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Verfahren und Schaltungsanordnung zum Anschalten einer reaktiven Last an eine Wechselstromquelle - Dokument DE10016999B4
 
PatentDe  


Dokumentenidentifikation DE10016999B4 11.03.2004
Titel Verfahren und Schaltungsanordnung zum Anschalten einer reaktiven Last an eine Wechselstromquelle
Anmelder Siemens AG, 80333 München, DE
Erfinder Baumann, Stefan, 82008 Unterhaching, DE;
Müller, Rudolf, 83059 Kolbermoor, DE
DE-Anmeldedatum 05.04.2000
DE-Aktenzeichen 10016999
Offenlegungstag 18.10.2001
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 11.03.2004
Veröffentlichungstag im Patentblatt 11.03.2004
IPC-Hauptklasse H02M 5/453
IPC-Nebenklasse H02M 1/08   H02H 3/08   

Beschreibung[de]

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Anschalten einer reaktiven Last an eine Wechselstromquelle mittels eines im Stromkreis dieser Last angeordneten, gesteuerten Schaltkreises sowie auf eine Schaltungsanordnung zur Durchführung dieses Verfahrens.

Der Betrieb einer reaktiven Last an einer Wechselstromquelle bringt bekanntlich insbesondere dann erhebliche Probleme mit sich, wenn zu dieser reaktiven Last induktive, mit einem magnetisierbaren Kern versehene elektrische Bauelemente gehören. Ein typisches Beispiel dafür sind elektrische Schaltungen, die über einen Transformator an die Wechselstromquelle angeschlossen sind. Bei unkontrolliertem An- beziehungsweise Abschalten einer derartigen reaktiven Last ist davon auszugehen, daß bei jedem Anschaltvorgang eine undefinierte Vormagnetisierung bei den induktivitätsbehafteten Bausteinen des Lastkreises vorliegt. Demzufolge läuft auch der jeweilige Einschaltvorgang in einer völlig unbestimmten Weise ab. Im ungünstigen Falle kann ein dabei auftretender Einschaltstrom ein mehrfaches des vorgesehenen Nennstromes betragen. Dieses unkontrollierte Schaltverhalten erfordert entsprechende Sicherungsmaßnahmen, damit keines der im Lastkreis angeordneten Bauteile beschädigt wird. Dieses beim Anschalten reaktiver Lasten auftretende Problem ist längst bekannt, es hat daher auch nicht an Versuchen gefehlt, Lösungen dafür zu finden.

So ist beispielsweise aus DE 40 11 170 A1 eine Vorrichtung zum Begrenzen des Einschaltstromes einer induktiven Last bekannt, die im wesentlichen durch einen an die Wechselstromquelle anzuschließenden Transformator bestimmt ist. Die bekannte Vorrichtung besitzt einen mit dem Laststromkreis in Serie geschalteten Wechselstromschalter sowie eine Phasenanschnittsschaltung. Diese sind dazu bestimmt, das tatsächliche Anschalten des Laststromkreises an die Wechselstromquelle gegenüber einem eigentlichen Einschaltzeitpunkt zu verzögern. Dazu ist eine Steuerschaltung vorgesehen, die an den Steuereingang des Wechselstromschalters angeschlossen ist. Mit dieser Steuerschaltung wird bei einem Anschaltvorgang ab einer voreingestellten Phasenlage der Netzwechselspannung vor einem Nulldurchgang eine mit der Netzwechselspannung synchronisierte Zündspannung erzeugt. Wesentlich ist dabei, dass diese Zündspannung bei jedem Abschaltvorgang rechtzeitig vor Erreichen eines Nulldurchganges der Netzwechselspannung unterdrückt wird. Die bekannte Lösung hat also zum Ziel, vor dem eigentlichen Anschalten des Laststromkreises an die Wechselstromquelle in dem im wesentlichen die Reaktanz des Laststromkreises bestimmenden Bauteil, hier einem Transformator eines Stromversorgungsgerätes, einen definierten Remanenzzustand herbeizuführen. Nachteilig ist dabei, daß die bekannte Lösung somit für den eigentlichen Anschaltvorgang des Laststromkreises eine sich über mehrere Perioden der Netzwechselspannung erstreckende Verzögerungszeit benötigt, die in einer ganzen Reihe von Anwendungsfällen nicht akzeptierbar ist.

Aus DE 41 42 644 C1 ist ferner ein Verfahren zum Reduzieren des Einschaltstromstoßes beim Betreiben einer induktiven Last bekannt, bei dem der induktiven Last nach dem Abschalten vom Wechselstromnetz ein Rücksetzimpuls zugeführt wird, dessen Polarität der Phasenlage der letzten Halbwelle der Netzwechselspannung entgegengesetzt ist. Damit wird bewirkt, daß die remanente Induktion der induktiven Last definiert in Richtung auf niedrigere Werte verschoben. wird, so daß beim nachfolgenden Wiederanschalten der induktiven Last von einer definierten Remanenzlage ausgegangen werden kann. Dies setzt voraus, daß die Energie für diesen Rücksetzimpuls nach dem Abschalten auch zur Verfügung steht. Bei einem unkontrollierten Netzspannungsausfall ist dies nicht hinreichend sichergestellt, es sei denn, es würde ein ausreichend großer Energiespeicher, insbesondere also ein Speicherkondensator vorgesehen. Ferner ist es zum Einstellen eines definierten Remanenzzustandes der wesentlichen induktiven Last, auch hier ein Transformator, zumindestens zweckmäßig, wenn nicht sogar notwendig, dessen Sekundärseite von dem übrigen Laststromkreis zu trennen. Auch dies ist in einer Vielzahl von Anwendungsfällen nicht ohne weiteres möglich.

Aus der Patentschrift DE 197 18 814 C2 sind ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Leistungssteuerung von an ein Wechselspannungs-Versorgungsnetz angeschlossenen elektrischen Verbrauchern bekannt. In Reihe mit dem Verbraucher wird ein für Wechselspannung in beiden Richtungen leitendes elektrisches oder elektronisches Schaltungselement, vorzugsweise Triac, geschaltet. Die Leistungssteuerung am Verbraucher erfolgt durch den vorgegebenen Winkel des Phasenanschnitts. Parallel zum ersten Reihenschaltelement ist ein weiteres elektrisches oder elektronisches Schaltungselement angeordnet, welches jedoch als erstes zum durch die Gerätesteuerung bestimmten Triggerzeitpunkt kontrolliert leitend gesteuert wird. Dessen Stromfluss wird spätestens bei Erreichen eines vorgegebenen Schwellenstroms durch die Last oder einer Schwellenspannung an Last oder Triac von dem ersten Schaltungselement im Wesentlichen übernommen. Das Triggersignal wird für jede Halbwelle erzeugt und liegt über den Halbwellenverlauf bezogen an beliebiger Stelle, kann also früher oder später erfolgen, je nach dem Strom, der der Last zugeführt werden soll. Parallel zu den Triac-Anschlussklemmen liegt eine Diodengleichrichtungsschaltung, bestehend aus einer Diodenbrücke, mit einer Leistungstransistorschaltung im Brückenzweig, die aus einem Vortransistor als Kollektorstufe und einem nachgeschalteten Darlington-Transistor besteht, mit einem Widerstand im Emitterkreis. Die Grundsteuerung für die Gerätefunktion besteht ferner aus einer Triggerschaltung mit zugeordneten Stromversorgungselementen parallel zur Triggerschaltung, die auch gleich den Schmitt-Trigger mit Strom versorgen.

Die Patentschrift DD 206 292 offenbart eine Spitzenwertschutzschaltung für Wechsel- und/oder Impulsströme, die in automatischen, elektronischen Anlagen zum Schutz des Verbrauchers oder Erzeugers von Wechsel- oder Impulsströmen gegen unzulässig hohe Stromspitzen dient. Sie enthält eine in Reihe mit dem Verbraucher diagonal geschaltete Gleichrichterbrücke, in deren anderen Diagonalzweig ein Schalttransistor in Reihe mit einem Spannungsteiler liegt. Der Abgriff des Spannungsteilers ist an den Eingang eines Schwellwertschalters geschaltet, dessen Ausgang zur Basis des Schalttransistors führt. Ein Stromfluss durch den Lastwiderstand erfolgt nur, wenn der Schalttransistor durchgesteuert ist. Wird der Strom erhöht, so fällt auch über den Einstellwiderstand eine größere Spannung ab. Erreicht diese Spannung zusammen mit der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung des Schalttransistors die Schaltschwelle des Schwellenschalters, so schaltet dieser seinen hochliegenden Ausgang auf Bezugspotential herunter, wodurch der Schalttransistor gesperrt wird und der Stromfluss durch den Lastwiderstand gestoppt wird. Gleichzeitig steigt die Spannung am Eingang des Schwellwertschalters auf den durch den Widerstand und die Z-Diode begrenzten Wert, wodurch das Umschalten des Schwellwertschalters beschleunigt wird. Auch bei relativ geringer Verstärkung des Schwellwertschalters erfolgt die Schutzabschaltung mit genügender Flankensteilheit, so dass ein sicherer Schutz gegen Überstromspitzen gegeben ist. Der Stromfluss durch den Lastwiderstand bleibt unterbrochen bis die Speisespannung unter die Schaltspannung des Schwellwertschalters gesunken ist. Die Zuschaltung erfolgt also vor Beginn der nächsten Halbwelle der Speisespannung selbstständig.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, für ein Verfahren der eingangs genannten Art eine weitere Ausführungsform anzugeben, die eine wirksame Begrenzung des Einschaltstromes auch dann ermöglicht, wenn der bei einem Anschaltvorgang momentan vorliegende Remanenzzustand der reaktiven Last undefiniert ist. Als weitere Teilaufgabe liegt der Erfindung zugrunde, zur Durchführung eines solchen Verfahrens eine geeignete, möglichst einfach aufgebaute und betriebssichere Schaltungsanordnung zu schaffen.

Bei einem Verfahren der eingangs genannten Art, wird die erste Teilaufgabe durch die im Patentanspruch 1 beschriebenen Merkmale gelöst.

Viele bekannte Lösungen sind darauf ausgerichtet, den Abschaltvorgang so auszugestalten, daß die wesentliche induktive Last danach einen definierten Remanenzzustand annimmt, der beim Wiederanschalten keinen überhöhten Einschaltstrom auslöst. Der Aufwand dafür ist beträchtlich und führt dennoch nicht immer zu betriebssicheren Lösungen. Letzteres gilt insbesondere im Hinblick auf spontane Netzausfälle. Auf derartige Maßnahmen, den Abschaltvorgang zu beeinflussen, wird daher beim erfindungsgemäßen Verfahren verzichtet. Dies bedeutet aber, daß der Remanenzzustand der wesentlichen reaktiven Last bei jedem Anschaltvorgang von der jeweiligen Vorgeschichte abhängig und somit unbestimmt ist. In ungünstigen Fällen kann also – systematisch bedingt – zu Beginn eines Anschaltvorganges hoher Anlaufstrom im Laststromkreis auftreten. Beim erfindungsgemäßen Verfahren wird der Anschaltvorgang dann kurzzeitig abgebrochen, wenn der Scheitelwert des Anlaufstromes den des vorgegebenen Nennstromes übersteigt. Der in einem solchen Fall impulsartig ausgebildete Anlaufstrom wird gezielt erkannt und als ein in bezog auf die Phasenlage der speisenden Wechselspannung ungünstiger Remanenzzustand der reaktiven Last bewertet. Damit ist deren Remanenzzustand bekannt und der Anschaltvorgang kann synchronisiert auf die Phasenlage der Wechselspannung wieder aufgenommen werden. Der wieder aufgenommene Anschaltvorgang läuft damit kontrolliert ohne überhöhte Stromspitze ab.

Bei einer vorteilhaften Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird das öffentliche Netz als Wechselstromquelle eingesetzt und die Schaltimpulsfolge aus Nulldurchgängen der aus dieser Stromquelle zugeführten Wechselspannung abgeleitet. Daraus folgt, daß der gesteuerte Schaltkreis synchron mit der speisenden Netzwechselspannung, vorzugsweise mit der doppelten Netzfrequenz, getaktet wird. Dies bedeutet insbesondere, daß jeder Anschaltvorgang innerhalb einer einzigen Periode der Netzwechselspannung durchgeführt und abgeschlossen werden kann.

In vorteilhafter Weise wird das erfindungsgemäße Verfahren mit einer durch die Merkmale des Patentanspruches 3 beschriebenen Schaltungsanordnung aufwandarm und betriebssicher ausgeführt. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den übrigen Unteransprüchen definiert.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden anhand der Zeichnung näher beschrieben.

Dabei zeigt:

1 eine Schaltungsanordnung zum kontrollierten Anschalten einer reaktiven Last, hier insbesondere eines Transformators, an ein Wechselstromnetz und

2 ein Beispiel für den auf die Netzwechselspannung bezogenen Verlauf der beim Anschaltvorgang an die reaktive Last gelegten Wechselspannung bzw. den Verlauf des Laststromes.

Bei der in 1 dargestellten Schaltungsanordnung bilden ein Phasenleiter L sowie ein Nullleiter N zwei Anschlüsse an eine in der Zeichnung nicht mehr dargestellte Wechselstromquelle. Zwischen dem Phasenleiter L und dem Nullleiter N liegt die Reihenschaltung eines gesteuerten Schaltkreises 1 und einer durch diesen an Netzwechselspannung u≈ anzuschaltenden reaktiven Last, die in der Zeichnung schematisch und beispielhaft als Transformator 2 angegeben ist. Dabei liegt die Primärwicklung dieses Transformators, der hier beispielhaft gegebenenfalls auch für mehrere Transformatoren steht, in dem genannten, an Netzwechselspannung u≈ anzuschließenden Stromkreis. Die Sekundärseite des Transformators 2 ist in der Zeichnung nicht beschaltet, weil die Ausgestaltung der sekundärseitigen Belastung des Transformators 2 je nach Anwendungsfall völlig unterschiedlich ausgeführt sein kann und im vorliegenden Zusammenhang auch nur von untergeordneter Bedeutung ist.

Im gesteuerten Schaltkreis 1 ist eine Vollweg-Gleichrichterbrücke 3 mit ihren Wechselspannungsanschlüssen mit dem Phasenleiter L bzw. über die Primärwicklung des Transformators 2 mit dem Nullleiter N verbunden. Als Schaltglied ist in dem gesteuerten Schaltkreis 1 ein Halbleiterschalter vorgesehen, der in dieser Ausführungsform als IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) 4 ausgeführt ist. Die Verwendung anderer Leistungshalbleiter, beispielsweise eines MOS-FET wäre bei entsprechender Schaltungsanpassung ebenso denkbar. Die Schaltstrecke dieses IGBT 4 ist in Reihe mit einem Messwiderstand 5, der Vollweg-Gleichrichterbrücke 3 parallel liegend, mit deren Gleichspannungsanschlüssen verbunden. Parallel zur Schaltstrecke des IGBT 4 sind ferner Siebkondensatoren 6 angeordnet, um das Transientenphänomen zu beherrschen. Ein Zenerdiodenpaar 7 ist zwischen Gate und Emitter des IGBT 4 angeordnet, um die Gate-Emitter-Spannung definiert festzulegen und auch Restladungen schnell abführen zu können.

Mit Hilfe des Messwiderstandes 5 wird ein im Laststromkreis fließender Laststrom il gemessen und seine Amplitude in einer Strombewertungsschaltung bewertet. Diese Strombewertungsschaltung weist als Eingangsstufe einen Operationsverstärker 8 auf, dessen zueinander inverse Eingänge jeweils mit einem Abgriff des Messwiderstandes 5 verbunden sind. Der Operationsverstärker 8 liefert ein der am Messwiderstand 5 abgegriffenen Spannung bzw. dem durch diesen fließenden Strom proportionales Signal, das über einen Tiefpass 9 gefiltert einem Spannungskomparator 10 zugeführt wird. Ein weiterer Eingang des Spannungskomparators 10 ist über den Mittelabgriff eines Spannungsteilers 11, 12 auf eine vorgegebene Referenzspannung gelegt, die einen definierten Schwellenwert für das Durchschalten des Spannungskomparators 10 bei einem vorgegebenen Spitzenwert des Laststromes il bildet. In diesem Anwendungsfall sind an die Genauigkeit dieser, Strommessung keine hohen Anforderungen zu stellen. Es ist nur sicherzustellen, dass kein unzulässig hoher Spitzenwert des Anschaltstromstromes auftritt, der Bauteile des Lastkreises beschädigen könnte. Man kann daher in vorteilhafter Weise, beispielsweise den Messwiderstand 5 als eine mit Abgriffen ausgebildete Teilstrecke des Leitungszuges von der Schaltstrecke des IGBT 4 zur geschalteten Last, d h. dem Transformator 2 realisieren.

Ferner ist eine bistabile Kippstufe 13 vorgesehen, die im Ausführungsbeispiel als D-Flipflop dargestellt ist, in vorteilhafter Weise aber beispielsweise auch als taktflankengesteuertes JK-Flipflop ausgebildet sein könnte. Den Steuertakt für diese bistabile Kippstufe 13 liefert ein Nulldurchgangsdetektor 14, dessen Eingänge an den Phasenleiter L bzw. den Nullleiter N angeschlossen sind. Der Nulldurchgangsdetektor 14 liefert eine auf die Phase der Netzwechselspannung u≈ synchronisierte Schaltimpulsfolge s mit einer in Bezug auf die Netzwechselspannung u≈ doppelten Pulsfrequenz. Diese Schaltimpulsfolge s wird dem Takteingang der bistabilen Kippstufe 13 zugeführt. Deren Setzeingang D liegt fest verdrahtet auf hohem Potential, so daß sie mit dem Eintreffen des ersten Taktimpulses der Schaltimpulsfolge s in ihren aktiven Zustand kippt. Ein Rücksetzeingang R der bistabilen Kippstufe 13 ist mit dem Ausgang des Spannungskomparators 10 verbunden, daher wird erstere zurückgesetzt, sobald der Spannungskomparator 10 ein entsprechendes Ausgangssignal liefert. Der normale Ausgang der bistabilen Kippstufe 13 ist über eine Pegelanpassungsschaltung 15 mit dem steuernden Gate des IGBT 4 verbunden. Der Schaltzustand der bistabilen Kippstufe 13 steuert also den IGBT 4.

Anhand der in 2 dargestellten Signaldiagramme wird im folgenden die Funktion der vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnung erläutert. Ein erstes Diagramm zeigt den Verlauf der Netzwechselspannung u≈. Entsprechend den in 2 dargestellten Signalverläufen ist in diesem Beispiel angenommen, daß die Netzwechselspannung u≈ während der einem Zeitpunkt t0 vorangegangenen negativen Halbwelle der Netzwechselspannung u≈ an den Phasen – und den Nullleiter – L bzw. N angelegt wurde. Der darauf folgende erste Nulldurchgang der Netzwechselspannung u≈ bestimmt damit den Anschaltzeitpunkt t0 der vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnung. Denn zu diesem Zeitpunkt liefert der Nulldurchgangsdetektor 14 den ersten Schaltimpuls an den Takteingang der bistabilen Kippstufe 13, die damit ihren aktiven Zustand kippt. Dadurch ausgelöst wird der IGBT 4 angeschaltet, d.h. seine Schaltstrecke geöffnet. Der Stromkreis für den Transformator 2 ist damit geschlossen. Zu diesem Zeitpunkt baut sich somit eine geschaltete, d.h. am Transformator 2 anliegende Wechselspannung ul auf. Dies hat einen Strom il im geschalteten Laststromkreis zur Folge, dessen Verlauf und Scheitelwert von dem momentanen Remanenzzustand des Transformators 2 abhängt. In dem in 2 dargestellten Beispiel für einen Anschaltvorgang ist angenommen, daß dieser Laststrom il aufgrund eines entsprechenden Remanenzzustandes des Transformators 2 steil ansteigt und zu einem nachfolgenden Zeitpunkt t1 bereits den für den Lastkreis vorgegebenen Nennstrom übersteigt. Dieser über den Messwiderstand 5 sowie die Strombewertungsschaltung 8 bis 12 bewertete Momentanwert des Laststromes il bedingt, daß der Spannungskomparator 10 zum Zeitpunkt t1 an die bistabile Kippstufe 13 ein Rücksetzsignal liefert und diese damit deaktiviert. Infolgedessen wird auch der IGBT 4 ausgeschaltet, damit fällt die geschaltete Netzwechselspannung u1 am Transformator ab, so daß sich der steile Stromimpuls im Signalverlauf des Laststromes il ausbildet. Dieser Stromimpuls ist in seinem Scheitelwert derart bemessen, daß ungünstige Netzbelastungen vermieden, vor allem auch eine zwangsweise Abschaltung der Netzwechselspannung u≈ durch ein Ansprechen von Sicherungen ausgeschlossen wird. Der bewertete Impuls des Laststromes il charakterisiert eine in Bezug auf die Phasenlage der Netzwechselspannung u≈ ungünstige Remanenzlage der geschalteten reaktiven Last 2 und führt automatisch zu einem Anhalten des Anschaltvorganges.

Beim nächsten Nulldurchgang der Netzwechselspannung u≈ zum Zeitpunkt t2 generiert der Nulldurchgangsdetektor 14 den nächsten Taktimpuls für die bistabile Kippstufe 13, so daß diese wieder in ihrem aktiven Zustand kippt und wie beschrieben den IGBT 4 erneut einschaltet. Nun aber befindet sich der Transformator 2 voraussetzungsgemäß in einem bezogen auf die Phasenlage der speisenden Netzwechselspannung u≈ vorbestimmten Remanenzzustand, so daß bei der Wiederaufnahme des Anschaltvorganges zum Zeitpunkt t2 kein Sättigungsstrom auftritt. Der IGBT 4 bleibt nun bis zu einem späteren, in 2 nicht mehr dargestellten Zeitpunkt eingeschaltet. Wie 2 zeigt, ist der Transformator 2 bereits mit dem Einsetzen der nächsten positiven Halbwelle zum Zeitpunkt t3 im eingeschwungenen Zustand. Die geschaltete Netzwechselspannung ul folgt phasensynchron der Netzwechselspannung u≈. Analog zeigt der Verlauf des Laststromes il eine normale Signalform, bei der seine Scheitelwerte den vorbestimmten Wert für den Nennstrom im Lastkreis nicht mehr übersteigen. Die in 2 dargestellten Signalverläufe belegen damit, daß der gesamte Anschaltvorgang für die durch den Transformator 2 beispielhaft belegte reaktive Last innerhalb einer Periode der Netzwechselspannung u≈ abgeschlossen ist und sich bereits mit der nächsten Periode ein normaler Betriebszustand einstellt.


Anspruch[de]
  1. Verfahren zum Anschalten einer reaktiven Last (2) an eine Wechselstromquelle mittels eines im Stromkreis dieser Last angeordneten, gesteuerten Schaltkreises (1) mit folgenden Verfahrensschritten:

    a) aus einer von der Wechselstromquelle abgegebenen Wechselspannung (u≈) wird eine Schaltimpulsfolge (s) abgeleitet,

    b) die Schaltimpulsfolge (s) gibt lediglich Taktimpulse an den Schaltkreis (1) zum zeitlich definierten, auf die Phase der Wechselspannung (u≈) bezogenen Einschalten ab,

    c) im eingeschalteten Zustand des Schaltkreises (1) wird ein über die Last (2) fließender Laststrom (il) gemessen,

    d) der so ermittelte Momentanwert des Laststromes (il) wird mit einem vorgegebenen Schwellenwert verglichen und

    e) sofern der Momentanwert des Laststromes (il) diesen vorgegebenen Schwellenwert überschreitet, wird der Schaltkreis (1) zwischenzeitlich ab-, jedoch mit dem Auftreten eines nachfolgenden Impulses der Schaltimpulsfolge (s) wieder eingeschaltet.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das öffentliche Netz als Wechselstromquelle eingesetzt wird und die Schaltimpulsfolge (s) aus Nulldurchgängen der aus dieser Stromquelle zugeführten Wechselspannung (u≈) abgeleitet wird.
  3. Schaltungsanordnung zum Durchführen eines Verfahrens nach Anspruch 1 oder 2 , gekennzeichnet durch die Merkmale

    – der zum gesteuerten Anschalten der reaktiven Last (2) vorgesehene Schaltkreis (1) weist als Schaltglied einen Halbleiterschalter (4) auf,

    – ein Messwiderstand (5) ist in Reihe mit der Schaltstrecke des Halbleiterschalters (4) im Laststromkreis angeordnet,

    – an den Messwiderstand (5) ist eine Strombewertungsschaltung (8 bis 12) angeschlossen, die mit dem Überschreiten des Momentanwertes des Laststromes (il) in Bezug auf den vorgegebenen Schwellenwert ein Abschaltsignal erzeugt und an einem Ausgang abgibt,

    – ein Nulldurchgangsdetektor (14) ist eingangsseitig an die Wechselstromquelle zum Erzeugen der Schaltimpulsfolge (s) aus den Nulldurchgängen der Wechselspannung (u≈) angeschlossen, wobei die Impulsfolgefrequenz der Schaltimpulsfolge (s) gegenüber der Frequenz der Wechselspannung (u≈) doppelt so hoch ist und

    – als Ansteuerschaltung für den Halbleiterschalter (1) ist eine bistabile Kippschaltung (13) vorgesehen, deren Setzeingang (D) statisch auf hohem Potenzial liegt, deren Rücksetzeingang (R) an den Ausgang der Strombewertungsschaltung (8 bis 12) angeschlossen ist, deren Takteingang die Schaltimpulsfolge (s) zugeführt ist und die ausgangsseitig mit einem Steuereingang des Halbleiterschalters (4) verbunden ist.
  4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltstrecke des Halbleiterschalters (4) ein Dämpfungsnetzwerk (3, 6) parallel geschaltet ist.
  5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass zur Schaltstrecke des Halbleiterschalters (4) parallel geschaltete Siebkondensatoren (6) vorgesehen sind.
  6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Dämpfungsnetzwerk (3, 6) eine Vollweg – Gleichrichterbrücke (3) besitzt, deren Wechselspannungsanschlüsse mit einem Phasenleiter (L) der Wechselstromquelle beziehungsweise mit einem geschalteten, auf hohem Potenzial liegenden Eingang der geschalteten Last (2) verbunden sind und die über ihre Gleichspannungsanschlüsse der Schaltstrecke des Halbleiterschalters (4) parallel liegt.
  7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Halbleiterschalter (4) als IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)-Schalter ausgebildet ist.
  8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Messwiderstand (5) als ein Leitungsstück definierter Länge in der Zuleitung zum Laststromkreis ausgebildet ist.
  9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Strombewertungsschaltung (8 bis 12) eine an die Anschlüsse des Messwiderstandes (5) angeschlossene, als Operationsverstärker (8) ausgebildete Eingangsstufe aufweist, an die ein Spannungskomparator (10) mit einem Eingang angeschlossen ist, dessen zweiter Eingang auf einem festen Referenzpotenzial (11, 12) liegt und der als Ausgangsstufe der Strombewertungsschaltung an den Rücksetzeingang (R) der bistabilen Kippschaltung (13) angeschlossen ist.
Es folgt ein Blatt Zeichnungen






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