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Dokumentenidentifikation DE69825148T2 10.02.2005
EP-Veröffentlichungsnummer 0000962047
Titel DIREKTEMPFÄNGER MIT N TOREN
Anmelder Sony International (Europe) GmbH, 10785 Berlin, DE
Erfinder BRANKOVIC, Veselin, D-70736 Fellbach, DE;
KRUPEZEVIC, Dragan, D-70372 Stuttgart, DE;
DÖLLE, Thomas, D-70378 Stuttgart, DE;
KONSCHAK, Tino, D-70567 Stuttgart, DE
Vertreter Mitscherlich & Partner, Patent- und Rechtsanwälte, 80331 München
DE-Aktenzeichen 69825148
Vertragsstaaten DE, FR, GB, IT
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 18.12.1998
EP-Aktenzeichen 989663711
WO-Anmeldetag 18.12.1998
PCT-Aktenzeichen PCT/EP98/08329
WO-Veröffentlichungsnummer 0099033166
WO-Veröffentlichungsdatum 01.07.1999
EP-Offenlegungsdatum 08.12.1999
EP date of grant 21.07.2004
Veröffentlichungstag im Patentblatt 10.02.2005
IPC-Hauptklasse H03D 9/04
IPC-Nebenklasse H04L 27/38   

Beschreibung[de]

Die vorliegende Erfindung, die in den angehängten Patentansprüchen definiert ist, bezieht sich allgemein auf eine Anschlusseinrichtung mit n Toren zur Verarbeitung modulierter digitaler RF-Signale, einen Direktempfänger, der eine Anschlusseinrichtung mit n Toren aufweist, eine mobile Telekommunikationseinrichtung, die einen solchen Direktempfänger aufweist, ein Verfahren zum Kalibrieren einer Anschlusseinrichtung mit n Toren und ein Verfahren zum Verarbeiten modulierter digitaler RF-Signale.

Ein Empfänger mit sechs Toren ist bekannt, der in der Weise einer Direktumwandlung arbeitet und eine Umwandlung von einem mm-Wellenbereich und einem Mikrowellenbereich unmittelbar in das Basisband erlaubt. Dabei kann ein klassischer I/Q-Demodulationschip (digital oder analog) vermieden werden. Unter Verwendung geeigneter Kalibrierungsprozeduren können die Einflüsse von nicht idealen passiven RF-Komponenten einschließlich Herstellungstoleranzen minimiert werden. Der Empfänger mit sechs Toren ermittelt die relative Phase und die relative Größe von zwei ankommenden RF-Signalen. Der Schaltungsaufbau des Empfängers mit sechs Toren wird unter Verwendung lediglich passiver Komponenten in Verbindung mit Dioden realisiert, um die relative Phase und die relative Stärke der RF-Signale zu ermitteln. Ein wichtiges Merkmal des Empfängers mit sechs Toren besteht darin, dass Herstellungstoleranzen kalibriert werden können, was natürlich eine preiswerte Herstellung erlaubt.

In Bossisio, Wu "A six-port direct digital millimeter wave receiver", Digest of 1994, IEEE MII Symposium, Bd. 3, Seite 1659–1662, San Diego, Mai 1994, ist ein Aufbau für einen Empfänger mit sechs Toren vorgeschlagen.

Die Sechs-Tor-Technik ist bekannt für ihre Fähigkeit, die Streu-Parameter sowohl bezüglich Amplitude und Phase von Mikrowellennetzwerken genau zu messen. Anstelle Überlagerungsempfänger zu verwenden, erzielt ein Empfänger mit sechs Toren unmittelbare Messungen bei Mikrowellen- und bei mm-Wellenfrequenzen, indem die Leistungspegel bei zumindest drei und insbesondere vier b der sechs Tore extrahiert werden. Die Nichtvollkommenheit der Hardware kann schnell durch eine geeignete Kalibrierungsprozedur beseitigt werden. Es können sehr genaue Messungen in einem großen dynamischen Bereich und einem weiten Frequenzbereich durchgeführt werden. Anschlussempfänger mit sechs Toren bestehen aus passiven Mikrowellenkomponenten, beispielsweise Direktkopplern und Leistungsteilern wie auch Diodendetektoren. Die Schaltung kann leicht als MHMIC oder MMIC integriert werden. Der bekannte Empfänger führt eine direkte Phasen-/Amplitudendemodulation bei Mikrowellen- und mm-Wellenfrequenzen durch.

Durch die Durchführung einer Kalibrierungsprozedur können die Hardwarefehler, beispielsweise Phasenfehler der Brücken, Ungleichgewicht der Leistungsdetektoren, usw. schnell beseitigt werden. Dies erleichtert signifikant das Erfordernis der Hardwareverwirklichung und ermöglicht, dass der Sechstor-Empfänger über einem weiten Band bis zu Frequenzen im mm-Wellenbereich arbeitet.

Gemäß dem oben angeführten Dokument von Bossisio et al wird ein Empfängerkonzept mit sechs Toren mit Leistungsteilern und 90-Grad-Hybridschaltungen, die in verteilter Technologie realisiert sind, verwendet. Die Anwendung dieser bekannten Struktur liegt hauptsächlich bei Frequenzbändern über 10 GHz, jedoch leidet sie an einer nichtausreichenden Bandbreite im Betrieb aufgrund der eigenen Frequenzauswahlnatur der 90-Grad-Hybridschaltungen.

Von D. Maurin, Y. Xu, B. Huyart, K. Wu, M. Cuhaci, R. Bossisio "CPW-Millimeter-Wave Six-Port Reflectometers using MHMIC und MMIC technologies", European Microwave Conference 1994, Seite 911–915, ist eine Breitband-Topologie für verwendete Reflektometer bekannt, welche auf einem Verteilungselementenvorschlag basiert, der koplanare Hohllleiteranwendungen im Frequenzbereich von 11 bis 25 GHz als Merkmal hat.

Aus V. Bilik et. Al. "A new extremly wideband lumped six-port reflectometer" European Microwave Conference 1991, Seite 1473–1477 ist die Idee, bei der Wheatstone Brücken und Widerstandsstrukturen für Reflektometer verwendet werden, bekannt.

Aus j: Li, B. Bossisio, K. Wu, "Dual tone Calibration of Six-Port Junction and its application to the six-port direct digital receiver", IEEE Transaction on Microwave Theory and Techniques, Band 40, Januar 1996, ist eine Reflektometer-Topologie mit sechs Toren auf der Basis von vier 3 dB-Hybridschaltungen, Spannungsteilern und Dämpfungsgliedern bekannt.

Aus der US-A 5 498 969 ist eine asymmetrische Topologie für einen Reflektometeraufbau, der angepasste Detektoren und einen nicht angepassten Detektor als Merkmal hat, bekannt.

Aus der US-A 4 521 728 mit dem Titel "Method and six-port network for use in determining complex reflection coefficients of microwave networks" ist ein Reflektometer mit einer Sechs-Tor-Topologie bekannt, welches zwei verschiedene Quadrat-Hybride, Phasenschieber, zwei Spannungsteiler und einen Direktkoppler aufweist, für die die Realisierung durch Mikrostreifenleiter-Technologie offenbart ist.

Aus der EP-A 0 805 561 ist ein Verfahren zum Ausführen eines Direktumsetzungsempfängers mit einem Anschluss mit sechs Toren bekannt. Gemäß diesem bekannten Verfahren wird die modulierte übertragene Modulation durch einen Direktumsetzungsempfänger empfangen, der einen Anschluss mit sechs Toren aufweist. Die Demodulation wird analog ausgeführt.

Aus der EP-A 0 841 756 ist eine Korrelatorschaltung für einen Empfänger mit sechs Toren bekannt. Bei dieser Korrelatorschaltung wird das Empfangssignal mit einem Lokaloszillatorsignal bei verschiedenen Phasenwinkeln aufsummiert, wobei die Phasendrehung zwischen dem Lokaloszillatorsignal und dem RF-Signal separat von der Summenbildung der Korrelator-Ausgangssignale ausgeführt wird.

Im Hinblick auf den obigen Stand der Technik ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren auf der Basis einer verbesserten Struktur einer Anschlusseinrichtung mit n Toren bereitzustellen. N ist daher ein ganzzahliger Wert größer als 3. Daher bezieht sich die vorliegende Erfindung beispielsweise auf Anschlusseinrichtungen mit Vier-Tor-, Fünf-Tor- und Sechs-Tor-Einrichtungen sowie auf Einrichtungen, welche für Anschlusseinrichtungen mit n Toren aufweisen.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird daher eine n-Tor-Anschlusseinrichtung zum Verarbeiten modulierter digitaler RF-Signale bereitgestellt, wobei n ein ganzzahliger Wert größer als 3 ist. Die n-Tor-Anschlusseinrichtung umfasst zwei RF-Eingangstore. Gemäß der vorliegenden Erfindung sind zwei passive Signalkombinationseinrichtungen miteinander verbunden. Entsprechend ist eine der passiven Signalkombinationseinrichtungen mit einem der RF-Eingänge verbunden und ist außerdem mittels zumindest eines Ausgangstors mit einem Leistungssensor verbunden, so dass zumindest zwei Leistungssensoren in der n-Tor-Anschlusseinrichtung enthalten sind.

Die beiden passiven Signalkombinationseinrichtungen können miteinander mittels eines Phasenschieberelements verbunden sein.

Eines der RF-Eingangstore kann mit dem RF-Signal, welches von einem Lokaloszillator herrührt, beliefert werden.

Die passive Signalkombinationseinrichtung kann ein Mikrostreifenleiter-Netzwerk aufweisen. Die passive Signalkombinationseinrichtung kann alternativ ein koplanares Hohlleiternetzwerk aufweisen.

Das Widerstandsnetzwerk kann einen Mikrostreifenring aufweisen.

Das Widerstandsnetzwerk kann einen kreisförmigen Mikrostreifenfleck aufweisen.

Die Anschlusseinrichtung aus n Toren kann beispielsweise eine Anschlusseinrichtung aus vier Toren (n = 4) sein, welche zwei passive Signalkombinationseinrichtungen aufweist, welche als Drei-Tor-Anschlusseinrichtungen ausgeführt sind, die entsprechend mit einem Leistungssensor verbunden sind. Daher umfassen im Fall von Vier-Tor-Anschlusseinrichtungen die Drei-Tor-Anschlusseinrichtungen ein Tor, welches mit dem empfangenen RF-Signal beliefert wird, wobei ein Tor entsprechend mit dem anderen der Drei-Tor-Anschlusseinrichtungen verbunden ist und das dritte Tor mit einem Leistungssensor verbunden ist.

Bei einer Anschlusseinrichtung mit vier Toten hat zumindest eines der RF-Eingangstore einen RF-Schalter.

Die Anschlusseinrichtung mit n Toren kann eine Anschlusseinrichtung mit fünf Toren (n = 5) sein, die zwei passive Signalkombinationseinrichtungen aufweist, wobei die erste passive Signalkombinationseinrichtung als eine Anschlusseinrichtung mit vier Toren ausgebildet ist, die mit zwei Ausgangstoren mit zwei Leistungssensoren verbunden ist, und die zweite der passiven Signalkombinationseinrichtungen eine Anschlusseinrichtung mit drei Toren ist, welche mit einem Leistungssensor verbunden ist.

Die Anschlusseinrichtung mit n Toren kann eine Anschlusseinrichtung mit sechs Toren sein (n = 6), welche zwei passive Signalkombinationseinrichtungen aufweist, die als zwei Anschlusseinrichtungen mit vier Toren ausgebildet ist, wobei jede der Vier-Tor-Anschlusseinrichtungen mit zwei Leistungssensoren verbunden ist.

Gemäß der vorliegenden Erfindung ist weiter ein Direktempfänger, der eine n-Tor-Anschlusseinrichtung wie oben aufweist, sowie eine mobile Telekommunikationseinrichtung, die einen derartigen Direktempfänger aufweist, vorgesehen.

Die Erfindung bezieht sich außerdem auf ein Verfahren, eine n-Tor-Anschlusseinrichtung wie oben ausgeführt zu kalibrieren, wobei ein vorher festgelegtes Kalibrierungssignal zu einem der RF-Eingangstore der n-Tor-Anschlusseinrichtung geliefert wird.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Verarbeiten von modulierten digitalen RF-Signalen bereitgestellt. Dadurch werden zwei Eingangstore einer n-Tor-Anschlusseinrichtung jeweils mit einem RF-Signal beliefert, wobei n eine ganze Zahl größer als 3 ist, wobei die n-Tor-Anschlusseinrichtung zwei passive Signalkombinationseinrichtungen aufweist, die miteinander verbunden sind, und eine entsprechende der passiven Signalkombinationseinrichtungen mit einem der beiden Eingangstore der n-Tor-Anschlusseinrichtung verbunden ist. Zumindest ein Ausgangssignal entsprechend von jeder der passiven Signalkombinationseinrichtungen wird zu einem Leistungssensor geliefert.

Das Verfahren kann außerdem den Schritt aufweisen, Ausgangssignale der Leistungssensoren I/Q-zu-demodulieren, wobei die I/Q-Demodulation durch eine Analogverarbeitung ausgeführt wird.

Zusätzlich zu den Ausgangssignalen der Leistungssensoren kann zumindest eine einstellbare DC-Spannung bei der analogen Verarbeitung verwendet werden.

In der folgenden Beschreibung werden weitere Merkmale, Kennzeichen und Vorteile der vorliegenden Erfindung mittels einer ausführlichen Erläuterung von Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung und durch Bezugnahme auf die Figuren der angehängten Zeichnungen klarer.

1a zeigt allgemein eine n-Tor-Anschlusseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;

1b zeigt den Aufbau einer n-Tor-Anschlusseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;

2a zeigt einen Vier-Tor-Anschluss mit dessen peripheren Elementen gemäß der vorliegenden Erfindung;

2b zeigt schematisch eine Vier-Tor-Anschlusseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;

2c zeigt schematisch eine Vier-Tor-Anschlusseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung mit einer zusätzlichen RF-Isolationsfunktion;

2d zeigt schematisch eine Vier-Tor-Anschlusseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung mit einer modifizierten zusätzlichen RF-Isolationsfunktion;

2e zeigt eine Ausführungsform einer Vier-Tor-Anschlusseinrichtung, bei der Hybride verwendet werden, um eine LO/RF-Isolationsfunktion zu erreichen;

3a zeigt schematisch die Realisierung einer Vier-Tor-Anschlusseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung mittels eines Widerstandsnetzwerks;

3b zeigt die Realisierung einer Vier-Tor-Anschlusseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung mittels eines modifizierten Widerstandsnetzwerks;

4a zeigt die Realisierung einer Vier-Tor-Anschlusseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung mittels einer Mikrostreifenleiter-Technik;

4b zeigt schematisch die Realisierung einer Vier-Tor-Anschlusseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung mittels einer Mikrostreifenleiter-Technik und Mikrostreifenflecken;

4c zeigt schematisch die Verwirklichung einer Vier-Tor-Anschlusseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung mittels einer koplanaren Hohlleitertechnik;

5 zeigt die Verwirklichung einer n-Tor-Anschlusseinrichtung als Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;

6 zeigt eine Ausführungsform des Allgemeinaufbaus, der in 5 gezeigt ist, wo Widerstandsnetzwerke vorgesehen sind;

7 zeigt eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, gemäß der eine Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung durch eine Vier-Tor-Anschlusseinrichtung bzw. eine Drei-Tor-Einrichtung verwirklicht ist, die als Mikrostreifenringe realisiert sind;

8 zeigt eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wobei gemäß dieser die Vier-Tor-Einrichtung und die Drei-Tor-Einrichtung einer Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung entsprechend als kreisförmige Mikrostreifenflecken verwirklicht sind;

9 zeigt eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wo die Vier-Tor-Einrichtung einer Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung entsprechend von einer zweiten passiven Drei-Tor-Einrichtung und einem passiven Leistungsteiler gebildet sind;

10 zeigt eine Realisierung der Vier-Tor-Einrichtung, die Teil einer Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung ist, gemäß der vorliegenden Erfindung mittels eines Widerstandsnetzwerks;

11 zeigt eine Realisierung einer Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung gemäß der Erfindung mittels eines Widerstandsnetzwerks;

12 zeigt mögliche Realisierungen eines Leistungsteilers und einer zweiten Drei-Tor-Einrichtung einer Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung mittels Widerstandsnetzwerke;

13 zeigt eine mögliche Realisierung einer Drei-Tor-Einrichtung einer Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung mittels eines Widerstandsnetzwerks;

14a zeigt eine Ausführungsform einer Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung der vorliegenden Erfindung, die Hybride aufweist, um eine zusätzliche RF-Isolationsfunktion zu erreichen;

14b zeigt eine weitere Ausführungsform einer Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung nach der vorliegenden Erfindung, die eine zusätzliche RF-Isolationsfunktion aufweist;

15 zeigt eine weitere Ausführungsform einer Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung nach der vorliegenden Erfindung mit einer modifizierten zusätzlichen RF-Isolationsfunktion;

16a zeigt den Allgemeinaufbau eines Sechs-Tor-Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung;

16b zeigt eine weitere Ausführungsform einer Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung nach der vorliegenden Erfindung mit einer modifizierten zusätzlichen RF-/LO-Isolationsfunktion;

17 zeigt das Allgemeinkonzept der Verwirklichung einer n-Tor-Anschlusseinrichtung als eine Sechs-Tor-Anschlusseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;

17 zeigt eine Realisierung des Allgemeinaufbaus von 16 mittels Widerstandsnetzwerke;

18 zeigt eine Realisierung von zwei Vier-Tor-Einrichtungen von 16 und 17 als Mikrostreifenringe und die Realisierung eines Phasenschiebers als Übertragungsleitung;

19 zeigt eine bestimmte Ausführungsform des Allgemeinaufbaus von 16, wobei die zwei Vier-Tor-Einrichtungen als kreisförmige Mikrostreifenflecken realisiert sind;

20a zeigt eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, gemäß der ein Sechs-Tor-Empfänger mit Hybriden realisiert ist;

20b zeigt eine bestimmte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wobei der Allgemeinaufbau von 6 durch eine Realisierung der Vier-Tor-Einrichtung durch eine passive Drei-Tor-Einrichtung und einen passiven Leistungsteiler verwirklicht ist;

21 zeigt eine mögliche Realisierung einer Vier-Tor-Einrichtung durch ein Widerstandsnetzwerk;

22 zeigt eine weitere Realisierung einer Vier-Tor-Einrichtung durch Widerstandsnetzwerke;

23 zeigt die mögliche Realisierung einer Drei-Tor-Einrichtung und eines Leistungsteilers durch Widerstandsnetzwerke;

24 zeigt eine Vier-Tor-Anschlusseinrichtung in Kombination mit einem I/Q-Demodulationsblock, wo die I/Q-Demodulation digital durchgeführt wird;

25 zeigt eine Vier-Tor-Anschlusseinrichtung in Kombination mit einem I/Q-Demodulationsblock, wo die I/Q-Demodulation analog durchgeführt wird;

26 zeigt die Leiterplatte einer analogen Schaltung des analogen Demodulationsblocks von 25;

27 zeigt eine Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung in Kombination mit einem analogen I/Q-Demodulationsblock;

28 zeigt den Innenaufbau des analogen I/Q-Demodulationsblocks von 27;

29 zeigt den Innenaufbau der Hilfsplatte des analogen I/Q-Demodulationsblocks von 28;

30 zeigt eine weitere Ausführungsform für die Hilfsplatte des analogen I/Q-Demodulationsblocks von 28;

31 ist ein Blockschema zur Erläuterung der Kalibrierung einer n-Tor-Anschlusseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, wo das Kalibrieren als Beispiel für den Fall einer Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung erläutert wird;

32 zeigt mögliche Realisierungen einer Drei-Tor-Einrichtung;

33 zeigt Realisierungen einer Vier-Tor-Struktur und einer Drei-Tor-Struktur unter Verwendung koplanarer Hohlleitertechnologie;

34 zeigt unterschiedliche Realisierungsformen für ein Phasenschieberelement durch diskrete Technologie;

35 zeigt den Innenaufbau eines Leistungssensors gemäß einer Ausführungsform;

36a bis 36c zeigen unterschiedliche Realisierungen für einen Phasenschieber in Verteilungstechnologie; und

37 zeigt den Innenaufbau eines Aufbaus eines Lokaloszillators gemäß einer Ausführungsform.

Die folgende Beschreibung der Ausführungsformen ist wie folgt aufgebaut:

  • I. Allgemeinaufbau einer n-Tor-Anschlusseinrichtung (1)
  • II. Vier-Tor-Anschlusseinrichtung (2 bis 4)
  • III. Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung (5 bis 15)
  • IV. Sechs-Tor-Anschlusseinrichtung (16 bis 23)
  • V. I/Q-Demodulation auf der Basis einer n-Tor-Anschlusseinrichtung (24 bis 30)
  • VI. Kalibrierungsprozeduren (31)
  • VII. Struktur bestimmter Elemente (32 bis 37)

I. Allgemeinaufbau von n-Tor-Anschlusseinrichtungen gemäß der vorliegenden Erfindung (1)

1a zeigt allgemein eine n-Tor-Anschlusseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung. Dadurch werden ein erstes und ein zweites RF-Signal zu Eingängen 4, 5 einer passiven Schaltung 1 geführt, die die n-Tor-Anschlusseinrichtung darstellt. Zumindest zwei Ausgangsanschlüsse 6, 7 der passiven Schaltung 1 sind für Leistungssensoren p1, p2 vorgesehen. In Abhängigkeit von der Anzahl von Leistungsdetektoren ist irgendeine Anzahl, die größer als 1 ist, d. h., 2, 3, 4 ... gemäß der vorliegenden Erfindung möglich. Wenn allgemein eine n-Tor-Anschlusseinrichtung verwendet wird, werden (n – 2) Leistungssensoren vorgesehen.

Mit Hilfe von 1b wird der Aufbau einer n-Tor-Anschlusseinrichtung, wobei n eine ganze Zahl größer als 3 ist, erläutert.

Die n-Tor-Anschlusseinrichtung 1 weist eine erste passive Signalkombinationseinheit 2 und eine zweite passive Signalkombinationseinheit 3 auf. Die erste und die zweite passive Signalkombinationseinheit 2, 3 weisen jeweils ein RF-Eingangstor 4 bzw. 5 auf, denen die RF-Signale zugeführt werden. Eines der RF-Signale, welches dem RF-Eingangstor 4 der ersten passiven Signalkombinationseinheit 2 und dem RF-Eingangstor 5 der zweiten passiven Signalkombinationseinheit 3 zugeführt wird, ist ein digital-moduliertes RF-Signal, welches weiter verarbeitet wird (beispielsweise tiefpass-gefiltert und dann verarbeitet, um unmittelbar oder nicht unmittelbar die Modulationssymbole zu erhalten).

Es sei angemerkt, dass "Signalkombinationseinrichtung" im Sinne der vorliegenden Beschreibung alle passiven Einrichtungskombinationssignale und/oder das Unterteilen von Signalen in Zweige abdeckt.

Die erste und die zweite passive Signalkombinationseinheit 2, 3 sind miteinander verbunden, wobei diese Verbindung mittels eines Phasenschieberelements 10 ausgeführt werden kann. Das Phasenschieberelement 10 kann durch verschiedene Verfahren realisiert werden (siehe Kapitel VII).

Als minimales Erfordernis weist die erste passive Signalkombinationseinheit 2 bzw. die zweite passive Signalkombinationseinheit 3 ein aktives Ausgangstor 6, 7 auf, welches mit einem Leistungssensor P1 bzw. P2 verbunden ist. "aktives Ausgangstor" bedeutet, dass die erste passive Signalkombinationseinheit 2 und die zweite Signalkombinationseinheit 3 weitere Ausgangstore aufweisen können, welche nicht mit Leistungsdetektoren sondern mit einem Massenpotential mittels einer System-Impedanz verbunden sind.

Wie durch gestrichelte Linien in 1b gezeigt ist, kann jede der ersten passiven Signalkombinationseinheiten 2, 3 mehr als ein aktives Ausgangstor aufweisen, welches mit Leistungssensoren verbunden ist, wie durch die Bezugszeichen 11, 12 in 1b gezeigt ist.

Es sei angemerkt, dass das minimale Erfordernis nach der vorliegenden Erfindung darin besteht, dass zumindest ein Ausgangstor der ersten passiven Signalkombinationseinheit und der zweiten passiven Signalkombinationseinheit 2, 3 mit einem Leistungssensor P1 bzw. P2 verbunden ist. Die anderen Ausgangstore, die in 1b nicht gezeigt sind, der ersten und der zweiten passiven Signalkombinationseinheiten 2, 3 können beispielsweise mit dem Massenpotential verbunden sein.

Wie weiter in 1b gezeigt ist, können das erste bzw. das zweite RF-Eingangssignal zur anderen einen der ersten und der zweiten Signalkombinationseinheiten 2, 3 geliefert werden, wie durch die zusätzlichen Eingangstore 4, 5 dargestellt ist. Daher kann jede der Signalkombinationseinheiten mehr als ein Eingangstor zeigen, so dass die Gesamtzahl von Eingangstoren der n-Tor-Anschlusseinrichtung zwei übersteigen kann.

Es ist klar, dass Ausgangssignale der Leistungssensoren P1, P2, Px, Py weiter verarbeitet werden, wie später in der vorliegenden Beschreibung gezeigt wird (siehe beispielsweise Kapitel V).

In der vorliegenden Beschreibung wird die n-Tor-Anschlusstechnologie gemäß der vorliegenden Erfindung durch Bezugnahme beispielsweise auf Vier-Tor-, Fünf-Tor- und Sechs-Tor-Anschlusseinrichtungen erläutert. Die folgende Tabelle 1 zeigt wesentliche funktionale Unterschiede zwischen den Topologien.

Tabelle 1
II. Vier-Tor-Anschlusseinrichtung (2 bis 4)

Anschließend wird eine Vier-Tor-Anschlusseinrichtung (n = 4) als erstes Beispiel für die n-Tor-Anschlusstechnologie gemäß der vorliegenden Erfindung mit Hilfe von 2 bis 4 erläutert. Die Gesamtzahl der aktiven Ausgangstore und somit der Leistungssensoren beträgt zwei.

2 zeigt die Verwendung einer Vier-Tor-Anschlusseinrichtung in einem UQ-Demodulator oder QPSK-Demodulator. Ein Signal wird mittels einer Antenne 426 empfangen und dann entweder unmittelbar zu einem Bandpassfilter 428 geliefert oder zuerst optional in einem erststufigen Abwärtsumsetzer 427 nach unten umgesetzt. Das Ausgangssignal des Bandpassfilters 428 wird durch einen verstärkungsfaktor-gesteuerten LNA-Block 429 verstärkt. Der Verstärkungsfaktor des verstärkungsfaktor-gesteuerten LNA-Blocks 429 wird durch eine Steuerungseinheit 430 gesteuert. Das verstärkte Ausgangssignal des verstärkungsfaktor-gesteuerten LNA-Blocks 429 wird zu dem RF-Eingang 404 der Vier-Tor-Anschlusseinrichtung 401 geliefert.

Ein RF-Schalter 451 ist mit dem zweiten RF-Eingangstor 405 der Vier-Tor-Anschlusseinrichtung 401 verbunden. In Abhängigkeit von der Schaltposition des RF-Schalters 451 ist das RF-Eingangstor 405 der Vier-Tor-Anschlusseinrichtung 401 entweder mit dem Massenpotential mittels eines Widerstands 450 mit einem Widerstandswert von 50 Ohm (Impedanzanpassung) verbunden, oder ein RF-Ausgangssignal eines Lokaloszillators 420 wird zum RF-Eingang 405 der Vier-Tor-Anschlusseinrichtung 401 geführt. Die Frequenz und die Basis des Lokaloszillators 420 werden ebenfalls durch die Steuerungseinheit 430 gesteuert. Außerdem steuert die Steuerungseinheit 430 das Umschalten, welches durch den RF-Schalter 451 ausgeführt wird.

Die Vier-Tor-Anschlusseinrichtung 401 weist eine erste passive Drei-Tor-Struktur 402 und eine zweite passive Drei-Tor-Struktur 403 auf (siehe 2b). Die erste und die zweite passive Drei-Tor-Struktur 402, 403 sind miteinander mittels eines Phasenschiebers 410 verbunden. Zu einem RF-Eingangstor 404 der ersten passiven Drei-Tor-Struktur 402 wird ein RF-Signal, welches verarbeitet werden soll, zugeführt. Die erste passive Drei-Tor-Struktur 402 besitzt einen Ausgangsanschluss 406, der mit einem Leistungssensor P1 verbunden ist.

Die zweite passive Drei-Tor-Struktur 403 der Vier-Tor-Anschlusseinrichtung 401 nach der Ausführungsform besitzt ein RF-Eingangstor 405, zu dem ein zweites RF-Signal geliefert wird, wobei das zweite RF-Signal beispielsweise von einem Lokaloszillator 420 herstammen kann. Die zweite passive Drei-Tor-Struktur 403 besitzt ein Ausgangstor 407, welches mit einem zweiten Leistungssensor P2 verbunden ist.

2c zeigt eine Modifikation des Allgemeinkonzepts, welches in 2b gezeigt ist. Wie in dieser Figur gezeigt ist, werden die RF-Signale 1, 2 entsprechend zu passiven Leistungsteilern 411 bzw. 412 geliefert, wo ein Ausgangszweig der passiven Leistungsteiler 411 bzw. 412 zur ersten und bzw. zur zweiten passiven Drei-Tor-Struktur 402 und 403 geführt ist. Der zweite Ausgangszweig des passiven Leistungsteilers 411 wird zu einem zweiten Phasenschieber 413 geführt, der eine Phasenverschiebung von 180° (415) liefert und der mit dem passiven Leistungsteiler 412 mittels eines Dämpfungsorgans 414 verbunden ist. Die in 2c gezeigte Struktur stellt daher eine LO-/RF-Isolationsfunktion bereit.

2d zeigt eine Modifikation der in 2c gezeigten Struktur, wonach der Phasenschieber 402 zwischen der zweiten passiven Drei-Tor-Struktur 407 und dem passiven Leistungsteiler 411 verbunden ist und die erste passive Drei-Tor-Struktur 402 zwischen dem zweiten Phasenschieber 413 und dem passiven Leistungsteiler 411 geschaltet ist. Wie aus 2c und 2d deutlich wird, können die RF-Signale nicht nur unmittelbar zu den passiven Drei-Tor-Strukturen oder allgemein zu den Signalkombinationseinrichtungen geführt werden, sondern können alternativ außerdem indirekt beispielsweise mittels von Leistungsteilern zugeführt werden.

2e zeigt eine Ausführungsform einer Vier-Tor-Anschlusseinrichtung, die eine Isolation vom RF-Signal 1 gegenüber dem RF-Signal 2 bereitstellt. Die Besonderheit der Ausführungsform gemäß 2e besteht in der Verwendung der Hybride 460, 461, die eine Phasenverschiebung von 90° oder 180° bereitstellen können und die durch mehrere Technologien realisiert werden können. Die Hybride 460, 461 sind jeweils Vier-Tor-Hybride, wobei ein entsprechendes Tor mit einem Anschluss verbunden ist (Anpassungslast, Systemreferenzimpedanz).

Es sei darauf hingewiesen, dass die Verarbeitung der Ausgangssignale der Leistungssensoren P1, P2 später mit Hilfe von 25 und dem Kapitel V erläutert wird.

Um das Betriebsfrequenzband zu vergrößern, können die beiden Drei-Tor-Einrichtungen 402, 403 durch Widerstandsnetzwerke unter Verwendung diskreter Elemente realisiert werden, wie in 3a und 3b gezeigt ist.

Die Vier-Tor-Anschlusseinrichtung 401 kann außerdem unter Verwendung einer Verteilungstechnologie realisiert werden, die in 4a, 4b und 4c gezeigt ist. Gemäß der Ausführungsform nach 4a wird die Drei-Tor-Einrichtung durch Mikrostreifenringe realisiert, und eine Übertragungsleitung wirkt als Phasenschieber 410.

Gemäß 4b wird die Drei-Tor-Einrichtung durch Mikrostreifenflecken realisiert.

Gemäß der Ausführungsform nach 4c werden die Drei-Tor-Einrichtungen 402, 403 und eine Übertragungsleitung, welche als Phasenschieber 410 wirkt, durch koplanare Hohlleitertechnologie verwirklicht.

Es sollte angemerkt werden, dass die Leistungssensoren durch Detektor-Dioden, FET-Strukturen oder thermische RF-Sensoren gebildet sein können. Wenn ein hauptsächlich ohmscher diskreter Lösungsweg für die Drei-Tor-Anschlusseinrichtung genutzt wird, gibt es allgemein zwei Optionen, wie der Phasenschieber realisiert werden kann:

  • a) Verteilungstechnologie
  • b) diskrete LC-Elemente

Diese Technologien werden später im Kapitel VII erläutert.

Die Vier-Tor-Topologie liefert Vorteile einer weniger komplexen RF-Schaltung und weniger Erfordernisse nach Leistungssensoren. Aufgrund des vereinfachten Schaltungsaufbaus ist die Kalibrierungsprozedur der vorgeschlagenen Vier-Tor-Anschlusseinrichtung vereinfacht. Der Kompromiss des reduzierten RF-Schaltungserfordernisses wird durch einen zusätzlichen RF-Schalter sowie durch schnelle AD-Umsetzer bezahlt, wenn es keine analoge Schaltungsplatte gibt.

III. Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung (5 bis 15)

Anschließend wird eine Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung als Beispiel für einen Fünf-Tor-Anschluss erläutert.

Das Basiskonzept der vorgeschlagenen Fünf-Tor-Topologie ist in 5 gezeigt. Wie in 5 gezeigt ist, weist die Basisstruktur eine passive Vier-Tor-Einrichtung 501 und eine passive Drei-Tor-Einrichtung 502 auf, die miteinander über einen Phasenschieber 503 verbunden sind. Entsprechend wird ein RF-Signal 504 zur passiven Vier-Tor-Einrichtung 501 und zur passiven Drei-Tor-Einrichtung 502 geliefert. Die passive Vier-Tor-Einrichtung 501 weist zwei Ausgangstore auf, die mit Leistungssensoren P1 und P2 verbunden sind. Die passive Drei-Tor-Einrichtung 502 besitzt lediglich ein Ausgangstor, welches mit einem Leistungssensor P3 verbunden ist. Wenn die Topologie gemäß der vorliegenden Erfindung als Empfänger verwendet wird, sind alle Leistungssensoren (die üblicherweise Detektordioden aufweisen) beispielsweise auf eine Impedanz von 50 Ohm angepasst.

Die passive Vier-Tor-Einrichtung 501 bzw. die passive Drei-Tor-Einrichtung 502 geben Signale aus, die lineare Kombinationen der zugeführten (und eventuell phasenverschobenen) RF-Signale sind, wie dies beispielsweise auf dem technischen Gebiet der Sechs-Tor-Empfänger bekannt ist. Die Leistungssensoren P1 bis P3 ermitteln einen Leistungspegel der Ausgangssignale der passiven Vier-Tor-Einrichtung 501 und der passiven Drei-Tor-Einrichtung 502. Die ermittelten Leistungspegel der Leistungssignale werden zu einer DC-Schnittstelle geliefert.

Üblicherweise sind mehrere Schaltungselemente zwischen jedem Leistungssensor P1 und P3 und der DC-Schnittstelle verbunden, was jedoch in den Zeichnungen nicht gezeigt ist. Diese Schaltungselemente können beispielsweise ein Tiefpassfilter, einen DC-Verstärker und einen AD-Umsetzer in dieser Reihenfolge aufweisen.

Es sei angemerkt, dass ein DSP (Digitalsignalprozessor) vermieden werden kann, wenn einfache Modulationsverfahren verwendet werden. In diesem Fall können analoge Schaltungselemente vorgesehen sein, die als Entscheidungsschaltung arbeiten, um die Modulationszustände der zugeführten RF-Signale zu ermitteln.

Die Digitalsignalverarbeitungseinheit 526 (siehe 6) berechnet das komplexe Verhältnis der beiden zugeführten RF-Signale mittels einer mathematischen Berechnung des Leistungspegelwerts, der durch die Leistungssensoren P1 bis P4 ermittelt wurde, und kann weiter optional eine Demodulation bereitstellen. Zusammengefasst wird gemäß dem Basiskonzept eines der Tore der passiven Vier-Tor-Einrichtung 501 verwendet, um ein RF-Signal zuzuführen, eines wird dazu verwendet, mit einem Phasenschieber 503 verbunden zu werden, der mit der passiven Drei-Tor-Einrichtung 502 verbunden ist, und die beiden anderen Tore der passiven Vier-Tor-Einrichtung 501 werden dazu verwendet, Signale an Leistungssensoren P1, P2 auszugeben. Die passive Drei-Tor-Einrichtung 502 umfasst ein Tor für die Zuführung eines zweiten RF-Signals, ein Tor zur Verbindung mit dem Phasenschieber 503 und ein Tor für die Ausgabe eines Signals an den Leistungssensor P3.

Um den Frequenzarbeitsbereich zu erhöhen, können die passive Vier-Tor-Einrichtung 401 und die passive Drei-Tor-Einrichtung 502 durch Widerstandsnetzwerke realisiert werden, bei denen diskrete Elemente 5, 6 verwendet werden, wie bei der Ausführungsform gemäß 6 gezeigt ist. Wie außerdem in 6 gezeigt ist und anschließend ausführlicher erläutert wird, kann eines der RF-Signale, das der passiven Vier-Tor-Einrichtung 501 oder passiven Drei-Tor-Einrichtung 502 zugeführt wird, durch eine Lokaloszillatorschaltung 520 bereitgestellt werden.

Wie in 7 und 8 gezeigt ist, können die Vier-Tor-Einrichtung 501 und die Drei-Tor-Einrichtung 502 unter Verwendung einer Verteilertechnologie realisiert werden. Die beiden Beispiele von 7 und 8 zeigen mögliche Topologien. In beiden Beispielen wird eine Übertragungsleitung, beispielsweise eine Mikrostreifenleitung als Phasenschieberelement 503 verwendet. Die passive Vier-Tor-Einrichtung 501 kann wie in 7 als Mikrostreifenring 527 oder als kreisförmige Mikrostreifenfleck 528 realisiert werden, wie in 8 gezeigt ist. Das gleiche gilt für die passive Drei-Tor-Einrichtung 502.

In beiden Fällen wird der Durchmesser (auch der Innendurchmesser im Fall von 7) in Abhängigkeit von der Mittenfrequenz der Anwendung ausgewählt. Weiter sei angemerkt, dass die Streifenbreite längs des Rings variieren kann. Die Winkel &agr;, &bgr; und &ggr; zwischen jeweils zwei Toren werden so gewählt, um das gewünschte Kombinationsverhältnis des zugeführten RF-Signals einzurichten, welches direkt an einem Tor der Drei-Tor-Einrichtung oder der Vier-Tor-Einrichtung angeschlossen ist, und einem Signal, welches über die Übertragungsleitung kommt, die als Phasenschieberelement 503 arbeitet. Anders ausgedrückt werden die Winkel in Abhängigkeit von der linearen Kombination der zugeführten RF-Signale festgelegt. Für Spezialanwendungen ist es auch möglich, die Werte der Winkel &agr;, &bgr; und &ggr; so festzulegen, um den Zustand einzurichten, wo der Leistungssensor P2 (beispielsweise) lediglich das RF-Signal 1 ermittelt, was bedeutet, dass der Leistungssensor P2 und das Phasenschieberelement 503, die damit verbunden sind, isoliert sind. Im gleichen Zeitpunkt kann der Leistungssensor P1 den Leistungspegel als kombinierten Wert des RF-Signals 1 und des RF-Signals 2 empfangen und ermitteln, der sich dem Tor des Leistungssensors P1 über das Phasenschieberelement 503 nähert. Es sei angemerkt, dass das Phasenschieberelement 503 in Verteilertechnologie realisiert werden kann, beispielsweise durch mehrere Übertragungsleitungen.

9 zeigt eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wo die Vier-Tor-Einrichtung 501 einen passiven Leistungsteiler 507 und eine zweite passive Drei-Tor-Einrichtung 508 aufweist. Der passive Leistungsteiler 507 besitzt im Wesentlichen die Struktur einer Drei-Tor-Einrichtung. Die zweite passive Drei-Tor-Einrichtung 508 arbeitet als Signalkombinationseinrichtung. Der Leistungsteiler 507 besitzt die Funktion, die Leistung eines zugeführten RF-Signals in zwei Richtungen aufzuspalten:

  • a) in Richtung auf den Eingang der zweiten Drei-Tor-Einrichtung 508, die als Leistungskombinierer wirkt, und
  • b) in Richtung auf den Eingang des Leistungssensors P1.

Das Tor, welches am Leistungssensor angeschlossen ist, ist gegenüber dem Tor isoliert, welches an der Drei-Tor-Einrichtung angeschlossen ist, was bedeutet, dass lediglich das RF-Signal, welches von der zweiten Drei-Tor-Einrichtung 508 herkommt, sich dem Leistungssensor P1 nähert. Diese spezielle Realisierung wird erreicht, wenn die Widerstandselemente von 12 die Gleichung erfüllen: Z1*Z2 = (Z2)2.

Die passiven Drei-Tor-Einrichtungen 508, 509 kombinieren die Signale, die vom passiven Leistungsteiler 507 herkommen, und die RF-Signale, die vom Phasenschieber 503 herkommen, so dass kombinierte Signale in den Leistungssensoren P2 und P3 ermittelt werden können.

10 zeigt eine mögliche Realisierung der Vier-Tor-Einrichtung 501 gemäß 6 durch Widerstandselemente. Die gesamte Vier-Tor-Einrichtung 501 wird durch zumindest vier Widerstandselemente R1 bis R6 realisiert, die geschaltet sind, wie in 10 gezeigt ist. Bei der Ausführungsform von 10 werden die Elemente so gewählt, dass der Leistungssensor P1 lediglich das RF-Signal, welches vom Tor 1 (Bezugszeichen 4) herkommt, ermittelt, was bedeutet, dass das Tor 2 und das Tor 4 von 10 vorzugsweise isoliert sind. Das Tor 3 ist, wie gezeigt ist, durch den Leistungssensor P2 beendet, der die kombinierten RF-Signale ermittelt, die vom Tor 1 und vom Tor 4 herkommen. In der nachfolgenden Tabelle 2 werden mögliche bevorzugte Werte für die Widerstände von 10 für drei verschiedene Fälle angegeben, die auf die Eingangscharakteristik-Impedanz normiert sind, gesehen vom Tor 1 in Richtung nach außen (üblicherweise 50 Ohm oder 75 Ohm). Es sei angemerkt, dass der Fall betrachtet wird, dass alle Leistungssensoren die gleiche Eingangsimpedanz haben (angepasst sind).

Weiter sei angemerkt, dass der Leistungssensor P1 parallel zum Widerstand R3 geschaltet ist, und der Leistungssensor P2 in Reihe zwischen dem Widerstand R5 und Masse geschaltet ist, was eine bevorzugte Ausführungsform ist.

In einigen Fällen können die Widerstände R4 und R5 vernachlässigt werden.

Tabelle 2

Die gezeigten Werte der Widerstandselemente sind insbesondere für praktische Realisierungen vorteilhaft.

In der obigen Tabelle 1 sind drei Sätze der Werte für die Widerstandselemente vorgeschlagen worden, wobei die Strukturen in betracht gezogen sind, die in 10, 11 und 12 gezeigt sind. Die Fälle 1 und 2 führen zu Widerstandswerten, die leicht realisiert werden können, wobei die Tatsache in Betracht gezogen wird, dass die Normierungsimpedanz üblicherweise 50 Ohm (manchmal 75 Ohm) ist. Diese Werte stellen theoretisch die ideale Realisierung der vorgeschlagenen Topologie in dem Fall einer idealen Eingangsimpedanz (ideale Anpassung oder ideal bei Suchverlust) der Leistungssensoren und der Schaltung sicher, welche das RF-Signal 1 und das RF-Signal 2 in 6 bereitstellt. Wenn man ideale Anpassungsbedingungen der Leistungssensoren P1 bis P4 und der angeschlossenen Schaltung in Betracht zieht, folgt:

Fall 1 wird erhalten, wenn der maximale Leistungspegel, der in bezug auf den Leistungssensor P2 von 10 oder 11 ermittelt werden kann, gleich dem Leistungspegel ist, der im Leistungssensor P1 in den gleichen Figuren erhalten wird, wenn beide RF-Signale den gleichen Leistungspegel haben.

Fall 2 wird als idealer Fall gewertet, wenn die Signalgröße, die sich dem Leistungssensor 1 annähert, die gleiche ist wie die Durchschnittssignalgröße, die sich dem Leistungssensor 2 annähert, im Fall einer beliebigen Phasenverschiebung zwischen dem Signal 1 und dem Signal 2 von 6, wenn sie den gleichen Eingangsleistungspegel haben. Der Fall 2 gibt sehr einfach zu realisierende und zu kombinierende Widerstandsverhältnisse an. Wenn beispielsweise die charakteristische Impedanz 50 Ohm beträgt, kann die gesamte passive Struktur durch Widerstände realisiert werden, die folgende Werte annehmen: 50 Ohm, 100 Ohm, 50/3 Ohm, die durch Anordnen von 50 Ohm-Widerständen parallel oder seriell realisiert werden können.

Der Fall 3 wird erhalten, wenn man die Tatsache in Betracht zieht, dass die mittlere Leistung, welche im Leistungssensor 2 erzielt werden kann, die gleiche ist wie die Leistung, die im Leistungssensor 1 ermittelt kann, wenn die Signale 1 und 2 von 6 den gleichen Leistungspegel und unterschiedliche Phasen haben. Dieser Lösungsvorschlag führt zu Widerstandswerten, welche keine einfach zu realisierenden Widerstandswerte haben, wobei sie jedoch zu einem optimalen Leistungspegel führen.

11 zeigt eine Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung (Fünf-Tor-Empfänger), die eine Vier-Tor-Einrichtung 501 und eine Drei-Tor-Einrichtung 502 hat.

12a und 12b zeigen eine Realisierung des Leistungsteilers 507, 510 und der passiven Drei-Tor-Einrichtungen 508, 509 von 9 durch Widerstandselemente. Wie man aus 12a und 12b ersehen kann, kann der passive Leistungsteiler 507, 510 durch zumindest drei Widerstandselemente Z1, Z2 und Z3 realisiert werden. Das gleiche gilt für die passive Drei-Tor-Einrichtung 508, welche durch Widerstandselemente Z4, R5 und R6 realisiert wird. Die möglichen Werte (drei verschiedene Fälle, die später erläutert werden) für die Widerstandselemente sind in der obigen Tabelle angegeben, die auf die charakteristische Impedanz des Systems normiert ist (üblicherweise 50 Ohm oder 75 Ohm). Die Leistungssensoren P1 bis P4 sind so geschaltet, wie in 12a und 12b gezeigt ist.

Dadurch wird deutlich, dass der Leistungssensor P1 parallel zu den Widerständen Z1 und Z2 geschaltet ist, und der Leistungssensor P2 seriell zwischen dem Widerstand R5 und Masse geschaltet ist.

13 zeigt eine mögliche Realisierung der Drei-Tor-Struktur von 9 im Hinblick auf die erste passive Drei-Tor-Einrichtung 502 auf der rechten Seite des Phasenschiebers 503.

Es sei angemerkt, dass der Hauptunterschied zwischen einem Fünf-Tor-Direktempfänger und der klassischen Sechs-Tor-Direktempfänger-Topologie der ist, dass die Fünf-Tor-Topologie den Leistungspegel des lokalen Oszillators nicht (online) messen muss. Unter Verwendung dieses Lösungsvorschlags kann eine signifikante Vereinfachung der Topologie auf der RF-Seite (weniger Widerstände oder eine kleinere RF-Schaltung) und auf der Basisbandseite erreicht werden (ein A/D-Umsetzer weniger mit damit verbundenen Verstärkern und Tiefpassfiltern, die unterdrückt sind). Die notwendige Information über den zugeführten LO-Leistungspegel wird durch einen Kalibrierungsprozess erhalten, der offline (im Hinblick auf die Einrichtungsherstellung und die Integrationsphase) oder online ausgeführt werden kann. Dies hat den Vorteil insbesondere dann, wenn die Leistung der Sperre und des Oszillators nicht geändert wird. In jedem Fall ist eine Kalibrierungsprozedur für alle Lokaloszillator-Leistungspegel vorteilhaft, wenn die vorliegende Erfindung verwendet wird.

Die vorgeschlagene Topologie ist auf die Verwendung für einen Direkt-Fünf-Tor-Empfänger angepasst. Sie ist insbesondere beschrieben und vorgeschlagen, um als Lösung für Breitband-Frequenzanwendungen angewendet zu werden. Wenn eine diskrete Auflösungstechnik mit der vorgeschlagenen Technologie verwendet wird, ist eine Breitband-Frequenzlösung auch für einen unteren Frequenzbereich unter 10 GHz möglich. Die vorgeschlagene Topologie minimiert die erforderliche Fläche sowohl bei der diskreten als auch der Verteilungslösung, und sie kann weiter durch eine einfache Widerstandstopologie realisiert werden. Die vorgeschlagene Fünf-Tor-Topologie erfordert einen geringeren Schaltungsaufwand im Vergleich zur klassischen Sechs-Tor-Topologie, wobei jedoch diese eine Kalibrierung benötigen kann, um den Einfluss der Information über den LO-Leistungspegel zu reduzieren. Die Topologie gemäß der vorliegenden Erfindung ist insbesondere für den Fall interessant, dass der Leistungspegel des Lokaloszillators sich nicht ändert oder einen vorher festgelegten festen Wert hat, was in dem Fall bedeutet, dass das zugeführte RF-Signal durch AGC oder ein programmierbares Stufendämpfungsglied beeinflusst wird, bevor sich dem Eingangstor einer Fünf-Tor-Anschlussstruktur gemäß der vorliegenden Erfindung genähert wird.

Dies kann mathematisch durch komplexe lineare Transformation ausgedrückt werden.

Mit Hilfe von 14a und 15 werden weitere Entwicklungen der Ausführungsform, die in 9 gezeigt ist, anschließend erläutert.

14a zeigt eine Ausführungsform für eine Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, wobei Hybridschaltungen 560, 561, die für eine Phasenverschiebung von 90° oder 180° vorgesehen sind, für eine Isolationsfunktion zwischen zwei RF-Signalen vorgesehen sind. Es sei angemerkt, dass Drei-Wege-Teiler 501 durch zwei Zwei-Wege-Teiler realisiert werden kann, die durch mehrere Technologien realisiert werden können.

Wie man aus 14b ersehen kann, ist gemäß dieser Ausführungsform ein weiterer passiver Leistungsteiler 530 zwischen dem ersten passiven Leistungsteiler 57 und der passiven Drei-Tor-Struktur geschaltet. Der passive Leistungsteiler 530 ist mittels eines zweiten Phasenschiebers 531 und eines Dämpfungsorgans 533 mit einem Leistungsteiler 532 verbunden. Der zweite Phasenschieber 531 kann eine Phasenverschiebung von 180° bereitstellen. Im Vergleich zur Ausführungsform nach 9 wurden daher zwei passive Leistungsteiler 530, 532, ein Phasenschieber 531 und ein Dämpfungsglied 533 hinzugefügt. Der erste Phasenschieber 503 kann ebenfalls eine Phasenverschiebung von 180° bereitstellen.

15 zeigt eine weitere Ausführungsform, gemäß der die passive Drei-Tor-Struktur 508 zwischen dem passiven Leistungsteiler 530 und dem Phasenschieber 531 geschaltet ist. In diesem Fall kann auf das Dämpfungsglied 533 verzichtet werden.

Die Ausführungsformen nach den 14 und 15 liefern eine Isolation des RF-Signaltors und des Lokaloszillators.

IV. Sechs-Tor-Anschlusseinrichtung (16 bis 23)

16a zeigt das Allgemeinkonzept einer Vier-Tor-Anschlusseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung. Ein erstes RF-Signal und ein zweites RF-Signal werden einem Eingang 604 einer ersten und einer zweiten Vier-Tor-Einrichtung 601, 602 zugeführt. Die erste passive Vier-Tor-Einrichtung und die zweite Vier-Tor-Einrichtung 602 sind über einen Phasenschieber 603 miteinander verbunden. Die erste und die zweite Vier-Tor-Einrichtung 601, 602 liefern jeweils zwei Ausgangssignale zu Leistungssensoren P1, P2 bzw. P3, P4. Die Ausgangssignale der Leistungssensoren P1 bis P4 werden zu einer DC-Schnittstelle geliefert, an die entweder eine Digitalverarbeitungs- oder eine Analogverarbeitungseinrichtung angeschlossen sein kann.

Die Basisstruktur der vorgeschlagenen Sechs-Tor-Topologie ist in 16b gezeigt. Wie in 16b gezeigt ist, weist die Basisstruktur der vorliegenden Erfindung zwei passive Vier-Tore 601, 602 und einen Phasenschieber 603 auf. Entsprechend wird ein RF-Signal zu einem Eingang 604 einer der beiden passiven Vier-Tor-Strukturen 601, 602 geliefert. Die beiden passiven Vier-Tor-Strukturen 601, 602 sind miteinander über den Phasenschieber 603 verbunden. Jede passive Vier-Tor-Einrichtung 601, 602 besitzt zwei Ausgangstore, welche mit Leistungssensoren P1 bis P4 verbunden sind. Wenn die Topologie gemäß der vorliegenden Erfindung als Empfänger verwendet wird, sind alle Leistungssensoren (die üblicherweise Detektordioden aufweisen) angepasst, beispielsweise auf eine Impedanz von 50 Ohm.

Wie aus dem Stand der Technik bekannt ist, geben die passiven Vier-Tor-Strukturen 601, 602 Signale aus, die lineare Kombinationen der zugeführten (und eventuell phaseverschobenen) RF-Signale darstellen. Die Leistungssensoren P1 bis P4 ermitteln den Leistungspegel der Ausgangssignale der passiven Vier-Tor-Einrichtung 601, 602. Die ermittelten Leistungspegel der Ausgangssignale werden zu einer Digitalsignal-Verarbeitungseinheit 626 geliefert.

Üblicherweise sind mehrere Elemente zwischen jedem Leistungssensor und dem DSP 626 geschaltet, was jedoch in den Zeichnungen nicht gezeigt ist. Diese Elemente können ein Tiefpassfilter, einen DC-Verstärker und einen AD-Umsetzer in dieser Reihenfolge aufweisen.

Es sei angemerkt, dass der DSP 626 vermieden werden kann, wenn einfache Modulationsverfahren verwendet werden. In diesem Fall können analoge Elemente vorgesehen sein, die als Entscheidungsschaltung arbeiten, um die Modulationszustände zu ermitteln. Es ist naheliegend, dass auf den DSP verzichtet werden kann, wenn eine analoge Verarbeitungsschaltung für die I/Q-Demodulation verwendet wird.

Die Digitalsignal-Verarbeitungseinheit 626 berechnet das komplexe Verhältnis der beiden zugeführten RF-Signale mittels einer mathematischen Behandlung des Leistungspegelwerts, der durch die Leistungssensoren P1 bis P4 ermittelt wird, und kann außerdem optional für eine Demodulation vorgesehen sein. Zusammengefasst wird gemäß dem Basiskonzept eines der Tore einer passiven Vier-Tor-Einrichtung 601, 602 dazu verwendet, ein RF-Signal zuzuführen, eines wird dazu verwendet, mit einem Phasenschieber verbunden zu werden, der entsprechend mit der anderen (identischen) passiven Vier-Tor-Einrichtung 1, 2 verbunden ist, und die anderen beiden Tore werden dazu verwendet, Signale an Leistungssensoren P1 bis P4 auszugeben. Die beiden Vier-Tor-Einrichtungen sind vorzugsweise symmetrisch zueinander geschaltet.

Um den Arbeitsbereich (Frequenz) zu erhöhen, können die passiven Vier-Tor-Einrichtungen 601, 602 durch Widerstandsnetzwerke unter Verwendung diskreter Elemente 605, 606 realisiert werden, wie bei der Ausführungsform nach 17 gezeigt ist. Wie außerdem in 17 gezeigt ist und später ausführlich erläutert wird, kann eines der RF-Signale, die einer passiven Vier-Tor-Einrichtung (Widerstandsnetzwerk) zugeführt werden, durch eine Lokaloszillatorschaltung 620 bereitgestellt werden.

Wie in 18 und 19 gezeigt ist, können die Vier-Tor-Einrichtungen 601, 602 bzw. die Widerstandsnetzwerke 607, 608 durch Verwendung von Verteilungstechnologie realisiert werden. Die beiden Beispiele von 18 und 19 zeigen mögliche Topologien, wo symmetrische Strukturen verwendet werden. In beiden Beispielen wird eine Übertragungsleitung (beispielsweise eine Mikrostreifenleitung) als Phasenschieberelement 603 verwendet. Die passiven Vier-Tor-Einrichtungen können, wie in 18 gezeigt ist, als Mikrostreifenring 627 oder als kreisförmiger Mikrostreifenfleck 628, wie in 19 gezeigt ist, realisiert werden.

In beiden Fällen wird der Durchmesser (auch der Innendurchmesser im Fall von 18) in Abhängigkeit von der Mittenfrequenz der Anwendung ausgewählt. Weiter soll angemerkt werden, dass die Streifenlänge längs des Rings variieren kann. Die Winkel &agr;, &bgr; und &ggr; zwischen jeweils zwei Toren werden so gewählt, das gewünschte Kombinationsverhältnis des zugeführten RF-Signals einzurichten, welches unmittelbar an einem Tor der Vier-Tor-Einrichtung angeschlossen ist, und eines Signals, welches über die Übertragungsleitung kommt, die als Phasenschieberelement 603 arbeitet. Anders ausgedrückt werden die Winkel in Abhängigkeit von der linearen Kombination der zugeführten RF-Signale festgelegt. Für spezielle Anwendungen ist es auch möglich, die Werte der Winkel &agr;, &bgr; und &ggr; so festzulegen, um den Zustand einzurichten, dass der Leistungssensor P2 (beispielsweise) lediglich das RF-Signal 1 ermittelt, was bedeutet, dass der Leistungssensor P2 und das damit verbundene Phasenschieberelement 603 isoliert sind. Im gleichen Zeitpunkt kann der Leistungssensor P1 den Leistungspegel als Kombinationswert des RF-Signals 1 und des RF-Signals 2 empfangen und ermitteln, die sich dem Tor des Leistungspegels P1 über das Phasenschieberelement 603 nähern. Es sei angemerkt, dass das Phasenschieberelement 603 in Verteilungstechnologie realisiert werden kann, beispielsweise durch mehrere Übertragungsleitungen, wie mit Hilfe von 11 weiter unten erläutert wird.

20a zeigt eine mögliche Realisierung einer Sechs-Tor-Anschlusseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, wobei Hybridschaltungen 660, 661 verwendet werden, um eine Isolationsfunktion zwischen den beiden RF-Signalen bereitzustellen. Es sei angemerkt, dass die beiden Drei-Wege-Teiler 607, 610 entsprechend durch zwei Zwei-Wege-Teiler durch verschiedene Technologien realisiert werden können.

20b zeigt eine bestimmte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wo die Allgemeinstruktur von 16 durch eine Realisierung der Vier-Tor-Einrichtung durch eine passive Drei-Tor-Einrichtung und einen passiven Leistungsteiler verwirklicht wird.

21 zeigt eine mögliche Realisierung der Vier-Tor-Einrichtungen 601, 602 gemäß 16 durch Widerstandselemente. Die gesamte Vier-Tor-Einrichtung wird durch zumindest vier Widerstandselemente R1 bis R6 realisiert, die wie in 21 gezeigt geschaltet sind. Bei der Ausführungsform von 21 sind die Elemente so gewählt, dass der Leistungssensor P1 lediglich das RF-Signal ermittelt, welches vom Tor 1 (4) herkommt, was bedeutet, dass das Tor 2 und das Tor 4 von 21 bevorzugt isoliert sind. Das Tor 3 ist wie gezeigt durch den Leistungssensor P2 abgeschlossen, der die kombinierten RF-Signale ermittelt, welche vom Tor 1 und vom Tor 4 herkommen. In der folgenden Tabelle sind mögliche bevorzugte Werte für die Widerstände von 1 für drei unterschiedliche Fälle, die normiert sind, angegeben, und zwar in bezug auf die Eingangscharakteristik-Impedanz gesehen vom Tor 1 in Richtung nach außen (üblicherweise 50 Ohm oder 75 Ohm). Es sei angemerkt, dass der Fall betrachtet wird, dass alle Leistungssensoren die gleiche Eingangsimpedanz haben (angepasst sind).

Weiter sei angemerkt, dass der Leistungssensor P1 parallel zum Widerstand R3 geschaltet ist und das Leistungssensor P2 seriell zwischen dem Widerstand R5 und Masse geschaltet ist, was eine vorteilhafte Ausführungsform ist.

In einigen Fällen könne die Widerstände R4 und R5 vernachlässigt werden. Die im Dreieck geschalteten Widerstände R1, R2 und R3 sind jedoch wichtig.

Tabelle 3

Die gezeigten Werte der Widerstandselemente sind für die praktische Realisierung besonders vorteilhaft.

22 zeigt eine Sechs-Tor-Anschlusseinrichtung (Sechs-Tor-Empfänger) mit zwei Vier-Tor-Einrichtungen gemäß 20, die symmetrisch geschaltet sind.

20 zeigt eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wobei alle Vier-Tor-Einrichtungen 601, 602 einen passiven Leistungsteiler 607 und eine passive Drei-Tor-Einrichtung 608 aufweisen. Der passive Leistungsteiler 607 hat im Wesentlichen die Struktur einer Drei-Tor-Einrichtung. Die passive Drei-Tor-Einrichtung 608 wirkt als Signalkombinationseinrichtung. Der Leistungsteiler 607 hat die Funktion, die Leistung eines zugeführten RF-Signals in zwei Richtungen aufzuspalten:

  • a) in Richtung auf den Eingang der Drei-Tor-Einrichtung 608, die als Leistungskombinierer wirkt, und
  • b) in Richtung auf den Eingang des Leistungssensors P1.

Das Tor, welches am Leistungssensor angeschlossen ist, ist von dem Tor isoliert, welches an der Drei-Tor-Einrichtung angeschlossen ist, was bedeutet, dass lediglich das RF-Signal, welches von der Drei-Tor-Einrichtung 608 herkommt, sich dem Leistungssensor P1 nähert. Diese spezielle Realisierung wird erreicht, wenn die Widerstandselemente von 23 die Gleichung erfüllen: Z1*Z2 = (Z2)2.

Die passiven Drei-Tor-Einrichtungen 608, 609 kombinieren die Signale, die von dem passiven Leistungsteiler 607, 610 herkommen, und die RF-Signale, die vom Phasenschieber 603 herkommen, so dass kombinierte Signale in den Leistungssensoren P2 und P3 ermittelt werden können.

23a und 23b zeigen eine Realisierung des Leistungsteilers 607, 610 und der Drei-Tor-Einrichtung 608, 609 von 20 durch Widerstandselemente. Wie man aus 23a und 23b ersehen kann, kann der passive Leistungsteiler 607, 610 durch zumindest drei Widerstandselemente Z1, Z2 und Z3 realisiert werden. Das gleiche gilt für die passive Drei-Tor-Einrichtung 608, welche durch Widerstandselemente Z4, R5 und R6 realisiert wird. Die möglichen Werte (drei unterschiedliche Fälle, die später erläutert werden) für die Widerstandselemente sind in der obigen Tabelle 1 angegeben, die auf die charakteristische Impedanz des Systems normiert ist (üblicherweise 50 Ohm oder 75 Ohm). Die Leistungssensoren P1 bis P4 sind so geschaltet, wie in 23a und 23b gezeigt ist.

Dadurch kann angemerkt werden, dass der Leistungssensor P1 parallel zu den Widerständen Z1 und Z2 geschaltet ist und dass der Leistungssensor P2 seriell zwischen dem Widerstand R5 und Masse geschaltet ist.

In der obigen Tabelle sind drei Sätze der Werte für die Widerstandselemente vorgeschlagen, wobei die Strukturen in betracht gezogen sind, die in 21, 22 und 23 gezeigt sind. Die Fälle 1 und 2 führen zu den Widerstandwerten, die leicht realisiert werden können, wobei die Tatsache in betracht gezogen wird, dass die Normierungsimpedanz üblicherweise 50 Ohm (manchmal 75 Ohm) beträgt. Diese Werte stellen theoretisch die ideale Realisierung der vorgeschlagenen Topologie für den Fall einer idealen Eingangsimpedanz (ideale Anpassung oder ideal bei Suchverlust) der Leistungssensoren und der Schaltung, die das RF-Signal 1 und das RF-Signal 2 in 1 bereitstellt, sicher. Wenn man die idealen Anpassungsbedingungen der Leistungssensoren P1 bis P4 und die angeschlossene Schaltung in betracht zieht, folgt:

Der Fall 1 wird erhalten, wenn der maximale Leistungspegel, der in bezug auf den Leistungssensor P2 von 6 oder 7 ermittelt werden kann, gleich dem Leistungspegel ist, der im Leistungssensor P1 in den gleichen Figuren erhalten wird, wenn beide RF-Signale den gleichen Leistungspegel haben. Dies wird automatische die Behandlung des nichtlinearen Falls einschließen, wenn sich das RF-Signal einer vorher festgelegten Grenze nähert.

Der Fall 2 wird als Idealfall bewertet, wo die Signalgröße, die sich dem Leistungssensor 1 nähert, die gleiche ist wie die die Durchschnittssignalgröße, die sich dem Sensor 2 nähert, im Fall einer beliebigen Phasenverschiebung zwischen dem Signal 1 und dem Signal 2 von 1, wenn diese den gleichen Eingangsleistungspegel haben. Der Fall 2 ergibt sehr einfach zu realisierende und kombinierte Widerstandsverhältnisse. Wenn beispielsweise die charakteristische Impedanz 50 Ohm beträgt, kann die gesamte passive Struktur durch Widerstandswerte realisiert werden, die die Werte haben: 50 Ohm, 100 Ohm, 50/3 Ohm, die auch dadurch realisiert werden können, einen 50 Ohm-Widerstand parallel oder seriell anzuordnen.

Der Fall 3 wird dadurch erhalten, wenn die Tatsache in Betracht gezogen wird, dass die mittlere zu erzielende Leistung im Leistungssensor 2 die gleiche ist wie die Leistung, die im Leistungssensor 1 ermittelt wurde, wenn die Signale 1 und 2 von 1 den gleichen Leistungspegel und unterschiedliche Phasen haben. Dieser Lösungsvorschlag führt zu Widerstandswerten, die nicht einfach zu realisierende Widerstandswerte haben, die jedoch zu einem optimalen Leistungsniveau führen.

Die folgende Tabelle 4 zeigt den minimalen, maximalen und durchschnittlichen Wert des Leistungspegels, der sich angepassten Leistungssensoren annähert, in bezug auf den RF-Signalleistungspegel, wenn der Referenzpegel des entgegengesetzten Tors (das zweite Eingangstor für RF-Signale 2) den gleichen Leistungspegel wie den Leistungspegel hat, der sich dem ersten Eingangstor nähert (das erste Eingangstor für das RF-Signal 1 gemäß 16).

Es sei angemerkt, dass in den Fall, wo angepasste Detektordioden verwendet werden, der schließlich resultierende Leistungspegel in den Detektordioden niedriger sein kann, beispielsweise 4 dB.

Tabelle 4

Wie man aus der Tabelle 4 ersehen kann, überschreitet die unterste Leistung, die im Fall gleicher Leistungspegel der RF-Signale 1 und 2 von 16 zu ermitteln ist, nicht den Wert von 17 dB unter den zugeführten RF-Pegel für den Fall 1 und 16 dB unter den zugeführten RF-Pegel für den Fall 2 und für den Fall 3. Gemäß diesen Werten und dem untersten Leistungsabtastschwellenwert der Leistungssensoren kann der minimale zugeführte RF-Pegel, der in der Sechs-Tor-Anschlusseinrichtung gemäß der Erfindung vorhanden sein sollte, berechnet werden. Dies bedeutet, dass die erforderliche LNA-Verstärkung ebenfalls bestimmt werden kann. Es sei angemerkt, dass im allgemeinen Sechs-Tor-Empfänger einen größeren LNA-Verstärkungsgewinn als ein herkömmlicher Empfänger erfordern, wobei jedoch gleichzeitig der erforderlich LO-Pegel ideal auf dem gleichen Pegel wie das RF-Signal ist, welches sich dem anderen Sechs-Tor-Eingang annähert. Dies bedeutet, dass anstelle von beispielsweise 10 dB-LO-Leistung (Lokaloszillator-Leistung), die üblicherweise für einen herkömmlichen (Überlagerungs)-Empfänger erforderlich ist, im Fall des übereinstimmenden unmittelbaren Sechs-Tor-Empfängers nach der Erfindung üblicherweise ungefähr –20 bis –10 dB erforderlich sind.

Wenn eine hauptsächlich diskrete Näherung auf Widerstandsbasis für die Vier-Tor-Einrichtung (oder den Leistungsteiler bei der Drei-Tor-Einrichtung) verwendet wird, gibt es zwei Optionen, das Phasenschieberelement 603 zu realisieren:

  • a) Verwenden einer verteilten Technologie, wo das Phasenschieberelement 603 durch Übertragungsleitungen realisiert ist, welche nicht gerade sein müssen (diese können auch eine kurvenartige Form haben, um die Länge der Leitung zu minimieren), und
  • b) unter Verwendung von diskreten LC-Elementen

Details der unterschiedlichen Realisierungen sind im Kapitel VII erläutert.

Die Ermittlungsqualität des Signals ist ein sehr wichtiges Problem, wenn die vorhandene Sechs-Tor-Anschlusseinrichtung verwendet wird, oder allgemein, wenn Sechs-Tor-Empfänger verwendet werden. Diese Qualität kann als Unempfindlichkeit der Ermittlung in Bezug auf nicht-ideale RF-Hilfsteile definiert werden, die bei der Einrichtung verwendet werden. Die Empfindlichkeit des Systems und die Ermittlungsqualität werden durch das Leistungsverhältnis der beiden zugeführten RF-Signale beeinflusst. Wenn das Leistungsverhältnis der zugeführten RF-Signale nahezu 1 wird, werden die Einflüsse von nicht-idealen Charakteristiken der RF-Hilfsteile kleiner. Daher ist es vorteilhaft, wenn der Bereich der Verhältnisse (Leistung oder Größe) so nah wie möglich auf 1 gebracht wird. Gemäß der vorliegenden Erfindung gibt es zwei vorgeschlagene Lösungen:

  • – Festlegen des Pegels des LO-Oszillators 21 auf den durchschnittlichen Leistungspegel, der vom anderen Signaltor kommt (zugeführtes RF-Signal, welches zu ermitteln ist), und
  • – Online-Spurnachführen des LO-Schaltungsausgangspegels auf den Pegel des ankommenden RF-Signals auf dem anderen Signaltor mittels einer Vorhersage des Leistungspegels des anderen ankommenden Signals, beispielsweise durch Prozeduren, welche in der folgenden Tabelle 5 gezeigt sind. Tabelle 5 zeigt Vorhersageprozeduroptionen, wobei RF(t) den RF-Signalleistungspegel im Zeitabtastinkrement "t" bezeichnet.

Tabelle 5

Es sei angemerkt, dass die Prozeduroptionen weiter unter Verwendung von Polynominal-Extrapolationen erweitert werden können, wobei jedoch in diesem Fall eine zusätzliche Berechnung erforderlich sein würde.

Der Vorteil der vorgeschlagenen Sechs-Tor-Anschlusstopologie besteht darin, dass die Information der RF-Signalleistung und der LO-Schaltungsleistung Online ohne Berechnung verfügbar ist, wodurch eine Realzeit-Spurnachführung des Leistungspegels möglich wird.

Zusammengefasst kann die Leistungssteuerungsfunktion der Lokaloszillatorschaltung 20 durchgeführt werden durch

  • – Festsetzen des LO-Schaltungssignalpegels so, um den erwarteten Leistungspegel des anderen Signals in der kommenden Zeitabtastung unter Verwendung von Prozeduroptionen zu treffen, wie in Tabelle 3 beschrieben, wobei die einfache Lösung der in Tabelle 3 beschriebenen Prozedur das Merkmal hat, den LO-Schaltungssignalpegel für das Zeitinkrement (n + 1) gleich dem RF-Signaleingangspegel im Zeitinkrement (n) festzulegen, oder
  • – Festlegen des LO-Schaltungssignalleistungspegels auf den durchschnittlichen RF-Signalleistungspegel, wobei die Mittelwertbildungsverarbeitung Online durchgeführt werden kann.

Die Sechs-Tor-Anschlusseinrichtung nach der vorliegenden Erfindung ist insbesondere für die Verwendung als Direkt-Sechs-Tor-Empfänger geeignet.

V. Demodulatoren, bei denen n-Tor-Anschlusseinrichtungen gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden (24 bis 30)

Anschließend mit Hilfe von 24 bis 30 erläutert, wie n-Tor-Anschlusseinrichtungen beispielsweise als I/Q-Demodulatoren verwendet werden können, wobei die Erläuterung unter Bezugnahme auf Beispiele angegeben wird, welche Vier-Tor-Anschlusseinrichtungen und Fünf-Tor-Anschlusseinrichtungen zeigen.

Die vorliegende Struktur von 25 ist eine Direktempfängerstruktur oder I/Q-Demodulator auf der Basis von zwei Leistungsdetektoren P1, P2, die zwei Toren der Vier-Tor-Anschlusseinrichtungen 701 zugeteilt sind. Die Schaltzeit des Schalters 751, der an der LO-Einheit 735 angeschlossen ist, sollte zweimal schneller sein gegenüber der Änderung der Symboldauer, die durch Modulation des ankommenden RF-Signal angewandt wird. Die Symboldauer kann als Zeit definiert sein, bei der das Modulationssignal sich nicht ändert. Im ersten Teil der Symboldauer ist der Schalter (am Tor, wo ein LO am Vier-Tor-Anschluss angeschlossen ist) in der Position von 50 Ohm (oder einer anderen Systemlast beispielsweise 75 Ohm), so dass beide Leistungsdetektoren eine direkte Information über die RF-Signalleistung erhalten, jedoch mit zwei unterschiedlichen Konstanten.

Es sei angenommen, dass das RF-Signal während der Symboldauer einen Wert s1 hat und LO einen komplexen Signalwert s2 hat, wie in der Gleichung (1) und (2). Innerhalb dieser Prozedur wird Information über den RF-Leistungspegel und Information über Teil-Übertragungseigenschaften der nicht-idealen RF-Komponenten innerhalb des Vier-Tor-Anschlusses erhalten. In der zweiten Hälfte der Symboldauer ist der Schalter auf "ein", wodurch erlaubt wird, dass sich das LO-Signal (dessen Leistungspegel bekannt ist) einen Vier-Tor-Anschluss zusammen mit dem RF-Signal nähert. In diesem Zeitpunkt ermitteln die beiden Leistungsdetektoren zwei Leistungspegel der komplexen Summen von den RF- und LO-Signalen (v1 und v2, welche in der Gleichung (4) und (5) beschrieben sind). Nachdem man diese Information zusammen mit den Übertragungsfunktionswerten und den Leistungspegeln des RF-Signals hat, kann das relative Komplexverhältnis zwischen dem LO-Signal und dem RF-Signal unter Verwendung einer Endgleichung (18) und (19) berechnet werden. Diese Berechnung kann im Digitalbereich nach Abtastung von DC-Signalen in Leistungssensoren 1 und 2 durchgeführt werden. Der große Vorteil der Näherung besteht darin, dass die Kalibrierung Online durchgeführt wird und keine zusätzliche Digitalverarbeitung erforderlich ist. Die I/Q-Ausgangssignale können durch Analogverarbeitung erhalten werden, wodurch die digitalen Verarbeitungserfordernisse vermindert werden.

Es sollte angemerkt werden, dass sich die dargestellten Gleichungen auf den Fall beziehen, wenn Übertragungskoeffizienten lediglich für Realwerte genommen werden, wie bei der Widerstandslösung für den Vier-Tor-Anschluss. Im Fall von komplexen Werten würde eine volle Kalibrierung der Systeme (was bedeutet, komplexe Werte der Übertragungskoeffizienten zu erlangen) zwei oder mehr als zwei Sätze von zwei bekannten Signalen erfordern, die sich zwei RF-Tore simultan nähern. Dies kann durch Zuführen einer Vier-Tor-Struktur auf dem zweiten Tor durch ein LO-Signal und durch Zuführen eines RF-Signals auf dem ersten Tor mit einer vorher festgelegten Sequenz realisiert werden (zwei oder mehr als zwei unterschiedliche Phasen), Idealerweise ohne Rauschen. Diese RF-Signale mit vorher festgelegter Sequenz können alternativ durch Zuführen eines LO-Signals realisiert werden, die durch verschiedene Phasenschieber behandelt werden, mit zwei (oder mehr als zwei) unterschiedlichen Phasenverschiebungswerten auf dem ersten Tor und einem LO-Signal ohne eine Phasenverschiebung auf dem zweiten Tor.

Das Gesamtsystem zum Erlangen von I/Q-Ausgangssignalen ist in den Gleichungsblöcken (1) bis (19) dargestellt. Tabelle 1 enthält eine Legende aller Variablen, die in den Gleichungsblöcken (1) bis (19) auftreten. s1 = S0dei&rgr;(1) s2 = S0(2) s = s1/s2 = dei&rgr; I = dcos&phgr; Q = dsin&phgr;(3) &ngr;1 = k11s1 + k12e–i&rgr;s2(4) &ngr;2 = k21e–i&rgr;s1 + k22s2(5) PRF = C|s1|2; PLO = C|s2|2(6) P1 = C|&ngr;1|2 = C[k211|s1|2 + k212|s2|2 + 2k11k12|s1|·|s2|cos(&phgr; + &thgr;)](7) P2 = C|&ngr;2|2 = C[k221|s1|2 + k222|s2|2 + 2k21k22|s1|·|s2|cos(&phgr; + &thgr;)](8)

P101 = P1(s1, 0) = k211PRF: P102 = P2(s1, 0) = k221PRF(11) P021 = P1(0, s2) = k212PLO: P022 = P2(0, s2) = k222PLO(12) P201 = P1(s2, 0) = k211PLO: P202 = P2(s2, 0) = k221PLO(13)
P1 = P01 + P^1dcos(&phgr; + &thgr;)(16) P2 = P02 + P^2dcos(&phgr; + &thgr;)(17)

Tabelle 6: Legende von Verwendungsvariablen

Nun wird ein UQ-Demodulator auf der Basis einer Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung erläutert.

Ein moduliertes RF-Signal wird mittels einer Antenne 726 empfangen. Als Beispiel kann das empfangene RF-Signal (m)PSK- oder (n)QAM-, vorzugsweise QPSK-moduliert sein. Das empfangene Signal kann über eine erste Abwärtsumsetzungsstufe 727 laufen gelassen werden. Es sei jedoch angemerkt, dass die erste Abwärtsumsetzungsstufe 727 lediglich optional ist. Dann läuft das Signal über ein Bandpassfilter (BPF) 728 und wird dann zu einem verstärkungsfaktor-gesteuerten LNA (rauscharmer Verstärker) 729 geführt. Der Verstärkungsfaktor des LNA 729 wird durch eine Steuerungseineinheit 730 gesteuert. Das Ausgangssignal des LNA 729 (Signal 1) wird zu einem ersten Eingangsanschluss einer Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung 1 geführt. Der zweite Eingangsanschluss der Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung 1 wird mit einem Signal des verstärkungsfaktor-gesteuerten lokalen Oszillators 720, 735 beliefert, wobei die Steuerungseinheit 730 eine Frequenz-/Phasensteuerung in bezug auf den Lokaloszillator 720 ausführt. Das verstärkungsfaktor-gesteuerte Ausgangssignal des Lokaloszillators 720, 735 wird als Signal 702 zum zweiten Eingangsanschluss der Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung 701 geliefert.

Die Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung 701 kombiniert die beiden Eingangssignale, das Signal 1, das Signal 2 zu linearen Kombinationen und gibt drei Signale aus, wobei die analogen Leistungswerte der Ausgangssignale der Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung 1 durch Leistungsdetektoren P1, P2 und P3 ermittelt werden. Der Innenaufbau der Leistungsdetektoren P1, P2 und P3 wird später erläutert. Der Innenaufbau der Lokaloszillatorschaltung 720 wird ebenfalls später erläutert. Die Ausgangssignale der Leistungsdetektoren P1, P2 und P3 können optional durch ein Tiefpassfilter 704 gefiltert werden.

Alternativ können die Ausgangssignale der Leistungsdetektoren P1, P2 und P3 unmittelbar zu einer analogen Schaltungsplatte 702 geführt werden. Die analoge Schaltungsplatte 702 ist mit der Steuereinheit 730 mittels eines Steuerungsbusses 734 verbunden. Die analoge Schaltungsplatte liefert zwei Ausgangssignale, wobei eines der Ausgangssignale die I-Komponente des empfangenen modulierten RF-Signals zeigt, und das andere Ausgangssignal die Q-Komponente des empfangenen modulierten RF-Signals zeigt. Die Ausgangssignale der analogen Schaltungsplatte 702 können optional durch ein Tiefpassfilter 731 gefiltert werden, bevor sie zu einer I/Q-Ausgangsschaltung 733 geführt werden. In der I/Q-Ausgangsschaltung 733 kann beispielsweise eine A/D-Umsetzung der zugeführten I- und Q-Komponenten durchgeführt werden.

Die Verstärkungsfaktorsteuerung 735 für die Lokaloszillatorschaltung ist optional.

Der Steuerungsbus 734 überträgt Steuerungssignale für den Verstärkungsfaktor von DC-Verstärkern und zur Steuerung einer einstellbaren DC-Spannungsquelle, welche in der analogen Schaltungsplatte 702 angeordnet ist, was später ausführlich erläutert wird. Es sei angemerkt, dass auch der Steuerungsbus 734 optional ist.

Es sei angemerkt, dass die I/Q-Demodulation gemäß der vorliegenden Erfindung lediglich analog durchgeführt wird.

28 zeigt den Innenaufbau der analogen Schaltungsplatte 702. Die Ausgangssignale der Leistungsdetektoren P1, P2, P3, die durch ein Filter 704 optional gefiltert werden können, werden entsprechend einem Verstärker 706 zugeführt, der einen einstellbaren Verstärkungsfaktor G1, G2, G3 hat. Der Verstärkungsfaktor der Verstärker 76 mit dem einstellbaren Verstärkungsfaktor kann dadurch optional durch den Steuerungsbus 734 gesteuert werden, der mit der Steuerungseinheit 730 verbunden ist. Außerdem ist eine einstellbare DC-Spannungsquelle 705 vorgesehen, die ebenfalls mittels des Steuerungsbusses 734 gesteuert wird, der mit der Steuerungseinheit 730 verbunden ist. Die Ausgangssignale der Verstärker 6 mit dem einstellbaren Verstärkungsfaktor SG1, SG2, SG3 sowie die DC-Spannung SG4 von der DC-Spannungsquelle 5 werden zu einer Hilfsplatte geliefert, die eine Analogschaltung 703 enthält. Die Hilfsplatte 703 kann ebenfalls mittels des Steuerungsbusses 734, der mit der Steuerungseinheit 730 verbunden ist, gesteuert werden. Die Hilfsplatte 703 gibt die I/Q-Komponenten der empfangenen modulierten RF-Signale aus. Es sei angemerkt, dass die Verstärker 706 mit dem einstellbaren Verstärkungsfaktor optional sind und vorzugsweise DC-Verstärker sind, die in der Lage sind, mit der nominalen Bandbreite, die zu empfangen ist, fertig zu werden.

Wenn die analoge Schaltungsplatte in Kombination mit einer Sechs-Tor-Anschlusseinrichtung verwendet wird, wird anstelle der DC-Spannung das Ausgangssignal, welches vom vierten Leistungssensor P4 stammt, zugeführt.

29 zeigt den Innenaufbau der Hilfsplatte 703, die in der analogen Schaltungsplatte 702 enthalten ist. Die Eingangssignale SG1, SG2, SG3 und SG4 sind entsprechend in zumindest zwei Zweige mittels von Funktionalteilern 707 unterteilt. Jeder Zweig wird dann individuell durch einen DC-Verstärker 708 optional verstärkt, wobei der Verstärkungsfaktor g1, g2, g3, g4, g5, g6, g7, g8 auch durch die Steuerungseinheit 730 mittels des Steuerungsbusses 734 gesteuert werden kann. Die verstärkten Abzweigsignale werden dann matrixartig zu einer Subtraktions-/Addierschaltung 709 geliefert, wo entsprechend zwei Ausgangssignale der Addier-/Subtraktionsschaltung 709 zu einer Additionsschaltung 710 geliefert werden. Eine der Additionsschaltungen 710 gibt die I-Komponente und die andere der Additionsschaltungen 710 gibt die Q-Komponente des somit demodulierten RF-Signals aus.

30 zeigt eine modifizierte Hilfsplatte 703. Wie in 30 gezeigt ist, sind die vier Signale SG1, SG2, SG3 und SG4 entsprechend in zumindest zwei Zweige (zwei in diesem gezeigten Fall) durch Teiler 707 unterteilt. Die Signale der Zweige, die durch die Teiler 707 ausgegeben werden, werden zu Additions-/Subtraktionsschaltungen 711 geliefert. Die Additions-/Subtraktionsschaltungen 711 geben Signale aus, die individuell durch Verstärker 712 mit einstellbaren Verstärkungsfaktor g1, g2, g3, g4 verstärkt wurden, wobei die Verstärkungsfaktoren durch den Steuerungsbus 734 individuell gesteuert werden können, der mit der Steuerungseinheit 730 verbunden ist. Die verstärkten Ausgangssignale werden an zwei Additionsschaltungen 713 abgegeben, wobei eine der Additionsschaltungen 730 die I-Komponente und die andere der Additionsschaltungen 713 die Q-Komponente des empfangenen modulierten RF-Signals ausgibt.

Man kann folgende Relation für den Fall betrachten, wenn S1 die Modulation des RF-Signals darstellt und das Signal S2 den komplexen Wert des LO-Oszillators darstellt (in den folgenden Gleichungen wird angenommen, dass die Referenzphase von LO null ist). s1 = S0dej&phgr;(1) s2 = S0(2)

Der UQ-Demodulator ermittelt in Wirklichkeit das komplexe Verhältnis der Signale S1 und S2, oder die relative Amplitude und Phase bezogen auf den Lokaloszillator. Das Amplitudenverhältnis ist d und &phgr; zeigt die Phasendifferenz. s = s1/s2 = dej&phgr; I = dcos&phgr; Q = dsin&phgr;(3)

Die Topologie von 30 hat die folgenden komplexen Werte (v1, v2 und v3) zur Folge, die sich an die Leistungssensoren annähern. Die Koeffizienten Kmw zeigen Übertragungsfunktionen vom Tor n zum Spannungssensortor m. v1 = k11s1, k12 = 0(4) v2 = k21s1, k22e–j&rgr; s2.(5) v3 = k31e–j&rgr;s1 + k32s2.(6) &ngr;1 = k11S0dej&rgr;(7) &ngr;2 = k21S0dej&rgr; + k22S0e–j&dgr;(8) &ngr;3 = k31S0dej(&rgr;–&dgr;) + k32S0(9)

Es wird angenommen, dass das Signal S2 einen konstanten Wert hat, was beispielsweise bedeutet, dass der LO seinen Signalleistungspegel nicht ändert. In diesem Fall kann die neue Variable Vdc eingeführt werden, beispielsweise in (10). VDC = C|s2|2 = CS20 – set DC voltage(10) P1 = C|&ngr;1|2 = Ck211S20d2(11) P2 = C|&ngr;2|2 = CS20[k221d2 + k222 + 2k21k22dcos(&phgr; + &thgr;)](12) P3 = C|&ngr;3|2 = CS20[k231d2 + k232 + 2k31k32dcos(&phgr; + &thgr;)](13)

P1, P2 und P3 sind die Niedrigfrequenzspannungen (quasi DC-Spannungen), welche nach der Leistungsermittlung durch ideale Dioden existieren (siehe 13). Der Wert &thgr; entspricht dem Phasenverschiebungswert von 5.

Durch Ausführen der Gleichung (3) kann man die Endgleichungen (16) und (17) erhalten:

In einem Spezialfall, wenn die Phasenverschiebung gleich 45° ist für

&thgr; = 45°; k11 = 1/2, k12 = 1/2, k21 = 1/4, k22 = 1/4, k31 = 1/8, k32 = 1/2

kann man vereinfachte Gleichungen für I- und Q-Ausgangssignale (18) und (19) erhalten:

VI. Kalibrierung einer n-Tor-Anschlusseinrichtung (31)

Ein Kalibrierungsprozess für eine n-Tor-Anschlusseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung wird anschließend mit Hilfe von 31 mittels eines Beispiels erläutert, bei dem die n-Tor-Anschlusseinrichtung eine Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung 401 ist.

Anschließend wird ein Verfahren zum Kalibrieren einer Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung erläutert.

Die Kalibrierungsprozedur kann in zwei Schritten durchgeführt werden. Ein Zyklus der Kalibrierungsprozedur sollte für jeden der beabsichtigten LO-Leistungspegel und für spezifizierte Hauptfrequenzen von Interesse durchgeführt werden.

Erster Schritt

Dem Eingangsanschluss (RF-Signal 1 in 1 beispielsweise) einer Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung wird eine vorher festgelegte Signalsequenz zugeführt. Dieses vorher festgelegte Kalibrierungssignal ist vorzugsweise mit zumindest fünf verschiedenen Phasendaten PSK-moduliert, denen ein Signal mit verschiedenen Leistungspegeln und beliebiger Phase folgt. Der Leistungspegel des Lokaloszillators (der zur Berechnung von Kalibrierungskoeffizienten benötigt wird) ist ungefähr bekannt. Als Ergebnis der Kalibrierungsprozedur werden die Kalibrierungskoeffizienten berechnet, um die nicht-ideale RF-Schaltung zu überwinden.

Zweiter Schritt

Zusätzlich zwei Signale (ein RF-Signal mit zumindest zwei unterschiedlichen Phasen) werden zur Schaltung geliefert. Nach Anwenden der Kalibrierungskoeffizienten im vorherigen Schritt werden zwei zusätzliche Kalibrierungskoeffizienten (komplexe Zahlen) berechnet, welche den angenommen Wert für die zugeführte LO-Größe und Phase in bezug auf den aktuellen Wert in bezug auf die besondere Einrichtung kompensieren. Die Gleichung zum Berechnen von zusätzlichen Kalibrierungskoeffizienten kann wie folgt ausgedrückt werden:

Korrekter Wert = ermittelter Wert (mit Standard-Kalibrierungskoeffizienten) × AA (komplexe Zahl) + BB (komplexe Zahl)

Dies kann mathematisch als komplexe lineare Transformation ausgedrückt werden.

Es sei angemerkt, dass diese zusätzliche Kalibrierung auch dazu verwendet werden kann, um mit der Kompensation der Phasenschieberwerte fertig zu werden. Dies ist der Fall, wenn der Phasenschieber das Signal mit einer Frequenz in Abhängigkeit von der Phasenverschiebung verschiebt und wenn die Kalibrierung der Schaltungen lediglich bei einer Frequenz durchgeführt wird.

Es sei angemerkt, dass, wenn sich die LO-Leistung während des Betriebs der Einrichtung ändert, die Kalibrierungsprozedur (Schritt 2) wiederholt werden sollte und die bezogenen komplexen Koeffizienten für die lineare Transformation gespeichert werden sollten.

31 zeigt eine Anordnung zum Kalibrieren eines I/Q-Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung. Dadurch wird eine vorher festgelegte Kalibrierungssequenz (745) erzeugt. Die vorher festgelegte Kalibrierungssequenz wird nach oben umgesetzt (746) und zu einem Eingangsanschluss der Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung 701 geführt (anstelle eines Empfangssignals während der Kalibrierungsprozedur).

Gemäß der ersten Ausführungsform vergleicht eine Digitalsignal-Verarbeitungseinheit 719 die vorher festgelegte Kalibrierungssequenz mit den aktuell ermittelten I/Q-Komponenten, um die Verstärkungsfaktoren der Verstärker auszuwerten, die notwendig sind, die Unvollkommenheit insbesondere der Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung 701 zu kompensieren. Die ausgewerteten Werte für die Verstärkungsfaktoren der Verstärker können in einem Speicher 747 der Steuerungseinheit gespeichert werden, wenn die Kalibrierung ausgeführt wurde.

Der Aufwärtsumsetzer 746 setzt die erzeugte vorher festgelegte Kalibrierungssequenz in die Frequenz um, von der erwartet wird, um durch die Antenne 726 empfangen zu werden. Der Aufwärtsumsetzerblock 746 kann Teil des Übertragers sein, der den I/Q-Demodulator gemäß der vorliegenden Erfindung aufweist.

Gemäß einer Ausführungsform können die Digitalsignal-Verarbeitungseinheit 719 und der Kalibrierungssequenzgenerator 745 ein interner Block sein, der am I/Q-Demodulator angeschlossen ist (auf dem gleichen Chip als analoge Schaltungsplatte 702 und als Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung 701 angeordnet).

Wie durch unterbrochene Linien in 31 gezeigt ist, können gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung zum Kalibrieren des I/Q-Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung die analogen Ausgangssignale der Leistungsdetektoren P1, P2, P3 durch den A/D-Umsetzer 714 A/D-umgesetzt werden, und digitalisierte Signale der A/D-Umsetzer 714 können dem DSP 719 zur Berechnung der Kalibrierungsverstärkungsfaktoren zugeführt werden. Die A/D-Umsetzer 714 besitzen vorzugsweise eine hohe Auflösung (zumindest 12 Bits), müssen jedoch nicht sehr schnell sein. Gemäß dieser Ausführungsform können die A/D-Umsetzer 714, die DSP-Einheit 719 und der Kalibrierungssequenzgenerator 745 ein externer Block sein, der lediglich einmal angeschlossen wird, wenn der UQ-Demodulator hergestellt wird. In diesem Fall, wenn der UQ-Demodulator hergestellt wird, werden die A/D-Umsetzer 714 an Steuerungspins des I/Q-Modulators (nicht gezeigt) angeschlossen, und gleichzeitig damit wird das Kalibrierungssignal, welches die vorher festgelegten Kalibrierungssequenz hat, einem Eingangsanschluss der Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung 701 zugeführt.

Die zweite Ausführungsform des Kalibrierungsverfahrens ist im Fall des Modulationsverfahrens vorteilhaft, welches für das Empfangssignal verwendet wird (Antenne 726), welches nicht vorher bekannt ist.

Wenn jedoch die Modulation bekannte Zustände hat, wie beispielsweise im Fall für (m)PSK, wird (n)QAM und vorzugsweise, wenn QPSK verwendet wird und der Kanal sich nicht schnell ändert, die erste Ausführungsform bevorzugt.

Stromabwärts der I/Q-Ausgangsschaltung 733 können zusätzliche DC-Verstärker vorgesehen sein. Außerdem kann ein zusätzliches Netzwerk stromabwärts der I/Q-Ausgangsschaltung 733 eine Analogverarbeitungsberechnung der Größe und der Phase des Signals auf der Basis der I- und Q-Ausgangssignale durchführen.

VII. Innenaufbau von Elementen der erfinderischen N-Tor-Anschlusseinrichtung (32 bis 37)

In 32a bis 32c sind mögliche Realisierungen von Verteilungselementen in Mikrostreifentechnologie gezeigt. 32a zeigt die Realisierung von passiven Leistungsteilern mit einem Mikrostreifenring 829. 32b zeigt die Realisierung des passiven Leistungsteilers mit einem Mikrostreifenfleck 830, und 32c zeigt die Realisierung einer passiven Drei-Tor-Einrichtung durch Mikrostreifentechnologie mit einer optionalen Anpassungsschaltung.

Die Winkel &agr; und &bgr; des Mikrostreifenrings und des kreisförmigen Mikrostreifenflecks sind so gewählt, um eine Isolation der Tore sicherzustellen, die am Leistungssensor P1 und den passiven Drei-Tor-Einrichtungen angeschlossen sind. Es sei angemerkt, dass der Durchmesser und die Winkel der Ringe und die Flecken in Abhängigkeit von der speziellen Frequenz von Interesse gewählt sind und außerdem die Streifenlänge längs des Rings variieren kann. Außerdem können bei der Mikrostreifenrealisierung nach 32c die Drei-Tor-Einrichtung unterschiedliche Streifenbreiten verwendet werden.

33 zeigt eine Realisierung der vorgeschlagenen Verteilertechnologie als koplanare Hohlleitertechnologie anstelle der Mikrostreifentechnologie, die bei einer passiven Drei-Tor-Einrichtung angewandt wird.

Wenn ein hauptsächlich diskreter Lösungsvorschlag auf Widerstandsbasis für die Vier-Tor-Einrichtung (oder den Leistungsteiler bei der Drei-Tor-Einrichtung) verwendet wird, gibt es zwei Optionen, das Phasenschieberelement zu realisieren:

  • a) Verwenden einer Verteilungstechnologie, wie in 36 gezeigt ist, wo das Phasenschieberelement durch Übertragungsleitungen 817, 818 realisiert ist, welches nicht gerade sein müssen (diese können auch kurvenförmig ausgebildet sein, um die Länge der Leitung zu minimieren), und
  • b) Verwendung von diskreten LC-Elementen, wie in 34 gezeigt ist.

In 34a bis 34c sind drei unterschiedliche Fälle gezeigt. Wie in 34a gezeigt ist, kann das Phasenschieberelement durch zumindest eine Induktivität L3 und einen Kondensator C3 realisiert werden, wodurch eine LC-Zelle 810 gebildet ist.

Wie in 34b gezeigt ist, kann das Phasenschieberelement durch ein "&pgr;"-LC-Netzwerk 811 realisiert werden, welches zwei Kondensatoren C1 und eine Induktivität L1 aufweist.

Wie in 34c gezeigt ist, kann das Phasenschieberelement durch ein T-LC-Netzwerk 812 realisiert werden, welches zwei Induktivitäten L1, L2 und einen Kondensator C2 aufweist, die zu einer T-Form verbunden sind.

In 35 ist der Innenaufbau eines Leistungssensors Px (0 < x < 4; x ist eine ganze Zahl) gezeigt. Ein Leistungssensor Px umfasst im Wesentlichen zumindest eine Detektordiode 813, ein optionales Anpassungsnetzwerk 814, ein optionales Vorspannungselement 815, und eine optionale Kompensations-Hardware 816, die für eine Temperaturkompensation der Diodenkennlinie vorgesehen ist. Das optionale Anpassungsnetzwerk 814 wird vorzugsweise durch frequenz-unabhängige Elemente (vorzugsweise unter Verwendung von Widerstandselementen) realisiert und ist verantwortlich, die Leistungssensor-Eingangsimpedanz auf den gleichen Wert wie die Kennlinienimpedanz des Systems zu transformieren (üblicherweise 50 Ohm oder 75 Ohm). Die Vorspannungselemente 815 geben die Möglichkeit, die Empfindlichkeit der Detektordiode 813 zu steigern, wenn diese bei der Technologie des verwendeten Diodenprozesses und externen Systemerfordernissen angewandt werden. Die optionale Kompensations-Hardware 816 kann die Information der ermittelten Leistung (üblicherweise D/C-Spannung) automatisch modifizieren, um die Temperatureinflüsse oder die Diodenlinearität zu minimieren, wenn ein ermitteltes Signal eine vorher zugeteilte Spannungsgrenze übersteigt. Diese Funktion kann natürlich auch durch Software-Korrektur erreicht werden, um die gemessenen Leistungswerte zur Berechnung des komplexen Verhältnisses von zwei zugeführten RF-Signalen in der Digitalsignal-Verarbeitungseinheit 826 zu verwenden.

36a bis 36c zeigen mögliche Realisierungen des Phasenschieberelements in Verteilungstechnologie. Gemäß 36a kann das Phasenschieberelement durch eine Mikrostreifenleitung 817 realisiert werden. Wie in 36b gezeigt ist, kann das Phasenschieberelement durch koplanare Streifen 818 realisiert werden. Wie in 36c gezeigt ist, kann das Phasenschieberelement 803 alternativ als koplanarer Hohleiter 819 realisiert werden.

Wenn die Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung als Fünf-Tor-Direktempfänger verwendet wird, wird üblicherweise eines der Tore, denen die RF-Signale in der Schaltung (siehe 1) zugeführt werden, mit der Lokaloszillatorschaltug (LO) versorgt, die mit dem Bezugszeichen 820 in 37 bezeichnet ist. Die LO-Schaltung 820 besitzt einen Lokaloszillator 821 und optional einen Leistungssteuerungs-Hardware-Block 823, einen PLL-Block 824, einen Frequenzsteuerungsblock 825 und einen Block 822, der eine Isolationsfunktion aufweist, wie in 37 gezeigt ist.

Es sei darauf hingewiesen, dass der Hauptunterschied zwischen einer Fünf-Tor-Direktempfänger- und der klassischen Sechs-Tor-Direktempfänger-Topologie der ist, dass die Fünf-Tor-Topologie nicht den Leistungspegel des lokalen Oszillators 21 messen muss (Online). Unter Verwendung dieses Lösungsvorschlags kann eine signifikante Vereinfachung der Topologie auf der RF-Seite (weniger Widerstände oder geringerer RF-Schaltungsaufwand) und auf der Basisbandseite (ein A/D-Umsetzer weniger mit verknüpften Verstärkern und unterdrückten Tiefpassfiltern) erreicht werden. Die notwendige Information über den zugeführten LO-Leistungspegel wird durch einen Kalibrierungsprozess erreicht, der Offline (beim Betrachten des Herstellens der Einrichtung und der Integrationsphase) oder Online durchgeführt werden kann. Dies hat den Vorteil insbesondere dann, wenn die Leistung der Sperre und des Oszillators 821 nicht geändert werden. In jedem Fall wird eine Kalibrierungsprozedur für alle Pegel des Lokaloszillators bevorzugt, wenn die vorliegende Erfindung verwendet wird.

Die vorgeschlagene Fünf-Tor-Topologie ist für die Verwendung als Direkt-Fünf-Tor-Empfänger ausgebildet. Diese ist besonders beschrieben und so vorgeschlagen, um als eine Lösung für Breitbandfrequenz-Anwendungen angewendet zu werden. Wenn eine diskrete Auflösungstechnik mit der vorgeschlagenen Technologie verwendet wird, ist eine Breitband-Frequenzlösung auch für einen niedrigeren Frequenzbereich unter 10 GHz möglich. Die vorgeschlagene Topologie minimiert die erforderlich Fläche sowohl bei der diskreten als auch bei der verteilten Lösung, und kann weiter durch eine einfache Widerstandstopologie realisiert werden. Die vorgeschlagene Fünf-Tor-Topologie erfordert einen geringeren Schaltungsaufwand im Vergleich zur klassischen Sechs-Tor-Topologie, benötigt jedoch eine Kalibrierung, um den Einfluss der Information über den LO-Leistungspegel zu reduzieren. Die Topologie gemäß der vorliegenden Erfindung ist besonders interessant für den Fall, wo der Leistungspegel des Lokaloszillators 821 sich nicht ändert oder einen vorprogrammierten festen Wert hat, was in diesem Fall bedeutet, dass das zugeführte RF-Signal durch AGC oder ein programmierbares Schrittdämpfungsglied beeinflusst wird, bevor sich dem Eingangstor einer Fünf-Tor-Anschlussstruktur gemäß der vorliegenden Erfindung genähert wird.


Anspruch[de]
  1. N-Tor-Anschlusseinrichtung zum Verarbeiten modulierter digitaler RF-Signale, wobei n eine ganze Zahl größer als 3 ist, wobei die n-Tor-Anschlusseinrichtung aufweist:

    – zumindest zwei RF-Eingangstore (4, 5),

    – zwei passive Signalkombinationseinrichtungen (2, 3), die miteinander verbunden sind,

    wobei entsprechend eine der passiven Signalkombinationseinrichtungen (2, 3) mit zumindest einem der RF-Eingänge (4, 5) verbunden ist, und

    – zumindest zwei Leistungssensoren (P1, P2),

    wobei jede der passiven Signalkombinationseinrichtungen (2, 3) zumindest ein Ausgangstor (6, 7) aufweist und jedes Ausgangstor (7, 7) mit einem Leistungssensor (P1, P2) verbunden ist.
  2. N-Tor-Anschlusseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden passiven Signalkombinationseinrichtungen (2, 3) miteinander mittels eines Phasenschieberelements (10) verbunden sind.
  3. N-Tor-Anschlusseinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eines der RF-Eingangstore mit einem RF-Signal beliefert wird, welches von einem Lokaloszillator (420, 520, 620) herstammt.
  4. N-Tor-Anschlusseinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die passive Signalkombinationseinrichtung entsprechend ein Widerstandnetzwerk aufweist.
  5. N-Tor-Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die passive Signalkombinationseinrichtung ein Mikrostreifenleiter-Netzwerk aufweist.
  6. N-Tor-Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die passive Signalkombinationseinrichtung koplanare Hohlleiter aufweist.
  7. N-Tor-Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die passive Signalkombinationseinrichtung kreisförmige Mikrostreifenflecken aufweist.
  8. N-Tor-Anschlusseinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die n-Tor-Anschlusseinrichtung eine Vier-Tor-Anschlusseinrichtung (401) ist, die zwei passive Signalkombinationseinrichtungen aufweist, welche als zwei Drei-Tor-Anschlusseinrichtungen (406, 407) ausgeführt sind, die entsprechend mit einem Leistungssensor (P1, P2) verbunden sind.
  9. N-Tor-Anschlusseinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die n-Tor-Anschlusseinrichtung eine Vier-Tor-Anschlusseinrichtung (401) ist, die zwei Hybridschaltungen (460, 461) aufweist, so dass eine LO/RF-Isolationsfunktion bereitgestellt wird.
  10. N-Tor-Anschlusseinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die n-Tor-Anschlusseinrichtung eine Vier-Tor-Anschlusseinrichtung (401) ist, wobei jedes RF-Eingangssignal in zwei Zweige unterteilt ist und dann mit einem zweiten Zweig kombiniert ist, welcher vom anderen RF-Signal herstammt, wobei zumindest ein Phasenschieber vorgesehen ist, um eine Isolationsfunktion der RF-Signale zu erzielen.
  11. N-Tor-Anschlusseinrichtung nach Anspruch 8, 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass bei zumindest einem der RF-Eingangstore ein Schalter (451, 454) vorgesehen ist, um zwischen einem RF-Signal und einer angepassten Last (450) umzuschalten.
  12. N-Tor-Anschlusseinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die n-Tor-Anschlusseinrichtung eine Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung ist, die zwei passive Signalkombinationseinrichtungen aufweist, die als Vier-Tor-Anschlusseinrichtung (501) ausgeführt sind, die mit zwei Leistungssensoren bzw. einer Drei-Tor-Anschlusseinrichtung (502), die mit einem Leistungssensor verbunden ist, verbunden ist.
  13. N-Tor-Anschlusseinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die n-Tor-Anschlusseinrichtung eine Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung (501) ist, die zwei Hybridschaltungen (560, 561) aufweist, so dass eine LO/RF-Isolationsfunktion bereitgestellt wird, wobei die Hybride 90°- oder 180°-Hybride sein können.
  14. N-Tor-Anschlusseinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die n-Tor-Anschlusseinrichtung eine Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung (501) ist, wobei jedes RF-Eingangssignal in zwei Zweige unterteilt ist und dann mit einem zweiten Zweig kombiniert wird, welcher vom anderen RF-Signal herstammt, wobei zumindest ein Phasenschieber vorgesehen ist, um eine Isolationsfunktion der RF-Signale zu erreichen.
  15. N-Tor-Anschlusseinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die n-Tor-Anschlusseinrichtung eine Sechs-Tor-Anschlusseinrichtung ist, die zwei passive Signalkombinationseinrichtungen aufweist, die als zwei Vier-Tor-Anschlusseinrichtungen (501, 502) ausgebildet sind, die entsprechend mit zwei Leistungssensoren verbunden sind.
  16. Direktempfänger zum Empfangen modulierter digitaler RF-Signale, dadurch gekennzeichnet, dass dieser eine n-Tor-Anschlusseinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche aufweist.
  17. Mobiltelekommunikationseinrichtung, dadurch gekennzeichnet, dass diese einen Direktempfänger nach Anspruch 16 aufweist.
  18. Verfahren zum Kalibrieren einer n-Tor-Anschlusseinrichtung nach einem der Ansprüche, gekennzeichnet durch folgenden Schritt:

    Liefern eines vorher festgelegten Kalibrierungssignals zu einem der RF-Eingangstore der n-Tor-Anschlusseinrichtung.
  19. Verfahren zum Verarbeiten modulierter digitaler RF-Signale, welches die folgenden Schritte aufweist:

    – Beliefern von zwei Eingangstoren (4, 5) einer n-Tor-Anschlusseinrichtung entsprechend mit RF-Signalen, wobei eines der RF-Signale das modulierte digitale RF-Signal ist,

    welches zu verarbeiten ist, und wobei n eine ganze Zahl größer als 3 ist,

    wobei die n-Tor-Anschlusseinrichtung zwei passive Signalkombinationseinrichtungen (2, 3) aufweist, die miteinander verbunden sind und entsprechend eine der passiven Signalkombinationseinrichtungen (2, 3) mit dem anderen der Eingangstore (4, 5) verbunden ist, und

    – Liefern zumindest eines der Ausgangssignale von jedem der passiven Signalkombinationseinrichtungen (2, 3) zu einem Leistungssensor (P1, P2).
  20. Verfahren nach Anspruch 19, gekennzeichnet durch folgenden Schritt:

    Bereitstellen eines der RF-Eingangstore mit einem RF-Signal, welches von einem Lokaloszillator (420, 520, 620) herstammt.
  21. Verfahren nach Anspruch 19 oder 20, gekennzeichnet durch folgenden Schritt I/Q-demodulieren von Ausgangssignalen der Leistungssensoren (P1, P2) auf der Basis einer Analogverarbeitung.
  22. Verfahren nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass die n-Tor-Anschlusseinrichtung eine Vier-Tor-Anschlusseinrichtung ist und das Ausgangssignal der Leistungssensoren zu einer Analogverarbeitungsplatte mittels von zumindest einer Verzögerungsleitung geliefert wird.
  23. Verfahren nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass die n-Tor-Anschlusseinrichtung eine Fünf-Tor-Anschlusseinrichtung ist und das Ausgangssignal der Leistungssensoren unmittelbar von der DC-Schnittstelle zur Analogverarbeitungsplatte geführt wird, wobei außerdem ein DC-Potential zur Analogverarbeitungsplatte geliefert wird.
  24. Verfahren nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass die n-Tor-Anschlusseinrichtung eine Sechs-Tor-Anschlusseinrichtung ist und das Ausgangssignal der Leistungssensoren unmittelbar von der DC-Schnittstelle zur Analogverarbeitungsplatine geführt wird.
  25. Verfahren nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass zusätzlich zu den Ausgangssignalen der Leistungssensoren (P1, P2) zumindest eine einstellbare DC-Spannung bei der Analogverarbeitung verwendet wird.
Es folgen 35 Blatt Zeichnungen






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