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Dokumentenidentifikation DE60108866T2 12.01.2006
EP-Veröffentlichungsnummer 0001289122
Titel Symmetrischer Quadraturmodulator unter Verwendung von zweistufiger Frequenzumsetzung
Anmelder Asulab S.A., Marin, CH
Erfinder Casagrande, Arnaud, 2523 Lignières, CH
Vertreter Sparing · Röhl · Henseler, 40237 Düsseldorf
DE-Aktenzeichen 60108866
Vertragsstaaten AT, BE, CH, CY, DE, DK, ES, FI, FR, GB, GR, IE, IT, LI, LU, MC, NL, PT, SE, TR
Sprache des Dokument FR
EP-Anmeldetag 10.07.2001
EP-Aktenzeichen 012026548
EP-Offenlegungsdatum 05.03.2003
EP date of grant 09.02.2005
Veröffentlichungstag im Patentblatt 12.01.2006
IPC-Hauptklasse H03C 1/54(2006.01)A, F, I, ,  ,  ,   

Beschreibung[de]

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Frequenzdoppelumsetzungs-Quadraturmodulator, der insbesondere in Senderschaltungen für die Mobiltelephonie verwendet wird. Der Doppelumsetzungsmodulator umfasst eine erste Frequenzumsetzungsstufe, die aus einem ersten Modulationsblock gebildet ist. Dieser erste Modulationsblock empfängt am Eingang vierfach phasenverschobene Grundbandsignale, die aus einem ersten, phasengleichen Signal, einem zweiten Signal mit entgegengesetzter Phase, einem dritten, um 90 Grad phasenverschobenen Signal und einem vierten, entgegengesetzt um 90 Grad phasenverschobenen Signal bestehen. Dieser erste Block wird durch vierfach phasenverschobene Trägersignale mit einer ersten Zwischenfrequenz gesteuert, die aus einem ersten, phasengleichen Trägersignal, einem zweiten, Trägersignal mit entgegengesetzter Phase, einem dritten, um 90 Grad phasenverschobenen Trägersignal und einem vierten, entgegengesetzt um 90 Grad phasenverschobenen Trägersignal bestehen. Am Ausgang liefert dieser Modulationsblock ein umgesetztes Signal mit der ersten Zwischenfrequenz.

Diese Art Einfachumsetzungs-Quadraturmodulator, der aus einem einzigen Modulationsblock besteht, ist im Stand der Technik weitgehend bekannt, siehe beispielsweise das Dokument US 6 029 059 A. Der Modulator, wie in 1 dargestellt, umfasst zwei differentielle Mischer 10 und 12. Der erste Mischer 10 empfängt am Eingang ein phasengleiches Grundbandsignal bbI und der zweite Mischer 12 empfängt am Eingang ein um 90 Grad phasenverschobenes Grundbandsignal bbQ. Die zwei Mischer 10 und 12 werden durch Hochfrequenz-Trägersignale HF_I und HF_Q gesteuert, die durch einen Hochfrequenz-Quadratursignalgenerator erhalten werden, der nicht dargestellt ist. Der erste Mischer 10 wird durch ein phasengleiches Hochfrequenz-Trägersignal HF_I gesteuert. Der zweite Mischer 12 wird durch ein um 90 Grad phasenverschobenes Hochfrequenz-Trägersignal HF_Q, d. h. ein um 90° bezüglich des Trägersignals HF_I phasenverschobenes Signal, gesteuert. Die am Ausgang der Mischer 10 und 12 gelieferten Signale sind um 90 Grad phasenverschobene modulierte Signale mit der Frequenz der Trägersignale. Ein Addierer 14, der am Ausgang des Modulators angeordnet ist, summiert die zwei modulierten Signale, um am Ausgang das modulierte Hochfrequenzsignal HF_M zu liefern.

Der Nachteil eines derartigen Einfachumsetzungsmodulators liegt in der Notwendigkeit, perfekt um 90 Grad phasenverschobene Hochfrequenz-Trägersignale HF_I und HF_Q zu erzeugen. Ein derartiger Signalgenerator erweist sich schnell als komplex, ohne deshalb eine Phasenverschiebung um 90° mit einer ausreichenden Genauigkeit sicherstellen zu können. Außerdem ist der Verbrauch eines derartigen Generators ziemlich hoch.

Eine weitere Art Einfachumsetzungs-Quadraturmodulator, der aus dem Stand der Technik bekannt ist, ist in 2 dargestellt. Dieser Modulator funktioniert exakt mit demselben Prinzip wie der vorstehend dargestellte. Der Unterschied zum vorangehenden Modulator liegt in der Erzeugung von um 90 Grad phasenverschobenen Hochfrequenz-Trägersignalen HF_I und HF_Q. Hier wird ein Hochfrequenz-Signalgenerator 26 verwendet, um Trägersignale mit einer doppelten Frequenz 2HF der für das modulierte Ausgangssignal gewünschten zu erzeugen. Ein Quadraturteiler 28 zum Teilen der Frequenz durch 2 ist am Ausgang des Generators 26 angeordnet, was es ermöglicht, perfekt um 90 Grad phasenverschobene Trägersignale HF_I und HF_Q mit der gewünschten Modulationsfrequenz HF zum Steuern der differentiellen Mischer 20 und 22 des Modulators zu erhalten.

Der Nachteil dieser Art Modulator (siehe auch das Dokument US 5 373 265 A) liegt im übermäßigen Verbrauch des Hochfrequenzgenerators 26, der zum Erzeugen der Signale mit einer doppelten Frequenz der gewünschten verwendet wird. Für Frequenzen in der Größenordnung von GHz, wie beispielsweise 900 MHz (Bereich der Mobiltelephonie), ist es nämlich erforderlich, dass der Generator Signale mit einer Frequenz von 1,8 GHz erzeugt.

Eine der permanenten Sorgen des Fachmanns besteht darin, Schaltungen mit geringem Verbrauch zu verwirklichen, wobei diese im Allgemeinen in tragbare Kommunikationsgeräte integriert werden, während eine optimale Qualität der um 90 Grad phasenverschobenen Modulation erhalten wird.

Die Erfindung ist insofern bemerkenswert, als sie es ermöglicht, die vorstehend erwähnten Nachteile zu vermeiden.

Dafür betrifft die vorliegende Erfindung einen Doppelumsetzungsmodulator, wie im Oberbegriff definiert, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Stufe außerdem aus einem dem ersten Block ähnlichen zweiten Modulationsblock gebildet ist, der

  • – am Eingang das erste, das zweite, das dritte und das vierte Grundbandsignal empfängt,
  • – durch das erste, das zweite, das dritte und das vierte Trägersignal mit der ersten Zwischenfrequenz gesteuert wird und
  • – am Ausgang ein zweites umgesetztes Signal mit einer zu der Phase des ersten umgesetzten Signals entgegengesetzten Phase und mit der ersten Zwischenfrequenz liefert,
und dass der Modulator außerdem eine zweite Umsetzungsstufe umfasst, die
  • – am Eingang das erste und das zweite umgesetzte Signal mit der ersten Zwischenfrequenz empfängt,
  • – durch zwei weitere Trägersignale mit einer zweiten Zwischenfrequenz gesteuert wird, die durch ein fünftes, phasengleiches Trägersignal und ein sechstes Trägersignal mit entgegengesetzter Phase gebildet sind, und
  • – am Ausgang ein Hochfrequenzsignal liefert, wobei die Hochfrequenz der Summe aus der ersten und der zweiten Zwischenfrequenz entspricht.

Der erfindungsgemäße Modulator ermöglicht es somit, eine Modulation mit niedrigem Verbrauch auszuführen. Die zum Transponieren der Frequenz der Grundband-Eingangssignale in ein Hochfrequenz-Ausgangssignal verwendeten Trägersignale sind nämlich Signale mit Zwischenfrequenzen, die geringer sind als die Modulationshochfrequenz am Ausgang. Somit verbraucht der zum Liefern dieser Trägersignale verwendete Generator umso weniger Energie als die Frequenz geringer ist.

Eine weitere ständige Sorge des Fachmanns ist die Notwendigkeit möglichst geeignete modulierte Signale zu erzeugen. Dafür ist es unerlässlich, alle Störsignale oder sogenannten "Feedthrough"-Signale, die in den unabgeglichenen Strukturen erscheinen, zu beseitigen.

Deshalb ist der Doppelumsetzungsmodulator gemäß einer vorteilhaften Form der Erfindung dadurch gekennzeichnet, dass die zwei Modulationsblöcke der ersten Umsetzungsstufe einen ersten und einen zweiten differentiellen Mischer bzw. einen dritten und einen vierten differentiellen Mischer umfassen, dass der erste und der zweite Mischer am Ausgang ein erstes bzw. ein zweites moduliertes Signal mit der ersten Zwischenfrequenz (IF1) liefern, wobei das erste und das zweite modulierte Signal am Ausgang des ersten Blocks summiert werden, um das erste umgesetzte Signal zu erhalten, dass der dritte und der vierte differentielle Mischer am Ausgang ein drittes bzw. ein viertes moduliertes Signal mit der ersten Zwischenfrequenz liefern, wobei das dritte und das vierte modulierte Signal am Ausgang des zweiten Blocks summiert werden, um das zweite umgesetzte Signal zu erhalten, und dass die zweite Umsetzungsstufe aus einem fünften differentiellen Mischer gebildet ist.

Bei dieser Art Quadraturmodulator ist es schließlich sehr wichtig, dass die Trägersignale um 90 Grad phasenverschoben sind und zwar mit einer großen Genauigkeit. Insbesondere auf einem Gebiet wie der Mobiltelephonie, auf dem die Modulationsfrequenzen in der Größenordnung von GHz liegen, führt nämlich jegliche Versetzung zwischen den phasengleichen Signalen und den um 90 Grad phasenverschobenen Signalen zum Erscheinen von zusätzlichen Störsignalen.

In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der Doppelumsetzungsmodulator dadurch gekennzeichnet, dass die Trägersignale mit der zweiten Zwischenfrequenz, die die zweite Umsetzungsstufe steuern, direkt durch einen Signalgenerator mit der zweiten Zwischenfrequenz erzeugt werden und dass die Trägersignale mit der ersten Zwischenfrequenz, die die erste Umsetzungsstufe steuern, nach einer Teilung durch 2 der Frequenz in einem Quadraturfrequenzteiler, der am Ausgang des Signalgenerators angeordnet ist, erhalten werden, wobei die zweite Zwischenfrequenz zweimal größer als die erste Zwischenfrequenz ist.

Die Erfindung wird nachstehend durch eine nur als Beispiel gegebene Ausführungsform im Einzelnen erläutert, wobei diese Ausführung durch die beigefügten Zeichnungen dargestellt wird, in denen:

1 einen Quadraturmodulator gemäß dem Stand der Technik darstellt;

2 einen Quadraturmodulator gemäß einem anderen Stand der Technik darstellt;

3 eine schematische Darstellung des erfindungsgemäßen Modulators ist;

4 eine detaillierte Darstellung des erfindungsgemäßen Modulators ist;

5 eine Darstellung der Schaltung zum Erzeugen der Trägersignale ist.

Die 1 und 2 wurden bereits im Rahmen des Standes der Technik beschrieben.

3 ist eine schematische Darstellung des erfindungsgemäßen Doppelumsetzungsmodulators. Der Modulator ist in zwei sogenannte Frequenzumsetzungsstufen zerlegt. Die Rolle von jeder der zwei Stufen besteht nämlich darin, die am Eingang empfangenen Signale auf eine höhere Frequenz zu modulieren und zu transponieren. Insbesondere ermöglicht es die erste Stufe 1, die Eingangssignale des Modulators auf eine erste Zwischenfrequenz IF1 zu modulieren. Die erhaltenen Signale werden dann durch die zweite Stufe 2 auf eine größere Frequenz oder Hochfrequenz HF "umgesetzt".

Die Stufe 1 besteht aus zwei sogenannten "Modulations"-Blöcken 101 und 102. Diese zwei Blöcke sind hinsichtlich ihrer internen Struktur ähnlich. Der Unterschied zwischen den beiden liegt in den Eingangs- und Steuersignalen, die sie empfangen.

Der erste Modulationsblock 101 besteht aus den zwei differentiellen Mischern 103 und 104 und dem Addierer 107. Der zweite Modulationsblock 102 besteht seinerseits aus den zwei differentiellen Mischern 105 und 106 und dem Addierer 108. Vorzugsweise werden differentielle Mischer verwendet, die aus einem Paar von Transistoren der MOS-Technologie gebildet sind. Der Vorteil der Verwendung derartiger Mischer liegt in der Aufhebung der Störsignale oder Feedthrough-Signale am Ausgang des Mischers. Die Aufhebung dieser Feedthrough-Signale wird wirksam ausgeführt, wenn die zwei Eingangssignale und wenn die zwei Steuersignale, die vom Mischer empfangen werden, eine entgegengesetzte Phase aufweisen.

Der Block 101 empfängt vier Eingangssignale mit niedriger Frequenz oder Grundbandsignale. Diese Signale sind vierfach phasenverschoben. Der Mischer 103 empfängt am Eingang das phasengleiche Signal bbI und das Signal bbI_b mit entgegengesetzter Phase und der Mischer 104 empfängt am Eingang das um 90 Grad phasenverschobene Signal bbQ und das entgegengesetzt um 90 Grad phasenverschobene Signal bbQ_b.

Der Block 101 empfängt auch vier Steuersignale oder Trägersignale, die ebenfalls vierfach phasenverschoben sind. Diese Trägersignale ermöglichen es, die Modulation der Grundbandsignale (bbI, bbI_b, bbQ und bbQ_b) auf die Frequenz der Trägersignale durchzuführen. Der Mischer 103 empfängt das phasengleiche Trägersignal IF1I und das Trägersignal IF1I_b mit entgegengesetzter Phase. Der Mischer 104 empfängt das um 90 Grad phasenverschobene Trägersignal IF1Q und das entgegengesetzt um 90 Grad phasenverschobene Trägersignal IF1Q_b. Alle Trägersignale liegen auf der Zwischenfrequenz IF1.

Am Ausgang des Blocks 101 ist ein Addierer 107 angeordnet, der es ermöglicht, die zwei modulierten Signale IF1Im und IF1Qm, die am Ausgang durch die Mischer 103 und 104 geliefert werden, zu summieren. Diese zwei modulierten Signale IF1Im und IF1Qm liegen auf der Zwischenfrequenz IF1, somit liegt das sogenannte "umgesetzte" Signal IF1C am Ausgang des Addierers 107 und folglich am Ausgang des Blocks 101 auf der Zwischenfrequenz IF1. Dieses Signal IF1C weist den Vorteil auf, dass es keine Feedthrough-Signale insbesondere in Bezug auf die parasitären Kapazitäten und die mit den in den differentiellen Mischern verwendeten Transistoren verbundenen Größen umfasst.

Der Block 102 besteht in einer zum Block 101 vollständig ähnlichen Weise aus zwei differentiellen Mischern 105 und 106 und einem Addierer 108. Die am Eingang empfangenen Signale sind dieselben vier vierfach phasenverschobenen Grundbandsignale und die Steuerträgersignale sind dieselben vier ebenfalls vierfach phasenverschobenen Signale mit der Zwischenfrequenz IF1.

Der Unterschied zwischen den zwei Blöcken 101 und 102 liegt in der Kombination der am Eingang empfangenen Signale mit den Steuersignalen. Das Ziel dieses Blocks 102 besteht nämlich darin, am Ausgang ein weiteres umgesetztes Signal IF1C_b mit entgegengesetzter Phase zu dem am Ausgang des Blocks 101 gelieferten umgesetzten Signal zu liefern.

Dafür genügt es, die Grundbandsignale zu invertieren oder die von jedem der Mischer empfangenen Trägersignale zu invertieren, was dasselbe ist, da die Mischer symmetrisch sind. Diese Inversion führt zu einer Modifikation der am Ausgang der Mischer erhaltenen modulierten Signale. Das modulierte Signal IF1Im_b am Ausgang des Mischers 105 weist zum Signal IF1Im eine entgegengesetzte Phase auf. Das modulierte Signal IF1Qm_b am Ausgang des Mischers weist ebenso zum Signal IF1Qm eine entgegengesetzte Phase auf. Somit weist das am Ausgang des Addierers 108 erhaltene umgesetzte Signal IF1C_b zum umgesetzten Signal IF1C eine entgegengesetzte Phase auf.

Am Ausgang der Umsetzungsstufe 1 sind folglich zwei umgesetzte Signale IF1C und IF1C_b mit entgegengesetzter Phase und mit der Zwischenfrequenz IF1 vorhanden. Diese zwei umgesetzten Signale werden zur Umsetzungsstufe 2 geliefert.

Es ist zu beachten, dass in diesem Ausführungsbeispiel die umgesetzten Signale mit zueinander entgegengesetzter Phase von ähnlichen Blöcken 101 und 102 erhalten werden, aber es indessen möglich ist, die Verwendung anderer Mittel als des Spiegelblocks 102 in Erwägung zu ziehen, um das umgesetzte Signal IF1C_b mit entgegengesetzter Phase zu erhalten, wie beispielsweise eines Phasenschiebers mit 180°.

Die Stufe 2 besteht aus einem einzigen differentiellen Mischer 110, der am Eingang die umgesetzten Signale IF1C und IF1C_b mit der Zwischenfrequenz IF1 empfängt. Der Mischer 110 wird durch zwei Trägersignale IF2I und IF2I_b mit entgegengesetzter Phase und mit der Zwischenfrequenz IF2 gesteuert. Das modulierte Signal HF_M, das am Ausgang des Mischers 110 erhalten wird, entspricht den am Eingang empfangenen Signalen, die jedoch in der Frequenz transponiert oder "up-converted" sind. Das modulierte Signal HF_M ist nämlich ein Hochfrequenzsignal, dessen Frequenz HF gleich der Summe der Zwischenfrequenzen IF1 + IF2 ist.

Die Verwendung eines differentiellen Mischers, um die Frequenztransposition oder "up-conversion" auszuführen, ermöglicht es nicht nur, insbesondere die Feedthrough-Signale aufgrund der parasitären Kapazitäten der Transistoren, die den Mischer 110 bilden, zu beseitigen, sondern auch die Signale mit den parasitären Zwischenfrequenzen IF1 und IF2 zu beseitigen.

4 stellt in detaillierter Weise einen erfindungsgemäßen Doppelumsetzungsmodulator dar. Die globale Struktur des Modulators wurde bereits im Rahmen von 3 beschrieben. Somit sind die zwei Umsetzungsstufen 1 und 2 und die zwei Modulationsblöcke 201 und 202 der Stufe 1 zu finden.

Die verwendeten differentiellen Mischer bestehen jeweils aus zwei Transistoren. Die verwendeten Transistoren sind vorzugsweise Transistoren der MOS-Technologie, was es ermöglicht, eine erhöhte Linearität des Mischers und folglich der globalen Struktur zu erhalten.

Den Mischern 103 bis 106 von 3 entsprechen die Transistoren 203A bis 206A und 203B bis 206B von 4 und dem Mischer 110 von 3 entsprechen die Transistoren 210A und 210B von 4.

Um am Ausgang der Blöcke 201 und 202 die umgesetzten Signale IF1C und IF1C_b erhalten zu können, werden die Grundbandsignale und die Trägersignale, die zu diesen zwei Blöcken geliefert werden, folgendermaßen kombiniert:

  • – Die Transistoren 203A und 203B empfangen an ihrem Drainpol das phasengleiche Grundbandsignal bbI bzw. das Grundbandsignal bbI_b mit entgegengesetzter Phase und an ihrem Gate das phasengleiche Trägersignal IF1I bzw. das Trägersignal IF1I_b mit entgegengesetzter Phase, wobei ihr Sourcepol mit dem modulierten Signal IF1Im verbunden ist 213;
  • – die Transistoren 204A und 204B empfangen an ihrem Drainpol das um 90 Grad phasenverschobene Grundbandsignal bbQ bzw. das entgegengesetzt um 90 Grad phasenverschobene Grundbandsignal bbQ_b und an ihrem Gate das um 90 Grad phasenverschobene Trägersignal IF1Q bzw. das entgegengesetzt um 90 Grad phasenverschobene Trägersignal IF1Q_b, wobei ihr Sourcepol mit dem modulierten Signal IF1Qm verbunden ist 214;
  • – die Transistoren 205A und 205B empfangen an ihrem Drainpol in einer in Bezug auf die Transistoren 203A und 203B umgekehrten Weise das Grundbandsignal bbI_b mit entgegengesetzter Phase bzw. das phasengleiche Grundbandsignal bbI und an ihrem Gate das phasengleiche Trägersignal IF1I bzw. das Trägersignal IF1I_b mit entgegengesetzter Phase, wobei ihr Sourcepol mit dem modulierten Signal IF1Im_b verbunden ist 215;
  • – die Transistoren 206A und 206B empfangen an ihrem Drainpol in einer in Bezug auf die Transistoren 204A und 204B umgekehrten Weise das entgegengesetzt um 90 Grad phasenverschobene Grundbandsignal bbQ_b bzw. das um 90 Grad phasenverschobene Grundbandsignal bbQ und an ihrem Gate das um 90 Grad phasenverschobene Trägersignal IF1Q bzw. das entgegengesetzt um 90 Grad phasenverschobene Trägersignal IF1Q_b, wobei ihr Sourcepol mit dem modulierten Signal IF1Qm_b verbunden ist 216;
  • – der Addierer 207 summiert die modulierten Signale IF1Im und IF1Qm, um das umgesetzte Signal IF1C zu geben, und der Addierer 208 summiert die modulierten Signale IF1Im_b und IF1Qm_b, um das umgesetzte Signal IF1C_b zu geben.

Die zwei umgesetzten Signale werden am Eingang der Stufe 2 geliefert. Der Mischer 110 von 3 entspricht den Transistoren 210A und 210B von 4. Um am Ausgang der Stufe 2 nur das modulierte Signal mit der gewünschten Frequenz zu bewahren, werden die Transistoren durch phasengleiche und um 90 Grad phasenverschobene Trägersignale mit der Zwischenfrequenz IF2 gesteuert.

Der Transistor 210A empfängt an seinem Drainpol das phasengleiche umgesetzte Signal IF1C und an seinem Gate das phasengleiche Trägersignal IF2I. Der Transistor 210B empfängt an seinem Drainpol das umgesetzte Signal IF2C_b mit entgegengesetzter Phase und an seinem Gate das Trägersignal IF2I_b mit entgegengesetzter Phase. Die Sourcepole der Transistoren 210A und 210B sind mit dem modulierten Hochfrequenzsignal HF_M verbunden 220, wobei die Frequenz HF dieses Signals gleich der Summe der Zwischenfrequenz IF1 der umgesetzten Signale und der Zwischenfrequenz IF2 der Trägersignale der Stufe 2 ist.

5 ist ein Beispiel der Mittel, die zum Erzeugen der Trägersignale mit den Zwischenfrequenzen IF1 und IF2 verwendet werden. Ein Signalgenerator 301 mit der Zwischenfrequenz IF2 liefert am Ausgang ein phasengleiches Signal IF2I, das direkt zur Stufe 2 des Modulators geliefert wird, wobei Mittel vorgesehen sind, um das phasengleiche Signal um 180° phasenzuverschieben und somit das phasengleiche Signal IF2I und das Signal IF2I_b mit entgegengesetzter Phase zu erhalten. Das vom Generator 301 gelieferte Signal IF2I wird auch zu einem Quadratur-Frequenzteiler 302 geliefert. Dieser Teiler liefert am Ausgang ein phasengleiches Signal IF1I und ein um 90 Grad phasenverschobenes Signal IF1Q mit einer Zwischenfrequenz IF1, die zweimal geringer ist als die Zwischenfrequenz IF2. Diese Signale IF1I und IF1Q werden als Trägersignale zur Stufe 1 des Modulators geliefert, wobei dort auch Mittel zum Erzeugen der Signale mit entgegengesetzter Phase vorgesehen sind.

Im Beispiel der Mobiltelephonie ist die Modulationsfrequenz 900 MHz. Folglich ist es interessant, einen Signalgenerator mit 600 MHz und einen Frequenzteiler zum Teilen durch 2 zu nehmen. Die Zwischenfrequenz IF2 ist folglich 600 MHz, die Zwischenfrequenz IF1 ist zweimal kleiner, d. h. 300 MHz. Dies ergibt ein moduliertes Hochfrequenzsignal HF am Ausgang von 900 MHz.

Es ist selbstverständlich, dass die Beschreibung nur als Beispiel gegeben ist und dass andere Ausführungsformen, insbesondere in den Mitteln zum Erzeugen der entgegengesetzten Signale, wie der Modulationsspiegelblock (102, 202), Gegenstand der vorliegenden Erfindung sein können.


Anspruch[de]
  1. Doppelumsetzungsmodulator, der eine erste Umsetzungsstufe (1) umfasst, die aus einem ersten Modulationsblock (101; 201) gebildet ist, der

    – am Eingang vierfach phasenverschobene Grundbandsignale empfängt, die aus einem ersten, phasengleichen Signal (bbI), einem zweiten Signal mit entgegengesetzter Phase (bbI_b), einem dritten um 90 Grad phasenverschobenen Signal (bbQ) und einem vierten entgegengesetzt um 90 Grad phasenverschobenen Signal (bbQ_b) gebildet sind,

    – durch vier vierfach phasenverschobene Trägersignale mit einer ersten Zwischenfrequenz (IF1) gesteuert wird, die aus einem ersten, phasengleichen Trägersignal (IF1I), einem zweiten Trägersignal mit entgegengesetzter Phase (IF1I_b), einem dritten Trägersignal (IF1Q) mit um 90 Grad verschobener Phase und einem vierten Trägersignal mit entgegengesetzt um 90 Grad verschobener Phase (IF1Q_b) gebildet sind, und

    – am Ausgang ein erstes umgesetztes Signal (IF1C) mit der ersten Zwischenfrequenz (IF1) liefert,

    dadurch gekennzeichnet, dass die erste Stufe (1) außerdem aus einem dem ersten Block ähnlichen zweiten Modulationsblock (102; 202) gebildet ist, der

    – am Eingang das erste, das zweite, das dritte und das vierte Grundbandsignal (bbI, bbI_b, bbQ, bbQ_b) empfängt,

    – durch das erste, das zweite, das dritte und das vierte Trägersignal (IF1I, IF1I_b, IF1IQ, IFQ_b) mit der ersten Zwischenfrequenz (IF1) gesteuert wird und

    – am Ausgang ein zweites umgesetztes Signal (IF1c_b) mit einer zu der Phase des ersten umgesetzten Signals entgegengesetzten Phase und mit der ersten Zwischenfrequenz (IF1) liefert,

    und dass der Modulator außerdem eine zweite Umsetzungsstufe (2) umfasst, die

    – am Eingang das erste und das zweite umgesetzte Signal (IF1C, IF1C_b) mit der ersten Zwischenfrequenz (IF1) empfängt,

    – durch zwei weitere Trägersignale mit einer zweiten Zwischenfrequenz (IF2) gesteuert wird, die durch ein fünftes, phasengleiches Trägersignal (IF2I) und ein sechstes Trägersignal (IF2I_b) mit entgegengesetzter Phase gebildet sind, und

    – am Ausgang ein Hochfrequenzsignal (HF_M) liefert, wobei die Hochfrequenz (HF) der Summe aus der ersten und der zweiten Zwischenfrequenz (IF1 + IF2) entspricht.
  2. Doppelumsetzungsmodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der erste bzw: der zweite Block (101, 102) der ersten Stufe (1) einen ersten (103) und einen zweiten (104) differentiellen Mischer bzw. einen dritten (105) und einen vierten (106) differentiellen Mischer umfassen, dass der erste (103) und der zweite (104) differentielle Mischer am Ausgang ein erstes (IF1Im) bzw. ein zweites (IF1Qm) moduliertes Signal mit der ersten Zwischenfrequenz (IF1) liefern, wobei das erste und das zweite modulierte Signal am Ausgang des ersten Blocks (101) summiert werden, um das erste umgesetzte Signal (IF1C) zu erhalten,

    dass der dritte (105) und der vierte (106) differentielle Mischer am Ausgang ein drittes (IF1Im_b) bzw. ein viertes (IF1Qm_b) moduliertes Signal mit der ersten Zwischenfrequenz (IF1) liefern, wobei das dritte und das vierte modulierte Signal am Ausgang des zweiten Blocks (102) summiert werden, um das zweite umgesetzte Signal (IF1C_b) zu erhalten, und

    dass die zweite Umsetzungsstufe (2) aus einem fünften differentiellen Mischer (110) gebildet ist.
  3. Doppelumsetzungsmodulator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das fünfte (IF2I) und das sechste (IF2I_b) Trägersignal mit der zweiten Zwischenfrequenz (IF2) direkt durch einen Signalgenerator (301) mit der zweiten Zwischenfrequenz erzeugt werden und dass das erste, das zweite, das dritte und das vierte Trägersignal mit der ersten Zwischenfrequenz (IF1) nach einer Teilung durch 2 der Frequenz in einem Quadraturteiler (302), der am Ausgang des Signalgenerators angeordnet ist, erhalten werden, wobei die zweite Zwischenfrequenz (IF2) zweimal größer als die erste Zwischenfrequenz (IF1) ist.
Es folgen 3 Blatt Zeichnungen






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