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Dokumentenidentifikation DE19725689C2 22.02.2001
Titel Schaltnetzteil, insbesondere für Ladegeräte
Anmelder Jungheinrich AG, 22047 Hamburg, DE
Erfinder Maasland, Hans-Hermann, Dipl.-Ing., 25451 Quickborn, DE
Vertreter Patentanwälte Hauck, Graalfs, Wehnert, Döring, Siemons, 20354 Hamburg
DE-Anmeldedatum 18.06.1997
DE-Aktenzeichen 19725689
Offenlegungstag 04.02.1999
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 22.02.2001
Veröffentlichungstag im Patentblatt 22.02.2001
IPC-Hauptklasse H02M 3/00
IPC-Nebenklasse H02J 7/00   H02M 1/12   G05F 1/70   

Beschreibung[de]

Die Erfindung bezieht sich auf ein Schaltnetzteil, insbesondere für Ladegeräte, nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Schaltnetzteile z. B. für Ladegeräte sollen nach Möglichkeit eine sinusförmige Stromaufnahme gewährleisten und als galvanisch getrenntes System fungieren. Es ist bekannt, zur Aufbereitung des Netzeingangs einen sog. PFC (Power Factor Corrector) mit hoher Frequenz vorzusehen. Die Schaltung arbeitet auf einen Gleichspannungszwischenkreis. Als zweite Stufe wird die Gleichspannung ebenfalls mit höher Frequenz im Puls-Weiten- Modulations-Verfahren in Wechselspannung übertragen und als gleichgerichteter Strom der Batterie zur Verfügung gestellt. Es ist auch bekannt, einen PFC und PWM- Schaltregler vorzusehen (PWM = Puls-Weiten-Modulation) Bei dieser Schaltungsanordnung werden drei Leistungshalbleiter eingesetzt und unterschiedlich angesteuert. Ferner wird z. B. ein Transformator mit Mittelanzapfung benötigt.

Ein Schaltnetzteil der eingangs genannten Art ist aus L. Wuidart, A. Bailly, Schaltnetzteile mit hohem Leistungsfaktor, In: Elektronik 6/1997, S. 58, 71 bis 74, bekannt geworden. Es besteht aus einem Gleichrichter, einer an den Gleichrichter angeschlossenen Reihenschaltung aus einer Boosterinduktivität und einem elektronischen Leistungsschalter, einem über eine Boosterdiode an den Leistungsschalter angeschlossenen Boosterkondensator und einem Regler, der nach Maßgabe von Spannung und Strom des Netzes sowie des Boosterkondensators die Pulsweite des nach der Pulsweitenmodulation (PWM) gesteuerten Leistungsschalters vorgibt. Bei der bekannten Schaltungsanordnung wird der Sperrwandler mit der Boosterdrossel in der Einschaltphase aufmagnetisiert und in der Ausschaltphase wird die Energie der Drossel in den Boosterkondensator und den Sperrwandler geladen. Das Tastverhältnis für den Sperrwandler ist auf 50% zu begrenzen.

Aus DE 195 34 282 A1 ist ein Schaltnetzteil bekanntgeworden, mit einem Durchflußwandlertransformator und einem Schalter hinter der Boosterdrossel. Eine Leistungsfaktorregelung oder eine Leistungsfaktorverbesserung ist nicht beschrieben. Eine Ausführungsform des bekannten Schaltnetzteils weist einen Durchflußwandlertransformator mit zwei Schaltern hinter der Boosterdrossel und dem Transformator auf.

Aus JP 62-25877 (A) In: Patent Abstracts of Japan, Sect. E. 1987, Vol. 11, Nr. 204, (E-520) ist ein Schaltnetzteil bekanntgeworden mit einem Eintakt-Durchflußwandler und einem Entlastungsübertrager. Zweck der Schaltung ist, die gespeicherte Energie in der Streuimpedanz zurückzugewinnen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Schaltnetzteil, insbesondere für Ladegeräte, zu schaffen, das bei Einhaltung zulässiger Oberwellenströme eine geringe Ausschaltverlußleistung für den Leistungsschalter Reduzierung des Spannungsanstiegs bewirkt bei gleichzeitig hohem Wirkungsgrad der Energieübertragung.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung sieht einen Durchflußwandler vor, dessen Primärwicklung in Reihe mit einem Kondensator geschaltet ist und bei dem die Reihenschaltung parallel zur Boosterdiode angeordnet ist. Auf diese Weise findet ein Energietransport zu den Ausgangsklemmen der Schaltungsanordnung auch während der sog. Ladephase statt. In dieser ist der Leistungsschalter geschlossen. Dadurch kann ein Strom vom Boosterkondensator über die Primärwicklung des Durchflußwandlers ebenfalls über den Leistungsschalter fließen. Der Durchflußwandler mit einem luftspaltlosen Kern hat vorzugsweise ein hartes Verhalten, so daß eine unmittelbare Energieübertragung aufgrund des erwähnten Stromflusses auf die Sekundärseite erfolgt und damit ein Strom zur Last fließt, beispielsweise einer Batterie an den Ausgangsklemmen der Schaltungsanordnung.

Bei der beschriebenen Ladephase wird auch der in Reihe zur Primärwicklung des Durchflußwandlers geschaltete Kondensator geladen, dessen Spannungsrichtung beim Öffnen des Leistungsschalters nunmehr entgegengesetzt der Spannungsrichtung am Leistungsschalter ist. Dadurch wird der hohe Spannungsanstieg dU/dt, der durch die Entladung der Boosterinduktivität entsteht, am Leistungsschalter reduziert. Damit wird auch die Ausschaltverlustleistung am Leistungsschalter, beispielsweise einen Feldeffekttransistor, ebenfalls reduziert.

Während der Entladephase fließt der Strom von der Induktivität über den Durchflußwandler und bewirkt mithin einen Energietransport zum Sekundärteil und damit einen Stromfluß in der angeschlossenen Last. Nach einer Ausgestaltung der Erfindung ist die Sekundärwicklung des Durchflußwandlers an einen Kondensator geschaltet. Dadurch wird die kapazitive Wirkung des Stromanstiegs über den Durchflußwandler erhöht.

Der Durchflußwandler ist so auszulegen, daß er die erforderliche Energieübertragung bewerkstelligen kann. Der mit der Primärwicklung des Durchflußwandlers in Reihe geschaltete Kondensator ist im Hinblick auf die Induktivität des Durchflußwandlers so ausgelegt, daß die an dem Kondensator aufgebaute Spannung ihren maximalen Wert bei etwa Scheitelspannung der Netzspannung erreicht. Dies entspricht einem Tastverhältnis von T = 0,2. Auf jeden Fall ist es vorteilhaft, diesen Kondensator im Hinblick auf die Ladezeit so zu bemessen, daß sie kleiner ist als die vom Regler vorgegebene minimale Pulsweite.

Der Strom in der Primärwicklung des Durchflußwandlers fließt in der Entlade- und Ladephase der Induktivität in unterschiedlichen Richtungen. Die Sekundärwicklung des Durchflußwandlers ist mit einer Mittelanzapfung versehen, wobei die Pole der Sekundärwicklung über jeweils eine Diode und eine Induktivität auf den Ausgang der Schaltungsanordnung geschaltet sind. Bei höherer Sekundärspannung kann auch eine Brückenschaltung verwendet werden.

Besonders vorteilhaft ist nach einer Ausgestaltung der Erfindung, wenn die Boosterinduktivität von der Primärwicklung eines Sperrwandlers gebildet ist, dessen Sekundärwicklung parallel zur Sekundärwicklung des Durchflußwandlertransformators auf den Ausgang geschaltet ist. Ein Sperrwandler speichert bekanntlich die Energie in der Einschaltphase des elektronischen Leistungsschalters, wodurch während der Ladephase Energieübertragung nicht stattfindet. Die Stromanstiegsgeschwindigkeit wird während des Wechsels von der Lade- in die Entladephase reduziert. Während der Entladephase wirkt der Sperrwandler wie ein Transistor eines imaginären Halbbrückenwandlers auf den Durchflußwandlertransformator. Durch die Primärwicklung des Durchflußwandlertransformators fließt ein Strom aufgrund der Umladung des in Reihe geschalteten Kondensators, der sich mit dem zu Beginn der Entladephase verzögert ansteigenden Strom in der Sekundärwicklung des Sperrwandlers überlagert.

Die Auslegung des Sperrwandlers ist konventionell. Vorzugsweise ist er so ausgelegt, daß z. B. 70% der dem Netz entnommenen Energie über diesen und der Rest über den Durchflußwandlertransformator übertragen wird.

Die erfindungsgemäße Schaltung verwendet die Puls-Weiten-Modulation in erster Linie für die sinusförmige Stromaufnahme und nicht direkt zur Ladestromregelung. Es ist daher zweckmäßig, eine Korrektur des Multiplikators vor dem PFC-Regler vorzunehmen. Daher ist nach einer Ausgestaltung der Erfindung vorgesehen, daß auf den Gleichstromeingang des Reglers ein Strom aufgeprägt wird, der dem Regler eine höhere Zwischenkreisspannung vortäuscht. Der Gleichspannungseingang des PFC- Reglers mißt normalerweise die Spannung am Boosterkondensator, d. h. die Zwischenkreisspannung. Mit Hilfe eines Bypass-Stromes aus der Reglerversorgung kann die höhere Zwischenkreisspannung vorgetäuscht werden. Der Bypass-Strom kann so hoch sein, daß der Regler keine Puls-Weiten-Modulation mehr erzeugt. Über die Spannung am Boosterkondensator wird der primäre Netzstrom und dann ebenfalls der Durchflußwandlertransformator gesteuert. Über die variierende Eingangsspannung am Durchflußwandler in Verbindung mit der Induktivität auf der Sekundärseite kann der Strom ausreichend geregelt werden. Die Kondensatorspannung kann zwischen dem maximalen Scheitelwert der Netzspannung und dem doppelten Wert variiert werden, z. B. zwischen 325 und 650 V. Auf diese Weise ist eine Sicherheitsschaltung erhalten, bei der Spannungsspitzen aus dem Netz aufgefangen werden. Von den Spannungsspitzen geht Gefahr vor allem dann aus, wenn z. B. in der Nachladephase bei der Ladung einer Batterie nur noch kleine Ströme fließen.

Das erfindungsgemäße Schaltnetzteil ist sehr wenig aufwendig, vor allem weil ein Schaltregler für die galvanische Trennung eingespart ist. Die nahezu oberwellenfreie Stromaufnahme ist gleichwohl gewährleistet. Das erfindungsgemäße Schaltnetzteil kann mit hoher Frequenz bei geringer Ausschaltverlustleistung betrieben werden, z. B. mit 150 kHz. Der Wirkungsgrad ist hoch bei gleichzeitiger Verringerung des Spannungsanstiegs an dem Leistungstransistor. Ferner ist die EMV-Abstrahlung geringer als herkömmliche Lösungen.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt ein Schaltungsbeispiel eines Schaltnetzteils nach der Erfindung.

Fig. 2 zeigt ein Diagramm von Strom und Spannung an den einzelnen Bauelementen des Schaltnetzteils nach Fig. 1 in Abhängigkeit von der Zeit.

Fig. 3 zeigt ein anderes Schaltungsbeispiel eines Schaltnetzteils nach der Erfindung.

Fig. 4 zeigt ein ähnliches Spannungs- und Stromdiagramm wie Fig. 2, jedoch für die Schaltungsanordnung nach Fig. 3.

In Fig. 1 ist bei 10 ein Netzkabel und bei 12 ein Netzstecker angedeutet. Der Netzstecker ist an eine Gleichrichterbrückenschaltung V1 angeschlossen, der ein Filterkondensator 14 vorgeschaltet ist. Der Ausgang der Brückenschaltung V1 ist an eine Primärwicklung 16 eines Transformators T1 angeschlossen, der als sog. Sperrwandler ausgebildet ist. Die Primärwicklung 16 liegt in Reihe mit einem Leistungstransistor V2. Der Leistungstransistor V2 wird von einem PFC-Regler 18 gesteuert, der in Abhängigkeit von dem Netzstrom bei 22, der Netzspannung, der Spannung an einem Kondensator C1 und dem Ladestrom, auf den weiter unten noch eingegangen wird, eine Puls-Weiten-Modulation am Leistungstransistor vornimmt. Der Meßeingang des Reglers 18 für die Netzspannung bzw. Phasenlage ist bei 20, für den Netzstrom bei 21, für die Spannung im Kondensator C1 bei 24 und für den Batterieladestrom bei 26 angedeutet. Die Sekundärwicklung 28 des Sperrwandlers T1 liegt über einer Diode V5 an Ausgangsklemmen 30, 32 der gezeigten Schaltungsanordnung, die z. B. als Ladegerät für eine Batterie verwendet werden kann. Zwischen den Klemmen 30, 32 liegt ein Glättungskondensator C4.

Der Kondensator C1 liegt parallel zum Leistungstransistor V2, genauer zu seiner Drain-Source-Strecke. Dem Kondensator C 1 ist eine Diode V3 vorgeschaltet. Die Diode wird auch als Boosterdiode und der Kondensator als Boosterkondensator bezeichnet. Parallel zur Diode V3 liegt die Reihenschaltung aus einer Primärwicklung 34 eines Transformators T2 und eines Kondensators C2. Der Transformator T2 ist ein sog. Durchflußwandlertransformator, weist mithin ein hartes Übertragungsverhalten auf im Gegensatz zum Sperrwandler T1. Die Sekundärwicklung 36 des Durchflußwandlertransformators T2 weist eine an Masse liegende Mittelanzapfung auf. Die Sekundärwicklung 36 liegt über parallele zwei Dioden V4 und eine Induktivität L1 an der zur Klemme 30 führenden Leitung hinter der Diode V5 sowie über einen Kondensator C3 an Masse.

Der Betrieb der Aufladung einer nicht gezeigten Batterie erfolgt mit Hilfe eines Ladeprozessors 40, der den Ladestrom über einen Shunt 42 in der zur Klemme 32 führenden Leistung mißt. Der Ladeprozessor 40 ist über Optokoppler 44 bzw. 46 mit dem Regler 18 gekoppelt.

Zum Betrieb der gezeigten Schaltungsanordnung ist folgendes anzumerken: Während der Transistor V2 durchgeschaltet ist, fließt der Hauptstrom über den Gleichrichter V1, die Primärwicklung 16 vom Sperrwandler T1 über den Leistungstransistor V2 zurück zum Gleichrichter V1. Parallel fließt vom Boosterkondensator C1 ein Strom über den Kondensator C2 und die Primärwicklung 34 des Durchflußwandlertransformators T2 über den Transistor V2. Die fließenden Ströme i(V2) sind in Fig. 2 angedeutet, in der eine Periode des z. B. mit 150 kH betriebenen Leistungstransistors V2 dargestellt ist. Bei durchgeschaltetem Transistor V2 wird die Drain-Source-Spannung Uds zu Null. Es fließt ein kleinerer Strom von z. B. 1/3 über den Durchflußwandlertransformator T2 und ein um annähernd 2/3 höherer Strom (Hauptstrom) über den geschilderten Weg. Da der Transformator T1 als Sperrwandler betrieben ist, findet zu diesem Zeitpunkt eine Energieübertragung im Sperrwandler nicht statt. In dieser Phase findet jedoch aufgrund des Stroms im Durchflußtransformator T2 eine Energieübertragung statt. Der Kondensator C2 ist mit der Induktivität des Transformators T2 so ausgelegt, daß die Spannung an C2 bein Tastverhältnis von etwa 0,2 ihren maximalen Wert erreicht. Das Tastverhältnis von 0,2 wird etwa bei dem Scheitelwert der Nennspannung erreicht.

Öffnet der Leistungstransistor V2, ist Kondensator C2 geladen und wirkt in der Spannungsrichtung entgegengesetzt zum Spannungsanstieg am Transistor V2. Der Kondensator C3 erhöht die kapazitive Wirkung des Durchflußwandlertransformators T2. Auf diese Weise wird ein hoher Spannungsanstieg dU/dt durch den Transformator T1 an der Drain-Source-Strecke des Transistors V2 reduziert. Dadurch wird auch die Ausschaltverlustleistung des Transistors reduziert. Die Energie des Sperrwandlers T1 wirkt jetzt wie ein Transistor eines imaginären Halbrückenwandlers auf den Transformator T2. Bis zur Umladung des Kondensators C2 findet ebenfalls ein Energietransport über den Durchflußwandlertransformator T2 statt, was durch den Stromblock in Fig. 2 i(V4) zu Beginn der Ausschaltphase des Transistors V2 gezeichnet ist. Der hierbei zur Energieübertragung zur Verfügung stehende Strom überlagert sich teilweise mit dem Strom, der nunmehr durch die Entladung im Sperrwandler T1 i(US) zu fließen beginnt. Der Hauptteil der Energieübertragung erfolgt daher über den Sperrwandler T1.

Die Auslegung des Durchflußwandlertransformators T2 ergibt sich aus der zur Verfügung stehenden Energie des Kondensator C1. Im gezeigten Fall ist das Verhältnis der Transformatoren T1 und T2 so ausgelegt, daß ersterer 2/3 und zweiterer der Energie 1/3 überträgt.

Zu Fig. 2 bleibt noch nachzutragen, daß U(V1) die Netzspannung und U(C1) die maximale Spannung am Kondensator C1 sind.

Die bei der gezeigten Schaltungsanordnung vorgesehene Puls-Weiten-Modulation dient in erster Linie für die sinusförmige Stromaufnahme und nicht direkt für die Ladestromregelung. Daher wird eine Korrektur des Multiplikators vor dem Regler 18 durchgeführt. Zu diesem Zweck wird der Gleichspannungseingang 24, der die Spannung am Kondensator C1 mißt, mit einem Bypass-Strom aus der Reglerversorgung versehen. Dadurch wird dem Regler 18 eine höhere Spannung am Kondensator C1 vorgetäuscht. Der Bypass-Strom kann so hoch sein, daß der Regler 18 keine Puls- Weiten-Modulation mehr generiert. Über die Spannung am Kondensator C1 wird der Durchflußwandlertransformator T2 gesteuert. Über die variierende Eingangsspannung an der Primärwicklung 34 des Durchflußwandlertransformators T2 in Verbindung mit der Induktivität L1 kann der Strom ausreichend geregelt werden. Die Kondensatorspannung kann zwischen der maximalen Scheitelwert-Netzspannung und dem doppelten Wert variiert werden, z. B. zwischen 325 und 650 V.

Die Ausführungsform nach Fig. 3 unterscheidet sich von der nach Fig. 1 nur geringfügig. Es werden daher Bauteile, die denen nach Fig. 1 gleichen, mit gleichen Bezugszeichen versehen. Wie erkennbar, ist nicht ein Sperrwandler wie in Fig. 1 vorgesehen, sondern eine einfache Induktivität L2, so daß die gesamte Energie auf die Sekundärseite vom Durchflußwandlertransformator T2 übertragen wird. Im Hinblick auf die sonstige Wirkungsweise der Schaltungsanordnung kann auf die obige Beschreibung verwiesen werden.

Der Verlauf der Ströme geht aus Fig. 4 hervor. Aufgrund der Entladung des Kondensators C2 findet in der Ladephase (Transistor V2 durchgeschaltet) eine Energieübertragung statt. In der Entladephase wird die Energie durch die Entladung der Induktivität L2 geliefert.


Anspruch[de]
  1. 1. Schaltnetzteil, insbesondere für Ladegeräte, mit einem Hochsetzsteller, bestehend aus einem Gleichrichter, einer an den Gleichrichter angeschlossenen Reihenschaltung aus einer Boosterinduktivität und einem elektronische Leistungsschalter, einem über eine Boosterdiode an den Leistungsschalter angeschlossenen Boosterkondensator und einem Regler, der nach Maßgabe von Spannung und Strom des Netzes sowie des Boosterkondensators die Pulsweite des nach der Puls-Weiten- Modulation (PWM) gesteuerten Leistungsschalters vorgibt, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zur Boosterdiode (V3) die Reihenschaltung der Primärwicklung (34) eines Durchflußwandlertransformators (T2) und eines Kondensators (C2) geschaltet ist, dessen Sekundärwicklung (36) auf den Ausgang des Netzteils geschaltet ist dergestalt, daß am Boosterkondensator (C1) eine Zwischenkreisspannung aufgebaut wird und aber mit Hilfe des Kondensators (C2) und des Durchflußwandlertransformators (T2) die Ausschaltspannung am Leistungsschalter (V2) verringert wird.
  2. 2. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladezeit des dem Durchflußwandlertransformator (T2) zugeordneten Kondensators (C2) kleiner ist als die vom Regler (18) vorgegebene maximale Pulsweite.
  3. 3. Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Sekundärwicklung (36) des Durchflußwandlertransformators (T2) über eine Gleichrichteranordnung (V4) und eine Induktivität (L1) sowie einen Kondensator (C4) auf den Ausgang geschaltet ist.
  4. 4. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein Kondensator (C3) mit der Sekundärwicklung (36) des Durchflußwandlertransformators (T2) verbunden ist.
  5. 5. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Boosterinduktivität von einem Sperrwandler (T1) gebildet ist, dessen Sekundärwicklung parallel zur Sekundärwicklung des Durchflußwandlertransformators (T2) auf den Ausgang geschaltet ist.
  6. 6. Schaltnetzteil nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Durchflußwandlertransformator (T2) so ausgelegt ist, daß er etwa 30% der Energiemenge des Sperrwandlers (T1) überträgt.
  7. 7. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß auf den Gleichspannungseingang des Reglers (18) ein Strom aufgeprägt wird, der dem Regler (18) eine höhere Zwischenkreisspannung vortäuscht.
  8. 8. Schaltnetzteil nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein Bypass-Strom aus der Versorgung des Reglers (18) aufgeprägt wird.






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