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Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Wander bzw. von Wandersequenzen - Dokument DE10020686C2
 
PatentDe  


Dokumentenidentifikation DE10020686C2 02.05.2002
Titel Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Wander bzw. von Wandersequenzen
Anmelder Siemens AG, 80333 München, DE
Erfinder Jürschik, Dietmar, Dipl.-Ing., 87435 Kempten, DE
DE-Anmeldedatum 27.04.2000
DE-Aktenzeichen 10020686
Offenlegungstag 31.10.2001
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 02.05.2002
Veröffentlichungstag im Patentblatt 02.05.2002
IPC-Hauptklasse H03K 3/86
IPC-Nebenklasse H03K 4/92   G01R 31/28   G01R 31/3183   H03K 23/66   H03L 7/00   
IPC additional class // H04L 12/26  

Beschreibung[de]

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Wander bzw. Wandersequenzen, die Frequenzen unter 10 Hz aufweisen, insbesondere unter 1 Hz, mit einer Frequenzuntersetzerschaltung, die eingangsseitig Impulssignale relativ hoher Frequenz zugeführt erhält und die ausgangsseitig in der Frequenz untersetzte Impulssignale abgibt, aus denen die jeweilige Wander bzw. die jeweilige Wandersequenz gebildet wird.

Wander und Wandersequenzen mit einer Frequenz unter 10 Hz werden in der Prüf- und Meßtechnik dazu herangezogen, das Verhalten von Signalübertragungsschaltungen auf Signale mit sehr langen Perioden hin zu untersuchen. So wird der Einsatz von Wander bzw. Wandersequenzen im Zusammenhang mit der synchronen digitalen Signalübertragung gefordert, wie sie beispielsweise in der ITU-T Recommendation G.823 (O3/93) angegeben ist.

Die Erzeugung von Wander bzw. Wandersequenzen der vorstehend genannten Art konnte bisher nur mit relativ hohem gerätetechnischen Aufwand realisiert werden. Dabei wurden funktions- und frequenzmodulierbare Signalgeneratoren verwendet, was allerdings dazu führte, dass sich die Abgabe von geforderten Wanderamplituden bei niedrigen Taktfrequenzen allenfalls mit sehr großem schaltungstechnischen Aufwand realisieren ließ.

So ist in EP 0 828 343 A1 ein Signalgenerator zur Erzeugung eines Jitter-/Wander-Ausgangssignals angegeben, bei dem ein Systemtaktsignal zum einen einem Referenzoszillator, der eine PLL-Schaltung aufweist, und zum anderen einem einstellbaren Oszillator, dem eine weitere PLL-Schaltung nachgeschaltet ist, zugeführt wird. Der Referenzoszillator weist eingangsseitig eine digitale Signalverarbeitungsschaltung auf, mit der eine digitale Synthetisiereinrichtung verbunden ist. Diese digitale Synthetisiereinrichtung ist mit der erwähnten einen PLL-Schaltung verbunden, die über einen Phasendetektor, ein Schleifenfilter, einen spannungsgesteuerten Oszillator und einen programmierbaren Teiler verfügt. Das Ausgangssignal des betreffenden Referenzoszillators wird über einen weiteren programmierbaren Teiler einem Phasendetektor der erwähnten weiteren PLL-Schaltung zugeführt. Mit diesem Phasendetektor ist über einen noch weiteren programmierbaren Teiler ein noch weiterer einstellbarer Oszillator verbunden, der vom Ausgang des betreffenden Phasendetektors über eine Summierschaltung und ein Schleifenfilter angesteuert wird. Der betreffenden Summierschaltung wird eingangsseitig ein weiteres Signal von dem oben erwähnten einstellbaren Oszillator zugeführt, dem eingangsseitig das erwähnte Systemtaktsignal zugeführt wird. Vom Ausgang des vorstehend genannten noch weiteren Oszillators ist über einen noch weiteren programmierbaren Teiler das Ausgangssignal der betreffenden Schaltungsanordnung abnehmbar. Der erforderliche schaltungstechnische Aufwand ist somit relativ hoch.

Es ist schließlich auch schon eine Schaltungsanordnung bekannt (US 5 757 652), welche eine Jitter- und Wandergröße in einem eine erste Frequenz aufweisenden ersten elektrischen Signal mißt. Diese Meßschaltungsanordnung weist einen digitalen Signalprozessor, eine digital gesteuerte Frequenzquelle, die durch ein Referenztaktsignal und durch den digitalen Signalprozessor gesteuert ein zweites elektrisches Signal mit einer zweiten Frequenz erzeugt, einen Phasendetektor, der die ersten und zweiten elektrischen Signale aufnimmt und der ein Phasensignal erzeugt, welches einer Phasendifferenz zwischen den ersten und zweiten Frequenzen proportional ist, sowie einen Analog-Digital-Wandler auf, der das Phasensignal digitalisiert, um Phasensignaldaten zu erzeugen. Der digitale Signalprozessor verarbeitet dabei die Phasensignaldaten und liefert Frequenzsteuerdaten an die digital gesteuerte Frequenzquelle, so dass die ersten und zweiten Frequenzen in einem phasenstarren Zustand sind. Schließlich mißt ein Prozessor zumindest die Jittergröße oder die Wandergröße des ersten elektrischen Signals an Hand der Phasensignaldaten und der Frequenzsteuerdaten. Damit weist aber diese bekannte Meßschaltungsanordnung einen relativ hohen schaltungstechnischen Aufwand auf. Überdies dient die betreffende bekannte Schaltungsanordnung nicht zur Erzeugung von Wander bzw. Wandersequenzen.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen Weg zu zeigen, wie eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art mit relativ geringem Schaltungsaufwand zu realisieren ist, um Wander bzw. Wandersequenzen zu erzeugen, deren Frequenzen unter 10 Hz und vorzugsweise unter 1 Hz liegen.

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß dadurch, dass die Frequenzuntersetzungsschaltung zwei jeweils eine Zählanordnung umfassende Einzeluntersetzer aufweist, die eingangsseitig gemeinsam die genannten Impulssignale mit der relativ hohen Frequenz zugeführt erhalten, dass der Zählzyklus der einen Zählanordnung gegenüber dem Zählzyklus der anderen Zählanordnung innerhalb der Periodendauer des jeweils zu erzeugenden Wander bzw. der jeweils zu erzeugenden Wandersequenz entsprechend einem gewünschten Verlauf dieses Wander bzw. Wandersequenz verändert wird und dass an den Ausgängen der beiden Zählanordnungen eine Phasenvergleicherschaltung angeschlossen ist, von deren Ausgang der jeweilige Wander bzw. die jeweilige Wandersequenz abnehmbar ist.

Die Erfindung zeichnet sich durch den Vorteil eines besonders geringen Schaltungsaufwands aus, um Wander bzw. Wandersequenzen unter 10 Hz und vorzugsweise unter 1 Hz zu erzeugen. Allein durch die Verwendung zweier Zählanordnungen und durch Veränderung des Zählzyklus der einen Zählanordnung gegenüber dem Zählzyklus der anderen Zählanordnung in der zuvor angesprochenen Weise lassen sich die Voraussetzungen dafür schaffen, dass mittels einer den Ausgängen der beiden Zählanordnungen nachgeschalteten Phasenvergleicherschaltung der jeweils gewünschte Wander bzw. die jeweils gewünschte Wandersequenz erhältlich ist.

Zweckmäßigerweise ist der genannten Phasenvergleicherschaltung ein Tiefpaßfilter nachgeschaltet. Dies bringt den Vorteil mit sich, dass der jeweilige Wander bzw. die jeweilige Wandersequenz einen gewünschten geglätteten Verlauf erhält.

Vorzugsweise ist jede Zählanordnung am Ausgang einer eigenen Oszillatorschaltung angeschlossen. Hierdurch lassen sich gegebenenfalls weitere Veränderungen im jeweiligen Wander bzw. in der jeweiligen Wandersequenz durch entsprechende Steuerung zumindest eines der beiden Oszillatorschaltungen vornehmen.

Von besonderem Vorteil ist es, wenn jede Oszillatorschaltung zu einer gesonderten PLL-Schaltung gehört. Dadurch läßt sich der jeweilige Wander bzw. die jeweilige Wandersequenz mit sehr guter Stabilität, das heißt mit sehr geringem Jitter erzeugen. Aufgrund einer Einflußnahme auf die im Ausgangskreis einer der PLL-Schaltungen liegende Zählanordnung kann durch Verändern des Zählerwerts der betreffenden Zählanordnung innerhalb eines festgelegten Zählzyklus die jeweils geforderte Ausgangsamplitude des jeweils zu erzeugenden Wander bzw. der jeweils zu erzeugenden Wandersequenz mit hoher Stabilität erzeugt werden.

Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend beispielsweise näher erläutert.

Fig. 1 zeigt in einem Blockschaltbild ein erstes Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung.

Fig. 2 zeigt in einem Blockschaltbild ein zweites Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung.

Fig. 3 zeigt in einem Diagramm den zeitlichen Verlauf von Impulsen bzw. Signalen, die an verschiedenen Schaltungspunkten bei den in Fig. 1 und 2 dargestellten Schaltungsanordnungen auftreten.

Fig. 4 zeigt in einem Diagramm den zeitlichen Verlauf von Wander bzw. einer Wandersequenz, die an weiteren Schaltungspunkten der in Fig. 1 und 2 dargestellten Schaltungsanordnung auftritt.

Die in Fig. 1 in einem Blockschaltbild als erstes Ausführungsbeispiel dargestellte Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung umfaßt eine Frequenzuntersetzungsschaltung, die zwei jeweils eine Zählanordnung umfassende Einzeluntersetzer CNTa, CNTb aufweist und der eingangsseitig an einem gemeinsamen Eingangsanschluß IN Eingangsimpulse relativ hoher Frequenz zugeführt werden, beispielsweise Impulse mit einer Frequenz von 8 kHz, die von Impulsen mit einer Frequenz von z. B. 16,384 MHz abgeleitet sein können. Die diese Impulse bereitstellende Generatorschaltung muss mit sehr hoher Genauigkeit (10-12) arbeiten, um die gewünschten Wander bzw. Wandersequenzen bereitstellen zu können. Jeder der beiden erwähnten Einzeluntersetzer CNTa, CNTb - die grundsätzlich beide dasselbe Untersetzungsverhältnis aufweisen, das heißt in derselben Weise aufgebaut sind - enthält eine Zählanordnung, die hier durch zwei in Reihe geschaltete Teil- bzw. Einzelzähler C11, C12 bzw. C21, C22 gebildet ist, von denen die Teilzähler C11, C21 eine erste Grobuntersetzung der Eingangsimpulse bewirken und von denen die Teilzähler C12, C22 die Endumsetzung vornehmen. Prinzipiell kann jede Zählanordnung auch durch nur einen Zähler gebildet sein.

Mit Einstelleingängen des zu dem Einzeluntersetzer CNTb gehörenden Teilzählers C22 und gegebenenfalls auch des mit diesem verbundenen Teilzählers C21 ist eine Steuerschaltung CTR1 mit Steuerausgängen verbunden. Die betreffende Steuerschaltung CTR1 ist mit einem Steuereingang an einem Eingangsanschluß Cin und mit einem Signaleingang am Ausgang des Teilzählers C22 angeschlossen. Mittels dieser Steuerschaltung CTR1 kann der Zählzyklus zumindest des Teilzählers C22 gegenüber dem Zählzyklus des zu dem anderen Einzeluntersetzer CNTa gehörenden entsprechenden Teilzählers C12 innerhalb der festgelegten Periodendauer des jeweils zu erzeugenden Wander bzw. der jeweils zu erzeugenden Wandersequenz entsprechend einem gewünschten Verlauf dieses Wander bzw. dieser Wandersequenz verändert werden, wie dies weiter unten im Zusammenhang mit Fig. 3 und 4 noch erläutert wird.

An den Ausgängen O1 und O2 der beiden Einzeluntersetzer CNTa und CNTb ist gemäß Fig. 1 eine Phasenvergleicherschaltung COMg eingangsseitig angeschlossen. Am Ausgang O3 dieser Phasenvergleicherschaltung COMg, die als eine ein UND-Glied enthaltende Schaltung angedeutet ist, ist ein Tiefpaßfilter TPFg angeschlossen, dessen Ausgang mit einem Ausgang O4 der Schaltungsanordnung verbunden ist. An den beiden gerade erwähnten Ausgängen O3 und O4 ist der jeweils gewünschte Wander bzw. die jeweils gewünschte Wandersequenz abnehmbar. Hierauf wird im Zusammenhang mit Fig. 4 noch eingegangen werden.

Fig. 2 zeigt als zweites Ausführungsbeispiel eine Weiterbildung der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung. Gemäß Fig. 2 sind die aus jeweils zwei Teilzählern CNT1a und CNT1b sowie CNT2a und CNT2b bestehenden Zählanordnungen - für die dieselben Ausführungen gelten, die bezüglich der Teilzähler CNTa, CNTb gemäß Fig. 1 gemacht worden sind - jeweils am Ausgang einer gesonderten Oszillatorschaltung OSC1 bzw. OSC2 angeschlossen; eingangsseitig sind die beiden Oszillatorschaltungen OSC1 und OSC2 jeweils am Ausgang eines Tiefpaßfilters TPF1 bzw. TPF2 angeschlossen.

Die beiden Oszillatorschaltungen OSC1 und OSC2 gehören jeweils zu einer gesonderten PLL-Schaltung PLL1 bzw. PLL2, innerhalb der sie mit dem jeweiligen Tiefpaßfilter TPF1 bzw. TPF2 am Ausgang jeweils einer zugehörigen Phasenvergleicherschaltung COM1 bzw. COM2 angeschlossen sind. Diese Phasenvergleicherschaltungen COM1 und COM2 sind mit ihren einen Eingängen gemeinsam an einem mit IN bezeichneten Eingangsanschluß angeschlossen, dem im vorliegenden Fall Eingangssignale mit relativ hoher Frequenz zugeführt werden, beispielsweise Impulse mit einer Frequenz von 8 kHz, die von Impulsen mit einer Frequenz von z. B. 16,384 MHz abgeleitet sein können. Die diese Impulse bereitstellende Generatorschaltung muss auch hier mit sehr hoher Genauigkeit (10-12) arbeiten, um die gewünschten Wander bzw. Wandersequenzen bereitstellen zu können. Das erwähnte 8 kHz-Eingangssignal liefert in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 die Referenzimpulse bzw. -signale. Mit ihren anderen Eingängen sind die beiden Phasenvergleicherschaltungen COM1 und COM2, die ebenfalls als jeweils ein UND-Glied enthaltende Schaltungen dargestellt sind, mit einem Ausgang der der jeweils zugehörigen Oszillatorschaltung OSC1 bzw. OSC2 nachgeschalteten Zählanordnung verbunden. Im vorliegenden Fall sind die Ausgänge O1 und O2 der Teilzähler CNT1b und CNT2b mit den betreffenden Eingängen der Phasenvergleicherschaltungen COM1 bzw. COM2 verbunden. Es ist aber prinzipiell auch möglich, die Ausgänge der anderen Teilzähler CNT1a bzw. CNT2a mit den betreffenden Eingängen der genannten Phasenvergleicherschaltungen COM1 bzw. COM2 zu verbinden.

Wie bei der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung sind auch bei der in Fig. 2 gezeigten Schaltungsanordnung Steuereingänge zumindest des Teilzählers CNT2b und gegebenenfalls auch des Teilzählers CNT2a mit Steuerausgängen einer Steuerschaltung CTR2 verbunden, die der in Fig. 1 dargestellten Steuerschaltung CTR1 entsprechen kann. Demgemäß ist die betreffende Steuerschaltung CTR2 mit einem Steuereingang an einem Eingangsanschluß Cin und mit einem Signaleingang am Ausgang O2 des Teilzählers CNT2b angeschlossen.

Ausgangsseitig ist den beiden in Fig. 2 dargestellten Zählern, umfassend zum einen die Teilzähler CNT1a und CNT1b und zum anderen die Teilzähler CNT2a, CNT2b, eine Phasenvergleicherschaltung COM3 nachgeschaltet, an deren Ausgang O3 ein Tiefpaßfilter TPF3 nachgeschaltet ist, dessen Ausgang mit einem Ausgang O4 verbunden ist. Die Phasenvergleicherschaltung COM3 und das Tiefpaßfilter TPF3 entsprechen der Phasenvergleicherschaltung COMg bzw. dem Tiefpaßfilter TPFg bei der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung.

Nachdem zuvor der Aufbau der in Fig. 1 und 2 dargestellten Schaltungsanordnungen in dem für das Verständnis der vorliegenden Erfindung ausreichendem Umfang erläutert worden ist, wird nunmehr auf die in den Fig. 3 und 4 dargestellten Diagramme eingegangen, um das bei der vorliegenden Erfindung angewandte Prinzip der Erzeugung von Wander bzw. Wandersequenzen zu erläutern. In diesem Zusammenhang sei angemerkt, dass die beiden Schaltungsanordnungen gemäß Fig. 1 und 2 hinsichtlich der Erzeugung von Wander bzw. Wandersequenzen mit sehr kleinen Frequenzen unter 10 Hz und vorzugsweise unter 1 Hz prinzipiell in gleicher Weise arbeiten.

Das in Fig. 3 dargestellte Diagramm zeigt an verschiedenen Schaltungspunkten der in Fig. 1 und Fig. 2 dargestellten Schaltungsanordnungen auftretenden Impulse bzw. Signale über die Zeitachse t. In der mit IN bezeichneten Zeile sind die bei den Schaltungsanordnungen gemäß Fig. 1 und 2 an den Eingangsanschlüssen IN auftretenden Eingangsimpulse dargestellt, die mit einer relativ hohen Frequenz von 8 kHz auftreten mögen und die aus einem Signal mit einer Frequenz von beispielsweise 16,384 MHz abgeleitet sein können. Im Falle der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 erfahren diese Eingangsimpulse in den beiden Teilzählern CNTa und CNTb eine Frequenzuntersetzung, so dass schließlich an den in Fig. 1 angegebenen Ausgängen O1 und O2 Ausgangssignale auftreten, die in den entsprechend bezeichneten Zeilen in Fig. 3 veranschaulicht sind, beispielsweise mit einer Frequenz von jeweils 8 kHz. Entsprechendes gilt für die Teilzähler CNT1a, CNT1b und CNT2a, CNT2b bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2.

Gemäß Fig. 3 sind die Vorderflanken der in der Zeile O2 angegebenen Impulse gegenüber den Vorderflanken der in der Zeile O1 angegebenen entsprechenden Impulse um jeweils eine Periodendauer der in der obersten Zeile IN in Fig. 3 dargestellten Impulse bezogen auf den jeweils dargestellten vorhergehenden Betrachtungszeitpunkt verschoben. Diese Verschiebung erfolgt gemäß Fig. 3 bezogen auf die in der Zeile O1 dargestellten Impulse in der einen Richtung (nach rechts in Fig. 3). Die betreffende Veränderung in dieser Richtung kann dabei über eine Zeitspanne entsprechend π/2 der Periode des abzugebenden Wander bzw. der abzugebenden Wandersequenz erfolgen, woraufhin sodann eine Veränderung der betreffenden Vorderflanken der in der Zeile O2 dargestellten Impulse gegenüber den Vorderflanken der in der Zeile O1 dargestellten entsprechenden Impulse in der anderen Richtung (also gemäß Fig. 3 nach links) während einer Dauer von π innerhalb der Periode des abzugebenden Wander bzw. der abzugebenden Wandersequenz erfolgen kann. Daraufhin kann schließlich wieder während einer Dauer von π/2 eine Veränderung der Vorderflanken der in der Zeile O2 dargestellten Impulse bezogen auf die Vorderflanken der in der Zeile O1 in Fig. 3 dargestellten entsprechenden Impulse in der eingangs erläuterten Weise (also in Fig. 3 nach rechts verschoben) während einer Dauer von π/2 innerhalb der genannten Periode des abzugebenden Wander bzw. der abzugebenden Wandersequenz erfolgen.

Die vorstehend erläuterten Verschiebungen der Vorderflanken der Impulse des in der Zeile O2 in Fig. 3 dargestellten Ausgangssignals gegenüber den Vorderflanken der Impulse des in der Zeile O1 in Fig. 3 dargestellten Ausgangssignals erfolgt durch entsprechende Einstellung des in Fig. 1 dargestellten Teilzählers C22 bzw. des in Fig. 2 dargestellten Teilzählers CNT2a durch die mit dessen Steuereingängen verbundene Steuerschaltung CTR1 bzw. CTR2. Durch diese Steuerschaltung CTR1 bzw. CTR2 wird dabei zum einen der Zählzyklus des betreffenden Teilzählers C22 bzw. CNT2a gegenüber dem Zählzyklus des anderen entsprechenden Teilzählers C12 bzw. CNT1a innerhalb der Periodendauer des zu erzeugenden Wander bzw. der zu erzeugenden Wandersequenz verändert, und zum anderen erfolgt diese Veränderung entsprechend dem jeweils gewünschten Verlauf dieses Wander bzw. dieser Wandersequenz. Um diese Aussage weiter zu verdeutlichen, wird auf das in Fig. 4 dargestellte Diagramm Bezug genommen.

Das Diagramm gemäß Fig. 4 zeigt in einem Amplituden-Zeitachsen- Diagramm den zeitlichen Verlauf der am Ausgang O3 bzw. am Ausgang O4 bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 bzw. Fig. 2 auftretenden Ausgangssignale (Wander bzw. Wandersequenz) über die Zeitachse t. Das am Ausgang bzw. Ausgangsanschluß O3 auftretende Ausgangssignal zeigt dabei einen dreieckförmigen Verlauf mit einem positiven Wert innerhalb der Zeitspanne von 0 bis π und einen negativen Verlauf innerhalb der daran sich anschließenden Zeitspanne von π bis 2π. Die Zeitspanne von 0 bis 2π stellt eine Periode des zu erzeugenden Wander bzw. der zu erzeugenden Wandersequenz dar.

Das dreieckförmig verlaufende Ausgangssignal mit den treppenförmigen Stufen wird auf Grund der Verhältnisse erzeugt, die zuvor im Zusammenhang mit Fig. 3 bezüglich der in den Zeilen O1 und O2 dargestellten Impulse bzw. Ausgangssignale erläutert worden sind. Dabei hängt die jeweilige Stufenhöhe (Amplitude) dieses in Fig. 4 mit O3 dargestellten Ausgangssignals von der Phasendifferenz zwischen den in den Zeilen O1 und O2 gemäß Fig. 3 und damit an den entsprechenden Schaltungspunkten gemäß Fig. 1 und Fig. 2 auftretenden Ausgangssignalen ab, die durch die Phasenvergleicherschaltung COMg bzw. COM3 verarbeitet werden. Die jeweilige Stufenbreite (in Richtung der Zeitachse t) hängt indessen von der Dauer ab, während der innerhalb der Periode (0-2π) des zu erzeugenden Wander bzw. der zu erzeugenden Wandersequenz die zuvor erwähnte Amplitude abzugeben ist. Dies bedeutet, dass durch die Steuerschaltung CTR1 bzw. CTR2 für diese Dauer jeweils eine entsprechende Einstellung des Teilzählers C22 erfolgt.

Um die gerade erwähnte Einstellung des Teilzählers C22 vornehmen zu können, kann der Steuerschaltung CTR1 an ihrem Steuereingang bzw. Eingangsanschluss Cin ein entsprechendes Steuersignal zugeführt werden, welches zum einen die jeweilige Dauer festlegt, während der die jeweilige Einstellung des Teilzählers C22 bzw. CNT2a beibehalten bleibt (Stufenbreite), und welches zum anderen die Anzahl der Veränderungen des Teilzählers C22 bzw. CNT2a für die Veränderung seiner Zählerstellung in bezug auf die Zählerstellung des anderen entsprechenden Teilzählers C12 bzw. CNT1a festlegt (Amplitude), wie dies im Zusammenhang mit Fig. 3 erläutert worden ist. Um diese Steuerung ausführen zu können, sind gemäß Fig. 1 und 2 die Steuerschaltungen CTR1 und CTR2 jeweils mit einem Signaleingang am Schaltungspunkt bzw. Ausgang O2 angeschlossen.

Aus dem in Fig. 4 dargestellten Ausgangssignal O3 wird dann mittels des Tiefpaßfilters TPFg bzw. TPF3 bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 bzw. gemäß Fig. 2 das sinusförmige Ausgangssignal O4 gebildet, welches von dem entsprechend bezeichneten Ausgang bzw. Ausgangsanschluß O4 von den Schaltungsanordnungen gemäß Fig. 1 und 2 abgegeben wird. Dies bedeutet, dass eine Glättung des dreieckförmig verlaufenden Ausgangssignals O3 zu dem Ausgangssignal O4 führt. Eine entsprechende Glättung des Ausgangssignals der Phasenvergleicherschaltung COM2 findet übrigens bei der in Fig. 2 dargestellten Schaltungsanordnung durch das Tiefpassfilter TPF2 statt. Durch diese Glättung wird der Oszillatorschaltung OSC2 gemäß Fig. 2 eine stabile Steuerspannung zugeführt, die zur Abgabe eines Oszillatorausgangssignals mit stabiler Frequenz führt.

Unter Zugrundelegung der oben angegebenen Zahlenwerte für die am jeweiligen Eingangsanschluß IN sowie an den Ausgängen O1 und O2 bei den Schaltungsanordnungen gemäß Fig. 1 und 2 auftretenden Impulse kann von dem Ausgang O3 bzw. O4 dieser Schaltungsanordnung ein Wander bzw. eine Wandersequenz, wie in Fig. 4 dargestellt mit einer Frequenz von beispielsweise 12 µHz erzielt werden, was einer Periodendauer T = 23,148 h entspricht. Dabei kann der in Fig. 4 dargestellte Verlauf der Wandersequenz in beispielsweise 295 Schritten (Zeitachse t) erfolgen.

Abschließend sei noch angemerkt, dass die in den in Fig. 1 und 2 dargestellten Schaltungsanordnungen enthaltenen Phasenvergleicherschaltungen vorzugsweise phasenempfindliche Phasenvergleicherschaltungen sind, wie sie in der Literatur als Phasendetektoren bzw. PD-Systeme des Typs 2 bezeichnet sind (siehe hierzu beispielsweise das Buch "Einführung in die PLL-Technik", H. Geschwinde, Verlag Friedr. Vieweg & Sohn, Braunschweig/Wiesbaden, 1980, ab Seite 118, und das Buch "Theorie und Anwendungen des phase-locked-loops" Roland Best, AT Verlag Aarau/Schweiz, 1993, Seiten 96-99).


Anspruch[de]
  1. 1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Wander bzw. von Wandersequenzen, die Frequenzen unter 10 Hz aufweisen mit einer Frequenzuntersetzungsschaltung, die eingangsseitig Impulssignale relativ hoher Frequenz zugeführt erhält und die ausgangsseitig in der Frequenz untersetzte Impulssignale abgibt, aus denen der jeweilige Wander bzw. die jeweilige Wandersequenz gebildet wird,

    dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzuntersetzungsschaltung zwei jeweils eine Zählanordnung (C11, C12; C21, C22 bzw. CNT1a, CNT1b; CNT2a, CNT2b) umfassende Einzeluntersetzer (CNTa, CNTb) aufweist, die eingangsseitig gemeinsam die genannten Impulssignale mit der relativ hohen Frequenz zugeführt erhalten,

    dass der Zählzyklus der einen Zählanordnung (C22, CNT2b) gegenüber dem Zählzyklus der anderen Zählanordnung (C12; CNT1b) innerhalb der Periodendauer des jeweils zu erzeugenden Wander bzw. der jeweils zu erzeugenden Wandersequenz entsprechend einem gewünschten Verlauf dieses Wander bzw. dieser Wandersequenz verändert wird

    und dass an den Ausgängen der beiden Zählanordnungen (C11, C12; C21, C22 bzw. CNT1a, CNT1b; CNT2a, CNT2b) eine Phasenvergleicherschaltung (COMg; COM3) angeschlossen ist, von deren Ausgang der jeweilige Wander bzw. die jeweilige Wandersequenz abnehmbar ist.
  2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der genannten Phasenvergleicherschaltung (COMg; COM3) ein Tiefpaßfilter (TPFg; TPF3) nachgeschaltet ist.
  3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass jede Zählanordnung (CNT1a, CNT1b; CNT2a, CNT2b) am Ausgang einer eigenen Oszillatorschaltung (OSC1; OSC2) angeschlossen ist.
  4. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass jede Oszillatorschaltung (OSC1; OSC2) zu einer gesonderten PLL-Schaltung (PLL1, PLL2) gehört.






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