Die Regierung der Vereinigten Staaten von Amerika besitzt Rechte an der vorliegenden Erfindung aus dem Vertrag mit der Nummer W-7405-ENG-48 zwischen dem United States Department of Energy und der University of California in Bezug auf den Betrieb des Lawrence Livermore National Laboratory.

Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der Abstandssensoren und im Besonderen die Feldstörungssensortechnologie.

Feldstörungssensoren sehen eine Kategorie der Bewegungsmelder vor, die einen umfassenden Anwendungsbereich aufweisen, wie etwa Diebstahlwarnanlagen für Kraftfahrzeuge, Sensoren für Einbruchssicherheitssysteme und Roboter, industrielle Zähl- und Prozesssteuerung, automatische Türöffner und Hinderniserkennung für Kraftfahrzeuge.

Die Sensoren arbeiten grundsätzlich, indem sie ein elektromagnetisches Signal senden und die reflektierte Energie in einem Sensorfeld erfassen. Die reflektierte Energie in dem Sensorfeld erreicht einen stabilen Zustand, wenn in dem Feld keine Bewegung auftritt. Wenn ein Objekt in das Feld eindringt, das die elektromagnetische Energie absorbiert oder reflektiert, so werden Veränderungen der reflektierten Energie erfasst. Auf Mikrowellenfrequenzen betriebene Feldstörungssensoren sind im Wesentlichen identisch mit Dauerstrich-Doppler-Mikrowellensensoren.

Existierende Konstruktionen weisen verschiedene signifikante Probleme auf, die deren Anwendung einschränken. Im Besonderen leiden sie unter Fehlalarmen, die durch Störungen anderer Sender verursacht werden, die sich in der Nähe des Sensorfelds befinden, oder sie werden durch eine Überempfindlichkeit eines derartigen Sensors bei geringem Abstand verursacht.

Die dem Stand der Technik entsprechenden Feldstörungssensoren basieren für die meisten Anwendungen auf Hochleistungs- Mikrowellenenergie. Diese Hochleistungs-Mikrowellenanwendungen sind durch Bestimmungen des Fernmeldewesens auf ein verhältnismäßig schmales Band begrenzt, das eine hohe Auslastung aufweist. Zum Beispiel arbeiten bestehende Feldstörungssensoren häufig in dem gleichen Frequenzband wie Mikrowellenöfen und andere Hochleistungs-Mikrowellengeräte. Dadurch liefern die Sensoren falsche Ablesewerte, die durch externe Sender im Bereich des Empfängers an dem Sensor verursacht werden. Da der zugewiesene Frequenzbereich für derartige Verwendungszwecke verhältnismäßig schmal ist, ist die Anzahl der Kanäle begrenzt, die für diese Zwecke eingesetzt werden können. Somit ist die Anzahl der Sensoren begrenzt, die in einem bestimmten Feld verwendet werden können.

Ferner sind dem Stand der Technik entsprechende Feldstörungssensoren bei geringem Abstand besonders empfindlich. Ein Sensor, der so eingestellt ist, dass er die Bewegung einer Person innerhalb eines Abstands von etwa 10 Fuß erfasst, gibt somit einen Fehlalarm aus, wenn ein Insekt auf der Oberfläche der Antenne landet. Dieses Problem entsteht dadurch, dass die Empfindlichkeit des Geräts als Funktion von 1/R² fällt, wobei R die Entfernung von dem Sender zu dem reflektierenden Objekt darstellt. Ferner leiden die Sensoren aufgrund der Überempfindlichkeit zu Fehlalarmen durch Vibrationen oder andere mechanische Störungen des Sensors.

Somit ist es wünschenswert, einen Feldstörungssensor vorzusehen, der die Fehlalarmprobleme der dem Stand der Technik entsprechenden Konstruktion überwindet. Ferner ist es wünschenswert, ein System vorzusehen, das die Platzierung einer Mehrzahl von Sensoren in einem einzelnen Feld ermöglicht, ohne dass Störungen auftreten.

In der französischen Patentanmeldung FR-A-2 599 154 an Messerschmitt-Bolkow-Blohm wird ein Impulsradar offenbart, das auf mehr als einer Frequenz sendet. Die durch einen Sender gesendeten Impulse werden von einem Empfänger empfangen und in einem ersten Mischer gemischt. Der erste Mischer mischt das empfangene Bündel kontinuierlich mit einem Signal, das eine verstärkte Mischung der Ausgabe von zwei Oszillatoren darstellt. Das Mischen der Signale wird von einem zweiten Mischer durchgeführt, und das auf diese Weise erhaltene Signal wird danach durch einen Filter-Verstärker gefiltert und verstärkt. Der erste Mischer mischt somit das empfangene Bündel mit einem Signal, das den Zeitpunkt unberücksichtigt lässt, zu dem das Bündel gesendet wird. Folglich gibt es keine Verbindung zwischen der Bündelbreite und dem Radarbereich.

In dem U.S. Patent US-A-4.697.184 an Cheal et al. wird ein Mikrowellen-Transceiver-Erfassungssystem für die Einbruchsicherung in einem Außenbereich offenbart. Das Erfassungssystem für die Einbruchsicherung verwendet ein Logikschaltkreisanordnung zur Regelung des maximalen Bereichs, innerhalb dem Ziele in dem durch das System geschützten Bereich erfasst werden.

Vorgesehen ist gemäß der vorliegenden Erfindung ein verbesserter Feldstörungssensor, der mit verhältnismäßig geringer Leistung betrieben wird, wobei der Sensor einen einstellbaren Betriebsbereich vorsieht, keine Überempfindlichkeit bei geringer Entfernung aufweist, die gleichzeitig Anordnung einer Mehrzahl von Sensoren ermöglicht und kostengünstig hergestellt werden kann.

Die vorliegende Erfindung kann als ein Sensor gekennzeichnet werden, der einen Sender aufweist, der eine folge gesendeter Bündel elektromagnetischer Energie sendet. Die Bündelfolge weist eine Bündelfolgefrequenz auf, und jedes Bündel weist eine Bündelbreite auf und umfasst eine Vielzahl von Zyklen auf einer Senderfrequenz. Der Sensor weist einen Empfänger auf, der elektromagnetische Energie auf der Senderfrequenz empfängt. Der Empfänger weist einen Mischer auf, der ein gesendetes Bündel mit Reflexionen des gleichen gesendeten Bündels mischt, um ein Zwischenfrequenzsignal zu erzeugen. Die Zwischenfrequenz wird durch Modulation der Senderfrequenz oder der Amplitude auf der Zwischenfrequenz erzeugt. Die mit dem Empfänger gekoppelte Schaltkreisanordnung, die auf das Zwischenfrequenzsignal anspricht, zeigt Störungen in dem Sensorfeld an. Da der Mischer das gesendete Bündel mit Reflexionen des gesendeten Bündels mischt, definiert die Bündelbreite den Sensorbereich R mit ungefähr der Hälfte einer Bündelbreite.

Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Bündelfrequenz-Modulationsschaltkreisanordnung mit dem Sender gekoppelt, um die Bündelfolgefrequenz zu modulieren.

Gemäß einem Aspekt wird die Bündelfolgefrequenz zufällig oder pseudozufällig moduliert, so dass die Bündel in der Bündelfolge eine Auftrittszeit im Verhältnis zu der Nominalfrequenz aufweisen, die über einen Bereich variiert, der größer ist als die Bündelbreite.

Bei einem System liegt die Senderfrequenz im Gigahertzbereich (z. B. 2 GHz), wobei die Bündelfolgefrequenz im Megahertzbereich (z. B. 1 MHz) liegt, und wobei die Zwischenfrequenz im Kilohertzbereich(z. B. 10 KHz) liegt. Ein Bündel kann eine Vielzahl von Zyklen im Bereich von 2 bis 40 auf der Senderfrequenz aufweisen. Dies erzeugt einen niedrigen Arbeitszyklus für die Bündelfolge. Durch Modulation der Auftrittszeit der Bündelfolge um mehr als die Bündelbreite ist die Wahrscheinlichkeit gering, dass zwei Sender ein Bündel erzeugen, das mit dem Bündel eines anderen Senders übereinstimmt und ein Phasenverhältnis, das ein signifikantes Ansprechverhalten in dem Zwischenfrequenzempfänger bewirkt. Ferner wird die Wahrscheinlichkeit für fehlerhafte Erfassungen dadurch reduziert, dass eine geringe Wahrscheinlichkeit gegeben ist, dass die Zwischenfrequenzoszillatoren von zwei Sensoren in einem Ausmaß übereinstimmen, das zu signifikanten Störungen führt. Somit wird eine inhärente Kanalisierung des Sensors vorgesehen, die den Einsatz einer Mehrzahl von Sensoren in einem einzigen Feld ermöglicht.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird die Senderfrequenz durch Anpassen der Senderfrequenz zwischen einer ersten Frequenz und einer zweiten Frequenz auf der Zwischenfrequenz moduliert. Die erste Frequenz steht zu der zweiten Frequenz derart im Verhältnis, dass sich die Phase der Impulse am Ende des Bündels auf der ersten Frequenz von der Phase der Impulse am Ende des Bündels auf der zweiten Frequenz um weniger als einen Zyklus unterscheidet, und wobei die Differenz vorzugsweise etwa einem halben Zyklus entspricht. Das durch dem Mischer erzeugte Zwischenfrequenzsignal zeigt die relativen Stärken der Reflexionen auf der ersten Frequenz und der zweiten Frequenz an. Diese relativen Stärken sind eine Funktion des Phasenunterschieds zwischen den Impulsen am Anfang und am Ende eines Bündels auf der zweiten Frequenz an dem Empfänger, sowie der Stärke der Reflexion. Da der Phasenunterschied im Nahbereich deutlich geringer ist als der Phasenunterschied im maximalen Bereich, ist die Empfindlichkeit des Gerätes im Nahbereich im Verhältnis zu der Empfindlichkeit bei maximalem Sensorbereich niedriger.

Demgemäß kann ein Sender kennzeichnenderweise auf 2,0 oder 6,5 GHz oder höher zentriert werden, um ein Hochfrequenzbündel mit einer Bündelbreite zu übertragen, die zeitlich mit der Zweiwege-Flugzeit bei maximalem Erfassungsbereich übereinstimmt. Da das gesendete Bündel für den Empfangsmischer verwendet wird (sogenannter Homodynbetrieb), kommt es zu keiner Mischung, wenn das reflektierte Signal zurück kommt, nachdem der Sender das Senden beendet hat. Somit regelt die durch die Bündelbreitenregelung des Senders vorgesehene Breite den maximalen Erfassungsbereich. Die Bündelfolgefrequenz wird in einem bevorzugten System rauschmoduliert, um zusammenhängende Kollisionen mit anderen Sensoren zu verhindern und um Überlagerungsfrequenzen mit Hochfrequenzinterferenz zu verhindern. Erleichtert wird dies durch die Integration einer großen Anzahl empfangener Bündel in einem Tiefpassfilter. Kennzeichnenderweise liegt die Bündelfolgefrequenz im Bereich von 1 Megahertz und der Tiefpassfilter weist ein Ansprechverhalten von 10 Millisekunden auf, um etwa 10.000 Bündel zur Erleichterung der Kanalisierung zu integrieren.

Bei dem Empfangsmischer kann es sich um eine Einzeldiodenschaltung handeln, gefolgt von einem bipolaren Transistorverstärker für einen rauscharmen Betrieb. Aufgrund des niedrigen Arbeitszyklus des Sensors in einer bevorzugten Anwendung arbeitet der Empfänger als Abtast-Halte-Schaltung, um ein erfasstes Signal von einem Bündelfolgezyklus zu dem nächsten zu strecken.

Der Betrieb mit niedrigem Arbeitszyklus reduziert die Hochfrequenzemissionen insgesamt auf ein Maß, das einen Betrieb gemäß Teil 15 der Richtlinien der Federal Communications Commission (FCC) ermöglicht, wodurch große Spektralbereiche zur Verwendung geöffnet werden und eine enge Frequenzregelung überflüssig wird. Ein weiterer Aspekt eines Betriebs mit geringem Arbeitszyklus ist der geringe Stromverbrauch. Wenn die Bündelbreite 10 Nanosekunden beträgt und das Wiederholungsintervall 10 us entspricht, wird der Sendestrom tausendfach reduziert, so dass ein Dauerbetrieb über Batterien über mehrere Jahre ermöglicht wird.

Ein weiteres neuartiges Merkmal wird durch die Frequenzmodulation des Sendeoszillators vorgesehen, der periodisch die Sendefrequenz auf der Zwischenfrequenz von zum Beispiel etwa 10 KHz wechselt. Dies sorgt dafür, dass in der Zwischenfrequenz an dem Mischerausgang eine Rechteckwelle erscheint. Ein mit dem Empfangsmischer gekoppelter Zwischenfrequenzverstärker kann keine Frequenzen auf der Bündelfolgefrequenz oder Gleichstrom übermitteln und reagiert auf Veränderungen in den durchschnittlich empfangenen Echos, die sich mit den emittierten Frequenzen ändern. In Verbindung mit dem Homodynbetrieb für Reflexionen im Nahbereich wirkt sich die Frequenzmodulation nur sehr geringfügig auf das reflektierte Signal aus und es gibt kaum ein zu verstärkendes Zwischenfrequenzsignal. Für Reflexionen aus großen Entfernungen nahe des maximalen Bereichs wird die Frequenzmodulation so eingestellt, dass sie eine ganze Verschiebung um einen halben Zyklus in den empfangenen Echos auf den beiden Frequenzen vorsieht oder in der gesamten Anzahl an Hochfrequenzzyklen in der Bündelbreite. Somit sehen Ziele in der maximalen Entfernung ein Doppler-Ansprechverhalten mit einer Phasenumkehr ganze 180º zwischen den ersten und zweiten Modulationsfrequenzen vor. Da der Zwischenfrequenzverstärker Signale übermittelt, die mit der Modulationsfrequenz variieren und bei einer Amplitude, die dem Ausmaß der Phasenumkehr entspricht, gibt es im Nullbereich keine Empfindlichkeit, und für die maximale Entfernung ist eine maximale Empfindlichkeit gegeben, welche den natürlichen Empfindlichkeitsverlust mit zunehmender Entfernung ausgleicht.

Demgemäß wird ein verbesserter Feldstörungssensor mit torgesteuertem Bereich vorgesehen, der mehrere Sensoren in einem einzelnen Feld ermöglicht und die Überempfindlichkeit des Stands der Technik im Nahbereich überwindet. Ferner lässt sich das System einfach herstellen, ist kostengünstig und kann mit derart wenig Energieverbrauch betrieben werden, dass ein Batteriebetrieb über mehrere Jahre möglich ist.

Andere Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus den Abbildungen der Zeichnungen, der genauen Beschreibung und den folgenden Ansprüchen deutlich.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm des erfindungsgemäßen Feldstörungssensors mit torgesteuertem Bereich;

Fig. 2 ein Taktdiagramm, das die Frequenzmodulationsmerkmale der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;

Fig. 3 ein Taktdiagramm, dass den Misch- und Torsteuerbetrieb des Bereichs der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;

Fig. 4 eine Darstellung der Leistung des Sensors gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 5 eine Prinzipskizze eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Sensors;

Fig. 6 eine Prinzipskizze eines alternativen Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Sensors;

Fig. 7 eine Prinzipskizze einer Batteriestromversorgung zur Verwendung in Verbindung mit der Schaltung aus Fig. 6; und

Fig. 8 eine Tabelle der Werte der Bestandteile aus Fig. 6 auf zwei Senderfrequenzen.

Nachstehend erfolgt eine genaue Beschreibung der Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung.

Die Abbildung aus Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm eines Feldstörungssensors mit Bereichstorsteuerung mit einem Ausgleich der Bereichsempfindlichkeit gemäß der vorliegenden Erfindung. Das Basissystem weist einen torgesteuerten Hochfrequenzoszillator 10 auf, der eine Sendeantenne 11 steuert. Der torgesteuerte Hochfrequenzoszillator 10 erzeugt eine Folge von Bündeln mit einer Bündelbreite, die durch einen Bündelbreitenmodulator 12 bestimmt wird, der über die Leitung 13 mit dem torgesteuerten Hochfrequenzoszillator verbünden ist. Der Bündelbreitenmodulator 12 definiert eine Bündelbreite als Reaktion auf eine Eingabesteuerung 14 zur Auswahl des Gerätebereichs. Die Bündelfolgefrequenz wird durch einen Takt 15 bestimmt, der den Bündelbreitenmodulator steuert. Der Takt 15 wird durch eine Zufallsquelle 16 moduliert, wie etwa Rauschen, das verstärkt werden kann, um ein Modulationssignal zu erzeugen, oder es kann inhärent in dem Bündelfolgefrequenzoszillator vorhanden sein. Ferner kann eine pseudozufällige Modulation eingesetzt werden.

Der torgesteuerte Hochfrequenzoszillator 10 wird durch eine Zwischenfrequenzquelle 17 frequenzmoduliert, die über die Leitung 18 mit dem torgesteuerten Hochfrequenzoszillator 10 verbunden ist.

Das übermittelte Bündel 19 wird von einem Ziel bzw. Target 20 reflektiert und das Echo wird von einer Empfangsantenne 21 erfasst. Die Empfangsantenne 21 steuert einen Hochfrequenzmischer 22, der ferner mit dem gesendeten Signal gekoppelt ist, wie dies schematisch durch die Linie 34 dargestellt ist. Der Ausgang des Hochfrequenzmischers 22 ist mit einem Zwischenfrequenzverstärker 23 gekoppelt, der auf die Frequenz der FM-Zwischenfrequenzquelle 17 eingestellt ist. Der Ausgang des Zwischenfrequenzverstärkers 23 ist mit einem synchronen Gleichrichter 24 gekoppelt, der durch die FM- Zwischenfrequenzquelle 17 synchronisiert wird. Der Ausgang des Gleichrichters 24 wird durch einen Tiefpassfilter 25 und einen Basisbandverstärker 26 einer Grenzwerterfassungsschaltung zugeführt, die allgemein mit der Bezugsziffer 27 bezeichnet ist. Die Grenzwerterfassungsschaltung umfasst einen ersten Komparator 28, der einen negativen Eingang aufweist, der mit einem positiven Grenzwert 29 verbunden ist, und einen positiven Eingang, der mit dem Ausgang des Basisbandverstärkers 26 gekoppelt ist. Ferner weist der Grenzwertdetektor einen zweiten Komparator 30 auf, der einen negativen Eingang aufweist, der mit dem Ausgang des Basisbandverstärkers 26 gekoppelt ist, und wobei der positive Eingang mit dem negativen Grenzwert 31 gekoppelt ist. Wenn die Amplitude des Ausgangs des Basisbandverstärkers 26 die Grenzwerte überschreitet, wird über die Leitung 32 ein Alarmsignal zur Steuerung einer Alarmschaltung zugeführt, wie etwa einem Beeper 33 oder einer anderen ansprechenden Vorrichtung. Der Beeper 33 kann zum Beispiel durch einen Schalter ersetzt werden, der eine Vielzahl von ansprechenden Vorrichtungen steuert.

An Stelle der Steuerung einer Grenzwerterfassungs- /Alarmschaltung gemäß der Abbildung aus Fig. 1 kann der Ausgang des Basisbandverstärkers auch digitalisiert und verarbeitet werden, um die Merkmale der in den empfangenen Signalen abgebildeten Störung zu bestimmen, wie etwa der Bewegungsgeschwindigkeit, Größe, usw.

In einem entwickelten System erzeugt der torgesteuerte Hochfrequenzoszillator ein Bündel von etwa 2 Gigahertz. Der FM-Oszillator 17 wird mit etwa 10 KHz betrieben und moduliert die Ausgangsfrequenz des Oszillators 10 zum Beispiel zwischen 2,00 GHz und 2,10 GHz. Die durch den Oszillator 15 definierte Bündelfolgefrequenz beträgt in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel etwa 2 MHz. Die Rauschquelle 16 moduliert vorzugsweise die Phase des Bündelfolgefrequenzoszillators 15 über einen äquivalenten Bereich, der größer ist als die Bündelbreite.

Die Bündelbreite definiert den Bereich des Geräts, da das Hochfrequenzmischen an dem Mischer 22 nur während der Übermittlung des Bündels auftritt. In dem vorstehend genannten System mit 2 GHz kann die Bündelbreite im Bereich von etwa 2 bis 40 Zyklen des torgesteuerten Hochfrequenzoszillators 10 liegen, wodurch ein niedriger Arbeitszyklus für den Sender und somit ein geringer Stromverbrauch vorgesehen wird. Auf einer Senderfrequenz von 2 GHz und einem Bereich von etwa 12 Zoll sollte die Bündelbreite etwa 4 Zyklen oder etwa 2 Nanosekunden betragen.

Die Abbildung aus Fig. 2 veranschaulicht bestimmte Merkmale der Bündel in der Bündelfolge. Gemäß der Abbildung aus Fig. 1 wird der Hochfrequenzoszillator mit einer Rechteckwelle auf ungefähr 10 KHz frequenzmoduliert. Somit wird das Bündel mit einer ersten niedrigen Frequenz fL und einer zweiten hohen Frequenz fH erzeugt. Die Frequenzen unterscheiden sich nur geringfügig, wie dies in der Abbildung aus Fig. 2 dargestellt ist. Im Nahbereich, wie etwa nach vier Zyklen, ist der Phasenunterschied bei einem bestimmten Abstand zwischen den beiden Frequenzen (ΔΦN) äußerst geringfügig. Am Ende des Bündels beträgt der Phasenunterschied am Bündelende zwischen den beiden Frequenzen (ΔΦF) jedoch etwa 180º. Somit ist der Kopf 60 des Bündels auf der Frequenz fH bei einer bestimmten Bündelbreite für eine relative Phasenverschiebung von etwa 0º ungefähr phasengleich mit dem hinteren Ende 61. Im Gegensatz dazu weist der Kopf 62 des Bündels auf der Frequenz fL eine ungefähre relative Phasenverschiebung von 180º bei gleicher Bündelbreite auf. Dadurch wird eine vollständige Phasenumkehr um 180º auf der Zwischenfrequenz in dem Echo vorgesehen, das von Objekten in der maximalen Entfernung auf der Basis der relativen Phasenverschiebungsdifferenz von 180º empfangen wird.

Der Sensor weist gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel eine relative Phasenverschiebungsdifferenz von weniger als 360º auf, und wobei die Differenz zum Erzielen bestmöglicher Ergebnisse zwischen den beiden Hochfrequenzen bei maximalem Sensorbereich weniger als etwa 180º beträgt.

Die Sensoren können erfindungsgemäß selbst mit einem relativen Phasenverschiebungsunterschied von mehr als einem Zyklus betrieben werden. Wenn die relative Phasenverschiebungsdifferenz jedoch größer ist als 180º, so verringert sich die Empfindlichkeit des Geräts. Wenn die relative Phasenverschiebungsdifferenz ferner in einem bestimmten Bereich auf Null sinkt, so können in dem Sensorfeld tote Zonen erzeugt werden. In dem bevorzugten System mit einstellbarer Bündelbreite wird die Frequenzmodulation somit so eingestellt, dass die relative Phasenverschiebungsdifferenz bei maximaler Entfernung ungefähr 180º beträgt, so dass die relative Phasenverschiebungsdifferenz unter 180º liegt, wenn der Bereich durch Verkürung der Bündelbreite eingestellt wird. Bei einem Betrieb im extremen Nahbereich ist die relative Phasenverschiebungsdifferenz geringfügig. Das für eine bestimmte Konstruktion ausgewählte spezielle Verhältnis ist von den Merkmalen des Felds abhängig, in dem der Sensor eingesetzt wird sowie von den zur Implementierung des Sensors verwendeten Bestandteilen.

So können für eine bestimmte Bündelbreite zum Beispiel N Zyklen auf der Sendefrequenz fL gegeben sein. In diesem Ausführungsbeispiel können auf der Sendefrequenz fH für die höhere Frequenz N+1/2 Zyklen in der Bündelbreite vorgesehen sein. Natürlich variiert die absolute Anzahl der Zyklen in einem Bündel abhängig von den zur Erzeugung der Bündel verwendeten Schaltungen. Das Phasenverhältnis kann jedoch durch Regelung der Senderfrequenz durchgesetzt werden.

Die Abbildung aus Fig. 3 veranschaulicht die Mischfunktion des empfangenen Zyklus. In der Abbildung aus Fig. 3 veranschaulicht die Linie 50 somit das gesendete Bündel. Die Linie 51 veranschaulicht eine Empfangsreflexion. Die Linie 52 veranschaulicht den Zeitraum, über den das Mischen auftritt. Das heißt, das Mischen erfolgt ab dem Anfang des Empfangs des reflektierten Signals an der Stelle 53 bis zum Ende des gesendeten Signals an der Stelle 54.

An der Linie 52 sind ferner die Stärken der empfangenen Echos auf der niedrigen Frequenz fL und der höheren Frequenz fH dargestellt. Die Amplitudendifferenz ΔA ist eine Funktion der Entfernung, in der die Störung auftritt, reflektiert durch die Phasendifferenz zwischen dem gesendeten Bündel und dem empfangenen Reflexionen sowie der Stärke der Störung. In dem tatsächlichen System basiert das Zwischenfrequenzsignal auf der Integration einer großen Anzahl gemischter Signalimpulse, die auf der Zwischenfrequenz zwischen den fH und fL Werten oszillieren. Bei sehr geringen Entfernungen sind die Größenunterschiede aufgrund der Frequenzmodulation für eine bestimmte Störungsstärke geringer als die Größendifferenz des gemischten Signals bei größerer Entfernung.

Die Abbildung aus Fig. 4 veranschaulicht die Sensorleistung über dessen Einstellbereich, wobei dargestellt wird, dass die Empfindlichkeit im Nahbereich nicht wesentlich erhöht. Die Abbildung aus Fig. 4 veranschaulicht somit zum Beispiel den Zwischenfrequenzgang, der an dem Ausgang des Basisbandverstärkers 26 abgetastet wird. Bei einem eingestellten Bereich von etwa 12 Zoll wurde dieses Signal durch Einwärtsbewegung einer Hand zur Berührung des Senders und wieder heraus erzeugt. Wie dies für den Nahbereich an dem Punkt 70 ersichtlich ist, ist die Amplitude des Signals nicht wesentlich größer als an dem Punkt 71 bei etwa 6 Zoll. Die Abbildung aus Fig. 4 veranschaulicht, dass außerhalb des Bereichs kaum ein Zwischenfrequenzsignal erzeugt wird.

Die Abbildung aus Fig. 5 zeigt eine elektrische Prinzipskizze eines erfindungsgemäßen Sensors, der zur Erzeugung der Darstellung aus Fig. 4 verwendet worden ist. Der Sender wird durch einen Hochfrequenztransistor 100 gesteuert, der so vorbelastet ist, dass er mit der Senderfrequenz oszilliert. Der Kollektor des Transistors 100 ist mit der Antenne 101 gekoppelt und über einen induktiven Widerstand 102 (einfach inhärent in dem physikalischen Layout vorgesehen) mit dem Vorbelastungsknoten 103 gekoppelt. Der Vorbelastungknoten 103 ist über einen Kondensator 104 mit der Erde gekoppelt und über den Widerstand 105 mit einem FM-Oszillator, der sich aus dem Inverter 106 und dem Inverter 107 zusammensetzt. Der Inverter 106 steuert den Ausgang des FM-Oszillators und ist zur Rückführung über den Kondensator 108 mit dem Eingang des Inverters 107 verbunden. Ferner ist der Ausgang des Inverters 107 über den Widerstand 109 mit dessen Eingang gekoppelt.

Der Knoten 103 ist ferner über den Widerstand 110 mit dem Kondensator 111 verbunden, der an dem entgegengesetzten Anschluss mit der Erde gekoppelt ist. Die Kathode der Diode 112 ist mit dem Kondensator 111 gekoppelt, und die Anode ist mit der Kathode der Diode 113 gekoppelt. Die Anode der Diode 113 ist mit einer 5-Volt-Stromversorgung gekoppelt. Ferner sind die Anode der Diode 112 und die Kathode der Diode 113 über den Kondensator 114 mit dem Ausgang des Inverters 115 gekoppelt. Der Eingang des Inverters 115 ist mit dem Bündelfolgefrequenzoszillator gekoppelt, der auf etwa 2 MHz eingestellt ist und sich aus dem Inverter 116 und dem Inverter 117 zusammensetzt. Der Ausgang des Inverters 116 ist mit dem Eingang des Inverters 115 gekoppelt und über den Kondensator 118 mit dem Eingang des Inverters 117. Ferner ist der Ausgang des Inverters 117 über den Widerstand 119 mit dessen Eingang verbunden.

Ein aus dem Potentiometer 120 in Reihenschaltung mit dem Widerstand 121 zusammengesetzter Stellwiderstand und ein paralleler Widerstand 122 sind von dem Ausgang des Inverters 117 mit dem Eingang des Inverters 123 gekoppelt. Ferner ist der Eingang des Inverters 123 über den Kondensator 124 mit der Erde verbunden. Der Ausgang des Inverters 123 ist über den Widerstand 199 mit dem Emitter des oszillierenden Transistors 100 verbunden. Ferner ist der Kondensator 125 von dem Emitter des Transistors 100 mit der Erde verbunden.

Die Basis des Transistors 100 wird durch den Induktor 126 durch den Ausgang des Inverters 116 mit der Bündelfolgefrequenz gesteuert.

Im Betrieb wird die Oszillationsfrequenz des Transistors 100 durch eine Vorbelastung bzw. Vorspannung an dem Knoten 103 angepasst. Die Vorbelastung wird auf 7 KHz durch den Oszillator moduliert, der sich aus den Invertern 107 und 106 zusammensetzt. Der Transistor 100 oszilliert, wenn die Basis- Emitter-Spannung oberhalb eines Grenzwerts liegt. Dies tritt während der Anstiegsflanke des Ausgangs des Inverters 116 über eine kurze Bündellänge auf, bestimmt durch die durch das RC- Netz induzierte Verzögerung, wobei sich das RC-Netz aus den Widerständen 120 bis 122 und dem Kondensator 124 zusammensetzt, gesteuert durch den Inverter 123. Wenn der Ausgang des Inverters 123 ansteigt, fällt die Spannungsdifferenz zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 100 somit unter den Grenzwert, wobei der Oszillator ausgeschaltet wird. Während der Anstiegsflanke des Ausgangs des Inverters 116 wird somit ein kurzes Bündel durch die Antenne 101 mit einer Bündellänge emittiert, die durch das Stellpotentiometer 120 angepasst werden kann. Diese Schaltung legt somit die Bündellänge für die Senderschaltung fest. Ungewünschte Abweichungen der Bündelbreite werden minimiert, wenn die Inverter 116 und 123 durch gemeinsame monolithische Integration abgestimmt werden. Bei einer Bündelfolgefrequenz von 2 MHz und einer Frequenzmodulationsrate von 7 KHz sind etwa 6500 Bündel pro Zwischenfrequenzzyklus gegeben.

Der Empfänger weist eine Empfangsantenne 150 auf, die mit dem Knoten 151 gekoppelt ist. Von dem Knoten 151 ist ein Induktor 152 mit der Erde gekoppelt. Ferner ist die Kathode der Schottky-Diode 153 mit dem Knoten 151 gekoppelt. Die Anode der Diode 153 ist über den Kondensator 154 mit der Erde und über den Widerstand 155 mit einer positiven 5-Volt-Stromversorgung sowie über den Kondensator 156 mit einem Zwischenfrequenztransistor 157 gekoppelt, der als Verstärker verbunden ist. Somit ist die Basis des Transistors 157 über den Widerstand 158 mit ihrem Kollektor verbunden. Ferner ist der Kollektor über den Widerstand 159 mit einer 5-Volt- Stromversorgung gekoppelt. Der Emitter des Transistors 157 ist mit der Erde verbunden. Der Kollektor des Transistors 157 ist über den Kondensator 160 mit einem Zwischenfrequenzverstärker verbunden, der sich aus dem Inverter 161 zusammensetzt, wobei der Widerstand 162 in der Rückkopplung verbunden ist. Der Ausgang des Inverters 161 ist mit einer Abtast-Halte-Schaltung verbunden, die sich aus einem Transistor 163 zusammensetzt, dessen Basis über den Widerstand 164 mit dem Ausgang des Inverters 107 in dem FM-Oszillator verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 163 ist mit einem ersten Anschluss des Kondensators 165 verbunden. Der zweite Anschluss des Kondensators 165 ist mit der Erde verbunden. Ferner ist der Kollektor des Transistors 163 über den Kondensator 166 und den Widerstand 167 mit dem Eingang des Inverters 168 verbunden, der als Basisbandverstärker angeschlossen ist. Der Widerstand 169 und der Kondensator 170 sind parallel verbunden und in Rückkopplung über den Inverter 168. Der Ausgang des Inverters 168 ist über den Widerstand 171 mit dem Eingang des Inverters 172 verbunden, der als Verstärker mit dem Widerstand 173 und dem Kondensator 174 parallel und rückgekoppelt verbunden ist. Der Ausgang des Inverters 172 ist über den Kondensator 175 und den Widerstand 176 mit dem Eingang des Inverters 177 verbunden. Der Widerstand 178 ist rückgekoppelt über den Inverter 177 verbunden. Der Ausgang des Inverters 177 steuert eine Grenzwerterfassungsschaltung. Der Eingang der Grenzwerterfassungsschaltung ist der Knoten 198. Ein erster Widerstand 179 ist zwischen den Knoten 198 und den Eingang des Inverters 180 gekoppelt. Ferner ist der Widerstand 181 zwischen den Eingang des Inverters 180 und eine 5-Volt- Stromversorgung verbunden. Ein zweiter Widerstand 182 ist zwischen den Knoten 178 und den Inverter 183 gekoppelt. Ferner ist der Widerstand 184 zwischen den Eingang des Inverters 183 und die Erde gekoppelt. Der Ausgang des Inverters 180 ist über die Diode 185 mit dem Knoten 186 verbunden. Der Ausgang des Inverters 183 ist über den Inverter 187 und die Diode 188 mit dem Knoten 186 verbunden. Der Knoten 186 ist über das RC-Netz aus dem Widerstand 189 und dem Kondensator 190 mit dem Gate- Anschluss des Transistors 191 verbunden. Ferner ist der Widerstand 192 zwischen den Gate-Anschluss des Transistors 191 und die Erde geschaltet. Der Source-Anschluss des Transistors 191 ist mit der Erde verbunden, wobei der Drain-Anschluss des Transistors 191 über den Widerstand 193 mit einem Beeper 194 verbunden ist, der mit dem Widerstand 195 vorbelastet und durch den Kondensator 196 umgangen wird.

Im Betrieb ist das gesendete Signal somit durch die Nähe zwischen Sender und Empfänger mit der Empfangsantenne gekoppelt. Das reflektierte Signal wird von der Empfangsantenne empfangen und an der Diode 153 gemischt. Jeder Zyklus des gemischten Signals wird durch die Diode 153 abgetastet und speist den Kondensator 154 in dem Ausmaß des abgetasteten Signals. Der Spannungswert an dem Kondensator 154 variiert auf der Zwischenfrequenz, wie dies vorstehend im Text beschrieben worden ist. Das Zwischenfrequenzsignal ist durch den Verstärker aus Transistor 157 und Inverter 161 mit der durch den Transistor 163 gesteuerten Abtast-Halte-Schaltung gekoppelt. Der Transistor 163 wird mit der Modulationsfrequenz des Senders synchronisiert, um den durchschnittlichen Wert des gemischten Signals abzutasten und zu halten. Der durchschnittliche Wert wird verstärkt und einer Spitzenerfassungsschaltung zugeführt. Durch Einstellen eines Auslösewertes an der Spitzenerfassungsschaltung kann die Empfindlichkeit des Sensors ausgewählt werden.

In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel werden die Sende- und Empfangsantennen 101 und 150 durch Drahtlängen von 1,5 Zoll angeordnet in einem Dipol für eine 2-GHz-Senderfrequenz gebildet und sind so positioniert, dass das gesendete Signal mit der Empfangsantenne mit einem Wert gekoppelt ist, das für den Mischvorgang ausreicht.

Der Bündelfolgefrequenzgenerator wird durch in den Invertern inhärentes Rauschen moduliert, die für das Ausführungsbeispiel aus der Abbildung aus Fig. 5 ausgewählt worden sind, so dass keine weitere Modulations-Schaltkreisanordnung erforderlich ist.

Unter Verwendung der in dieser Abbildung veranschaulichten Komponentenwerte ist der Bereich dieser Schaltung zwischen Null und etwa 12 Fuß einstellbar. Die Modulation des Hochfrequenzoszillators wird für den maximalen Bereich auf eine Phasenumkehr von ungefähr 180º eingestellt.

Die Abbildung aus Fig. 6 veranschaulicht ein alternatives Ausführungsbeispiel des Abstandssensors mit torgesteuertem Bereich gemäß der vorliegenden Erfindung. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird der Hochfrequenzoszillator durch den Transistor 200 gesteuert. Die Basis des Transistors 200 ist über den Induktor 254 mit der Erde verbunden. Der Emitter des Transistors 200 ist über den Kondensator 201 mit der Erde und über den Widerstand 202 mit dem Knoten 203 verbunden. Der Knoten 203 ist über den Widerstand 204 mit der Erde und über den Kondensator 205 mit einem 2-MHz- Bündelfolgefrequenzoszillator gekoppelt. Der Oszillator weist die in Reihe verbundenen Inverter 206 und 207 auf. Der Ausgang des Inverters 207 ist mit dem Kondensator 205 und über den Kondensator 208 mit dem Eingang des Inverters 207 verbunden. Ferner ist der Ausgang des Inverters 207 über den Widerstand 209 mit dessen Eingang verbunden.

Der Kollektor des Transistors 200 wird durch den Induktor 255 durch das Signal an dem Knoten 210 moduliert, der über den Kondensator 211 mit der Erde und über den Widerstand 212 mit einer 5-Volt-Stromversorgung verbunden ist. Ferner ist der Knoten 210 über den Widerstand 213 mit dem Ausgang des Modulationsoszillators verbunden, der sich aus den in Reihe geschalteten Invertern 214 und 215 zusammensetzt. Der Ausgang des Inverters 214 ist über den Kondensator 216 mit dem Eingang des Inverters 215 verbunden. Ferner ist der Ausgang des Inverters 215 über den Widerstand 217 mit dessen Eingang verbunden.

Der Empfänger teilt die Antenne 218, die durch den Oszillator 200 gesteuert wird. Somit umfasst der Empfänger die Schottky- Diode 219, deren Anode mit der Antenne 218 verbunden ist. Die Kathode der Diode 219 ist mit dem Knoten 220 verbunden. Der Kondensator 221 ist von dem Knoten 220 mit der Erde verbunden. Der Widerstand 222 ist von dem Knoten 220 mit der Erde verbunden. Ferner ist der Knoten 220 über den Kondensator 223 und den Widerstand 224 mit einem Verstärker verbunden, der sich aus dem Inverter 225 mit rückgekoppeltem Widerstand 226 zusammensetzt. Der Ausgang des Inverters 225 ist über den Widerstand 227 mit dem Eingang des Inverters 228 verbunden. Der Ausgang des Inverters 228 wird durch die Diode 229 zu dem Knoten 230 gesteuert. Der Widerstand 231 ist von dem Knoten 230 mit dem Eingang des Inverters 228 verbunden. Ferner ist der Kondensator 232 von dem Knoten 230 mit der Erde verbunden. Der Knoten 230 ist über den Kondensator 233 und den Widerstand 234 mit dem Eingang des Inverters 235 verbunden. Die Spannung an dem Knoten 230 ist der erfasste Spitzenwert des von dem Zwischenfrequenzverstärker 225 zugeführten Zwischenfrequenzsignals. Der Widerstand 236 ist rückgekoppelt von dem Ausgang des Inverters 235 mit dessen Eingang verbunden. Ferner ist der Ausgang des Inverters 235 über den Widerstand 237 mit dem Eingang des Inverters 238 verbunden. Der Ausgang des Inverters 238 weist einen Widerstand 239 und den Kondensator 240 auf, die parallel und rückgekoppelt verbunden sind. Der Ausgang des Inverters 238 ist über den Kondensator 241 und den Widerstand 242 mit dem Eingang des Inverters 243 verbunden. Der Inverter 243 weist rückgekoppelt verbunden den Widerstand 244 und den Kondensator 245 auf. Der Ausgang des Inverters 243 ist über den Kondensator 246 und den Widerstand 247 mit dem Knoten 248 verbunden. Der Knoten 248 ist ferner über den Widerstand 249 mit der Erde verbunden. Ferner ist der Ausgang des Inverters 243 über den Widerstand 250 mit dem Eingang des Inverters 251 verbunden. Der Eingang des Inverters 251 ist über den Widerstand 252 mit der positiven Stromversorgung verbunden. Bei der Ausgabe des Inverters 251 handelt es sich um ein Signal auf der Zeitung 253, das die Erfassung einer Störung in dem Feld anzeigt. Ferner kann der Knoten 248 zur Steuerung einer derartigen Alarmschaltkreisanordnung bei Bedarf verwendet werden.

Die Schaltung aus Fig. 6 wird durch eine Stromversorgung gemäß der Abbildung aus Fig. 7 gesteuert. Somit ist eine 9- Volt-Batterie 275 über einen Stromschalter 276 mit einer Wechselschaltung 278 verbunden, die einen Kondensator 277 aufweist, der von dem Schalter 276 mit der Erde verbunden ist, und mit einer Spannungsumwandlungsschaltung 278 mit einem Ausgang 279 von etwa 5 Volt. Ferner ist der Ausgang 279 über den Kondensator 280 mit der Erde verbunden. Die 5-Volt- Stromversorgung wird zur Steuerung der in der Abbildung aus Fig. 6 veranschaulichten Schaltkreisanordnung verwendet.

Die Frequenz des Senders kann gemäß den Anforderungen für eine spezielle Konstruktion angepasst werden. Bei einer Mittenfrequenz von 2 GHz sind die Werte der angegebenen Komponenten in der Abbildung aus Fig. 8 dargestellt. Ferner können für eine Mittenfrequenz von 6,5 GHz die in der Abbildung aus Fig. 8 veranschaulichten Werte verwendet werden.

Die in den Abbildungen der Fig. 5 und 6 veranschaulichten Schaltungskonstruktionen setzen sich aus gebrauchsfertigen Bauteilen zusammen, die für Fachleute gut erhältlich sind, wobei beispielhafte Werte der Bauteile in den Figuren dargestellt sind. Hiermit wird festgestellt, dass die Schaltungen in anwendungsspezifischen Schaltungen (ASIC) oder in anderen Kombinationen aus Bauteilen vorgesehen werden können, die den Anforderungen der Konstrukteure am besten entsprechen.

Die hierin beschriebenen Ausführungsbeispiele weisen Hochfrequenzsender auf, die auf einer Zwischenfrequenz frequenzmoduliert werden. Alternative Systeme können amplitudenmodulierte Hochfrequenzsender oder durch andere Verfahren modulierte Sender aufweisen, und zwar unter Verwendung auf dem Gebiet der Oszillatormodulation bekannter Techniken. Zum Beispiel kann der Hochfrequenzoszillator in einem doppelten Bündelmodus betrieben werden, wobei ein erstes Bündel gefolgt von einem zweiten Bündel übertragen wird, wobei dazwischen ein festes Intervall gegeben ist. Das erste Bündel wird mit dem zweiten nur bei einer spezifischen Entfernung bestimmt durch das Intervall zwischen den Bündeln gemischt. Dabei kommt es zu Einsparungen der durchschnittlichen Leistungsabgabe für längere Entfernungen, während die Messung von Störungen in näheren Bereichen verhindert wird. Ferner können auch andere Hüllkurvenformtechniken für verschiedene Effekte eingesetzt werden.

Demgemäß sieht die vorliegende Erfindung einen Feldstörungssensor vor, dessen Bereich präzise torgesteuert wird, unabhängig von Störungen durch benachbarte Sensoren der gleichen Art oder durch andere Rauschquellen, und mit einem Ausgleich der Überempfindlichkeit im Nahbereich. Ferner verbraucht die Schaltung sehr wenig Energie, was einen langfristigen Batteriebetrieb ermöglicht. Vorgesehen wird somit eine Vielzahl verschiedener neuer Anwendungen für Abstandssensoren auf Mikrowellenbasis. Dazu zählen zum Beispiel Diebstahlwarnanlagen mit Abstandsmessung in Kraftfahrzeugen, Einbruchsicherheitssysteme, schlüssellose Türschließsysteme, Abstandswarnradar und dergleichen.

Der Bereich des Systems wird torgesteuert, um den maximalen Erfassungsbereich einzuschränken, um Fehlalarme mit einem kennzeichnenden Einstellbereich für die aktuellen Ausführungsbeispiele von 6 Zoll bis 12 Fuß zu reduzieren. Die Bündelfolgefrequenz ist rauschcodiert, um eine gemeinsame Anordnung einer Mehrzahl von Sensoren zu ermöglichen. Der Empfänger ist besonders empfindlich, was eine reduzierte. Sendeleistung ermöglicht. Somit muss der Empfänger nicht in ISM-Bändern betrieben werden, die eine hohe Auslastung durch andere Mikrowellenverbraucher mit hoher Leistung aufweisen, wie etwa Mikrowellenherde. Dies führt zu einem niedrigen Betriebsstrom mit einer möglichen Batterielebensdauer von mehreren Jahren sowie zu sehr niedrigen Herstellungskosten. Die niedrigen Herstellungskosten sind zum Teil auf die niedrige Sendeleistung zurückzuführen, die eine komplexe Schaltkreisanordnung zur Erfüllung der Fernmelderichtlinien überflüssig macht. Ferner wird die Bereichsempfindlichkeit des Systems ausgeglichen, wobei auf das 1/R² Merkmal dem Stand der Technik entsprechender Systeme verzichtet werden kann. Somit weist das System im Nahbereich keine Überempfindlichkeit auf und erhält eine verhältnismäßig konstante Empfindlichkeit über eine Entfernung von 0 bis zur maximalen Entfernung aufrecht.