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Dokumentenidentifikation DE10247593A1 24.07.2003
Titel Linearmotor-Steuerung mit Triac und Phasenregelkreis (PLL)
Anmelder Redlich, Robert W., Athens, Ohio, US
Erfinder Redlich, Robert W., Athens, Ohio, US
Vertreter Götz & Küchler, 90402 Nürnberg
DE-Anmeldedatum 11.10.2002
DE-Aktenzeichen 10247593
Offenlegungstag 24.07.2003
Veröffentlichungstag im Patentblatt 24.07.2003
IPC-Hauptklasse H02K 33/10
Zusammenfassung Ein Triac und ein Phasenregelkreis (PLL) werden zur Steuerung der Amplitude der Hin- und Herbewegung eines Wechselstrom-Linearmotors verwendet. Der Phasenregelkreis erzeugt ein Rechteck-Wellensignal, das mit einer Wechselstromquelle synchronisiert ist, aber im wesentlichen gegenüber elektrischen Störungen aus der Stromquelle unempfindlich ist. Die Phase des Rechteck-Wellensignals läßt sich mit einem Amplituden-Steuerungssignal variieren, und Triac-Zündimpulse werden bei den Sprungstellen des Rechteck-Wellensignals erzeugt.

Beschreibung[de]
TECHNISCHES GEBIET

Die Erfindung entstammt dem allgemeinen Gebiet elektrischer Motorsteuerungen. Im Besonderen benutzt die Erfindung einen Triac und einen Phasenregelkreis (PLL), um die Hin- und Herbewegungsamplitude eines Wechselstrom-Motors für Linearbewegungen derart zu steuern, dass Netzstörungsimpulse wenig Einfluß auf die Amplitude oder Phase der Hin- und Herbewegung haben.

HINTERGRUND

Triac Steuerungen (Ref. 2) bieten eine kostengünstige Möglichkeit, um die Hin- und Herbewegungsamplitude von Wechselstrom-Motoren für Linearbewegungen (Ref. 1) zu kontrollieren. Gemäß Stand der Technik haben sie jedoch den Nachteil, dass sie auf elektrische Störungsimpulse aus dem Wechselstromnetz ansprechen, wenn die Impulsspitzenspannung hoch genug ist, bei der Versorgungsnetzspannung Nulldurchgänge zu verursachen. Ein ungewollter Nulldurchgang wird gemäß vorbekannter Steuerungstechnik als normaler Nulldurchgang verarbeitet. Da die bisher bekannte Triac-Steuerungstechnik Triac- Ansteuerimpulse erzeugt, die bezüglich Nulldurchgänge der Netzspannung zeitgesteuert sind, kann aus einem Netzstörungs-Impuls ein ungewollter Triac- Ansteuerimpuls entstehen. Wenn der Linearmotor eine Freikolben-Maschine wie z. B. eine Stirling-Kältemaschine antreibt, kann eine zeitlich falsche Triac- Ansteuerung der Maschine Schaden zufügen oder die Amplitudensteuerung beeinträchtigen.

Mittels einer elektrischen Filterung der Netzspannung läßt sich die Netzstörung vermindern, aber eine Unterdrückung mittels Filtern der Netzstörungsimpulse, die sehr nahe im Bereich normaler Nulldurchgänge liegen, bis zu dem Punkt, wo ungewollte Nulldurchgänge nicht auftreten können, ist nicht praktikabel.

KURZE DARSTELLUNG DER ERFINDUNG

Erfindungsgemäß werden ein Triac und ein Phasenregelkreis zur Steuerung der Hin- und Herbewegungsamplitude eines Linearmotors verwendet, wobei eine wesentliche Isolation gegenüber Beeinträchtigungen durch Netzstörungsimpulse erfolgt. Die Amplitudensteuerung wird erfindungsgemäß wie im Stand der Technik durch Anlegen der Serienkombination aus Motor und Triac an eine Wechselstrom- Versorgungsquelle und durch Variieren der Phase der Triac-Ansteuerungsimpulse relativ zur Netzspannungsquelle erreicht. Erfindungsgemäß wird vom Stand der Technik dadurch abgewichen, dass die Ansteuerungsimpulse bei den Sprungstellen des Rechteck-Ausgangssignals eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) erzeugt werden, der Teil eines Phasenregelkreises (PLL) ist. Der VCO wird frequenzmäßig mit der Wechselspannungs-Versorgungsquelle durch den PLL synchronisiert, ist aber praktisch gegenüber Netzspannungs- Störungsimpulsen abgeschirmt. Erfindungsgemäß werden die Phase des VCO- Ausgangs und damit der Triac-Ansteuerimpulse relativ zur Netzspannung mit einer Steuerspannung variiert, die zur Differenz zwischen einer ersten, zu einer "Amplituden-Sollwert"-Spannung proportionalen Spannung und einer zweiten Spannung proportional ist, die zu einem Istwert der Hin- und Herbewegungsamplitude proportional ist. Eine Verminderung des Amplituden- Istwerts ergibt eine voreilende Phasenverschiebung der Ansteuerimpulse, was eine negative Rückkopplung darstellt, wodurch die Hin- und Herbewegungsamplitude des Motors auf einem Sollwert gehalten wird, der durch die Amplituden-Sollwertspannung bestimmt ist.

Gemäß einer Ausbildung der Erfindung wird eine zur Hin- und Herbewegungsamplitude des Linearmotors proportionale Spannung durch Analog- oder Digital-Berechnung auf der Basis einer Ersatzschaltung für den Linearmotor abgeleitet. Dadurch werden die Kosten und Komplexität eines Positionsaufnehmers vermieden.

Die Grundkomponenten des Phasenregelkreises, der erfindungsgemäß verwendet wird, können Teile eines einzigen integrierten Schaltkreises sein (z. B. Typ 4046, siehe Ref. 4).

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild der Erfindung.

Fig. 2 zeigt einen Schaltplan einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung.

Fig. 3 zeigt einen Schaltplan eines elektrischen Analogons eines Linearmotors.

Fig. 4 zeigt, wie das Variieren des Steuersignals auf den Motorstrom und auf mehrere bedeutsame Spannungen in der Steuerung wirkt.

Fig. 5 zeigt die Kennlinie des Phasendetektors gemäß Erfindung und veranschaulicht, wie das Steuersignal zur Änderung der Phase des spannungsgesteuerten Oszillators relativ zur Netzspannung verwendet wird.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG

Gemäß Fig. 1 sind ein Linearmotor MOTOR mit den Anschlußpunkten M1 und M2 und ein Triac mit den Hauptelektroden MT1 und MT2 und einer Gateelektrode G in Serie parallel zu einem Wechselstrom-Netz verbunden, dessen Anschlußpunkte L1 und L2 sind. An G gelegte Ansteuerimpulse lassen den Triac praktisch zum Kurzschluß werden, so dass die Netzspannung V an den Motor gelegt wird. Nach Ansteuerung bleibt der Triac im Kurzschlußzustand, bis der Strom I zu Null wird, woraufhin der Triac praktisch einen Leerlauf verursacht und den nächsten Ansteuer-Impuls erwartet. Eine Steuerung der Hin- und Herbewegungsamplitude des Motors wird erfindungsgemäß durch Kontrolle der Zeit des Auftretens von Ansteuerimpulsen relativ zu Nulldurchgängen von V erreicht. Wenn Ansteuerimpulse Nulldurchgängen von V um eine Zeit vorausgehen, die im Vergleich zur Periode von V relativ kurz ist, bleibt der Triac für nur einen kleinen Teil des Wechselstrom-Zyklusses im Kurzschlußzustand, und die Motoramplitude wird klein. Mit Zunahme der Zeit zwischen einem Auslöseimpuls und dem nächsten Nulldurchgang von V, d. h., Ansteuerimpulse eilen V phasenmäßig zunehmend vor, bleibt der Triac für einen größeren Bruchteil des Wechselstrom-Zyklusses im Kurzschlußzustand, und die Motoramplitude nimmt zu.

Gemäß Erfindung werden Ansteuerimpulse bei den Übergängen eines Rechteck- Wellensignals erzeugt, das frequenzmäßig auf die Netzspannung V synchronisiert ist, und deren Phase relativ zu V kann mit der Steuerspannung VCTL variiert werden. Eine Isolation gegenüber Auswirkungen elektrischer Störimpulse auf der Netzleitung wird erfindungsgemäß durch Verwendung eines Phasenregelkreises (PLL) erreicht, um das Rechteck-Wellensignal zu erzeugen, wovon die Ansteuerimpulse abgeleitet werden, wie nachstehend beschrieben.

Gemäß Fig. 1 ist ein Widerstandsspannungsteiler R1, R2 an L1 und L2 gelegt. Die verminderte Abbildung der Netzspannung, die am gemeinsamen Knotenpunkt von R1 und R2 auftritt, bildet einen ersten Eingang eines PHASENKOMPARATORS, dessen zweiter Eingang der Ausgang eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) ist. Der VCO-Ausgang (bezeichnet mit VCOout) ist ein Rechteck-Wellensignal, dessen Frequenz durch den VCO- Eingang (bezeichnet mit VCOin) bestimmt wird. Der Ausgang des PHASENKOMPARATORS (PCout) wird, gefiltert mittels eines Tiefpasses FILTER, an einen Differenzverstärker (bezeichnet mit DIFF) gelegt, welcher eine Steuerspannung VCTL von dem gefilterten PCout subtrahiert und die Differenz an VCOin legt gemäß der Gleichung



VCOin = (gefiltertes PCout - VCTL),



wobei eine geschlossene Phasenregelschleife (PLL) gebildet wird. Wie aus dem Stand der Technik bekannt, wird solch ein PLL die beiden Eingänge mit dem PHASENKOMPARATOR synchronisieren, d. h., der PLL sorgt dafür, dass VCOout dieselbe Frequenz wie das Wechselstromnetz aufweist. Aufgrund der spezifischen Beziehung zwischen VCOin und der Frequenz von VCOout folgt, dass VCOin konstant bleibt, ungeachtet von VCTL, d. h.,



gefiltertes PCout = K1 + VCTL Gleichung 1



wobei K1 = ein Konstantwert von VCOin ist.

Erfindungsgemäß basiert der PHASENKOMPARATOR auf der Exklusiv-ODER- Funktion (X-OR), für die gilt



gefiltertes PCout = K2 × (Phasen-Nacheilung von VCOout bezüglich Wechselstromnetz) Gleichung 2



wobei K2 eine Konstante ist. Aus einer Kombination der Gleichungen 1 und 2 ergibt sich



Phasen-Nacheilung von VCOout bezüglich des Wechselstromnetzes = (1/K2) × (K1 + VCTL) Gleichung 3



Gleichung 3 zeigt, dass VCTL zur Steuerung der Phase von VCOout bezüglich des Wechselstromnetzes verwendet werden kann, wie in Fig. 5 veranschaulicht, wo die Gleichstromkomponente von PCout für einen Exklusiv-ODER- Phasenkomparator gezeigt ist. Zu seiner Stabilität muß der PLL gemäß dem Phasen-Nacheilungsabschnitt der Phasenkomparator-Kennlinie arbeiten, d. h., im linken Bereich der Fig. 5. Gemäß Gleichung 3 wird der Ort des in Fig. 5 mit VCTL = 0 bezeichneten Punkts durch die Konstanten K1 und K2 bestimmt. Durch weiter unten beschriebene Mittel werden K1 und K2 erfindungsgemäß so bestimmt, dass für VCTL = 0 die Phasen-Nacheilung von VCOout bezüglich V den Wert 180 - φ elektrische Grad hat, wobei φ ein kleiner Winkel ist, der normalerweise kleiner als 15 Grad ist. Deshalb werden, wenn VCTL = 0 ist, Ansteuerimpulse, die durch den ANSTEUERUNGSIMPULS-GENERATOR bei den Sprungstellen von VCOout erzeugt werden, den Nulldurchgängen von V um einen kleinen Bruchteil der Periode von V vorausgehen, und die Hin- und Herbewegungsamplitude des Motors wird folglich niedrig sein. Wie ferner aus Fig. 5 und Gleichung 3 hervorgeht, eilt mit abnehmendem VCTL die Phase von VCOout zunehmend vor. Infolgedessen eilen die Ansteuerimpulse den Nulldurchgängen von V um einen größeren Bruchteil der Periode von V voraus, und die Hin- und Herbewegungsamplitude nimmt konsequenterweise zu. Die Wirkungsweise von VCTL wird weiter in Fig. 4 veranschaulicht, welche V, VCOout, Ansteuerimpulse, PCout, gefiltertes PCout und I für zwei Werte von VCTL zeigt. Der obere Teil der Fig. 4 gilt für VCTL nahe Null. Ein abnehmendes VCTL führt dazu, dass gemäß unterem Teil der Fig. 4 die Wellenformen ihren Entsprechungen im oberen Teil der Fig. 4 vorauseilen. Insbesondere verursacht abnehmendes VCTL einen ansteigenden Strom I wegen der zunehmenden Zeit, innerhalb welcher der Triac angesteuert wird. Die rundliche Gestalt der Stromimpulse ist ein Ergebnis der Motorinduktivität, welche den Motorstrom bei und nach dem Nulldurchgang von V aufrechterhält.

Gemäß Fig. 1 wiederum bildet VCTL den Ausgang eines ABWEICHUNGS- VERSTÄRKERS, welcher die Differenz zwischen einer ersten Spannung AMEAS, die proportional zur gemessenen Amplitude der Motorhin- und -herbewegung ist, und einer zweiten Spannung ASET verstärkt, welche proportional zur Soll- Amplitude ist. Abnehmendes AMEAS vermindert VCTL, was eine negative Rückkopplung darstellt, welche AMEAS annähernd gleich ASET hält.

Fig. 2 zeigt eine bevorzugte Erfindungsausbildung, bei welcher ein Exklusiv- ODER-Phasenkomparator X-OR und ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) Elemente eines einzelnen, integrierten Schaltkreises in CMOS-Technologie und mit der allgemeinen Typen-Nummer 4046 (Ref. 4) sind. Bei dieser Ausführung werden K1 durch die Widerstände R3, R4, die Kapazität C1 und die positive Gleichstrom-Versorgungsspannung (+V), und K2 lediglich durch +V bestimmt. R6 und C2 sind Bestandteile des Filter-Teils der Fig. 1.

Die Zeitkonstante R6 × C2 beträgt normalerweise 0,05 Sekunden, was im Vergleich zur Periode eines 60 Hz-Versorgungsnetzes lange ist, so dass die Gleichstrom-Komponente von PCout am +-Anschluß des Differenzverstärkers U1 (DIFF) erscheint, während die Wechselstromkomponenten von PCout stark gedämpft werden. Die Widerstände R7 und R5 bestimmen die Verstärkung von DIFF. Kapazitäten C3, C4, Dioden D1, D2, D3, D4, Widerstand R9, Transistor Q1 und ein negiertes UND-Gatter NAND bilden Bestandteile des ANSTEUERUNGS- IMPULS-GENERATORS. C4, D1 und D4 bilden einen positiven Impuls an der Basis von Q1, wenn VCOout von Masse auf +V übergeht. Das NAND-Gatter, C3, D2 und D3 bilden einen positiven Impuls an der Basis von Q1, wenn VCOout von +V auf Masse übergeht. Q1 ist ein Emitter-Folger, und R8 kontrolliert den Spitzenstrom für den Ansteuerungsimpuls.

Es läßt sich zeigen, dass bei typischen Werten für K1, K2 und die FILTER- Zeitkonstante R6 × C2 ein relativ großer Netzspannungsimpuls jeglicher Amplitude, ausreichend zur Erzeugung eines falschen Nulldurchgangs von einer Millisekunde Dauer, normalerweise nur eine zwei Grad Phasenstörung der Phase von VCOout erzeugen wird, und dass die Störung mit einer Zeitkonstante von etwa 25 Millisekunden exponentiell abnehmen wird. So eine Störung hat praktisch keine Auswirkung, so dass VCOout gegenüber Netzstörungsimpulsen praktisch isoliert ist.

Eine Messung der Hin- und Herbewegungsamplitude des Linearmotors, d. h., von AMEAS, ist zur Amplituden-Rückkopplung notwendig und kann mittels eines Positionsaufnehmers bewerkstelligt werden. Jedoch bildet der Linearmotor selbst einen genauen Geschwindigkeitsaufnehmer (Ref. 3), und wird gemäß einer Erfindungsausführung zur Vermeidung der Kosten und Komplexität separater Aufnehmer verwendet. Fig. 3 zeigt eine Analogschaltung, um AMEAS durch Analog-Berechnung auf der Basis einer Motor-Ersatzschaltung abzuleiten, wobei



α × v = VM - L × (dl/dt) - IR Gleichung 4

Für Gleichung 4 gilt:

  • - α = eine Konstante mit der Einheit [Volt/(Meter/Sekunde)]
  • - v = Geschwindigkeit der sich im Linearmotor bewegenden Magnete (Meter/Sekunde)
  • - L = Motorinduktivität (Henry)
  • - VM = Motorspannung (Volt)
  • - I = Motorstrom (Ampere)
  • - R = Motorwiderstand (Ohm)

Gemäß Fig. 3 wird eine zum Strom I proportionale Spannung erzeugt, indem der Strom I durch einen niedrigen Widerstand RS geleitet wird, der typischerweise 0,2 Ohm beträgt. Eine zu VM proportionale Spannung erscheint am Ausgang des Differenzverstärkers U2. Der invertierende Anschluß von U3 stellt virtuelle Masse dar und summiert die folgende Ströme:

  • - RS × C5 × (dl/dt), der Strom durch C5
  • - RS/R13 × I, der Strom durch R13
  • - [VM × (R11/R10) × (1/R12)], der Strom durch R12.

Mit der Definition K3 = (R11/R10) × (1/R12) beträgt die Summe der drei Ströme



K3 × {-VM + [RS × C5/K3] × dl/dt + [(RS/(K3 × R13)) × I]}.

Durch Wahl von

  • - RS × C3/K3 = L,
  • - RS/(K3 × R13) = R
folgt aus Gleichung 4, dass die Summe der drei Ströme gleich [-K3 × α × v] ist, d. h., die Summe der Ströme ist proportional zur Motorgeschwindigkeit v. Der INTEGRATOR in Fig. 3 integriert die summierten Ströme, und da das Integral über v den Motor-Verstellweg ergibt, folgt, dass



Verstellweg der sich bewegenden Magnete des Linearmotors = K4 × Ausgang von U3, Gleichung 5

In Gleichung 5 ist K4 eine Konstante, die gleich (K3 × α)/C6 ist. R14 ist ein hochohmiger Widerstand, der einen Gleichstrom-Rückkopplungspfad für U3 bildet und praktisch keine Auswirkung auf die Gültigkeit von Gleichung 5 hat.

AMEAS wird von dem praktisch sinusförmigen Ausgangssignal von U3 mittels des VOLLWEG-GLEICHRICHTERs abgeleitet, welcher einen Inverter U4, R15, Gleichrichter-Dioden D1, D2 und ein Tiefpaß-Filter R16, C7 aufweist. Die Zeitkonstante von R16 × C7 ist im Vergleich zur Periode von V lang, so dass AMEAS im wesentlichen proportional zur Spitzenamplitude der Hin- und Herbewegung ist.

Obwohl Fig. 3 eine Analog-Rechenschaltung für AMEAS zeigt, ist der Einsatz eines Digitalrechners für AMEAS im Rahmen der Erfindung ebenfalls möglich.

Resümee: Ein Triac und ein Phasenregelkreis (PLL) werden zur Steuerung der Amplitude der Hin- und Herbewegung eines Wechselstrom-Linearmotors verwendet. Der Phasenregelkreis erzeugt ein Rechteck-Wellensignal, das mit einer Wechselstromquelle synchronisiert ist, aber im wesentlichen gegenüber elektrischen Störungen aus der Stromquelle unempfindlich ist. Die Phase des Rechteck-Wellensignals läßt sich mit einem Amplituden-Steuerungssignal variieren, und Triac-Zündimpulse werden bei den Sprungstellen des Rechteck- Wellensignals erzeugt.


Anspruch[de]
  1. 1. Elektronische Steuereinheit zur Steuerung der Hin- und Herbewegungsamplitude eines Linearbewegungsmotors mit Permanentmagneten, wobei der Motor zwei funktionell vertauschbare, hier mit M1 und M2 bezeichnete, elektrische Anschlüsse besitzt, die Hin- und Herbewegungsamplitude des Motors hier mit A bezeichnet wird, die elektrische Versorgungsquelle zur Herbeiführung der Hin- und Herbewegung des Motors eine hier mit V bezeichnete Wechselspannung ist, die zwei hier mit L1 und L2 bezeichnete, elektrische Anschlüsse besitzt, und die Steuereinheit folgende Elemente aufweist:
    1. a) einen Triac mit einem hier mit G bezeichnetem Steuerungsgate und zwei hier mit MT1 und MT2 bezeichneten Hauptelektroden,
    2. b) eine elektrische Serienschaltung, worin L2 mit M1, M2 mit MT2 und MT1 mit L1 verbunden sind,
    3. c) einen hier mit VCO bezeichneten, spannungsgesteuerten Oszillator mit einer Eingangsspannung, welche seine Frequenz steuert, wobei der Eingang hier mit VCOin bezeichnet ist, und der VCO eine im wesentlichen rechteckig-wellenartige Ausgangsspannung aufweist, die hier mit VCOout bezeichnet ist, und VCOout sukzessive einen von zwei Spannungspegeln aufweist, welche hier mit "high" und "low" bezeichnet sind,
    4. d) einen Ansteuerungsimpuls-Generator, welcher einen Triac- Ansteuerungsimpuls erzeugt, wenn VCOout von high zu low übergeht, und auch wenn VCOout von low zu high übergeht, wobei die Ansteuerungsimpulse zwischen G und MT1 eingesetzt werden,
    5. e) einen Phasenkomparator mit zwei Eingängen, von denen einer VCOout und der andere eine zur Versorgungsspannungsquelle V proportionale Spannung ist, und wobei ein Ausgang des Phasenkomparators hier mit PCout bezeichnet ist,
    6. f) ein Tiefpaßfilter, dessen Eingang PCout ist, und dessen Ausgang hier mit "gefiltertes PCout" bezeichnet wird,
    7. g) einen Verstärker, der die Differenz zwischen einer ersten, hier mit ASET bezeichneten Spannung und einer zweiten, hier mit AMEAS bezeichneten Spannung verstärkt, wobei die erste Spannung proportional zu einem Sollwert der besagten Amplitude A, und die zweite Spannung proportional zu einem Amplituden-Istwert ist, und der Verstärkerausgang nachstehend mit VCTL bezeichnet wird,
    8. h) eine Subtrahierschaltung, welche VCTL vom gefilterten PCout subtrahiert, wobei die Differenz VCOin zum Zwecke der Steuerung der Phase von VCOout relativ zu V zugeführt wird.
  2. 2. Steuereinheit nach Anspruch 1, wobei der VCO und der Phasenkomparator Bestandteile eines einzigen integrierten Schaltkreises sind.
  3. 3. Steuereinheit nach Anspruch 1, wobei AMEAS durch Analog- oder Digital- Berechnung von der folgenden Gleichung abgeleitet ist:





    wobei K eine Konstante, VM(t) die Spannung am Motor, L die Motorinduktivität, I(t) der Motorstrom, R der Motorwiderstand und t die Zeit darstellen.






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