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Dokumentenidentifikation DE10351606B3 25.05.2005
Titel Hochfrequenz-Mischeranordnung
Anmelder Infineon Technologies AG, 81669 München, DE
Erfinder Hanke, André, 40489 Düsseldorf, DE;
Simon, Martin, 83624 Otterfing, DE
Vertreter Epping Hermann Fischer, Patentanwaltsgesellschaft mbH, 80339 München
DE-Anmeldedatum 05.11.2003
DE-Aktenzeichen 10351606
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 25.05.2005
Veröffentlichungstag im Patentblatt 25.05.2005
IPC-Hauptklasse H03C 1/54
IPC-Nebenklasse H03D 7/12   G06F 7/16   
Zusammenfassung Die vorliegende Erfindung betrifft eine Hcohfrequenz-Mischeranordnung, bei der ein Differenzverstärker (14) an einem Eingang eines Multiplizierers (1) angeschlossen ist. Der Differenzverstärker (14) ist gemeinsam mit zumindest einer Kapazität (19, 20) im Rückführungszweig eines Operationsverstärkers (18) angeordnet. Die zumindest eine Kapazität (19, 20) erfüllt die Funktion eines Anti-Aliasing-Filters. Aufgrund des rückgekoppelten Operationsverstärkers (18) mit dem beschriebenen Aufbau ergibt sich ein hochlineares Ausgangssignal bei geringem Ausgangsrauschen und geringem Strombedarf. Der vorgeschlagene Mischer ist besonders zur Anwendung in Vektormodulatoren oder Polarmodulatoren in Sendepfaden von Mobilfunkgeräten geeignet.

Beschreibung[de]

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Hochfrequenz-Mischeranordnung.

Hochfrequenz-Mischeranordnungen werden beispielsweise in Vektormodulatoren verwendet, um ein digital oder analog moduliertes Basisbandsignal auf eine Sendefrequenzebene zu konvertieren. Ein Vektormodulator wird in integrierter Schaltungstechnik normalerweise mit Gilbert-Multipliziererzellen aufgebaut.

Eine zum Einsatz in Vektormodulatoren von Funksendegeräten geeignete, integrierte Multipliziererschaltung ist beispielsweise in dem Dokument DE 101 32 802 A1 beschrieben. Die Multipliziererschaltung weist dort zwei Eingangsklemmenpaare auf, welche zum Zuführen eines ersten und eines zweiten zu multiplizierenden Signals dienen. Die resultierende Frequenz der multiplizierten Signale ergibt sich dabei aus der Summe bzw. der Differenz der Eingangssignalfrequenzen. Die bekannte Multipliziererschaltung weist an einem der beiden Eingänge Spannungs-/Strom-Umsetzer auf, welche über Stromspiegel an den Multiplizierereingang angeschlossen sind. Hierdurch werden die Rauscheigenschaften verbessert.

Neben den guten Rauscheigenschaften ist jedoch bei Vektormodulatoren, insbesondere im Hinblick auf solche Modulationsverfahren, die den ständig steigenden Datenraten Rechnung tragen, eine verbesserte Linearität gefordert.

Die Linearität einer Gilbert-Multipliziererzelle ist proportional zum Produkt aus Arbeitsstrom und Rückkopplungswiderständen in den Differenzverstärkern. Um ausreichende Linearität und große Verstärkung zu erreichen, müssen die Differenzverstärker normalerweise mit einem entsprechend großen Arbeitsstrom gespeist werden. Die Rückkopplungswiderstände und der Arbeitsstrom sind neben dem Phasenrauschen des Oszillators die Hauptursache für das Rauschen am Modulatorausgang. Zudem ist aufgrund des vorwiegenden Einsatzes derartiger integrierter Sendeanordnungen in Mobilfunkgeräten, welche batteriegespeist sind, eine geringe Stromaufnahme wünschenswert.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Hochfrequenz-Mischeranordnung anzugeben, welche zur Anwendung in Vektormodulatoren geeignet ist und verbesserte Linearitätseigenschaften aufweist.

Erfindungsgemäß wird die Aufgabe gelöst durch eine Hochfrequenz-Mischeranordnung, aufweisend

  • – einen Multiplizierer,
  • – einen Differenzverstärker, der mit einem Eingang des Multiplizierers gekoppelt ist,
  • – einen Operationsverstärker mit einem Rückkopplungspfad, in dem der Differenzverstärker angeordnet ist,
  • – einen ersten Signaleingang, der mit einem Eingang des Operationsverstärkers gekoppelt ist,
  • – einen zweiten Signaleingang, der an einen weiteren Eingang des Multiplizierers angeschlossen ist, und
  • – zumindest eine Kapazität in dem Rückkopplungspfad zwischen einem Ausgang des Differenzverstärkers und einem Eingang des Operationsverstärkers, welche als Anti-Aliasing-Filter ausgelegt ist.

Gemäß dem vorgeschlagenen Prinzip wird der Differenzverstärker der Multipliziererzelle dadurch linearisiert, daß im Rückkopplungspfad des Operationsverstärkers eine Filtercharakteristik realisiert ist, welche eine Anti-Aliasing-Filterfunktion erfüllt. Aufgrund der Regelungseigenschaften durch den Operationsverstärker ist das Ausgangssignal des Differenzverstärkers hoch linear.

Es entspricht dem vorgeschlagenen Prinzip, daß der Differenzverstärker der Mischerzelle und das Anti-Aliasing-Filter keine unterschiedlichen Schaltungsblöcke sind, sondern mit dem Rückkopplungspfad des Operationsverstärkers zusammengefaßt werden und eine Einheit bilden. Aufgrund des Regelkreises mit dem Operationsverstärker treten keine Verzerrungen an dem Operationsverstärkerausgang auf.

Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung umfaßt der Differenzverstärker zwei Differenztransistoren mit je einem Steuereingang, wobei die Steuereingänge an je einen Ausgangsanschluß eines Ausgangsklemmenpaares der Operationsverstärker angeschlossen sind. Das Ausgangsklemmenpaar des Operationsverstärkers ist ausgelegt zum Abgreifen eines Differenzsignals, eines sogenannten differential output signal.

Durch die Führung als Differenzsignal und die Ausbildung des Operationsverstärkers mit differenziellem Ausgang ist die Gleichtaktunterdrückung, englisch: common mode, deutlich verbessert.

Das Anti-Aliasing-Filter gemäß dem vorgeschlagenen Prinzip ist bevorzugt als Filter mit einer Filtercharakteristik mehrfacher Ordnung ausgebildet.

Das Anti-Aliasing-Filter hat bevorzugt Tiefpaß-Eigenschaften.

Das Anti-Aliasing-Filter unterdrückt bevorzugt Vielfache der Sampling-Frequenz.

Das Anti-Aliasing-Filter ist bevorzugt als Basisband-Filter mit Stromausgang ausgelegt.

Der Differenzverstärker umfaßt bevorzugt zumindest eine Bias-Stromquelle, die mit den Differenztransistoren zu deren Arbeitspunkteinstellung gekoppelt ist.

Der Differenzverstärker umfaßt bevorzugt zwei Differenztransistoren sowie einen Widerstand, der je einen Anschluß der gesteuerten Strecken der Differenztransistoren miteinander koppelt.

Dadurch ist es mit Vorteil möglich, den Arbeitspunkt einerseits und die Amplitude des Signals andererseits unabhängig voneinander einzustellen.

Die Kopplung zwischen dem Differenzverstärker und dem Eingang des Multiplizierers ist bevorzugt zum Führen von Differenzsignalen ausgelegt.

Die differenzielle oder symmetrische Ausführung der Schaltung, insbesondere der Kopplung zwischen Differenzverstärkerausgang und Multiplizierereingang hat insbesondere im Hinblick auf geringere Störsignaleinflüsse Vorteile.

Die Kopplung zwischen dem Differenzverstärker und dem Multiplizierereingang umfaßt zumindest einen Stromspiegel.

Mit dem Stromspiegel ist einerseits gewährleistet, daß ein gewünschtes Stromverhältnis eingestellt werden kann. Andererseits kann die Schaltung auch mit besonders geringer Versorgungsspannung betrieben werden, da im Fußpunkt der eigentlichen Multiplizierer-Transistoren der Gilbert-Zelle, also zwischen deren gemeinsamen Emitter- oder Source-Knoten und Masse, nur ein geringer Spannungsabfall entsteht.

An den ersten Signaleingang der Hochfrequenz-Mischeranordnung ist bevorzugt der Ausgang eines Digital-/Analog-Wandlers angekoppelt.

Der Digital-/Analog-Wandler dient bevorzugt zum Konvertieren eines digitalen Basisbandsignals in ein analoges Modulationssignal in einer Sendeanordnung.

Die Hochfrequenz-Mischeranordnung ist bevorzugt mit einer weiteren Hochfrequenz-Mischeranordnung zur Bildung eines Vektormodulators verschaltet. Die weitere Hochfrequenz-Mischeranordnung kann dabei mit Vorteil den gleichen, oben beschriebenen vorteilhaften Aufbau wie die bereits beschriebene Hochfrequenz-Mischeranordnung haben.

Zur Bildung eines Vektormodulators sind bevorzugt die Ausgänge der beiden Hochfrequenz-Mischeranordnungen über ein Summierglied miteinander verknüpft. Die Ansteuerung der beiden Hochfrequenz-Mischeranordnungen an ihren Trägerfrequenz- oder Lokaloszillator-Eingängen erfolgt bevorzugt über einen Signalgenerator und einen 0°/90°-Phasenteiler.

Alternativ kann die Hochfrequenz-Mischeranordnung bevorzugt auch in einem Polarmodulator eingesetzt werden. Bei einem Polarmodulator werden die Amplituden- und die Phasen-Information getrennt moduliert. Der vorgeschlagene Hochfrequenz-Mischer ist dabei bevorzugt als Amplituden-Modulator im Polarmodulator eingesetzt.

Insgesamt wird durch die Reduzierung des Gegenkopplungswiderstandes im Differenzverstärker eine hohe Basisbandamplitude erreicht, ohne daß die Linearität des Differenzverstärkers verringert wird. Dadurch entstehen mit Vorteil praktisch keine Verzerrungen im niederfrequenten Basisbandpfad, die als nicht lineare Mischprodukte am hochfrequenten Ausgang des Modulators erscheinen würden.

Die gemäß vorgeschlagenem Prinzip erzielbare, hohe Basisbandsignalamplitude erzeugt mit Vorteil einen hohen Leistungspegel am Modulatorausgang. Die vorgeschlagene Schaltung ist besonders stromsparend, da kein großer Bias-Strom zur Bereitstellung hoher Linearität benötigt wird.

Der Signal-zu-Rausch-Abstand, englisch: SNR, signal-to-noise ratio, des Modulationssignals ist aufgrund des hohen Signalpegels besonders groß.

Mit Vorteil kann auf ein diskretes Oberflächenwellen- oder SAW-, Surface Acoustic Wave-Filter am Modulatorausgang verzichtet werden, ohne daß Mobilfunkspezifikationen wie GSM, Global System For Mobile Communication, bezüglich Senderauschen im Empfangsband verletzt würden.

Störende Gleichtaktsignale auf den Versorgungsleitungen werden wegen der differenziellen bzw. symmetrischen Ausführung der Schaltung bevorzugt unterdrückt.

Die Bias-Stromquellen ermöglichen eine zusätzliche Stabilisierung des Ruhestroms im Differenzverstärker.

Die vorgeschlagene Hochfrequenz-Mischeranordnung ist bevorzugt beispielsweise in Transceiver-Schaltkreisen einsetzbar, die in integrierter Technik realisiert werden und beispielsweise für die Mobilfunk-Spezifikationen gemäß Bluetooth oder WLAN, Wireless Local Area Network, in sogenannten Single-Chip-Anwendungen eingesetzt werden können.

Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Es zeigen:

1 einen Schaltplan eines Ausführungsbeispiels einer Hochfrequenz-Mischeranordnung gemäß dem vorgeschlagenen Prinzip,

2 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Hochfrequenz-Mischeranordnung gemäß dem vorgeschlagenen Prinzip,

3 ein Blockschaltbild einer Anwendung der Hochfrequenz-Mischeranordnung in einem Vektormodulator und

4 ein Blockschaltbild eines Beispiels der Anwendung der Hochfrequenz-Mischeranordnung in einem Polarmodulator.

1 zeigt eine Hochfrequenz-Mischeranordnung mit einem Gilbert-Multiplizierer 1, der zwei Differenzstufen 2, 3 umfaßt. Die Differenzstufen 2, 3 weisen je zwei n-Kanal-MOS-Differenztransistoren 4, 5; 6, 7 auf, welche jeweils paarweise source-seitig miteinander verbunden sind. Die gemeinsamen Source-Anschlüsse der Differenzstufen 2, 3 sind über je einen Stromspiegel 8, 9 mit einer Eingangs-Stromschnittstelle 10 des Multiplizierers 1 verbunden. Ein erster Signaleingang 11, der zur Zuführung eines Differenzsignals ausgebildet ist und demnach zwei Eingangsklemmen umfaßt, ist, wie nachfolgend näher erläutert, über einen Block mit Anti-Aliasing-Filter, Operationsverstärker und Differenzverstärker mit der Stromschnittstelle 10 gekoppelt. Am ersten Signaleingang 11 ist ein Basisband- oder Zwischenfrequenzsignal IF, IFX zuführbar.

Ein zweiter Signaleingang 12 des Multiplizierers 1 ist ebenfalls zur Zuführung eines Differenzsignals ausgebildet und vorliegend ausgelegt zur Zuführung eines Lokal-Oszillator- oder Trägersignals LO, LOX. Der zweite Signaleingang 12 umfaßt zwei Eingangsklemmen, von denen eine mit den Gate-Anschlüssen der Transistoren 5, 6 der Differenzstufen 2, 3 verbunden ist und eine weitere mit den Gate-Anschlüssen der anderen Transistoren 4, 7 der Differenzstufen 2, 3 verbunden ist. Der Multiplizierer 1 hat einen Signalausgang 13, an dem ein multipliziertes Signal RFout, RFoutx abgreifbar und der ebenfalls symmetrisch ausgebildet ist. Zur Bildung des Ausgangsklemmenpaars 13 sind die Drain-Anschlüsse der Transistoren 4, 6 miteinander sowie die Drain-Anschlüsse der Transistoren 5, 7 miteinander verbunden. Insgesamt ist eine Kreuzkopplung der Differenzstufen 2, 3 geschaffen.

Der Eingang 10 des Multiplizierers ist an den Ausgang eines Differenzverstärkers 14 angeschlossen, der zwei p-Kanal-MOS-Feldeffekttransistoren umfaßt. Die gesteuerten Strecken der Transistoren des Differenzverstärkers 14 sind mit je einem Anschluß mit dem symmetrischen Signaleingang 10 des Multiplizierers und mit je einem weiteren Anschluß über je einen Widerstand 15, 16 an einen Versorgungspotentialanschluß 17 angeschlossen. Der Versorgungspotentialanschluß 17 dient zur Zuführung einer Versorgungsspannung VCC. Die Gate-Anschlüsse des Differenzverstärkers 14 sind an je einen Ausgang eines Operationsverstärkers 18 angeschlossen. Der Operationsverstärker 18 hat einen Differenzsignalausgang. Außerdem ist der Verbindungsknoten zwischen den Widerständen 15, 16 und den Transistoren des Differenzverstärkers 14 über je eine Kapazität 19, 20 an je einen Eingang des Operationsverstärkers 18 angeschlossen. Folglich hat der voll differenziell ausgebildete Operationsverstärker 18 einen symmetrischen Rückführungszweig, in dem eine Zusammenschaltung des Differenzverstärkers 14 und der Kapazitäten 19, 20 vorgesehen ist.

Die Kapazitäten 19, 20 bilden ein Anti-Aliasing-Filter 21, welches demnach ebenfalls im Rückführungszweig des Operationsverstärkers 18 angeordnet ist. Zusätzlich dient das Anti-Aliasing-Filter 21 zur Kopplung des ersten Signaleingangs 11 der Hochfrequenz-Mischeranordnung mit den Eingängen des Operationsverstärkers 18 und damit auch mit den Eingängen des Differenzverstärkers 14 sowie mit der Stromschnittstelle 10, die den Stromeingang des Multiplizierers 1 bildet. Zwischen den Eingang 11 und je einen Anschluß der Kapazitäten 19, 20 ist je eine Serienschaltung aus zwei Widerständen 22, 23; 24, 25 geschaltet. Die Verbindungsknoten der Serienschaltungen 22, 23; 24, 25 sind zum einen über je einen weiteren Widerstand 26, 27 mit den Eingängen des Operationsverstärkers 18 gekoppelt und zum anderen miteinander über eine weitere Kapazität 28 verbunden. Die Serienschaltungen 22, 23; 24, 25 verbinden demnach auch den ersten Signaleingang 11 mit denjenigen Anschlüssen der Transistoren des Differenzverstärkers 14, die über Widerstände 15, 16 an Versorgungspotentialanschluß 17 gelegt sind.

Der Operationsverstärker 18 mit dem Differenzverstärker 14 und dem Filter 21 im Rückkopplungspfad dient auch zur Konversion eines am Signaleingang 11 anliegenden Spannungssignals in ein Stromsignal, welches über die Stromspiegel 8, 9 dem eigentlichen Multipliziererkern 2, 3 zugeführt wird.

Mit den Kapazitäten 19, 20 sowie der Koppelkapazität 28, die sich in den Rückführungszweigen des Operationsverstärkers 18 befinden, wird eine Filter-Charakteristik mehrfacher Ordnung realisiert, welche die Funktion eines Anti-Aliasing-Filters 21 mit Tiefpaß-Eigenschaften erfüllt. Dies ist insbesondere deshalb von Vorteil, da am Signaleingang 11 normalerweise ein Basisbandsignal über einen Digital-/Analog-Wandler zugeführt wird.

Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 14 ist aufgrund des Regelkreises, der mit dem Operationsverstärker 18 ausgebildet ist, hochlinear.

Aufgrund der vorgeschlagenen Schaltungsanordnung ergibt sich eine hohe Linearität, so daß im niederfrequenten Basisbandpfad praktisch keine Verzerrungen entstehen, welche als nicht lineare Mischprodukte am hochfrequenten Ausgang des Modulators erscheinen könnten.

Außerdem kann auf ein diskretes Oberflächenwellenfilter am Modulatorausgang gemäß dem vorgeschlagenen Prinzip verzichtet werden, ohne die GSM-Spezifikation im Hinblick auf Senderauschen im Empfangsband zu verletzen.

Aufgrund der vollständig differenziellen bzw. symmetrischen Ausführung der Schaltung werden störende Gleichtaktsignale auf den Versorgungsleitungen unterdrückt.

Gemäß dem vorgeschlagenen Prinzip sind der Differenzverstärker am Mischereingang und das Anti-Aliasing-Tiefpaßfilter nicht als separate Schaltungsblöcke ausgebildet, sondern sind gemäß dem vorgeschlagenen Prinzip mit dem Rückkopplungspfad des Operationsverstärkers zusammengefaßt und bilden eine Einheit.

Die vorgeschlagene Schaltung ist besonders zum Einsatz für Bluetooth- oder Wireless-LAN-Geräte geeignet, z. B. in sogenannten Single-Chip-Anwendungen.

2 zeigt eine Weiterbildung der Hochfrequenz-Mischeranordnung von 1 und entspricht dieser in Aufbau und vorteilhafter Wirkungsweise weitgehend. Insoweit soll die Beschreibung an dieser Stelle nicht wiederholt werden. Zusätzlich zu der Schaltung von 1 ist am ersten Signaleingang 11 der Hochfrequenz-Mischeranordnung der Ausgang eines Digital-/Analog-Wandlers 29 angeschlossen. An die Eingänge des Digital-/Analog-Wandlers 29 ist bevorzugt ein hier nicht eingezeichneter digitaler Signalprozessor angeschlossen, der ein Basisbandsignal erzeugt. Der Differenzverstärker 14 ist bei 2 nicht über Widerstände 15, 16 an Versorgungspotential 17 angeschlossen, sondern es sind zwei Bias-Stromquellen 30, 31 vorgesehen, welche zwischen den Versorgungspotentialanschluß 17 und je einen Anschluß je einer gesteuerten Strecke der Transistoren des Differenzverstärkers 14 geschaltet sind. Zudem ist ein Widerstand 32 vorgesehen, der die Verbindungsknoten zwischen den Stromquellen 30, 31 und den Transistoren des Differenzverstärkers 14 miteinander koppelt.

Der Widerstand 32 dient zur Einstellung der Amplitude. Die Stromquellen 30, 31 dienen zur Arbeitspunkteinstellung.

Aufgrund des reduzierten Gegenkoppelwiderstandes im Differenzverstärker wird eine besonders hohe Basisbandamplitude erreicht, ohne daß die Linearität des Differenzverstärkers dadurch verringert würde. Die hohe Basisbandsignalamplitude erzeugt außerdem einen hohen Leistungspegel am Ausgang des Modulators. Zusätzlich ist die Schaltung besonders stromsparend, weil kein großer Bias-Strom zur Erzielung der hohen Linearität benötigt wird. Aufgrund des hohen Signalpegels ist auch der Signal-zu-Rausch-Abstand des Modulatorsignals besonders hoch.

Durch die Stromquellen 30, 31 und den differenziellen Widerstand 32 können die Arbeitspunkte der Differenzverstärkertransistoren des Verstärkers 14 und die Signalamplitude unabhängig voneinander eingestellt und optimiert werden.

3 zeigt einen Vektormodulator, welcher zwei Hochfrequenz-Mischeranordnungen 33, 34 umfaßt, welche beide beispielsweise den in 1 oder in 2 gezeigten Aufbau haben. Die ersten Signaleingänge der Hochfrequenz-Mischeranordnungen dienen zum Zuführen eines in Inphase- und Quadratursignalkomponente I, Q zerlegten, komplexen Basisbandsignals. Die Hochfrequenz-Ausgänge der beiden Hochfrequenz-Mischer 33, 34 sind an Eingänge eines Summiergliedes 35 angeschlossen, dessen Ausgang den Ausgang des Vektormodulators bildet. Die zweiten Signaleingänge der Hochfrequenz-Mischer 33, 34 sind an Ausgänge eines 0°/90°-Phasenteilers 36 angeschlossen, der vorliegend als Durch-4-Frequenzteiler ausgelegt ist. Ein Eingang des Frequenzteilers 36 ist an den Ausgang eines Signalgenerators 37 angeschlossen, der einen spannungsgesteuerten Oszillator umfaßt.

Der Vektormodulator dient zum Umsetzen eines komplexen Basisband- oder Zwischenfrequenzsignals, das in Inphase- und Quadraturkomponente zerlegt ist, auf einen hochfrequenten Träger.

Bei Anwendung im Vektormodulator kommen die Vorteile der vorgeschlagenen Mischer wie gute Linearität, hohe Ausgangsleistung und geringes Ausgangsrauschen besonders vorteilhaft zur Anwendung.

4 zeigt ein weiteres Anwendungsbeispiel der vorgeschlagenen Hochfrequenz-Mischeranordnung, wie sie in 1 oder 2 gezeigt ist. Es ist ein Polarmodulator gezeigt, der sich dadurch auszeichnet, daß die Amplituden- und Phasenmodulation an verschiedenen Stellen durchgeführt wird. Demnach ist das komplexe Basisbandsignal nicht zerlegt in Inphase- und Quadraturkomponente, sondern es ist eine andere Darstellung einer komplexen Größe realisiert, nämlich in Polarkoordinaten und zerlegt in Amplitude und Phase.

Die Amplitudenmodulation erfolgt in einem Amplitudenmodulator 38, der als Hochfrequenz-Mischeranordnung gemäß dem vorliegenden Prinzip ausgeführt ist. Die Amplituden-Information eines digital modulierten Basisbandsignals wird in einem digitalen Signalprozessor 39 bereitgestellt und über einen Digital-/Analog-Wandler 40, ein Tiefpaßfilter 41 und einen Spannungs-/Strom-Konverter 42 dem Amplitudenmodulator 38 zugeführt. Dabei entspricht der D/A-Wandler 40 dem D/A-Wandler 29 von 2, das Tiefpaßfilter 41 entspricht dem Anti-Aliasing-Filter 41, und der Spannungs-/Strom-Konverter 42 ist in 2 ebenfalls durch die Einheit aus Filter, Operationsverstärker 18 und Differenzverstärker 14 realisiert. Die Phaseninformation des digital modulierten Basisbandsignals, welche ebenfalls vom Signalprozessor 39 bereitgestellt wird, wird einem digitalen &Sgr;&Dgr;-, Sigma-Delta-Modulator 43 zugeführt, der im Rückführungszweig eines Phasenregelkreises 44 angeordnet ist, beispielsweise in Kombination mit einem Multi-Modulus-Teiler. Die Phasenregelschleife 44 umfaßt einen Referenzfrequenzgenerator 45, dessen Ausgangssignal in einem Phasendetektor 46 mit dem Ausgangssignal des Modulatorblocks 43 verglichen wird. Das Ausgangssignal des Phasendetektors 46 wird über ein Schleifenfilter 47 an einen spannungsgesteuerten Oszillator 48 geführt, der wiederum den Modulator 43 ansteuert. Zusätzlich wird das bereits phasenmodulierte Trägersignal über einen Frequenzteiler 49 an den Lokaloszillator- bzw. Trägerfrequenzeingang der Hochfrequenz-Mischeranordnung 38 geführt.

Demnach wird ein digital moduliertes Basisbandsignal im Signalprozessor 39 zunächst in Phase und Amplitude aufgeteilt. Ein derartiges Signal ist beispielsweise ein 8-PSK-Modulationssignal. Dieses Modulationsverfahren wird auch als Phase-Shift-Keying bezeichnet. Derartige Signale kommen beispielsweise bei dem Mobilfunkstandard GSM EDGE, Global System For Mobile Communication, zum Einsatz. Der Oszillator 48 wird entsprechend der Phaseninformation in einer Phasenregelschleife 44 moduliert. Die Amplitudenmodulation des vom Oszillator bereitgestellten phasenmodulierten Trägersignals erfolgt in dem Hochfrequenzmischer 38. Dabei benötigt der Amplitudenmodulator 38 besonders gute Linearitätseigenschaften. Diese werden durch die dem vorgeschlagenen Prinzip entsprechende Struktur wie beispielhaft in den 1 oder 2 gezeigt gewährleistet.

Selbstverständlich liegt es im Rahmen der Erfindung, die vorgeschlagene Hochfrequenz-Mischeranordnung auch mit anderen Transistoren als unipolaren MOS-Feldeffekttransistoren aufzubauen, beispielsweise in bipolarer oder BICMOS-Schaltungstechnik.

Auch für andere Hochfrequenz-Anordnungen außer Vektor- und Polarmodulatoren, die lineare Hochfrequenz-Mischer oder -Modulatoren erfordern, kann das vorgeschlagene Prinzip mit Vorteil eingesetzt werden.

1Multiplizierer 2Differenzstufe 3Differenzstufe 4Transistor 5Transistor 6Transistor 7Transistor 8Stromspiegel 9Stromspiegel 10Eingang 11Signaleingang 12Signaleingang 13Hochfrequenz-Ausgang 14Differenzverstärker 15Widerstand 16Widerstand 17Versorgungspotentialanschluß 18Operationsverstärker 19Kapazität 20Kapazität 21Anti-Aliasing-Filter 22Widerstand 23Widerstand 24Widerstand 25Widerstand 26Widerstand 27Widerstand 28Kapazität 29D/A-Wandler 30Bias-Stromquelle 31Bias-Stromquelle 32Widerstand 33Mischer 34Mischer 35Summierglied 36Phasen-/Frequenzteiler 37Signalgenerator 38Amplitudenmodulator 39digitaler Signalprozessor 40D/A-Wandler 41Tiefpaßfilter 42Spannungs-/Strom-Konverter 43&Sgr;&Dgr;-Modulator 44PLL 45Referenzfrequenzgenerator 46Phasendetektor 47Schleifenfilter 48spannungsgesteuerter Oszillator 49Frequenzteiler

Anspruch[de]
  1. Hochfrequenz-Mischeranordnung, aufweisend

    – einen Multiplizierer (1),

    – einen Differenzverstärker (14), der mit einem Eingang (10) des Multiplizierers (1) gekoppelt ist,

    – einen Operationsverstärker (18) mit einem Rückkopplungspfad, in dem der Differenzverstärker (14) angeordnet ist,

    – einen ersten Signaleingang (11), der mit einem Eingang des Operationsverstärkers (18) gekoppelt ist,

    – einen zweiten Signaleingang (12), der an einen weiteren Eingang des Multiplizierers (1) angeschlossen ist, und

    – zumindest eine Kapazität (19) in dem Rückkopplungspfad zwischen einem Ausgang des Differenzverstärkers (14) und einem Eingang des Operationsverstärkers (18), welche als Anti-Aliasing-Filter ausgelegt ist.
  2. Hochfrequenz-Mischeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

    – der Differenzverstärker (14) zwei Differenztransistoren mit je einem Steuereingang umfaßt und daß

    – der Operationsverstärker (18) ein Ausgangklemmenpaar zum Abgreifen eines Differenzsignals aufweist, an das die Steuereingänge angeschlossen sind.
  3. Hochfrequenz-Mischeranordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Differenzverstärker (14) zumindest eine Bias-Stromquelle (30) umfaßt, die mit den Differenztransistoren des Differenzverstärkers (14) zu deren Arbeitspunkteinstellung gekoppelt ist.
  4. Hochfrequenz-Mischeranordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Differenzverstärker (14) einen Widerstand (32) umfaßt, der je einen Anschluß der gesteuerten Strecken der Differenztransistoren miteinander koppelt.
  5. Hochfrequenz-Mischeranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Kopplung zwischen dem Differenzverstärker (14) und dem Eingang des Multiplizierers (1) zum Führen von Differenzsignalen ausgelegt ist.
  6. Hochfrequenz-Mischeranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Kopplung zwischen dem Differenzverstärker (14) und dem Eingang des Multiplizierers (1) zumindest einen Stromspiegel (8) umfaßt.
  7. Hochfrequenz-Mischeranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein Digital/Analog-Wandler (29) vorgesehen ist mit einem Ausgang, der mit dem ersten Signaleingang (11) der Hochfrequenz-Mischeranordnung gekoppelt ist.
  8. Hochfrequenz-Mischeranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Hochfrequenz-Mischeranordnung (33) mit einer weiteren Hochfrequenz-Mischeranordnung (34) zur Bildung eines Vektormodulators verschaltet ist.
  9. Hochfrequenz-Mischeranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Hochfrequenz-Mischeranordnung als Amplitudenmodulator (38) in einem Polarmodulator ausgebildet ist.
Es folgen 2 Blatt Zeichnungen






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