PatentDe  


Dokumentenidentifikation DE60006486T2 26.08.2004
EP-Veröffentlichungsnummer 0001146620
Titel Verfahren zur Steuerung eines Halbleiter-Schaltelementes und nach diesem Verfahren gesteuertes Schaltnetzteilgerät
Anmelder Hitachi, Ltd., Tokio/Tokyo, JP;
Renesas Eastern Japan Semiconductor, Inc., Ome, Tokyo/Tokio, JP
Erfinder Takahashi, Tadashi, Chiyoda-ku, Tokyo 100-8220, JP;
Onda, Kenichi, Chiyoda-ku, Tokyo 100-8220, JP;
Tokunaga, Norikazu, Chiyoda-ku, Tokyo 100-8220, JP;
Onaka, Takeshi, Chiyoda-ku, Tokyo 100-8220, JP;
Saga, Ryohei, Gunma 370-0021, JP;
Hayashi, Katsunori, Chiyoda-ku, Tokyo 100-8220, JP
Vertreter Strehl, Schübel-Hopf & Partner, 80538 München
DE-Aktenzeichen 60006486
Vertragsstaaten DE, FR, IT
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 28.08.2000
EP-Aktenzeichen 001186162
EP-Offenlegungsdatum 17.10.2001
EP date of grant 12.11.2003
Veröffentlichungstag im Patentblatt 26.08.2004
IPC-Hauptklasse H02J 1/10
IPC-Nebenklasse H02M 3/28   H02H 9/02   

Beschreibung[de]
HINTERGRUND DER ERFINDUNG Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Steuerung eines Schaltelements eines Energieversorgungsgeräts und das nach diesem Verfahren gesteuerte Energieversorgungsgerät.

Beschreibung des Stands der Technik

Wenn mehrere Wandler in paralleler Redundanz betrieben werden, ist es üblich, dass jeder Wandler als Rückstrom- oder Sperrstromschutz über eine Diode an die Last angeschaltet ist. Die Diode hat jedoch einen so hohen Spannungsabfall in Durchlassrichtung, dass der Energieverlust zu groß ist. Als eine Möglichkeit hiergegen wird ein Halbleiter-Schaltelement wie z. B. ein MOSFET benutzt. In diesem Fall stellt es kein Problem dar, wenn der MOSFET eingeschaltet und parallel zu dem in das redundante System eingefügten Wandler geschaltet wird, nachdem der Wandler vollständig aktiviert und die Spannung hergestellt ist. Beim dynamischen Zuschalten und Wegnehmen wird der MOSFET jedoch unvermeidlich bei einer niedrigeren Spannung als der des redundanten Systems bezogen auf den Spannungsmessfehler des Hauptwandlers ein/ausgeschaltet. Ein hoher Ladungsstrom fließt sofort durch den Kondensator des aktivierten Wandlers aus dem redundanten System, wodurch es zu einer starken Schwankung der Lastspannung kommt.

Auch wenn der Wandler bei Benutzung mit dem MOSFET außer Kontrolle gerät, fällt die Spannung über den Wandler allmählich auf einen solchen Pegel ab, dass die Spannung über den fehlerhaften Wandler niedriger als die Spannung über das redundante System wird, und der Sperrstrom fließt über den MOSFET aus dem redundanten System zu dem fehlerhaften Wandler, bis die Messspannung zum Ausschalten des MOSFET erreicht wird, wodurch es zu einer starken Schwankung der Lastspannung kommt.

Wenn das fehlerhafte Energieversorgungsgerät zur Aktivierung ersetzt wird oder wenn die Energieversorgung außer Kontrolle gerät, wird der Strom des redundanten Systems gestört, und die Lastspannung schwankt, wenn der MOSFET wie oben beschrieben eingeschaltet wird. Dadurch entsteht ein Störrauschen.

JP 09-051678 A beschreibt ein Energieversorgungsgerät mit den Merkmalen nach dem ersten Teil von Anspruch 4. Die Vorrichtung nach dem bisherigen Stand der Technik bezieht sich auf ein System mit mehreren parallel geschalteten Wandlern. Fällt ein Wandler aus, wird der Stromfluss von einem anderen Wandler zu dem fehlerhaften Wandler verhindert.

Ähnliche Vorrichtungen sind in US-A-5,428,523 und JP 05-161262 A beschrieben. Nach dem letztgenannten Dokument wird das Halbleiter-Schaltelement durch Impulse gesteuert, und beim Einschalten des Schaltelements erfolgt ein reibungsloser Start.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Zweck der Erfindung ist die Bereitstellung eines sehr zuverlässigen Verfahrens zur Steuerung eines Halbleiter-Schaltelements in einem Energieversorgungsgerät zum Zeitpunkt der Verhinderung von Sperrstrom sowie ein nach diesem Verfahren gesteuertes Energieversorgungsgerät.

Diese Ziel wird durch das in Anspruch 1 definierte Verfahren und das in Anspruch 4 definierte Gerät erfüllt.

Das Halbleiter-Schaltelement wird nicht direkt, sondern allmählich durch einen nicht gesättigten Zustand eingeschaltet. Der Strom ist zunächst begrenzt, wenn das Halbleiter-Schaltelement eingeschaltet wird, und daher kann ein abrupter Stromanstieg verhindert werden, der eine Lastschwankung verursachen könnte. Die Zuverlässigkeit des Energieversorgungsgeräts wird durch die Benutzung des erfindungsgemäßen Steuerverfahrens in der Steuerschaltung zur Steuerung des Ein/Aus-Betriebs des Halbleiter-Schaltelements zur Abgabe von Energie aus dem Energieversorgungsgerät verbessert.

Verschiedene Arten von Halbleiter-Schaltelementen können benutzt werden, darunter ein Feldeffekttransistor mit isolierter Torelektrode, z. B. ein MOSFET (Metalloxidhalbleiter-Transistor), ein IGBT (Bipolartransistor mit isolierter Torelektrode) und ein Bipolartransistor. Das Halbleiter-Schaltelement wird für verschiedene Zwecke benutzt, einschließlich zur Unterdrückung von Sperrstrom.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

1 zeigt ein Schaltbild einer Ausführungsform der Erfindung.

2 zeigt ein Schaltbild einer anderen Ausführungsform der Erfindung.

3 zeigt ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung.

4 zeigt ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung.

5 zeigt ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung.

6 zeigt ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung.

7 zeigt ein Schaltbild, bei dem die Erfindung für den Parallelbetrieb von Wandlern nach einer Ausführungsform benutzt wird.

BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN

Ein Energieversorgungsgerät nach einer Ausführungsform der Erfindung ist in 1 gezeigt. Diese Ausführungsform stellt eine interne Konfiguration eines Gleichstromwandlers für den in 7 gezeigten redundanten Parallelbetrieb dar. 7 zeigt ein Beispiel für den redundanten Parallelbetrieb von drei Wandlern, die jeweils über einen Sperrstromunterdrückungs-MOSFET Q an eine Last Lo angeschaltet sind. Außerdem ist jeder Wandler zur Steuerung des Stromabgleichs mit einem Anschluss CL verbunden.

In der Grundkonfiguration des in 1 gezeigten Vorwärts-Gleichspannungswandlers 1 wird die Primärwicklung eines Transformators TF über einen Hauptschalter Q1 mit einer Gleichspannung Vi beaufschlagt. Das Schalten des Hauptschalters Q1 wird durch eine Steuerschaltung CIC gesteuert, die durch die gestrichelte Linie auf der Sekundärseite des Transformators TF definiert ist. Die Hauptschaltung des Transformators auf der Sekundärseite umfasst Dioden D1 und D2 zum Gleichrichten und Glätten, eine Induktionsspule L1, einen Kondensator C1, einen Sperrstromunterdrückungs-MOSFET Q2, eine Diode D3 (wobei es sich um eine parasitäre Diode für den MOSFET handeln kann) und einen Strommesswiderstand Rcd. Wird der Hauptschalter Q1 durch diese Schaltung bei einer vorbestimmten Frequenz ein/ausgeschaltet, wird auf der Sekundärseite des Transformators eine Spannung proportional zur relativen Einschaltdauer erhalten, die dem Verhältnis der Einschaltzeit zur Schaltzeit entspricht. Diese Spannung wird von der Diode D1 gleichgerichtet und zum Laden des Kondensators C1 über die Induktionsspule L1 benutzt. Schaltet der Hauptschalter Q1 aus und fällt die Primärspannung auf null, ändert sich die Sekundärspannung in die Sperrrichtung, wodurch die Diode D1 in Sperrrichtung betrieben wird und ausschaltet. Damit wird die in der Induktionsspule L1 gespeicherte Energie freigesetzt, so dass das Strom weiter durch den Kondensator C1 und die Diode D2 fließt. Auf diese Weise wird die Spannung gleichgerichtet und geglättet, und die Spannung über den Kondensator wird zu einer Gleichspannung mit geringer Welligkeit. Die Last Lo wird mit dieser Spannung angesteuert.

Als Nächstes wird die Sperrstromunterdrückungsfunktion der Steuerschaltung CIC erläutert. Der MOSFET Q2 und die Diode D3 sind parallel zueinander geschaltet, und die Parallelschaltung ist mit einem Strommesswiderstand Rcd und weiter mit der negativen Seite des Ausgangsanschlusses von Wandler 1 in Reihe geschaltet. Die beiden Anschlusspunkte des Strommesswiderstands Rcd sind mit einem Verstärker OP4 verbunden. Wie gezeigt, ist jedoch die Erdungsseite GND des Widerstands Rcd mit dem positiven Eingangsanschluss des Verstärkers OP4 verbunden, und die andere Seite ist über einen Widerstand R9 mit dem negativen Eingangsanschluss des Verstärkers OP4 verbunden. Ein Widerstand R8 ist zwischen dem negativen Eingangsanschluss und dem Ausgangsanschluss des Verstärkers OP4 eingesetzt, um einen Verstärker mit einem Verstärkungsfaktor von R8/R9 zu bilden. Außerdem ist der positive Eingangsanschluss einer Vergleichsschaltung COM4 mit dem Ausgangsanschluss des Verstärkers OP4 verbunden, und an dem negativen Eingangsanschluss der Vergleichsschaltung COM4 liegt eine Referenzspannung E4 an. Die Ausgänge des Verstärkers OP4 und der Vergleichsschaltung COM4 sind über die Dioden D6 bzw. D7 mit der Steuerelektrode des MOSFET Q2 verbunden. Wenn der Wandler 1 in dieser Konfiguration aktiviert wird, bleibt der MOSFET Q2 ausgeschaltet, während die Ausgangsspannung des Wandlers 1 niedriger als die Spannung Vo der durch den Wandler 1 des anderen redundanten Systems gesteuerten Last ist. Dadurch wird der Ladungsstrom für den Kondensator C1 von dem anderen redundanten System durch die Diode D3 unterdrückt. Steigt die Spannung über den Wandler 1 im weiteren Verlauf der Aktivierung auf die Spannung Vo der Last oder darüber, wird die Diode D3 in Durchlassrichtung betrieben, und der Strom beginnt zu fließen. Dieser Strom wird von dem Verstärker OP4 verstärkt. Steigt die Ausgangsspannung des Verstärkers OP4 auf die Durchlassspannung der Diode D6, die einen ersten Referenzwert darstellt, erhöht sich die Ausgangsspannung des Verstärkers OP4 im Verhältnis zur Größenordnung des erhaltenen Stroms. Die Ausgangsspannung des Verstärkers OP4 bildet das erste Steuersignal (Torsignal) für den MOSFET Q2, und die Steuerspannung des MOSFET Q2 steigt. Folglich wird der MOSFET Q2 allmählich leitend, während der MOSFET Q2 nicht gesättigt bleibt, und der Strom beginnt allmählich von der Diode D3 zum MOSFET Q2 zu fließen. Dadurch entsteht die Durchlassspannung der Diode D3. Wird der Aktivierungsstrom des Wandlers weiter bis zu einem Punkt erhöht, dass die Ausgangsspannung des Verstärkers OP4 den zweiten Referenzwert E4 erreicht, schaltet der Ausgang der Vergleichsschaltung COM4 ein. Dieses Ausgangssignal wird als ein zweites Steuersignal (Torsignal) an den MOSFET Q2 angelegt. Der Ausgang der Vergleichsschaltung COM4 wird auf eine Größenordnung eingestellt, die nicht kleiner als das erste Steuersignal ist, und daher wird der MOSFET Q2 in hinreichendem Maß eingeschaltet. Gleichzeitig wird der MOSFET Q2 in einem gesättigten Bereich betrieben, und der Strom fließt ausreichend von der Diode D3 zu dem MOSFET Q2, wodurch die Aktivierung abgeschlossen wird.

Die erwähnte Sperrstromunterdrückungsfunktion der Steuerschaltung CIC begrenzt den Strom, wenn der MOSFET Q2 zum Zeitpunkt der Aktivierung des Wandlers 1 einzuschalten beginnt, wodurch verhindert wird, dass der Strom so abrupt ansteigt, dass er eine Lastschwankung verursachen könnte. Diese Wirkungen werden auch erzielt, wenn der MOSFET Q2 in einem geringfügig gegenüber dem nicht gesättigten oder gesättigten Bereich verschobenen Bereich unter der Steuerung der ersten und zweiten Steuersignale betrieben wird.

Ein Spannungssteuersystem zur Steuerung der Ausgangsspannung auf einem konstanten Niveau ist ebenfalls nötig. Bei einer Konfiguration dieses Systems sind die Widerstände R1 und R2 mit den Anschlüssen des Kondensator C1 verbunden, um die Ausgangsspannung zu erfassen, und eine Messspannung Vd wird an dessen Mittelpunkt abgegriffen. Diese Spannung wird in einer Additionsschaltung Ad mit einer Referenzspannung Er verglichen, und wenn die Messspannung Vd niedriger als die Referenzspannung Er ist, wird eine zu dem Unterschied proportionale Fehlerspannung in einen PWM-Wandler PWM eingegeben; der eine Impulsspannung mit einer entsprechend der Fehlerspannung erhöhten Einschaltdauer ausgibt. Dieses Ausgangssignal wird über Isoliervorrichtungen wie z. B. einen Optokoppler Phc als ein Steuersignal an den Hauptschalter Q1 auf der Primärseite des Transformators TF angelegt, um diesen Schalter Q1 anzusteuern. Auf diese Weise wird der Wandler 1 so gesteuert, dass die Ausgangsspannung steigt und die Referenzspannung Er sich mit der Messspannung Vd deckt. Folglich kann die Ausgangsspannung Vo auf den gewünschten Wert geregelt werden. Der erste Referenzwert ist als eine Spannung über die Diode D6 im vorliegenden Fall zwar fest, kann aber durch Benutzung einer regelbaren Spannungsquelle einstellbar gemacht werden. Auch der zweite Referenzwert E4 kann mittels einer regelbaren Spannungsquelle einstellbar gemacht werden.

Weiter ist zur Steuerung des Stromabgleichs für den redundanten Parallelbetrieb der Ausgang des Stromverstärkers OP4 mit dem positiven Eingangsanschluss des Verstärkers OP2 und über den Widerstand R10 mit dem negativen Eingangsanschluss des Verstärkers OP3 verbunden. Der Ausgang des Verstärkers OP2 ist mit dem negativen Eingangsanschluss, dem positiven Eingangsanschluss des Verstärkers OP3 und über die Diode D5 mit dem Stromsteuerleitungsanschluss CL verbunden. Der Ausgang des Verstärkers OP3 ist mit dem positiven Eingangsanschluss der Additionsschaltung Ad und dem Widerstand R11 verbunden. Der positive Eingangsanschluss der Additionsschaltung Ad ist mit der Referenzspannung Er verbunden, und der andere negative Eingangsanschluss der Additionsschaltung Ad ist mit der Spannung (im Wesentlichen gleich der Ausgangsspannung) über den Kondensator C1 des Wandlers 1 beaufschlagt, geteilt durch die Widerstände R1 und R2. Der Ausgang der Additionsschaltung Ad ist über einen Wandler PWM und einen Optokoppler Phc mit der Steuerelektrode des Hauptschalters Q1 des Wandlers 1 verbunden. Unter den Wandlern, die bei dieser Konfiguration den redundanten Betrieb ausführen, wird der Ausgangsstromwert des Wandlers 1, der den maximalen Strom liefert, am Stromsteuerleitungsanschluss CL erhalten. Der Wert dieses Stroms wird mit dem Stromwert des Hauptwandlers 1 in dem Verstärker OP2 verglichen, und der größere der beiden Ströme wird am Stromsteuerleitungsanschluss CL ausgegeben. Daher steht der maximale Strom in den parallel betriebenen Wandlern immer am Stromsteuerleitungsanschluss CL an. Der Verstärker OP3 verstärkt auch die Differenz zwischen dem Stromwert des Hauptwandlers 1 und dem maximalen Stromwert mit dem Verstärkungsfaktor von R11/R10, und der Fehlerausgang wird in der Additionsschaltung Ad zu dem Referenzwert Er addiert. Unter der Annahme, dass der Strom des Hauptwandlers 1 niedriger als der Maximalwert ist, steigt der Ausgang des Verstärkers OP3 und ebenso der Ausgang der Additionsschaltung Ad. Dadurch nimmt die Einschaltdauer des Ausgangs des PWM-Wandlers PWM zu, mit dem Ergebnis, dass die Spannung des Hauptwandlers für einen erhöhten Stromanteil des Hauptwandlers 1 leicht steigt. Dieses Verfahren des Stromabgleichs zwischen den Wandlern wird für den vorliegenden Zweck als Maximalstrom-Folgeregelung bezeichnet.

Als Nächstes wird die Überstromschutzfunktion erklärt. Der negative Eingang der Vergleichsschaltung COM1 ist mit einer Referenzspannung E3 verbunden, und der positive Eingang ist mit dem Ausgang des Verstärkers OP4 verbunden, dem Stromwert des Wandlers 1. Der Ausgang der Vergleichsschaltung COM1 ist über eine Halteschaltung Hj mit dem PWM-Wandler PWM verbunden. So lange der Strom des Wandlers 1 niedrig ist, ist auch der Ausgang der Vergleichsschaltung COM1 auf einem niedrigen Pegel (L), genau wie der Ausgang der Halteschaltung Hj. Der PWM-Wandler arbeitet daher in Übereinstimmung mit dem Ausgang der Additionsschaltung Ad. Sobald der Strom aus irgendeinem Grund ungewöhnlich auf einen Wert ansteigt, der nicht kleiner als die Referenzspannung E3 ist, bei der es sich um einen Überstrom-Referenzwert handelt, wird jedoch der Ausgang der Vergleichsschaltung COM1 hoch (H). Der Ausgang der Halteschaltung Hj wird ebenfalls auf H-Pegel gehalten, so dass der Ausgang des PWM-Wandlers PWM dadurch daran gehindert wird, den Hauptschalter Q1 weiter auszuschalten. Die Schaltung wird mit einem Rückstellschalter (nicht gezeigt) der Halteschaltung Hj zurückgesetzt. Die Schaltung dieser Konfiguration kann auch so gesteuert werden, dass der MOSFET Q2 bewusst eingeschaltet wird, um für eine längere Zeit nach Erfassung dessen, dass der Strom in den Hauptwandler 1 zu fließen begonnen hat, durch den nicht gesättigten Bereich zu gehen, während der MOSFET Q2 ausgeschaltet wird, so dass der nicht gesättigte Bereich für eine kürzere Zeit durchlaufen wird, als wenn der MOSFET Q2 eingeschaltet ist, nachdem erfasst worden ist, dass der Strom des Hauptwandlers 1 in umgekehrter Richtung zu dem Fall geflossen ist, wenn der Strom der Last zugeführt wird.

Die Schaltung in 1 arbeitet wie oben beschrieben und kann daher automatisch zu dem redundanten System wiederhergestellt werden, auch im Falle des dynamischen Zuschaltens und Wegnehmens im redundanten Parallelbetrieb, wodurch es möglich wird, die Spannungsschwankung des redundanten Systems zu verringert. Wenn der MOSFET Q2 und der Strommesswiderstand Rcd auf der negativen Seite des Ausgangs von Wandler 1 angeordnet sind, bleibt außerdem wie gezeigt die Steuerschaltung CIC, definiert durch die gestrichelte Linie, auf einer niedrigen Spannung, mit Ausnahme des Optokopplers, und daher ist keine Isolierung für die Strommessung erforderlich, was zu dem Vorteil führt, dass ein monolithischer IC problemlos hergestellt werden kann. Weil außerdem die Steuerschaltung CIC auf der negativen Spannungsseite auf der Sekundärseite des Transformators angeordnet ist und daher nur das Signal zur Steuerung des Hauptschalters Q1 ausreichend isoliert ist, kann der Einsatz des Optokopplers die Wirkung von Störrauschen minimieren, so dass eine einfache, preiswerte Schaltung konfiguriert werden kann.

Eine weitere Ausführungsform wird anhand von 2 erklärt. Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform in 1 dahingehend, das der Strom durch den MOSFET erfasst wird. Die Steuerschaltung CIC ist ähnlich wie die in 1, und daher zeigt 2 hauptsächlich die Steuerschaltung für den Sperrstromunterdrückungs-MOSFET, während die übrigen Schaltungsteile nicht gezeigt sind. Die mit den Bezugszeichen der entsprechenden Teile in 1 versehenen Bauteile haben die gleiche Funktionsweise. Der MOSFET Q2 besteht aus den MOSFETs Q2 und Q2s mit der Strommessfunktion. Der MOSFET Q2s ähnelt in seiner Form dem MOSFET Q2, ist aber mehrere Zehnerpotenzen kleiner als dieser. Der Strom des MOSFETs Q2s ist proportional zu dem von MOSFET Q2, aber mehrere Zehnerpotenzen kleiner. Diese Bauteile sind wie gezeigt parallel geschaltet. Insbesondere sind sie auf demselben Halbleiter-Chip angeordnet. Die Source-Elektrode des MOSFETs Q2s für die Strommessung ist mit einem Anschluss des Strommesswiderstands Rcd verbunden, und der andere Anschluss des Widerstands Rcd ist mit der Source-Elektrode von MOSFET Q2 verbunden. Ein Anschluss des Strommesswiderstands Rcd, der mit dem MOSFET Q2s verbunden ist, ist über den Widerstand R9 mit dem negativen Eingang des Verstärkers OP4 verbunden. Der andere Anschluss des Widerstands Rcd und der positive Eingang des Verstärkers OP4 sind mit Masse verbunden. Der Ausgang des Verstärkers OP4 ist mit der Anode der Diode D6 und den positiven Eingangsanschlüssen der Vergleichsschaltungen COM4 und COM1 verbunden. Die Kathode der Diode D6 hingegen ist mit den Steuerelektroden der MOSFETs Q2 und Q2s verbunden, und die negativen Eingänge der Vergleichsschaltungen COM4 und COM1 sind mit den Referenzspannungen E4 bzw. E3 verbunden.

Die Funktionsweise dieser Ausführungsform ist ähnlich wie die der in 1 gezeigten Ausführungsform. Insbesondere ist die Spannung niedrig, und die Dioden D3 und D3s werden in Sperrrichtung betrieben, so dass zum Zeitpunkt der Aktivierung des Wandlers 1 kein Strom fließt. Steigt die Spannung bis in die Nähe der Lastspannung Vo des redundanten Systems, beginnt der Strom durch die Dioden D3 und D3s zu fließen. Dieser Strom wird von dem Widerstand Rcd erfasst und mit dem Verstärker OP4 verstärkt. Wird dieser Strom in gleicher Weise wie in 1 durch den Verstärker OP4 verstärkt und steigt die Ausgangsspannung des Verstärkers OP4 auf die Durchlassspannung der Diode D6, die den ersten Referenzwert liefert, steigt die Ausgangsspannung des Verstärkers OP4 entsprechend der Größenordnung dieses Stroms. Folglich steigen auch die Steuerspannungen der MOSFETs Q2 und Q2s. Dadurch werden die MOSFETs Q2 und Q2s allmählich im nicht gesättigten Zustand leitend, so dass der Strom allmählich von den Dioden D3 und D3s zu den MOSFETs Q2 und Q2s zu fließen beginnt und auch die Durchlassspannung der Dioden D3 und D3s fällt. Wenn der Strom des Wandlers 1 zum Zeitpunkt der Aktivierung weiter steigt und die Ausgangsspannung des Verstärkers OP4 den zweiten Referenzwert E4 erreicht, wird der Ausgang der Vergleichsschaltung COM4 eingeschaltet, so dass die MOSFETs Q2 und Q2s ausreichend eingeschaltet werden. Damit fließt ausreichend Strom von den Dioden D3 und D3s zu den MOSFETs Q2 und Q2s, um die Aktivierung abzuschließen. Wenn der Strom sinkt, sinkt auch der Ausgang des Verstärkers OP4, und die MOSFETs Q2 und Q2s schalten aus. Fließt jedoch aus irgendeinem Grund der Sperrstrom, wird die Schutzschaltung eingeschaltet.

Nach dieser Ausführungsform ist die Schaltungskonfiguration einfach und beständig gegen Störrauschen, wenn die in 1 gezeigte Steuerschaltung CIC, die mit einem einzelnen Chip konfiguriert werden kann, über darin integrierte MOSFETs Q2 und Q2s verfügt.

Eine weitere Ausführungsform ist in 3 gezeigt. Dieses Beispiel bezieht sich auf die Bestimmung der Steuerung für die Sperrstromunterdrückung aus der Spannung des Hauptwandlers. Dieselben Bezugszeichen wie in 1 bezeichnen gleiche Bauteile, die in gleicher Weise wie die entsprechenden Teile in 1 arbeiten. Die Funktionen für die Spannungssteuerung, die Stromabgleichsteuerung und den Überstromschutz sind daher dieselben wie in 1. Bei der Steuerung für die Sperrstromunterdrückung wird die Spannung des Hauptwandlers, geteilt durch die Widerstände R1 und R2, aus dem Übergangspunkt der Widerstände R1 und R2 erhalten. Der Übergangspunkt der Widerstände R1 und R2 ist über den Widerstand R3 mit dem positiven Eingangsanschluss des Verstärkers OP1 verbunden und außerdem über die Diode D4 mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung COM2. Der negative Eingang des Verstärkers OP1 ist über den Widerstand R4 mit der Referenzspannung E1 auf der einen Seite und über den Widerstand R5 mit dem Ausgang des Verstärkers OP1 auf der anderen Seite verbunden.

Wenn die Spannung des Hauptwandlers 1, geteilt durch die Widerstände R1 und R2, nicht höher als der Referenzwert E1 ist, ist der Ausgang des Verstärkers OP1 nicht höher als null, und der MOSFET Q2 wird im ausgeschalteten Zustand gehalten. Sobald die geteilte Spannung des Hauptwandlers 1 den Referenzwert E1 erreicht oder überschreitet, ändert sich der Ausgang des Verstärkers OP1 jedoch in die positive Richtung, und der MOSFET Q2 schaltet entsprechend dem Ausgang des Verstärkers OP1 im nicht gesättigten Zustand ein. Mit dem Ansteigen der geteilten Spannung des Hauptwandlers 1 erreicht der MOSFET Q2 die Sättigung, und wenn die geteilte Spannung des Hauptwandlers 1 nicht weniger als den zweiten Referenzwert erreicht, der durch den MOSFET Q2 bestimmt ist, schaltet er voll ein. Der Strom fließt zunächst in einer größeren Menge in die Diode D3, gefolgt von einem allmählichen, stufenlosen Fließen in den MOSFET Q2. An einem bestimmten Zeitpunkt fließt der Strom zum größten Teil in den MOSFET Q2. Wenn aus irgendeinem Grund der Sperrstrom in den MOSFET Q2 fließt, wird der Sperrstrom von der Vergleichsschaltung COM2 über den Strommesswiderstand Rcd erfasst, und der MOSFET Q2 wird ausgeschaltet, um zu verhindern, dass der Sperrstrom den positiven Eingang des Verstärkers OP1 mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung COM2 über die Diode D4 kurzschließt.

4 zeigt ein Beispiel für den Sperrstromunterdrückungs-MOSFET Q2, angeordnet auf der positiven Seite des Ausgangs von Wandler 1, nach einer weiteren Ausführungsform. Dieselben Bezugszeichen wie in 3 bezeichnen gleiche Bauteile, die in gleicher Weise wie die entsprechenden Teile in 3 arbeiten. Diese Konfiguration unterscheidet sich von der in 3 in der Bereitstellung der Vergleichsschaltung COM3 zum Vergleichen der Spannung mit dem zweiten Referenzwert E2 für die Sperrstromschutzsteuerung zusätzlich zu der Bereitstellung des oben beschriebenen Sperrstromunterdrückungs-MOSFET. Der Übergangspunkt der Widerstände R1 und R2 ist mit dem positiven Eingang des Verstärkers OP1 und über den Widerstand R3 mit dem positiven Eingang der Vergleichsschaltung COM3 verbunden. Der negative Eingang der Vergleichsschaltung COM3 ist über den Widerstand R12 auf der einen Seite mit dem Referenzwert E2 verbunden und auf der anderen Seite über den Widerstand R13 mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung COM3. Die Ausgänge der Vergleichsschaltung COM3 und des Verstärkers OP1 sind über die Dioden D7 bzw. D6 mit der Steuerelektrode des MOSFET Q2 verbunden.

Wenn bei der in 4 gezeigten Ausführungsform die geteilte Spannung des Hauptwandlers 1 nicht höher als der erste Referenzwert E1 ist, ist der Ausgang des Verstärkers OP1 nicht höher als null, so dass der MOSFET Q2 im ausgeschalteten Zustand gehalten wird. Sobald die geteilte Spannung des Hauptwandlers 1 den Referenzwert E1 erreicht oder überschreitet, ändert sich der Ausgang des Verstärkers OP1 in die positive Richtung, so dass der MOSFET Q2 entsprechend dem Ausgang des Verstärkers OP1 im nicht gesättigten Zustand einschaltet. Mit dem Ansteigen der geteilten Spannung des Hauptwandlers 1 nähert sich der MOSFET Q2 dem Einschaltzustand bei Sättigung. Steigt die geteilte Spannung des Hauptwandlers weiter auf den zweiten Referenzwert E2 oder höher, wird der Ausgang der Vergleichsschaltung COM3 hochpegelig, und der MOSFET Q2 schaltet vollständig ein. Nach dieser Ausführungsform wird der Ausgangsstrom von einem Stromsensor CD erfasst. Die Funktionsweise und die übrigen Punkte mit einem Sperrstromfluss sind ebenfalls dieselben wie in 3. Diese Ausführungsform eignet sich für eine normale Wandlerkonfiguration.

5 zeigt eine weitere Ausführungsform, bei der der Sperrstromunterdrückungs-MOSFET Q2 auf der positiven Seite des Ausgangs von Wandler 1 und die Glättungs-Induktionsspule L auf der negativen Seite des Ausgangs von Wandler 1 angeordnet ist. Dieselben Bezugszeichen wie in 3 und 4 bezeichnen gleiche Bauteile, die dieselben Steuerfunktionen wie in 3 und 4 haben. Als eine Konfiguration für die Stromabgleichsteuerung wird der Verstärker OP3 weggelassen und durch den Verstärker OP2 verdoppelt, wobei der Ausgang des Verstärkers OP2 als ein negatives Eingangssignal an die Additionsschaltung Ad angelegt wird.

Die Funktion der Unterdrückung des Fließens von Sperrstrom nach dieser Ausführungsform ist ähnlich wie bei der Ausführungsform in 3. Insbesondere bedeutet dies, so lange die Spannung des Hauptwandlers 1, geteilt durch die Widerstände R1 und R2, nicht höher als der erste Referenzwert E1 ist, ist der Ausgang des Verstärkers OP1 nicht höher als null, und der MOSFET Q2 wird im ausgeschalteten Zustand gehalten. Sobald die geteilte Spannung des Hauptwandlers 1 den ersten Referenzwert E1 erreicht oder überschreitet, ändert sich der Ausgang des Verstärkers OP1 jedoch in die positive Richtung, und der MOSFET Q2 schaltet entsprechend dem Ausgang des Verstärkers OP1 im nicht gesättigten Zustand ein. Mit dem Ansteigen der geteilten Spannung des Hauptwandlers 1 nähert sich der MOSFET Q2 dem Einschaltzustand bei Sättigung und wird vollständig eingeschaltet, wenn die geteilte Spannung des Hauptwandlers 1 den zweiten Referenzwert erreicht, der durch den MOSFET Q2 bestimmt ist. Der Strom fließt zunächst in einem stärkeren Maße in die Diode D3 und dann reibungslos in den MOSFET Q2; an einem vorbestimmten Punkt beginnt der Strom größtenteils zum MOSFET Q2 zu fließen. Wenn aus irgendeinem Grund der Sperrstrom in den MOSFET Q2 fließt, wird der Sperrstrom von der Vergleichsschaltung COM2 über den Strommesswiderstand Rcd erfasst und unterdrückt, indem der MOSFET Q2 durch Kurzschließen des positiven Eingangs des Verstärkers OP1 mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung COM2 über die Diode D4 ausgeschaltet wird.

Wenn bei der in 5 gezeigten Ausführungsform der in dem Hauptwandler 1 fließende Strom kleiner als der Höchstwert für den Parallelbetrieb ist, nimmt der Ausgang des Verstärkers OP2 ab, und in der Additionsschaltung Ad wird ein niedriger Wert von dem Referenzwert Er abgezogen. Als Ergebnis steigt der Eingang zu dem PWM-Wandler PWM, ebenso wie die Einschaltdauer des PWM-Wandlers PWM. Dadurch steigt die Spannung des Hauptwandlers 1 geringfügig für einen erhöhten Strom in einem ausgeglichenen Zustand. Außerdem steuert die Überstromschutzschaltung den Transistor T1 über die Halteschaltung Mc und den Widerstand R1 durch den Ausgang der Vergleichsschaltung COM und schaltet durch Kurzschließen der Steuerelektrode des MOSFET Q1 des Hauptschaltelements aus, um den Überstrom zu unterdrücken. Folglich kann die Schaltung aufgrund der verteilten Anordnung der Schutzschaltung mit einer geringeren Größe ausgeführt und die Zuverlässigkeit verbessert werden.

6 zeigt eine weitere Ausführungsform, bei der der Sperrstromunterdrückungs-MOSFET Q2 und die Glättungs-Induktionsspule L auf der negativen Seite angeordnet sind. Die mit den Bezugszeichen der entsprechenden Teile in 3, 4 und 5 versehenen Bauteile haben die gleiche Funktionsweise. Daher ist auch die Funktion der Sperrstromunterdrückung dieselbe.

7 zeigt ein parallel-redundantes Energieversorgungsgerät, das mit einem Steuerverfahren nach einer erfindungsgemäßen Ausführungsform gesteuert wird. Drei Gleichstromwandler werden in paralleler Redundanz betrieben. Jeder Gleichstromwandler versorgt eine Last durch Verbinden des Sperrstromunterdrückungs-MOSFET Q auf der Lastseite des Glättungskondensators C. Der MOSFET Q wird durch die Steuerschaltung und das Steuerverfahren gesteuert, die unter Bezugnahme von 1 bis 6 beschrieben wurden. In 7 ist die Steuerschaltung nicht gezeigt. Außerdem wird in jedem Wandler 1 der Strom durch Verbinden der Stromabgleichsteuerung nach dem Maximalstrom-Folgeverfahren mit der Stromsteuerleitung CL gesteuert.


Anspruch[de]
  1. Verfahren zur Steuerung eines Halbleiter-Schaltelements (Q2) eines Energieversorgungsgerätes (1) zur Abgabe von Energie über das Halbleiter-Schaltelement (Q2), dadurch gekennzeichnet, dass das Halbleiter-Schaltelement (Q2) beaufschlagt wird mit

    einem ersten, der Differenz zwischen Ausgangsspannung oder Ausgangsstrom des Energieversorgungsgerätes (1) und einem ersten Referenzwert (Durchlassspannung der Diode D6; E1) entsprechenden Steuersignal (von Q4; OP1) zum Betrieb des Halbleiter-Schaltelements (Q2) in einem nicht-gesättigten Bereich zu betreiben, wenn die Ausgangsspannung bzw. der Ausgangsstrom des Energieversorgungsgerätes steigt, und

    einem zweiten Steuersignal (von COM4; E2) zum Betrieb des Halbleiter-Schaltelements (Q2) in einem gesättigten Bereich, wenn die Ausgangsspannung bzw. der Ausgangsstrom einen zweiten Referenzwert (E4), der größer ist als der erste Referenzwert (an D6; E1), erreicht oder überschreitet.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Halbleiter-Schaltelement (Q2) abgeschaltet wird, wenn die Ausgangsspannung bzw. der Ausgangsstrom auf oder unter den ersten Referenzwert (an D6; E1) fällt.
  3. Verfahren nach Anspruch 2, wobei das Halbleiter-Schaltelement (Q2) zur Unterdrückung von Sperrstrom dient.
  4. Energieversorgungsgerät mit einem Halbleiter-Schaltelement (Q2) zur Abgabe von Energie und einer Steuerschaltung (CIC) zur Steuerung des EIN/AUS-Betriebs des Halbleiter-Schaltelements (Q2), dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (CIC) einen Schaltkreis (OP4, COM4) aufweist, der das Halbleiter-Schaltelement (Q2) beaufschlagt mit

    einem ersten, der Differenz zwischen Ausgangsspannung oder Ausgangsstrom des Energieversorgungsgerätes (1) und einem ersten Referenzwert (Durchlassspannung der Diode D6; E1) entsprechenden Steuersignal (von Q4; OP1) zum Betrieb des Halbleiter-Schaltelements (Q2) in einem nicht-gesättigten Bereich zu betreiben, wenn die Ausgangsspannung bzw. der Ausgangsstrom des Energieversorgungsgerätes steigt, und

    einem zweiten Steuersignal (von COM4; E2) zum Betrieb des Halbleiter-Schaltelements (Q2) in einem gesättigten Bereich, wenn die Ausgangsspannung bzw. der Ausgangsstrom einen zweiten Referenzwert (E4), der größer ist als der erste Referenzwert (an D6; E1), erreicht oder überschreitet.
  5. Gerät nach Anspruch 4, wobei die Steuerschaltung (CIC) das Halbleiter-Schaltelement (Q2) abschaltet, wenn die Ausgangsspannung bzw. der Ausgangsstrom auf oder unter den ersten Referenzwert (an D6; E1) fällt.
  6. Gerät nach Anspruch 5, wobei das Halbleiter-Schaltelement (Q2) zum Unterdrücken von Sperrstrom dient.
  7. Gerät nach Anspruch 4, wobei die Steuerschaltung (CIC) eine auf einem Chip integrierte monolithische Schaltung aufweist.
  8. Gerät nach Anspruch 4, wobei das Halbleiter-Schaltelement (Q2) einen MOSFET oder einen IGBT aufweist.
  9. Gerät nach Anspruch 7, wobei die Steuerschaltung (CIC) ein Ausgangsstrom-Messsignal, ein Ausgangsspannungs-Messsignal und ein Stromsteuerleitungssignal des Energieversorgungsgerätes empfängt und ein Steuersignal für das Halbleiter-Schaltelement (Q2) und ein Stromsteuerleitungssignal ausgibt.
  10. Gerät nach Anspruch 4, wobei sowohl die Steuerschaltung (CIC) als auch das Halbleiter-Schaltelement (Q2) in einer auf einem Chip integrierten monolithischen Schaltung eingebaut sind.
  11. Gerät nach Anspruch 8, wobei das Halbleiter-Schaltelement (Q2) mit einem Strommess-MOSFET (Q2s) parallel geschaltet ist.
Es folgen 7 Blatt Zeichnungen






IPC
A Täglicher Lebensbedarf
B Arbeitsverfahren; Transportieren
C Chemie; Hüttenwesen
D Textilien; Papier
E Bauwesen; Erdbohren; Bergbau
F Maschinenbau; Beleuchtung; Heizung; Waffen; Sprengen
G Physik
H Elektrotechnik

Anmelder
Datum

Patentrecherche

Patent Zeichnungen (PDF)

Copyright © 2008 Patent-De Alle Rechte vorbehalten. eMail: info@patent-de.com