Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Direktsequenz-Codemultiplex-Vielfachzugriffsübertragungssystem (direct sequence code division multiple access, DS-CDMA) und einen Empfänger zum Einsatz in einem derartigen System.

Bei einem DS-CDMA-Übertragungssystem wird ein digitales Signal, beispielsweise digitalisierte Sprache oder Daten, mit einer Codiersequenz multipliziert, die aus einer Pseudozufallssequenz besteht, die die Energie in dem Modulationssignal spreizt , die dann als Spread-Spektrumsignal übertragen wird. Beim Empfänger wird das Antennensignal mit der gleichen Pseudozufallssequenz multipliziert, die mit der Spreizsequenz synchronisiert wird, um das Modulationssignal wiederherzustellen. Aufgrund von Mehrwegeeffekten, die eine Intersymbolinterferenz bewirken, wird eine Rake-Verknüpfung angewendet, um diese Effekte zu überwinden und ein Modulationssignal zu erzeugen, das auf zufrieden stellende Weise demoduliert werden kann.

Im Fall eines DS-CDMA-Übertragungssystems können mehrere verschiedene Spread-Spektrum-Signale, die die gleiche oder unterschiedliche Chip-Raten haben und gleichzeitig mit der gleichen Frequenz von unterschiedlichen Benutzern übertragen werden, von einer Antenne empfangen werden, wobei jedes Signal verschiedenen Mehrwegeeffekten unterworfen wurde, und ein Entzerrverfahren, das versucht, die Kanalimpulsreaktion zu bestimmen und umzukehren, ist nicht geeignet. Zu den Problemen gehört der als Nah-Fern-Effekt (engl. near-far effect) bekannte Effekt, der zurückzuführen ist auf Signale, die von Sendern an einer Basisstation mit unterschiedlichen Leistungspegeln empfangen werden. Dieser Effekt wird durch die Basisstationen überwunden, die über schnelle Leistungssteuerungsalgorithmen verfügen.

Damit ein Empfänger in der Lage ist, sich an verschiedene Bedingungen anzupassen, die in der Praxis auftreten können, muss er mehrfache Übertragungsgeschwindigkeiten, die von einem Multimedia-Serviceprovider gefordert werden, Schwankungen beim Laden des Systems, Bitfehlerzunahmen durch die durch andere Benutzer verursachten Interferenzen und Leistungssteuerungsausfälle durch beispielsweise Nah-Fern-Interferenzen unter schweren Fading-Bedingungen bewältigen können.

Die vorliegende Erfindung hat zur Aufgabe, ein DS-CDMA-Signal wirksam wiederherzustellen.

Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Direktsequenz-Codemultiplex-Vielfachzugriffsübertragungssystem geschaffen, dem Kreuzkorrelationswerte zwischen gleichzeitig aktiven Benutzern zugeordnet sind, wobei das System einen Sender und einen Empfänger umfasst, wobei der Sender über Folgendes verfügt: Mittel zum Multiplizieren eines Modulationssignals mit einer Spreizsequenz, um ein Spread-Spektrum-Signal zu erzeugen, und Mittel zum Übertragen des Spread-Spektrum-Signals auf einem CDMA-Kanal, und wobei der Empfänger Folgendes umfasst: Empfangsmittel, um Signale auf dem genannten CDMA-Kanal zu empfangen, und Interferenzkompensationsmittel, um Vielfachzugriffsinterferenzen zu beseitigen, wobei die Interferenzkompensationsmittel Folgendes umfassen: einen mit den Empfangsmitteln verbundenen Eingang zum Empfangen der empfangenen Signale, mit dem Eingang verbundene Vorwärtsfiltermittel zum Verarbeiten der empfangenen Signale, mit den Vorwärtsfiltermitteln verbundene Quantisierungsmittel zum Erzeugen von quantisierten Entscheidungen aus von den Vorwärtsfiltermitteln abgeleiteten Informationen, Versuchsentscheidungsmittel zum Treffen von Versuchsentscheidungen über die empfangenen Signale, mit den Versuchsentscheidungsmitteln und den Quantisierungsmitteln verbundene Kennzeichnungsmittel zum Kennzeichnen des CDMA-Kanals in Abhängigkeit von den Kreuzkorrelationswerten aller gleichzeitig aktiven Benutzer, und Einstellmittel, die auf die Kennzeichnungsmittel so reagieren, dass sie Abgriffsgewichtungen zumindest von den Vorwärtsfiltermitteln einstellen, um Vielfachzugriffsinterferenzen im Wesentlichen zu beseitigen.

Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Empfänger zum Empfangen von Direktsequenz-Codemultiplex-Vielfachzugriffs-Übertragungssignalen (DS-CDMA-Signalen) auf einem CDMA-Kanal geschaffen, wobei die Signale von gleichzeitig aktiven Benutzern übertragen werden und Kreuzkorrelationswerte aufweisen, die mit diesen zusammenhängen, wobei der Empfänger Folgendes umfasst: Mittel zum Beseitigen von Vielfachzugriffsinterferenzen, wobei die genannten Mittel Folgendes umfassen: Vorwärtsfiltermittel, Quantisierungsmittel zum Erzeugen von quantisierten Entscheidungen aus von den Vorwärtsfiltermitteln abgeleiteten Informationen, Mittel zum Treffen von Versuchsentscheidungen über das empfangene DS-CDMA-Signal, Kennzeichnungsmittel, die mit den Versuchsentscheidungsmitteln und den Quantisierungsmitteln verbunden sind, zum Kennzeichnen des CDMA-Kanals in Abhängigkeit von den Kreuzkorrelationswerten aller gleichzeitig aktiven Benutzer, und Einstellmittel, die auf die Kennzeichnungsmittel so reagieren, dass sie Abgriffsgewichtungen zumindest von den Vorwärtsfiltermitteln einstellen, um Vielfachzugriffsinterferenzen im Wesentlichen zu beseitigen.

Aus dem Artikel „Adaptive Cancellation of Nonlinear Intersymbol Interference for Voiceband and Data Transmission" von E. Biglieri et al, erschienen im IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Band SAC-2, Nr. 5, im September 1984 auf den Seiten 765 bis 777, ist der Einsatz von vorläufigen oder "Versuchs-" Entscheidungen zum Beseitigen von Intersymbolinterferenzen aufgrund von Kanal-Nichtlinearitäten für die Sprach- und Datenübertragung bekannt. In 4 auf Seite 768 dieses Artikels ist ein nichtlinearer Basisband-Kompensator dargestellt, bei dem ein Eingangssignal einem linearen Entzerrer zugeführt wird, dessen Ausgang in zwei Pfade unterteilt ist. Einer der beiden Pfade umfasst ein mit einem Eingang einer Summierstufe gekoppeltes Verzögerungsglied, das als Subtrahierglied funktioniert. Der andere der beiden Pfade umfasst Mittel zum Treffen von Versuchsentscheidungen über das Ausgangssignal des linearen Entzerrers und zum Einsetzen dieser Entscheidungen für die Einstellung der Abgriffsgewichtungen des linearen Entzerrers. Ein Ausgangssignal der Versuchsentscheidungsmittel wird Mitteln zum Speichern der Versuchentscheidungen zum Einsatz in einem vorwärts gekoppelten Bereich eines nichtlinearen Kompensators zugeführt, dessen Ausgang mit einem zweiten Eingang der Summierstufe verbunden ist. Ein Ausgang der Summierstufe ist mit einer Stufe zum Treffen endgültiger Entscheidungen verbunden, von der ein Ausgang zur Rückkopplung der endgültigen Entscheidungen zu Speichermitteln dient, die in einem Rückkopplungsbereich des nichtlinearen Kompensators eingesetzt werden. Diese bekannte Anordnung ist als Mittel zum Anschluss an den linearen Entzerrer gedacht.

J. W. M. Bergmans beschreibt in dem Artikel „Equalization, Detection and Channel Coding for Digital Transmission and Recording Systems", erschienen auf den Seiten 161 bis 169 in den Proceedings „Sixth Symposium on Information Theory in the Benelux" vom 23. – 24. Mai 1985 in Mierlo, in 3 auf Seite 165 einen Kompensator für Intersymbolinterferenzen. Der Kompensator umfasst eine Entscheidungsrückkopplungsschaltung, die Folgendes umfasst: einen Empfangsfilter mit einem Eingang für das Kanalsignal, Mittel zum Abtasten des Ausgangssignals des Empfangsfilters mit der Bitrate, eine Summierstufe, deren einer Eingang so angeschlossen ist, das er das abgetastete Signal empfängt, und deren Ausgang mit einem Bit-by-Bit-Detektor verbunden ist, der die endgültigen Entscheidungen erzeugt. Die endgültigen Entscheidungen werden einem Rückkopplungsfilter zum Entfernen von postkursiven Intersymbolinterferenzen zugeführt, dessen Ausgangssignal einem weiteren, invertierenden Eingang der Summierstufe zugeführt wird. Präkursive Intersymbolinterferenzen werden entfernt, indem ein einfacher Empfänger zur Erzeugung von Versuchsentscheidungen mit dem Eingang des Empfangsfilters verbunden wird. Die Versuchsentscheidungen werden einem Vorwärtsfilter zugeführt, dessen Ausgang mit einem weiteren, invertierenden Eingang der Summierstufe verbunden ist. Derartige bekannte Anordnungen bemühen sich, den Kehrwert der Kanalimpulsreaktion zu erzeugen, der zur Beseitigung der Interferenz eingesetzt wird. Ein Problem bei DS-CDMA besteht darin, dass mehrere verschiedene gleichzeitige Übertragungen auf demselben Frequenzkanal erfolgen können, die asynchron sein und verschiedene Bitraten haben können. Dementsprechend reicht es zur Annäherung an die Leistung eines einzelnen Benutzers nicht aus, die Kanalimpulsreaktion lediglich zu schätzen und die Verknüpfung durchzuführen.

In dem Artikel „Equalizers for Multiple Input/Multiple Output Channels and PAM Systems with Cyclostationary Input Sequences" von Alexandra Duel-Hallen, erschienen im IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Band 10, Nr. 3, April 1992, werden auf den Seiten 630 bis 639 lineare Entzerrer mit minimaler Standardabweichung (engl. minimum mean square error, MMSE) und Entzerrer mit Entscheidungsrückkopplung (engl. decision feed back, DF) für Übertragungssysteme mit mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen (engl. multiple input/multiple output, MIMO) mit Intersymbolinterferenzen und breiten stationären Eingängen beschrieben. Die Beschreibung betrifft den Bereich der D-Transformierten und liefert unter anderem die Schlussfolgerung, dass Verfahren mit Entscheidungsrückkopplung wesentlich besser waren als lineare Entzerrer. Handelt es sich um Mehrbenutzerinterferenzen in DS-CDMA-Übertragungen, sind Entzerrer mit Entscheidungsrückkopplung nicht gut genug, da sie keine Versuchsentscheidungen erzielen und einsetzen, die unabhängig von den empfangenen Übertragungen erhalten wurden.

Die vorliegende Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

1 ein Blockschaltbild eines DS-CDMA-Übertragungssystems, das einen Sender und einen Empfänger umfasst,

2 asynchrone Bitströme von drei aktiven Benutzern,

3 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels eines datengestützten Mehrbenutzer-Interferenzkompensators,

4 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels eines datengestützten Mehrbenutzer-Interferenzkompensators mit einem teilweise getrennt angeordneten Entzerrer,

5 ein Blockschaltbild von alternativen datengestützten Interferenzkompensatoren gemäß der vorliegenden Erfindung,

6 ein Blockschaltbild eines linearen synchronen Entzerrer mit mehreren Eingängen und einem einzigen Ausgang (engl. multiple input/single output, MISO),

7 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels eines datengestützten Mehrbenutzer-Mehrgeschwindigkeitsinterferenzkompensators, und

8 ein Blockschaltbild einer Zweimodus-Empfängerarchitektur.

Gleiche Merkmale haben in den Zeichnungen die gleichen Bezugszeichen.

1 der Zeichnungen stellt eine typische, in einem DS-CDMA-Übertragungssystem eingesetzte Sender-Empfänger-Anordnung dar.

Der Sender Tx umfasst eine Quelle 10 digitaler Daten, die ein Datenendgerät oder eine Sprachcodiereinheit umfassen kann. Das Ausgangssignal der Quelle 10 umfasst einen Strom von Bits mit einer Frequenz F Bits pro Sekunde. Der Bitstrom wird einem digitalen Multiplizierer, zum Beispiel einem Exklusiv-ODER-Gatter 12, zugeführt. Ein Pseudozufallscode-Generator 14 erzeugt eine in Chips pro Bit, beispielsweise N Chips pro Bit, ausgedrückte Codiersequenz, die dem Exklusiv-ODER-Gatter 12 zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Exklusiv-ODER-Gatters 12 besteht aus einem Strom von Chips mit einer Frequenz F×N Chips pro Sekunde. Wenn beispielsweise F = 10db/s und N = 1000, beträgt die Chip-Rate also 10M Chips/Sekunde. Das Ausgangssignal vom Exklusiv-ODER-Gatter 12 wird einem Symbolgenerator 16 zugeführt, der seinerseits mit einem digitalen Modulator (oder Mapper) 18 und schließlich mit einer Antenne 20 verbunden ist. Wie bekannt ist, besteht ein Effekt des Spreizens des Spektrums von digitalen Daten von der Quelle 10 darin, die Energie in dem Signal über eine größere Bandbreite zu spreizen, so dass es bei Betrachtung in einem Oszilloskop als Rauschen erscheint.

Der Empfänger Rx umfasst eine Antenne 22, die mit einer Hochfrequenz-Verstärkerstufe 24 verbunden ist. Das empfangene Signal wird dann durch eine Bündelungsstufe 26 geleitet, der die gleiche Codiersequenz von einem Codegenerator 28 zugeführt wird. Bei einer vereinfachten Ausführung des Empfängers würde die Stufe 26 eine Exklusiv-ODER-Stufe umfassen, deren Ausgangssignal ein Signal mit der Bitrate wäre. In Wirklichkeit müssen die Stufen 26, 28 jedoch die lokal erzeugte Codiersequenz mit derjenigen in dem Signal, häufig mit Hilfe von Korrelation, synchronisieren und auch Mehrwege-Intersymbolinterferenzen handhaben, die darauf zurückzuführen sind, dass Teile des übertragenen Signals durch Hindernisse, wie ein hohes Gebäude 36 wie es schematisch in 1 dargestellt ist, reflektiert werden. Zusätzlich dazu besteht, da beabsichtigt wird, dass weitere anders codierte Benutzer denselben Frequenzkanal benutzen, das Problem der Reduzierung bzw. Beseitigung der Effekte von Interferenzen aufgrund der anderen Benutzer, deren Codes andere Raten haben können, bezeichnet als Mehrbenutzer-Mehrfachraten-Interferenzkompensation, und es sind dann zusätzliche Stufen erforderlich, um diese Probleme zu bewältigen. Das Bitratensignal von der Stufe 26 wird einem Demodulator 30 und dann einer Decodiereinheit 32 zugeführt, wonach das wiederhergestellte Signal einer Benutzereinrichtung 34, wie einem Datenendgerät oder einer Sprachdecodiereinheit, zugeführt wird.

2 zeigt asynchrone Bitströme von drei aktiven Benutzern UA, UB und UC und dient zur Verdeutlichung des Problems der Mehrbenutzer-Intersymbolinterferenzen (ISI). Aus 2 ist ersichtlich, dass jedes Chip von K-1 vorhergehenden Chips und K-1 zukünftigen Chips gestört wird, wobei K die Anzahl gleichzeitig aktiver Benutzer angibt, in diesem Beispiel K=3. Wird Benutzer UB als Bezugspunkt genommen, wird das Symbol c2(i) von c1(i) und c3(i–1), den vorhergehenden Symbolen, die vor c2(i) ankommen, und von c1(i+1) und c3(i), den nachfolgenden Symbolen, die nach c2(i) ankommen, gestört. Die teilweise Überlappung der Symbole erzeugt das Problem der Mehrbenutzer-ISI. Im Allgemeinen kann aus Sicht des Empfängers die Überlagerung von K Spread-Spektrum-Signalen als Mehrbenutzer-ISI betrachtet werden, die durch die teilweise Überlappung von Chips unterschiedlicher Benutzer verursacht wird. Herkömmlicherweise wird die Mehrbenutzerentzerrung dazu verwendet, die ISI zu kompensieren, da es sich zeigt, dass die gleichzeitige Demodulation aller aktiven Benutzer in einem Vielfachzugriffskanal als ein Problem von periodisch (oder über die Zeit) schwankenden ISI betrachtet werden kann.

Ein erfindungsgemäßer Empfänger umfasst einen datengestützten Mehrbenutzer-Interferenzkompensator. Ein Beispiel für einen derartigen Kompensator 38 ist in 3 dargestellt. Der Kompensator 38 umfasst einen Eingang 40 und einen Ausgang 42. Das dem Eingang 40 zugeführte Signal kann bereits mit Hilfe beispielsweise eines Blocks von Filtern mit abgestimmtem Code (nicht dargestellt) gebündelt worden sein, deren Ausgangssignale in einer Summierstufe verknüpft werden. Da das empfangene Signal gebündelt wurde, ist das Signal am Endgerät 40 das Datensignal in Bits. Als Alternative kann das Signal noch nicht gebündelt worden sein, wobei das Datensignal dann in Chips vorliegt. Auf jeden Fall besteht das Signal am Ausgang 42 aus Bits.

Wird ein Ausführungsbeispiel angenommen, bei dem das Signal am Eingang aus Bits besteht, dann sind eine Verzögerungsstufe 44 und ein einfacher Empfänger 46 mit dem Eingang 40 verbunden. Ein Eingang eines linearen synchronen Entzerrers 48 ist mit der Verzögerungsstufe 44 und ein Ausgang ist mit einem Eingang 49 einer Subtrahierstufe 50 verbunden. Zwischen einen Ausgang der Subtrahierstufe 50 und den Ausgang 42 ist eine Stufe 52 für Entscheidungen größter Wahrscheinlichkeit geschaltet, um quantisierte Entscheidungen von den Soft-Decision-Informationen (Informationen zu weichen Entscheidungen) abzuleiten, die am Ausgang der Subtrahierstufe vorliegen. Eine weitere Subtrahierstufe 54 ermittelt die Differenz zwischen den Signalen, die der Entscheidungsstufe 52 zugeführt oder von ihr abgeleitet werden. Die Eingänge 55, 57 eines Speichers 56 bestehend aus zwei FIFO-Bereichen (first in first out) 56A, 56B sind mit dem Ausgang 42 bzw. dem Ausgang des Empfängers 46 verbunden, um die quantisierten Entscheidungen und die jeweils davon abgeleiteten Versuchs- (oder vorläufigen) Entscheidungen zu speichern. Der Eingang eines Transversalfilters 58 ist mit dem Speicher 56 und sein Ausgang ist mit einem Eingang 51 der Subtrahierstufe 50 verbunden. Das Ausgangssignal der Subtrahierstufe 54 umfasst ein Fehlersignal, das der Linearisierungseinheit 48 und dem Transversalfilter 58 zugeführt wird, um die Filterabgriffsgewichtungen erneut gemäß beispielsweise einem Algorithmus des kleinsten quadratischen Mittelwertes (engl. least mean square, LMS) oder einem Algorithmus der rekursiven kleinsten Quadrate (engl. recursive least square, RLS) zu berechnen, wie sie an sich bekannt sind.

Die Funktionsweise des Kompensators 38 ist leichter zu verstehen, wenn die Stufen 48, 50, 52 und 58 als Entscheidungsrückkopplungsentzerrer betrachtet werden, bei dem ein vorwärts gekoppelter Bereich (der Entzerrer 48) die aktuell empfangenen Bitsignale verarbeitet und ein Rückkopplungsbereich (die Entscheidungsstufe 52 und das Transversalfilter 58) die ISI teilweise durch Subtraktion vom Ausgang des Entzerrers 48 beseitigt, die durch die vergangenen Entscheidungen über die vom Entzerrer 48 kommenden Symbole verursacht wurden.

In 3 werden jegliche restlichen ISI und restliches Rauschen am Ausgang des Entzerrers 48 weiter durch das als mehrdimensionale Vorhersage bezeichnete Verfahren reduziert. Sie ist mehrdimensional, da die Rückkopplung vergangene Entscheidungen von allen an der Kompensation beteiligten Zufallsprozessen betrifft.

Der einfache Empfänger 46 umfasst einen getrennten Entzerrer, der vorläufige Entscheidungen über zukünftige Abtastsignale trifft und bei Verwendung in Verbindung mit Entscheidungen über vorhergehende Abtastsignale eine gute Darstellung der vorhergehenden und nachfolgenden ISI und eine sehr gute Kompensation der ISI in dem aktuellen Abtastsignal am Ausgang des Entzerrers 48 bietet. Die zukünftigen und vergangenen Entscheidungen werden im Speicher 56 gespeichert und dem Eingang des Transversalfilters 58 zugeführt, der aus den Teilen 58A, 58B besteht. Der Teil 58B verfügt über eine größere Anzahl von Stufen für die zukünftigen Entscheidungen als der Teil 58A für die vergangenen Entscheidungen.

Die von der Stufe 44 eingeführte Verzögerung gleicht die Übertragung des Signals durch den einfachen Empfänger 46 aus. Es werden Mittel (nicht dargestellt) geschaffen, um die verschiedenen Stufen des Kompensators 38 synchron zu takten.

Bei einer Variante des in 3 dargestellten Ausführungsbeispiels mit einem Eingang und einem Ausgang wird der lineare synchrone Entzerrer 48 durch einen linearen, teilweise getrennt angeordneten Entzerrer 60 ersetzt (4). Der Entzerrer 60 selbst ist ein Transversalentzerrer, in den Chips von einer Abtasteinrichtung 62 getaktet werden, die mit einem Mehrfachen der Chipfrequenz, beispielsweise der doppelten Chipfrequenz arbeitet. Das Ausgangssignal dieses Entzerrers wird jedoch von einer Abtasteinrichtung 64 mit der Bitrate abgetastet. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird der einfache Empfänger 46 entweder durch einen teilweise getrennt angeordneten Entzerrer, dessen Eingang mit dem Ausgang der Abtasteinrichtung verbunden ist, oder durch die Kombination eines Filters mit abgestimmtem Code und einem Entzerrer ersetzt. In beiden Fällen besteht das Ausgangssignal aus einem Signal mit Bitrate. Sonst funktioniert der datengestützte Mehrbenutzer-Interferenzkompensator wie in Bezug auf 3 beschrieben. Das Fehlersignal von der Subtrahierstufe 54 wird dazu verwendet, die Abgriffsgewichtungen des Entzerrers 60 und des Transversalfilters 58 zu berechnen.

Im Fall der in den 3 und 4 gezeigten Ausführungsbeispiele ist die Länge des Entzerrers 48 im vorwärts gekoppelten Pfad größer als oder vergleichbar mit der Länge der Spreizsequenz. Ist die Länge nicht korrekt, wird die Beständigkeit des Empfängers gegen den Nah-Fern-Effekt beeinträchtigt.

Eine Gleichung für die Aktualisierung der Abgriffsgewichtungen lautet

Im Falle des linearen teilweise getrennt angeordneten Entzerrers 60 hat die Konstante &mgr; einen Wert von 10^–6.

In 5 sind in Form eines Diagramms zwei Verfahren zur Kompensation von Vielfachzugriffsinterferenzen in DS-CDMA-Übertragungen dargestellt, die mehrdimensionale Vorhersagen nutzen.

Ein erstes Verfahren betrifft eine Anordnung mit einem Eingang und einem Ausgang (engl. single input, single output, SISO) für ein Bitratensignal. Der CDMA-Intersymbolinterferenzkompensator umfasst entweder eine Anordnung mit mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen (engl. multiple input multiple output, MIMO), die von einer Basisstation verwendet würde, um Signale von mehreren Benutzern wiederherzustellen, oder eine Anordnung mit mehreren Eingängen und einem Ausgang (engl. multiple input/single output, MISO), die von einer Basisstation verwendet würde, um ein Signal von einem Benutzer wiederherzustellen, und aus einem Block 80 mit synchronisierten datengestützten Interferenzkompensatoren (engl. data aided interference canceller, DAIC). Im Fall der MIMO-Architektur kann der datengestützte Mehrbenutzer-Interferenzkompensator die zusätzlichen Informationen ausnutzen, die von den Filtern mit abgestimmtem Code der sich störenden Benutzer stammen. Der einfache Empfänger 46 liefert dann vorläufige Entscheidungen über die zukünftigen, sich störenden Symbole. Diese vorläufigen Entscheidungen müssen nicht notwendigerweise korrekt sein.

Ein alternatives Verfahren, das sich auf den Einsatz von SISO für ein Chipratensignal bezieht, umfasst eine SISO- oder SIMO-Anordnung, die einen einzigen datengestützten Mehrbenutzer-Interferenzkompensator (DAMIC) 82 des in Bezug auf die 3 und 4 beschriebenen Typs umfasst. Im Fall der SISO-Anordnung überwacht der DAMIC die gesammelten ISI von den gleichzeitigen Übertragungen von mobilen Stationen und versucht, diese zu beseitigen. Bei der SISO-Architektur erzeugt der einfache Empfänger 46 vorläufige Entscheidungen über zukünftige Datensymbole (Daten des interessierenden Benutzers). Dies bedeutet nicht notwendigerweise, dass die zukünftigen Entscheidungen korrekt sein müssen. Somit können die Anforderungen an die Komplexität des Empfängers 46 gelockert werden, vorausgesetzt, dass die Auswirkung von unrichtigen Versuchsentscheidungen auf die Gesamtleistung des Empfängers nicht sehr bedeutend ist.

6 zeigt ein Blockschaltbild einer MISO-Schaltungsanordnung. Ein am Eingang 40 empfangenes Signal r(t) wird einem Block von Filtern CMF1 bis CMF5 mit abgestimmtem Code zugeführt, die jeder über einen Eingang für einen entsprechenden Benutzercode PRC1 bis PRC5 verfügen, um das Signal zu bündeln. Jeder Filter mit abgestimmtem Code, der aus einem Korrelator und einem Integrator oder als Alternative aus einem Filter mit endlicher Impulsantwort (engl. finite impulse response, FIR) besteht, verfügt über einen Ausgang, der über die entsprechenden Bitraten-Abtasteinrichtungen 98 mit den entsprechenden datengestützten Mehrbenutzer-Interferenzkompensatoren C11 bis C15 verbunden ist. Die Eingänge 85 bis 89 einer Summierstufe 84 sind mit den Ausgängen der entsprechenden Kompensatoren C11 bis C15 und der Ausgang 90 ist mit einer Entscheidungsstufe 100 verbunden.

Wenn angenommen wird, dass der gewünschte Benutzer den Code PRC1 hat, werden die Signale an den Eingängen 86 bis 89 von demjenigen am Eingang 85 subtrahiert.

Ein k × k datengestützter MIMO-Mehrbenutzer-Interferenzkompensator, wobei k die Anzahl der Benutzer angibt, kann durch eine Matrix C(D) beschrieben werden, die seine Transferfunktion im Frequenz- (D-Transformierte) oder Zeitbereich folgendermaßen angibt:

Jede Reihe dieser Matrix beschreibt einen MISO-Detektor, der einem teilweise getrennt angeordneten (engl. fractionally spaced, FS), datengestützten Mehrbenutzer-Interferenzkompensator entspricht. Die Matrix C(D) wird abgeleitet, indem das Kriterium des kleinsten quadratischen Mittelwerts eingesetzt wird, das an sich bekannt ist. Im Fall der 6 muss das Ausgangssignal der Entscheidungsstufe (oder der Quantisierstufe) 100 minus der von dem interessierenden Benutzer übertragenen Bits zum Quadrat minimiert werden.

Eine Erweiterung des Empfängers zur Kompensation von Interferenzen durch andere Benutzer, die mit unterschiedlichen Bitraten übertragen, wird nun beschrieben. Zum Erzielen dieser Fähigkeit wird am besten eine Codierart für mehrere Raten verwendet, wobei eine derartige Codierung ein orthogonaler Faltungscode mit geringer Geschwindigkeit (engl. low rate orthogonal convolution code, LOROC) ist, wie er in dem Artikel „Very Low Rate Convolutional Codes for Maximum Theoretical Performance of Spread-Spectrum Multiple-Access Channels" von Andrew J. Viterbi, erschienen im IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Band 8, Nr. 4, Mai 1990, auf den Seiten 641 bis 649 beschrieben wird.

Im Sender werden Daten mit der Bitrate einem Schieberegister zugeführt, das K Stufen umfasst, die mit der Bitrate getaktet werden. Nach jeder Aktualisierung des Schieberegisters wird eine Zeile mit Symbolen aus einer 2^K × 2^K Hadamard-Matrix in Übereinstinunung mit der Zahl im Schieberegister ausgewählt und ausgelesen, und jedes Symbol der Zeile wird mit jedem Chip des gespreizten Codes multipliziert.

In 7 ist ein datengestützter Mehrbenutzer-Mehrbit-Interferenzkompensator für den Einsatz mit LOROC-codierten Signalen mit verschachtelten Blöcken und konstanter Chiprate dargestellt, d.h. dass das Produkt der Bitrate und des Spreizfaktors konstant ist. Somit wird bei abnehmender Bitrate der Spreizfaktor erhöht und umgekehrt. Der Kürze halber werden nur die Merkmale beschrieben, die den Unterschied zwischen den 3 und 7 ausmachen. In 7 wird anstelle der Verzögerungsstufe 44 eine Entschachtelungseinheit 84 eingesetzt, und der Ausgang der Entscheidungsstufe 52 ist mit einer „Green Machine" 66 verbunden, deren Ausgang mit einem Viterbi-Decodierer 68 verbunden ist, der Entscheidungen liefert, die im Speicher 56 gespeichert werden. Die „Green Machine" 66, die in dem obigen Artikel von Viterbi erwähnt wird, berechnet die Korrelationswerte eines Codes mit allen Zeilen der Hadamard-Matrix. Die Zahl der Zeile mit dem größten Korrelationswert wird dem Viterbi-Decodierer 68 zugeführt, der wie ein Decodierer größter Wahrscheinlichkeit funktioniert.

Die Zuverlässigkeit der Entscheidungen vom Viterbi-Decodierer 68 ist größer als wenn Fehlerschutzcodierung nicht eingesetzt wird, mit dem Ergebnis, dass der in 7 dargestellte Kompensator ein wirksameres Leistungsvermögen aufweist.

Die in den 3 bis 7 dargestellten Interferenzkompensatoren können optional zu einem bekannten DS-CDMA-System hinzugefügt werden, das einen Sprachkanal hat. 8 zeigt eine Rake-Verknüpfungseinheit 92, deren Ausgänge 93 mit einem Kompensator 38 über Schalter 94 verbunden werden können, die von einer Steuerstufe 96 gesteuert werden, die die Schalter 94 in Reaktion auf das Ergebnis eines Interferenzkompensations-Steuerungsalgorithmus betätigt.

Die Rake-Verknüpfungseinheit 92, die an sich bekannt ist, umfasst einen Block mit Filtern mit abgestimmtem Code, die jeweils einen Eingang für eine dynamisch verzögerte Version des Pseudozufallscodes jedes speziellen Benutzers aufweisen, Verzögerungsmittel und eine Signalkombinationseinheit. Auch wenn der Rake-Empfänger verwendet werden kann, um die Mehrwegekomponenten optimal zu verknüpfen, ist er wirksamer bei der Kompensation der Interferenzen durch andere Benutzer und somit der Reduzierung der Bitfehlerrate (engl. bit error rate, BER).

Befindet sich ein Empfänger in einem Bereich mit gutem Empfang und kann der normalerweise für den Ausgleich der Nah-Fern-Effekts verwendete Leistungssteuerungsalgorithmus eine angemessene Leistung liefern, sind die Schalter 94 geöffnet, und es wird Batterieleistung gespart, da der Kompensator 38 nicht zu arbeiten braucht. Wenn der Empfänger Rx an eine gesättigte Zelle übergibt oder der Leistungssteuerungsalgorithmus nicht korrekt funktionieren kann, werden die Schalter 94 geschlossen, um den Kompensator 38 mit der Rake-Verknüpfungseinheit zu verbinden und eine Mehrbenutzerkompensation zu bewirken. Dadurch wird die Kapazität des Systems wirksam erhöht, da die Qualität des Kanals sonst nicht tolerierbar sein kann. TEXT IN DER ZEICHNUNG Figur 5 T-spaced nach T getrennt angeordnet Fraction spaced nach Teilen getrennt angeordnet