Der schnell wachsende Markt persönlicher Kommunikationssysteme, ferngesteuerter medizinischer implantierter Systeme und drahtloser Hörhilfen bildet eine wachsende Nachfrage nach höher integrierten und leistungsfähigeren mit Hochfrequenz (HF) arbeitenden integrierten Schaltungen (ICs). Für diese ICs fordert man, daß sie mit Speisespannungen unter 2 V und manchmal bis hinab zu 1 V arbeiten, mit minimalem Stromverbrauch bei Frequenzen bis zu einigen GHz.

Der jüngste Fortschritt in der CMOS-Technologie hat die Übertragungsfrequenz der CMOS-Vorrichtungen beträchtlich verbessert und hat die CMOS-Technologie zu einer brauchbaren Auswahl für integrierte Hochfrequenzschaltungen gemacht, was eine kosteneffektive Ein-Chip-Lösung erlaubt.

Der Sender ist einer der energiehungrigsten Blöcke drahtloser Systeme. Für das Stromsparen ist es nützlich, einen direkt modulierten spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) einzusetzen, der bei der Sendefrequenz als ein Signalgenerator für den Sender arbeitet. Das modulierte Signal von dem VCO kann durch die Ausgangsstufe verstärkt und direkt oder über einen Filter an eine Antenne gegeben werden.

Diese Architektur ist einfach, jedoch sehr flexibel, da die Ausgangsstufe die Ausgangsleistung über einen weiten Bereich steuern kann, und die Antennenparameter können sich mit der Anwendung ändern.

Ein gutes Beispiels dieser Übertragungsstruktur wird durch den "1 GHz FM-Sender" dargestellt, der in irgendeinem 26 MHz Band von 100 bis 1000 MHz arbeitet, welcher in dem Dokument NT2800 CHIP-MITTER, www.numatechnologies.com/pdf/NT2800 beschrieben ist.

In einigen Fällen, wenn die Antenne als ein Induktor mit hohem Q ausgebildet ist, wobei die Eigenresonanzfrequenz mehr als 70% über der Sendefrequenz liegt, ist es möglich, daß der VCO selbst als ein Sender arbeiten kann. Dies ermöglicht es, den Strom zu sparen, der in der Ausgangsstufe benutzt wird.

Bei dieser Lösung ist der Ausgangsleistungsbereich auf 12–20 dB begrenzt, abhängig von den Antennenparametern und der Versorgungsspannung. Dies hat den Grund, daß die Hochleistung durch die Spannungsversorgung festgelegt ist, während die niedrige Leistung durch den minimalen Pegel anhaltender Oszillationen definiert ist.

Der Hauptnachteil des Sende-VCO ist, daß der Modulationsindex dazu neigt, Abhängigkeiten von der Sendeleistung zu zeigen. Das hat seinen Grund darin, daß die Varaktor-Zelle, basierend auf einem MOS-Kondensator, einen relativ engen Spannungssteuerbereich hat, der eng mit der Schwellenspannung des MOS-Transistors korreliert. Der typische Bereich beträgt +/–0.5 V, wobei das Spannungsschwingen über den Schwingkreis bis zu mehreren Volt sein könnte. Aufgrund dieser Tatsache spricht die VCO-Frequenz nicht nur auf die Steuerspannung an, die an die Varaktor-Zelle angelegt wird, sondern auch auf das Spannungsschwingen um den VCO-Schwingkreis. Diese Tatsache bewirkt entweder die Begrenzung des Leistungsbereichs oder Variationen bei der Indexmodulation.

Die beliebtesten VCO-Konfigurationen mit CMOS-Technik basieren auf dem differentiellen Ansatz (Andreani, S. Mattisson "On the use of CMOS varactors in RF VCO's (Über den Einsatz von CMOS-Varaktoren in Hochfrequenz-VCOs)", IEEE J. Solid States circuit, Band 35, Seiten 905–910, Juni 2000), bei dem zwei differentiell verbundene Varaktoren oder eine vollständige Varaktor-Brücke für die Frequenzsteuerung benutzt werden (1).

Der differentielle Ansatz liefert den effizientesten Weg, hohe Leistung und hohes Signal-zu-Rauschen-Verhältnis bei Begrenzung der Spannungszufuhr zu erhalten. Auch wird die Steuerspannung an die Knoten mit Null-Hochfrequenzspannung angelegt, so daß die Steuerspannungsquelle keine zusätzlichen Verluste in dem LC-Resonator hervorruft.

Der Varaktor-Block kann mit dem LC-Oszillatorschwingkreis direkt oder über Kopplungskondensatoren (US 6621365) verbunden werden, welche dazu gedacht sind, die Verstärkung des VCO zu verringern (2).

Diese Kopplungskondensatoren verringern auch das Hochfrequenzspannungsschwingen über die Varaktoren und helfen dabei, die Empfindlichkeit der Frequenz gegenüber der Leistung zu unterdrücken.

Bei dem direkt modulierten VCO kann die Modulation erhalten werden, indem eine Modulationsspannung an den Varaktor-Block angelegt, zusätzlich zu der Steuerspannung, welche die Trägermittenfrequenz einstellt (3).

Der Nachteil dieses Ansatzes besteht darin, daß die hohe VCO-Verstärkung (~10 MHz/V), welche für die PLL (Phasenregelschleife, phasenverriegelte Schleife) erforderlich ist, bedeutet, daß das Modulationsspannungsschwingen, das für die Peak-zu-Peak-Frequenzabweichung (0.5–2 MHz bei 400 MHz) nötig ist, 0.05–0.2 V Peak-zu-Peak betragen sollte. Ein zu geringer Wert der Modulationsspannung macht es schwierig, den Modulationsindex genau zu steuern. Auch bedeutet dieser geringe Modulationsspannungspegel ein geringes Verhältnis von Signal zu Rauschen. Die Variation der VCO-Verstärkung mit dem Hochfrequenzspannungsschwingen (Hochfrequenzleistung) beeinflußt auch den Modulationsindex.

Ein weiterer Weg, Modulation bereitzustellen, ist es, einen zusätzlichen Varaktor-Block hinzuzufügen, der mit dem LC-Schwingkreis parallel zu dem Varaktor-Block verbunden ist, der für die Steuerung der Trägerfrequenz eingesetzt wird. Der zusätzliche Block hat einen getrennten Steuerspannungseingang und eine geringere Verstärkung (4). Die geringere Verstärkung erlaubt eine höhere Modulationsspannung und ein größeres Singal-zu-Rauschen-Verhältnis. Der Modulationsindex kann nicht nur durch das Modulationsspannungsschwingen gesteuert werden, sondern zusätzlich mittels variabler Kapazitätsempfindlichkeit des Modulations-Varaktor-Blocks, was eine geeignet hohe Verstärkung läßt, die für die PLL-Schleife erforderlich ist.

Wie oben angesprochen karnn die geringere Verstärkung mit dem Varaktor-Block erreicht werden, der über Kopplungskondensatoren mit dem LC-Schwingkreis verbunden ist. Jedoch können Kopplungskondensatoren nicht benutzt werden, um die Verstärkung in dem Modulations-Varaktor-Block abzuschneiden, da beide ihre Anschlüsse mit ziemlich hohen Spannungen versorgt werden und CMOS-Schalter, die verwendet werden, um Kopplungskondensatorsegmente anzuschließen, aufgrund der geringeren Gatter-Quellen-Spannung und höherem Widerstand weniger effektiv sind, wobei sie in dem Hochfrequenz-Stromweg liegen. So töten sie den Resonator-Q-Faktor oder fügen zu viele parasitäre Einflüsse hinzu. Geschaltete Kondensatoren, die parallel zu dem Modulations-Varaktor-Block geschaltet werden, sind aus demselben Grund ebenfalls nicht geeignet.

Ein bekannter Weg (Chi-Wa Lo, H. C. Luong "A 1.5 V 900-MHz Monolithic CMOS Fast-Switching Frequency Synthesizer for Wireless Applications (Ein 1.5 V 900 MHz monolithischer schnellschaltender CMOS Frequenz-Synthesizer für drahtlose Anwendungen)", IEEE J. Solid-State Circuits, Band 37, No. 4, Seiten 459–470, April 2002) besteht darin, eine Hochfrequenzträgerfrequenz grob mit geschalteten Kondensatoren abzugleichen bzw. abzuschneiden, die zwischen den Ausgängen des VCO und Masse geschaltet sind (5).

Diese Lösung ist nicht dazu geeignet, die Empfindlichkeit des Modulations-Varaktor-Blockes abzuschneiden, da diese geschalteten Kondensatoren die Gesamtkapazität beeinflussen, welche an den LC-Schwingkreis geschaltet ist, jedoch nicht dC/dV beeinflussen. Es scheint so, daß die Modulatorverstärkung weiterhin durch diese Kondensatoren beeinflußt würde, da die Frequenz von der relativen Kapazitätsabweichung dC/C des Schwingkreises abhängig ist, wobei sie auch von dem Nenner abhängt, jedoch hält die PLL tatsächlich die Gesamtkapazität des LC-Schwingkreises für bestimmte Hochfrequenz-Trägerfrequenzen konstant, so daß der Nenner tatsächlich konstant bleibt.

Ein variabler Modulator-Kondensator mit abgeglichener Verstärkung kann durch die Lösung erhalten werden, die in 6 gezeigt ist, wobei obere Anschlüsse zweier Reihen geschalteter Varaktoren über Kopplungskondensatoren mit dem LC-Schwingkreis verbunden sind. Eine Modulationsspannung wird an diese oberen Anschlüsse relativ zur Masse über Widerstände angelegt. Untere Anschlüsse der geschalteten Varaktoren können über NMOS-Schalter mit Masse verbunden werden, abhängig von der erforderlichen Modulatorverstärkung. Der Nachteil dieser Lösung ist die unvollständige Ausnutzung der C-V-Charakteristik des Varaktors, da nur eine positive Modulationsspannung relativ zur Masse angelegt werden kann. Auch werden Volleistungs-Hochfregenzspannung und Steuerspannung an denselben oberen Anschluß des Varaktors gelegt, und Widerstände, die benutzt werden, um die Modulatorspannungsquelle von der Hochfrequenzspannung zu entkoppeln, rufen zusätzliche unerwünschte Verluste und parasitäre Einflüsse in dem LC-Schwingkreis hervor.

Nach einem Aspekt stellt die Erfindung einen Modulator mit variabler Kapazität mit abgeglichener Verstärkung zur Verfügung, welcher einen differentiellen Varaktor-Block enthält, der mit dem LC-Schwingkreis über zwei bevorzugt gleiche Kopplungskondensatoren verbunden ist, die auch zwei bevorzugt identisch geschaltete Abgleichkondensatoren aufweisen, von denen jeder zwischen Masse und einen der Knoten geschaltet ist, wobei die Kopplungskondensatoren mit dem Varaktor-Block verbunden sind.

Nach einem weiteren Aspekt stellt die Erfindung einen differentiellen VCO mit direkter Modulation zur Verfügung, mit einem getrennten Modulations-Varaktor-Block, der mit dem LC-Schwingkreis über zwei bevorzugt gleiche Kopplungskondensatoren verbunden ist, der zusätzlich bevorzugt zwei identische geschaltete Abgleichkondensatoren aufweist, die jeweils zwischen die Masse und einen der Knoten geschaltet sind, wobei die Kopplungskondensatoren mit dem Modulations-Varaktor-Block verbunden sind.

Ein VCO gemäß den Grundsätzen der Erfindung hat alle die beschriebenen Vorteile des getrennten Modulations-Varaktor-Blockes: eine geringe Verstärkung des Modulations-Varaktor-Blockes, die unabhängig von der Hauptverstärkung des VCO eingestellt ist, welche für die Steuerung der PLL erforderlich ist; ein geringer Pegel der Hochfrequenzspannung über die Modulations-Varaktoren und eine geringere Wirkung der Hochfrequenzleistung auf den Modulationsindex; die Steuerspannung wird auf die Knoten mit Null Hochfrequenzspannung angelegt und beeinflußt nicht den Q-Faktor des LC-Schwingkreises; und der gesamte Steuerspannungsbereich des Varaktors wird ausgenutzt.

Zusätzlich erlaubt diese Lösung das Abgleichen der variablen Kondensatorverstärkung des Modulators über einen sehr weiten Bereich mit einem Maximum-Minimum-Verstärkungsverhältnis bis zu 4. Diese Verstärkungsvariation wird durch einen bestimmten Kapazitätsteilungseffekt hervorgerufen und findet sogar dann statt, wenn die PLL die Gesamtkapazität des Schwingkreises konstant hält. Abgleichkondensatoren werden hier in der Weise geschaltet, daß der Verlust des Q-Faktors minimiert wird: untere Stifte eingeschalteter Abgleichkondensatorsegmente befinden sich immer nahe der Spannung Null, während NMOS-Schalter, die benutzt werden, um Abgleichkondensatorsegmente zu schalten, zwischen die Masse und die unteren Abgleichkondensatorensegmentanschlüsse gelegt werden können, wo sie den minimal möglichen Widerstand haben, so daß ihre Größe und ihr parasitärer Einfluß minimiert werden kann. Eine sehr kleine Abweichung der Modulationskapazität kann bei dieser Lösung erreicht werden – so gering wie 12 fF für ungefähr 1 V Modulationsspannung. Ein zusätzliches Abschneiden bzw. Abgleichen des Modulationsspannungsschwingens bei diesem Ansatz kann eine sogar geringere Kapazitätsvariation und sehr genaue Steuerung des Modulationsindex liefern.

Die Erfindung stellt weiterhin ein Verfahren zum Steuern eines direkt modulierten spannungsgesteuerten Oszillators zur Verfügung, welches das Bereitstellen eines variablen Kondensators für die Modulation und das Anpassen der Verstärkung des variablen Kondensators aufweist.

Die Erfindung wird nun lediglich beispielhaft mit bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, wobei:

1a und 1b einen VCO des Standes der Technik zeigen, mit zwei Varaktoren (a) und einer kompletten Varaktor-Brücke (b), die differentiell geschaltet ist;

2a und 2b einen Varaktor-Block zeigen, der mit dem LC-Schwingkreis direkt (a) und über Kopplungskondensatoren (b) verbunden ist;

3 ein Direktmodulationsschema zeigt, welches denselben Varaktor-Block benutzt, der für die Trägerfrequenzsteuerung gedacht ist;

4 ein Direktmodulationsschema mit getrennten Varaktor-Blöcken für die Modulation und Trägerfrequenzsteuerung zeigt;

5 die Grobabstimmung der Resonanzfrequenz des LC-Schwingkreises mittels geschalteter Kondensatoren, die mit Masse verbunden sind, zeigt;

6 das Abgleichen der Verstärkung des Modulators mittels geschalteter Varaktoren, die mit Masse verbunden sind, zeigt;

7 einen Modulator-Varaktorkondensator mit abgeglichener Verstärkung zeigt, der differentiell mit einem LC-Schwingkreis gemäß den Grundsätzen der Erfindung verbunden ist;

8 eine C-V-Charakteristik einer AMOS-Varaktorzelle zeigt;

9 eine schematische Darstellung eines variablen Kondensators für die Modulation zeigt;

10 die differentielle Kapazität des variablen Modulationskondensators gegen ½ Modulationsspannung für drei unterschiedliche Abgleichcodes zeigt;

11 die Abgleichcharakteristiken des variablen Modulatorkondensators zeigt; und

12 eine schematische Darstellung der Schaltung eines spannungsgesteuerten Oszillators zeigt.

Ein Beispiel eines variablen Kondensators für die Modulation, der bei dem direkt modulierten VCO eingesetzt wird, hergestellt in einem CMOS-Hochfrequenzprozeß, wird mit bezug auf 7 beschrieben. Die Schaltung, die in 7 gezeigt ist, weist einen Varaktor-Block 10 für die Steuerung der Trägerfrequenz auf, einschließlich Varaktoren 11, der an Knoten 12 mit der Schwingkreisschaltung 14 gekoppelt ist. Die Schwingkreisschaltung 14 weist die Kapazität 22 und die Induktivität 24 in einer an sich bekannten Weise auf.

Der Modulations-Varaktor-Block 16, der die Varaktoren 21 umfaßt, ist an Knoten 18 über gleiche Kopplungskondensatoren 20 mit der Schwingkreisschaltung 14 gekoppelt.

Die Knoten 18 werden mit Masse über identische Anordnungen bzw. Reihen geschalteter Abgleichkondensatoren 26 verbunden. Sowohl die Kopplungskondensatoren 20 als auch die geschalteten Kondensatoren 26 sind aus einfachen Fringe-Kondensatorzellen mit jeweils 64 fF in MOM-Technik hergestellt. AMOS-Varaktorzellen, die in den Blöcken 10, 16 verwendet werden, haben typischerweise eine C-V-Charakteristik, die in 8 gezeigt ist.

Die Varaktor-Kapazität Cv ändert sich von 0.15 bis 0.38 pF, wenn sich die Steuerspannung von –1.5 V bis 0.5 V ändert, jedoch ist in dem nützlichen nahlinearen Bereich die Spanne geringer: ungefähr –0.9 bis +0.2 V.

Ein komplettes Beispiel eines variablen Kondensators für die Modulation ist in schematischer Weise in 9 gezeigt. Hier ist für jeden Knoten ein geschalteter Abgleichkondensator 26 vorgesehen. Die geschalteten Abgleichkondensatoren weisen Kapazitäten 30 und NMOS-Schalter 32 auf.

Die Werte der Komponenten des variablen Kondensators sind die folgenden: Die Kopplungskondensatoren 20 umfassen jeweils 19 parallel geschaltete Kapazitäten mit 64 fF, was eine Gesamtkapazität der Kopplungskondensatoren von jeweils Cc = 1.22 pF ergibt. Jeder der zwei geschalteten Abgleichkondensatoren 26 enthält 36 Zellen mit einer Kapazität von 64 fF, die über NMOSFET W/L = 3/0.35 &mgr;m mit Masse verbunden sind. Diese 36 geschalteten Kondensatorzellen sind in 7 Abschnitte gruppiert, welche 3, 3, 4, 5, 6, 7 bzw. 8 Zellen enthalten, welche durch den thermometrischen 7-Bit-Code mir<0:6> gesteuert wird.

Dieser thermometrische Code aus sieben Bit erzeugt acht unterschiedliche Zustände, wobei 0, 3, 6, 10, 15, 21, 28 und 36 primitive Abgleichkondensatorzellen eingeschaltet werden (von 0 bis 2.3 pF). Eine solche Aufteilung der Abgleichekondensatoren stellt eine solche nicht lineare Abhängigkeit der Abgleichkapazität gegenüber dem Code zur Verfügung, die letztendlich eine nahezu lineare Variation der Verstärkung des variablen Kondensators für die Modulation (d. h. Delta C für eine bestimmte Modulationsspannungsschwingung) gegenüber dem Steuercode (10) ergibt. Eine größere Abgleichkapazität liefert eine geringere Modulatorverstärkung.

Die Varaktorbrücke in 9 enthält vier Varaktorzellen 21. Abhängig von dem Abgleichcode und der Steuerspannung der Varaktorbrücke liegt die Hochfrequenzspannung über die Varaktorbrücke aufgrund des Kondensators bzw. dessen Teilungseffektes zwischen 0.3 bis 0.8 der Volleistung-Hochfrequenzspannung über dem LC-Schwingkreis 14.

Die differentielle Ausgangskapazität des variablen Kondensators für die Modulation über die Halbbrückenspannung für drei unterschiedliche Abgleichcodes ist in 10 gezeigt. Diese Figur veranschaulicht, daß zusätzliche Abgleichkondensatoren (von der Kurve unten nach oben in 10) die Gesamtkapazität vergrößern, jedoch den variablen Teil der Gesamtkapazität verringern.

Genauere Abgleichcharakteristiken für den Modulator sind in 11 dargestellt. Die gesamte variable Ausgangskapazität des Modulators gegenüber dem Abgleich-(mir)-Code in 11 ist durch zwei Kurven dargestellt, welche mit dem Abgleichcode abfallen. Für mir=0 sind alle Gruppen der Abgleichkondensatoren angeschlossen, während für mir=7 alle Gruppen abgeschnitten sind. Diese beiden Kurven beziehen sich auf die Halbbrückenmodulationsspannung –0.9 V bzw. 0.2 V, entsprechend den Kanten des nutzbaren Spannungsbereiches der Varaktor-Steuerung. Die Kapazitätsabweichung Peak-zu-Peak für die Halbbrückenspannungsstufe –0.9 zu 0.2 V gegenüber dem Abgleichcode ist in 11 durch die Delta C-Kurve (die mit dem Abgleichcode ansteigt) dargestellt. Delta C ändert sich nahezu linear von 13 bis 44 fF, wobei in diesem Beispiel der Abgleichcode von 0 bis 7 läuft. Die gesamte Modulatorkapazität wird von ungefähr 515 auf 350 fF mit dem Abgleichcode abgesenkt. Diese Variation der Gesamtkapazität gegenüber dem Abgleichcode ist parasitisch, wird jedoch durch die PLL-Schleife ausgelöscht, welche die Gesamtkapazität des LC-Schwingkreises konstant hält.

Ein Beispiel einer vorgeschlagenen vereinfachten schematischen Darstellung eines direkt modulierten VCO mit einer praktischen Schaltung mit variablem Kondensator für die Modulation ist in 12 gezeigt. Diese zeigt den Modulations-Varaktor-Block 16, den Steuerblock 10 für die Trägerfrequenz und die Schwingkreisschaltung 14.

Die in der vorstehenden Beschreibung, in der Zeichnung sowie in den Ansprüchen offenbarten Merkmale der Erfindung können sowohl einzeln als auch in beliebiger Kombination für die Verwirklichung der Erfindung wesentlich sein.