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Dokumentenidentifikation DE10054585C2 24.07.2003
Titel Spannungsregler
Anmelder Infineon Technologies AG, 81669 München, DE
Erfinder Wachter, Franz, Villach, AT;
Aichriedler, Leo, Villach, AT
Vertreter Westphal, Mussgnug & Partner, 80336 München
DE-Anmeldedatum 03.11.2000
DE-Aktenzeichen 10054585
Offenlegungstag 23.05.2002
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 24.07.2003
Veröffentlichungstag im Patentblatt 24.07.2003
IPC-Hauptklasse G05F 1/56
IPC-Nebenklasse G05F 1/575   G05F 1/565   G05F 3/16   

Beschreibung[de]

Die Erfindung betrifft einen linearen Spannungsregler zum Versorgen einer an seinen Ausgang anschließbaren Last, der insbesondere einen Operationsverstärker mit zwei Differenzeingängen und einem Ausgang sowie eine Referenzspannungsquelle, an die einer der beiden Differenzeingänge angeschlossen ist und die eine Referenzspannung erzeugt, aufweist. Des Weiteren sind ein Transistor, dessen Steueranschluss mit dem Ausgang des Operationsverstärkers gekoppelt ist und dessen gesteuerte Strecke zwischen einen Pol einer Versorgungsspannung und den Ausgang des Spannungsreglers geschaltet ist, und ein Rückkopplungsnetzwerk, das zwischen den Ausgang des Spannungsreglers und den anderen Eingang des Operationsverstärkers geschaltet ist, vorgesehen, wobei eine mit dem einen Eingang des Operationsverstärkers zuordenbaren Signalzweig und dem Ausgang des Spannungsreglers gekoppelte Einrichtung zum Subtrahieren eine der Last am Ausgang des Spannungsreglers entsprechende Kompensationsspannung von der Referenzspannung subtrahiert.

Ein derartiger Spannungsregler ist beispielsweise aus der US 5,408,173 A bekannt. Aus der EP 0 990 967 A2 ist es zudem bekannt, den Laststrom durch eine Last über einen Hilfstransistor zu bestimmen, welcher mit dem Laststrom einen gemeinsamen Steueranschluss besitzt.

Lineare Spannungsregler in BICDMOS-, Bipolar, CMOS- oder DMOS-Technologie werden in der Automobiltechnik beispielsweise zur Spannungsversorgung von CAN-Bus-Transceivern (CAN-Bus = Controller Area Network Bus) eingesetzt.

Bei variabler Eingangsspannung ist dabei die Ausgangsspannung mit einem maximal zulässigen Fehler von ±4% über Fertigung, Last und Temperatur auf eine Spannung von 5 V auszuregeln. Da der CAN-Bus-Tranceiver je nach Betriebszustand extreme Lastsprünge am Spannungsregler verursacht, wird die geregelte Spannung üblicherweise mit einem externen Kondensator im Kapazitätsbereich von 1 µF bis 100 µF gestützt. Innerhalb dieses großen kapazitiven Lastbereiches ist für die Stabilität des Regelkreises zu garantieren. Dies gilt auch bei vollständigem Lastabfall.

Ein üblicher linearer Spannungsregler ist beispielsweise aus U. Tietze, Halbleiter-Schaltungstechnik, 9. Aufl. 1990, Abb. 18.11, S. 544 bekannt und in Fig. 1 der Zeichnung gezeigt.

Unter der Annahme eines idealen Operationsverstärkers OP ergibt sich die Ausgangsspannung Vout in Abhängigkeit von über einen MOS-Transistor T angesteuerten Rückkopplungswiderständen R1 und R2 sowie einer am Eingang des Operationsverstärkers OP anliegenden Referenzspannung Vref zu





Zur Untersuchung der Stabilität des Regelkreises sei nun die Übertragungsfunktion der offenen Schleife mit Hilfe des in Fig. 2 dargestellten Kleinsignalersatzschaltbildes betrachtet.

Unter der Annahme, das der Rückkopplungs-Widerstandsteiler mit den Rückkopplungswiderständen R1 und R2 hochohmig gegenüber einem an dem Ausgang out angeschlossenen Lastwiderstand RL ist (R1 + R2 >> RL||R0), kann man den Regelkreis in der gezeigten Weise aufschneiden. Zur Berechnung der Übertragungsfunktion vout/vin gilt dann





und





Aus den Gleichungen 2.2 und 2.3 ergibt sich somit





wobei A die komplexe Spannungsverstärkung des Operationsverstärkers OP, gm die Transkonduktanz des MOS-Transistors T, ro der differentielle Ausgangswiderstand des MOS-Transistors T, k1 eine Konstante und ZL die komplexe Lastimpedanz (Widerstand RL und Kondensator CL) darstellen. Betrachtet man nur harmonische Vorgänge, gilt für die Last





Vernachlässigt man in der Spannungsverstärkung des Operationsverstärkers OP die Pole und Nullstellen höherer Ordnung, dann gilt in Abhängigkeit von der Kreisfrequenz ω:





wobei ωA für die Eckfrequenz des Operationsverstärkers OP steht.

Setzt man Gleichungen 2.6 und 2.7 in Gleichung 2.5 ein, ergibt sich für die Übertragungsfunktion des offenen Kreises mit V als Verstärkung und k2 als Teilerfaktor des Widerstandsteilers





Es entstehen zwei Pole ωp1 und ωp2, die bei einer realistischen Dimensionierung sehr nahe aneinander zu liegen kommen. Erfüllt man die Forderungen an Regelgenauigkeit und Offset des linearen Spannungsrreglers, benötigt man eine hohe Spannungsverstärkung A0 des Operationsverstärkers OP, wodurch die Phasenreserve sehr klein bzw. bei entsprechender Lage der Singularitäten höherer Ordnung sogar negativ wird. Damit neigt der Regelkreis zur Instabilität. Ein derartiger Spannungsregeler ist beispielsweise aus der DE 696 05 915 T2 bekannt.

Die zu einer Stabilisierung der Schaltung notwendige Bedingung ωA << ωL lässt sich nicht umsetzen, da eine externe Frequenzkompensation in der Regel nicht erwünscht ist. Integrierte Kapazitäten können aber nur mit einem sehr hohem Flächenaufwand realisiert werden, was einen nicht zu vernachlässigenden zusätzlichen Aufwand darstellen würde.

Aus der US 5,408,173 A ist bekannt, die Referenzspannung in Abhängigkeit des Ausgangsstroms zu verändern, wobei hier ein Strommesswiderstand im Lastpfad angeordnet ist. Dieser Widerstand im Lastpfad ist jedoch aufgrund seines Leistungsverbrauchs von Nachteil.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, einen Spannungsregler anzugeben, der die Nachteile des Spannungsreglers nach Fig. 1 nicht aufweist und ohne Strommesswiderstand im Lastpfad auskommt.

Die Aufgabe wird gelöst durch einen Spannungsregler gemäß Patentanspruch 1. Ausgestaltungen und Weiterbildungen des Erfindungsgedankens sind Gegenstand von Unteransprüchen.

Durch die Lastabhängigkeit der Führungsgröße wird vorteilhafterweise eine Schleife im eigentlichen Regelkreis gebildet, deren Übertragungsfunktion eine Grenzfrequenz aufweist, die wesentlich höher als die Grenzfrequenz des innen nicht gegengekoppelten Verstärkers ist. Die Verschiebung der inneren Grenzfrequenz bewirkt die Stabilität des äußeren Kreises. Bei gleichbleibender Bandbreite wird dabei nur die Verstärkung durch die innere Gegenkoppelung reduziert.

Erreicht wird dies bei einem Spannungsregler der eingangs genannten Art dadurch, dass ein weiterer Transistor vorgesehen ist, dessen Steueranschluss mit dem Steueranschluss des einen Transistors verbunden ist und dessen gesteuerte Strecke unter Zwischenschaltung eines Widerstands der Laststrecke des anderen Transistors parallel geschaltet ist. Mit Hilfe des weiteren Transistors wird an dem Widerstand die lastabhängige Spannung abgebildet, die dann weiterverarbeitet werden kann. Die beiden Transistoren sind vorzugsweise aufeinander abgestimmt.

Bevorzugt wird dabei durch die Einrichtung zum Erzeugen der Kompensationsspannung der in die Last fließenden Strom ausgewertet.

Dabei kann als Transistor ein MOS-Feldeffekttransistor vorgesehen werden, der eine Schwellspannung aufweist und an dem eine Gate-Source-Spannung anliegt, wobei die Kompensationsspannung gleich der Differenz von Gate-Source-Spannung und Schwellspannung multipliziert mit einer Konstanten ist.

Vorzugsweise ist die Konstante dabei möglichst hoch, d. h. so hoch, dass die gestellten Anforderungen an den Gleichstrom- Ausgangswiderstand gerade noch erfüllt werden.

Der Strom durch die gesteuerte Strecke des weiteren Transistors kann mittels eines Stromspiegels abgenommen und dem Eingangskreis des Operationsspiegel zugeführt werden derart, dass der Ausgangsstrom des Stromspiegels von einem der Referenzspannung entsprechenden Strom im Eingangskreis subtrahiert wird.

Um eine Zentrierung der Ausgangsspannung auf einen mittleren Laststrom zu erreichen, kann der Operationsverstärker zu seinem imanenten Offset einen zusätzlichen Offset erhalten.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert, wobei gleiche Elemente mit gleichen Bezugszeichen versehen sind. Es zeigt:

Fig. 1 das Prinzipschaltbild eines Linearen Spannungsreglers nach dem Stande der Technik,

Fig. 2 das Kleinsignal-Ersatzschaltbild des Spannungsreglers nach Fig. 1,

Fig. 3 das Prinzipschaltbild des Linearen Spannungsreglers nach Fig. 1 bei Störgrößenaufschaltung,

Fig. 4 das Kleinsignal-Ersatzschaltbild des Spannungsreglers nach Fig. 1 zur Berechnung des Ausgangswiderstandes,

Fig. 5 das Kleinsignal-Ersatzschaltbild des Linearen Spannungsreglers nach Fig. 1 bei Störgrößenaufschaltung

Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel eines lastpolstabilisierten Linearreglers gemäß der Erfindung,

Fig. 7 den Verlauf der Ausgangsspannung eines erfindungsgemäßen Spannungsreglers über dem Laststrom,

Fig. 8 den Verlauf des Phasenrands in Abhängigkeit von der kapazitiven Last und

Fig. 9 die Bode Diagramme von kompensiertem und unkompensiertem Verstärker im Vergleich.

Neben ωA << ωL würde auch ωA >> ωL eine stabile Regelung bewirken, wobei die Last den dominanten Pol bildet. Fig. 3 zeigt eine Störgrößenaufschaltung, die das Verlagern von ωA zu größeren Frequenzen hin zum Ziel hat.

In dieser Schaltung wird erfindungsgemäß von der Referenzspannung Vref eine kleine lastabhängige Spannung k1(Vgs - Vtn) subtrahiert, wobei Vtn für die Schwellspannung eines MOS- Feldeffekttransistors vom n-Kanal-Typ steht. Das hat zur Folge, dass mit zunehmender Last die Regelspannung abnimmt, d. h. der Ausgangswiderstand des Reglers nimmt zu. Zur Berechnung des Ausgangswiderstandes wird im folgenden vom entsprechenden Kleinsignal-Ersatzschaltbild nach Fig. 4 ausgegangen:





ergibt durch Eliminierung der Gate-Source Spannung





Unter der Annahme eines idealen Operationsverstärkers OP mit sehr großer Verstärkung A0, sehr großem ro und sehr großem R1 + R2 wird aus Gleichung 2.11





Zugunsten der Stabilität des Regelkreises (siehe unten) ist dabei die Konstante k1 möglichst groß zu wählen, so dass die Anforderungen an den Gleichstrom-Ausgangswiderstand des Spannungsreglers gerade noch erfüllt werden.

Zur Berechnung der Übertragungsfunktion des offenen Kreises wird von einem zu Figur. 2 analogen Kleinsignal-Ersatzschaltbild ausgeangen (Fig. 5):

Die Gleichung 2.3 ändert sich dann zu





Mit 2.4 und 2.5 ergibt sich die Übertragungsfunktion zu





Wie eingangs erläutert errechnet sich der offene Kreis bei einem Übergang zu harmonischen Schwingungen zu





wobei für die Verstärkung und die Pole gilt





Durch die Konstante k1 wird die Verstärkung reduziert, und ωp2 aus Gleichung 2.8 erfährt eine Verschiebung





zu hohen Frequenzen hin. Der Lastpol ωp1' wird dominant, wobei für eine hohe Phasenreserve eine minimale Lastkapazität vorauszusetzen ist.

Nun kann ohne Stabilitätsrisiko A0 sehr groß gewählt werden, was die Regelabweichung der unbelasteten Stabilisierungsschaltung auf die Input-Offsetspannung des differentiellen Eingangspaares minimiert.

Der Ausgangswiderstand hängt dann entsprechend Gleichung 2.12 weitgehend von der Konstante k1 ab und kann gezielt festgelegt werden.

Die Lastabhängigkeit der Führungsgröße aus Fig. 3 bewirkt eine Schleife (Loop) im eigentlichen Regelkreis, dessen Übertragungsfunktion eine Grenzfrequenz aufweist, die wesentlich höher als die Grenzfrequenz des innen nicht gegengekoppelten Verstärkers ist (k1 = 0, Fig. 1). Die Verschiebung der inneren Grenzfrequenz bewirkt die Stabilität des äußeren Kreises. Bei gleichbleibender Bandbreite wird die Verstärkung durch die innere Gegenkoppelung reduziert, was nur einen Einfluss auf den Ausgangswiderstand ausübt.

Fig. 6 zeigt dazu die schaltungstechnische Umsetzung eines erfindungsgemäßen linearen Spannungsreglers. Die Laststrecke (Source-Drain-Strecke) eines NMOS-Feldeffekttransistors T1 ist dabei zwischen den Ausgang out des Spannungsreglers und das positive Versorgungspotential VDD geschaltet. Parallel dazu ist über einen Widerstand R3 die Laststrecke (Source- Drain-Strecke) eines weiteren NMOS-Feldeffekttransistors T2 geschaltet, der auf den Transistor T1 abgestimmt ist. Zwischen die Laststrecke (Source-Drain-Strecke) des Transistors T2 und das Versorgungspotential VDD ist der durch einen Transistor T8 gebildete Eingangszweig eines Stromspiegels geschaltet. Die Steueranschlüsse (Gates) der beiden Transistoren T1 und T2 sind miteinander sowie mit dem Ausgang einer Treiberstufe DA verbunden.

Die Treiberstufe DA wird durch eine Differenzverstärkerstufe angesteuert, die ein über Emitterwiderstände R4 und R5 emittergekoppeltes und aus einer emitterseitigen Stromquelle CS gespeistes bipolares Transistorpaar mit Transistoren T4 und T5 aufweist. In die Kollektorzweige des Transistorpaares (Transistoren T4 und T5) ist eine durch einen weiteren Stromspiegel (MOS-Feldeffekttransistoren T5 und T6) gebildete differentielle Last geschaltet. An den Kollektor eines Transistors (Transistor T3) des Transistorpaares ist dabei der Eingang der Treiberstufe DA angeschlossen. Dieser Transistor T3 ist über seine Basis mit dem Abgriff eines zwischen den Ausgang out und ein Bezugspotential VSS geschalteten, Widerstände R1 und R2 aufweisenden Spannungsteiler angeschlossen.

Der Emitter des anderen Transistors T4 des Transistorpaares, dessen Basis mit der Referenzspannung Vref beaufschlagt ist, ist mit dem Ausgangszweig (Transistor T7) des einen Stromspiegels verbunden, dessen Eingangszweig durch den Transistor T8 gebildet wird. Auf diese Weise wird von einem durch die Referenzspannung Vref hervorgerufenen Emitterstrom ein lastabhängiger Strom abgezogen.

Der Transistor T1 ist also das laststromführende Stellglied. Die Rückkoppelung an den invertierenden Eingang eines Miller- Verstärkers (T3-T6) führt über den Spannungsteiler R1 und R2. Die Emittergegenkoppelungswiderstände R4, R5 dienen zur Einstellung der Verstärkung des offenen Kreises. Um den durch die hohe Gate-Kapazität des Stellgliedes verursachten zusätzlichen Pol zu hohen Frequenzen hin zu schieben, wird das Gate des Transistors T1 über einen Buffer niederohmig angesteuert. Bei Bedarf kann die innere Schleife (Loop) durch einen Kondensator C1 stabilisiert werden.

Mit Hilfe des auf den Transistor T1 abgestimmten Transistors T2 wird an R3 die lastabhängige Spannung Vgs - Vtn abgebildet. Über den Stromspiegel T7, T8 wird lastabhängig die Emitterspannung von T4 beeinflusst, was einer Änderung der Referenzspannung an dessen Basis äquivalent ist. Die oben angewendete Konstante k1 berechnet sich somit zu





wobei w für die Weite und l für die Kanallänge des jeweiligen PMOS-Feldeffekttransistors steht. Vorteilhafterweise wird R3 abgestimmt auf die Widerstände R4 und R5 am Layout plaziert.

Das Gleichstrom-Verhalten des linearen Spannungsreglers zeigt das Diagramm in Fig. 7. Die Konstante k1 liegt in diesem Fall bei k1 = 1/30. Der Regler ist mit einem systematischen Offset versehen, um eine Zentrierung der Ausgangsspannung auf einen mittleren Laststrom zu erreichen.

Die Wechselstrom-Stabilitätsanalyse bei offener Schleife (Open Loop) liefert das aus Fig. 8 ersichtliche Bode-Diagramm. In Abhängigkeit von der Lastkapazität ist dabei die Phasenreserve aufgetragen.

Im Arbeitsbereich zwischen CL = 1 µF bis 100 µF liegt die Phasenreserve immer über φR = 60°, womit ein annähernd aperiodisches Einschwingverhalten im geschlossenen Kreis erreicht wird.

Größere Kapazitäten wirken stabilisierend, bei einem nach unten erweiterten Kapazitätsbereich bis CL = 1 nF ist die zu erwartende Phasenreserve immer noch größer als φR = 50°.

Eine Gegenüberstellung des kompensierten Reglers (k1 = 1/30) mit einer äquivalenten nicht kompensierten Spannungsregelung (k1 = 0) bei gleichen Lastverhältnissen ist der Fig. 9 zu entnehmen.

Die Verstärkung reduziert sich bei Kompensation von V = 72.6 dB auf V' = 22.3 dB, fp1 = 3.8 kHz verschiebt sich durch die konstante Last nur minimal zum Lastpol fp1' = 3.5 kHz. Der Verstärkerpol fp2 erfährt eine Transformation von fp2 = 181.6 Hz auf eine Frequenz von fp2' = 59.4 kHz.

Damit kommt im Bodediagramm der kompensierten Stabilisierungsschaltung der zweite Pol erst bei Frequenzen über dem Nulldurchgang des Amplitudenganges zu liegen, was Stabilität im geschlossenen Kreis garantiert.

Dieses Prinzip lässt sich auf alle Linearregler anwenden, bei denen eine direkte (Iout) oder indirekte Messung des Ausgangsstromes (Vgs, Vbe des Stelltransistors) möglich ist, und die Referenzspannung mit steigendem Laststrom reduziert werden kann.


Anspruch[de]
  1. 1. Spannungsregler zum Versorgen einer an seinen Ausgang anschließbaren Last (RL, CL) mit

    einem Operationsverstärker (OP), der zwei Differenzeingänge und einen Ausgang aufweist,

    einer Referenzspannungsquelle (Q), an die einer der beiden Differenzeingänge angeschlossen ist und die eine Referenzspannung (Vref) erzeugt,

    einem Transistor (T, T1), dessen Steueranschluss mit dem Ausgang des Operationsverstärkers (OP) gekoppelt ist und dessen gesteuerte Strecke zwischen einen Pol einer Versorgungsspannung (VDD) und den Ausgang (out) des Spannungsreglers geschaltet ist,

    einem Rückkopplungsnetzwerk (R1, R2), das zwischen den Ausgang (out) des Spannungsreglers und den anderen Eingang des Operationsverstärkers (OP) geschaltet ist, und

    einer mit dem einem Eingang des Operationsverstärkers (OP) zuordenbaren Signalzweig und dem Ausgang (out) des Spannungsreglers gekoppelten Einrichtung zum Subtrahieren einer der Last am Ausgang (out) des Spannungsreglers entsprechenden Kompensationsspannung von der Referenzspannung (Vref), dadurch gekennzeichnet, dass in der Einrichtung zum Subtrahieren einer Kompensationsspannung von der Referenzspannung

    ein weiterer Transistor (T2) vorgesehen ist, dessen Steueranschluss mit dem Steueranschluss des einen Transistors (T1) verbunden ist und dessen gesteuerte Strecke unter Zwischenschaltung eines Widerstands (R3) der Laststrecke des anderen Transistors (T1) parallel geschaltet ist.
  2. 2. Spannungsregler nach Anspruch 1, bei dem die Einrichtung zum Erzeugen der Kompensationsspannung den in die Last (RL, CL) fließenden Strom (iout) auswertet.
  3. 3. Spannungsregler nach Anspruch 1 oder 2, bei dem als Transistor (T, T1) ein MOS-Feldeffekttransistor vorgesehen ist, der eine Schwellspannung (vtn) aufweist und an dem eine Gate-Source-Spannung (vgs) anliegt, und die Kompensationsspannung gleich der Differenz von Gate- Source-Spannung (vgs) und Schwellspannung, (vtn) multipliziert mit einer bestimmten Konstanten ist.
  4. 4. Spannungsregler nach Anspruch 3, bei dem die Konstante (k1) möglichst hoch ist.
  5. 5. Spannungsregler nach einem der vorherigen Ansprüche, bei dem die beiden Transistoren (T1, T2) aufeinander abgestimmt sind.
  6. 6. Spannungsregler nach einem der vorherigen Ansprüche, bei dem der Strom durch die gesteuerte Strecke des weiteren Transistors (T2) mittels eines Stromspiegels (T7, T8) abgenommen und dem Eingangskreis des Operationsverstärkers (OP) zugeführt wird derart, dass der Ausgangsstrom des Stromspiegels (T7, T8) von einem der Referenz Spannung (Vref) ent sprechenden Strom im Eingangskreis subtrahiert wird.
  7. 7. Spannungsregler nach einem der vorherigen Ansprüche, bei dem der Operationsverstärker (OP) zu seinem imanenten Offset einen zusätzlichen Offset erhält.






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