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Dokumentenidentifikation DE69622494T2 08.05.2003
EP-Veröffentlichungsnummer 0770203
Titel LICHTLEISTUNGSMESSGERÄT MIT STROMSPARENDER MESSSCHALTUNG
Anmelder Poole, Craig D., Ocean, N.J., US
Erfinder Poole, Craig D., Ocean, N.J., US
Vertreter Vossius & Partner, 81675 München
DE-Aktenzeichen 69622494
Vertragsstaaten DE, DK, FR, GB, IT, NL, SE
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 30.04.1996
EP-Aktenzeichen 969153915
WO-Anmeldetag 30.04.1996
PCT-Aktenzeichen PCT/US96/05961
WO-Veröffentlichungsnummer 0009635931
WO-Veröffentlichungsdatum 14.11.1996
EP-Offenlegungsdatum 02.05.1997
EP date of grant 24.07.2002
Veröffentlichungstag im Patentblatt 08.05.2003
IPC-Hauptklasse G01J 1/44
IPC-Nebenklasse G01M 11/00   

Beschreibung[de]
GEBIET DER ERFINDUNG

Diese Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Messen und Anzeigen von Lichtleistung, die von einem Lichtleiter befördert wird, und insbesondere ein Lichtleistungsmessgerät, das eine Strom sparende Messschaltung verwendet.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Lichtleit- bzw. Faseroptikübertragungssysteme übertragen Informationen von einem Ort zu einem anderen, indem sie Lichtenergie durch Glasfaser senden. Informationen werden auf der Lichtenergie codiert, indem entweder ihre Leistung oder ihr Spektrum moduliert wird. In diesen Systemen ist es häufig notwendig, die von einem Übertragungsleiter bzw. einer Übertragungsfaser beförderte durchschnittliche Lichtleistung zu überwachen. Die durchschnittliche Lichtleistung ist ein nützlicher Indikator der Systemleistung und wird somit häufig zu Wartungs- und Kontrollzwecken verwendet.

In bekannten Einrichtungen zum Messen von Lichtleistung in einer Faser wird eines von zwei Verfahren verwendet. Das einfachste Verfahren besteht darin, den optischen Weg zu unterbrechen, indem ein Ende einer aktiven Faser von einem System getrennt wird. Dies erfolgt vorzugsweise an einer Stelle, wo die Faser mit Steckern versehen und somit leicht entfernbar ist. Das getrennte Faserende wird in ein Lichtleistungsmessgerät eingeführt. Lichtenergie in der getesteten Faser geht aus dem Faserende hinaus und zum Messen in das Leistungsmessgerät hinein. Nachdem eine Messung abgeschlossen ist, wird die Faser dann wieder an das System angeschlossen.

Während dieses Verfahren einfach ist, ist die Erfordernis, den optischen Weg zu trennen und somit den Systembetrieb während der Messung zu unterbrechen, eine starke Begrenzung handelsüblicher, verkehrsführender Systeme. Außerdem kann die Notwendigkeit, die Testfaser jedes Mal, wenn eine Messung durchgeführt wird, zu trennen und dann wieder anzuschließen, die optische Verbindung zwischen der Testfaser und dem System verschlechtern, was zu einem Verlust von Lichtenergie von dem System führt.

Ein zweites bekanntes Verfahren zum Messen von Lichtleistung, die von einer Faser befördert wird, vermeidet, dass der Systembetrieb während der Messung unterbrochen werden muss, indem eine faseroptische Abgriffvorrichtung in den optischen Weg eingefügt wird. Die faseroptische Abgriffvorrichtung extrahiert einen kleinen Teil Lichtleistung von dem optischen Weg und führt sie zur Messung einem Leistungsmessgerät zu. Da der größte Teil der Lichtenergie ungestört die Abgriffvorrichtung passiert, arbeitet das getestete Übertragungssystem weiter normal, während eine Messung vorgenommen wird. Das Verhältnis von durch die Abgriffvorrichtung entfernter Lichtleistung zu der in der Testfaser verbleibenden Lichtleistung wird als das Abgriffverhältnis definiert. Da dieses Verhältnis festgelegt ist, kann durch die Abgriffvorrichtung entfernte Lichtleistung als ein Maß von Lichtleistung, die von der Testfaser befördert wird, verwendet werden.

Bekannte faseroptische Abgriffvorrichtungen, die zur Verwendung in diesem Messverfahren geeignet sind, beinhalten Mehrkanalvorrichtungen, wie zum Beispiel Faserkoppler mit Klebeverbindung (siehe zum Beispiel das US-Patent 5 251 277, das am 5. Okt. 1993 auf D. Young ausgestellt wurde), und zeitweilige Abgriffvorrichtungen, die durch Biegen der Übertragungsfaser, um Lichtenergie auszustreuen, erzeugt werden. Ein Beispiel für den letzteren Typ von Abgriff ist in dem US-Patent 5 127 724, das am 7. Juli 1992 auf S. James, D. Ferguson, D. Drouet, S. Hornung ausgestellt wurde, beschrieben.

Die Messung von Lichtleistung unter Verwendung der oben erwähnten optischen Abgriffvorrichtungen unterliegt mehreren wichtigen Beschränkungen. Zum Beispiel sind Lichtleitervorrichtungen, die als Abgriffvorrichtungen dienen, notwendigerweise Dreikanalvorrichtungen (siehe zum Beispiel Kapitel 26, "Photonic Local Networks" von I. P. Kaminow von Ootical Fiber Telecommunications II, herausgegeben von S. E. Miller, und I. P. Kaminow, Academic Press, Inc. Boston, MA. 1988, Seiten 940-943). Lichtenergie muss durch einen Eingangskanal in die Vorrichtung hinein und durch zwei Ausgangskanäle wieder hinaus gelangen. Das Vornehmen einer einzigen Leistungsmessung erfordert somit eine Bedienperson, um drei optische Verbindungen zu legen, die jeweils spezielles Werkzeug und Fertigkeiten der Bedienperson erfordern. Die resultierende Zeit, die erforderlich ist, um jede Messung durchzuführen, ist unerwünscht, wenn eine hohe Anzahl an Fasern gemessen werden muss.

Die Verwendung einer zeitweiligen Abgriffvorrichtung, wie zum Beispiel eine Faserkrümmung, vermeidet dieses Problem, da die optische Abgriffvorrichtung leicht eingeführt und wieder entfernt werden kann. Die zeitweilige Abgriffvorrichtung unterliegt jedoch auf Grund einer Abhängigkeit des Abgriffverhältnisses von der Faserwellenleitergestaltung und den Beschichtungsparametern einer schlechten Genauigkeit. Außerdem ist eine zeitweilige Abgriffvorrichtung nicht für verkabelte Fasern verwendbar, da das aus der Faser ausgestreute Licht nicht den Kabelmantel durchdringen kann.

Das Dokument EP-A-0 543 577 beschreibt ein weiteres Beispiel einer tragbaren Vorrichtung zur in-Line Messung bei einem Lichtleiter, wobei eine Mikrokrümmung verwendet wird, um das Testsignal einzugeben.

Zusätzlich zu den oben erwähnten Beschränkungen unterliegen derzeit bekannte Einrichtungen zum Messen von Lichtleistung in Fasern einer zusätzlichen Beschränkung. Da sich Übertragungsfasern häufig auf dem Feld oder weit verstreut über eine gegebene Stelle befinden, ist der Zugang zu handelsüblichem elektrischem Strom häufig schwierig. Daher ist es häufig notwendig, tragbare, Batterie betriebene Messgeräte zu verwenden, um Lichtleistung zu messen. Bekannte Messgeräte haben jedoch typischerweise eine Batterielebensdauer von weniger als 100 Stunden, wenn sie kontinuierlich betrieben werden. Dies macht diese Messgeräte für eine Langzeitüberwachung von Lichtleiter-Übertragungsleitungen wegen der Notwendigkeit eines häufigen Batteriewechsels unpraktisch.

Zwar kann die Batterielebensdauer in bekannten tragbaren Messgeräten verlängert werden, indem die Größe der verwendeten Batterien erhöht wird, dies beschränkt jedoch die Tragbarkeit der Messgeräte. Gerade der Kompromiss zwischen der Tragbarkeit und der Batterielebensdauer bei bekannten tragbaren Messgeräten beschränkt ihr Anwendungsgebiet. Zum Beispiel wird die Möglichkeit des Integrierens eines Leistungsmessgeräts in ein Lichtleiterkabel durch das maximale Gewicht bestimmt, das das Kabel und die Lichtleiteranschlussstellen aushalten können, ohne einen Lichtverlust zu erleiden. Bei vielen im Handel erhältlichen Lichtleiteranschlussstellen beträgt dieses maximale Gewicht nur 120 Gramm. Bekannte tragbare Messgeräte überschreiten diese Gewichtsgrenze und sind somit für diese Anwendung nicht geeignet.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Lichtleistung, die von einem Lichtleiter befördert wird, auf eine Weise zu messen und anzuzeigen, die präzise, leicht umzusetzen und für Anwendungen der Langzeitüberwachung geeignet ist.

Die Erfindung löst diese Aufgaben, wie in Anspruch 1 definiert, durch Integrieren der Messvorrichtung mit einem Gewicht von weniger als 120 g in das Faserkabel, um ein in-Line Leistungsmessgerät zu schaffen, das leicht in Lichtleitersystemen installiert werden kann. Um das erforderliche Gewicht und die Miniaturisierung der Messvorrichtung zu erreichen, wird vorzugsweise eine erfindungsgemäße Strom sparende Messschaltung verwendet, um das Gewicht und die Größe der Batterien, die benötigt werden, um das Messgerät mit Strom zu versorgen, erheblich zu verringern. Außerdem ermöglicht die erfindungsgemäße Messschaltung durch Reduzierung des elektrischen Stromverbrauchs tragbare Lichtleistungsmessgeräte mit einer Batterielebensdauer, die der Lagerbeständigkeit von Batterien nahe kommt. Auf diese Weise wird die Batteriewartung verglichen mit bekannten tragbaren Messgeräten erheblich gesenkt.

Ein weiterer Vorteil der Strom sparenden Messschaltung besteht darin, alternative Mittel zum Liefern von elektrischem Strom, zum Beispiel durch Verwendung von Solarzellen, möglich zu machen, wodurch in manchen Fällen die Notwendigkeit von Batterien insgesamt hinfällig wird.

Insbesondere und gemäß meinen erfindungsgemäßen Lehren stellt die vorliegende Erfindung eine Vorrichtung zum Messen der Lichtleistung, die von einer Faser befördert wird, zur Verfügung, wobei die bevorzugte Ausführungsform eine Vorrichtung zum Abgreifen von Lichtenergie von dem Lichtleiter, eine, vorzugsweise Strom sparende, Messschaltung zum Umwandeln der abgegriffenen Lichtenergie in eine Signalspannung, und vorzugsweise eine A/D-Schaltung zum Umwandeln der Signalspannung in einen Digitalcode zum Anzeigen von Lichtleistung auf einer Digitalanzeige aufweist. Gemäß meiner erfindungsgemäßen Technik sind die optische Abgriffvorrichtung, die elektrischen Schaltungen und die Anzeige dauerhaft an ein Faserkabel angeschlossen. Lichtenergie, die in ein Ende des Faserkabels eintritt, wandert zu der optischen Abgriffvorrichtung, wo ein kleiner Teil ausgestrahlt und zu der Messschaltung gesendet wird. Der Großteil der Lichtenergie geht durch die Abgriffvorrichtung zum anderen Ende des Faserkabels hindurch, wo es weiter zu einem Fasersystem geht.

Gemäß meiner erfindungsgemäßen Technik weist die optische Abgriffvorrichtung vorzugsweise eine dauerhafte Mikrokrümmung auf, die in der Faser geschaffen wird, indem ein freigelegter Abschnitt der Glasfaser lokal bis zum Schmelzpunkt erwärmt wird, während die Faser auf einer gebogenen Bahn gehalten wird. Die so gebildete optische Abgriffvorrichtung strahlt kontinuierlich einen feststehenden Teil durch die Messschaltung zu erfassender Lichtleistung aus der Faser aus.

Die erfindungsgemäße Messschaltung kann eine Photodiode und einen Strom-Spannungs-Wandler zum Umwandeln der aus der Faser abgegriffenen Lichtenergie in eine Signalspannung, die proportional zu dem Logarithmus der abgegriffenen Lichtleistung ist, aufweisen. Ein Analog-Digital(A/D)-Wandler erzeugt eine digitale Darstellung der Signalspannung, die eine Flüssigkristallanzeige (LCD) zur sichtbaren Darstellung von Lichtleistung in den Einheiten dBm betreibt.

Gemäß meiner erfindungsgemäßen Technik wird der Strom sparende Betrieb der Messschaltung durch automatisches Ausschalten des elektrischen Stroms zum Strom-Spannungs-Wandler zwischen A/D-Umwandlungen erreicht. Dies erfolgt unter Verwendung eines erfindungsgemäßen Schaltkreises, der die Messempfindlichkeit bewahrt, während er eine Senkung des durchschnittlichen elektrischen Stroms, der durch die Messschaltung verbraucht wird, um den Faktor 100 erreicht.

Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung inkorporiert einen zusätzlichen Schlafmodus, in dem elektrischer Strom zur Anzeige und zur A/D-Schaltung ausgeschaltet wird, wenn Lichtleistung in der Faser unter einen vorbestimmten Wert fällt, wodurch elektrische Energie gespart wird, wenn das Messgerät nicht in Gebrauch ist. Gemäß meinen erfindungsgemäßen Lehren kann das Leistungsmessgerät entweder durch Batterien oder durch Solarzellen betrieben werden.

Da der durch meine erfindungsgemäße Messschaltung verbrauchte elektrische Strom im Vergleich zu bekannten Messschaltungen verschwindend gering gemacht werden kann, haben durch Batterie betriebene Messgeräte, die gemäß meiner Erfindung hergestellt werden, eine Batterielebensdauer, die in Jahren gemessen wird. Die geringen Wartungsanforderungen solcher Vorrichtungen und die leichte Verwendung, die durch Integrieren der Messvorrichtung in das Faserkabel erreicht werden, macht neue Anwendungen möglich, wie zum Beispiel in-Line Leistungsmessgeräte, die dauerhaft in den Lichtleitersystemen installiert sind.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die Lehren der vorliegenden Erfindung können leicht verstanden werden, indem die folgende detaillierte Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen betrachtet wird, wobei:

Fig. 1 eine perspektivische Ansicht der bevorzugten Ausführungsform des in-Line Lichtleit- bzw. faseroptischen Leistungsmessgeräts gemäß meiner Erfindung ist;

Fig. 2 eine Draufsicht von vorne auf das Leistungsmessgerät von Fig. 1 ist;

Fig. 3 eine Draufsicht von hinten auf das Leistungsmessgerät von Fig. 1 ist;

Fig. 4 eine Draufsicht von oben auf das Leistungsmessgerät von Fig. 1 ist;

Fig. 5 eine Draufsicht von unten auf das Leistungsmessgerät von Fig. 1 ist;

Fig. 6 eine Explosionsansicht ist, die den Aufbau des Leistungsmessgeräts von Fig. 1 zeigt;

Fig. 7 ein Blockdiagramm einer Vorrichtung zum Messen von Lichtleistung gemäß meiner Erfindung ist;

Fig. 8 bildlich eine Abgriff/Detektor-Baugruppe der Vorrichtung von Fig. 7 zeigt;

Fig. 9 bildlich eine Einrichtung zum Herstellen der optischen Abgriffvorrichtung von Fig. 8 zeigt;

Fig. 10 ein schematisches Diagramm eines Steuersignalgenerators von Fig. 7 ist;

Fig. 11 ein schematisches Diagramm eines Strom-Spannungs-Wandlers von Fig. 7 ist;

Fig. 12 ein schematisches Diagramm einer A/D-Schaltung von Fig. 7 ist;

Fig. 13 ein Steuerungs- bzw. Taktdiagramm ist, dass Steuersignale zeigt, die durch den Steuersignalgenerator und die A/D-Schaltung von Fig. 11 bzw. Fig. 12 erzeugt werden;

Fig. 14 bildlich eine alternative Ausführungsform eines faseroptischen in- Line Leistungsmessgeräts zeigt, die meine erfindungsgemäßen Lehren verkörpert;

Fig. 15 ein Blockdiagramm einer Vorrichtung zum Messen von Lichtleistung, die in dem Leistungsmessgerät von Fig. 14 verwendet wird, ist;

Fig. 16 ein schematisches Diagramm eines Steuersignalgenerators von Fig. 15 ist;

Fig. 17 ein schematisches Diagramm eines Strom-Spannungs-Wandlers von Fig. 15 ist;

Fig. 18 eine Draufsicht von vorne eines mit Sonnenenergie betriebenen faseroptischen in-Line Leistungsmessgeräts ist, das meine erfindungsgemäßen Lehren verkörpert;

Fig. 19 eine Draufsicht von hinten auf das Leistungsmessgerät von Fig. 18 ist;

Fig. 20 eine Draufsicht von vorne eines mit Sonnenenergie betriebenen in- Line Leistungsmessgeräts ist, das auch meine erfindungsgemäßen Lehren verkörpert;

Fig. 21 eine Draufsicht von hinten auf das Leistungsmessgerät aus Fig. 20 ist; und

Fig. 22 bildlich ein beispielhaftes mit Sonnenenergie betriebenes Handlichtleistungsmessgerät zeigt.

Um dem Leser das Verständnis zu erleichtern, werden identische Bezugszeichen verwendet, um identische oder ähnliche Elemente, die den Figuren gemeinsam sind, zu bezeichnen. Die Zeichnungen sind nicht unbedingt maßstabsgetreu gezeichnet.

GENAUE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM

Bezugnehmend auf die Zeichnungen zeigen die Fig. 1 bis 6 bildlich das Lichtleiter- bzw. faseroptische Leistungsmessgerät 100, das ein starres Messgerätgehäuse 102, flexible Faserkabelführungen 104 und 106 und angebrachte optische Anschlussstellen 108 und 110 aufweist. Die Faserkabelführungen 104 und 106 weisen Schutzmantel- und Festigungselemente auf, die einen zentralen Lichtleiter 601 (in Fig. 6 gezeigt) umgeben, der die Anschlussstellen 108 und 110 optisch miteinander verkoppelt. Digitalanzeigen 112 und 312, die an dem Messgerätgehäuse 102 angebracht sind, liefern eine digitale Auslesung von Lichtleistung, die in dem Leiter 601 gemessen wurde und aus der Anschlussstelle 110 austritt. Pfeilbeschriftungen 118, 120, 318 und 320 auf dem Messgerätgehäuse 102 zeigen die richtige Richtung des Lichtenergieflusses.

Die Faserkabelführungen 104 und 106 und die optischen Anschlussstellen 108 und 110, die im Stand der Technik wohl bekannt sind, sind im Handel von einer Vielfalt von Verkäufern erhältlich. Ein solcher Verkäufer ist die Siecor Corporation aus Hickory, North Carolina.

Schalter 114 und 116 auf dem Messgerätgehäuse 102 steuern den Betrieb des Messgeräts 100. Der manuelle Betrieb des Druckknopfschalters 114 initiiert abwechselnd die Leistungsmessung in den Einheiten dBm und dB, wobei letztere die Messung von Lichtleistung relativ zu einer von der Bedienperson ausgewählten Referenz schafft. Der manuelle Betrieb eines Schiebeschalters 116 setzt die Eichung des Messgeräts für die geeichte Messung auf eine von zwei Wellenlängen.

Die Fig. 2 und 3 zeigen im Detail Digitalanzeigen 112 bzw. 312. In der bevorzugten Ausführungsform macht die Verwendung von zwei identischen Anzeigen, die an entgegengesetzten bzw. gegenüberliegenden Seiten des Messgerätgehäuses 102 angeordnet sind, die Notwendigkeit, das Messgerätgehäuse 102 zu drehen, um eine Leistungsablesung anzusehen, überflüssig. Die Anzeigen 112 und 312 sind vorzugsweise Flüssigkristallanzeigen, die jeweils dreistellige Anzeigen 202 und 302 und Vorzeichenindikatoren 204 und 304 aufweisen, um Lichtleistung anzuzeigen. Außerdem weisen die Anzeigen Beschriftungen 206, 208, 306 und 308 auf, um den Messmodus anzuzeigen, der durch den Schalter 114 ausgewählt wurde. Die Beschriftungen 210, 211, 310 und 311 auf den Anzeigen 112 und 312 zeigen die Eichungswellenlänge, die durch den Schiebeschalter 116 ausgewählt wurde. Die Beschriftungen 213 und 313 zeigen, wenn sie aktiviert sind, einen Zustand schwacher Batterie an.

Bezugnehmend auf Fig. 2 schafft eine Miniaturphonobuchse 214 auf dem Messgerätgehäuse 102 eine analoge Ausgangsspannung proportional zu der auf den Digitalanzeigen 112 und 312 angezeigten Lichtleistung. Alternativ könnte die Phonobuchse 214 digital codierte Daten vorsehen, die die Lichtleistung darstellen, die auf den Digitalanzeigen 112 und 312 angezeigt sind.

Fig. 5 zeigt bildlich eine Bodenplatte 522, die einen Zugang zu dem Inneren des Messgerätgehäuses 102 mittels Schrauben 524, 525, 526 und 527 schafft, um die Batterie zu wechseln.

Fig. 6 ist eine Explosionsansicht, die den Aufbau des Messgeräts 100 zeigt, aufweisend, zusätzlich zu den oben genannten Elementen, ein Abgriffmodul 600, eine Abgriff/Detektor-Baugruppe 602, Knopfzellenbatterien 604 und 606, und notwendige elektrische Einrichtungen in der Form von Schaltungsplatinen 608, 610, 612 und 614 zum Umwandeln der von der Abgriff/Detektor-Baugruppe 602 entfernten Lichtenergie in eine digitale Auslesung von Lichtleistung auf den Anzeigen 112 und 312. Das Abgriffmodul 600 trägt die Abgriff/Detektor-Baugruppe 602 und hält die Leiter- bzw. Faserkabelführungen 104 und 106 und den Leiter bzw. die Faser 601 mittels Klemmplatten 616 und 618 und Sicherungsschrauben 620a-d am Platz.

Aluminiumabschirmplatten 628, 629, 630 und 631 schirmen Komponenten auf Schaltungsplatinen 608, 610, 612 und 614 von elektrischem Rauschen der Umgebung ab. Starre Gehäusedeckel 634a und 634b, die die Elemente, die das Messgerätgehäuse 102 aufweist, einschließen und tragen, sind mittels Schrauben 635a-d sicher aneinander befestigt. Vorzugsweise sind die starren Gehäusedeckel 634a und 634b aus leichtem Kunststoff gefertigt.

Fig. 7 ist ein Blockdiagramm, das den Betrieb des Leistungsmessgeräts 100 zeigt, das einen Lichtleiter 601, eine Abgriff/Detektor-Baugruppe 602, einen Strom-Spannungs-Wandler 704, eine A/D-Schaltung 706 und einen Steuersignalgenerator 702 aufweist. Ein optisches Signal 700 tritt über den Lichtleiter 601 in die Abgriff/Detektor-Baugruppe 602 ein. Die Abgriff/Detektor-Baugruppe 602 entfernt einen Teil des optischen Signals 700 und erzeugt einen elektrischen Strom 710, der proportional zu der Leistung des optischen Signals 700 ist. Das übertragene optische Signal 708, das die Lichtenergie von dem Signal 700 darstellt, die nicht von der Abgriffbaugruppe 602 entfernt wurde, geht aus der Abgriff/Detektor- Baugruppe 602 hinaus und wird durch den Lichtleiter 601 übertragen. Da die Leitung in dem optischen Signal 708 proportional zu der Leistung in dem Signal 700 ist, ist der elektrische Strom 710 auch proportional zu der Lichtleistung in dem Signal 708.

Der Strom-Spannungs-Wandler 704 erzeugt in Abhängigkeit von dem Strom 710 und den Steuersignalen 716 von dem Steuersignalgenerator 702 eine Signalspannung 712 und eine Analogspannung 714. Die Signalspannung 712 und die Analogspannung 714 sind beide proportional zu dem Logarithmus des Stroms 710 und somit sind sie auch proportional zu dem Logarithmus der optischen Signale 700 und 708. Vorzugsweise entspricht der numerische Wert der Analogspannung 714, wenn er in den Einheiten von Millivolt ausgedrückt wird, genau dem numerischen Wert der Lichtleistung in dem Signal 708, wenn letzteres in den Einheiten dBm ausgedrückt wird.

Die A/D-Schaltung 706 führt in Abhängigkeit von der Signalspannung 712 und den Steuersignalen 718 eine Analog-Digital(A/D)-Umwandlung der Signalspannung 712 durch. Die resultierende digitale Darstellung der Signalspannung 712 wird durch die Digitalanzeigen 112 bzw. 312 der Fig. 2 bzw. 3 angezeigt, um eine sichtbare Darstellung der Lichtleistung des optischen Signals 708 zu schaffen.

Der Steuersignalgenerator 702 steuert den Messgerätbetrieb durch Steuersignale 716 und 718. Diese Signale schalten den elektrischen Strom zu verschiedenen Schaltelementen zwischen A/D-Umwandlungen aus, um den elektrischen Stromverbrauch zu senken, und senden Taktsignale an die A/D-Schaltung 706 zur A/D-Umwandlung der Signalspannung 712.

Abgriff/Detektor-Baugruppe

Fig. 8 zeigt eine Abgriff/Detektor-Baugruppe 602, die einen Lichtleiter 601, eine optische Abgriffvorrichtung 814, eine Gradientenlinse 802, eine Linsenhalterung 804, einen optischen Filter 806, ein Photozellendetektorgehäuse 808, einen Photozellendetektor 800 und elektrische Führungen 810 und 812 aufweist. Das optische Signal 700, das sich durch den Leiter 601 ausbreitet, wird teilweise durch die optische Abgriffvorrichtung 814 ausgestreut, die durch Schaffen einer dauerhaften Mikrokrümmung in dem Leiter 601 gebildet wird. Epoxidharz 816 sichert die optische Abgriffvorrichtung 814 an ihrer Position auf einer optischen Achse (nicht gezeigt) der Gradientenlinse 802. Vorzugsweise hat das Epoxidharz 816 einen Brechungsindex, der dem Material, das der Leiter 601 aufweist, gleicht, so dass Reflexionen an der Schnittstelle zwischen Leiter und Epoxidharz minimiert werden.

Die Gradientenlinse 802 reflektiert und fokussiert Lichtenergie 818, die durch die optische Abgriffvorrichtung 814 aus dem Leiter 601 ausgestreut wurde, und lenkt sie durch den optischen Filter 806 und auf die Oberfläche des Photozellendetektors 800. Der Photozellendetektor 800 erzeugt in Abhängigkeit von dem optischen Signal 818 einen elektrischen Strom 710, der zu der Größe des optischen Signals 818 proportional ist.

In der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Anwendung ist der optische Filter 806 ein Interferenzfilter, der verwendet wird, um die Wellenlängenabhängigkeit der optischen Abgriffvorrichtung 814 auszugleichen. Vorzugsweise hat der Filter 806 eine Empfindlichkeit bzw. Reaktion der Übertragung gegenüber der Wellenlänge, die zu der Wellenlängenabhängigkeit des Abgriffverhältnisses der optischen Abgriffvorrichtung 814 komplementär ist. In alternativen Ausführungsformen der Erfindung könnte der Filter 806 verwendet werden, um die spektrale Reaktion des Messgeräts abzustimmen, indem andere Filtercharakteristiken verwendet werden. Zum Beispiel könnte der Filter 806 als ein Durchlassbandfilter gestaltet sein, um das Detektieren unerwünschter Wellenlängen durch den Photozellendetektor 800 zu blockieren.

Die Gradientenlinse 802, die Linsenhalterung 804, der Filter 806 und das Photozellendetektorgehäuse 808 werden durch geeignete Mittel, wie zum Beispiel Epoxidharzklebstoff, zusammengefügt, um eine starre Baugruppe zu bilden, wodurch die optische Ausrichtung unter den Elementen erhalten bleibt. Vorzugsweise sind die Abdichtungen zwischen der Gradientenlinse 802, der Linsenhalterung 804 und dem Photozellendetektorgehäuse 808 hermetisch, so dass der Filter 806 keiner umgebenden Feuchtigkeit ausgesetzt wird.

Die Gradientenlinse 802 beinhaltet eine gewinkelte Abschrägung 822, die auf eine Oberfläche der Linse an dem Eingangsende geschliffen wurde. Die Abschrägung 822 ermöglicht es, dass die optische Abgriffvorrichtung 814 mit der optischen Achse der Linse 802 ausgerichtet werden kann, während ein feststehender Abstand von der Endfläche der Linse 802 erhalten bleibt. Vorzugsweise sollte der Abschrägungswinkel gleich dem Krümmungswinkel 820 der optischen Abgriffvorrichtung 814 sein, um mechanische Belastungen auf den Leiter 601 und die Abgriffvorrichtung 814 zu minimieren.

Fig. 9 zeigt die bevorzugten Einrichtungen zum Herstellen der optischen Abgriffvorrichtung 814 von Fig. 8. Vor dem Bilden der optischen Abgriffvorrichtung wird ein kurzer Abschnitt 908 des Leiters 601 von seiner Epoxidharzummantelung befreit, um die darunter liegende Glasfaser freizulegen. Die Faser wird an Punkten auf jeder Seite des freigelegten Faserabschnitts 908 gehalten und so gekrümmt, dass die Faser bzw. der Leiter einer gebogenen Bahn 902 folgt. Eine Flamme 904 von einem Mikroschweißbrenner 906 erwärmt vorübergehend das Glas nahe des Mittelpunktes des freigelegten Abschnitts des Leiters und erhöht dadurch lokal die Temperatur des Glases auf seinen Schmelzpunkt und setzt Spannungen innerhalb des gekrümmten Glases frei. Das Freisetzen der Spannung an dem Punkt, wo das Glas schmilzt, bewirkt, dass die Faser 601 eine V-Form annimmt, wie in Fig. 9 gezeigt. An der Stelle, wo die Faser auf ihren Schmelzpunkt erwärmt wird, wird eine Krümmung von kleinem Radius erzeugt, die Licht aus der Faser streut. Der Radius der Krümmung wird durch die Größe und die Temperatur der Schweißbrennerflamme bestimmt. Vorzugsweise wird der Krümmungsradius so klein wie möglich, und nicht größer als 2 mm, gemacht, um das Auffangen des aus der Abgriffvorrichtung ausgestrahlten Lichts zu erleichtern und die Wellenlängenabhängigkeit in dem Abgriffverhältnis zu minimieren.

Während des Vorgangs des Erwärmens des Leiters wird der optische Verlust durch den Leiter 601 überwacht. Die Flamme wird entfernt, wenn das gewünschte Abgriffverhältnis erreicht ist. Durch Variieren der Flammengröße, der Erwärmungszeit und des Radius der Biegung der Anfangskrümmung 902 kann jedes gewünschte Abgriffverhältnis erreicht werden. Zum Beispiel erzeugt ein Standard-Silikaleiter mit Klebeverbindung von 125 Mikrometern, der in einer Krümmung mit einem Radius von 8 cm gehalten wird, ein Abgriffverhältnis von 1 dB (25% ausgestreutes Licht), wenn er für etwa 0,25 Sekunden einer 1 mm Acetylen/Sauerstoff-Flamme ausgesetzt wird.

Nach der Bildung wird die optische Abgriffvorrichtung 814 an der Abgriff/Detektor-Baugruppe 602 mit Epoxidharz gesichert, wie in Fig. 8 gezeigt. Vorzugsweise wird der freigelegte Abschnitt des Leiters 908 völlig in Epoxidharz eingeschlossen, um die Aussetzung des Glases an umgebende Schmutzstoffe zu minimieren.

Es sei angemerkt, dass die in Fig. 9 gezeigte Schweißbrennerflamme als ein Beispiel für Mittel zum Anwenden von Wärme auf eine räumlich begrenzte Art gedacht ist. Alternative Mittel zum Erwärmen des Leiters beinhalten Bestrahlung mit einem Laserstrahl und Erwärmen mit einer kleinen Hochfrequenzspule.

Betrieb der elektrischen Schaltung

Die Fig. 10, 11 und 12 sind schematische Zeichnungen, die jeweils den Betrieb des Steuersignalgenerators 702, des Strom-Spannungs-Wandlers 704 und der A/D-Schaltung 706 zeigen. Während die folgenden detaillierten Beschreibungen dieser Schaltungen betrachtet werden, sollte auf Fig. 13 Bezug genommen werden, die ein Diagramm ist, das die relative Taktgebung von Steuersignalen zeigt.

Fig. 10 ist ein schematisches Diagramm eines Steuersignalgenerators 702 von Fig. 7. Wie bereits beschrieben, besteht der Zweck des Steuersignalgenerators 706 darin, die Taktgebung und das Zuführen von elektrischem Strom zu dem Strom-Spannungs-Wandler 704 und der A/D-Schaltung 706 zu steuern. Die Taktgebungsfunktion wird durch Taktgeber 1002 und 1038 erfüllt, wobei der erstere Taktgeber der Haupttaktgeber und der letztere ein Nebentaktgeber ist.

Ein Messzyklus beginnt, wenn die Ausgabe des Taktgebers 1002 hoch wird und einen Flipflop 1004 in einen Zustand mit hoher Ausgabe setzt. Die Ausgabe des Flipflops 1004 schließt einen Analogschalter 1006, was dazu führt, dass Steuersignale Ca und Cb Spannungswerte annehmen, die gleich den positiven und negativen Speisespannungen +Vcc bzw. -Vcc sind.

Parallel zu dem Schalter 1006 lädt die Ausgabe des Flipflops 1004 durch einen Widerstand 1010 einen Kondensator 1014. Nach einer Zeitverzögerung, die durch die Widerstands-Kondensator-Zeitkonstante (RC-Zeitkonstante) des Kondensators 1014 und des Widerstands 1010 bestimmt wird, wird die Ausgabe eines Schmitt-Triggers 1016 hoch und schließt den Analogschalter 1008. Dies bewirkt, dass die Steuersignale Cc und Cd Spannungswerte annehmen, die gleich den Speisespannungen +Vcc bzw. -Vcc sind. Die Steuersignale Ca und Cb führen, zusammen mit ihren zeitverzögerten Gegenstücken Cc und Cd, dem Strom- Spannungs-Wandler 704 elektrischen Strom zu, wie unten genauer beschrieben wird.

Nachdem er von den Steuersignalen Ca, Cb, Cc und Cd gespeist wurde, sendet der Strom-Spannungs-Wandler 704 eine Signalspannung 712 an den Eingang eines Vergleichers 1026.

Der Vergleicher 1026 vergleicht die Signalspannung 712 mit einer Referenzspannung Vr, um zu bestimmen, ob an dem Detektor eine Lichtleistung vorliegt. Wenn die Signalspannung 712 die Referenzspannung Vr übersteigt, wird die Ausgabe des Vergleichers 1026 hoch. Die Ausgabe des Vergleichers wird dann in den Flipflop 1030 getaktet, wenn die Ausgabe des Schmitt-Triggers 1024 nach einer Verzögerungszeit, die durch die RC-Zeitkonstante des Widerstands 1018 und des Kondensators 1022 bestimmt wird, hoch wird.

Die Ausgabe des Flipflops 1030 setzt eine Torschaltung 1034 hoch, wodurch ein Taktsignal an das Flipflop 1036 gesendet wird. Dies setzt die Ausgabe von 1036 hoch und schaltet den Taktgeber 1038 ein. Die Ausgabe des Taktgebers 1038, die mit einer Frequenz schwingt, die höher als der Taktgeber 1002 ist, eilt einem Zähler 1040 vor, bis nach einer vorbestimmten Anzahl von Taktgebungszyklen die Übertragausgabe des Zählers 1040 hoch wird und das Flipflop 1004 mittels der Torschaltung 1042 zurücksetzt. Zur gleichen Zeit wird die Ausgabe eines Wechselrichters 1044 niedrig, wodurch der Zähler aufhört zu zählen. Das Zurücksetzen des Flipflops 1004 bewirkt, dass sich die Schalter 1006 und 1008 wegen der Entladung des Kondensators 1014 durch eine Diode 1012 in rascher Aufeinanderfolge öffnen. Das Öffnen der Schalter 1006 und 1008 schaltet den Strom zu dem Strom-Spannungs-Wandler 704 aus. Zur gleichen Zeit wird, die Ausgabe des Schmitt-Triggers 1024 durch die Entladung des Kondensators 1022 durch die Diode 1020 niedrig gesetzt.

Während einer Zeit, wenn der Zähler 1040 voreilt, wird die Signalspannung 712, die durch den Strom-Spannungs-Wandler 704 erzeugt wird, durch die A/D- Schaltung 706 abgetastet und die A/D-Umwandlung beginnt. Wie unten genauer beschrieben wird, hat, wenn der Zähler 1040 mit dem Zählen aufhört, die A/D- Schaltung 706 das Abtasten der Signalspannung 712 beendet. Somit spart das Abschalten des Stroms zu dem Strom-Spannungs-Wandler 704, nachdem der Zähler 1040 mit dem Zählen aufgehört hat, elektrischen Strom, ohne die Messung zu beeinträchtigen.

Der Taktgeber 1038 schwingt weiter, bis die A/D-Umwandlung durch die A/D-Schaltung 706 abgeschlossen ist, zu welchem Zeitpunkt ein Steuersignal C1 von der A/D-Schaltung empfangen wird, was den Flipflop 1036 zurücksetzt und den Taktgeber 1038 abschaltet. Ein Messzyklus ist beendet, wenn die Ausgabe des Taktgebers 1002 niedrig wird und den Zähler 1040 zurücksetzt. Ein neuer Messzyklus beginnt, wenn die Ausgabe des Taktgebers 1002 wieder hoch geht.

Die gerade gegebene Beschreibung gilt für den Fall, wo die Signalspannung 712 die Referenzspannung Vr übersteigt, wodurch ein Vergleicher 1026 eingeschaltet wird. Wenn die gemessene Lichtleistung unter einen vorbestimmten Wert fällt, ist diese Bedingung nicht erfüllt und die Ausgabe des Vergleichers 1026 bleibt niedrig. In diesem Fall wird der Messzyklus unterbrochen, da weder der Taktgeber 1038 jemals eingeschaltet noch die A/D-Umwandlung initiiert wird. Der Vergleicher 1026 weist somit zusammen mit dem Widerstand 1028, dem Flipflop 1030 und den Torschaltungen 1032 und 1034 eine Bereitschaftsschaltung auf, die automatisch ausgewählte Schaltelemente herunterfährt, wenn das Messgerät nicht im Gebrauch ist, um elektrische Energie zu sparen.

Wenn die Signalspannung 712 sich außerhalb des Bereichs des A/D- Wandlers befindet, werden die Digitalanzeigen durch das Steuersignal Ce, das von der Ausgabe des Flipflops 1054 abgeleitet ist, ausgeblendet. Wenn Ce niedrig ist, wird die Anzeige ausgeschaltet. Dieser Zustand tritt auf, wenn das Steuersignal Cm von der A/D-Schaltung 706 das Flipflop 1054 nicht in einen hohen Zustand taktet. Das Signal Cm wird aus der Datenausgabe des A/D-Wandlers genommen und führt nur einen Übergang von niedrig zu hoch durch, wenn die Signalspannung innerhalb des akzeptablen Messbereichs des A/D-Wandlers liegt. Andernfalls bleibt dieses Signal niedrig und belässt das Flipflop 1054 in einem niedrigen Zustand, wobei die Anzeige ausgeschaltet ist. Das Ausblenden der Anzeige unter dieser Bedingung zeigt der Bedienperson an, dass sich das optische Signal außerhalb des Bereichs des Messgeräts befindet.

Spannungsdetektoren 1058 und 1060 überwachen den Status der Stromversorgungsbatterien 604 und 606 aus Fig. 6. Wenn die Größe entweder der Speisespannung +Vcc oder -Vcc unter einen vorbestimmten Wert fällt, geht die Ausgabe des entsprechenden Spannungsdetektors hoch und setzt die Torschaltung 1062 hoch. Dieser hohe Zustand wird das nächste Mal, wenn der Schmitt-Trigger 1024 hoch geht, in das Flipflop 1064 getaktet. Das Steuersignal Ck, das von dem Ausgang des Flipflop 1064 genommen wird, wird zu der A/D-Schaltung 706 gesendet, um die Beschriftung für schwache Batterie auf den Digitalanzeigen zu aktivieren.

Neben den bereits beschriebenen Steuersignalen erzeugt der Steuersignalgenerator 702 zusätzliche Steuersignale Cf, Cg, Ch, Ci und Cj. Diese Signale werden verwendet, um die A/D-Umwandlung der Signalspannung 712 zu steuern, wie unten in der Besprechung der A/D-Schaltung 706 beschrieben.

Fig. 11 zeigt ein schematisches Diagramm des Strom-Spannungs- Wandlers 704. Der Zweck des Strom-Spannungs-Wandlers 704 besteht darin, eine Signalspannung 712 und eine analoge Ausgangsspannung 714, die in Fig. 7 gezeigt sind, zu erzeugen. Beide Spannungen sind proportional zu dem Logarithmus des Photostroms 710 und werden mittels einer vierstufigen Verstärkerschaltung erzeugt, die Operationsverstärker 1102, 1104, 1106 und 1110 und passende Transistoren 1112 und 1114 aufweist.

Spezifisch erzeugt der Verstärker 1102 zusammen mit dem Rückkopplungstransistor 1112 eine Ausgangsspannung, die proportional zu dem Logarithmus des Stroms 710 ist. Eine zweite Referenzspannung wird an der Ausgabe des Verstärkers 1104 mittels eines Referenzstroms 1152 und des Rückkopplungstransistors 1114 erzeugt. Vorzugsweise haben die Transistoren 1111 und 1114 identische elektrische und thermische Charakteristiken. Die Größe des Referenzstroms 1152 wird durch die Spannungsreferenzdiode 1118 und den Widerstand 1166 und entweder den Widerstand 1124 oder den Widerstand 1126 gesteuert. Einer der letzteren beiden Widerstände wird manuell mittels des Schiebeschalters 116 ausgewählt. Die Wellenlängeneichung des Messgeräts 100 wird mittels variabler Widerstände 1124 und 1126 eingestellt, die voreingestellt werden, um eine präzise Messung bei zwei vorausgewählten Wellenlängen zu schaffen.

Die Ausgangsspannungen von den Verstärkern 1102 und 1104 betreiben eine Differentialverstärkerstufe, aufweisend einen Operationsverstärker 1106, einen Thermistor 1116 und Widerstände 1128, 1130, 1132, 1134 und 1136. Der Thermistor 1116 hat einen Temperaturkoeffizienten, der geeignet ist, um die Temperaturabhängigkeit der Transistoren 1112 und 1114 auszugleichen. Die Signalspannung 712 wird von der Ausgabe des Verstärkers 1106 abgeleitet und ist proportional zu dem Strom 710.

Gemäß meiner erfindungsgemäßen Technik wird der elektrische Stromverbrauch minimiert, indem der elektrische Strom zu den Verstärkern 1102, 1104 und 1106 für einen Zeitraum eingeschaltet wird, der gerade ausreicht, damit sich deren Ausgangsspannung vor dem Abtasten der Ausgangsspannung 712 durch die A/D-Schaltung 706 stabilisiert. Wenn das Abtasten der Signalspannung 712 beendet ist, werden die Verstärker sofort ausgeschaltet. Da die Verstärker nur für eine kurze Zeit während eines Messzyklus eingeschaltet sind, wird in erheblichem Maß elektrische Energie gespart.

Die erfindungsgemäße Schalttechnik nutzt die Tatsache, dass die Regelzeit der Signalspannung 712 durch die Regelzeit des Verstärkers 1102 begrenzt ist. Dies gilt insbesondere für kleine optische Signalwerte, wenn die Impedanz des Transistors 1112 100 Megaohm überschreiten kann. Diese Impedanz begrenzt, zusammen mit der Fremdkapazität, die Ansprechzeit des Verstärkers 1102. Wenn der Verstärker anfänglich eingeschaltet ist, wird außerdem der Transistor 1112 ausgeschaltet, was sogar einen größeren anfänglichen Rückkopplungswiderstand erzeugt, der bewirkt, dass der Verstärker 1102 in die Sättigung geht. Dies verlängert weiter die Regelzeit des Verstärkers 1102.

Die Regelzeit des Verstärkers 1102 wird verkürzt, indem eine erfindungsgemäße Regelschaltung verwendet wird, die einen Kondensator 1120 und einen Widerstand 1122 aufweist. Wenn Speisespannungen Ca und Cb eingeschaltet sind, fließt Strom 1170 vorübergehend durch den Kondensator 1120, den Widerstand 1122 und den Transistor 1112. Der Strom 1170 verhindert, dass der Verstärker 1102 in die Sättigung geht, indem er den Transistor 1112 zwingt, sich schnell einzuschalten. Die Gesamtzeit, während der Strom 1170 fließt, ist im Vergleich zu dem Zeitintervall, während dem der Verstärker 1102 eingeschaltet ist, kurz und wird durch eine RC-Zeitkonstante des Kondensators 1120 und des Widerstands 1122 bestimmt. Je nach der Größe des Stroms 710 kann die Einführung von vorübergehendem Strom 1170 die Regelzeit des Verstärkers 1102 um einen Faktor zehn verkürzen. Folglich wird der durch den Verstärker 1102 verbrauchte Strom um den gleichen Faktor gesenkt.

Der elektrische Strom zu den Verstärkern 1104 und 1106 wird durch die Steuersignale Cc und Cd zugeführt. Da diese Verstärker schnellere Regelzeiten aufweisen als der Verstärker 1102, wird die Zuführung von elektrischem Strom zu den Verstärkern 1104 und 1106, die durch die Steuersignale Cc und Cd gesteuert wird, zeitlich relativ zu der Zuführung von elektrischem Strom zu dem Verstärker 1102 durch die Steuersignale Ca und Cb verzögert. Die Zeitverzögerung Δt zwischen dem Einschalten von Strom zu den Verstärkern 1104 und 1106 und dem Einschalten des Verstärkers 1102 ist in Fig. 13 gezeigt. Vorzugsweise wird diese Verzögerungszeit so eingestellt, dass die Ausgangsspannungen aller Verstärker gleichzeitig stabil werden. Auf diese Weise wird die Gesamtzeit, während der die Verstärker 1104 und 1106 eingeschaltet sind und somit der elektrische Strom verbraucht wird, minimiert.

Die analoge Ausgangsspannung 714 wird durch eine Abtast-Halteschaltung erzeugt, die einen Verstärker 1110, einen Analogschalter 1156, einen Kondensator 1150 und Widerstände 1146 und 1148 aufweist. Normalerweise ist der Schalter 1156 geöffnet. Wenn das Steuersignal Cj hoch geht, kurz nachdem die Ausgabe des Verstärkers 1106 ausgeregelt ist, schließt sich jedoch der Schalter 1156 und die Spannung an dem Kondensator 1150 wird gleich der Signalspannung 712 gemacht. Der Schalter 1156 bleibt nur während einer kurzen Zeitdauer geschlossen und wird wieder geöffnet, kurz bevor die Verstärker 1102, 1104 und 1106 ausgeschaltet werden. Er bleibt dann für den Rest des Messzyklus geöffnet. Vorzugsweise ist der Kondensator 1150 ein Kondensator mit niedriger Selbstentladung, der in der Technik bekannt ist, so dass er seine Ladung während der Zeit behält, während der der Schalter 1156 geöffnet ist. Auf diese Weise wird die Analogspannung 714 sogar erhalten, während die verbleibenden Schaltelemente ausgeschaltet sind.

Elektrischer Strom zum Verstärker 1110 wird mittels des Schalters 1160 und der Miniaturphonobuchse 214 zugeführt. Der Phonostecker 1164 bewirkt, wenn er in die Phonobuchse 214 eingesteckt wird, dass eine positive Spannung an den Steuerstift auf dem Schalter 1160 angelegt wird. Dies schließt den Schalter 1160, was dazu führt, dass die Speisespannungen +Vcc und -Vcc dem Verstärker 1110 zugeführt werden. Wenn der Phonostecker 1164 nicht eingesteckt ist, öffnet sich der Schalter 1160, wodurch der Strom zum Verstärker 1110 abgeschaltet wird. Durch Steuern der Zuführung von elektrischem Strom zu dem Verstärker 1110 auf diese Weise wird elektrischer Strom erhalten, wenn die Analogausgabe nicht im Gebrauch ist.

Es sei angemerkt, dass die Verwendung von durch Dioden verbundenen Transistoren 1112 und 1114 in der vorliegenden Offenbarung beispielhaft für Einrichtungen zum Erzeugen einer Spannung proportional zu dem Logarithmus des Stroms 710 sind. Eine Vielfalt von anderen Schaltkonfigurationen werden von den Fachleuten in der Technik der elektronischen Konstruktion verwendet, um eine solche Logarithmusabhängigkeit zu erhalten, einschließlich der Verwendung von Dioden anstelle von Transistoren. Daher sollte die Verwendung von durch Dioden verbundenen Transistoren 1112 und 1114 nicht als den Rahmen der Erfindung begrenzend angesehen werden.

Fig. 12 zeigt ein schematisches Diagramm der A/D-Schaltung 706. Der Zweck dieser Schaltung besteht darin, die Signalspannung 712 in ein digitales Format zu wandeln und das Ergebnis als eine sichtbare Darstellung der Lichtleistung auf den Digitalanzeigen 112 und 312 anzuzeigen. Um elektrische Leistung zu erhalten, wird der A/D-Wandler 1202 nur während einer A/D-Wandlung gespeist. Da die Datenumwandlung nur einen kleinen Teil der Messzykluszeit erfordert, wird in erheblichem Maß elektrische Energie gespart, indem der A/D-Wandler 1202 zwischen Umwandlungen heruntergefahren wird.

In Abhängigkeit von den Steuersignalen Ch und Ci tastet der A/D-Wandler 1202 die Signalspannung 712 ab und vergleicht sie mit der Referenzspannung +Vr, die durch die Referenzdiode 1204 und den Widerstand 1203 zugeführt wird. Der A/D-Wandler 1202 erzeugt dann eine binäre Darstellung des Spannungsunterschieds zwischen der Signalspannung 712 und der Referenzspannung +Vr und sendet diese Daten zur Speicherung zum Register 1206. Das Datenregister 1206 ist das Register der "aktuellen Daten" und wird während jedes Messzyklus aktualisiert.

Wenn das Steuersignal Ci niedrig ist, wird der Wandler 1202 eingeschaltet. Das Steuersignal Ch ist ein Taktsignal, das eine Taktgebung für die Datenumwandlung und den Transfervorgang vorsieht. Wie bereits angemerkt, wird der elektrische Strom zu dem A/D-Wandler 1202 nur während einer Datenumwandlung und eines Datentransfers zum Register 1206 eingeschaltet.

Der Zweck der verbleibenden Schaltelemente in der A/D-Schaltung 706 besteht darin, die von dem A/D-Wandler 1202 erzeugten binären Daten in ein Format umzuwandeln, das bewirkt, dass die Digitalanzeigen 112 und 312 Lichtleistung in den geeigneten Einheiten anzeigen. Dies erfolgt in einem zweistufigen Verfahren, in dem die binären Daten in dem Register 1206 zunächst von einem zweiten Satz von Referenzdaten, die in dem Speicher 1208 gespeichert sind, subtrahiert und dann mittels eines Decodierers 1238 in einen BCD-Code zur Eingabe in einen Anzeigetreiber 1240 decodiert werden.

Dieser Datenumwandlurigsvorgang beginnt mit dem Laden der Daten in den Speicher 1208. Der Speicher 1208 schafft Referenzdaten, die von den aktuellen Daten in dem Register 1206 abzuziehen sind. Der Ursprung dieser Referenzdaten hängt davon ab, ob das Messgerät in dem dBm-Modus oder dem dB-Modus arbeitet, wie er durch den Druckknopfschalter 114 und das Flipflop 1226 ausgewählt ist.

Beim Betrieb im dB-Modus sind die Ausgaben des Schalters 114 und des Flipflops 1226 hoch. Während jedes Messzyklus werden Daten von dem A/D- Wandler 1202 seriell in Abhängigkeit von dem Taktsignal Ch in den Speicher 1208 geladen, wobei das letztere Signal durch Torschaltungen 1228 und 1230 übertragen wird. Dies tritt auf, während die gleichen Daten in das Register 1206 geladen werden.

Nachdem der Datentransfer beendet ist, wird das Taktsignal Ch ausgeschaltet und das Steuersignal Ci geht hoch und schaltet elektrischen Strom zu dem A/D-Wandler 1202 aus. Jedoch taktet das Taktsignal Cg weiterhin das Flipflop 1214, dessen Ausgabe, die in Abhängigkeit von der Torschaltung 1242 hoch gesetzt wird, auch bei dem nächsten Übergang von niedrig zu hoch des Signals Cg hoch gesetzt wird. Zur gleichen Zeit geht die Ausgabe des Flipflops 1216 hoch.

Die Ausgabe des Flipflops 1214 setzt den Laststift auf dem Speicher 1208 hoch. Nach dem nächsten Übergang von niedrig zu hoch des Steuersignals Cg geht die Ausgabe des Flipflops 1218 hoch und liefert mittels der Torschaltungen 1228 und 1230 ein einziges Taktsignal an den Speicher 1208.

Zu diesem Zeitpunkt werden Referenzdaten in den Speicher 1208 geladen und überschreiben die Daten, die seriell geladen wurden. Die Referenzdaten, die geladen werden, werden dauerhaft von einem Muster von hohen und niedrigen Spannungen, die an die parallelen Eingangsstifte des Speichers 1208 angelegt werden, gesetzt. Der numerische Wert der Referenzdaten ist gleich der Größe der niedrigsten Lichtleistung in dem Messbereich des Messgeräts und wird jeden Messzyklus parallel geladen, solange das Messgerät in dem dBm-Modus arbeitet.

Wenn der Schalter 114 durch eine Bedienperson aktiviert wird, um den dB- Modus des Betriebs zu initiieren, geht die Ausgabe des Schalters 114 sofort niedrig. Die Ausgabe des Flipflops 1226 bleibt jedoch hoch, bis ein Übergang von niedrig zu hoch des Steuersignals CI auftritt. Wenn dies geschieht, geht die Ausgabe von 1226 niedrig und zwingt die Torschaltung 1230 nieder. Da der Speicher 1208 durch die Torschaltung 1230 kein Taktsignal mehr erhalten kann, wird das Laden der Referenzdaten in den Speicher 1208 blockiert. Statt dessen bleiben die Daten in dem Speicher 1208 feststehend, bis der Schalter 114 wieder durch die Bedienperson aktiviert wird und das Messgerät in den dBm-Modus des Betriebs zurückkehrt.

Die Daten, die in dem dB-Modus in dem Speicher 1208 gespeichert werden, sind die letzten Daten, die von dem A/D-Wandler 1202 vor der Initiierung des dB-Betriebs gesendet werden. Die relativen Lichtleistungsauslesungen werden somit auf die Lichtleistung bezogen, die vorlag, als der Schalter 114 gedrückt wurde, um den dB-Betrieb zu initialisieren.

Nachdem die passenden Referenzdaten in den Speicher 1208 geladen wurden, schafft ein Subtrahierer 1212 binäre Daten an seiner Ausgabe, die gleich dem arithmetischen Unterschied zwischen den Daten in dem Register 1206 und dem Speicher 1208 sind. Der Decodierer 1238 wandelt die binäre Ausgabe des Subtrahierers 1212 in einen BCD-Code um, der geeignet ist, um den Anzeigetreiber 1240 anzutreiben. In Abhängigkeit von der Dateneingabe von dem Decodierer 1238 bewirkt der Anzeigetreiber 1240, dass die Digitalanzeigen 112 und 312 Lichtleistung in den passenden Einheiten zeigen.

Zusätzliche Eingaben zum Anzeigetreiber 1240 beinhalten die Ausgabe von dem Flipflop 1226 zum Steuern der dBm/dB-Beschriftungen auf den Digitalanzeigen und Steuersignale Ck und Ce zum Steuern der Beschriftung der schwachen Batterie bzw. der Anzeigeausblendung.

Die in den Fig. 10 bis 12 gezeigten Schaltelemente sind alle im Handel erhältlich und den Fachleuten in der Technik der elektronischen Konstruktion vertraut. Insbesondere können alle digitalen logischen Komponenten unter Verwendung der CMOS-Vorrichtungen der Serie 4000 hergestellt werden. Die Taktgeber 1002 und 1038 aus Fig. 10 können durch herkömmliche Mittel unter Verwendung von NAND-Torschaltungen der Reihe 4000 konstruiert werden (siehe zum Beispiel Kapitel 4, "Oscillators and Waveform Generators" von Z. Meiksin und P. Thackray, Electronic Design with Off-the Shelf Integrated Circuits, ® 1980: Parker Publishing Company, Inc., West Nyack, New York, Seite 170).

Der in Fig. 12 offenbarte A/D-Wandler 1202 ist ein abtastender 12-Bit Wandler LTC1285, hergestellt von Linear Technology Corporation aus Milpitas, Ca. Die in den Fig. 10 und 11 gezeigten Analogschalter sind MAX392 Viererschalter, hergestellt von Maxim Integrated Products aus Sunnyvale, Ca.

Ein beispielhafter Verstärker, der für die Verwendung als Operationsverstärker 1102, 1104 und 1106 in Fig. 11 geeignet ist, ist der Operationsverstärker LMC6081, der von National Semiconductor aus Santa Clara, Ca. hergestellt wird. Eine Vorrichtung, die zur Verwendung als Vergleicher 1026 und Spannungsdetektoren 1058 und 1060 geeignet ist, ist der Vierervergleicher LP339, der auch von National Semiconductor hergestellt wird. Der Verstärker 1110 aus Fig. 11 ist vorzugsweise ein Mikropöwer-Operationsverstärker, wie zum Beispiel ein MAX406, hergestellt von Maxim Integrated Products aus Sunnyvale, Ca. Beispielhafte Werte für die verbleibenden passiven Schaltkomponenten sind wie folgt:

Die bevorzugte Ausführungsform des hier offenbarten erfindungsgemäßen in-Line Leistungsmessgeräts wird durch zwei 3-Volt-Lithium-Knopfzellenbatterien betrieben und arbeitet mit einer Messzykluszeit von 1 Sekunde (wie durch den Taktgeber 1002 aus Fig. 10 eingestellt) und einer A/D-Taktgeberfrequenz von 40 kHz (wie durch den Taktgeber 1038 aus Fig. 10 eingestellt). Der durchschnittliche elektrische Strom, der von dem Messgerät verbraucht wird, beträgt weniger als 30 Mikrowatt. Die Gesamtmasse des Messgeräts einschließlich der Batterien, der elektrischen Schaltungen und des Gehäuses beträgt weniger als 120 Gramm.

Die hier beschriebene bevorzugte Ausführungsform sieht eine analoge Ausgangsspannung vor, die eine Lichtleistung an der Phonobuchse 214 zur Messung durch einen externen Spannungsmesser darstellt. Alternativ könnte ein Digitalcode an der gleichen Buchse zur seriellen Auslesung durch einen externen Digitalempfänger vorliegen. Dies könnte leicht durch Verbinden der Buchse 214 mit dem Ausgang des A/D-Wandlers LTC1285 erfolgen.

Es sei angemerkt, dass die Verwendung von besonderen Komponenten in der vorliegenden Offenbarung als beispielhaft für die Grundlagen der Erfindung betrachtet werden sollte und nicht den Rahmen der Erfindung auf die veranschaulichte Ausführungsform begrenzen soll.

Weitere Ausführungsformen

In Anwendungen, in denen nur eine intermittierende Überwachung der Lichtleistung in einem Leiter erforderlich ist, kann es vorteilhaft sein, die physikalische Größe und den Stromverbrauch der bevorzugten Ausführungsform des Leistungsmessgeräts 100 zu minimieren, indem auf die A/D-Schaltung 706 und die Digitalanzeigen 112 und 312 verzichtet wird.

Fig. 14 zeigt bildlich ein in-Line Leistungsmessgerät 1400, das ein starres Messgerätgehäuse 1402, flexible Faserkabelführungen 1404 und 1406, angebrachte optische Anschlussstellen 1408 und 1410, Schiebeschalter zur Wellenlängenauswahl 1416, Pfeilbeschriftungen 1418 und 1420 und eine Phonobuchse 1414 aufweist. Der Betrieb des Messgeräts 1400 ist ähnlich dem Messgerät 100, das in Fig. 1 offenbart ist, mit der Ausnahme, dass die Digitalanzeigen 112 und 312 und der Schalter 114 entfernt wurden. Der digitale Spannungsmesser 1424 misst die aus der Anschlussstelle 1410 austretende Lichtleistung durch eine Analogspannung, die an der Phonobuchse 1414 vorliegt. Auf diese Spannung wird durch den Phonostecker 1415 zugegriffen.

Fig. 15 ist ein Blockdiagramm, das den Betrieb des Messgeräts 1400 zeigt, das einen Lichtleiter 1501, eine Abgriff/Detektor-Baugruppe 1522, einen Strom- Spannungs-Wandler 1504 und einen Steuersignalgenerator 1502 aufweist. Ein optisches Signal 1500 tritt durch den Lichtleiter 1501 in die Abgriff/Detektor- Baugruppe 1522 ein. Die Abgriff/Detektor-Baugruppe 1522 entfernt einen Teil des optischen Signals 1500 und erzeugt einen elektrischen Strom 1510, der proportional zu der Leistung des optischen Signals 1500 ist. Das übertragene optische Signal 1508, das die Lichtenergie von dem Signal 1500 darstellt, die nicht von der Abgriff/Detektor-Baugruppe 1522 entfernt wurde, geht aus der Abgriff/Detektor- Baugruppe 1522 hinaus und wird von dem Lichtleiter 1501 wegbefördert.

Die Abgriff/Detektor-Baugruppe 1522 ist in ihrer Struktur und ihrem Betrieb zu der Abgriff/Detektor-Baugruppe 602, die in Fig. 8 offenbart ist, identisch.

Der Strom-Spannungs-Wandler 1504 erzeugt eine Analogspannung 1514 in Abhängigkeit von dem Strom 1510 und den Steuersignalen 1512 von dem Steuersignalgenerator 1502. Die Analogspannung 1514 ist proportional zu dem Logarithmus des Stroms 1510 und ist somit proportional zu dem Logarithmus der optischen Signale 1500 und 1508. Vorzugsweise wird die Größe der Analogspannung 1514 durch den Strom-Spannungs-Wandler 1504 eingestellt, so dass ihr numerischer Wert, wenn er in den Einheiten Millivolt ausgedrückt wird, genau dem numerischen Wert der Lichtleistung in dem Signal 1508 entspricht, wenn letzteres in den Einheiten dBm ausgedrückt wird.

Fig. 16 zeigt ein schematisches Diagramm des Steuersignalgenerators 1502 aus Fig. 15, der einen Haupttaktgeber 1602, einen Nebentaktgeber 1638 und einen Zähler 1640 aufweist. Ein Messzyklus beginnt, wenn die Ausgabe des Taktgebers 1602 hoch wird und ein Flipflop 1604 in einen Zustand mit hoher Ausgabe setzt. Die Ausgabe des Flipflops 1604 schließt den Analogschalter 1606, was bewirkt, dass die Steuersignale Sa und Sb Spannungswerte annehmen, die den Spannungen Sh bzw. Si gleichen.

Parallel zu dem Schalter 1606 lädt die Ausgabe des Flipflops 1604 durch den Widerstand 1614 den Kondensator 1610. Nach einer Zeitverzögerung, die durch die RC-Zeitkonstante des Kondensators 1614 und des Widerstands 1610 bestimmt wird, wird die Ausgabe des Schmitt-Triggers 1616 hoch und schließt den Analogschalter 1608. Dies bewirkt, dass die Steuersignale Sc und Sd Spannungswerte annehmen, die den Spannungen Sh bzw. Si gleichen. Die Steuersignale Sa und Sb führen, zusammen mit ihren zeitverzögerten Gegenstücken Sc und Sd, dem Strom-Spannungs-Wandler 1504 elektrischen Strom zu.

Nachdem er von den Steuersignalen Sa, Sb, Sc und Sd eingeschaltet wurde, führt der Strom-Spannungs-Wandler 1504 der Eingabe des Vergleichers 1626 eine Signalspannung 1516 zu. Der Vergleicher 1626 vergleicht die Signalspannung 1516 mit der Referenzspannung Vr, um zu bestimmen, ob an dem Detektor eine Lichtleistung vorliegt. Wenn die Signalspannung 1516 die Referenzspannung Vr übersteigt, geht die Ausgabe des Vergleichers 1626 hoch. Die Ausgabe des Vergleichers wird dann in den Flipflop 1630 getaktet, wenn die Ausgabe des Schmitt-Triggers 1624 nach einer Verzögerungszeit, die durch die RC- Zeitkonstante des Widerstands 1618 und des Kondensators 1622 bestimmt wird, hochgeht:

Die Ausgabe des Flipflops 1630 setzt eine Torschaltung 1634 hoch, wodurch an das Flipflop 1636 ein Taktsignal gesendet wird. Dies setzt die Ausgabe von 1636 hoch und schaltet den Taktgeber 1638 ein. Zur gleichen Zeit geht das Steuersignal Se hoch.

Die Ausgabe des Taktgebers 1638 eilt dem Zähler 1640 vor, bis nach einer vorbestimmten Anzahl von Taktzyklen, die Übertragausgabe des Zählers 1640 hochgeht und die Flipflops 1604 und 1636 zurücksetzt. Dies bewirkt, dass das Zählen aufhört, indem der Taktgeber 1638 ausgeschaltet wird. Zur gleichen Zeit wird das Steuersignal Se niedrig und die Schalter 1606 und 1608 öffnen sich auf Grund der Entladung des Kondensators 1614 durch die Diode 1612.

Das Öffnen der Schalter 1606 und 1608 schaltet den Strom zu dem Strom- Spannungs-Wandler 1502 aus. Zur gleichen Zeit wird die Ausgabe des Triggers 1624 durch die Entladung des Kondensators 1622 durch die Diode 1620 niedrig gesetzt. Ein Messzyklus ist beendet, wenn die Ausgabe des Taktgebers 1602 niedrig geht und den Zähler 1640 zurücksetzt. Ein neuer Messzyklus beginnt, wenn die Ausgabe des Taktgebers 1602 wieder hochgeht.

Die gerade gegebene Beschreibung gilt für den Fall, dass die Signalspannung 1516 die Referenzspannung Vr übersteigt und die Ausgabe des Vergleichers 1626 hochgeht. Wenn die gemessene Lichtleistung unter einen vorbestimmten Wert fällt, wird diese Bedingung nicht erfüllt, und die Ausgabe des Vergleichers 1626 bleibt niedrig. In diesem Fall wird der Messzyklus unterbrochen, da der Taktgeber 1638 niemals eingeschaltet wird, was elektrischen Strom spart.

Die Spannungsdetektoren 1658 und 1660 werden verwendet, um den Zustand einer schwachen Batterie anzuzeigen. Wenn die Größe einer der Batteriespannungen unter einen vorbestimmten Wert fällt, geht die Ausgabe des entsprechenden Spannungsdetektors hoch und setzt die Torschaltung 1662 hoch. Dieser hohe Zustand wird in das Flipflop 1664 getaktet, wenn der Schmitt-Trigger 1624 hochgeht. Zu diesem Zeitpunkt geht das Steuersignal Sf hoch.

Fig. 17 zeigt ein schematisches Diagramm des Strom-Spannungs- Wandlers 1504, der Operationsverstärker 1702, 1704, 1706 und 1710 und passende Transistoren 1712 und 1717 aufweist. Der Verstärker 1702 erzeugt zusammen mit dem Rückkopplungstransistor 1712 eine Ausgangsspannung, die proportional zu dem Logarithmus des Stroms 1510 ist. Eine zweite Spannung wird an der Ausgabe des Verstärkers 1704 mittels eines Referenzstroms 1752 und des Rückkopplungstransistors 1714 erzeugt. Vorzugsweise haben die Transistoren 1712 und 1714 identische elektrische und thermische Charakteristiken.

Die Größe des Referenzstroms 1752 wird durch die Spannungsreferenzdiode 1718 und den Widerstand 1766 und entweder den Widerstand 1724 oder 1726 gesteuert. Einer der letzteren beiden Widerstände wird durch einen Schiebeschalter 1416 manuell ausgewählt und eingestellt, um eine geeichte Messung mit zwei vorausgewählten Wellenlängen zu schaffen.

Die Ausgangsspannungen von den Verstärkern 1702 und 1704 betreiben einen Differentialverstärker, aufweisend einen Operationsverstärker 1706, einen Thermistor 1716 und Widerstände 1728, 1730, 1732, 1734 und 1736. Der Thermistor 1716 gleicht die Temperaturabhängigkeit der Transistoren 1712 und 1714 aus.

Die Signalspannung 1516, die an dem Ausgang des Verstärkers 1706 auftritt, wird zu einer Abtast-Halteschaltung gesendet, die einen Operationsverstärker 1710, einen Analogschalter 1756, einen Kondensator 1750 und Widerstände 1746 und 1748 aufweist. Normalerweise ist der Schalter 1756 geöffnet. Wenn das Steuersignal Se hochgeht, kurz nachdem die Ausgabe des Verstärkers 1706 ausgeregelt ist, schließt sich jedoch der Schalter 1756 und die Spannung an dem Kondensator 1750 wird gleich der Signalspannung 1516 gemacht. Der Schalter 1756 bleibt nur während einer kurzen Dauer geschlossen und wird wieder geöffnet, kurz bevor die Verstärker 1702, 1704 und 1706 ausgeschaltet werden. Er bleibt dann für den Rest des Messzyklus geöffnet. Vorzugsweise ist der Kondensator 1750 ein Kondensator mit geringer Streuung, so dass er über den Zeitraum, während dem der Schalter 1756 geöffnet ist, seine Ladung behält. Auf diese Weise wird die Analogspannung 1514 sogar beibehalten, während die verbleibenden Schaltelemente ausgeschaltet sind.

Der Verstärker 1710 versorgt die Phonobuchse 1414 über Widerstände 1746 und 1748 und Schalter 1772 und 1774 mit einer Analogspannung 1514. Im normalen Betrieb sind die Steuersignale Sf und Sg hoch und die Schalter 1772 und 1774 geschlossen, wodurch der Buchse 1414 eine Analogspannung 1514 zugeführt wird.

Wenn die Signalspannung 1516 unter die Empfindlichkeit des Messgeräts fällt, wird das Steuersignal Sg niedrig und öffnet den Schalter 1772. Folglich wird die negative Speisespannung -Vcc dem Phonobuchsenausgang zugeführt. Da diese Spannung weit außerhalb des normalen Bereichs der Analogspannung 1514 liegt, informiert das Auftreten einer solchen Spannung die Bedienperson, dass ein Zustand eines niedrigen Signals vorliegt. Somit weisen der Schalter 1772, der Vergleicher 1626 und das Flipflop 1630 eine Schaltung auf, die eine geringe Lichtleistung anzeigt.

Wenn die Größe entweder der Speisespannung +Vcc oder -Vcc unter einen vorbestimmten Wert fällt, wird das Steuersignal Sf niedrig und öffnet den Schalter 1774. Dies bewirkt, dass die positive Speisespannung +Vcc an der Phonobuchse 1414 auftritt. Da diese Spannung weit außerhalb des Bereichs der Analogspannung 1514 liegt, informiert das Auftreten einer solchen Spannung die Bedienperson, dass die Batterien ausgewechselt werden müssen. Somit weisen der Schalter 1774, die Spannungsdetektoren 1658, 1660 und das Flipflop 1664 eine Schaltung auf, die eine schwache Batterie anzeigt.

Elektrischer Strom zum Messgerät 1400 wird mittels des Schalters 1760 und der Phonobuchse 1414 zugeführt. Der Phonostecker 1764 bewirkt, wenn er in die Phonobuchse 1414 eingesteckt wird, dass eine positive Spannung an den Steuerstift auf dem Schalter 1760 angelegt wird. Dies schließt den Schalter 1760, was bewirkt, dass die Steuerspannungen Sh und Si die Speisespannungen +Vcc bzw. -Vcc annehmen. Zusätzlich zum Zuführen von elektrischem Strom zu den Verstärkerschaltungen versorgen die Steuerspannungen Sh und Si alle in Fig. 16 gezeigten digitalen Schaltungen mit elektrischem Strom. Wenn somit der Phonostecker 1764 ausgesteckt wird, öffnet sich der Schalter 1760 und schaltet jeglichen elektrischen Strom zu dem Messgerät ab. Auf diese Weise wird kein elektrischer Strom verbraucht, wenn das Messgerät nicht in Gebrauch ist.

Elektrischer Strom wird den Verstärkerschaltungen von Fig. 17 über einen Zeitraum zugeführt, der gerade ausreicht, damit sich ihre Ausgangsspannungen stabilisieren, bevor der Schalter 1756 durch die Steuerspannung Se geschlossen wird. Nachdem der Kondensator 1750 geladen wurde, wird der Schalter 1756 durch das Steuersignal Se geöffnet und bleibt für den Rest des Messzyklus geöffnet.

Gemäß meiner erfindungsgemäßen Schalttechnik werden die Verstärkerregelzeit und der elektrische Stromverbrauch minimiert, indem ein temporärer Strom 1770 mittels einer Regelschaltung eingeführt wird, die einen Kondensator 1720 und einen Widerstand 1722 aufweist, wie zuvor in der Besprechung von Fig. 11 beschrieben.

In gewissen Messanwendungen, wo eine geringe Wartung ein sehr wichtiger Punkt ist, wird die Verwendung von Batterien in tragbaren Leistungsmessgeräten wegen der Notwendigkeit, die Batterien regelmäßig auszuwechseln, unpraktisch. In diesen Anwendungen kann die beschriebene Messschaltung verwendet werden, um auf Batterien insgesamt zu verzichten, wenn elektrischer Strom durch Verwendung von Solarzellen vorgesehen wird.

Die Fig. 18 und 19 zeigen bildlich Draufsichten von vorne bzw. von hinten des faseroptischen Leistungsmessgeräts 1800, aufweisend ein starres Messgerätgehäuse 1802, flexible Faserkabelführungen 1804 und 1806 und angebrachte optische Anschlussstellen 1808 und 1810, einen Schalter 1814 zur Modusauswahl, einen Schalter 1816 zur Wellenlängenauswahl, eine Phonobuchse 1815, Digitalanzeigen 1813 und 1912, Pfeilbeschriftungen 1818, 1820, 1918 und 1920, und Solarzellen 1822 und 1922.

Die physikalische Gestaltung und der Betrieb des Messgeräts 1800 sind ähnlich wie bei dem in Fig. 1 gezeigten Messgerät, mit der Ausnahme, dass elektrischer Strom durch die Solarzellen 1822 und 1922 erzeugt wird. In Abhängigkeit von dem Umgebungslicht liefern diese Zellen positive und negative Speisespannungen +Vcc und -Vcc an Stelle von den in Fig. 6 gezeigten Batterien 604 und 606. Außerdem ersetzen die Beschriftungen niedriger Spannung 1813 und 1913 die Beschriftungen schwacher Batterie 213 und 313, die in den Fig. 2 und 3 gezeigt sind. Die Beschriftungen niedriger Spannung 1813 und 1913 werden aktiviert, wenn die Spannung von den Solarzellen unter einen vorbestimmten Wert fällt und informieren dadurch die Bedienperson über einen Zustand geringen Umgebungslichts.

Die Fig. 20 und 21 zeigen bildlich ein mit Sonnenkraft betriebenes Messgerät 2000, das ein starres Messgerätgehäuse 2002, flexible Faserkabelführungen 2004 und 2006 und angebrachte optische Anschlussstellen 2008 und 2010, einen Schiebeschalter 2016 zur Wellenlängenauswahl, eine Phonobuchse 2014, Pfeilbeschriftungen 2018, 2020, 2118 und 2120 und Solarzellen 2022 und 2122 aufweist. Die physikalische Gestaltung und der Betrieb des Messgeräts 2000 sind ähnlich wie bei dem in Fig. 14 gezeigten Messgerät 1400, mit der Ausnahme, dass positive und negative Speisespannungen durch Solarzellen 2022 und 2122 an Stelle von internen Batterien zugeführt wird.

Zusätzlich zu den faseroptischen in-Line Leistungsmessern können der Strom sparende Betrieb und die kompakte Gestaltung der beschriebenen Messschaltung auch vorteilhaft auf tragbare Handleistungsmesser angewendet werden.

Fig. 22 zeigt bildlich ein Handleistungsmessgerät 2200, das ein starres Messgerätgehäuse 2202, eine Digitalanzeige 2212, Solarzellen 2218 und 2220, einen Druckknopfschalter 2216 zur Wellenlängenauswahl, einen Druckknopfschalter 2214 zur Modusauswahl und eine optische Anschlussstelle 2208 aufweist. Der interne Betrieb des Messgeräts 2200 ist ähnlich dem Messgerät 1800, das in Fig. 18 gezeigt ist. Ein optisches Signal 2222, das aus dem Testfaserkabel 2214 austritt, wird gemessen, indem die Kabelanschlussstelle 2210 in die Messgerätanschlussstelle 2208 eingeführt wird. In Abhängigkeit von dem optischen Signal 2222 erzeugt ein interner Photozellendetektor (nicht gezeigt) einen Strom proportional zu der Leistung in dem optischen Signal 2222. Dieser Strom wird durch eine Messschaltung gemessen, die zu derjenigen identisch ist, die verwendet wird, um den Strom 710 von Fig. 7 zu messen. Das Ergebnis wird in Lichtleistungseinheiten auf der Digitalanzeige 2212 angezeigt. Der elektrische Strom wird dem Messgerät 2200 durch die Solarzellen 2218 und 2220 zugeführt.

Die vorliegende Erfindung schafft somit eine Einrichtung zum Messen und Anzeigen der Lichtleistung, die von einem Lichtleiter befördert wird, die kompakt, leicht anzuwenden und für Anwendungen bei der Langzeitüberwachung in faseroptischen Systemen geeignet ist.

Obwohl die oben gegebenen Beschreibungen viele detaillierte Spezifikationen enthalten, sollten diese nicht als Beschränkungen des Rahmens der Erfindung, sondern nur als Veranschaulichungen der derzeit bevorzugten Ausführungsform gesehen werden. Zum Beispiel könnten alternative Ausführungsformen die durch einen Leiter beförderte Lichtleistung unter Verwendung von anderen Mitteln als einer Digitalauslesung und einer Analogspannung, wie hier beschrieben, anzeigen. Zum Beispiel könnte ein Hochfrequenzsignal, das durch das Leistungsmessgerät ausgesendet und an einer Stelle, die von dem Leistungsmessgerät entfernt ist, empfangen wird, verwendet werden, um die Lichtleistung an der entfernten Stelle anzuzeigen. Auch könnten alternative Ausführungsformen einen Faserkoppler mit Sicherung an Stelle der gekrümmten faseroptischen Abgriffvorrichtung, die in den Fig. 8 und 9 beschrieben ist, verwenden. Zusätzliche Ausführungsformen könnten Messschaltungen beinhalten, bei denen einige oder alle der diskreten elektronischen Komponenten, die in den Fig. 10 bis 12 gezeigt sind, auf einem einzigen Halbleiterchip integriert sind. Somit sollten die folgenden Ansprüche, und nicht die angegebenen Beispiele, verwendet werden, um den Rahmen der Erfindung zu bestimmen.


Anspruch[de]

1. Vorrichtung (100, 1400, 1800, 2000, 2200) zur in-Line Messung von Lichtleistung, aufweisend:

- ein Gehäuse (102, 1402);

- eine Stromquelle (604, 606), die in dem Gehäuse enthalten ist;

- eine optische Abgriffvorrichtung (814), die in dem Gehäuse enthalten und so gestaltet ist, dass sie mit einem außerhalb befindlichen Lichtleiter in optischer Verbindung steht, so dass die durch den Lichtleiter hindurch gehende Lichtleistung von der optischen Abgriffvorrichtung abgegriffen wird;

- eine Messschaltung (602, 702, 704, 706, 1504, 1522), die in dem Gehäuse enthalten ist, wobei die Messschaltung eine optische Detektorschaltung mit einem optischen Detektor aufweist, der in dem Gehäuse enthalten ist und mit der optischen Abgriffvorrichtung in optischer Verbindung steht, so dass von der optischen Abgriffvorrichtung abgegriffene Lichtenergie anschließend von dem optischen Detektor detektiert wird, wobei die optische Detektorschaltung so gestaltet ist, dass sie in Abhängigkeit von der detektierten Lichtenergie ein Signal erzeugt, das eine Messung von durch den Lichtleiter beförderter Lichtleistung darstellt;

dadurch gekennzeichnet, dass

- die Vorrichtung ein verringertes Gewicht von weniger als 120 Gramm aufweist, so dass die Vorrichtung dazu geeignet ist, in einem Weg des außen befindlichen Lichtleiters in Reihe angebracht zu werden.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, ferner mit einer Steuerschaltung (702, 1502), die in dem Gehäuse enthalten und elektrisch an die Messschaltung angeschlossen ist, um den Stromverbrauch zu senken, indem periodisch elektrischer Strom an die Messschaltung angelegt wird, um die Messschaltung sukzessive zu erregen.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Vorrichtung ferner einen Lichtleiter (601) aufweist, der sich innen in dem Gehäuse befindet und zwischen einer optischen Eingangs- und Ausgangsbaugruppe erstreckt, wobei die Baugruppen so gestaltet sind, dass sie derart mit dem außen befindlichen Lichtleiter in optischer Verbindung stehen, dass die Menge der durch den innen befindlichen Lichtleiter beförderten Lichtleistung im Wesentlichen die gleiche ist wie die Menge der durch den außen befindlichen Lichtleiter beförderten Lichtleistung, wobei die optische Abgriffvorrichtung gebildet wird, indem in den innen befindlichen Lichtleiter eine dauerhafte Mikrokrümmung eingefügt wird.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei die Mikrokrümmung einen Krümmungsradius von weniger als 2 mm aufweist.

5. Vorrichtung nach Anspruch 3 oder 4, wobei sich der innen befindliche Lichtleiter auch durch die optischen Eingangs- und Ausgangsbaugruppen erstreckt und diesen gemeinsam ist.

6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der optische Detektor ferner einen optischen Filter (806) aufweist, der in einem optischen Weg zwischen der optischen Abgriffvorrichtung und dem optischen Detektor positioniert ist.

7. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Stromquelle eine Stromquelle ist, die aus der Gruppe bestehend aus einer Batterie und einer Solarzelle ausgewählt ist.

8. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Messschaltung ferner einen Strom-Spannungs-Wandler (1504) in elektrischer Verbindung mit dem optischen Detektor aufweist, wobei der Strom-Spannungs-Wandler eine erste Spannung in Beziehung zur Lichtleistung erzeugt.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, ferner mit einer Regelschaltung (1120, 1122, 1720, 1722) in elektrischer Verbindung mit dem Strom-Spannungs-Wandler und der Steuerschaltung, so dass die Regelschaltung einen pulsierenden Strom in dem Strom-Spannungs-Wandler in Abhängigkeit von einem periodischen Spannungssignal von der Steuerschaltung erzeugt, wobei eine Zeitdauer des pulsierenden Stroms kürzer ist als eine Zeitdauer, während der der elektrisch gesteuerte Schalter geschlossen wird.

10. Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei die Regelschaltung einen Kondensator (1120, 1720) und einen Widerstand (1122, 1722) aufweist.

11. Vorrichtung nach Anspruch 8-10, wobei der Strom-Spannungs-Wandler ein solcher ist, der aus der Gruppe bestehend aus einem Transistor und einer Diode ausgewählt ist.

12. Vorrichtung nach Anspruch 8-11, ferner mit einer Ausgangsbuchse (1414) in elektrischer Verbindung mit dem Strom-Spannungs-Wandler, so dass die erste Spannung an der Buchse vorliegt.

13. Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei die Ausgangsbuchse ferner einen Leistungsschalter (1760) in elektrischer Verbindung mit der Stromquelle aufweist, so dass der Messschaltung und der Steuerschaltung elektrischer Strom zugeführt wird, wenn ein ineinandergreifender Stecker (1764) in die Ausgangsbuchse gesteckt wird.

14. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die optische Detektorschaltung ferner eine Schaltung (704, 706) aufweist, die in dem Gehäuse enthalten ist, um das Signal in eine digitale Darstellung der Lichtleistungsmessung umzuwandeln.

15. Vorrichtung nach Anspruch 14, ferner mit einer Sichtanzeige (112, 312) in elektrischer Verbindung mit der umwandelnden Schaltung zum Vorsehen einer numerischen Anzeige der Lichtleistungsmessung.







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