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Dokumentenidentifikation DE10143193A1 15.05.2003
Titel Sperrwandler-Schaltnetzteil mit verrinertem Leistungsverlust und begrenzten Netzharmonischen
Anmelder Vestel Elektronik Sanayi ve Ticaret A.S., Manisa, TR
Erfinder Göksu, Selim, Manisa, TR
Vertreter HOFFMANN · EITLE, 81925 München
DE-Anmeldedatum 04.09.2001
DE-Aktenzeichen 10143193
Offenlegungstag 15.05.2003
Veröffentlichungstag im Patentblatt 15.05.2003
IPC-Hauptklasse H02M 3/28
IPC-Nebenklasse H02M 3/07   H04N 5/63   
Zusammenfassung In Sperrwandler-Schaltnetzteilen (SMPS) wird die "Ladungspumpen"-Technik verwendet, um die Harmonischen des Netzstroms zu begrenzen. Da die bekannte Ladungspumpen-Technik, die in Sperrwandlern (SMPS) verwendet wird, das Problem eines hohen Leistungsverlusts in dem Schaltelement aufweist, schlägt die Erfindung eine neue Ladungspumpe (CP) vor, bei der ein PFC-Kondensator (B) mit einer zusätzlichen zweiten primären Wicklung (SPW) des Transformators (TR) verbunden ist. Mit Hilfe der zusätzlichen zweiten primären Wicklung (SPW) wird die Belastung an dem Schaltelement (K) stark reduziert, ohne die Begrenzung der Netzharmonischen-Unterdrückung zu beeinträchtigen und ohne irgendein Snubber- oder Spannungsklemm-Netz zu verwenden. Insbesondere wird die Anzahl von Windungen in der zweiten primären Wicklung (SPW) so gewählt, dass die Spannung (Vd), die über dem ersten und zweiten Anschluss (T12, T22) der zweiten primären Wicklung (SPW) erzeugt wird, kleiner als der Spitzenwert der gleichgerichteten Eingangsgleichspannung (VDCi) ist, so dass ein Totzeitintervall (Tde) verursacht wird, in dem kein Schaltstrom durch das zweite kapazitive Element (G) fließt. Deshalb kann der Leistungsverlust verringert werden, während eine ausreichende Unterdrückung von Harmonischen möglich ist.

Beschreibung[de]

Die Erfindung betrifft ein Sperrwandler-Schaltnetzteil für eine sinusförmige Leistungsaufnahme (für einen sinusförmigen Leistungsverbrauch), bei dem Harmonische des Eingangswechselstroms (der Netzspannung) unter bestimmten Grenzen gehalten werden sollen.

Die Erfindung betrifft auch ein Fernsehgerät, das ein derartiges Sperrwandler-Schaltnetzteil umfasst. Ein derartiges Netzteil ist dafür vorgesehen, um zum Beispiel eine nominelle Leistung von 200-300 W von dem Netz an ein Farbfernsehgerät (CTV) zu führen. Die Erfindung ist jedoch allgemein auf Schaltnetzteile (SMPS) anwendbar.

Typischerweise umfassen derartige Sperrwandler- Schaltnetzteile ein Schaltelement für die getaktete Anlegung einer gleichgerichteten und geglättetem Gleichspannung an eine primäre Wicklung eines Transformators. Die Erfindung bezieht sich insbesondere auf das Problem, wie in einem Sperrwandler-Schaltnetzteil der Leistungsverlust durch ein derartiges Schaltelement verringert werden kann, während gleichzeitig die Anforderung einer Unterdrückung von Harmonischen des Netzstroms erfüllt wird.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Fig. 1-1 zeigt ein typisches herkömmliches Sperrwandler- Schaltnetzteil SMPS in Übereinstimmung mit einem ersten Stand der Technik. Im Prinzip wandelt der Sperrwandler eine Eingangswechselspannung VACi eines bestimmten Spannungspegels in eine Ausgangswechselspannung VACo eines anderen niedrigeren oder höheren Spannungspegels um. Die Ausgangswechselspannung VACo kann durch einen stromabwärts angeordneten Gleichrichter (in Fig. 1-1 nicht gezeigt) weiter gleichgerichtet werden. In Abhängigkeit von der Anwendung werden verschiedene Spannungspegel verwendet. Wenn das Sperrwandler-Schaltnetzteil SMPS zum Beispiel als ein Netzteil in einem TV Gerät verwendet wird, wird die Eingangswechselspannung VACi in der Größenordnung von 220 V sein, während die Ausgangswechselspannung VACo in der Größenordnung von 24 V sein wird (zum Beispiel zwischen 8 V bis 150 V). Bei der Anwendung in einem TV Gerät muss das Netzteil typischerweise eine große Leistung von ungefähr 300 W bereitstellen, um das TV Gerät anzusteuern. Deshalb ist der Leistungsverlust ein wichtiger Gesichtspunkt in derartigen Schaltnetzteilen SMPS.

Das Sperrwandler-Schaltnetzteil SMPS umfasst typischerweise einen Gleichrichter B zum Gleichrichten der Eingangswechselspannung VACi in eine gleichgerichtete Eingangsgleichspannung VDCi, einen Transformator mit einer ersten primären Wicklung FPW mit einem ersten und einem zweiten Anschluss T11, T12 und einer sekundären Wicklung SW, von der die Ausgangswechselspannung VACo abgenommen wird, ein erstes kapazitives Element H, das zwischen den zweiten Anschluss T12 der ersten primären Wicklung FPW und ein Referenzpotential, zum Beispiel die Masse, geschaltet ist, um die gleichgerichtete Eingangsgleichspannung VDCi zu glätten, und ein Schaltelement K, das mit dem ersten Anschluss T11 der ersten primären Wicklung FPW verbunden ist. Das Schaltelement K wird durch eine Steuereinrichtung L mit einem Triggersignal TS einer vorgegebenen Schaltfrequenz für eine getaktete Anlegung der geglätteten und gleichgerichteten Eingangsgleichspannung VDCi an die erste primäre Wicklung getriggert. Typischerweise kann in einem Fernsehgerät eine derartige Schaltfrequenz in der Größenordnung zwischen 40 bis 60 HKHz sein.

Somit besteht das grundlegende Betriebsprinzip eines Sperrwandlers darin, die Eingangswechselspannung gleichzurichten und dann mit einer vorgegebenen Frequenz die gleichgerichtete Eingangsspannung an die primäre Wicklung FPW anzulegen, indem das Schaltelement K intermittierend ein- und ausgeschaltet wird. Der geschaltete Strom und die primäre Wicklung FPW induziert die erforderlich Ausgangsspannung VACo in der sekundären Wicklung. Obwohl in Fig. 1-1 nicht gezeigt kann ein zusätzlicher Rückkopplungs-Schaltkreis vorgesehen werden, um an die Steuereinrichtung L eine Spannungsrückkopplungsinformation von der sekundären Wicklung zurückzuführen. Die Steuereinrichtung L erzeugt das Triggersignal TS mit einer Schaltfrequenz, die proportional zu einer derartigen Rückkopplungsspannungsinformation ist.

In einem derartigen geschalteten Betriebsmodus weist der Strom IDCi, der von dem Brückgleichrichter B zugeführt wird, eine typische Wellenform auf wie in Fig. 7 gezeigt. Wie sich der Fig. 7 entnehmen lässt umfasst die Stromwellenform IDCi aufgrund des nicht idealen Gleichrichtungsprozesses und des Schaltprozesses des Schaltelements K harmonische Komponenten in der Stromwellenform. Im Prinzip sind diese harmonischen Komponenten in dem Gleichrichterausgangsstrom IDCi immer vorhanden, sogar unabhängig von der Leistung des Sperrwandlers. Jedoch sei darauf hingewiesen, dass derartige harmonische Komponenten in einem Sperrwandler für Anwendungen mit einer hohen Leistung, zum Beispiel in einem 300 W Fernsehgerät, besonders stark sind. In derartigen Anwendungen mit einer hohen Leistung können die Stromspitzen (harmonische Komponenten), die in Fig. 7 gezeigt sind, die Grenzen der europäischen EMC Standards (Elektromagnetische Kompatibilität oder Electro Magnetic Compatibility) übersteigen.

Um derartigen europäischen EMC Standards angepasst zu sein verwenden herkömmliche Sperrwandler typischerweise eine Technik, die als die "Ladungspumpen"-Technik bekannt ist, um die Pegel der Harmonischen der in Fig. 7 gezeigten Stromwellenform zu verringern. Fig. 8 zeigt die Ausgangsspannung VDCi und den Ausgangsstrom IDCi unter Verwendung der "Ladungspumpen"-Technik.

Im Grunde genommen wird, wie in Fig. 1-1 gezeigt, zum Realisieren der "Ladungspumpen"-Technik eine Ladungspumpe CP vorgesehen, um an die erste primäre Wicklung SPW einen Strom ISUP für eine Unterdrückung von Harmonischen zu führen und einen derartigen aus der ersten primären Wicklung FPW zu extrahieren. Eine derartige Ladungspumpe CP, wie typischerweise in der EP 0 598 197 B1 gezeigt (die auch die Merkmale des Oberbegriffs des Anspruchs 1 zeigt), umfasst ein kapazitives Element G, das zwischen den Ausgang des Gleichrichters B und den ersten Anschluss T11 der ersten primären Wicklung FPW geschaltet ist, und ein Gleichrichtungselement E, das zwischen den Ausgang des Gleichrichters B und den zweiten Anschluss T12 de ersten primären Wicklung FPW geschaltet ist. Vorzugsweise kann für eine weitere Unterdrückung von Harmonischen eine Drosselspule D zwischen den Ausgang des Gleichrichters B und den Knoten, der das kapazitive Element G und das Gleichrichtungselement E verbindet, geschaltet werden.

Im Prinzip arbeitet die "Ladungspumpen"-Technik mit der Ladungspumpe CP wie folgt. Wie voranstehend erläutert wird das Schaltelement K in Übereinstimmung mit dem Triggersignal TS, das in Fig. 9 gezeigt ist, EIN (d. h. der erste Anschluss T11 wird mit Masse verbunden) und AUS (d. h. die Masseverbindung des ersten Anschlusses T11 wird geöffnet) geschaltet. Wenn das Schaltelement K durch ein Halbleiterschaltelement wie einen MOS Transistor realisiert wird, bildet das Triggersignal TS die Spannung Vgate, die an das Gate des MOS Transistors angelegt wird. Während des AUS- Zustands des Schaltelements K wird eine Potentialdifferenz über dem Kondensator G erzeugt und der Kondensator G wird mit dem gleichgerichteten Strom IDCi geladen, der von dem Brückengleichrichter B bereitgestellt wird. Da ein Gleichrichtungselement E vorgesehen ist, z. B. eine Diode, deren Anode mit dem Kondensator G und deren Kathode mit dem zweiten Anschluss T12 der ersten primären Wicklun FPW verbunden ist, kann der Kondensator G insbesondere durch einen Strom als Ergebnis der Potentialdifferenz geladen werden. Wie in Fig. 10 gezeigt, die die Spannung am Ausgang des Schaltelements K zeigt, z. B. die Drainspannung Vdrain für den Fall, dass das Schaltelement K durch einen MOS Transistor realisiert wird, wird in den AUS-Perioden des Schaltsignals TS eine Spannung an das kapazitive Element G angelegt werden.

Andererseits wird während des EIN-Zustands des Schaltsignals TS der Kondensator G über das Schaltelement K nach Masse entladen. Der Entlade- und Ladestrom des Kondensators G, wie in Fig. 11 gezeigt, fließt durch den Gleichrichter und ändert die Stromwellenform des Gleichrichterstroms IDCi so, dass die Pegel von Harmonischen verringert werden, wie in Fig. 8 gezeigt. Da ohne den Kondensator G der Leistungsfaktor (power factor) kleiner als 1/2 sein würde, wird der Kondensator G allgemein als ein Leistungsfaktor-Korrektur-(PFC)-Kondensator G bezeichnet. Schließlich zeigt Fig. 13 die Stromwellenform Idrain des Schaltelements K, wenn die herkömmlichen "Ladungspumpen"-Technik verwendet wird.

Somit kann man, wie voranstehend erläutert, sagen, dass der PFC Kondensator G in einer derartigen Weise verschaltet ist, dass er mit einem Unterdrückungsstrom ISUP zu einem Zeitpunkt entladen wird, der zum Kompensieren der Harmonischen erforderlich ist. Die "Ladungspumpen"-Technik unter Verwendung eines PFC-Kondensators und eines Gleichrichtungselements E kann in verschiedenen Varianten in Abhängigkeit von der gewünschten Unterdrückungscharakteristik für Harmonische und der gewünschten Temperaturcharakteristiken des Schaltelements K verwendet werden.

BESCHREIBUNG DES VERÖFFENTLICHTEN STANDES DER TECHNIK

Die US 5,420,776 and die EP 0 598 197 B1 zeigen Sperrwandler mit verschiedenen Harmonischen-Begrenzungscharakteristiken und verschiedenen Temperaturwerten des Schaltelements K, wie im Prinzip in den Fig. 3-5 der beigefügten Zeichnungen gezeigt. Gemeinsam ist sämtlichen Schaltungen die Ausbildung einer Ladungspumpe CP, die durch einen PFC Kondensator C (das kapazitive Element G) und eine Diode D, deren Anode mit dem Kondensator C verbunden und deren Kathode mit dem ersten Anschluss T12 der ersten primären Wicklung FPW verbunden ist, gebildet ist.

In dem Sperrwandler der Fig. 3 ist die Verbindung der Ladungspumpe CP so ausgeführt, wie in Fig. 1-1 gezeigt. Ferner wird eine umgekehrt gekoppelte Spulenanordnung L1, L2 verwendet. Die erste Spule L1 ist zwischen den Ausgang des Gleichrichters B und den Knoten 22, der den Kondensator C und die Diode D verbindet, geschaltet. Die umgekehrt gekoppelte Spule L2 ist zwischen Masse und den Gleichrichter B geschaltet. Für den Sperrwandler in Fig. 3 werden die Pegel der Harmonischen auf akzeptable Werte reduziert, wie in den europäischen EMC Standards gefordert, aber der Entladestrom ISUP des PFC Kondensators C fließt auch durch das Schaltelement T1 und erhöht die Einschaltverluste. Wie in Fig. 13 gezeigt, die den Drainstrom Idrain für den Fall zeigt, wenn das Schaltelement K durch einen Halbleiter-MOS- Transistor gebildet ist, und Fig. 15, die den Leistungsverlust des Schaltelements K zeigt, führt der Entladestrom zu einer zusätzlichen ersten Spitze in Drainstrom Idrain und somit zu einen zusätzlichen Leistungsverlust, d. h. einer extensiven Temperaturerhöhung.

In dem Sperrwandler SMPS der Fig. 4 ist der PFC Kondensator B nicht mit dem ersten Anschluss T11 der ersten primären Wicklung FPW verbunden, sondern anstelle davon mit einem dritten Anschluss T13 der ersten primären Wicklung FPW, die zwischen dem ersten Anschluss T11 und dem zweiten Anschluss T12 angeordnet ist. Das andere Ende des Kondensators C ist mit dem Verbindungsknoten X des Kondensators C und der Diode D verbunden.

Alternativ ist in dem Sperrwandler der Fig. 5 der PFC Kondensator C mit einem dritten Anschluss T13 der ersten primären Wicklung FPW und dem Verbindungspunkt Y des Kondensators C und der Diode D verbunden. In beiden Sperrwandlern der Fig. 4 und Fig. 5 gibt es eine zusätzliche Induktivität zwischen den Primärwicklungsanschlüssen T11-T13 (Fig. 4) und T11-T13 (Fig. 5) und diese Induktivität verringert im wesentlichen den PFC Kondensatorentladestrom, so dass ein niedrigerer Strom durch das Schaltelement K nach Masse fließt, wenn das Schaltelement K EIN-geschaltet wird, wodurch der Leistungsverlust verringert wird. Da die Verringerung in dem Drainstrom Idrain des Schalttransistors T1 in Fig. 4 und Fig. 5 des Standes der Technik verringert wird, wird natürlich auch der Kompensationsstrom oder Unterdrückungsstrom ISUP des PFC Kondensators C derart reduziert, dass dies natürlich der Unterdrückung des Pegels der Harmonischen entgegenwirkt. Sogar dann, wenn eine zusätzliche Induktivität auf der primären Wicklung verwendet wird, d. h. wenn ein zusätzlicher Anschluss oder eine Anzapfung auf der ersten primären Wicklung verwendet wird, kann somit der gleichzeitige Effekt einer überlegenen Unterdrückung von Harmonischen als auch ein reduzierter Leistungsverlust nicht erreicht werden.

Eine andere Alternative einer Energiequelleneinrichtung zum Anlegen einer Hochfrequenz-Wechselspannung an eine Last ist in der US 5,644,480 offenbart. Die Fig. 1-2 zeigt das Schaltbild entsprechend Fig. 11 der US 5,644,480. Dieser Typ von Energiequelleneinrichtung ist insbesondere dafür ausgelegt, um den Leistungsfaktor (Power Factor) zu verbessern und eine Verzerrung mit höheren Harmonischen in dem Eingangsstrom von der Wechselstromquelle 11 zu beseitigen. Wie in Fig. 1-2 gezeigt, umfasst die Energiequelleneinrichtung eine Induktivität L1 zwischen dem Gleichrichter B und der Wechselstromquelle 11 und eine zusätzliche Wicklung n, die über einen Kondensator C1 mit dem Ausgang des Gleichrichters B an einem ersten Anschluss verbunden ist und an dem anderen Ausgang mit dem Gleichrichter B an einem zweiten Anschluss verbunden ist. Eine Diode D1 ist zwischen eine Umrichterschaltung 12 und den Ausgang des Gleichrichters B geschaltet. Diese Art von Energiequelleneinrichtung ist insbesondere dafür ausgelegt, eine Last in der Form einer Entladungslampe 14 anzusteuern. Somit sind die Spannungs- und Leistungsanforderungen zum Ansteuern einer Entladungslampe ganz andere als diejenigen bei der Verwendung einer derartigen Energiequelleneinrichtung in einem Fernsehgerät.

Somit kann man sagen, dass die US 5,644,480 zu dem ersten Stand der Technik in der Fig. 1-1 die Induktivität L1 und die zweite Wicklung n zusammen mit dem Kondensator C1 und der Diode D1, die in einer speziellen Weise, wie in Fig. 1-2 gezeigt, verschaltet sind, hinzugefügt hat. Es wird in der US 5,644,480 beschrieben, dass die Induktivität L1 immer vorhanden sein soll und dass eine Resonanzfrequenz f0 der durch L1, C1 gebildeten Resonanzschaltung als





angesehen wird, wobei der Induktivitätswert der Induktivität L1 und der Kapazitätswert des Kondensators C1 optimal eingestellt werden sollen, so dass die Resonanzfrequenz f0 im wesentlichen gleich zu der Frequenz f der ausgegebenen Hochfrequenz-Wechselspannung der Umrichterschaltung 12 sein wird. In sämtlichen Ausführungsformen, die in der US 5,644,480 beschrieben werden, umfasst die Lösung zum Verbessern des Leistungsfaktors und zum Beseitigen einer Verzerrung mit höheren Harmonischen die Bereitstellung der Induktivität L1.

Während die Verwendung einer derartigen Energiequelleneihrichtung wie in Fig. 1-2 zum Ansteuern einer Entladungslampe 14 zusammen mit der Bereitstellung der Induktivität L1 ausreichend sein, kann, kann eine derartige Energiequelleneinrichtung schwerwiegende Probleme aufweisen, wenn sie auf einen Fernsehempfänger angewendet wird. Zunächst wird im Hinblick auf die Leistungsaufnahme von ungefähr 150 W die Induktivität L1 eine relativ kostenaufwendige Komponente in der Schaltung sein. Wenn man ferner betrachtet, dass der Leiter L1 direkt mit der AC Energiequelle 11 verbunden ist, könnte der Energieverlust in der Induktivität L1 relativ hoch sein, wenn ein Produkt wie ein Fernsehempfänger auf eine Art von Standby-Modus geschaltet wird, so wie dies in der Konsumerelektronik üblich ist. Ein derartiger Zielwert für einige Produkte im Standby-Modus beträgt 1-3 Watt und deshalb könnte in L1 ein beträchtlicher Leistungsverlust verursacht werden. Jedoch ist in der US 5,644,480 die Induktivität L1 erforderlich, um die Verbesserung in dem Leistungsfaktor und die Beseitigung der Verzerrung mit höheren Harmonischen in dem Eingangsstrom von der Wechselstromquelle zu erzielen.

Ein anderer Nachteil bezüglich des Leistungsverlusts ist in den beiliegenden Fig. 1-3 dargestellt. In den Fig. 1-3 ist Vd die Spannung über der zusätzlichen Wicklung n, VR ist die gleichgerichtete Ausgangsspannung des Gleichrichters B und VE0 ist die Spannung über dem Kondensator C0. Wie in Fig. 1-3 angedeutet, arbeitet die Schaltung in der US 5,644,480 mit einem Pegel von Vd, der VE0 übersteigt. Deshalb besteht ein kontinuierlicher Stromfluss durch den Kondensator C1 während der vollen Periode des gleichgerichteten Netzspannungssignals VR. Dies stellt einen höheren Lastbetrag an dem Schaltelement dar und erhöht deshalb den Leistungsverlust und erhöht die Betriebstemperatur der Schaltelemente in der Umrichterschaltung 12. Während die Schaltung in der Fig. 1-2 eine gewisse Verbesserung des Leistungsfaktors und der Beseitigung der Verzerrung mit höheren Harmonischen im Vergleich mit der Schaltung der Fig. 1-1 aufzeigt, verursacht die Anordnung der Induktivität L und der zusätzlichen Wicklung n noch einen relativ hohen Leistungsverlust.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Wie voranstehend erläutert kann in dem Stand der Technik die "Ladungspumpen"-Technik verwendet werden, um einen Kompensations- oder Unterdrückungsstrom bereitzustellen, um einen Unterdrückungsstrom für Harmonische bereitzustellen. Jedoch führt dies zu hohen Temperaturen in dem Schaltelement T1. Andererseits wirken Verbesserungen in der herkömmlichen "Ladungspumpen"-Technik, um den Leistungsverlust (Temperaturerhöhung) in dem Schaltelement K zu verringern, dem Unterdrückungseffekt für Harmonische entgegen. Deshalb wurde in dem Stand der Technik kein Vorschlag dahingehend gemacht, den Leistungsverlust des Schaltelements zu verbessern, während gleichzeitig eine hervorragende Unterdrückung von Harmonischen bereitgestellt wird.

Deshalb besteht die Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin ein Sperrwandler-Schaltnetzteil mit einem verbesserten Leistungsverlust des Schaltelements bereitzustellen, während gleichzeitig eine hervorragende Unterdrückung von Harmonischen mit einer "Ladungspumpen"-Technik erreicht werden kann.

Diese Aufgabe wird durch ein Sperrwandler-Schaltnetzteil (Anspruch 1) für eine sinusförmige Leistungsaufnahme gelöst, umfassend: einen Gleichrichter zum Gleichrichten einer Eingangswechselspannung von einer Wechselstromquelle in eine gleichgerichtete Eingangsgleichspannung; einen Transformator mit einer ersten primären Wicklung mit einem ersten und einem zweiten Anschluss und einer sekundären Wicklung; ein erstes kapazitives Element, das zwischen den zweiten Anschluss der ersten primären Wicklung und ein Referenzpotential geschaltet ist, zum Glätten der gleichgerichteten Eingangsgleichspannung; ein Schaltelement, das mit dem ersten Anschluss der ersten primären Wicklung für eine getaktete Anlegung der geglätteten gleichgerichteten Eingangsgleichspannung an die erste primäre Wicklung verbunden ist; eine Steuereinrichtung zum Triggern des Schaltelements mit einem Triggersignal einer vorgegebenen Schaltfrequenz; und eine Ladungs- oder Strompumpe, um an das Schaltelement einen Harmonischen-Unterdrückungsstrom zuzuführen und davon zu extrahieren; wobei der Transformator wenigstens eine zweite primäre Wicklung aufweist, die getrennt von der ersten primären Wicklung ist und einen ersten Anschluss, der mit dem Referenzpotential verbunden ist, und wenigstens einen zweiten Anschluss aufweist; und die Ladungspumpe die zweite primäre Wicklung, ein zweites kapazitives Element, das zwischen den Ausgangsgleichrichters und den zweiten Anschluss der zweiten primären Wicklung geschaltet ist, und ein Gleichrichtungselement, das zwischen den Ausgang des Gleichrichters und den zweiten Anschluss der ersten primären Wicklung geschaltet ist, umfasst, und wobei die Anzahl von Windungen in der zweiten primären Wicklung so gewählt ist, dass die über dem ersten und zweiten Anschluss der zweiten primären Wicklung erzeugte Spannung kleiner als der Spitzenwert der gleichgerichteten Eingangsgleichspannung ist, um ein Totzeitintervall zu verursachen, in dem kein Schaltstrom durch das zweite kapazitive Element fließt.

Somit wird auch in der Erfindung eine Ladungspumpe verwendet, aber sie ist im Zusammenhang mit einer zweiten primären Wicklung gebildet, die von der ersten primären Wicklung separat ist, d. h. es gibt nicht nur einen zusätzlichen Anschluss auf der ersten primären Wicklung, sondern tatsächlich eine getrennte primäre Wicklung. Da das kapazitive Element mit dieser zweiten primären Wicklung verbunden ist, kann der Fluss des Entladestroms oder Unterdrückungsstroms von dem PFC Kondensator an das Schaltelement verhindert werden, so dass der Entladestrom keinen zusätzlichen Beitrag zu der Temperaturerhöhung in dem Strom, der durch das Schaltelement fließt, machen kann. Andererseits wird der Harmonischen-Unterdrückungsstrom effektiv in einer nicht-verringerten Weise für eine effektive Unterdrückung von Harmonischen bereitgestellt. Da in Übereinstimmung mit der Erfindung die Anzahl von Windungen in der zweiten primären Wicklung so gewählt ist, dass ein Totzeitintervall verursacht wird, in dem kein Schaltstrom durch das zweite kapazitive Element fließt, kann der Leistungsverlust verringert werden und die Betriebstemperatur des Schaltelements und des Schaltmodustransformators können verringert werden.

Ferner wird die Aufgabe der Erfindung durch ein Sperrwandler- Schaltnetzteil (Anspruch 12) für eine sinusförmige Leistungsaufnahme gelöst, umfassend: einen Gleichrichter zum Gleichrichten einer Eingangswechselspannung von einer Wechselspannungsquelle in eine gleichgerichtete Eingangsgleichspannung; einen Transformator mit einer ersten primären Wicklung mit einem ersten und einem zweiten Anschluss und einer sekundären Wicklung; ein erstes kapazitives Element, welches zwischen den zweiten Anschluss der ersten primären Wicklung und ein Referenzpotential geschaltet ist, zum Glätten der gleichgerichteten Eingangsgleichspannung; ein Schaltelement, das mit dem ersten Anschluss der ersten primären Wicklung für eine getaktete Anlegung der geglätteten gleichgerichteten Eingangsgleichspannung an die erste primäre Wicklung verbunden ist; eine Steuereinrichtung zum Triggern des Schaltelements mit einem Triggersignal einer vorgegebenen Schaltfrequenz; und eine Ladungspumpe, um an das Schaltelement einen Harmonischen-Unterdrückungsstrom zuzuführen und einen derartigen davon zu extrahieren; wobei der Transformator wenigstens eine zweite primäre Wicklung aufweist, die von der ersten primären Wicklung getrennt ist und einen ersten Anschluss, der mit dem Referenzpotential verbunden ist, und wenigstens einen zweiten Anschluss aufweist; die Ladungspumpe, die zweite primäre Wicklung, ein zweites kapazitives Element, das zwischen den Ausgang des Gleichrichters und den zweiten Anschluss der zweiten primären Wicklung geschaltet ist, und ein Gleichrichtungselement, das zwischen den Ausgang des Gleichrichters und den zweiten Anschluss der ersten primären Wicklung geschaltet ist, umfasst; und wobei die Quelle direkt mit dem Gleichrichter B ohne Zwischenschaltung von kapazitiven oder induktiven Elementen verbunden ist.

BEVORZUGTE ASPEKTE DER ERFINDUNG

Vorzugsweise (Anspruch 2) ist eine Rückkopplungsschaltung vorgesehen, um an die Steuereinrichtung eine Spannung zurückzuführen, die von der sekundären Wicklung abgeleitet wird, wobei die Steuereinrichtung das Triggersignal mit einer Schaltfrequenz erzeugt, die proportional zu der Rückkopplungsspannung ist. Somit kann die Schaltfrequenz des Schaltelements auf den Ausgangsspannungspegel angepasst werden.

Vorzugsweise (Anspruch 3) kann die zweite primäre Wicklung des Transformators 2 oder mehrere zweite Anschlüsse aufweisen. Dies kann für einen variablen Lade- und Entladestrom für variable Begrenzungen von Harmonischen verwendet werden.

Vorzugsweise (Anspruch 4) ist eine Drosselspule zwischen den Ausgang des Gleichrichters und den Eingang des Gleichrichtungselements der Ladungspumpe geschaltet. Die Drosselspule trägt im Prinzip dazu bei, zusätzlich zu der "Ladungspumpen"-Technik die Harmonischen zu verringern.

Vorzugsweise (Anspruch 5) umfasst das erste und/oder zweite kapazitive Element einen Kondensator.

Vorzugsweise (Anspruch 6) ist der Gleichrichter durch einen Brückengleichrichter gebildet.

Vorzugsweise (Anspruch 7) ist das Gleichrichtungselement durch eine Diode gebildet.

Vorzugsweise (Anspruch 8) ist das Schaltelement durch einen Transistor gebildet, vorzugsweise einen MOS-Transistor, dessen Source mit Masse verbunden ist, dessen Drain mit dem ersten Anschluss der ersten primären Wicklung verbunden und dessen Gate mit der Steuereinrichtung zum Empfangen des Triggersignals verbunden ist.

Vorzugsweise (Anspruch 9) weist die Eingangswechselspannung eine Frequenz zwischen 50 bis 60 Hz auf, wobei die vorgegebene Schaltfrequenz zwischen 40 bis 120 KHz, vorzugsweise zwischen 40 bis 60 KHz, ist.

Vorzugsweise (Anspruch 10) wird das Sperrwandler- Schaltnetzteil in einem Fernsehgerät, vorzugsweise in einem Farbfernsehgerät, verwendet.

Vorzugsweise (Anspruch 11) ist die Wechselstromquelle direkt mit dem Gleichrichter ohne Zwischenschaltung von kapazitiven oder induktiven Elementen verbunden. Während noch eine ausreichende Unterdrückung von Harmonischen und eine Verringerung des Leistungsverlusts erreicht werden kann, gibt es somit keinen Energieverlust auf dem Pfad zwischen der AC Quelle und dem Gleichrichter B, der einen zusätzlichen Leistungsverlust verursachen könnte, insbesondere dann, wenn der Wandler auf einen Standby-Modus geschaltet wird, zum Beispiel in der Konsumerelektronik.

Es sei darauf hingewiesen, dass verschiedene Modifikationen und Variationen der Erfindung von einem Durchschnittsfachmann auf Grundlage der hier angegebenen Lehren durchgeführt werden können. Ferner kann die Erfindung Ausführungsformen umfassen, die eine Kombination von Merkmalen und Schritten umfassen, die in der Beschreibung, den Ansprüchen und den Zeichnungen getrennt beschrieben worden sind.

Somit kann die Erfindung andere Modifikationen und Variationen umfassen, sowie sie einem Durchschnittsfachmann auf Grundlage der hier enthaltenen Lehren nahe liegen werden. Was hier beschrieben ist ist deshalb nur eine Beschreibung davon, was die Erfinder gegenwärtig als die beste Vorgehensweise der Erfindung betrachten und dies sollte in keinerlei Weise als die Erfindung beschränkend angesehen werden.

Nachstehend wird die Erfindung unter Bezugnahme auf ihre vorteilhaften Ausführungsformen und unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

In den Zeichnungen zeigen:

Fig. 1-1 ein typisches herkömmliches Sperrwandler- Schaltnetzteil SMPS unter Verwendung einer Ladungspumpe CP zum Ausführen einer Unterdrückungsfunktion für Harmonische;

Fig. 1-2 ein Blockschaltbild einer Energiequelleneinrichtung, die zum Ansteuern einer Entladungslampe verwendet wird;

Fig. 1-3 ein Diagramm des gleichrichtenden Ausgangs VR des Gleichrichters und der Spannung Vd auf der Wicklung n in Fig. 1-2;

Fig. 2-1 ein Blockschaltbild eines Sperrwandler- Schaltnetzteils SMPS in Übereinstimmung mit der Erfindung;

Fig. 2-2 das Diagramm der gleichgerichteten Ausgangsspannung VDCi des Gleichrichters B und der Spannung Vd auf der zweiten Wicklung SPW in Fig. 2-1, wobei insbesondere die Totzeit Tde gezeigt ist, in der kein Schaltstrom durch den Kondensator G fließt;

Fig. 3-5 Schaltbilder von weiteren Sperrwandler- Schaltnetzteilen SMPS in Übereinstimmung mit dem Stand der Technik;

Fig. 6 eine Brückengleichrichter- Ausgangsspannungswellenform VDCi der Sperrwandler der Fig. 1-5;

Fig. 7 die Brückgleichrichter-Ausgangsstromwellenform unter Verwendung der Ladungspumpen-Technik in dem Stand der Technik;

Fig. 8 die Ausgangsspannung/den Ausgangsstrom des Gleichrichters, wenn die Ladungspumpen-Technik verwendet wird, in Übereinstimmung mit dem Stand der Technik und der Erfindung;

Fig. 9 das Triggersignal TS, das an das Schaltelement K in Übereinstimmung mit dem Stand der Technik und der Erfindung angelegt wird;

Fig. 10 die Drainspannung, wenn das Schaltelement K durch ein MOS-Transistor realisiert wird, in Übereinstimmung mit dem Stand der Technik und der Erfindung;

Fig. 11 die Stromwellenform des Unterdrückungsstrom (Entladestrom) ISUP des kapazitiven Elements G der Ladungspumpe CP in Übereinstimmung mit dem Stand der Technik und der Erfindung;

Fig. 12 die Stromwellenform der ersten primären Wicklung FPW in Übereinstimmung mit dem Stand der Technik und der Erfindung;

Fig. 13 die Schaltelement-Drainstromwellenform Idrain für Fig. 3 in Übereinstimmung mit dem Stand der Technik;

Fig. 14 die Schaltelement-Drainstromwellenform, wenn der Sperrwandler der Erfindung in Fig. 2-1 verwendet wird;

Fig. 15 den Leistungsverlust des Schaltelements K in Übereinstimmung mit dem Stand der Technik;

Fig. 16 den Leistungsverlust des Schaltelements K, wenn der Sperrwandler in Fig. 2-1 in Übereinstimmung mit der Erfindung verwendet wird; und

Fig. 17 eine Ausführungsform des Sperrwandlers in Fig. 2-1 in Übereinstimmung mit der Erfindung.

Es sei darauf hingewiesen, dass in den Zeichnungen die gleichen oder ähnlichen Bezugszeichen die gleichen oder ähnlichen Teile und Schritte überall bezeichnen.

PRINZIP DER ERFINDUNG

Fig. 2-1 zeigt ein Blockschaltbild eines Sperrwandler- Schaltnetzteils SMPS in Übereinstimmung mit der Erfindung. Wie sich der Fig. 2-1 entnehmen lässt, ist eine der wesentlichen Ideen der Erfindung zum Vermeiden des unerwünschten Leistungsverlusts, in Fig. 15 des Standes der Technik gezeigt, noch eine Ladungspumpe CP zu verwenden, wie in den herkömmlichen Konfigurationen in den Fig. 1, 3-5. Die Ladungspumpe CP, die im wesentlichen einen Kompensationsstrom ISUP für eine Kompensation von Harmonischen, die von dem Gleichrichter B erzeugt werden, bereitstellt, in einer derartigen Weise vorgesehen, dass während des Schaltvorgangs des Schaltelements K der Entlade- und Ladestrom des kapazitiven Elements G der Ladungspumpe CP nicht durch das Schaltelement fließt.

Wie in Fig. 1-1 umfasst das Sperrwandler-Schaltnetzteil SMPS für eine sinusförmige Leistungsaufnahme einen Gleichrichter B zum Gleichrichten einer Eingangswechselspannung VACi in eine gleichgerichtete Eingangsgleichspannung VDCi, einen Transformator TR mit einer ersten primären Wicklung FPW mit einem ersten und einem zweiten Anschluss T11, T12 und einer sekundären Wicklung SW, ein erstes kapazitives Element H, das zwischen dem zweiten Anschluss T12 der ersten primären Wicklung FPW und das Referenzpotential, zum Beispiel Masse, geschaltet ist, zum Glätten der gleichgerichteten Eingangsgleichspannung VDCi, ein Schaltelement K, das mit dem ersten Anschluss T11 der ersten primären Wicklung FPW für eine getaktete Anlegung der geglätteten gleichgerichteten Eingangsspannung VDCi an die erste primäre Wicklung FPW verbunden ist, eine Steuereinrichtung L zum Triggern des Schaltelements K mit einem Triggersignal TS einer vorgegebenen Schaltfrequenz und eine Ladungspumpe CP, um an das Schaltelement K einen Harmonischen-Unterdrückungsstrom ISUP zu führen und aus der ersten primären Wicklung FPW, genauer aus dem ersten Schaltelement K, einen derartigen Strom ISUP zu extrahieren. Insbesondere fließt der Unterdrückungsstrom ISUP für Harmonische in den Gleichrichter hinein, um die Netzharmonischen zu kompensieren. Das heißt, die Ladungspumpe CP liefert an das Schaltelement K und extrahiert aus diesem einen Strom ISUP zum Unterdrücken von Harmonischen.

Wie in Fig. 2-1 für die Erfindung gezeigt umfasst das Sperrwandler-Schaltnetzteil SMPS der Erfindung - ähnlich wie die Energiequelleneinrichtung in Fig. 1-2 des Standes der Technik - einen Transformator TR mit einer ersten primären Wicklung FPW und wenigsten einer zweiten primären Wicklung SPW, die von der ersten primären Wicklung FPW getrennt ist und die einen ersten Anschluss T21, der mit dem Referenzpotential verbunden ist, und wenigstens einen zweiten Anschluss T22 aufweist. Die zweite primäre Wicklung oder die mehreren zweiten primären Wicklungen SPW sind in Bezug auf die erste primäre Wicklung SPW in einer derartigen Weise positioniert, dass ein Stromfluss in den ersten Anschluss T11 der ersten primären Wicklung FPW hinein eine Spannung und ein Magnetfeld auf der zweiten primären Wicklung SPW erzeugt, die zu der Spannung und dem Magnetfeld, die auf der ersten primären Wicklung FPW erzeugt werden, in die entgegengesetzte Richtung gerichtet sind.

Eine Ladungspumpe CP in Fig. 2-1 umfasst die zweite primäre Wicklung SPW, ein zweites kapazitives Element G, das zwischen den Ausgang des Gleichrichters B und den zweiten Anschluss T22 der zweiten primären Wicklung SPW geschaltet ist, und ein Gleichrichtungselement E, das zwischen den Ausgang des Gleichrichters B und den zweiten Anschluss T12 der ersten primären Wicklung FPW geschaltet ist.

Das heißt, in Fig. 2-1 ist der Leistungsfaktor-Korrektur-PFC- Kondensator G nicht direkt mit dem Schaltelement K verbunden, wie beispielsweise in Fig. 1-1, sondern er ist zwischen den Brückengleichrichter B und die zusätzliche zweite primäre Wicklung SPW geschaltet, die in dem Schaltmodustransformator TR spezifisch aufgewickelt ist, wie voranstehend erläutert. Ferner und wie aus Fig. 2-1 ersichtlich, ist vorzugsweise die AC Quelle (Wechselstromquelle) ACS, die die Eingangsnetzspannung VACi bereitstellt, direkt mit dem Gleichrichter B verbunden, d. h. im Gegensatz zu der Schaltung in Fig. 1-2 kann die Unterdrückung von Harmonischen und die Leistungsverlust-Reduktion ohne die Induktivität L1 erzielt werden. Ferner, wie sich einer detaillierteren Beschreibung der Fig. 2-2 nachstehend entnehmen lässt, ist die Anzahl von Windungen (Umdrehungen) in der zweiten primären Wicklung SPW so gewählt, dass die Spannung Vd, die über dem ersten und dem zweiten Anschluss T12, T22 der zweiten primären Wicklung SPW erzeugt wird, kleiner als der Spitzenwert der gleichgerichteten Eingangsgleichspannung VDCi ist, die von dem Gleichrichter B ausgegeben wird. Dies verursacht eine Totzeit Tde, in der kein Schaltstrom durch das zweite kapazitive Element G fließt und dies verringert die Betriebstemperatur des Schaltelements K und verringert den Leistungsverlust.

In funktionaler Hinsicht verhindert die Verbindung des PFC Kondensators G mit der zweiten primären Wicklung SPW den Fluss eines Entladestroms ISUP durch das Schaltelement K, während noch die gewünschte Wellenform in Fig. 8 erreicht wird, bei der die Unterdrückung von Harmonischen der Netzeingangsspannung VACi erzielt wird. Somit kann die EMC (Elektromagnetische Kompatibilität) Anforderung durch die Unterdrückung von Harmonischen in vorteilhafter Weise erfüllt werden, während vermieden wird, dass der PFC Kondensator Entladestrom durch das Schaltelement K fließt. Während in dem Stand der Technik in Fig. 1-1 die Ladungspumpe (Strompumpe) mit dem PFC Kondensator G und der primären Wicklung FPW erreicht wird, lässt sich somit sagen, dass eine der wesentlichen Prinzipien der Erfindung darin besteht, die Ladungspumpe CP mit dem PFC Kondensator G und einer zusätzlichen zweiten Wicklung SPW des Transformators TR zu erreichen.

Der Betrieb der Schaltung in Fig. 2-1 lässt sich deutlich zunächst durch Betrachten der Wellenformen der Fig. 7, Fig. 8 und Fig. 14, 16 gegenüber der Fig. 13, Fig. 15 verstehen. In Fig. 2-1 wird eine Netzeingangswechselspannung VACi mit zum Beispiel einer sinusförmigen Wellenform von 50 Hz und einer Spannung von 220 V durch den Brückengleichrichter B gleichgerichtet und die in Fig. 6 gezeigte Wellenform wird als Ausgang von dem Gleichrichter B erhalten. Ein Teil IDCi' des gleichgerichteten Stroms IDCi fließt durch das Gleichrichtungselement E. In Übereinstimmung mit einer anderen bevorzugten Ausführungsform der Erfindung kann eine Drosselspule D zwischen den Ausgang des Gleichrichters B und den Eingang des Gleichrichtungselements E geschaltet werden. In diesem Fall wird der Teil IDCi' des gleichgerichteten Stroms IDCi an die Drosselspule D und dann an das Gleichrichtungselement E, zum Beispiel eine Diode, geführt. Die Drosselspule D kann vorzugsweise bereitgestellt werden, um zusätzlich Harmonische zu verringern, d. h. zusätzlich zu der Unterdrückung von Harmonischen durch die Ladungspumpe CP. Wie in Fig. 1-1 ist der Kondensator H mit dem zweiten Anschluss T12 der ersten primären Wicklung FPW für eine Glättung des gleichgerichteten Stroms IDCi verbunden.

Die Steuereinrichtung L liefert das Triggersignal TS mit Impulsen wie in Fig. 9 gezeigt an das Schaltelement K und der Schaltprozess des Schaltelements K bewirkt, dass ein geschalteter Strom ILP durch die primäre Wicklung FPW des Transformators TR fließt. Der geschaltete Strom ILP in der primären Wicklung FPW ist der Erregungsstrom des Transformators TR.

Ohne die Anwesenheit des Kondensators G und der zweiten primären Wicklung SPW in den Transformator TR verhält sich der Sperrwandler wie ein gewöhnlicher Sperrwandler, d. h. die Stromwellenform ist wie in Fig. 7 gezeigt.

Eine Verschaltung des PFC Kondensators G zwischen den Ausgang des Gleichrichters B und den zweiten Anschluss T22 der zweiten primären Wicklung SPW ändert die Stromwellenform von Fig. 7 auf Fig. 8, wie von den europäischen EMC Standards gefordert. Während jedoch in dem Stand der Technik in Fig. 1-1 der PFC Kondensator G mit der Spannung über der ersten primären Wicklung FPW geladen wird, wird in Übereinstimmung mit der Erfindung das Potential, das den Kondensator G lädt, über den ersten und zweiten Anschlüssen T22, T21 der zusätzlichen zweiten primären Wicklung SPW erzeugt.

Andererseits gibt es während des AUS-Zustands des Schaltelements K keinen Stromfluss durch die erste primäre Wicklung FPW und die Spannung Vd auf der zusätzlichen zweiten primären Wicklung SPW ist Null. Somit wird in dem AUS-Zustand der PFC Kondensator G geladen. Während der Ladeperiode fließt der Kompensationsstrom ISUP von dem Knoten, der den Gleichrichter B und die Drosselspule D oder, wenn sie nicht vorgesehen ist, das Gleichrichtungselement E mit dem Kondensator G verbindet. Da jedoch in dem AUS-Zustand des Schaltelements K kein Strom durch die primäre Wicklung FPW fließen kann, fließt der Kompensationsstrom +ISUP direkt durch den Gleichrichter B.

Während des EIN-Zustands des Schaltelements K fließt somit der primäre Strom ILP durch die erste primäre Wicklung FPW und diese Erregung induziert eine positive Spannung in der zusätzlichen zweiten primären Wicklung SPW proportional zu der Anzahl von Windungen (die Entladespannung wird in Fig. 17 mit "Vd" bezeichnet). Die positive Spannung Vd, die von T22 nach T21 gerichtet ist, ist entgegengesetzt zu der Spannung zwischen T12 nach T11, die von dem Strom ILP verursacht wird.

In Fällen, bei denen das Potential Vd über der gleichgerichteten Spannung VDCi ist, wird der PFC Kondensator G mit dem Entladestrom -ISUP entladen, der durch den Gleichrichter B fließt, um die Netzharmonischen zu kompensieren.

Somit kann somit ist einer der Vorteile in Fig. 2-1, dass der PFC Kondensator G durch die zweite primäre Wicklung SPW geladen und entladen werden und der Entladestrom -ISUP fließt immer noch nicht durch das Schaltelement K. Somit kann vermieden werden, dass der Entladestrom zu einer Temperaturerhöhung beiträgt, wenn er durch das Schaltelement K fließt, so wie dies der Fall in Fig. 1-1 und in Fig. 3-5 der Fall sein würde.

Es sei auch darauf hingewiesen, dass die Bereitstellung einer zusätzlichen und getrennten zweiten primären Wicklung SPW anders ist als lediglich einen zusätzlichen Anschluss wie die Anschlüsse T13 in Fig. 4 und Fig. 5 des Standes der Technik hinzuzufügen. Wie sich der Fig. 4 und der Fig. 5 entnehmen lässt, wird trotz der Bereitstellung von zusätzlichen Anschlüssen T13 immer ein Beitrag des Entladestroms ISUP vorhanden sein, der noch durch das Schaltelement K während einer Entladung fließt. Andererseits fließt in der vorliegenden Erfindung der Entladestrom im wesentlichen nicht durch das Schaltelement K. Deshalb ist, wie in Fig. 14 gezeigt, die erste Spitze in dem Drainstrom Idrain kleiner als diejenige in Fig. 13 des Standes der Technik, was zu einem verringerten Leistungsverlust zu diesem Zeitpunkt führt, wie in Fig. 16 gezeigt. Andererseits wird noch die Unterdrückung von Harmonischen erhalten, wie sich der Fig. 8 entnehmen lässt.

Jedoch kann ein anderer wichtiger Vorteil der Schaltung in Fig. 2-1 durch Betrachten der Wellenformen verstanden werden, die in Fig. 2-2 der beiliegenden Zeichnungen gezeigt sind. Wie in Fig. 2-2 gezeigt, wird in Übereinstimmung mit der Erfindung der Pegel von Vd so eingestellt, dass er unter VH, d. h. der Spannung über dem Kondensator H, und vorzugsweise unter dem Pegel der gleichgerichteten Eingangsgleichspannung VDCi, die von dem Gleichrichter B ausgegeben wird, ist. Wenn die Spannung Vd so eingestellt wird, dass sie ausreichend niedriger als VDCi ist, dann wird das Totzeitintervall Tde auftreten, in dem kein Schaltstrom in dem Kondensator G vorhanden ist (mit Ausnahme eines Ladestroms zu Beginn des Totzeitintervalls, der vernachlässigbar ist). Der Schaltstrom auf dem PFC Kondensator G fließt nur während tPFC1 und tPFC2, in der die Spannung Vd höher als die gleichgerichtete Netzspannung VDCi ist. Ein bevorzugter Wert ist, dass die Anzahl von Windungen der zweiten primären Wicklung SPW so gewählt ist, dass die Spannung Vd ungefähr 10-20% kleiner als der Spitzenwert der gleichgerichteten Netzspannung VDCi ist.

Eine Verringerung der Anzahl von Windungen in der Wicklung SPW in bezug auf die Anzahl von Windungen der ersten primären Wicklung SPW ermöglicht die Erzielung der Totzeit Tde, während die Werte der Netzstromharmonischen unter bestimmten Grenzen gehalten werden. Da kein Schaltstrom vorhanden ist, der durch den Kondensator G in der Totzeit Tde fließt, kann die Betriebstemperatur des Schaltelements K und des Schaltmodustransformators TR verringert werden, mit anderen Worten, der Leistungsverlust kann verringert werden, während noch die Unterdrückung von Netzstromharmonischen erreicht wird. Im Gegensatz dazu gibt es in der Schaltung der Fig. 1-2 des beschriebenen Standes der Technik einen kontinuierlichen Stromfluss durch C1 während der vollständigen Periode der gleichgerichteten Netzspannung. Somit ist der Energieverlust viel höher als in der Ausführungsform der Erfindung in Fig. 2-1.

AUSFÜHRUNGSFORMEN DER ERFINDUNG

Fig. 17 zeigt eine Ausführungsform des Prinzips der Erfindung, die in Fig. 2 gezeigt ist. In Fig. 17 ist der Gleichrichter B durch einen Brückengleichrichter gebildet, das Gleichrichtungselement E ist durch eine Diode D gebildet, das kapazitive Element G ist durch ein Kondensator gebildet und das andere kapazitive Element H ist durch einen großen Kondensator gebildet. Das Schaltelement K wird durch einen MOS-Transistor gebildet, dessen Source mit Masse verbunden ist, dessen Gate mit der Steuereinrichtung L zum Empfangen des Triggersignals TS verbunden ist und dessen Drain mit dem ersten Anschluss T11 der ersten primären Wicklung FPW verbunden ist.

Ein derartiges Sperrwandler-Schaltnetzteil kann insbesondere verwendet werden, um eine nominelle Leistung von 200-300 W von dem Netz an ein Farbfernseh-Gerät (CTV) zu führen.

Obwohl in Fig. 17 nicht gezeigt kann in Übereinstimmung mit einer anderen Ausführungsform der Erfindung die zweite primäre Wicklung SPW zwei oder mehrere Anschlüsse für variable Lade- und Entladeströme für variable Strombegrenzungen der Harmonischen aufweisen. Das heißt, in Übereinstimmung mit den EMC Spezifikationen in verschiedenen Ländern können verschiedene Pegel von Lade- und Entladeströmen für die Unterdrückung von Harmonischen gewählt werden. Dies kann auch automatisch durchgeführt werden, indem ein jeweiliger Schalter zwischen den Ausgang des Gleichrichters B und einen jeweiligen Anschluss (zweiten Anschluss) der zweiten primären Wicklung SPW geschaltet wird.

Alternativ oder zusätzlich dazu können mehrere zweite primäre Wicklungen SPW bereitgestellt werden.

GEWERBLICHE ANWENDBARKEIT

In Sperrwandler-Schaltnetzteilen SMPS wird die "Ladungspumpen"-Technik verwendet, um die Harmonischen des Netzstroms zu begrenzen. Da die bekannte Ladungspumpen- Technik, die in Sperrwandlern SMPS verwendet wird, das Problem eines hohen Leistungsverlusts in dem Schaltelement aufweist, schlägt die Erfindung eine neue Ladungspumpe CP vor, bei der ein PFC Kondensator G mit einer zusätzlichen zweiten primären Wicklung SPW des Transformators TR verbunden ist. Mit Hilfe der zusätzlichen zweiten primären Wicklung SPW wird die Belastung an dem Schaltelement stark verringert, ohne die Begrenzung der Netzharmonischen-Unterdrückung zu beeinträchtigen und ohne irgendein Snubber- oder Spannungsklemmnetz zu verwenden.

Das Sperrwandler-Schaltnetzteil der Erfindung kann nicht nur in Fernsehgeräten verwendet werden. Es kann in verschiedenen Anwendungen verwendet werden, bei denen eine Spannungsumwandlung von einer Eingangswechselspannung in einen Ausgangswechsel/Gleichspannung gewünscht ist. Es kann für eine Aufwärts- und Abwärtsumwandlung in Abhängigkeit von dem Windungsverhältnis des Schalttransformators TR verwendet werden.

Verschiedene Modifikationen und Veränderungen der Erfindung können innerhalb der Lehren der Erfindung, wie hier offenbart, ausgeführt werden. Insbesondere kann die Erfindung Ausführungsformen umfassen, die Merkmale und Schritte umfassen, die in der Beschreibung, den Ansprüchen und den Zeichnungen getrennt beschrieben und dargestellt worden sind.

Bezugszeichen in den Ansprüchen dienen der Verdeutlichung und engen den Umfang dieser Ansprüchen nicht ein.


Anspruch[de]
  1. 1. Sperrwandler-Schaltnetzteil (SMPS) für einen sinusförmigen Leistungsverbrauch, umfassend:
    1. a) einen Gleichrichter (B) zum Gleichrichten einer Eingangswechselspannung (VACi) von einer Wechselstromquelle in eine gleichgerichtete Eingangsgleichspannung (VDCi);
    2. b) einen Transformator (TR) mit einer ersten primären Wicklung (FPW) mit einem ersten und einem zweiten Anschluss (T11, T12) und einer sekundären Wicklung (SW);
    3. c) ein erstes kapazitives Element (H), das zwischen den zweiten Anschluss (T12) der ersten primären Wicklung (SPW) und ein Referenzpotential (GND) zum Glätten der gleichgerichteten Eingangsgleichspannung (VDCi) geschaltet ist;
    4. d) ein Schaltelement (K), das mit dem ersten Anschluss (T11) der ersten primären Wicklung (FPW) verbunden ist, für eine getaktete Anlegung der geglätteten gleichgerichteten Eingangsgleichspannung (VDCi) an die erste primäre Wicklung (FPW);
    5. e) eine Steuereinrichtung (L) zum Triggern des Schaltelements (K) mit einem Triggersignal (TS) einer vorgegebenen Schaltfrequenz; und
    6. f) eine Ladungspumpe (CP), um an das Schaltelement (K) einen Unterdrückungsstrom (ISUP) für Harmonische zuzuführen und einen derartigen aus dem Schaltelement (K) zu extrahieren; wobei
    7. g) der Transformator (TR) wenigstens eine zweite primäre Wicklung (SPW) aufweist, die getrennt von der ersten primären Wicklung (FPW) ist und einen ersten Anschluss (T12), der mit dem Referenzpotential (GND) verbunden ist, und wenigstens einen zweiten Anschluss (T22) aufweist; und
    8. h) die Ladungspumpe (CP) die zweite primäre Wicklung (SPW), ein zweites kapazitives Element (K), das zwischen den Ausgang des Gleichrichters (B) und den zweiten Anschluss (T22) der zweiten primären Wicklung (SPW) geschaltet ist, und ein Gleichrichtungselement (E), das zwischen den Ausgang des Gleichrichters (B) und den zweiten Anschluss (T12) der ersten primären Wicklung (FPW) geschaltet ist, umfasst; und wobei
    9. i) die Anzahl von Windungen in der zweiten primären Wicklung (SPW) so gewählt ist, dass die Spannung (Vd), die über dem ersten und zweiten Anschluss (T21, T22) der zweiten primären Wicklung (SPW) erzeugt wird, kleiner als der Spitzenwert der gleichgerichteten Eingangsgleichspannung (VDCi) ist, um ein Totzeitintervall (Tde) zu verursachen, in dem kein Schaltstrom durch das zweite kapazitive Element (G) fließt.
  2. 2. Sperrwandler-Schaltnetzteil (SMPS) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Rückkopplungsschaltung vorgesehen ist, um an die Steuereinrichtung (L) eine Spannung zurückzuführen, die von der sekundären Wicklung (SW) abgeleitet ist, wobei die Steuereinrichtung (L) das Triggersignal (TS) mit einer Schaltfrequenz erzeugt, die proportional zu der Rückkopplungsspannung ist.
  3. 3. Sperrwandler-Schaltnetzteil (SMPS) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite primäre Wicklung (SPW) zwei oder mehrere zweite Anschlüsse umfasst.
  4. 4. Sperrwandler-Schaltnetzteil (SMPS) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Drosselspule (D) zwischen den Ausgang des Gleichrichters (B) und den Eingang des Gleichrichtungselements (E) geschaltet ist.
  5. 5. Sperrwandler-Schaltnetzteil (SMPS) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das erste und/oder zweite kapazitive Element (H; G) einen Kondensator umfasst.
  6. 6. Sperrwandler-Schaltnetzteil (SMPS) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Gleichrichter (B) von einem Brückengleichrichter gebildet wird.
  7. 7. Sperrwandler-Schaltnetzteil (SMPS) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Gleichrichtungselement (E) durch eine Diode gebildet wird.
  8. 8. Sperrwandler-Schaltnetzteil (SMPS) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltelement (K) von einen MOS-Transistor gebildet wird.
  9. 9. Sperrwandler-Schaltnetzteil (SMPS) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die vorgegebene Schaltfrequenz zwischen 40 bis 120 KHz ist.
  10. 10. Fernsehgerät, umfassen ein Sperrwandler-Schaltnetzteil (SMPS) nach einem oder mehreren der Ansprüche 1-9.
  11. 11. Sperrwandler-Schaltnetzteil (SMPS) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Wechselstromquelle (ACS) direkt mit dem Gleichrichter (B) ohne Zwischenschaltung von kapazitiven oder induktiven Elementen verbunden ist.
  12. 12. Sperrwandler-Schaltnetzteil (SMPS) für eine sinusförmige Leistungsaufnahme, umfassend:
    1. a) einen Gleichrichter (B) zum Gleichrichten einer Eingangswechselspannung (VACi) von einer Wechselstromquelle (ACS) in eine gleichgerichtete Eingangswechselspannung (VDCi);
    2. b) einen Transformator (TR) mit einer ersten primären Wicklung (FPW) mit einem ersten und einem zweiten Anschluss (T11, T12) und einer sekundären Wicklung (SW);
    3. c) ein erstes kapazitives Element (H), das zwischen den zweiten Anschluss (T12) der ersten primären Wicklung (SPW) und ein Referenzpotential (GND) zum Glätten der gleichgerichteten Eingangsgleichspannung (VDCi) geschaltet ist;
    4. d) ein Schaltelement (K), das mit dem ersten Anschluss (T11) der ersten primären Wicklung (FPW) verbunden ist, für eine getaktete Anlegung der geglätteten gleichgerichteten Eingangsgleichspannung (VDCi) an die erste primäre Wicklung (FPW);
    5. e) eine Steuereinrichtung (L) zum Triggern des Schaltelements (K) mit einem Triggersignal (TS) einer vorgegebenen Schaltfrequenz; und
    6. f) eine Ladungspumpe (CP), um an das Schaltelement (K) einen Unterdrückungsstrom (ISUP) für Harmonische zuzuführen und einen derartigen aus dem Schaltelement (K) zu extrahieren;
    7. g) der Transformator (TR) wenigstens eine zweite primäre Wicklung (SPW) aufweist, die getrennt von der ersten primären Wicklung (FPW) ist und einen ersten Anschluss (T12), der mit dem Referenzpotential (GND) verbunden ist, und wenigstens einen zweiten Anschluss (T22) aufweist; und
    8. h) die Ladungspumpe (CP) die zweite primäre Wicklung (SPW), ein zweites kapazitives Element (K), das zwischen den Ausgang des Gleichrichters (B) und den zweiten Anschluss (T22) der zweiten primären Wicklung (SPW) geschaltet ist, und ein Gleichrichtungselement (E), das zwischen den Ausgang des Gleichrichters (B) und den zweiten Anschluss (T12) der ersten primären Wicklung (FPW) geschaltet ist, umfasst; und wobei
    9. i) die Wechselstromquelle (ACS) direkt mit dem Gleichrichter (B) ohne Zwischenschaltung von kapazitiven oder induktiven Elementen verbunden ist.
  13. 13. Sperrwandler-Schaltnetzteil (SMPS) nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl von Windungen in der zweiten primären Wicklung (SPW) so gewählt ist, dass die Spannung (Vd), die über dem ersten und zweiten Anschluss (T21, T22) der zweiten primären Wicklung (SPW) erzeugt wird, kleiner als der Spitzenwert der gleichgerichteten Eingangsgleichspannung (VDCi) ist, um ein Totzeitintervall (Tde) zu verursachen, in dem kein Schaltstrom durch das zweite kapazitive Element (G) fließt.






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