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Dokumentenidentifikation DE19942944A1 22.03.2001
Titel Kommunikationssystem und entsprechender Empfänger
Anmelder Infineon Technologies AG, 81669 München, DE
Erfinder Neubauer, André, Dr., 47807 Krefeld, DE
Vertreter Patentanwälte Dr. Graf Lambsdorff & Dr. Lange, 81673 München
DE-Anmeldedatum 08.09.1999
DE-Aktenzeichen 19942944
Offenlegungstag 22.03.2001
Veröffentlichungstag im Patentblatt 22.03.2001
IPC-Hauptklasse H04L 27/32
IPC-Nebenklasse H04L 27/10   
Zusammenfassung In einem Kommunikationssystem werden winkelmodulierte Signale übertragen, wobei hierzu in regelmäßigen Abständen in die Sendedaten (dk) eine Codierinformation eingefügt und zusammen mit den Sendedaten (dk) phasenmoduliert wird. Diese Codierung dient zur Impulsformung, so daß der Empfänger (27) durch eine entsprechende Signalverarbeitung ohne Trägerphasenregelung mit reduziertem Implementierungsaufwand die digitalen Sendedaten (dk) wiedergewinnen kann.

Beschreibung[de]

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Kommunikationssystem nach dem Oberbegriff des Anspruches 1, in dem winkelmodulierte Signale, insbesonder MSK-Signale (Minimum Shift Keying), übertragen werden, sowie einen entsprechenden Empfänger.

In drahtlosen Kommunikationssystemen, wie beispielsweise DECT-Systemen (Digital European Cordless Telephone) oder Funksystemen, welche in den sogenannten unlizenzierten ISM- Frequenzbändern (Industrial Scientific Medical) betrieben werden, werden häufig Superheterodyn-Empfänger zum Empfangen und Demodulieren von phasenmodulierten Signalen verwendet. Zur Erzielung einer höheren Systemintegration und somit niedrigeren Systemkosten kommen vermehrt auch sogenannte Low- IF (Intermediate Frequency)- oder Zero-IF(Homodyn)-Empfänger zum Einsatz, welche keine externen Filter zur Unterdrückung von Spiegelfrequenzen benötigen. Low-IF-Empfänger verwenden eine relativ niedrige Zwischenfrequenz, die bei Eingangssignalfrequenzen von ca. 2 GHz beispielsweise ca. 1 MHz betragen kann, während die Zwischenfrequenz bei Zero-IF- Empfängern 0 MHz beträgt. Die Demodulation des phasenmodulierten Empfangssignal erfolgt bei dieser Art von Empfängern durch eine geeignete, häufig analoge Signalverarbeitung (z. B. bei DECT-Empfängern).

In Fig. 4 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild eines derartigen Low- oder Zero-IF(Homodyn)-Empfängers dargestellt.

Bei der Phasenmodulation wird die zu übertragende Kommunikationsinformation über die Phase eines Trägersignals übertragen, wobei die Phase des Trägersignals in Abhängigkeit von dem zu übertragenden Wert der Kommunikationsinformation verändert wird. Das über eine Empfangsantenne 1 empfangene Hochfrequenzsignal xRF(t) besitzt allgemein die Form



xRF(t) = u(t)cos(ω0t + φ0) - ν(t)sin(ω0t + φ0) = Re{[u(t) + jν(t)]exp(jω0t + φ0)}

Dabei bezeichnet ω0 die Trägerfrequenz, während φ0 die Nullphase darstellt. In den Signalanteilen u(t) und v(t) ist die den zu übertragenden Kommunikations- oder Nachrichtenbits entsprechende zeitabhängige Phaseninformation enthalten. Durch Wiedergewinnung dieser Phaseninformation kann im Empfänger auf die Werte der einzelnen Kommunikationsbits geschlossen werden.

Zu diesem Zweck wird in Low-IF- oder Zero-IF-Empfängern das Empfangssignal xRF(t) zunächst mit Hilfe eines Bandpaßfilters 14 vorgefiltert und mit Hilfe eines linearen Verstärkers 23 verstärkt. Anschließend wird das somit verarbeitete Empfangssignal auf zwei Signalpfade, nämlich einem I- und einem Q- Signalpfad, aufgeteilt. Im I-Signalpfad wird das Empfangssignal in einem Mischer 15 mit dem Signal cos(ω0t) eines lokalen Oszillators 17 multipliziert, während im Q-Signalpfad das Empfangssignal in einem Mischer 16 mit dem entsprechenden Quadratursignal -sin(ω0t) multipliziert wird, welches aus dem Oszillatorsignal cos(ω0t) mit Hilfe einer entsprechenden Phasenverschiebeeinheit 18 gewonnen wird. In beiden Signalpfaden erfolgt anschließend eine Tiefpaßfilterung mit Hilfe entsprechender Antialiasing-Filter 19 bzw. 20 und eine A/D-Umsetzung mit Hilfe entsprechender A/D-Wandler 21 bzw. 22. Die Ausgangssignale der beiden Signalpfade werden schließlich von einer (im vorliegenden Fall digitalen) Signalverarbeitungseinheit ausgewertet, um aus den somit gewonnenen Signalen das im allgemeinen komplexe Nutzsignal [u(t)+ jv(t)] . exp(ω0t) mit den gewünschten Phaseninformationen zu erhalten, aus denen wiederum die Werte der übertragenen Kommunikations- oder Nachrichtenbits dk abgeleitet werden können.

Aus der Darstellung von Fig. 4 ist ersichtlich, daß ein derartiger Homodyn-Empfänger im allgemeinen zwei reelle Signalpfade mit jeweils einem Mischer 15 bzw. 16, einem Filter 19bzw. 20 und einem A/D-Wandler 21 bzw. 22 benötigt. Darüber hinaus ist eine Komponente 18 zur Erzeugung der Quadratursignale des lokalen Oszillators 17 erforderlich. Die zuvor beschriebene Vorgehensweise ist zwar prinzipiell für alle Phasenmodulationsarten geeignet. Sie nutzt jedoch nicht die Eigenschaften geeignet definierter Modulationsverfahren zur Aufwandsreduktion aus.

Bei einem phasen- und frequenzstarren (d. h. kohärenten) Empfang ist zudem in dem Empfänger wegen der unbekannten Nullphase φ0 eine Regelung der Trägerphase erforderlich, wodurch entsprechend der Implementierungsaufwand des Empfängers erhöht wird.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Kommunikationssystem zum Senden und Empfangen von winkelmodulierten Signalen, insbesondere digitalen phasen- oder frequenzmodulierten Signalen, sowie einen entsprechenden Empfänger vorzuschlagen, wobei der Empfänger mit deutlich geringerem Aufwand implementiert werden kann.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Kommunikationssystem mit den Merkmalen des Anspruches 1 bzw. einem Empfänger mit den Merkmalen des Anspruches 9 gelöst. Die Unteransprüche definieren jeweils bevorzugte und vorteilhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung.

Mit Hilfe der vorliegenden Erfindung wird eine geeignete Definition des digitalen Modulationsverfahrens zur Codierung und Impulsformung vorgeschlagen, so daß der Empfänger bezüglich seiner analogen Vorstufe (Frontend) ohne Trägerphasenregelung und, bezogen auf den in Fig. 4 gezeigten bekannten Homodyn-Empfänger, mit etwa dem halben Schaltungsaufwand realisiert werden kann.

Zu diesem Zweck werden in die zu übertragenden Nachrichtenbits Codierinformationen oder Codierbits eingefügt, wobei insbesondere beispielsweise jeweils zwischen zwei aufeinanderfolgende Nachrichtenbits ein Codierbit mit dem festen binären Wert "1" eingefügt werden kann. Der Empfänger ist derat ausgestaltet, daß durch eine geeignete Signalverarbeitung des auf den Nachrichten- und Codierbits beruhenden winkelmodulierten Signals die ursprünglichen Nachrichtenbits mit lediglich einem reellen Signalpfad, d. h. ohne komplexen I/Q- Signalpfad, detektiert werden können. Im Gegensatz zu dem in Fig. 4 gezeigten bekannten Homodyn-Empfänger ist somit das Ziel des Empfängers nicht die Signalrekonstruktion, sondern die Erkennung der digitalen Sendedaten.

Durch die vorgeschlagene Codierung und Impulsformung wird eine phaseninkohärente Demodulation des winkelmodulierten Empfangssignals und Detektion der digitalen Sendedaten unabhängig von einem möglichen Phasenversatz zwischen dem Hochfrequenz-Empfangssignal des Empfängers und dem lokalen Oszillatorsignal, welches in dem Empfänger zum Heruntermischen des Empfangssignal in das Basisband verwendet wird, ermöglicht. Die bei dem in Fig. 4 gezeigten Homodyn-Empfänger erforderliche Trägerphasenregelung kann somit entfallen.

Des weiteren muß im Gegensatz zu Fig. 4 der Mischer, Filter und A/D-Wandler lediglich einmal vorgesehen werden. Da kein komplexer I/Q-Singalpfad erforderlich ist, kann zudem die Quadratursignalerzeugung für das Signal des lokalen Oszillators entfallen, und zwischen den I/Q-Signalpfaden sind keine Matching-Anforderungen zu beachten.

Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben.

Fig. 1 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Empfängers,

Fig. 2 zeigt eine mögliche Realisierung eines in Fig. 1 gezeigten digitalen Demodulators,

Fig. 3 zeigt eine Darstellung zur Erläuterung der bei Anwendung der vorliegenden Erfindung erzielbaren Bitfehlerrate, und

Fig. 4 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines bekannten Homodyn-Empfängers.

Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend beispielhaft anhand von MSK-modulierten (Minimum Shift Keying) Signalen für den rauschfreien Fall erläutert. Die Erfindung ist jedoch nicht auf diese Modulationsart beschränkt, sondern kann allgemein auf alle Arten der Winkelmodulation, insbesondere auf alle CPFSK-Modulationsverfahren (Continuous Phase Frequency Shift Keying) angewendet werden, wie sie beispielsweise gemäß dem DECT- oder GSM-Mobilfunkstandard eingesetzt werden.

Gemäß der MSK-Modulation wird die Phase des Trägersignals abhängig von dem zu übertragenden binären Wert dk ∈{-1, 1} entweder um -π/2 oder um +π/2 gedreht.

Das von einem in Fig. 1 gezeigten Sender 25 über eine Sendeantenne 26 gesendete und einem Empfänger 27 über eine Empfangsantenne 1 empfangene hochfrequente MSK-Signal xRF(t) besitzt allgemein die Form:



xRF(t) = cos(ω0t + φ0 + Δφ + θ(t))

Dabei bezeichnet ω0 die Trägerfrequenz, φ0 die Nullphase, Δφ den Phasenversatz zwischen dem HF-Empfangssignal und dem Signal des (in Fig. 1 nicht gezeigten) lokalen Oszillators des Empfängers 27 und θ(t) die sich infolge der zu übertragenden binären Informationen einstellende Phasenveränderung des Trägersignals. Der in Fig. 1 gezeigte Sender 25 ist derart ausgestaltet, daß nicht nur die eigentlichen Nachrichtenbits dkphasenmoduliert übertragen werden, sondern auch Codierbits, welche von dem Sender 25 in regelmäßigen Abständen vor Durchführung der Phasenmodulation in die Nachrichtenbitsequenz eingefügt werden. Insbesondere wird vorgeschlagen, eine Codierung derart vorzunehmen, daß jeweils zwischen zwei aufeinanderfolgende Nachrichtenbits ein Codierbit mit dem festen binären Wert "1" eingefügt wird, so daß während der Phasnemodulation durch dieses Codierbit die Trägerphase um +π/2 verändert wird.

Das von dem Sender 25 somit generierte und von dem Empfänger 27 empfangene HF-Signal xRF(t) wird zunächst mit Hilfe eines linearen Verstärkers 2 verstärkt und einem Mischer 3 zugeführt, wo es mit dem Signal 2cos(ω0t + φ0) des bereits erwähnten lokalen Oszillators des Empfängers 27 multipliziert wird, so daß von dem Mischer 3 das Basisbandsignal y(t) = cos(Δφ + θ(t)) erzeugt wird, welches mit Hilfe eines Antialiasing-Filters 4 tiefpaßgefiltert und mittels eines A/D- Wandlers 5 mit dem Takt 1/T abgetastet und in eine digitale Datenfolge yk = cos(Δφ + θk) umgesetzt wird.

Für den zeitlichen Verlauf der durch die in dem Signal xRF(t) übertragenen binäre Informationen hervorgerufenen Trägerphasenveränderung gilt folgende Formel:



θk = π/2 . (Ik + Ik-1 + . . . + I1 + I0)

Aufgrund der oben beschriebenen und senderseitig durchgeführten Codierung, bei der jedes zweite zu übertragende Bit auf den binären Wert "1" gesetzt worden ist, gilt für die Koeffizienten:

Ik = 1 für k = 2n, und

Ik = dk für k = 2n + 1 (n = 0, 2, . . .)

Diese Codierung ist ein Spezialfall einer Hadamard-Codierung und zu einer entsprechenden Impulsformung äquivalent. Infolge der Codierung beträgt die Bitrate 2/T.

Ein in Fig. 1 gezeigter digitaler Demodulator 6 besitzt die Aufgabe, durch Auswertung der einzelnen Abtastwerte yk die gesendeten Nachrichtenbits dk zu ermitteln. Eine mögliche Realisierung des digitalen Demodulators 6 ist in Fig. 2 in Form eines vereinfachten Blockschaltbilds dargestellt.

Wie der Darstellung Von Fig. 3 entnommen werden kann, umfaßt der digitale Demodulator 6 gemäß diesem Ausführungsbeispiel lediglich drei Speicher- oder Verzögerungsglieder 7-9, welche ein Schieberegister der Länger 3 bilden, zwei Multiplizierer 10 und 11 sowie einen Addierer 12 und einen Vorzeichen- Detektor 13. Durch die Verschaltung der Mutliplizierer 10 und 11 mit den einzelnen Speicherstufen 7-9 des Schieberegisters wird erreicht, daß stets einer dieser beiden Multiplizierer zwei Abtastwerte der Basisbandsignalsequenz yk miteinander multipliziert, welche auf zwei aufeinanderfolgende Nachrichtenbits zurückgehen, während der andere Multiplizierer zwei Abtastwerte der Basisbandsignalsequenz yk multipliziert, welche auf zwei aufeinanderfolgende Codierbits zurückgehen. Die Multiplizierergebnisse werden von dem Addierer 12 addiert, so daß der Vorzeichen-Detektor 13 durch Auswertung des Vorzeichen des Addierergebnisses einfach die Werte der gesendeten Nachrichtenbits dk ermitteln und ausgeben kann.

Durch die zuvor erwähnte Codierung wird nicht nur eine Impulsformung realisiert, sondern es wird insbesondere eine phaseninkohärente Demodulation und Detektion der Nachrichtenbits dk unabhängig von einem möglichen Phasenversatz Δφ zwischen dem hochfrequenten Empfangssignal xRF(t) und dem lokalen Oszillatorsignal ermöglicht, so daß keine Trägerphasenregelung erforderlich ist.

In Fig. 3 ist die bei Anwendung der vorliegenden Erfindung erzeilbare Bitfehlerrate (BER) als Funktion des Bit-Signal- Rauschverhältnisses Eb/N0 dargestellt. Zum Vergleich sind auch die entsprechenden BER-Kennlinien anderer bekannter Demodulationsverfahren (kohärent und inkohärent) dargestellt. Der Darstellung von Fig. 3 kann entnommen werden, daß die mit Hilfe der vorliegenden Erfindung erzielbare Reduktion des Implementierungsaufwands gegenüber einer inkohärenten FSK- Demodulation, wie sie z. B. in DECT-Empfängern mit Hilfe eines komplexen I/Q-Signalpfads realisiert ist, bei einer Bitfehlerrate von 10-3 lediglich mit einer verringerten Leistungseffizienz von ca. 2 dB erkauft wird.

Zur Verbesserung der Leistungseffizienz kann jedoch anstelle der oben beschriebenen Hadamard-Codierung auch eine höherwertigere Hadamard-Codierung eingesetzt werden, bei der die Codierbits in größeren Abständen in die zu übertragende Nachrichtenbitsequenz eingefügt werden. In diesem Fall muß selbstverständlich der in Fig. 2 gezeigte digitale Demodulator 6 hinsichtlich der Länge des Schieberegisters und der Anbindung der beiden Multiplizierer 10, 11 an das Schieberegister entsprechend angepaßt werden. Bezugszeichenliste 1 Empfangsantenne

2 Verstärker

3 Mischer

4 Tiefpaßfilter

5 A/D-Wandler

6 Digitaler Demodulator

7 Verzögerungsglied

8 Verzögerungsglied

9 Verzögerungsglied

10 Mutliplizierer

11 Mischer

12 Addierer

13 Vorzeichen-Detektor

14 Bandpaßfilter

15 Mischer

16 Mischer

17 Oszillator

18 Phasenverschieber

19 Tiefpaßfilter

20 Tiefpaßfilter

21 A/D-Wandler

22 A/D-Wandler

23 Verstärker

24 Digitale Signalverarbeitungseinheit

25 Sender

26 Sendeantenne

27 Empfänger

xRF(t) Analoges Empfangssignal

yk Basisbandsequenz

dk Digitale Empfangssequenz

BER Bitfehlerrate

Eb/N0 Bit-Signal/Rauschverhältnis

ω0 Trägerfrequenz


Anspruch[de]
  1. 1. Kommunikationssystem,

    wobei zwischen einem Sender (25) und einem Empfänger (27) Kommunikationsinformationen (dk) in Form eines winkelmodulierten Signals (xRF(t)) übertragen werden,

    wobei von dem Sender (25) bei der Winkelmodulation für jede Kommunikationsinformation (dk) in dem winkelmodulierten Signal (xRF(t)) eine dem Wert der Kommunikationsinformation (dk) entsprechende Phasenveränderung eines Trägersignals zugeordnet wird,

    wobei der Empfänger (27) einen Mischer (3) umfaßt, um das winkelmodulierte Signal (xRF(t)) mit einem die Trägerfrequenz (ω0) des Trägersignals aufweisenden Signal zu mischen und somit ein Basisbandsignal (y(t)) zu erzeugen, welches von der Trägerfrequenz (ω0) befreit ist und einen den einzelnen Phasenveränderungen entsprechenden Phasenverlauf aufweist, und wobei der Empfänger (27) einen Analog/Digital-Wandler (5) umfaßt, um den Phasenverlauf des Basisbandsignal (y(t)) des Mischers (3) abzutasten und in eine digitale Datenfolge (yk) umzusetzen,

    dadurch gekennzeichnet,

    daß der Sender (25) derart ausgestaltet ist, daß er in die Kommunikationsinformationen (dk) in regelmäßigen Abständen eine Codierinformation einfügt, zusammen mit den Kommunikationsinformationen (dk) winkelmoduliert und in Form des winkelmodulierten Signals (xRF(t)) an den Empfänger (27) überträgt, und

    daß der Empfänger (27) eine digitale Auswertungseinrichtung (6) umfaßt, welche einerseits aufeinanderfolgenden Kommunikationsinformationen (dk) entsprechende Phasenabtastwerte und andererseits aufeinanderfolgenden Codierinformationen entsprechende Phasenabtastwerte der digitale Datenfolge (yk) des Analog/Digital-Wandlers (5) zunächst separat verarbeitet, die Verarbeitungsergebnisses miteinander kombiniert und das Kombinationsergebnis auswertet, um davon abhängig die Kommunikationsinformationen (dk) wiederzugewinnen.
  2. 2. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die digitale Auswertungseinrichtung (6) umfaßt:

    eine Schieberegisteranordnung (7-9) zum Zwischenspeichern aufeinanderfolgender Phasenabtastwerte der digitale Datenfolge (yk) des Analog/Digital-Wandlers (5),

    einen Multiplizierer (10; 11) zum Multiplizieren der den aufeinanderfolgenden Kommunikationsinformationen (dk) entsprechenden Phasenabtastwerte der digitale Datenfolge (yk) des Analog/Digital-Wandlers (5),

    einen Multiplizierer (11; 10) zum Multiplizieren der den aufeinanderfolgenden Codierinformationen entsprechende Phasenabtastwerte der digitale Datenfolge (yk) des Analog/Digital- Wandlers (5),

    einen Kombinierer (12) zum Kombinieren der Multiplikatonsergebnisse der beiden Multiplizierer (10, 11), und

    eine Detektoreinrichtung (13) zum Auswerten des Kombinationsergebnisses des Kombinierers (12), um davon abhängig die Kommunikationsinformationen (dk) wiederzugewinnen.
  3. 3. Kommunikationssystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Kombinierer (12) ein Addierer ist.
  4. 4. Kommunikationssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,

    daß der Sender (25) derart ausgestaltet ist, daß er jeweils zwischen zwei aufeinanderfolgende Kommunikationsinformationen (dk) die Codierinformation einfügt, und

    daß die digitale Auswertungseinrichtung (6) des Empfängers (26) jeweils zwei aufeinanderfolgenden Kommunikationsinformationen (dk) entsprechende Phasenabtastwerte und zwei aufeinanderfolgenden Codierinformationen entsprechende Phasenabtastwerte der digitale Datenfolge (yk) des Analog/Digital- Wandlers (5) zunächst separat verarbeitet, die Verarbeitungsergebnisses miteinander kombiniert und das Kombinationsergebnis auswertet, um davon abhängig die Kommunikationsinformationen (dk) wiederzugewinnen.
  5. 5. Kommunikationssystem nach Anspruch 4 und Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet,

    daß die Schieberegisteranordnung, welcher sequentiell die einzelnen Phasenabtastwerte der digitale Datenfolge (yk) des Analog/Digital-Wandlers (5) zugeführt werden, drei in Reihe geschaltete Verzögerungsglieder (7-9) umfaßt,

    daß der eine Multiplizierer (10) jeweils den augenblicklich dem ersten Verzögerungsglied (7) von dem Analog/Digital- Wandler (5) zugeführten Phasenabtastwert und den augenblicklich in dem zweiten Verzögerungsglied (8) gespeicherten Phasenabtastwert miteinander multipliziert, und

    daß der andere Multiplizierer (11) jeweils den in dem ersten Verzögerungsglied (7) gespeicherten Phasenabtastwert und den augenblicklich in dem dritten Verzögerungsglied (8) gespeicherten Phasenabtastwert miteinander multipliziert.
  6. 6. Kommunikationssystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,

    daß der Sender (25) derart ausgestaltet ist, daß er die an den Empfänger (27) zu übertragende Folge von binären Kommunikationsinformationen (dk) und Codierinformationen auf das Trägersignal derart aufmoduliert, daß in dem winkelmodulierten Signal (xRF(t)) einem zu übertragenden ersten binären Wert eine Phasenveränderung des Trägersignals um +π/2 und einem zu übertragenden zweiten binären Wert eine Phasenveränderung des Trägersignals um -π/2 zugeordnet wird, und

    daß die Detektoreinrichtung (13) das Vorzeichen des Kombinationsergebnisses des Kombinierers (12) erfaßt, um davon abhängig den binären Wert jeder einzelnen Kommunikationsinformation (dk) wiederzugewinnen.
  7. 7. Kommunikationssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Sender (25) derart ausgestaltet ist, daß er in die Kommunikationsinformationen (dk) in den regelmäßigen Abständen jeweils denselben binären Wert als Codierinformation einfügt.
  8. 8. Kommunikationssystem nach Anspruch 6 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß als Wert der Codierinformation der erste binäre Wert gewählt ist, der bei der Winkelmodulation in dem Sender (25) eine Phasenveränderung des Trägersignals um +π/2 zur Folge hat.
  9. 9. Kommunikationssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger (27) derart ausgestaltet ist, daß er die Kommunikationsinformationen (dk) durch eine phaseninkohärente und einkanalige Signalverarbeitung des winkelmodulierten Signals (xRF(t)) ohne I/Q-Aufteilung des winkelmodulierten Signals (xRF(t)) wiedergewinnt.
  10. 10. Empfänger zum Empfangen von winkelmodulierten Signalen für ein Kommunikationssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche,

    wobei mit einem zu empfangenen winkelmodulierten Signal (xRF(t)) Kommunikationsinformationen (dk) in Form entsprechender Phasenveränderungen eines Trägersignals übertragen werden,

    wobei der Empfänger (27) einen Mischer (3) umfaßt, um das winkelmodulierte Signal (xRF(t)) mit einem die Trägerfrequenz (ω0) des Trägersignals aufweisenden Signal zu mischen und somit ein Basisbandsignal (y(t)) zu erzeugen, welches von der Trägerfrequenz (ω0) befreit ist und einen den einzelnen Phasenveränderungen entsprechenden Phasenverlauf aufweist, und

    wobei der Empfänger (27) einen Analog/Digital-Wandler (5) umfaßt, um den Phasenverlauf des Basisbandsignal (y(t)) des Mischers (3) abzutasten und in eine digitale Datenfolge (yk) umzusetzen,

    dadurch gekennzeichnet, daß in dem zu empfangenen winkelmodulierten Signal (xRF(t)) die Kommunikationsinformationen (dk) zusammen mit Codierinformationen, welche in regelmäßigen Abständen in die Kommunikationsinformationen eingefügt sind, in Form entsprechender Phasenveränderungen des Trägersignals übertragen werden, und daß der Empfänger (27) eine digitale Auswertungseinrichtung (6) umfaßt, welche einerseits aufeinanderfolgenden Kommunikationsinformationen (dk) entsprechende Phasenabtastwerte und andererseits aufeinanderfolgenden Codierinformationen entsprechende Phasenabtastwerte der digitale Datenfolge (yk) des Analog/Digital-Wandlers (5) zunächst separat verarbeitet, die Verarbeitungsergebnisses miteinander kombiniert und das Kombinationsergebnis auswertet, um davon abhängig die Kommunikationsinformationen (dk) wiederzugewinnen.
  11. 11. Empfänger nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger (27) in Übereinstimmung mit einem der Ansprüche 2-9 ausgestaltet ist.






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