Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Kompensation
der Phasen-Unsymmetrie zwischen der Inphase- und der Quadraturkomponente in Funksignalsendern
oder -empfängern, in welchen Quadraturmodulations- oder Quadraturdemodulations-Verfahren
eingesetzt werden.
Der Empfang und die Demodulation von Funksignalen kann durch konventionelle
Empfangskonzepte erfolgen, welche auf dem Prinzip des Überlagerungsempfangs mit
nachfolgender digitaler Quadraturmischung beruhen. Zunehmend werden jedoch aus Gründen
einer geringeren Leistungsaufnahme und der Vermeidung chipexterner Filter zur Spiegelfrequenz-Unterdrückung
fortschrittlichere Empfangskonzepte bevorzugt, bei denen direktmischende Verfahren
angewandt werden. Bei direktmischenden Empfängerkonzepten wird das über eine Antenne
empfangene und verstärkte Funksignal in einen Inphase-(I-) und einen Quadratur-(Q-)Zweig
aufgespalten und in beiden Zweigen mit der Ausgangsfrequenz eines Lokaloszillators
gemischt, wobei die den Mischern zugeführten Oszillatorfrequenzen durch einen Phasenschieber
gegenseitig um 90° verschoben werden. Somit wird bei diesem Empfangskonzept
die Quadratur-Demodulation zur Rückgewinnung der informationstragenden Basisbandsignale
in analoger Schaltungstechnik ausgeführt.
Bei Funksendern kann beispielsweise die Quadraturmodulation in Form
der Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM) oder der Quadratur-Phasenmodulation (QPSK,
Quarternary Phase Shift Keying) zum Einsatz kommen, wobei stets eine Trägerschwingung
in zueinander orthogonale I- und Q-Komponenten aufgespalten wird und beide Komponenten
durch unabhängige Datenfolgen moduliert werden und die modulierten Signale zu einem
zu übertragenden Ausgangssignal zusammengeführt werden.
Aufgrund von technologiebedingten Ungenauigkeiten im Herstellungsprozess
und Nichtidealitäten der analogen Mischer und Oszillatoren sowie Abweichungen zwischen
den Filtern im I- und Q-Zweig kommt es zu sogenannten IQ-Unsymmetrien oder IQ-Verzerrungen,
d.h. Amplituden- und Phasenunsymmetrien zwischen den Quadraturkomponenten. Real-
und Imaginärteil des komplexen Basisbandsignals sind nicht um exakt 90° gegeneinander
phasenverschoben und des Weiteren treten Amplitudenabweichungen zwischen I- und
Q-Zweig auf. Durch diese IQ-Unsymmetrien wird die Empfangsqualität eines Funksignalempfängers
mit analoger Quadraturstufe (auch als komplexer Funksignalempfänger bezeichnet)
negativ beeinträchtigt. Beispielsweise führen die IQ-Unsymmetrien im Falle von OFDM-basierten
Übertragungssystemen im Frequenzbereich, also nach der sogenannten FFT-Transformation
(fast fourier transform) im Empfänger zu einer gegenseitigen Interferenz zwischen
jeweils zwei Datensymbolen auf den Unterträgern, deren Frequenzen symmetrisch zur
Mittenfrequenz des OFDM-Frequenzspektrums angeordnet sind. Jedes auf einem Unterträger
n übertragene Datensymbol erzeugt durch die im Zeitbereich zugefügte IQ-Unsymmetrie
einen Signalbeitrag auf einem Unterträger mit dem Index -n (Spiegelfrequenz). Die
Überlagerung führt somit zu Verzerrungen der Nutzsignale an den Positionen n und
-n. In der Dissertation "Verfahren der digitalen Kompensation von Unsymmetrien der
analogen Quadraturmischung in OFDM-Empfängern" von Andreas Schuchert, angenommen
vom Fachbereich Elektrotechnik und Informationstechnik der Bergischen Universität-Gesamthochschule
Wuppertal, wurde im Kapitel 4 eine mathematische Beschreibung der IQ-Unsymmetrien
gegeben und eine quantitative Abschätzung des an der Spiegelfrequenz eines gewünschten
Signals auftretenden Störbeitrags geliefert.
Durch die genannten IQ-Unsymmetrien wird auch die Qualität der mit
Quadraturmodulations-Verfahren arbeitenden Funksender in ebensolcher Weise negativ
beeinträchtigt.
In der US 5,705,949 wird ein
Kompensationsverfahren von IQ-Unsymmetrien in einem komplexen Funksignalempfänger
beschrieben, durch welches in einem digitalen Signalprozessor (DSP) die Unsymmetrien
zwischen dem I-Zweig und dem Q-Zweig hinsichtlich des Offsets, des Signalpegels
und der Phase kompensiert werden. Hinsichtlich der Phasenkompensation wird der Phasenfehler
zwischen den Komponenten zunächst ermittelt und anschließend in dem DSP eine Kompensationsmatrix
berechnet und mit dem Vektor der I- und Q-Komponenten multipliziert, um die kompensierten
I- und Q-Komponenten zu erhalten. Der Phasenkompensator hat die Aufgabe, die gemäß
folgender Gleichung durch den Phasenfehler &Dgr;&phgr; hervorgerufene IQ-Verzerrung
umzukehren.
Dabei sind die gestrichenen Variablen die unverzerrten IQ-Komponenten,
während die ungestrichenen Variablen die durch den Phasenfehler verzerrten IQ-Komponenten
darstellen.
Für die Umkehrung der Phasenverzerrung kann mit beiden Seiten der
Gleichung die zu der Verzerrungsmatrix der Gleichung (1) inverse Kompensationsmatrix
multipliziert werden, welche mit Ausnahme eines konstanten Faktors wie folgt aussieht:
Bei der Umsetzung dieser Kompensationsmatrix in eine Phasenkompensationsschaltung
sind demzufolge vier Multiplizierer und zwei Addierer in digitaler Schaltungstechnik
notwendig, wie es in dem Phasenkompensationsteil des in der einzigen Zeichnungsfigur
der US 5,705,949 gezeigten digitalen Signalprozessors
dargestellt ist.
In der EP 1 120 944 A2
wird ein vergleichbares Kompensationsschema bei einem QPSK-Modulationsverfahren
(quadrature phase shift key) eingesetzt. Das Modulationsschema der 1
dieser Druckschrift enthält für die Kompensation der IQ-Phasenfehler einen IQ-Phasenrotator,
der in der 7 dieser Druckschrift dargestellt ist. Auch in diesem
werden entsprechend der obigen Kompensationsmatrix (2) vier digitale Multiplizierer
und zwei digitale Addierer für die Durchführung der Multiplikation mit der Kompensationsmatrix
eingesetzt.
Der Implementierungsaufwand des Phasenkompensationsschemas der beiden
genannten Druckschriften ist relativ hoch, da zum einen vier digitale Multiplizierer
eingesetzt werden müssen und diesen Multiplizierern zwei verschiedene Korrektursignale
zugeführt werden müssen, nämlich der Sinus und der Kosinus des halben Phasenfehlers.
Die zwei Korrektursignale Sinus und Kosinus müssen somit quantisiert und die Werte
in einer Tabelle abgespeichert oder mit einer nicht-linearen Funktion des einheitlichen
Kontrollsignals &Dgr;&phgr; berechnet werden. Um des Weiteren den Kosinus mit ausreichender
Auflösung darstellen zu können, wird insbesondere für kleine Werte von &Dgr;&phgr;,
für die der Kosinus nahe bei 1 ist, eine relativ große Wortlänge benötigt und die
zwei Multiplizierer, denen der Kosinus zugeführt wird, müssen demzufolge relativ
groß ausgeführt werden.
Es ist demzufolge Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren
zur Kompensation der Phasenunsymmetrie zwischen I- und Q-Komponente bei Quadraturmodulations-
und -demodulations-Verfahren anzugeben, welches einfacher und mit geringerem Aufwand
implementiert werden kann.
Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs
1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausführungsarten sind in den Unteransprüchen
angegeben. Eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens ist ebenfalls angegeben.
Die Erfindung geht von der Überlegung aus, dass obige Gleichung (1)
auch wie folgt ausgedrückt werden kann.
Anstatt die zu der Verzerrungsmatrix der Gleichung (3) inverse Matrix
für die Phasenkompensation zu verwenden, kann auch die folgende
Kompensationsmatrix eingesetzt werden:
Wenn die Kompensationsmatrix (4) mit beiden Seiten der Gleichung (3)
multipliziert wird, so ergibt sich zwar auf der rechten Seite nicht die Einheitsmatrix,
jedoch die folgende diagonale Matrix:
Dies bedeutet, dass infolge der Diagonalität der Matrix die Kompensation
vollständig ist und lediglich die Ausgangsleistung geringfügig größer wird (in der
Größenordnung von maximal 0,07 dB für gewöhnliche Phasenfehler bis zu 5°).
Der Implementierungsaufwand der Phasenkompensation ist jedoch bei
Verwendung der Kompensationsmatrix (4) viel geringer, da lediglich zwei Multiplizierer
erforderlich sind und nur ein Korrekturparameter involviert ist, nämlich eine geeignete
Approximation von tan (&Dgr;&phgr;/2). Da der Tangens bei kleinen Winkeln eine lineare
Funktion ist, werden auch keine trigonometrischen Tabellen benötigt.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich somit in allgemeinster Form
auf ein Verfahren zur Kompensation der Phasenunsymmetrie zwischen der Inphase-(I-)
und der Quadratur-(Q-)Komponente in Funksignalsendern oder -empfängern mit Quadraturmodulation
oder -demodulation, bei welchem Verfahren der Phasenfehler zwischen den unkompensierten
I- und Q-Komponenten ermittelt wird und eine kompensierte I-Komponente dadurch erhalten
wird, indem von der unkompensierten, unveränderten oder mit einer Konstanten multiplizierten
I-Komponente das Produkt aus der Q-Komponente mit einem von dem Phasenfehler &Dgr;&phgr;
abhängigen Fehlerterm T subtrahiert wird, und eine kompensierte Q-Komponente dadurch
erhalten wird, indem von der unkompensierten, unveränderten oder mit einer Konstanten
multiplizierten Q-Komponente das Produkt aus der I-Komponente mit dem Fehlerterm
T subtrahiert wird.
Bei den übrigen Verfahrensschritten, in denen aus dem ermittelten
Phasenfehler und den unkompensierten I- und Q-Komponenten die kompensierten I- und
Q-Komponenten errechnet werden, ist der Fehlerterm T entsprechend der obigen Kompensationsmatrix
(4) proportional zu tan (&Dgr;&phgr;/2). Bei dem Versuch, die Kompensationsmatrix
schaltungstechnisch umzusetzen, muss eine geeignete Approximation für den Tangens
gefunden werden. Die I- bzw. die Q-Komponente kann mit 1 oder mit einer anderen
Konstanten multipliziert werden, um die entsprechende kompensierte Komponente zu
erhalten, und der Fehlerterm T kann dann mit derselben Konstanten multipliziert
werden, um beide Größen dem entsprechenden Addierer zuzuführen. Da tan (&Dgr;&phgr;/2)
durch T/2N approximiert wird, ist der Fehlerterm T somit durch tan (&Dgr;&phgr;/2)
× 2N gegeben. Wenn bei einer schaltungstechnischen Implementierung
die Kompensationsterme durch Multiplikation mit dem Fehlerterm T erhalten werden,
so müssen die linearen Terme gleichzeitig mit der Konstanten 2N multipliziert
werden. Dadurch kommt es in jeder der Komponenten zu einer Pegelerhöhung um den
Faktor 2N, diese kann jedoch durch Division durch 2N hinter
dem Addierer oder am Ausgang des Kompensators wieder ausgeglichen werden. Die Zahl
N ist eine natürliche Zahl und kann als die Auflösung des Kompensators angesehen
werden.
Das erfindungsgemäße Verfahren kann sowohl in Sendern als auch in
Empfängern zum Einsatz kommen. Bei Sendern, die mit dem Quadraturmodulationsverfahren
arbeiten, kann es zur Phasenkompensation zwischen I- und Q-Zweig eingesetzt werden.
Mit derselben Zielsetzung kann es in Empfängern, die eine analoge Quadraturstufe
aufweisen, insbesondere in direktmischenden Empfängern, verwendet werden.
Eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens weist zwei Eingänge
für die unkompensierten I- und Q-Komponenten und zwei Ausgänge für die entsprechenden
kompensierten Komponenten auf. Die Vorrichtung kann ferner eine Berechnungseinheit
für die Berechnung des Phasenfehlers aus den kompensierten Komponenten und für die
Ausgabe des Fehlerterms T enthalten. In diesem Fall wird der von der Berechnungseinheit
gelieferte Fehlerterm T einem ersten Multiplizierer und einem zweiten Multiplizierer
zugeführt. In dem ersten Multiplizierer wird die Multiplikation der eingangsseitigen
Q-Komponente mit dem Fehlerterm durchgeführt und in dem zweiten Multiplizierer wird
die Multiplikation der eingangsseitigen I-Komponente mit dem Fehlerterm durchgeführt.
Die unveränderte oder mit einer Konstanten multiplizierte I-Komponente und der Ausgang
des zweiten Multiplizierers werden einem ersten Addierer für die Ermittlung der
kompensierten I-Komponente zugeführt und die unveränderte oder mit einer Konstanten
multiplizierte Q-Komponente und der Ausgang des ersten Multiplizierers werden einem
zweiten Addierer für die Ermittlung der kompensierten Q-Komponente zugeführt.
Da der Fehlerterm T gleich tan (&Dgr;&phgr;/2) × 2N
ist, so kann ein dritter Multiplizierer für die Multiplikation der unkompensierten
I-Komponente mit dem Faktor 2N und ein vierter Multiplizierer für die
Multiplikation der unkompensierten Q-Komponente mit dem Faktor 2N vorgesehen
sein. Dabei können der dritte und/oder der vierte Multiplizierer auch durch Schieberegister
gebildet sein, die derart angesteuert werden, dass zugeführte Bitworte um N Bitpositionen
in Richtung auf die höchstwertige Bitposition verschoben werden.
Im Folgenden werden Ausführungsbeispiele für die Implementierung des
erfindungsgemäßen Verfahrens anhand der Zeichnungsfiguren näher erläutert. Es zeigen:
1 ein erstes Ausführungsbeispiel für
einen Phasenkompensator zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens;
2 ein zweiten Ausführungsbeispiel für
einen Phasenkompensator zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens.
In der 1 ist der Phasenkompensator gestrichelt
umrandet dargestellt und weist zwei Eingänge auf, über die die phasenunkompensierten
Komponenten I und Q zugeführt werden, und ferner zwei Ausgänge, an die die phasenkompensierten
Komponenten I' und Q' ausgegeben werden.
Der Phasenkompensator kann beispielsweise in einem Funksignalempfänger
mit analoger Quadraturstufe enthalten sein, bei welchem die I- und Q-Komponenten
jeweils Analog-/Digital-Wandlern zugeführt werden. Es können dann zunächst anhand
der digitalisierten I- und Q-Werte andere IQ-Unsymmetrien wie die eingangs beschriebenen
Offset- oder Pegelunsymmetrien kompensiert werden, so dass angenommen werden kann,
dass die an den Eingängen des Phasenkompensators ankommenden digitalen Werte nur
noch hinsichtlich der Phasenunsymmetrie unkompensiert sind.
Für die Ermittlung des Fehlerterms T kann vorgesehen sein, dass die
digitalen I- und Q-Signale anfänglich die Schaltung bis auf die Multiplikation mit
Konstanten unverändert durchlaufen und am Ende der Schaltung einer Berechnungseinheit
(nicht dargestellt) zugeführt werden, in welcher in an sich bekannter Weise der
Phasenfehler &Dgr;&phgr; zwischen den Komponenten ermittelt wird. Aus dem Phasenfehler
&Dgr;&phgr; wird durch die Formel tan (&Dgr;&phgr;/2) × 2N = T
der Fehlerterm T berechnet und den digitalen Multiplizierern 2 und
3 zugeführt. Den Multiplizierern 2 und 3 werden ebenfalls
jeweils die Datenworte der I- und Q-Komponenten zugeführt. Da der Fehlerterm T ein
Produkt aus dem Tangens und 2N ist, müssen die I- und Q-Komponente ebenfalls
mit dem Faktor 2N multipliziert werden. Dies wird durch die Schieberegister
4 und 5 erreicht, in denen symbolhaft angedeutet ist, dass in
diese Schieberegister eingeschobene Datenworte um N Bitpositionen in Richtung auf
die höchstsignifikante Bitposition verschoben werden, wodurch eine Multiplikation
mit dem Faktor 2N bewirkt wird. Nach Durchführung dieser Operationen
wird das Datenwort aus dem Schieberegister 4 ausgelesen und einem ersten
Addierer 6 zugeführt. In dem Multiplizierer 3 wird eine Multiplikation
der Q-Komponente mit dem Fehlerterm T durchgeführt und das Ergebnis wird in seinem
Vorzeichen umgekehrt und ebenfalls dem ersten Addierer 6 zugeführt. Der
erste Addierer 6 gibt sodann an seinem Ausgang eine nach diesem ersten
Iterationsschritt kompensierte I'-Komponente aus.
In ebensolcher Weise wird die Q-Komponente in dem zweiten Schieberegister
5 mit dem Faktor 2N multipliziert und einem zweiten Addierer
7 zugeführt. In dem Multiplizierer 2 wird eine Multiplikation
zwischen der I-Komponente und dem Fehlerterm T durchgeführt und das Ergebnis der
Multiplikation wird mit umgekehrtem Vorzeichen dem zweiten Addierer 7 zugeführt.
Als Ergebnis der Addition durch den zweiten Addierer wird ein nach diesem ersten
Iterationsschritt kompensiertes Q'-Signal ausgegeben.
Es können nach einem Iterationsschritt der Berechnung der kompensierten
Komponenten ein oder mehrere weitere Iterationsschritte durchgeführt
werden, indem aus den kompensierten Komponenten I' und Q' erneut ein Fehlerterm
ermittelt wird, indem also beispielsweise der Ausgang der Addierer 6 und
7 erneut der Berechnungseinheit zugeführt wird, um einen eventuell noch
bestehenden Phasenfehler zu detektieren und eine erneute Kompensation anhand der
bereits aktualisierten I- und Q-Komponenten und des zwischen diesen ermittelten
Phasenfehlers durchzuführen. Es kann entweder eine bestimmte Anzahl von Iterationsschritten
durchgeführt werden oder es können so viele Iterationsschritte durchgeführt werden,
bis der Phasenfehler eine bestimmte Grenze unterschreitet. Dies kann beispielsweise
von der Berechnungseinheit überwacht werden und ein von der Berechnungseinheit festgestelltes
Unterschreiten dieser Grenze kann ein Freigeben der im letzten Iterationsschritt
aktualisierten Komponenten I' und Q' an den Ausgängen des Phasenkompensators bewirken.
Wie ebenfalls bereits festgestellt wurde, ist durch die Multiplikation
mit dem Faktor 2N in allen Zweigen des Phasenkompensators der Ausgangspegel
der Komponenten I' und Q' des Phasenkompensators um den Faktor 2N zu
groß. Außerdem wurde bereits im Zusammenhang mit der Berechnung der Kompensationsmatrix
(4) festgestellt, dass durch Anwendung der Kompensationsmatrix (4) ebenfalls eine
durch den Term (5) ausgedrückte Pegeländerung erfolgt. Nach Ausgabe der Komponenten
I' und Q' kann vorgesehen sein, dass diese durch Division durch den Faktor 2N
und den Term (5) in ihrem Pegel angepasst werden.
In der 2 ist eine gegenüber der
1 modifizierte Ausführungsform eines Phasenkompensators
zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens dargestellt, wobei funktionsgleiche
Bauteile mit gleichen Bezugszeichen versehen wurden. Als wesentliche Veränderungen
wurden in dem I- und Q-Zweig vor die Ausgänge des Phasenkompensators noch ein drittes
Schieberegister 10 und ein viertes Schieberegister 11 eingesetzt,
durch die die Datenworte jeweils durch den Faktor 2N dividiert werden.
Somit wird dafür Sorge getragen, dass bereits innerhalb des Phasenkompensators die
Pegelstände der Signale bis auf den obigen Term (5) angepasst werden. Bevor die
Datenworte in dem I- und Q-Zweig den Schieberegistern 10 und
11 zugeführt werden, wird ihnen jeweils in Addierern 8 und
9 die Binärzahl 2N–1 additiv hinzugefügt. Der Sinn dieser
Operation besteht darin, das Ausgangssignal der Addierer 6 und
7 durch 2N zu teilen und auf einen ganzzahligen Wert abzurunden.
Dies ist äquivalent mit der Berechnung der Abrundungszahl von (I'/2N
+ 0.5), welches wiederum äquivalent mit der Berechnung der Abrundungszahl von ((I'
+ 2N–1))/2N) ist.
Bei der Ausführungsform der 2 können
die Ausgangssignale I' und Q' des Phasenkompensators im Wesentlichen unverändert
weiterverarbeitet werden, da die Pegel der Komponenten bereits in dem Phasenkompensator
durch die Schieberegister 10 und 11 angepasst wurden.
Anspruch[de]
Verfahren zur Kompensation der Phasenunsymmetrie zwischen der Inphase-(I-)
und der Quadratur-(Q)Komponente bei der Quadraturmodulation oder -demodulation,
dadurch gekennzeichnet, dass
– der Phasenfehler (&Dgr;&phgr;) zwischen den unkompensierten I- und Q-Komponenten
(I, Q) ermittelt wird, und
– eine kompensierte I-Komponente (I') dadurch erhalten wird, indem von der
unkompensierten, unveränderten oder mit einer Konstanten multiplizierten I-Komponente
(I) das Produkt aus der Q-Komponente (Q) mit einem von dem Phasenfehler (&Dgr;&phgr;)
abhängigen Fehlerterm (T) subtrahiert wird, und
– eine kompensierte Q-Komponente (Q') dadurch erhalten wird, indem von der
unkompensierten, unveränderten oder mit einer Konstante multiplizierten Q-Komponente
(Q) das Produkt aus der I-Komponente (I) mit dem Fehlerterm (T) subtrahiert wird,
wobei
– der Fehlerterm (T) gleich tan (&Dgr;&phgr;/2) × 2N ist
(N natürliche Zahl), und
– bei der Berechnung der kompensierten I-Komponente die unkompensierte I-Komponente
mit 2N multipliziert wird, und
– bei der Berechnung der kompensierten Q-Komponente die unkompensierte Q-Komponente
mit 2N multipliziert wird.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass
– für die Berechnung eines Vektors der kompensierten Komponenten (I', Q')
ein Vektor der unkompensierten Komponenten (I, Q) mit der Kompensationsmatrix
multipliziert wird.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass
– eine Mehrzahl von Iterationen des Verfahrens durchlaufen werden, wobei
– die Anzahl der Iterationen vorgegeben ist, oder
– solange Iterationen durchlaufen werden, bis der Phasenfehler (&Dgr;&phgr;)
eine vorgegebene Grenze unterschreitet.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
dass
– es in einem Funksignalempfänger mit analoger Quadraturstufe, insbesondere
einem direktmischenden Funksignalempfänger, eingesetzt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet,
dass
– es in einem Funksignalsender eingesetzt wird, in welchem ein Quadraturmodulationsverfahren
verwendet wird.
Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorherigen
Ansprüche, mit
– zwei Eingängen für die unkompensierten Komponenten (I, Q) und zwei Ausgängen
für die kompensierten Komponenten (I', Q'),
– einer Berechnungseinheit für die Berechnung des Phasenfehlers (&Dgr;&phgr;)
aus den kompensierten oder den unkompensierten Komponenten (I, Q; I', Q') und der
Ausgabe des Fehlerterms (T),
– einem mit der Berechnungseinheit verbundenen ersten Multiplizierer (3)
für die Multiplikation der eingangsseitigen Q-Komponenten mit dem Fehlerterm (T),
– einem mit der Berechnungseinheit verbundenen zweiten Multiplizierer (2)
für die Multiplikation der eingangsseitigen I-Komponenten mit dem Fehlerterm (T),
– einem ersten Addierer (6), welchem die unveränderte oder mit einer
Konstanten multiplizierte I-Komponente zuführbar ist und der mit dem ersten Multiplizierer
(3) verbunden ist, und
– einem zweiten Addierer (7), welchem die unveränderte oder mit einer
Konstanten multiplizierte Q-Komponente zuführbar ist und der mit dem zweiten Multiplizierer
(2) verbunden ist, wobei
– der Fehlerterm (T) gleich tan (&Dgr;&phgr;/2) × 2N ist
und die Vorrichtung ferner aufweist:
– einen dritten Multiplizierer (4) für eine Multiplikation der I-Komponente
mit dem Faktor 2N vor Zuführung zu dem ersten Addierer (6),
und
– einen vierten Multiplizierer (5) für eine Multiplikation der Q-Komponente
mit dem Faktor 2N vor Zuführung zu dem zweiten Addierer (7).
Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass
– der dritte (4) und/oder der vierte Multiplizierer (5)
durch Schieberegister gebildet sind, die derart angesteuert werden, dass zugeführte
Bitworte um N Bitpositionen in Richtung auf die höchstwertige Bitposition verschoben
werden.
