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Dokumentenidentifikation DE10120514A1 31.10.2002
Titel Schaltungsanordnung und Verfahren zur Arbeitspunkteinstellung eines Leistungsverstärkers
Anmelder Siemens AG, 80333 München, DE
Erfinder Bollenbeck, Jan, 80469 München, DE
DE-Anmeldedatum 26.04.2001
DE-Aktenzeichen 10120514
Offenlegungstag 31.10.2002
Veröffentlichungstag im Patentblatt 31.10.2002
IPC-Hauptklasse H03F 3/24
IPC-Nebenklasse H03F 1/02   H04B 1/04   
IPC additional class // H04B 1/40,H04Q 7/32  
Zusammenfassung Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zur Arbeitspunkteinstellung des Leistungsverstärkers, vorzugsweise eines mobilen Telekommunikationsendgerätes, mit Modulationsverfahren mit nichtkonstanter Hüllkurve, wobei durch Vergleich der Nachbarkanalleistung mit der Nutzkanalleistung der Arbeitspunkt des Leistungsverstärkers so eingestellt wird, daß gerade die Schwelle eines Verhältnisses von Nachbarkanalleistung zu Nutzkanalleistung unterschritten wird.

Beschreibung[de]

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zur Arbeitspunkteinstellung des Leistungsverstärkers, vorzugsweise eines mobilen Telekommunikationsendgerätes, mit Modulationsverfahren mit nichtkonstanter Hüllkurve.

Moderne Mobilfunk-Standards sehen zum Teil Modulationsverfahren mit nichtkonstanter Hüllkurve vor. Hier sind insbesondere der UMTS-Standard mit W-CDMA (Wideband-Code Division Multiple Access = Breitband Codemultiplex Vielfachzugriff) beziehungsweise HPSK-Modulation (HPSK = Hybrid Phase Shift Keying) sowie der EDGE-Standard (EDGE = Enhanced Datarate for GSM Evolution) mit 3Π/8 offset 8PSK-Modulation zu nennen.

Die verzerrungsfreie Verstärkung von amplitudenmodulierten HF-Signalen ist im allgemeinen, ohne Verwendung von besonderen Verfahren, nur mit streng linearen Verstärkerelementen möglich.

Nichtlinearitäten in der Verstärkerkennlinie führen zu Amplitudenverzerrungen sowie aufgrund von AM zu PM-Konversion zu Phasenverzerrungen des Verstärker-Ausgangssignals. Die über die modernen Mobilfunk-Standards definierten digitalen Modulationsverfahren reagieren sehr empfindlich auf hierdurch hervorgerufene Übertragungsfehler. Zudem wird das Sendespektrum zusätzlich durch Intermodulation, vornehmlich dritter und fünfter Ordnung, unerwünscht aufgeweitet.

Die durch Spezifikationen festgelegten Grenzen der zulässigen Amplituden- und Phasenfehler und insbesondere der Nachbarkanalleistung (ACP: Adjacent Channel Power) beziehungsweise des Verhältnisses von Nachbarkanalleistung zu Nutzkanalleistung (ACLR: Adjacent Channel Leakage Ratio) können nur mit sorgfältig ausgelegten Sendeverstärkern eingehalten werden.

Der notwendige lineare Betrieb eines Verstärkers setzt voraus, daß der 1 dB Ausgangskompressionspunkt des Verstärkers deutlich oberhalb des Spitzenleistungspegels des Ausgangssignals liegt. Bei der Auslegung sämtlicher Verstärkerstufen und Bias-Ströme/Versorgungsspannungen ist diese Anforderung zu berücksichtigen.

Wird ein derartiger Verstärker für die maximal bereitzustellende Ausgangsleistung dimensioniert, so ergibt sich bei kleinen Leistungspegeln eine unnötig hohe Stromaufnahme. Der Wirkungsgrad des Leistungsverstärkers sinkt mit kleiner werdenden Augangsleistungspegeln schnell ab.

Speziell bei Geräten welche nach dem UMTS-Standard arbeiten, ist auf eine geringe Stromaufnahme des Senders zu achten, da der Sender hier in einem kontinuierlichen Modus (Vollduplex) betrieben wird und sich daher ein ungünstiger Wirkungsgrad besonders stark auf die maximal mögliche Betriebsdauer des verwendeten Akkus auswirkt.

In einer bisher allgemein bekannten Ausführung wurde beispielsweise die Stellung des Leistungsverstärkers - Bias/Spannungsversorgung in Abhängigkeit vom Ausgangsleistungspegel in einer sogenannten "Look Up"-Tabelle niedergelegt, deren Werte zuvor in Versuchsreihen definiert wurden. Dies erfordert einen hohen Abgleichaufwand in der Fertigung, großen Speicherbedarf und die Alterung des Gerätes kann nicht abgefangen werden.

Eine andere bekannte Variante ist in der EP 896 439 A2 offenbart, in der ein Vergleich der Stromaufnahme einzelner Transistorstufen mit einer von der erwarteten Ausgangsleistung abhängigen Sollgröße und Nachführung der Transistorarbeitspunkte vorgeschlagen wird. Nachteilig ist auch hier ein hoher Abgleichaufwand und Speicherbedarf, wobei der Frequenzgang ebenfalls nur über eine "Look Up"-Tabelle kompensiert werden kann.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung eine Möglichkeit zur automatischen Einstellung des Arbeitspunktes des Leistungsverstärkers eines mobilen Telekommunikationsendgerätes mit Modulationsverfahren mit nichtkonstanter Hüllkurve zu finden, die den Arbeitspunkt immer gerade so einstellt, daß die ACLR- Anforderungen noch erfüllt werden.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand untergeordneter Ansprüche.

Demgemäß schlägt der Erfinder zur Arbeitspunkteinstellung des Leistungsverstärkers eines mobilen Telekommunikationsendgerätes mit Modulationsverfahren mit nichtkonstanter Hüllkurve eine Schaltungsanordnung, vor, mit Mitteln zur Erzeugung eines Sendesignals auf einem Nutzkanal - im folgenden Nutzkanalsignal genannt -, wobei durch Verzerrungen in nachfolgenden Verstärkern auch auf Nachbarkanälen Signalanteile - im folgenden Nachbarkanalsignal genannt - entstehen und einem in seinem Arbeitspunkt einstellbaren Leistungsverstärker zur Verstärkung des Sendesignals, das an eine Antenne weitergeleitet wird, wobei ein Mittel zur Auskopplung eines Teils des verstärkten Sendesignals - im folgenden Teilsignal genannt - vorgesehen ist und dieses ausgekoppelte Teilsignal über ein Frequenz-Mischglied auf eine feste Zwischenfrequenz gemischt und mittels eines Zwischenfrequenzfilters gefiltert wird und ein Regelkreis vorgesehen ist, um den Leistungspegel dieses gefilterten Teilsignals auf einen vorbestimmten Wert zu halten. Weiterhin ist ein Filter zur Auskopplung des Nachbarkanalsignals aus dem konstant gehaltenen Teilsignal mit anschließendem Leistungsdetektor vorgesehen, über dessen Detektorausgangssignal der Arbeitspunkt des Leistungsverstärkers bezüglich Bias und Versorgungsspannung gesteuert wird.

Durch diese Schaltungsanordnung wird erreicht, daß der Arbeitspunkt gerade so eingestellt ist, daß das geforderte Verhältnis von Nachbarkanalsendeleistung zu Nutzkanalsendeleistung gerade erreicht wird, wodurch sich nur die gerade unbedingt notwendige Stromaufnahme des Sendeverstärkers einstellt. Hierdurch ergibt sich eine sehr energiesparende Einstellung ohne aufwendige Abgleichungen bei der Produktion des Gerätes und ohne kostenaufwendige Speicher für die sonst verwendeten "Look Up"-Tabellen. Da die Teilsignalleistung auf der Zwischenfrequenz mittels einer Regelschleife konstant gehalten wird, ist das Detektorausgangssignal ein direktes Maß für das momentane ACLR.

In einer bevorzugten Ausführungsform der Schaltungsanordnung schlägt der Erfinder vor, daß der Regelkreis zur Leistungsregelung des Teilsignals zumindest einen Verstärker (VGA), ein Dämpfungsglied, einen Leistungsdetektor, einen Operationsverstärker (Integrator) und ein Tiefpaßfilter aufweist.

Bei gepulsten Systemen, wie beispielsweise dem EDGE-System, ist zusätzlich ein Halteglied erforderlich, auf welches bei Systemen wie dem UMTS, welche in einem kontinuierlichen Modus arbeiten, verzichtet werden kann.

Wie bereits angedeutet kann die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung bevorzugt für die Verwendung in einem CDMA-Handy (CDMA = code division multiple access = Codemultiplex Vielfachzugriff) oder TDMA-Handy (TDMA = time division multiple access = Zeitmultiplex Vielfachzugriff) genutzt werden.

Entsprechend dem Erfindungsgedanken schlägt der Erfinder auch ein Verfahren zur Arbeitspunkteinstellung des Leistungsverstärkers eines mobilen Telekommunikationsendgerätes mit einem Modulationsverfahren mit nichtkonstanter Hüllkurve, vor, in dem ein Teil eines verstärkten Sendesignals - nachfolgend Teilsignal genannt -, enthaltend ein Nutzkanalsignal und ein Nachbarkanalsignal, ausgekoppelt, auf eine feste Zwischenfrequenz gemischt, mittels eines Zwischenfrequenzfilters gefiltert, in einem Regelkreis auf einen vorbestimmten Pegel verstärkt und in Abhängigkeit der Leistung des darin enthaltenen Nachbarkanalsignals der Arbeitspunkt des Leistungsverstärkers geregelt wird.

Vorteilhaft ist es dabei, wenn zur Reglung des Arbeitspunktes des Leistungsverstärkers die Parameter Basisstrom und Versorgungsspannung bei Bipolartransistoren oder Gate-Spannung und Versorgungsspannung bei Feldeffekttransistoren von vorgegebenen Ausgangswerten, mit denen die Anforderungen an das Nachbarkanalsignal/Nutzkanalsignal-Verhältnis sicher erfüllt wird, startend sukzessive solange verringert werden, bis gerade das Nachbarkanalsignal/Nutzkanalsignal-Verhältnis der Spezifikation, gegebenenfalls abzüglich einer vorgegebenen Sicherheit, entspricht.

Die Mischung des Teilsignals kann auch direkt in das Basisband erfolgen.

Des weiteren sollte vorteilhaft die Regelgeschwindigkeit des Regelkreises für den Pegelbereich des Teilsignals so bemessen werden, daß die Regelung von einer Amplitudenmodulation des Sendesignals unbeeinflußt bleibt.

Im folgenden wird die Erfindung anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispieles mit Hilfe der Figuren näher beschrieben.

Es zeigen im einzelnen:

Fig. 1 Idealisiertes Ausgangskennlinienfeld einer Leistungstransistorstufe;

Fig. 2 AM/PM eines 1 W 1,9 GHz GaAs MESFET;

Fig. 3 Erfindungsgemäße Schaltungsanordnung;

Fig. 4 Verlauf eines Sende-Bursts eines EDGE-Systems;

Fig. 5 Senderarchitektur mit ACLR-Detektion.

In der Fig. 1 ist das idealisierte Ausgangskennlinienfeld einer Leistungstransistorstufe dargestellt. Eingetragen sind die "Loadlines" (= Ladelinie) für drei verschiedene Versorgungsspannungen, welche jeweils die erforderliche Lastimpedanz definiert und sich aus den Größen Ausgangsleistung, Knie-Punkt (Kollektor- beziehungsweise Drain-Strom und Spannung im Kennlinienknick) und Versorgungsspannung ergibt. Der Arbeitspunkt BP (= Bias Point) auf der Loadline L wird durch den eingestellten Basisstrom eines Bipolar Transistors beziehungsweise die eingestellte Gatespannung eines Feldeffekt Transistors bestimmt. Geht man von einer symmetrischen Aussteuerung um den Arbeitspunkt im A- beziehungsweise AB- Betrieb - entsprechend den jeweils verwendeten Verstärkerklassen A oder AB - aus, so stellen die Abszisse und das obere Ende der Loadline die Grenzen für lineare Verstärkung dar. Wird der Transistor stärker ausgesteuert, so wird das Ausgangssignal begrenzt und die Signalform wird verzerrt.

Wird die Versorgungsspannung Vc und/oder der Basisstrom IB beziehungsweise die Gatespannung bei kleinen Ausgangsleistungen verringert, bleiben Signalform und Verstärkung unverändert, solange die Signalamplitude nicht strom- und/oder spannungsbegrenzt ("geclippt") wird.

Da sich die DC-Eingangsleistung der Stufe aus dem Produkt Ic × Vc ergibt, steigt der Wirkungsgrad mit sinkender Versorgungsspannung Vc und sinkendem Kollektor- beziehungsweise Drain-Ruhestrom bei gleichbleibender HF-Ausgangsleistung.

Es ist daher anzustreben, die Versorgungsspannung Vc und den Basisstrom IB beziehungsweise die Gatespannung nur gerade so hoch einzustellen, wie es der quasi-lineare Betrieb des Verstärkers erfordert.

In realen Transistorstufen entstehen neben den Amplitudenverzerrungen (AM to AM conversion, AM/AM) auch Phasenverzerrungen (AM to PM conversion, AM/PM). Hierdurch werden neben zusätzlichen Intermodulations-Komponenten auch Beiträge zum sogenannten Fehlervektor erzeugt, wodurch die Zuordnung der Symbole im Entscheider des digitalen Empfängers erschwert wird und unter Umständen Bitfehler hervorgerufen werden. Amplitudenverzerrungen beziehungsweise Phasenverzerrungen entstehen aufgrund unterschiedlicher Mechanismen. Die Phasenverzerrung in Halbleiterbauelementen entsteht unter anderem an nichtlinearen spannungsabhängigen Kapazitäten.

Der Grad der Phasenverzerrung bei einer bestimmten Verstärkeraussteuerung hängt stark vom Betriebsmodus des Verstärkers ab. Beispielhaft ist dies in der Fig. 2 für einen GaAs- MESFET-Verstärker wiedergegeben. Die Fig. 2 wurde aus "S. C. Cripps, RF Power Amplifiers for Wireless Communications, Artech House Publishers 1999, Seite 204, ISBN 0-89006- 989-1, entnommen. Die Kreise markieren die jeweiligen P1 dB- Punkte. Das gezeigte Verhalten ist typisch, ändert sich jedoch von Halbleitertechnologie zu Halbleitertechnologie.

Man erkennt, daß im AB-Betrieb - gekennzeichnet mit AB1 - bereits deutlich unterhalb des 1 dB-Kompressionspunktes erhebliche Phasenverzerrungen entstehen. Im sogenannten "Deep Class AB Mode" - gekennzeichnet mit AB2 - ändert sich die Phase beinahe linear mit der logarithmisch in dB aufgetragenen Eingangsleistung bis hin zum P1 dB-Punkt (1 dB- Kompressionspunkt), an dem sich die Steigung umkehrt. Im "Class A Mode" bei "A" entstehen hingegen erst jenseits des P1 dB-Punktes signifikante AM/PM-Verzerrungen.

Es zeigt sich, daß die Phasenverzerrung bezüglich der Spektrumsaufweitung aufgrund von Intermodulation (Spectral Regrowth) einen wichtigen, jedoch selten einen dominierenden Effekt darstellt, der sich häufig in einem unsymmetrischen Verlauf des Intermodulations-Spektrums widerspiegelt. Bei der Einstellung des optimalen Transistorarbeitspunktes wird die Grenze im allgemeinen durch die Anforderungen an das ACLR bestimmt.

Die Schwierigkeit besteht nun darin, den jeweils optimalen Arbeitspunkt bezüglich Bias-Punkt BP und Versorgungsspannung Vc, bei dem die ACLR-Anforderungen gerade erfüllt werden, im Sendebetrieb zu bestimmen beziehungsweise einzustellen.

Die Fig. 3 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung, die eine vom ACLR des Sendesignals abhängige Detektor- Spannung generiert.

Hier wird ein Teil des Ausgangssignals aus dem Leistungsverstärker 1 mit einem Leistungskoppler 2 ausgekoppelt und als Teilsignal einem VGA (Variable Gain Amplifier) zugeführt. Über die steuerbare Verstärkung des VGAs wird der Eingangspegel des nachfolgenden Mischers 5 in einen definierten Bereich gebracht. Hierdurch reduzieren sich unter anderem die Großsignalanforderungen an die nachfolgenden Stufen. Die Steuergröße kann im Steuerteil aus der jeweils geforderten Soll- Sendeleistung des Senders bezogen auf den RF-Ausgang 22a abgeleitet werden.

Das Ausgangssignal aus dem Mischer 5 wird mit dem Filter 6 gefiltert und auf den Eingang eines zweiten VGAs 7 gegeben. Der Pegel des Ausgangssignals dieses Verstärkers 7 wird über eine Regelschleife, bestehend aus dem Dämpfungsglied 8, dem Leistungsdetektor 9, dem Operationsverstärker 10 mit Sammelpunkt 11 und Integrator 12 und (optional im EDGE Modus) dem Halteglied 13, konstant gehalten und das Teilsignal über ein Bandpaß-Filter 14 (Nachbarkanalfilter) auf einen Leistungsdetektor 15 gegeben. Der sich ergebende Detektor-Eingangs-Pegel kann über das Signal 21 "Detector Op.-Point" an die verwendeten Detektoren angepasst werden. Die Dämpfung des Dämpfungsgliedes 8 entspricht von seinem Wert dem des spezifizierten ACLRs. Hierdurch wird sichergestellt, daß am Detektor 9 der Regelschleife, der die Kanalleistung sieht, und am Detektor 15 der Nachbarkanalleistung stets gleiche Eingangspegel anliegen. Der Temperaturgang der ACLR-Detektorausgangsspannung läßt sich somit über eine thermische Kopplung der beiden Dioden in den Detektoren 9 und 15, die als Doppeldioden in einem Gehäuse ausgeführt sind, kompensieren. Der Frequenzgang beziehungsweise der Temperaturgang des Kopplers 2, der VGAs 4 + 7 und des Mischers 5 werden ausgeregelt.

Die Bandbreite des Zwischenfrequenzfilters 6 muß derart gewählt werden, daß Nutz- und Nachbarkanalsignal ungedämpft passieren können. Die Zeitkonstante der Regelschleife 8-13 sollte zur Einstellung der Regelgeschwindigkeit so bemessen sein, daß die Regelung nicht der Amplitudenmodulation des Sendesignals folgt. Aufgrund der Spreizung des W-CDMA-Signals und der sich daraus ergebenden spektralen Beschaffenheit ist diese Forderung für UMTS-Geräte leicht zu erfüllen.

EDGE-Signale weisen jedoch eine deutlich geringere Bandbreite auf, entscheidend ist hier die kleinste auftretende AM- Komponente. Zudem arbeitet das GSM-System als TDMA-System (Time Division Multiple Access = Zeitmultiplex). Hier geschieht die Aussendung in zyklischen Bursts, das heißt zyklisch auftretenden Zeitperioden, in denen der Sender aktiv ist, gegenüber sonstigen Zeiten, in denen der Sender keine Sendeleistung generiert. Die Regelung sollte andererseits schnell genug sein, um während eines Bursts, vor der eigentlichen Datenübertragung, einen eingeschwungenen Zustand erreichen zu können.

Diese beiden Forderungen aus Bandbreite und Ramping sind gegenläufig. In der vorgeschlagenen Schaltungsanordnung ist daher ein Halteglied 13 vorgesehen, mit dem die schnelle Regelung nach dem Hochregeln des Senderausgangssignals 22 (Up Ramping des Sende-Burstes), jedoch noch vor einsetzender Datenübertragung und damit vor der Amplitudenmodulation, aufgetrennt werden kann und der VGA 7 für den Rest des Burstes mit der eingeregelten Verstärkung betrieben werden kann.

Das dazugehörige Zeitverhalten ist in der Fig. 4 für einen EDGE-Burst dargestellt. Diese zeigt die Sendeleistung P[dBm] gegen die Zeit t, wobei von links nach rechts zunächst das Up-Ramping 42 beginnt, in eine Datenübertragungsphase 43 mit Amplitudenmodulationskomponente übergeht und dann mit dem Down-Ramping 44 endet. Gleichzeitig ist mit 45 der Pegel des Steuersignals des Haltegliedes dargestellt, wobei logisch High "Halten" entspricht.

Die Integration der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung aus Fig. 3 in einen Direkt-Modulator-Sender ist in der Fig. 5 dargestellt.

Die vorgeschlagene Schaltungsanordnung (ACLR-Detektor) ist in einem Funktionsblock 3 zusammengefaßt. Das TX-LO-Signal 39 des Oszillators 46 wird direkt auf der Sendefrequenz über einen Direktmodulator 33 mit dem, im Digitalbereich des Senders generierten Basisband-Signal moduliert und mit einem VGA 38 und dem Leistungsverstärker 1 verstärkt. Der Arbeitspunkt BP sowie die Versorgungsspannung Vc der Leistungsverstärker 1 wird über ein Kontrollsignal 41 gesteuert. Die variable Leistungsverstärker-Versorgungsspannung wird mit einem steuerbaren DC/DC-Konverter 31 erzeugt. Die Gewichtung des Verstärkersteuer-Signals 34 und des Verstärkerversorgungsspannungssteuer-Signals 32 kann entweder - wie hier dargestellt - mit Hardware oder auch über zwei getrennte Digital/Analog-Wandler geschehen.

Das ACLR-Detektor-Ausgangssignal 16 dient als Maß für das aktuelle ACLR und wird über einen Analog/Digital-Konverter 26 in das Digitalteil 25 eingelesen und dort zur Steuerung des Leistungsverstärker-Arbeitspunktes und der Leistungsverstärker-Versorgungsspannung ausgewertet. Hierzu werden die beiden Parameter von vorgegebenen Ausgangswerten startend, mit denen die ACLR Anforderungen sicher erfüllt werden, also mit geringem Wirkungsgrad, sukzessive solange verringert, bis gerade das ACLR der Spezifikation abzüglich einer gegebenenfalls vorgegebenen Sicherheit entspricht und der Sender einen hohen Wirkungsgrad erreicht.

Möglich ist auch eine adaptive digitale Vorverzerrung des Sender-Basisbandsignales (AM/AM oder gekoppelte AM/AM + AM/PM) wobei das ACLR-Detektor-Ausgangssignal die Rückführung darstellt.

Da es sich bei dem Detektor-Ausgangssignal 16, ein zeitlich konstantes ACLR vorausgesetzt, um eine Gleichspannung handelt, sind die Anforderungen an den nachfolgenden Auswerter äußerst gering bezüglich A/D-Wandler-Dynamik, A/D-Wandler- Samplingrate, Rechenaufwand, Speicherbedarf und Abgleichaufwand.

Es versteht sich, daß die vorstehend genannten Merkmale der Erfindung nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar sind, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen.

Insgesamt wird also eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zur Arbeitspunkteinstellung des Leistungsverstärkers, vorzugsweise eines mobilen Telekommunikationsendgerätes, mit Modulationsverfahren mit nichtkonstanter Hüllkurve, vorgestellt, wobei durch Vergleich der Nachbarkanalleistung mit der Nutzkanalleistung der Arbeitspunkt des Leistungsverstärkers so eingestellt wird, daß gerade die Schwelle eines Verhältnisses von Nachbarkanalleistung zu Nutzkanalleistung unterschritten wird. Hierzu wird durch eine geeignete Schaltungsanordnung ein Teil des Sendesignals ausgekoppelt, auf einen gleichbleibenden Pegel geregelt und der Pegel des darin enthaltenen Nachbarkanalsignals als Maß für das ACLR herangezogen. Hierdurch bietet sich eine Möglichkeit zur automatischen und wirkungsgradoptimierenden Einstellung des Arbeitspunktes eines Leistungsverstärkers, insbesondere eines mobilen Telekommunikationsendgerätes mit Modulationsverfahren mit nichtkonstanter Hüllkurve, wobei sich der Arbeitspunkt immer gerade so einstellt, daß die ACLR-Anforderungen noch erfüllt und damit ein Betrieb mit maximal möglichem Wirkungsgrad erreicht wird. Besonders vorteilhaft ist hierbei, daß die Bestimmung des ACLR aufgrund des Regelkreises unabhängig von der tatsächlichen Ausgangsleistung des Senders erfolgt. Bezugszeichenliste 1 Leistungsverstärker

2 Leistungskoppler

3 Funktionsblock

4 VGA (Variable Gain Amplifier)

5 Mischer

6 Zwischenfrequenzfilter

7 VGA/Verstärker

8 Dämpfungsglied

9 Nutzkanal-Leistungsdetektor

10 Operationsverstärker

11 Sammelpunkt

12 Integrator

13 Abtast und Halteglied

14 Bandpaß-Filter

15 Nachbarkanal-Leistungsdetektor

16 ACLR-Detector-Ausgangssignal

17 Sendesignal

17a RF-Eingang

18 Steuersignal

19 LO-Signal (LO = Local Oscillator = Lokaler Oszillator)

20 Steuersignal des Haltegliedes

21 Detektor-Arbeitspunkt-Einstellung

22 verstärktes Sendesignal

22a RF-Ausgang

23 Puffer-Verstärker

24 Gain-Control-Signal Invertierer

25 Digitalteil eines Mobilfunkgerätes

26 Analog/Digital-Konverter

27 Digital/Analog-Konverter

28 Digital/Analog-Konverter

29 Digital/Analog-Konverter

30 Bias/DC/DC-Konverter-Steuersignal-Verteiler

31 DC/DC-Konverter (Step UP Converter)

32 DC/DC-Konverter-Steuersignal (Supply Voltage Control)

33 Direktmodulator

34 Bias Steuersignal

35 Akku

36 Basisband I-Eingang

37 Basisband Q-Eingang

38 VGA

39 TX-LO-Signal-Eingang

40 Leistungssteuersignal-Eingang

41 Arbeitspunkt-Steuersignal

42 Up-Ramping (Hochfahren der Sendeleistung)

43 Datenübertragung mit Anplitudenmodulationskomponente

44 Down-Ramping (Herunterfahren der Sendeleistung)

45 Pegel des Steuersignals des Haltegliedes

46 Oszillator

BP Arbeitspunkt

IB Basisstrom

L Loadline (= Ladelinie)

t Zeit

Vc Versorgungsspannung


Anspruch[de]
  1. 1. Schaltungsanordnung zur Arbeitspunkteinstellung des Leistungsverstärkers, vorzugsweise eines mobilen Telekommunikationsendgerätes, mit Modulationsverfahren mit nichtkonstanter Hüllkurve mit Mitteln (25, 33, 1) zur Erzeugung eines Sendesignals auf einem Nutzkanal - im folgenden Nutzkanalsignal genannt -, wobei durch Verzerrungen in nachfolgenden Verstärkern auch auf Nachbarkanälen Signalanteile - im folgenden Nachbarkanalsignal genannt - entstehen und einem in seinem Arbeitspunkt einstellbaren Leistungsverstärker (1) zur Verstärkung des Sendesignals (17), das an eine Antenne weitergeleitet wird, wobei ein Mittel (2) zur Auskopplung eines Teils des verstärkten Sendesignals - im folgenden Teilsignal genannt - vorgesehen ist und dieses ausgekoppelte Teilsignal über ein Frequenz-Mischglied (5) auf eine feste Zwischenfrequenz gemischt und mittels eines Zwischenfrequenzfilters gefiltert wird und ein Regelkreis (7, 8, 9, 10, 13) vorgesehen ist, um den Leistungspegel dieses gefilterten Teilsignals auf einen vorbestimmten Wert zu halten, weiterhin ist ein Filter (14) zur Auskopplung des Nachbarkanalsignals aus dem konstant gehaltenen Teilsignal mit anschließendem Leistungsdetektor (15) vorgesehen, über dessen Detektorausgangssignal, welches ein direktes Maß für das momentane ACLR darstellt, der Arbeitspunkt des Leistungsverstärkers (1) gesteuert wird.
  2. 2. Schaltungsanordnung gemäß dem vorstehenden Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Regelkreis zur Leistungsregelung des Teilsignals einen Verstärker (7), ein Dämpfungsglied (8), einen Leistungsdetektor (9), einen Operationsverstärker (10) aufweist.
  3. 3. Schaltungsanordnung gemäß dem vorstehenden Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Regelkreis zur Leistungsregelung des Teilsignals ein Halteglied (13) aufweist.
  4. 4. Schaltungsanordnung gemäß einem der vorstehenden Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Mischglied (5) und dem Verstärker (7) des Regelkreises (7, 8, 9, 10, 13) ein Zwischenfrequenzfilter (6) vorgesehen ist, dessen Bandbreite derart bemessen ist, daß Nutz- und Nachbarkanalsignal ungedämpft passieren können.
  5. 5. Schaltungsanordnung gemäß einem der vorstehenden Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Telekommunikationsendgerät ein CDMA-Handy oder TDMA-Handy ist.
  6. 6. Verfahren zur Arbeitspunkteinstellung des Leistungsverstärkers eines mobilen Telekommunikationsendgerätes mit einem Modulationsverfahren mit nichtkonstanter Hüllkurve, indem ein Teil eines verstärkten Sendesignals - nachfolgend Teilsignal genannt -, enthaltend ein Nutzkanalsignal und ein Nachbarkanalsignal, ausgekoppelt, auf eine feste Zwischenfrequenz gemischt, mittels eines Zwischenfrequenzfilters gefiltert, in einem Regelkreis auf einen vorbestimmten Pegel verstärkt und in Abhängigkeit der Leistung des darin enthaltenen Nachbarkanalsignals der Arbeitspunkt des Leistungsverstärkers geregelt wird.
  7. 7. Verfahren gemäß dem vorstehenden Verfahrensanspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Regelung des Arbeitspunktes des Leistungsverstärkers die Parameter Basisstrom und Versorgungsspannung bei Bipolartransistoren oder Gate-Spannung und Versorgungsspannung bei Feldeffekttransistoren von vorgegebenen Ausgangswerten, mit denen die Anforderungen an das Nachbarkanalsignal/Nutzkanalsignal-Verhältnis sicher erfüllt wird, startend sukzessive solange verringert werden, bis gerade das Nachbarkanalsignal/Nutzkanalsignal-Verhältnis der Spezifikation, gegebenenfalls abzüglich einer vorgegebenen Sicherheit, entspricht.
  8. 8. Verfahren gemäß einem der vorstehenden Verfahrensansprüche 6 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß anschließend an die Mischung des Teilsignals eine Filterung der Zwischenfrequenz stattfindet.
  9. 9. Verfahren gemäß einem der vorstehenden Verfahrensansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelgeschwindigkeit des Regelkreises für den Pegelbereich des Teilsignals so bemessen ist, daß die Regelung von einer Amplitudenmodulation des Sendesignals unbeeinflußt bleibt.
  10. 10. Verfahren gemäß einem der vorstehenden Verfahrensansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß es für die Steuerung des Arbeitspunktes des Leistungsverstärkers eines CDMA-Handys oder TDMA-Handys verwendet wird.
  11. 11. Verfahren gemäß einem der vorstehenden Verfahrensansprüche 5 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß in Abhängigkeit der Leistung des im Teilsignal enthaltenen Nachbarkanalsignals eine Rückkopplung für eine adaptive Vorverzerrung eines Basisbandsignals (36, 37) erzeugt wird.
  12. 12. Verfahren gemäß einem der vorstehenden Verfahrensansprüche 5 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß in Abhängigkeit der Leistung des im Teilsignal enthaltenen Nachbarkanalsignals eine Rückkopplung für eine adaptive Vorverzerrung eines Hochfrequenz-Eingangssignals des Leistungsverstärkers (1) erzeugt wird.






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