrequenz ω auf und führt das Ergebnis einem nachgeschalteten Winkelgeber 10 zu. Eine Schaltung 13, 14, 17, 18, 19 und 20 ermittelt aus den Sollwerten der beiden Stromkomponenten unter Verwendung der Hauptreaktanz, der Streureaktanz, des Ständerwiderstands und der Wechselrichter-Winkelfrequenz Spannungswerte, die den Stromregler-Ausgangsgrößen zur Errechnung eines Steuerspannungsvektors hinzuaddiert werden. Einer Anpaßschaltung 21, 22, 23, 24, 25 wird die Ausgangsgröße des Reglers 16 für die drehmomentbildende Stromkomponente zugeführt, wobei diese Anpaßschaltung auch den Rotorwiderstand für die Schlupffrequenz-Berechnungsschaltung 7, 8 korrigiert. Ein Koordinatenwandler 3 erzeugt aus dem Steuerspannungsvektor und dem Winkel des Winkelgebers 10 eine Steuergröße für einen Umrichter 26, der den Induktionsmotor 28 speist.

Der Winkelgeber 10 kann dabei Sinus- und Cosinus-Werte ausgeben, die einem Koordinatenwandler 9 für die gemessenen Ströme und dem Koordinatenwandler 3 für den Steuerspannungsvektor zugeführt werden. Ist- Werte iu, iv und iw des Motorstroms werden durch Stromsensoren 6a, 6b und 6c erfaßt und dem Koordinatenwandler 9 zugeführt.

Der 3-in-2-Phasen-Koordinatenwandler 9 berechnet einen Istwert für die feldbildende Stromkomponente (Erregerstrom) i1d und für die drehmomentbildende Stromkomponente (Drehmomentstrom) i1q unter Verwendung der folgenden Gleichung auf Grundlage der Istwerte iu, iv und iw des Motorstroms sowie eines Signals sin ωt und eines Signals cos ωt, wie sie von dem 2-Phasen-Sinuswinkelgeber 10 ausgegeben werden:



i1d = iu . sin ωt + iv . sin (ωt + 120°)

+ iw . sin (ωt + 120°) (1)



i1q = iu . cos ωt + iv . sin (ωt + 120°)

+ iw . cos (ωt + 120°) (2)

Diese Gleichungen (1) und (2) werden nachfolgend beschrieben. Die Signale sin ωt und cos ωt werden dazu verwendet, einen 3-Phasen-Motorstrom unter Verwendung der Phase des Signals sin ωt als Phasenbezugssignal auf ein doppelachsiges Koordinatensystem zu projizieren. Diese Transformation wird allgemein als "dq-Achsentransformation" bezeichnet. Die Beziehung zwischen der Spannung und dem Strom des Motors wird unter Verwendung des berechneten Erregerstroms i1d und des Drehmomentstroms i1q beschrieben.

Fig. 1 zeigt eine Ersatzschaltung. In Fig. 1 repräsentieren E1, I1 und I2 eine Spannung an einem Primäranschluß, einen Strom durch eine Primärwicklung bzw. einen Strom durch eine Sekundärwicklung, wobei es sich jeweils um eine Wechselstromgröße handelt. Die vorstehend genannten Ströme und die Spannung werden wie folgt unter Verwendung des Erregerstroms i1d und des Drehmomentstroms i1q, wie durch die Gleichungen (19) und (20) berechnet, ausgedrückt:



I1 = i1d . sin ωt + i1q . cos ωt (3)



I2 = i2d . sin ωt + i2q . cos ωt (4)



E1 = e1d . sin ωt + e1q . cos ωt (5)

Da "ω" die Winkelfrequenz der Versorgungsspannung ist, sind der Erregerstrom i1d, der Drehmomentstrom i1q, der Sekundärerregerstrom i2d, der Primärdrehmomentstrom i2q, die Erregerspannung e1d und der Erregerstrom e1q Gleichstromgrößen, d. h. skalare Größen. Die zueinander rechtwinkligen Koordinatenachsen werden als "d-Achse" bzw. "q-Achse" bezeichnet.

Die Spannung und die Ströme in der Ersatzschaltung (Fig. 1) können unter Verwendung der vorstehenden Werte i1d bis e1q durch Gleichungen (6) und (7) wiedergegeben werden. In diesen Gleichungen ist "p" der Differentialoperator (d/dt):



e1d = r1 . i1d + p (Lσ + M) i1d - ω (Lσ + M) i1q

- p . M . i2d + ω . M . i2q (6)



e1m = ω (Lσ + M) i1d + r1 . i1q + p (Lσ + M) i1q

- ω . M . i2d + p . M . i2q (7)

Diese Gleichungen repräsentieren die Beziehung zwischen der Primärspannung und dem Primärstrom (d. h. dem Strom durch den Stator) und dem Sekundärstrom (d. h. dem Strom durch den Rotor). In diesem Zustand werden die Primärspannungen e1d und e1q sowohl durch den Primär- als auch den Sekundärstrom beeinflußt, was bedeutet, daß weder der Primär- noch der Sekundärstrom einfach unter Verwendung der Primärspannung als zu behandelnder Größe eingestellt werden kann.

Nun wird ein Sekundärschaltkreis betrachtet. Die Ersatzschaltung von Fig. 1 ist dann nicht geeignet, wenn die Spannung und der Strom im Sekundärschaltkreis betrachtet werden, so daß eine Ersatzschaltung vorzugsweise so konfiguriert ist, wie es in Fig. 3 dargestellt ist. Der Induktionsmotor kann als Transformator angesehen werden, der elektromotorische Bewegungsenergie nur dann mit dem Verhältnis 1 : s überträgt, wenn sich der Rotor mit der Schlupffrequenz ωs (= s . ω) in bezug auf die Winkelfrequenz ω der Primärspannung dreht. Demgemäß kann die Spannungsgleichung für den Sekundärschaltkreis wie folgt wiedergegeben werden:



r2 . i2d + p . M . i2d + s . ω . M (i1q - i2q) - p . M . i1d = 0 (8)



r2 . i2q + p . M . i2q - s . ω . M (i1d - i2d) - p . M . i1q = 0 (9)

Wenn angenommen wird, daß die Richtung des Magnetflußvektors Φ im Motor in Übereinstimmung mit der Richtung der d-Achse steht, kann dieser Magnetflußvektor Φ wie folgt wiedergegeben werden:



Φ = Φ . sinωt (10)



wobei Φ eine skalare Größe ist.



Φ = M . i1d - M . i2d (11)

In der Ersatzschaltung von Fig. 1 ist der Erregerstrom im, wie er durch die Erregerinduktanz M fließt, durch die Gleichung (12) gegeben. Da die q-Achsenkomponente des Stroms für den Erregerstrom im unerheblich ist, ist die q-Achsenkomponente durch die Gleichung (13) wiedergegeben:

im = i1d - 12d (12)



i1d = i2q (13)

Diese Gleichungen (12) und (13) werden in die Gleichungen (8) eingesetzt, um dadurch die folgende Gleichung (14) herzuleiten:



r2 . i1d = (r2 + p . M) im (14)

Das Ansprechverhalten des Erregerstroms im auf den Erregerstrom i1d wird auf Grundlage der Gleichung (14) durch die folgende Gleichung (15) wiedergegeben:



im/i1d = r2 ./(r2 + p . M) = 1/(1 + p . M/r2) (15)

Der Erregerstrom im entspricht dem Erregerstrom i1d mit einer Verzögerung erster Ordnung und weist eine Zeitkonstante M/r2 auf. In einem typischen Induktionsmotor beträgt eine derartige Zeitkonstante M/r2 einige hundert Millisekunden. Es ist nicht unpraktisch, den Erregerstrom im als konstant anzunehmen, das ich der Erregerstrom i1d mit ausreichend schneller Zeitkonstante ändert. Ferner werden, wenn der Erregerstrom i1d konstant ist, die Erregerströme im und i1d als gleich angesehen.

Wenn die Gleichungen (12) und (13) in die Gleichung (9) eingesetzt werden, wird die folgende Gleichung (16) erhalten:



r2 . i1q = s . ω . M . im (16)

.

Diese Gleichung (16) kann in die Gleichung (17) modifiziert werden:

ωs = r2 . i1q/(M . im) (17)

Wenn der Erregerstrom im hinsichtlich einer Änderung des Drehmomentstroms i1q als konstant angenommen wird, kann der Drehmomentstrom i1q, d. h. der Sekundärdrehmomentstrom i2q, wunschgemäß dadurch eingestellt werden, daß die Schlupffrequenz ωs auf solche Weise auf den Induktionsmotor angewandt wird, daß die Gleichung (17) erfüllt ist.

Der Primärschaltkreis wird erneut betrachtet, wobei das Ergebnis für den Sekundärschaltkreis berücksichtigt wird. Wenn die Gleichungen (12) und (13) in die Gleichung (6) eingesetzt werden, ergibt sich die folgende Gleichung (18):



e1d = (r1 + p . Lσ) i1d - ω . Lσ . i1q + p . M . im (18)

Der dritte Term ist vernachlässigbar, da die Änderung des Erregerstroms im ausreichend mäßig ist, wie in der Gleichung (15) angegeben. Demgemäß wird die Gleichung (19) erhalten:



e1d = (r1 + p . Lσ) i1d - ω . Lσi1q (19)

Um den Erregerstrom i1d mit dem Sollwert bzw. Vorgabewert i1d* gleichzumachen, ist es denkbar, ein Regelungssystem zu konzipieren, das den Spannungsvorgabewert e1d* für die d-Achse, wie durch Gleichung (20) ausgedrückt, auf Grundlage der Differenz Δi1d = (i1d* - i1d) zwischen dem Vorgabewert i1d* und dem Erregerstrom i1d ausgibt:



e1d* = Gd . Δi1d - ω . Lσ . i1q* (20),



wobei Gd ein durch einen Proportional-Integral-Verstärker erzeugten Verstärkungsfaktor bezeichnet, der ausreichend groß ist. Ferner wird, da der Drehmomentstrom i1q und der Erregerstrom i1d gesondert eingestellt werden, der zweite Term mitgekoppelt und als Störungsterm über die q-Achse addiert. Beim in Fig. 2 dargestellten Ausführungsbeispiel wird durch den Subtrahierer 11 auf Grundlage der Gleichung (20) Δi1d (= i1d* - i1d) hergeleitet, wodurch der erste Term der Gleichung (20) erhalten wird. Der Umsetzer 13 multipliziert den Drehmomentstrom-Soll- bzw. Vorgabewert i1q* mit Lσ, und der Multiplizierer 14 multipliziert ω mit Lσ . i1q*, um dadurch den zweiten Term herzuleiten.

Die Gleichungen (12) und (13) werden in die Gleichung (17) eingesetzt, um die Gleichung (21) zu erhalten:



e1q = ω . Lσ . i1d + (r1 + p . Lσ) i1q + ω . M . im (21)

Wenn ein Regelungssystem betrachtet wird, das den Drehmomentstrom i1q mit dem Sollwert bzw. Vorgabewert i1q* zur Übereinstimmung bringen soll, ähnlich wie im obigen Fall, kann dieses Regelungssystem auf Grundlage der Gleichung (21) durch die folgende Gleichung (22) ausgedrückt werden. In dieser Gleichung (22) ist Gq ausreichend groß. Ferner ist der Erregerstrom im durch den Erregerstrom-Vorgabewert i1d* unter der Voraussetzung ersetzt, daß der Erregerstrom-Vorgabewert i1d* konstant ist:



e1q* = Gq . Δi1q + ω (Lσ + M) i1d* + r1 . i1q + (22)

Beim Ausführungsbeispiel von Fig. 2 leitet der Subtrahierer 15 den Wert Δi1q (= i1q* - i1q) her. Der Verstärker 16 führt eine Verstärkung unter Verwendung des Verstärkungsfaktors Gq aus, um dadurch den ersten Term der Gleichung (22) herzuleiten. ω . M . i1d* im zweiten Term bezeichnet die elektromotorische Bewegungsspannung Em. M . i1d* bezeichnet den Vorgabewert Φ* für die magnetische Induktion. Demgemäß multipliziert der Umsetzer 17 den Vorgabewert Φ* für die magnetische Induktion mit einer konstanten Kem für die elektromotorische Bewegungsspannung. Der Umsetzer 18 multipliziert i1d* mit Lσ. Die Ausgangssignale der Umsetzer 17 und 18 werden addiert. Der Multiplizierer 19 multipliziert die Summe mit ω, um dadurch den zweiten Term herzuleiten. Der dritte Term wird dadurch hergeleitet, daß der Drehmomentstrom-Vorgabewert i1q* im Umsetzer 20 mit dem Primärwiderstand r1 multipliziert wird.

Die Primärströme i1d und i1q des Induktionsmotors können unter Verwendung der Gleichungen (20) und (22) unabhängig und wahlfrei eingestellt werden.

Die vorstehend angegebenen Gleichungen (20) und (22) werden dazu verwendet, zu beschreiben, daß die Primärströme i1d und i1q wahlfrei durch Handhaben der Primärspannung einstellbar sind. Zu diesem Zweck ist es eine Grundvoraussetzung, daß die Bedingungen für den Sekundärschaltkreis, wie durch die Gleichungen (12) und (13) wiedergegeben, erfüllt sind. Ferner muß auch das Erfordernis für die Schlupffrequenz ωs in der Gleichung (17) erfüllt sein. Jedoch sind der Sekundärwiderstand r2 und die Erregerinduktanz in der Gleichung (17) wegen Temperaturschwankungen im Rotor und der magnetischen Sättigung des Eisenkerns nicht immer konstant. Daher ist es schwierig, den Motor mit einer Schlupffrequenz ωs zu versehen, die die Gleichung (17) hinsichtlich des erwünschten Erregerstroms i1d erfüllt, wodurch eine genaue Einstellung des Isterregerstroms i1d und des Istdrehmomentstroms i1q verhindert ist. Im folgenden wird beschrieben, wie die Konstanten M und r2 hinsichtlich der wahren Werte erkannt werden, die den aktuellen Zustand des Motors angeben.

Es sei angenommen, daß zwischen einem in der Steuerung angenommenen Nennwert Mn hinsichtlich des Erregerinduktanzwerts und dem wahren Wert M im Motor eine bestimmte Abweichung ΔM (= Mn - M) besteht. In diesem Zustand ist die tatsächlich im Motor erzeugte, über die q-Achse gemessene Spannung durch die Gleichung (21) wiedergegeben. Die von der Steuerung ausgegebene Spannung ist durch die folgende Gleichung (23) wiedergegeben:



e1q* = Gq Δi1q + ω . Lσ . i1d* + r1 . i1q*

+ ω . Mn . im* (23)

Die Gleichungen (21) und (23) können wie folgt modifiziert werden, wenn der Motor lastfrei läuft und i1q ≈ ilq* ≈ 0 gilt:



e1q = ω . Lσ . i1d + ω . Mn . im (24)



e1q = Gq . Δi1q + ω . Lσ . i1d* + ω . Mn . im* (25)

Der Erregerstromvorgabewert i1d* und der Erregerstrom i1d werden auf Grundlage dieser Gleichungen genau eingestellt. Ferner ändert sich der Erregerstrom sehr mäßig, wie es durch die Gleichung (15) ausgedrückt ist. Demgemäß entspricht der Wert i1d* dem Wert i1d, und i1d* entspricht im:



i1d* = i1d (26)



im* = im (27)

Die Differenz zwischen den Gleichungen (24) und (25) wird unter der Bedingung der Gleichungen (26) und (27) durch die folgende Gleichung (28) ausgedrückt:



e1q - e1q* = ω (M - Mn) im - Gq . Δi1q = 0 (28)

Diese Gleichung (28) wird in die Gleichung (29) modifiziert:



Gq . Δi1q = ω (M - Mn) im = ω . ΔM . im (29)

In der Gleichung (29) bezeichnet Gq . Δi1q, wenn i1q* ≈ 0 gilt, die vorgegebene Differenz für die Erregerinduktanz M. Daher ist es möglich, den auf der Steuerungsseite angenommenen Nennwert Mn unter Verwendung von Gq . Δi1q auf den wahren Wert zu korrigieren. Gemäß Fig. 2 wird das Ausgangssignal des Verstärkers 16, d. h. Gq . Δilq, durch den Verstärker 21 verstärkt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 21 wird über einen Schalter 23 nur dann in eine Datentabelle 24 eingegeben, wenn ein Komparator 22 erkennt, daß der Drehmomentvorgabewert T* kleiner als der vorgegebene Wert Trf ist. Die Datentabelle 24 zeigt die Beziehung zwischen dem integrierten Wert des Ausgangssignals des Verstärkers 21 und dem Vorgabewert Φ* für die magnetische Induktion. Der integrierte Wert ist die Abweichung ΔM der Erregerinduktanz M. Selbst wenn der Drehmomentvorgabewert nicht 0 ist, wird der Koeffizient 1/M des Umsetzers 1 kontinuierlich dadurch kompensiert, daß die entsprechend dem Erregerinduktions-Vorgabewert Φ* abgespeicherte Abweichung ΔM gelesen wird. Demgemäß ist es immer möglich, die Erregerinduktanz M auf den wahren Wert zu korrigieren. Der Verstärkungsfaktor Gm des Verstärkers 21 ist eine vorgegebene Verstärkung. Je größer der Verstärkungsfaktor ist, desto kürzer ist die Erkennungszeit für die Erregerinduktanz M.

Hinsichtlich des Sekundärwiderstands r2 wird angenommen, daß zwischen dem (auf der Steuerungsseite angenommenen) Nennwert r2n und dem Istwert r2 eine Abweichung Δr2 besteht. Als erstes wird die Gleichung (17) in die folgende Gleichung (30) modifiziert:



ω . M . im = (ω/ωs) r2 . i1q (30)

Die entlang der q-Achse geltende Spannung, wie sie tatsächlich im Motor erzeugt wird, wird durch Einsetzen der Gleichung (21) in die Gleichung (30) durch die folgende Gleichung (31) wiedergegeben:



e1q = ω . Lσ . i1d + (r1 + p . Lσ) i1q

+ (ω/ωs) r2 . i1q (31)

Die von der Steuerung ausgegebene Spannung e1q* wird auf Grundlage der Gleichungen (22) und (30) durch die folgende Gleichung (32) ausgedrückt:



e1q* = Gq Δi1q + ω . Lσ . i1d*

+ r1 . i1q* + (ω/ωs) r2n . i1q (32)

Der Erregerstrom i1d und der Erregerstromvorgabewert i1d* werden als einander gleich angesehen, wie durch die Gleichung (26) ausgedrückt. Ferner werden auch der Drehmomentstrom i1q und der Drehmomentstrom-Vorgabewert i1q* als miteinander gleich angesehen, wie es durch die folgende Gleichung (33) wiedergegeben ist:



i1q* = i1q (33)

Unter der vorstehend angegebenen Voraussetzung wird die folgende Gleichung (34) hergeleitet, um die Differenz zwischen den Gleichungen (31) und (32) wiederzugeben:



e1q - e1q* = p . Lσ . i1q - Gq . Δilq

+ (ω/ωs) . (r2 - r2n) . i1q = 0 (34)

Der erste Term ist relativ klein und vernachlässigbar, wodurch die folgende Gleichung (35) herleitbar ist:



Gq . Δi1q = Δr2 (ω/ωs) i1q (35)

In der Gleichung (35) bezeichnet Gq . Δi1q die Abweichung Δr2 des Sekundärwiderstands r2. Die Abweichung Δr2 wird unter Verwendung von Gq . Δi1q korrigiert. Beim in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiel multipliziert der Verstärker 25 das Ausgangssignal des Verstärkers 16, d. h. Gq . Δi1q, mit der erkannten Verstärkung Gr, so daß der Koeffizient r2 des Umsetzers 8 abhängig vom Ausgangssignal des Verstärkers 16 korrigiert wird.

Das auf Grundlage der Gleichungen (20) und (22) aufgebaute Steuerungssystem kann die Erregerinduktanz M und den Sekundärwiderstand r2 hinsichtlich der wahren Werte auf Grundlage der Gleichungen (29) und (35) erkennen. Auf Grundlage der erkannten wahren Werte kann eine die Gleichung (17) erfüllende Schlupffrequenz ωs für den Motor verwendet werden. Demgemäß können die Istprimärströme i1d und i1q des Motors auf die Primärstrom-Vorgabewerte i1d* und i1q* eingestellt werden.

Wie vorstehend beschrieben, wird die Regelung für den Erregerstrom i1d und den Drehmomentstrom i1q in bezug auf den Erregerstromvorgabewert (bzw. -sollwert) i1d* und den Drehmomentstrom-Vorgabewert (bzw. -sollwert) i1q* unabhängig ausgeführt. Die Steuerungsparameter, wie die Erregerinduktanz M und der Sekundärwiderstand r2, werden entsprechend den wahren Werten eines tatsächlichen Motors erkannt, so daß Übereinstimmung mit den Charakteristiken besteht. Demgemäß kann der Motor kontinuierlich und genau für den erwünschten Abtrieb sorgen, ohne daß er nachteilig durch Änderungen der Erregerinduktanz M und des Sekundärwiderstands r2 beeinflußt wird, wie sie durch magnetische Sättigung im Eisenkern oder durch Abweichungen der genauen Größen des Motors oder durch Temperaturschwankungen des Motors hervorgerufen werden. Demgemäß ist es nicht erforderlich, die Steuerungsparameter abhängig vom jeweils verwendeten Motor einzustellen.


Anspruch[de]
  1. 1. Feldorientierte Steuerung für einen Induktionsmotor (28), der von einem Umrichter (26) gespeist wird, mit
    1. - Sollwertgebern (2, 1) für die drehmomentbildende und die feldbildende Stromkomponente,
    2. - Reglern (12, 16) für beide Stromkomponenten,
    3. - einer Schlupffrequenz-Berechnungsschaltung (7, 8), die aus dem Verhältnis der Soll-Stromkomponenten die Schlupfwinkelfrequenz ωs berechnet,
    4. - einem Summierer, der die Schlupfwinkelfrequenz ωs mit der mechanischen Drehwinkelfrequenz ωm zur Wechselrichter-Winkelfrequenz ω aufaddiert, und einem nachgeschalteten Winkelgeber (10),
    5. - einer Schaltung (13, 14, 17 bis 20), die aus den Sollwerten der beiden Stromkomponenten unter Verwendung der Hauptreaktanz, der Streureaktanz, des Ständerwiderstands und der Wechselrichter-Winkelfrequenz Spannungswerte ermittelt, die den Stromregler-Ausgangsgrößen zur Errechnung eines Steuerspannungsvektors hinzuaddiert werden,
    6. - einer Anpaßschaltung (21 bis 25), der die Ausgangsgröße des Reglers (16) für die drehmomentbildende Stromkomponente zugeführt wird, und die den Rotorwiderstand für die Schlupffrequenz-Berechnungsschaltung (7, 8) korrigiert, und
    7. - einem Koordinatenwandler (3), der aus dem Steuerspannungsvektor und dem Winkel des Winkelgebers (10) eine Steuergröße für den Umrichter (26) erzeugt,
    dadurch gekennzeichnet, daß die Anpaßschaltung (21 bis 25) zusätzlich die Hauptreaktanz korrigiert, wenn das Drehmoment kleiner als ein vorgegebener Schwellwert ist.
  2. 2. Feldorientierte Steuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Winkelgeber (10) Sinus- und Cosinus-Werte ausgibt, die einem Koordinatenwandler (9) für die gemessenen Ströme und dem Koordinatenwandler (3) für den Steuerspannungsvektor zugeführt werden.
  3. 3. Feldorientierte Steuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Anpaßschaltung (21 bis 25) einen Verstärker (25) zur Ausgabe des korrigierten Rotorwiderstandswertes aufweist.
  4. 4. Feldorientierte Steuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Anpaßschaltung aufweist:
    1. - einen weiteren Verstärker (21) für die Ausgangsspannung des Stromreglers (16),
    2. - einen nachgeschalteten Schalter (23), der geschlossen ist, wenn ein Drehmoment-Sollwert kleiner als ein vorgegebener Schwellwert ist, und
    3. - ein dem Schalter (23) nachgeschaltetes Kennlinienglied (24), dem zusätzlich ein Flußsollwert zugeführt wird, und das einen Korrekturwert für die Hauptreaktanz M abgibt.
  5. 5. Feldorientierte Steuerung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Kennlinienglied (24) eine Datentabelle aufweist.






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