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Dokumentenidentifikation DE10127786B4 10.11.2005
Titel Bipolarer Stromverstärkerschaltung
Anmelder Krahforst, Jürgen, 89231 Neu-Ulm, DE
Erfinder Krahforst, Jürgen, Dipl.-Ing., 89231 Neu-Ulm, DE
DE-Anmeldedatum 07.06.2001
DE-Aktenzeichen 10127786
Offenlegungstag 12.12.2002
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 10.11.2005
Veröffentlichungstag im Patentblatt 10.11.2005
IPC-Hauptklasse H03F 3/26
IPC-Nebenklasse H03F 1/52   

Beschreibung[de]

Vorgestellt wird ein Stromverstärker mit komplementärer C-Mos Leistungsendstufe, der trotz einfacher Niederspannungs-Ansteuerung und Stromversorgung am Ausgang für Hochspannungen geeignet ist. Verwendet kann er überall dort, wo elektrische Leistung aufgenommen werden soll, z. B. in elektronischen Lasten. Gegenüber einer konventionellen Push-Pull Endstufe ist bezüglich der Transistoren die, Spannungsbeanspruchung wesentlich geringer als auch die entstehende Verlustleistung.

Das Grundprinzip der Schaltung ist Abb. 12.17, [1] entnommen.

Aus der DE 4007564 A1 ist ein Leistungsverstärker zur Speisung induktiver Lasten mit MOS-Feldeffekttransistoren bekannt. In dieser ist ein weiterer Vorschlag, eine inhärente MOS-FET-Diode abzukoppeln, in 2 der Druckschrift dargestellt. In Serie zum MOS-FET T wird eine Diode DA in Durchlaßrichtung geschaltet und über diese Serienschaltung eine schnelle Freilaufdiode DEX in Sperrichtung parallelgeschaltet.

Aufgabe der Erfindung ist es, trotz Beibehaltung kleiner Versorgungsspannungen die erwähnte Hochspannungstauglichkeit am Ausgang zu realisieren.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale des Anspruches 1 gelöst.

Es sind insgesamt drei prinzipielle Schaltungserweiterungen realisiert, die im Zusammenwirken schließlich eine einwandfreie Gesamtfunktion sicherstellen.

  • 1. Wenn man die Nutzspannung außerhalb des Speisespannungsbereichs erhöhen will, sind zunächst die beiden Dioden D1 und D2 in 1 notwendig, um die Leistungstransistoren X1 und X2 vom invertierenden Zustand fernzuhalten, bzw. die eine Diode muss bereits vor Erreichen der Versorgungsspannung sperren, damit der zugehörige Transistor nicht in den niederohmigen Sättigungszustand bzw. den parasitär hochkapazitiven Niedrigspannungsbereich gerät.
  • 2. Da jeweils der eine Teil der Gegentaktschaltung bestehend aus X1, U1 und R1 bzw. X2, U2 und R2 an der eigentlichen Funkion bei hohen Spannungen nicht mehr teilnehmen kann, wird er in eine Art Bereitschaftsdienst versetzt, in der die interne Regelung aufrecht erhalten bleibt. Dies wird z. B. bei negativer hoher Spannung für den unteren Regelkreis mit Hilfe zweier Widerstände sichergestellt. Der Widerstand R3 ermöglicht das Fließen eines kleinen stand-by Stromes und der Widerstand R6 sorgt im Sinne einer Sollwertvorgabe dafür, dass der Strom auch tatsächlich fließt.
  • 3. Bei dem Konzept soll ein sehr niedriger temperaturstabiler Ruhestrom (Arbeitspunkt) eingestellt werden, um auch kleine Ausgangsströme bei hohen Spannungen einstellen zu können, da sich der Gesamtstrom nicht mehr aus der Differenz zweier Transistorströme ergibt. Deshalb besitzt die Schaltung einen speziellen arbeitspunkttemperaturstabilen Phasenteiler, der in 2 dargestellt ist, wobei die Grundschaltung wieder der Abb12.17, [1] entspricht.

    Ein vereinfachtes Modell, das für kleine Amplituden bzw. den Arbeitspunkt Gültigkeit besitzt, zeigt Bild 3. Dargestellt ist zunächst eine typische Gegentaktendstufe, die von einem Operationsverstärker angesteuert wird. Durch die Wahl eines kleinen Arbeitspunktstromes und der zwei Widerstände R1 und R2 wird die Anordnung zu dem Phasenteiler. Das Besondere bei der Dimensionierung hier ist, dass die Widerstandswerte R5 und R6 im Gegensatz zu R1 und R2 besonders groß gewählt worden sind. Dies bewirkt wegen der hohen Gegenkopplung die gewünschte ausgezeichnete Temperaturstabilität. Allerdings ist eine befriedigende Aussteuermöglichkeit an den Ausgängen Outp und Outn in dieser Form noch nicht gegeben.

    Ein vereinfachtes Modell für große positive Amplituden zeigt 4, wobei die Diode D1 in Bild 2 leitend ist und somit wegfällt. Das führt dazu, dass die Widerstände R5 und R6 in Bild 2, die den Spannungshub an R1 und R2 begrenzen, bedeutungslos werden.

    2 zeigt schließlich den Gesamtphasenteiler, bei dem sowohl eine hohe Aussteuermöglichkeit, als auch der temperaturstabile Niedrigstrom-Arbeitspunkt zustande kommt. Dies wird mit dem nichtlinearen Gegenkopplungs-Spannungsteiler, der aus dem Netzwerk R3-R6 und D1-D4 realisiert. Dies bewirkt allerdings trotzdem keine Nichtlinearität bezüglich der Übertragungsfunktion.

    Schließlich kann man mit dem Spannungsteiler, bestehend aus R7 und R8 die unterschiedlichen Temperaturspannungen einerseits vom Darlingtontransistor und andererseits der Transistoren QP1 bzw. QN1 ausgleichen.

Die bisher beschriebene Schaltung besitzt bezüglich der Präzision des Phasenteilers noch einen kleinen Nachteil. Aufgrund der endlichen Stromverstärkung bzw. der Stromabhängigkeit der Stromverstärkung bei sehr unterschiedlichen Strömen der Transistoren QP 1 bzw. QP2 ist die Summe der Ausgangsspannungen in bezug auf die Eingangsspannung nicht exakt gleich R1 = R2 geteilt durch R3 || R4. Außerdem lässt sich je nach Schaltungsauslegung gegebenenfalls die Offsetdrift zu verbessern.

Eine Regelung, die der bisher beschriebenen Gesamtschaltung überlagert ist, kann dies ausgleichen. Eine mögliche Anordnung zeigt 5.

Literatur:
  • 1. Tietze Schenk, Halbleiter Schaltungstechnik, 11 Auflage, Springer Verlag

Anspruch[de]
  1. Bipolare Stromverstärkerschaltung für Hochspannungsanwendungen, wobei die Stromversorgung und die Ansteuerung der Endstufe mit Niederspannung erfolgen können, mit

    einer Gegentaktendstufe bestehend aus einem ersten Transistor (X1) und einem zweiten Transistor (X2), wobei der erste Transistor (X1) über eine erste Diode (D1) mit dem Ausgang (Strom) verbunden ist und der zweite Transistor (X2) über eine zweite Diode (D2) mit dem Ausgang (Strom) verbunden ist,

    mit einer ersten Reihenschaltung, bestehend aus einer Diode (D4) und einem Widerstand (R4), wobei der erste Anschluss der ersten Reihenschaltung mit dem Drain-Anschluss des ersten Transistors (X1) verbunden ist und der zweite Anschluss der ersten Reihenschaltung mit dem Source-Anschluss des zweiten Transistors (X2) verbunden ist,

    mit einer zweiten Reihenschaltung, bestehend aus einer Diode (D3) und einem Widerstand (R3), wobei der erste Anschluss der zweiten Reihenschaltung mit dem Drain-Anschluss des zweiten Transistors (X2) verbunden ist und der zweite Anschluss der zweiten Reihenschaltung mit dem Source-Anschluss des ersten Transistors (X1) verbunden ist.
Es folgen 4 Blatt Zeichnungen






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