Die Regierung der Vereinigten Staaten von Amerika besitzt Rechte an der vorliegenden Erfindung gemäß der Vertragsnummer (Contract Number) W-7405ENG-48 zwischen dem United States Department of Energy und der University of California zum Betrieb des Lawrence Livermore National Laboratory.

Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der Abstandsbzw. Entfernungssensoren und im Besonderen die Feldstörungssensortechnologie.

Feldstörungssensoren stellen eine Klasse der Bewegungsdetektoren bzw. Bewegungsmelder dar, die sich für eine Vielzahl von Anwendungen eignen, wie etwa für Diebstahlwarnanlagen in Kraftfahrzeugen, als Einbruchssensoren für Immobilien sowie Robotersensoren, industrielle Zähl- und Prozesssteuerung, automatische Türöffner und d Erkennungssysteme von Hindernissen in Kraftfahrzeugen.

Die Funktionsweise der Sensoren umfasst im Wesentlichen das Übermitteln eines elektromagnetischen Signals sowie das Detektieren der reflektierten Energie in einem Sensorfeld. Die reflektierte Energie in dem Sensorfeld erreicht einen Dauerzustand, wenn in dem Gebiet keine Bewegung gegeben ist. Wenn ein Objekt, das die elektromagnetische Energie absorbiert oder reflektiert, in das Feld eintritt, werden Änderungen der reflektierten Energie detektiert. Feldstörungssensoren, die auf Mikrowellenfrequenzen arbeiten, entsprechen im Wesentlichen Dauerstrich-Doppler-Mikrowellensensoren.

Die existierenden Konstruktionen leiden unter signifikanten Problemen, die ihre Anwendung limitieren. Im Besonderen treten bei derartigen Konstruktionen Fehlalarme auf, die durch Störungen von anderen Sendern in der Nähe des Sensorfelds verursacht werden oder durch eine Überempfindlichkeit derartiger Sensoren bei geringen Entfernungen.

Die dem Stand der Technik entsprechenden Feldstörungssensoren basieren bei den meisten Anwendungen auf verhältnismäßig hoher Mikrowellenenergie. Diese Mikrowellenanwendungen mit hoher Energie sind durch Kommunikationsrichtlinien auf ein verhältnismäßig schmales Band begrenzt, das sehr stark frequentiert sein kann. Die bestehenden Feldstörungssensoren arbeiten zum Beispiel häufig innerhalb des gleichen Frequenzbands wie Mikrowellenöfen und andere Mikrowellenvorrichtungen mit hoher Leistung. Dies führt bei den Sensoren zu falschen Lesewerten, die durch externe Sender innerhalb des Erfassungsbereichs des Empfängers an dem Sensor verursacht werden. Da der zugewiesene Frequenzbereich für derartige Einsatzzwecke verhältnismäßig schmal ist, ist die Anzahl der für diese Zwecke verwendbaren Kanäle begrenzt. Somit ist auch die Anzahl der Sensoren begrenzt, die in einem bestimmten Feld eingesetzt werden können.

Dem Stand der Technik entsprechende Feldstörungssensoren sind bei geringer Entfernung darüber hinaus hypersensibel bzw. hyperempfindlich. Ein Sensor, der so eingestellt ist, dass er die Bewegungen einer Person innerhalb von etwa 10 Fuß detektiert, gibt somit einen Fehlalarm aus, wenn ein Insekt auf der Oberfläche der Antenne landet. Dieses Problem entsteht daraus, dass die Empfindlichkeit der Vorrichtung als eine Funktion von 1/R² abfällt, wobei R der Entfernung zwischen dem Sender und dem reflektierenden Objekt entspricht. Aufgrund dieser Hyperempfindlichkeit sind die Sensoren ferner anfällig für Fehlalarme durch Schwingungen oder andere mechanische Störungen der Sensoren.

Demgemäß ist es wünschenswert, einen Feldstörungssensor vorzusehen, der die Probleme in Bezug auf Fehlalarme der dem Stand der Technik entsprechenden Konstruktionen überwindet. Ferner ist es wünschenswert ein System vorzusehen, das die störungsfreie Platzierung einer Mehrzahl von Sensoren in einem einzigen Feld ermöglicht.

Vorgesehen ist gemäß der vorliegenden Erfindung ein verbesserter Feldstörungssensor, der mit verhältnismäßig niedriger Leistung betrieben wird, der einen einstellbaren Betriebsbereich vorsieht, der bei geringen Entfernungen nicht hyperempfindlich ist, der eine gemeinsame Anordnung mehrerer Sensoren ermöglicht und der sich kostengünstig herstellen lässt.

Die vorliegende Erfindung kann als ein Sensor gekennzeichnet werden, der einen Sender aufweist, der ein Folge übermittelter Bündel elektromagnetischer Energie sendet bzw. übermittelt. Die Bündelfolge weist eine Bündelfolgefrequenz auf, und jedes Bündel weist eine Bündelbreite auf und umfasst eine Mehrzahl von Zyklen auf einer Senderfrequenz. Der Sensor weist einen Empfänger auf, der elektromagnetische auf der Senderfrequenz empfängt. Der Empfänger weist einen Mischer auf, der ein übermitteltes Bündel von Reflexionen des gleichen übermittelten Bündels mischt, um ein intermediäres Frequenzsignal zu erzeugen. Die intermediäre Frequenz wird durch Modulation der Senderfrequenz oder Amplitude auf der intermediären bzw. Zwischenfrequenz erzeugt. Eine mit dem Empfänger gekoppelte und auf das Zwischenfrequenzsignal ansprechende Schaltkreisanordnung zeigt Störungen in dem Sensorfeld an. Da der Mischer das übermittelte Bündel mit Reflexionen des übermittelten Bündels mischt, definiert die Bündelbreite den Sensorbereich R als etwa 1/2 einer Bündelbreite.

Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Bündelfrequenz-Modulationsschaltkreisanordnung mit dem Sender gekoppelt, um die Bündelfolgefrequenz zu modulieren. Gemäß einem Aspekt wird die Bündelfolgefrequenz zufällig oder pseudozufällig moduliert, so dass Bündel in der Bündelfolge eine Eintrittszeit im Verhältnis zu einer Nennrate aufweisen, die innerhalb eines größeren Bereichs als die Bündelbreite schwankt.

In einem System liegt die Senderfrequenz im Gigahertzbereich (z. B. 2 GHz), wobei die Bündelfolgefrequenz im Megahertzbereich liegt (z. B. 1 MHz), und wobei die Zwischenfrequenz im Kilohertzbereich liegt (z. B. 10 KHz). Ein Bündel kann eine Reihe von Zyklen im Bereich von 2 bis 40 auf der Senderfrequenz aufweisen. Dies erzeugt einen niedrige Impulsdauer für die Bündelfolge. Durch Modulation der Eintrittszeit der Bündelfolge um mehr als eine Bündelbreite ist die Wahrscheinlichkeit gering, dass zwei beliebige Sender ein Bündel erzeugen, das mit dem Bündel eines anderen Senders zusammenfällt und mit einem Phasenverhältnis, das eine signifikante Reaktion in dem Zwischenfrequenzempfänger bewirkt. Ferner führt die geringe Wahrscheinlichkeit für ein Zusammenfallen der Zwischenfrequenzoszillatoren von zwei Sensoren in einem Ausmaß, das zu signifikanten Störungen führt, zu einer weiteren Reduzierung der Möglichkeit von Fehlerfassungen. Somit wird eine inhärente Kanalisierung des Sensors vorgesehen, wodurch mehrere Sensoren in einem Feld verwendet werden können.

Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird die Senderfrequenz durch Anpassen der Senderfrequenz zwischen einer ersten Frequenz und einer zweiten Frequenz auf einer Zwischenfrequenz moduliert. Die erste Frequenz steht im Verhältnis zu der zweiten Frequenz, so dass sich die Phase der Impulse am Ende des Bündels auf der ersten Frequenz von der Phase der Impulse am Ende des Bündels auf der zweiten Frequenz um weniger als einen Zyklus unterscheidet, und vorzugsweise um etwa 1/2 Zyklus. Das durch den Mischer erzeugte Zwischenfrequenzsignal zeigt die relativen Stärken der Reflexionen auf der ersten Frequenz und der zweiten Frequenz an. Diese relativen Stärken sind eine Funktion des Phasenunterschieds zwischen Impulsen am Anfang und am Ende eines Bündels auf der ersten Frequenz und des Phasenunterschieds am Anfang und am Ende eines Bündels auf der zweiten Frequenz an dem Empfänger sowie der Stärke der Reflexion. Da der Phasenunterschied bei geringen Entfernungen deutlich geringer ist als der Phasenunterschied bei maximaler Entfernung, ist die Empfindlichkeit der Vorrichtung im Nahbereich im Verhältnis zu der Empfindlichkeit bei maximaler Sensorentfernung geringer.

Ein Sender kann somit für gewöhnlich auf 2,0 oder 6,5 GHz oder höher zentriert werden, um ein Hochfrequenzbündel mit einer Bündelbreite zu übermitteln, die zeitlich der Umlaufflugzeit bei maximaler Entfernung entspricht. Da das übermittelte Bündel für den Empfangsmischer verwendet wird (sogenannter homodyner Betrieb), erfolgt kein Mischen, wenn das reflektierte Signal zurückkehrt, nachdem der Sender aufgehört hat zu senden. Die durch die Bündelbreitenregelung des Senders vorgesehene Breite regelt somit den maximalen Erfassungsbereich. Die Bündelfolgefrequenz wird in einem bevorzugten System rauschmoduliert, um kohärente Kollisionen mit anderen Sensoren ebenso zu verhindern wie Schwebungsfrequenzen mit Hochfrequenzinterferenz. Erleichtert wird dies durch die Integration einer großen Anzahl empfangener Bündel in einem Tiefpassfilter. Kennzeichnenderweise liegt die Bündelfolgefrequenz im Bereich von 1 Megahertz und der Tiefpassfilter weist eine Reaktion von 10 Millisekunden zur Integration von etwa 10.000 Bündeln auf, um die Kanalisierung zu erleichtern.

Der Empfangsmischer kann eine Einzeldiodenschaltung darstellen, auf die ein bipolarer Transistorverstärker für einen rauscharmen Betrieb folgt. Aufgrund der niedrigen Betriebsart des Sensors in einer bevorzugten Anwendung arbeitet der Empfänger als Abtast-Halteschaltung, so dass das detektierte Signal von einem Bündelfolgezyklus zu dem nächsten gestreckt wird.

Eine niedrige Betriebsart reduziert die Hochfrequenzemissionswerte insgesamt so weit, dass ein Betrieb gemäß den Richtlinien der Federal Communications Commission (FCC), Teil 15 möglich ist, wobei große nutzbare Spektralbereiche geöffnet werden und eine enge Frequenzregelung nicht mehr erforderlich ist. Ein weiterer Aspekt einer niedrigen Betriebsart ist ein geringer Stromverbrauch. Wenn die Bündelbreite 10 Nanosekunden beträgt, liegt das Wiederholungsintervall bei 10 &mgr;s, wobei der Sendestrom tausendfach reduziert wird, was einen mehrjährigen unterbrechungsfreien Batteriebetrieb möglich macht.

Ein weiteres neuartiges Merkmal wird durch die Frequenzmodulation des sendenden Oszillators vorgesehen, der die Sendefrequenz von zum Beispiel 10 KHz periodisch verschiebt. Dies sorgt dafür, dass in der Zwischenfrequenz an dem Mischerausgang eine Rechteckwelle erscheint. Ein mit dem Empfangsverstärker gekoppelter Zwischenfrequenzverstärker kann Frequenzen mit der Bündelfolgefrequenz oder mit Gleichstrom nicht durchleiten und er reagiert auf Änderungen der durchschnittlich empfangenen Echos, die mit den emittierten Frequenzen schwanken. In Bezug auf den homodynen Betrieb bei Rückführungen aus geringer Entfernung bewirkt die Frequenzmodulation des reflektierten Signals nur einen sehr geringen Effekt und es muss nur ein geringfügiges Zwischenfrequenzsignal verstärkt werden. Bei Rückführungen aus großen Entfernungen nahe der maximalen Entfernung wird die Frequenzmodulation so eingestellt, dass eine vollständige Verschiebung um 1/2 Zyklus in den empfangenen Echos auf den beiden Frequenzen vorgesehen wird oder in der gesamten Anzahl der Hochfrequenzbündel innerhalb der Bündelbreite. Somit sehen Ziele in maximaler Entfernung eine Doppler-Reaktion mit einer vollständigen Phasenumkehr um 180° zwischen den ersten und zweiten Frequenzen der Modulation vor. Da der Zwischenfrequenzverstärker Signale durchlässt, die auf der Modulationsrate schwanken und eine Amplitude aufweisen, die der Größe der Phasenumkehr entspricht, ist bei einer Entfernung von Null keine Empfindlichkeit gegeben, und wobei die maximale Empfindlichkeit bei maximaler Entfernung vorgesehen ist, wobei der natürliche Empfindlichkeitsverlust mit zunehmender Entfernung kompensiert wird.

Ein zweiter bereichsdefinierender Modus übermittelt zwei Hochfrequenzbündel, wobei der zeitliche Abstand zwischen den Bündeln den maximalen Bereich dividiert durch zwei definiert. Das erste übermittelte Hochfrequenzbündel breitet sich zu einem Ziel aus und nach Ablauf eines Zeitraums kommt es als Echo zu dem Sensor zurück. Der Sensor erzeugt ein zweites Hochfrequenzbündel nach dem gleichen Zeitraum und es erfolgt ein Mischen zwischen dem zweiten Impuls und dem Echoimpuls, was zu einem Detektierungsprozess mit Entfernungsgatter führt. Echos, die nach dem zweiten Hochfrequenzbündel ankommen, werden in dem Detektor nicht gemischt und somit reagiert der Sensor auch nicht auf diese außerhalb liegenden Echos. Dieser Modus erhält konstante abgestrahlte Leistungsniveaus unabhängig von der Entfernungseinstellung aufrecht, im Besonderen bei einer Einstellung auf große Detektierungsbereiche. Dies kann ein kritischer Faktor für die Erfüllung der FCC Richtlinien und der Emissionsgrenzwerte anderer Regulierungsbehörden für Anwendungen sein, die große Erfassungsbereiche voraussetzen. Im Vergleich dazu definiert die emittierte Impulsbreite in dem vorherigen Modus die Entfernung bzw. den Messbereich sowie die durchschnittlich emittierte Leistung (die durchschnittliche Emissionsleistung ist direkt proportional zu der Entfernung).

Vorgesehen wird somit ein verbesserter Feldstörungssensor mit Entfernungsgatter, der mehrere Sensoren in einem Feld ermöglicht und der die gemäß dem Stand der Technik existierende Hyperempfindlichkeit bei geringen Entfernungen überwindet. Das System ist ferner einfach herstellbar sowie kostengünstig und lässt sich mit derart niedriger Leistungsaufnahme betreiben, dass ein mehrjähriger Batteriebetrieb möglich ist.

Weitere Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus den Abbildungen, der genauen Beschreibung sowie den folgenden Ansprüchen deutlich.

In den Zeichnungen zeigen:

1 ein Blockdiagramm eins Feldstörungssensors mit Entfernungsgatter;

2 ein Zeitsteuerungsdiagramm, das die erfindungsgemäßen Frequenzmodulationsmerkmale veranschaulicht;

3 ein Zeitsteuerungsdiagramm eines Vorgangs zum Mischen zur Festlegen des Entfernungsgatters;

4 die Leistung eines Sensors;

5 eine Prinzipskizze eines Sensors;

6 eine Prinzipskizze eines Sensors;

7 eine Prinzipskizze einer Batteriestromversorgung zur Verwendung in Verbindung mit der Schaltung aus 6;

8 eine Tabelle der Komponentenwerte aus 6 auf zwei Senderfrequenzen;

9 ein Blockdiagramm des erfindungsgemäßen Sensors; die 10A, B abgestrahlte Impulse und ein zugeordnetes Spektrum aus dem Ausführungsbeispiel aus 9; und

11 eine Prinzipskizze des Ausführungsbeispiels aus 9.

Nachstehend erfolgt eine detaillierte Beschreibung der Ausführungsbeispiele in Bezug auf die Abbildungen der Zeichnungen.

Die Abbildung aus 1 zeigt ein Blockdiagramm eines Feldstörungssensors mit Entfernungsgatter mit Kompensation der Entfernungsempfindlichkeit. Das Grundsystem weist einen torgesteuerten Hochfrequenzoszillator 10 auf, der eine Sendeantenne 11 steuert. Der torgesteuerte Hochfrequenzoszillator 10 erzeugt eine Bündelfolge mit einer Bündelbreite, die durch einen Bündelbreitenmodulator 12 bestimmt wird, der über die Leitung 13 mit dem torgesteuerten Hochfrequenzoszillator verbunden ist. Der Bündelbreitenmodulator 12 definiert eine Bündelbreite als Reaktion auf eine Eingabesteuerung 14 zur Auswahl des Entfernungsbereichs der Vorrichtung. Die Bündelfolgefrequenz wird durch einen Takt 15 bestimmt, der den Bündelbreitenmodulator steuert. Der Takt 15 wird durch eine Zufallsquelle 16 moduliert, wie etwa durch Rauschen, das zur Erzeugung eines Modulationssignals verstärkt werden kann, oder das inhärent in dem Bündelfolgefrequenzoszillator vorhanden sein kann. Es kann aber auch eine pseudozufällige Modulation eingesetzt werden.

Der torgesteuerte Hochfrequenzoszillator 10 wird durch eine Zwischenfrequenzquelle 17 frequenzmoduliert, die mit dem torgesteuerten Hochfrequenzoszillator 10 über die Leitung 18 verbunden ist.

Das übermittelte Bündel 19 wird von einem Ziel 20 reflektiert und das Echo wird von einer Empfangsantenne 21 erfasst. Die Empfangsantenne 21 steuert einen Hochfrequenzmischer 22, der auch mit dem übermittelten Signal gekoppelt ist, wie dies schematisch durch die Linie 34 dargestellt ist. Der Ausgang des Hochfrequenzmischers 22 ist mit einem Zwischenfrequenzverstärker 23 gekoppelt, der auf die Frequenz der FM-Zwischenfrequenzquelle 17 eingestellt ist. Der Ausgang des Zwischenfrequenzverstärkers 23 ist mit einem synchronen Gleichrichter 24 gekoppelt, der durch die FM-Zwischenfrequenzquelle 17 synchronisiert wird. Der Ausgang des Gleichrichters 24 wird durch einen Tiefpassfilter 25 und einen Basisbandverstärker 26 einer Grenzwerterfassungsschaltung zugeführt, die allgemein mit der Bezugsziffer 27 bezeichnet ist. Die Grenzwerterfassungsschaltung umfasst einen ersten Komparator 28 mit einem negativen Eingang, der mit einem positiven Grenzwert 29 gekoppelt ist, und mit einem positiven Eingang, der mit dem Ausgang des Basisbandverstärkers 26 gekoppelt ist. Der Grenzwertdetektor weist ferner einen zweiten Komparator 30 auf, der einen negativen Eingang aufweist, der mit dem Ausgang des Basisbandverstärkers 26 gekoppelt ist, und wobei der positive Eingang mit dem negativen Grenzwert 31 gekoppelt ist. Wenn die Amplitude des Ausgangs des Basisbandverstärkers 26 die Grenzwerte überschreitet, wird auf der Leitung 32 ein Alarmsignal vorgesehen, das eine Alarmschaltung steuert, wie etwa eine akustische Einrichtung 33 oder eine andere reagierende Vorrichtung. Die akustische Einrichtung 33 kann zum Beispiel durch einen Schalter ersetzt werden, der eine Vielzahl unterschiedlicher ansprechender Vorrichtungen steuert.

An Stelle der Steuerung einer Grenzwerterfassungs/Alarmschaltung gemäß der Abbildung aus 1 kann der Ausgang bzw. die Ausgabe des Basisbandverstärkers auch digitalisiert und verarbeitet werden, um die Eigenschaften der in den empfangenen Signalen vorgesehenen Störung zu bestimmen, wie etwa die Bewegungsgeschwindigkeit, die Größe usw.

In einem entwickelten System erzeugt der torgesteuerte Hochfrequenzoszillator ein Bündel von etwa 2 Gigahertz. Der FM-Oszillator 17 arbeitet mit etwa 10 KHz und moduliert die Ausgangsfrequenz des Oszillators 10 zum Beispiel zwischen 2,00 GHz und 2,10 GHz. Die durch den Oszillator 15 in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel definierte Bündelfolgefrequenz entspricht etwa 2 MHz. Die Rauschquelle 16 moduliert vorzugsweise die Phase des Bündelfolgefrequenzoszillators 15 über einen äquivalenten Bereich, der deutlich größer ist als die Bündelbreite.

Die Bündelbreite definiert den Entfernungsbereich der Vorrichtung, da das Hochfrequenzmischen an dem Mischer 22 nur während der Übermittlung des Bündels erfolgt. In dem vorstehend genannten 2-GHz-System kann die Bündelbreite im Bereich von etwa 2 bis 40 Zyklen des torgesteuerten Hochfrequenzoszillators 10 liegen, wobei eine niedrige Betriebsart für den Sender vorgesehen wird und somit auch ein geringer Stromverbrauch. Bei eines Senderfrequenz von 2 GHz und einer Entfernung von etwa 12 Zoll sollte die Bündelbreite bei etwa 4 Zyklen oder 2 Nanosekunden liegen.

Die Abbildung aus 2 veranschaulicht bestimmte Eigenschaften der Bündel in der Bündelfolge. Gemäß der Abbildung aus 1 wird der Hochfrequenzoszillator mit einer Rechteckwelle bei etwa 10 KHz frequenzmoduliert. Das Bündel wird somit mit einer ersten niedrigen Frequenz f_L und einer zweiten hohen Frequenz f_H erzeugt. Die Frequenzen unterscheiden sich nur geringfügig voneinander, wie dies in der Abbildung aus 2 dargestellt ist. Im Nahbereich wie etwa nach vier Zyklen ist der Phasenunterschied bei gegebener Entfernung zwischen den beiden Frequenzen (&Dgr;ϕ_N) somit sehr gering. Am Ende des Bündels entspricht der Phasenunterschied am Ende des Bündels zwischen den beiden Frequenzen (&Dgr;ϕ_F) etwa 180°. Somit ist der Kopf 60 des Bündels auf der Frequenz f_H bei einer bestimmten Bündelbreite für eine relative Phasenverschiebung von etwa 0° etwa phasengleich mit dem Ende 61. Im Gegensatz dazu ist der Kopf 62 des Bündels auf der Frequenz f_L bei einer relativen Phasenverschiebung von etwa 180° bei der gleichen Bündelbreite zu dem Ende 63 um etwa 180° phasenverschoben. Dies sorgt für eine vollständige Phasenumkehr um 180° auf der Zwischenfrequenz in dem Echo von Objekten in der maximalen Entfernung auf der Basis des relativen Unterschieds der Phasenverschiebung um 180°.

Der Sensor weist gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung eine Differenz der relativen Phasenverschiebung von weniger als 360° auf, und wobei der Wert für optimale Ergebnisse bei unter etwa 180° zwischen den beiden Hochfrequenzen bei maximaler Sensorentfernung liegt.

Die erfindungsgemäßen Sensoren sind auch bei einer Differenz der relativen Phasenverschiebung von über einem Zyklus funktionsfähig. Wenn die Differenz der relativen Phasenverschiebung jedoch größer ist als 180°, so verringert sich die Empfindlichkeit der Vorrichtung, Wenn die Differenz der relativen Phasenverschiebung bei einer bestimmten Entfernung ferner auf Null sinkt, so können innerhalb des Sensorfelds Blindpunkte erzeugt werden. In dem bevorzugten System mit verstellbarer Bündelbreite ist die Frequenzmodulation somit so eingestellt, dass die Differenz der relativen Phasenverschiebung etwa 180° entspricht, so dass die Differenz der relativen Phasenverschiebung geringer ist als 180°, wenn die Entfernung durch Verkürzung der Bündelbreite eingestellt wird. Bei einem Betrieb im extremen Nahbereich ist die Differenz der relativen Phasenverschiebung geringfügig. Das für eine bestimmte Konstruktion ausgewählte Verhältnis ist von den Eigenschaften des Felds abhängig, in dem der Sensor eingesetzt wird sowie von den Komponenten, die zur Implementierung des Sensors eingesetzt werden.

Für eine bestimmte gegebene Bündelbreite können zum Beispiel N Zyklen auf der Sendefrequenz f_L gegeben sein. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel können auf der Sendefrequenz f_H N + 1/2 Zyklen in der Bündelbreite für die höhere Frequenz vorgesehen sein. Natürlich ist die absolute Anzahl der Zyklen in einem Bündel von den zur Erzeugung der Bündel verwendeten Schaltungen abhängig. Die Phasenbeziehung kann aber auch durch Regelung der Senderfrequenz hergestellt werden.

Die Abbildung aus 3 veranschaulicht die Mischfunktion des empfangenen Zyklus. In der Abbildung aus 3 zeigt die Linie 50 somit das übermittelte Bündel. Die Linie 51 veranschaulicht eine Empfangsreflexion. Die Linie 52 veranschaulicht die Periode, während der das Mischen erfolgt. Das Mischen erfolgt somit ab dem Beginn des Empfangs des reflektierten Signals an dem Punkt 53 bis zum Ende des übermittelten Signal an dem Punkt 54.

Gemäß der Abbildung befinden sich die Stärken der empfangenen Echos auf der Linie 52 auf der unteren Frequenz f_L und der höheren Frequenz f_H. Diese Amplitudendifferenz &Dgr;A ist eine Funktion der Entfernung, bei der die Störung auftritt, wie dies durch die Phasendifferenz zwischen dem übermittelten Bündel und den empfangenen Reflexionen gegeben ist, sowie die Stärke der Störung. In dem tatsächlichen System basiert das Zwischenfrequenzsignal auf der Integration einer großen Anzahl gemischter Signalimpulse, die zwischen den Werten von f_H und f_L auf der Zwischenfrequenz oszillieren. Bei besonders kurzen Entfernungen sind die Größenunterschiede aufgrund der Frequenzmodulation für eine bestimmte Störungsstärke geringer als der Größenunterschied des gemischten Signals bei größerer Entfernung.

Die Abbildung aus 4 veranschaulicht die Leistung des Sensors über dessen eingestellten Bereich, wobei dargestellt ist, dass die Empfindlichkeit bei sehr kurzen Entfernungen nicht wesentlich zunimmt. In der Abbildung aus 4 ist somit etwa das Zwischenfrequenzverhalten dargestellt, das an dem Ausgang des Basisbandverstärkers 26 abgetastet worden ist. Bei einer auf etwa 12 Zoll eingestellten Entfernung wurde dieses Signal dadurch erzeugt, dass eine Hand zur Berührung des Senderseingeführt und wieder herausgeführt wurde. Wie dies im Nahbereich an dem Punkt 70 dargestellt ist, ist die Signalamplitude nicht wesentlich größer als bei etwa 6 Zoll an dem Punkt 71. Die Abbildung aus 4 veranschaulicht ferner, dass außerhalb des Entfernungsbereichs das Zwischenfrequenzsignal nur in geringem ausmaß erzeugt wird.

Die Abbildung aus 5 zeigt eine elektrische Prinzipskizze eines Sensors, der zur Erzeugung der Darstellung aus 4 verwendet wurde. Der Sender wird durch einen Hochfrequenztransistor 100 gesteuert, der so vorgespannt ist, dass er auf der Senderfrequenz oszilliert. Der Kollektor de Transistors 100 ist mit der Antenne 101 gekoppelt und über eine Induktanz 102 (die einfach inhärent in dem physikalischen Layout vorhanden ist) mit dem Vorspannungsknoten 103. Der Vorspannungsknoten 103 ist über einen Kondensator 104 mit der Erde gekoppelt und über den Widerstand 105 mit einem FM-Oszillator, der aus dem Inverter 106 und dem Inverter 107 besteht. Der Inverter 106 steuert den Ausgang des FM-Oszillators und ist in Rückkopplung über den Kondensator 108 mit dem Eingang des Inverters 107 verbunden. Ferner ist der Ausgang des Inverters 107 über den Widerstand 109 mit dessen Eingang gekoppelt.

Der Knoten 103 ist ferner über den Widerstand 110 mit dem Kondensator 111 verbunden, der an dessen entgegengesetzten Anschluss mit der Erde gekoppelt ist. Die Kathode der Diode 112 ist mit dem Kondensator 111 gekoppelt, und ihre Anode ist mit der Kathode der Diode 113 gekoppelt. Die Anode der Diode 113 ist mit einer 5-Volt-Stromversorgung gekoppelt. Ferner sind die Anode der Diode 112 und die Kathode der Diode 113 über den Kondensator 114 mit dem Ausgang des Inverters 115 gekoppelt. Der Eingang des Inverters 115 ist mit einem Bündelfolgefrequenzoszillator gekoppelt, der auf etwa 2 MHz eingestellt ist und aus dem Inverter 116 und dem Inverter 117 besteht. Der Ausgang des Inverters 116 ist mit dem Eingang des Inverters 115 gekoppelt und über den Kondensator 118 mit dem Eingang des Inverters 117. Ferner ist der Ausgang des Inverters 117 über den Widerstand 119 mit dessen Eingang verbunden.

Ein Stellwiderstand, der aus dem Potentiometer 120 in Reihe geschaltet mit dem Widerstand 121 besteht, und der Parallelwiderstand 122 sind von dem Ausgang des Inverters 117 mit dem Eingang des Inverters 123 gekoppelt. Ferner ist der Eingang des Inverters 123 über den Widerstand 199 mit dem Emitter des oszillierenden Transistors 100 verbunden. Ferner ist der Kondensator 125 von dem Emitter des Transistors 100 mit der Erde verbunden.

Die Basis des Transistors 100 wird über den Induktor 126 durch den Ausgang des Inverters 116 mit der Bündelfolgefrequenz gesteuert.

Im Betrieb wird die Oszillationsfrequenz des Transistors 100 durch die Vorspannung an dem Knoten 103 variiert. Die Vorspannung wird bei 7 KHz durch den Oszillator variiert, der aus den Invertern 107 und 106 besteht. Der Transistor 100 oszilliert, wenn die Basis der Emitterspannung oberhalb des Grenzwertes liegt. Dies erfolgt an der Anstiegsflanke des Ausgangs des Inverters 116 über eine kurze Bündellänge, die durch die Verzögerung bestimmt wird, die durch das RC-Netzwerk induziert wird, das aus den Widerständen 120 bis 122 und dem Kondensator 124 besteht, gesteuert durch den Inverter 123. Wenn der Ausgang des Inverters 123 somit ansteigt, so sinkt die Spannungsdifferenz zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 100 somit unter den Grenzwert, wobei der Oszillator abgeschaltet wird. An der Anstiegsflanke des Ausgangs des Inverters 116 wird somit durch die Antenne 101 ein kurzes Bündel emittiert, das eine Bündellänge aufweist, die durch Regelung des Potentiometers 120 angepasst werden kann. Diese Schaltung legt somit die Bündellänge für die Senderschaltung fest. Unerwünschte Schwankungen der Bündelbreite werden minimiert, wenn die Inverter 116 und 123 durch gemeinsame monolithische Integration abgestimmt werden. Bei einer Bündelfolgefrequenz von 2 MHz und einer Frequenzmodulationsrate von 7 KHz sind etwa 6500 Bündel pro Zwischenfrequenzzyklus gegeben.

Der Empfänger weist eine Empfangsantenne 150 auf, die mit dem Knoten 151 gekoppelt ist. Von dem Knoten 151 ist ein Induktor 152 mit der Erde gekoppelt. Ferner ist die Kathode der Schottky-Diode 153 mit dem Knoten 151 gekoppelt. Die Anode der Diode 153 ist übe den Kondensator 154 mit der Erde und über den Widerstand 155 mit einer positiven 5-Volt-Stromversorgung gekoppelt und über die Kapazität 156 mit einem Zwischenfrequenztransistor 157, der als Verstärker angeschlossen ist. Somit ist die Basis des Transistors 157 über den Widerstand 158 mit ihrem Kollektor verbunden. Der Kollektor ist ferner über den Widerstand 159 mit einer 5-Volt-Stromversorgung gekoppelt. Der Emitter des Transistors 157 ist mit der Erde verbunden. Der Kollektor des Transistors 157 ist über den Kondensator 160 mit einem Zwischenfrequenzverstärker gekoppelt, der aus dem Inverter 161 mit dem Widerstand 162 besteht, die in Rückkopplung verbunden sind. Der Ausgang des Inverters 161 ist mit einer Abtast-Halteschaltung verbunden, die aus dem Transistor 163 besteht, dessen Basis über den Widerstand 164 mit dem Ausgang des Inverters 107 in dem FM-Oszillator verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 163 ist mit einem ersten Anschluss des Kondensators 165 verbunden. Der zweite Anschluss des Kondensators 165 ist mit der Erde verbunden. Ferner ist der Kollektor des Transistors 163 über den Kondensator 166 und den Widerstand 167 mit dem Eingang des Inverters 168 verbunden, der mit einem Basisbandverstärker verbunden ist. Der Widerstand 169 und der Kondensator 170 sind parallel und in Rückkopplung über den Inverter 168 verbunden. Der Ausgang des Inverters 168 ist über den Widerstand 171 mit dem Eingang des Inverters 172 verbunden, der als Verstärker mit dem Widerstand 173 und dem Kondensator 174 parallel und in Rückkopplung verbunden ist. Der Ausgang des Inverters 172 ist über den Kondensator 175 und den Widerstand 176 mit dem Eingang des Inverters 177 verbunden. Der Widerstand 178 ist in Rückkopplung über den Inverter 177 verbunden. Der Ausgang des Inverters 177 steuert eine Grenzwerterfassungsschaltung. Der Eingang der Grenzwerterfassungsschaltung ist der Knoten 198. Ein erster Widerstand 179 ist zwischen den Knoten 198 und den Eingang des Inverters 180 geschaltet. Ferner ist der Widerstand 181 zwischen den Eingang des Inverters 180 und eine 5-Volt-Stromversorgung gekoppelt. Ein zweiter Widerstand 182 ist zwischen den Knoten 178 und den Inverter 183 geschaltet. Ferner ist ein Widerstand 184 zwischen den Eingang des Inverters 183 und die Erde geschaltet. Der Ausgang des Inverters 180 ist über die Diode 185 mit dem Knoten 186 gekoppelt. Der Ausgang des Inverters 183 ist über den Inverter 187 und die Diode 188 mit dem Knoten 186 gekoppelt. Der Knoten 186 ist über ein RC-Netzwerk, das aus dem Widerstand 189 und dem Kondensator 190 besteht, mit dem Gate des Transistors 191 verbunden. Ferner ist der Widerstand 192 zwischen das Gate des Transistors 191 und die Erde geschaltet. Die Source des Transistors 191 ist mit der Erde verbunden, wobei der Drain-Anschluss des Transistors 191 über den Widerstand 193 mit einer akustischen Einrichtung 194 verbunden ist, die durch den Widerstand 195 vorbelastet und durch den Kondensator 196 umgangen wird.

Im Betrieb ist das übermittelte Signal somit durch die Proximität zwischen Sender und Empfänger mit der Empfangsantenne gekoppelt. Das reflektierte Signal wird von der Empfangsantenne empfangen und an der Diode 153 gemischt. Jeder Zyklus des gemischten Signals wird durch die Diode 153 abgetastet und lädt den Kondensator 154 auf den Wert des abgetasteten Signals. Die Höhe der Spannung an dem Kondensator 154 variiert auf der Zwischenfrequenz, wie dies vorstehend im Text beschrieben worden ist. Das Zwischenfrequenzsignal wird über den aus dem Transistor 157 und dem Inverter 161 bestehenden Verstärker mit der Abtast-Halteschaltung gekoppelt, die durch den Transistor 163 gesteuert wird. Der Transistor 163 wird mit der Modulationsfrequenz des Senders synchronisiert, so dass der Durchschnittswert des gemischten Signals abgetastet und gehalten wird. Der Durchschnittswert wird verstärkt und einer Spitzenerfassungsschaltung zugeführt. Durch Einstellen des Auslösewertes an der Spitzenerfassungsschaltung kann die Empfindlichkeit des Sensors ausgewählt werden.

In dem bevorzugten System werden die sendenden und empfangenden Antennen 101 und 150 mit Drahtlängen von 1 – 1/2 Zoll gebildet, die für eine Senderfrequenz von 2 GHz eine Dipolanordnung aufweisen, und wobei sie so positioniert sind, dass das übermittelte Signal mit einer Stärke zu der Empfangsantenne gekoppelt wird, die für den Mischvorgang ausreicht.

Der Bündelfolgefrequenzgenerator wird durch inhärentes Rauschen in den Invertern moduliert, die für das Ausführungsbeispiel aus der Abbildung aus 5 ausgewählt worden sind, so dass keine zusätzliche Modulationsschaltkreisanordnung erforderlich ist.

In Bezug auf die in der Abbildung dargestellten Komponentenwerte ist der Bereich dieser Schaltung zwischen Null und etwa 12 Fuß einstellbar. Die Modulation des Hochfrequenzoszillators wir bei maximaler Entfernung ungefähr auf eine Phasenumkehr von 180° eingestellt.

Die Abbildung aus 6 veranschaulicht einen alternativen Entfernungs- bzw. Nahbereichssensor mit Entfernungsgatter. In dieser Schaltung wird der Hochfrequenzoszillator durch den Transistor 200 gesteuert. Die Basis des Transistors 200 ist über den Induktor 254 mit der Erde verbunden. Der Emitter des Transistors 200 ist über den Kondensator 201 mit der Erde und über den Widerstand 202 mit dem Knoten 203 verbunden. Der Knoten 203 ist über den Widerstand 204 mit der Erde und über den Kondensator 205 mit einem 2-MHz-Bündelfolgefrequenzoszillator verbunden. Dieser Oszillator weist die in Reihe geschalteten Inverter 206 und 207 auf. Der Ausgang des Inverters 207 ist mit dem Kondensator 205 verbunden und über den Kondensator 208 mit dem Eingang des Inverters 207. Ferner ist der Ausgang des Inverters 207 über den Widerstand 209 mit dessen Eingang verbunden.

Der Kollektor des Transistors 200 wird durch den Induktor 255 durch das Signal an dem Knoten 210 moduliert, der über den Kondensator 211 mit der Erde und über den Widerstand 212 mit einer 5-Volt-Stromversorgung gekoppelt ist. Ferner ist der Knoten 210 über den Widerstand 213 mit dem Ausgang des modulierenden Oszillators verbunden, der aus den in Reihe geschalteten Invertern 214 und 215 besteht. Der Ausgang des Inverters 214 ist über den Kondensator 216 mit dem Eingang des Inverters 215 verbunden. Ferner ist der Ausgang des Inverters 215 über den Widerstand 217 mit dessen Eingang verbunden.

Der Empfänger nutzt die Antenne 218 gemeinsam, die durch den Oszillator 200 gesteuert wird. Somit umfasst der Empfänger die Schottky-Diode 219, deren Anode mit der Antenne 218 verbunden ist. Die Kathode der Diode 219 ist mit dem Knoten 220 verbunden. Der Kondensator 221 ist von dem Knoten 220 mit der Erde verbunden. Der Widerstand 222 ist von dem Knoten 220 mit der Erde verbunden. Ferner ist der Knoten 220 über den Kondensator 223 und den Widerstand 224 mit einem Verstärker verbunden, der aus dem Inverter 225 mit dem in Rückkopplung verbundenem Widerstand 226 besteht. Der Ausgang des Inverters 225 ist über den Widerstand 227 mit dem Eingang des Inverters 228 verbunden. Der Ausgang des Inverters 228 wird über die Diode 229 zu dem Knoten 230 gesteuert. Der Widerstand 231 ist von dem Knoten 230 mit dem Eingang des Inverters 228 verbunden. Ferner ist der Kondensator 232 von dem Knoten 230 mit der Erde verbunden. Der Knoten 230 ist über den Kondensator 233 und den Widerstand 234 mit dem Eingang des Inverters 235 verbunden. Bei der Spannung an dem Knoten 230 handelt es sich um den erfassten Spitzenwert des durch den Zwischenfrequenzverstärker 225 vorgesehenen Zwischenfrequenzsignals. Der Widerstand 236 ist in Rückkopplung von dem Ausgang des Inverters 235 mit dessen Eingang verbunden. Ferner ist der Ausgang des Inverters 235 über den Widerstand 237 mit dem Eingang des Inverters 238 verbunden. Der Ausgang des Inverters 238 weist den parallel und in Rückkopplung geschalteten Widerstand 239 und Kondensator 240 auf. Der Ausgang des Inverters 238 ist über den Kondensator 241 und den Widerstand 242 mit dem Eingang des Inverters 243 verbunden. Der Inverter 243 weist in Rückkopplung verbunden den Widerstand 244 und den Kondensator 245 auf. Der Ausgang des Inverters 243 ist über den Kondensator 246 und den Widerstand 247 mit dem Knoten 248 verbunden. Der Knoten 248 ist ferner über den Widerstand 249 mit der Erde verbunden. Ferner ist der Ausgang des Inverters 243 über den Widerstand 250 mit dem Eingang des Inverters 251 verbunden. Der Eingang des Inverters 151 ist über den Widerstand 252 mit der positiven Stromversorgung verbunden. Bei der Ausgabe des Inverters 251 handelt es sich um ein Signal auf der Leitung 252, das die Detektierung einer Störung in dem Feld anzeigt. Ferner kann der Knoten 248 zur bedarfsweisen Steuerung einer entsprechenden Alarmschaltkreisanordnung verwendet werden.

Die Schaltung aus 6 wird über eine Stromversorgung gemäß der Abbildung aus 7 gesteuert. Dabei ist eine 9-Volt-Batterie 275 über einen Stromschalter 276 mit einer Wandlerschaltung verbunden, die einen Kondensator 277 aufweist, der von dem Schalter 276 mit der Erde verbunden ist, und mit einer Spannungswandlerschaltung 278, die einen Ausgang 279 von etwa 5 Volt aufweist. Ferner ist der Ausgang 279 über den Kondensator 280 mit der Erde verbunden. Die 5-Volt-Stromversorgung wird zur Steuerung der Schaltkreisanordnung aus der Abbildung aus 6 verwendet.

Die Frequenz des Senders kann gemäß den Anforderungen der jeweiligen Konstruktion angepasst werden. Die Werte der bezeichneten Komponenten sind in der Abbildung aus 6 für eine Mittenfrequenz von 2 GHz dargestellt. Für eine Mittenfrequenz von 6,5 GHz können ferner die in der Abbildung aus 8 dargestellten Werte verwendet werden.

Die in den Abbildungen der 5 und 6 dargestellten Schaltungspläne bestehen aus allgemein im Handel erhältlichen Komponenten, die für den Fachmann frei verfügbar sind, wobei Beispiele für deren Werte in den Abbildungen dargestellt sind. Hiermit wird festgestellt, dass diese Schaltungen in anwendungsspezifischen Schaltkreisen (ASIC-Schaltkreisen) oder in anderen Kombinationen der Komponenten bzw. Bauteile vorgesehen werden können, abhängig von den gewünschten Anforderungen der jeweiligen Entwickler.

Die hierin beschriebenen Schaltungen weisen Hochfrequenzsender auf, die auf einer Zwischenfrequenz frequenzmoduliert werden. Alternative Systeme können amplitudenmodulierte Hochfrequenzsender oder durch andere Verfahren modulierte Sender aufweisen, und zwar unter Verwendung allgemein auf dem Gebiet der Oszillatormodulation bekannter Techniken. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird der Hochfrequenzoszillator in einem doppelten Burst- bzw. Bündelmodus betrieben, wobei ein erstes Bündel gefolgt von einem zweiten Bündel übertragen wird, wobei dazwischen ein festes Intervall gegeben ist. Das erste Bündel wird mit dem zweiten nur innerhalb eines spezifischen Bereichs gemischt, der durch das Intervall zwischen den Bündeln bestimmt wird. Dies führt zu Einsparungen der durchschnittlichen Leistungsausgabe bei längeren Entfernungen, während gleichzeitig verhindert wird, dass Störungen im Nahbereich gemessen werden. Ferner können Hüllkurvenbildungstechniken für verschiedene Effekte eingesetzt werden.

Die Abbildung aus 9A zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung, wobei ein Impulsfolgefrequenz- oder PRF-Oszillator 80 in einem ersten Pfad 82 Rechteckwellen einem Treiber 81 zuführt. Die Rechteckwellen von dem PRF-Oszillator 80 verlaufen ferner durch eine Verzögerung 83 zu einem Treiber 84 in einem zweiten Pfad 85. Bei der Verzögerung 83 handelt es sich um eine Verzögerung mit einstellbarem Bereich, die den Bereich einstellt und die über die Bereichsanpassung 86 eingestellt wird. Die beiden Treiber 81, 84 sind mit entsprechenden Impulsformnetzwerken (PFNs) 87, 88 verbunden, welche die Rechteckwellen in Impulse umformen. Somit erzeugt ein Impuls von einem PRF-Oszillator 80 einen Impuls von dem PFN 88, der im Verhältnis zu dem Impuls von dem PFN 87 verzögert wird. Die durch die PFNs 87, 88 vorgesehenen Impulse werden in einer Summenbildungsschaltung 89 summiert und einem getakteten Hochfrequenzoszillator 90 zugeführt. Somit ist ein Eingang in den Hochfrequenzoszillator 90 immer gegeben, wenn ein Impuls an dem PFN 87 oder 88 erzeugt wird. Als Reaktion auf jeden Impuls erzeugt der Hochfrequenzoszillator 90 kurze Bündel (Impulse) an Hochfrequenzenergie, die an eine einzelne Sende-/Empfangsantenne 91 ausgegeben werden. Die übermittelten Hochfrequenzimpulse werden von der Antenne 91 in Richtung eines Objekts 92 verteilt, und die reflektierten Impulse (Echos) von dem Objekt werden von der Antenne 91 empfangen.

Ein Diodendetektor 93 ist mit der Antenne 91 verbunden, um einen Mischvorgang zwischen dem reflektierten ersten Impuls (Bündel) und dem erzeugten zweiten Impuls (Bündel) vorzusehen. Da der erzeugte zweite Impuls nach einer Verzögerung eintritt, wird er mit Echos des ersten abgestrahlten Impulses gemischt, die nach der gleichen Verzögerung wieder zurück an der Antenne 91 ankommen. Dieser Mischvorgang erzeugt ein einheitliches Gleichstromniveau an dem Diodendetektor 93 als Folge der Mittelwertbildung der detektierten Signale über viele Zyklen des PRF-Oszillators 80, bis sich das reflektierende Ziel (Target) 92 bewegt. Ein sich bewegendes Ziel 92 innerhalb eines Bereichs der der zeitlichen Verzögerung dividiert durch zwei entspricht, erzeugt ein Doppler-Signal an dem Diodendetektor 93, solange sich das Ziel innerhalb des durch die Bereichsverzögerung 83 und der Hochfrequenzimpulsbreite definierten Bereichs befindet. Ziele außerhalb dieses Bereichs erzeugen keine Echos, die für eine Mischung mit dem zweiten Hochfrequenzimpuls rechtzeitig zurückgeführt werden. Somit weist dieses Radar ein Entfernungsgatter auf.

Die Bereichs- bzw. Entfernungsverzögerung entspricht vorzugsweise nicht mehr als etwa 10% der Periode des PRF-Oszillators, um Störeffekte aufgrund von Bereichsmehrdeutigkeiten zu beseitigen. Der PRF-Oszillator 80 arbeitet kennzeichnenderweise mit 2 MHz (Periode von 500 ns), wobei er auch über einen weiten Frequenzbereich von z. B. 10 KHz bis 10 MHz funktionsfähig ist. Der Bereich bzw. die Entfernung beträgt für gewöhnlich 2 bis 100 Fuß, wofür eine Verzögerung von 4 bis 200 ns erforderlich ist. Somit beeinträchtigen die beiden durch jeden PRF-Zyklus erzeugten Hochfrequenzbündel nicht Bündel von andern Zyklen, da die PRF-Periode deutlich länger ist.

Die Doppler-Ausgabe von dem Diodendetektor 93 wird durch einen Basisbandverstärker 94 verstärkt, der eine kennzeichnende Verstärkung von etwa 60 dB und eine Bandbreite von etwa 0,5 bis 100 Hz aufweist. Der Basisbandverstärker 94 ist mit einem Grenzwertkomparator 95 verbunden, so dass jedes Doppler-Signal oberhalb eines durch die Empfindlichkeitseinstellung 96 definierten Wertes detektiert und zum Auslösen einer Alarmausgabe, allgemein eines Schließens des Schalters, verwendet wird.

Veranschaulichende Hochfrequenzimpulse, die an dem Antennenanschluss auftreten, sind in der Abbildung aus 10A dargestellt. Dabei handelt es sich um Bündel von 6,5 Ghz mit einer Breite von etwa 4 Nanosekunden und einem Abstand von etwa 11 Nanosekunden, was einer Umlaufstrecke von etwa 5,5 Fuß entspricht. Das Emissionsspektrum ist zum Verweis in der Abbildung aus 10B dargestellt und liegt innerhalb des Bands für leistungsarme Vorrichtungen (LPD-Band) gemäß der Definition durch die FCC. Die Daten aus den Abbildungen der 10A, B stammen von Entfernungen von 0,3 Metern mit einer Antenne mit einer Verstärkung von 14 dB.

Die Abbildung aus 11 zeigt eine Prinzipskizze des Radarausführungsbeispiels aus 9. Der PRF-Oszillator 80 wird aus einem Inverterpaar 301, 302 gebildet, wobei der erste Treiber aus dem Inverter 303 gebildet wird, und wobei der zweite Treiber 84 aus dem Inverter 304 gebildet wird. Die Bereichsverzögerung 83 wird über den Stellwiderstand R_x angepasst. Negative Übergänge von den CMOS-Invertern 303, 304 werden durch die PFNs 87, 88 unterschieden, welche 22 Picofarad Kondensatoren C1 und 270 Ohm Widerstände R1 umfassen, und zwar in negative Spitzen mit jeweils einer Breite von mehreren Nanosekunden. Die Spitzen werden durch die Summenbildungsdioden D1 und D2 an dem Knoten 305 verknüpft (Summenbildungsschaltung 89) und danach zur Vorspannung des Hochfrequenzoszillators 90 auf den eingeschalteten Zustand verwendet, wobei dieser aus dem Transistor Q1 gebildet wird, bei dem es sich vorzugsweise um einen GaAs-Feldeffekttransistor handelt. Q1 führt der Antenne Hochfrequenzbündel mit einer Breite und einem Abstand zu, die den Summenbildungsimpulsen an den D1, D2 Anoden sehr ähnlich sind. Die Schottky-Diode D6 des Detektors 93 erfasst die Spitzen der Hochfrequenzbündelspannung und entwickelt eine konstante Gleichstromspannung an dem Kondensator C2 mit 0,01 Mikrofarad (Signalmittelwertbildungsschaltung), der mit der Kathode verbunden ist. Die konstante Gleichstromspannung stellt einen Mittelwert über viele Impulse von dem PRF-Oszillator dar, wie zum Beispiel über Hunderte bis Tausende von Impulsen. Wenn sich ein Ziel durch eine Zone bewegt, die dem durch den zweiten Impuls definierten Bereich entspricht, variiert die Kathodenspannung der Diode mit einer Amplitude im Mikrovolt- bis Millivoltbereich und mit einer Frequenz, die durch die durch das Ziel erzeugte Doppler-Verschiebung definiert wird, wobei diese bei sich bewegenden Menschen für gewöhnlich im Bereich von 0,5 bis 100 Hz liegt. Das alternierende Signal wird durch Operationsverstärker, die im Fach allgemein bekannt sind, verstärkt und der Grenzwert wird entsprechend erfasst, so dass ein Schließen des Alarmschalters erzeugt wird.

Die temporale Position des zweiten Hochfrequenzbündels kann zwischen zwei oder mehr Zeitschlitzen für einen Zellenbetrieb mit mehreren Entfernungen pulsdauermoduliert werden, wie dies in dem U.S. Patent US-A-5.361.070 beschrieben wird.

Der Feldstörungssensor mit Entfernungsgatter kann für medizinische Anwendungen eingesetzt werden, wie etwa für die Überwachung der Bewegung von Organen, wie etwa der Atmung und/oder der Herzfrequenz.

Das vorliegende Radarausführungsbeispiel unterscheidet sich von anderen Radarsystemen mit Entfernungsgattern (wie etwa Radarsystemen an einem Flughafen) dadurch, dass es einen einzigen Transistor zur Übermittlung des Impulses und zum Erzeugen des Empfangsmischerimpulses verwendet, eine einzige Sende-/Empfangsantenne, eine einfache Detektordiode, die mit der Antenne verbunden ist, und eine Mittelwertbildungsschaltung, die mit der Diode verbunden ist, um ein Mittelwert- bzw. Durchschnittssignal über viele Impulse zu erzeugen. Das vorliegende Ausführungsbeispiel zur Entfernungs- bzw. Bereichsdefinition übermittelt zwei Hochfrequenzbündel, wobei der zeitliche Abstand zwischen den Bündeln die maximale Entfernung definiert. Der verzögerte Impuls zu dem Mischer wird durch den gleichen Hochfrequenztransistor wie der erste Hochfrequenzimpuls erzeugt, der sich zu dem Objekt ausbreitet und einen reflektierten Impuls erzeugt, der in dem Mischer mit dem verzögerten Impuls kombiniert wird. Die Konstruktion ist effizient und kostengünstig, da nur ein Transistor, eine Antenne und eine Diode verwendet werden.