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Digitales Filter zur sendeseitigen Pulsformung - Dokument DE102004042368A1
 
PatentDe  


Dokumentenidentifikation DE102004042368A1 16.03.2006
Titel Digitales Filter zur sendeseitigen Pulsformung
Anmelder Infineon Technologies AG, 81669 München, DE
Erfinder Wagner, Elmar, 47269 Duisburg, DE
Vertreter Patentanwälte Dr. Graf Lambsdorff & Dr. Lange, 81673 München
DE-Anmeldedatum 01.09.2004
DE-Aktenzeichen 102004042368
Offenlegungstag 16.03.2006
Veröffentlichungstag im Patentblatt 16.03.2006
IPC-Hauptklasse H03H 17/02(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, DE
IPC-Nebenklasse H03H 17/06(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, DE   H04L 27/18(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, DE   
Zusammenfassung Das digitale Filter besitzt eine endliche Impulsantwort, deren Länge maximal der Dauer von N Eingangswerten entspricht, wobei das Filter ein gegenüber dem Eingangssignal (I, Q) n-fach überabgetastetes Ausgangssignal ausgibt. Dabei ist in dem Filter ein Mittel (38.1-38.5) zum Speichern einer Mehrzahl N von Lookup-Tabellen vorgesehen. In jeder Lookup-Tabelle sind für eine Mehrzahl k möglicher Werte des Eingangssignals pro Wert n Datenwerte abgelegt. Jeder Datenwert ist dabei für ein Produkt aus einem Koeffizienten der Impulsantwort und einem Wert des Eingangssignals (I, Q) charakteristisch.

Beschreibung[de]

Die Erfindung betrifft ein digitales Filter, insbesondere zur sendeseitigen Pulsformung und ein entsprechendes Filterverfahren.

In digitalen Kommunikationssystemen werden Bits oder Symbole in Form von Pulsen übertragen. Zur Begrenzung der für die Übertragung der Pulse notwendigen Bandbreite werden Pulsformungsfilter (im angelsächsischen Sprachgebrauch auch als „pulse shaping filter" bekannt) verwendet. Ein typischer Vertreter dieser Filterklasse ist das sogenannte Raised-Cosine-Pulsformungsfilter. Der Name des Filters ist von dem Verlauf der Übertragungsfunktion abgeleitet. Werden statt eines sendeseitigen Raised-Cosine-Pulsformungsfilters getrennte Sende- und Empfangsfilter verwendet, basieren diese auf sogenannten Root-Raised-Cosine-Filtern. Dabei entspricht das Quadrat der Übertragungsfunktion eines Root-Raised-Cosine-Filters der Übertragungsfunktion eines Raised-Cosine-Filters. Weiterführende Informationen zu Pulsformungsfiltern können dem Artikel „The care and feeding of digital, pulse-shaping-filters" von Ken Gentile, RF Design, April 2004, entnommen werden.

Für moderne Funksysteme mit hohen Datenübertragungsraten ist die Verwendung von Pulsformungsfiltern zur Reduzierung der notwendigen Übertragungsbandbreite aufgrund der limitierten Gesamtübertragungskapazität des Übertragungsmediums angeraten. Hohe Datenübertragungsraten werden beispielsweise durch die Verwendung 4- oder 8-wertiger Modulationsverfahren ermöglicht. Der erweiterte Bluetooth-Standard 1.2 mit EDR (enhanced data rate) verwendet für erhöhte Datenübertragungsraten von 2 Mb/s und 3 Mb/s eine &pgr;/4-DQPSK- bzw. 8DPSK-Modulation (differential (quadratur) phase shift keying), wobei die &pgr;/4-DQPSK eine 4-wertige Modulationsart und die 8DPSK-Modulation eine 8-wertige Modulationsart darstellen.

Bei derartigen Modulationsverfahren werden je nach der Wertigkeit M des Modulationsverfahrens jeweils ld(M) Bits des zu übertragenden Datenstroms auf ein komplexes Symbol abgebildet, was auch als Symbol-Mapping bezeichnet wird. Ein derartiges komplexes Symbol bildet dabei einen Punkt auf dem Einheitskreis mit einem Realteil- und einem Imaginärteil. Dabei entspricht der Realteil dem Inphase-Anteil (kurz: I-Anteil) und der Imaginärteil dem Quadratur-Anteil (kurz: Q-Anteil). Die nachfolgende Pulsformung, insbesondere mittels zweier Root-Raised-Cosine-Filter, erfolgt für den I-Anteil und den Q-Anteil im Allgemeinen getrennt in zwei Pfaden. Vor dem eigentlichen Pulsformungsfilter wird generell eine Abtastraten-Erhöhung mit beispielsweise 2-facher, 4-facher oder 8-facher Überabtastung durchgeführt. Eine derartige Abtastraten-Erhöhung kann durch Wiederholung des Abtastwerts realisiert werden. Die Notwendigkeit einer Abtastraten-Erhöhung ist dadurch begründet, dass aufgrund der Nyquist-Bedingung die Grenzfrequenz der Übertragungsfunktion auf die halbe Abtastrate begrenzt ist. Liegt die Grenzfrequenz der Übertragungsfunktion also beispielsweise bei der Symbolrate fs, ist mindestens eine 2-fache Überabtastung notwendig.

Pulsformungsfilter sind meistens als digitale FIR-Filter implementiert. Die Bezeichnung FIR (finite impulse response) gibt an, dass die Impulsantwort eine endliche Länge besitzt. Aus dem Stand der Technik bekannte FIR-Filter basieren auf digitalen Addierern, digitalen Multiplizierern und Verzögerungsgliedern. In den 1a und 1b sind zwei alternative Ausführungsformen von FIR-Filtern dargestellt. Nach der ersten Ausführungsform gemäß 1a wird ein Eingangssignal X über eine Kette von N'-1 Verzögerungsglieder verzögert. Die Kette umfasst N' Signalabgriffe, auch Taps genannt, wobei das Signal an jedem Signalabgriff mit einem Koeffizienten &agr;i – mit i = 1, 2, ... N' – der Impulsantwort über einen Multiplizierer multipliziert wird. Die multiplizierten Signale werden in N'-1 Addierern addiert. Alternativ können die Additions-Operationen und die Verzögerungs-Operationen vertauscht werden, so dass sich die in 1b dargestellte Realisierung eines FIR-Filters ergibt. Dass zwei unterschiedliche Realisierungsformen denkbar sind, ist dadurch begründet, dass die Faltung eine kommutative Operation ist.

Nachteilig an einer Realisierung eines FIR-Pulsformungsfilters, insbesondere eines Root-Raised-Cosine-Pulsformungsfilters, in der in 1a oder 1b dargestellten Weise ist, dass aufgrund der Überabtastung eine hohe Anzahl von Addiereren, Multiplizierern und Verzögerungsgliedern notwendig ist. Wird beispielsweise ein Filtergedächtnis von 5 Symbolen und eine 8-fache Überabtastung, d. h. 8 Abtastwerte pro Symbol, vorgesehen, sind N' = 40 Multiplizierer sowie jeweils N'-1 = 39 Addierer und Verzögerungsglieder notwendig. Damit verbunden ist ein nicht zu unterschätzender Flächenbedarf auf einem monolithisch-integrierten Sendebaustein und eine hohe Leistungsaufnahme des Filters. Der Flächenbedarf und die Verlustleistung werden dabei maßgeblich von der Anzahl der digitalen Multiplizierer bestimmt.

Aufgrund der vorstehenden Ausführungen ist nachvollziehbar, dass die Anzahl der Taps eines derartigen Pulsformungsfilters reduziert werden kann, wenn die Abtastrate des Filter-Eingangssignals reduziert wird. Es sind daher Filteransätze bekannt, welche mit geringer Überabtastung arbeiten (z. B. 2-fache Überabtastung), wobei ein zusätzliches Interpolationsfilter vorgesehen wird, welches nachträglich die Abtastrate erhöht. Nachteilig an derartigen Ansätzen ist, dass das nachgeschaltete Interpolationsfilter wiederum einen zusätzlichen Flächenbedarf und eine zusätzliche Leistungsaufnahme hervorruft.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, ein digitales Filterkonzept, insbesondere für die sendeseitige Pulsformung, anzugeben, welches im Vergleich mit aus dem Stand der Technik bekannten Lösungen einen geringeren Schaltungsaufwand erfordert und eine verminderte Verlustleistungsaufnahme bewirkt.

Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabenstellung wird durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst.

Das erfindungsgemäße digitale Filter gemäß Anspruch 1 besitzt eine endliche Impulsantwort, deren Länge maximal der Dauer von N Eingangswerten (oder s. u. n·N Ausgangwerten) entspricht. Wesentliches Merkmal des erfindungsgemäßen Filters ist, dass dieses ein digitales Filter-Eingangssignal entgegennimmt und ein gegenüber dem Filter-Eingangssignal n-fach überabgetastetes Filter-Ausgangssignal ausgibt, d. h. dass eine Überabtastung bereits in dem Filter durchgeführt wird. Dabei ist in dem Filter ein Mittel zum Speichern einer Mehrzahl N von Lookup-Tabellen vorgesehen, d. h. die Anzahl der Lookup-Tabellen entspricht der eingangsbezogenen Länge der Impulsantwort.

In jeder Lookup-Tabelle sind für eine Mehrzahl k möglicher Werte des Filter-Eingangssignals pro Wert n Datenwerte ablegt. Dabei müssen nicht zwingend für die Gesamtzahl k' > k der möglichen Werte des Eingangssignals jeweils n Datenwerte abgelegt sein. Jeder Datenwert ist für ein Produkt aus einem Koeffizienten der Impulsantwort und einem Wert des Eingangssignals charakteristisch. Alternativ kann auch vorgesehen sein, dass statt eines Werts des Eingangssignals ein von diesem Wert abhängiger Wert den zugrunde liegenden Multiplikator eines derartigen Produkts bildet. Das Ausgangssignal des Filters wird aus den Datenwerten gebildet.

Das erfindungsgemäße Filter basiert dabei auf folgenden Erkenntnissen:

  • 1. In vielen Anwendungsfällen ist die Anzahl der möglichen Eingangswerte eines digitalen Filters gering. Dies gilt im Besonderen für Pulsformungsfilter. Beispielsweise sind bei einer &pgr;/4-DQPSK- bzw. 8DPSK-Modulation lediglich 8 komplexe Symbolwerte, d. h. Punkte auf dem Einheitskreis, möglich, so dass der I-Symbolanteil und der Q-Symbolanteil jeweils lediglich 5 verschiedene Werte aufweisen können, nämlich die Werte –1, –√2, 0, +1 und +√2. Bei einer derartig geringen Anzahl von Eingangswerten ist die Realisierung eines digitalen Filters basierend auf flexiblen Multiplizierern, welche eine Multiplikation der Filter-Eingangswerte mit den Koeffizienten der Impulsantwort vornehmen und dabei beliebige Filter-Eingangswerte verarbeiten könnten, nicht notwendig. Stattdessen können die berechneten Produkte für eine geringe Anzahl von Eingangswerten bereits in einer Lookup-Tabelle abgelegt sein. Digitale Multiplizierer sind in diesem Fall nicht notwendig, wodurch der Schaltungsaufwand und die Verlustleistung deutlich reduziert werden.
  • 2. Häufig wird – wie vorstehend beschrieben – vor der eigentlichen Filterung eine Erhöhung der Abtastrate durchgeführt, so dass bei einem derartigen Pulsformungsfilter die Abtastrate höher als die Symbolrate ist. In diesem Fall müssen bei den gängigen Filteransätzen um den Faktor der Abtastraten-Erhöhung mehr Multiplizierer, Addierer und Verzögerungsglieder vorgesehen werden. Beträgt die Länge der Impulsantwort beispielsweise N Symbole, so ist im Fall einer Abtastraten-Erhöhung um den Faktor n eine größere Anzahl von Multiplizierern notwendig, insgesamt nämlich N' = n·N Multiplizierer. Werden hingegen die Abtastraten-Erhöhung und die Filterung kombiniert, so ruft ein einzelner Abtastwert des Filter-Eingangssignals n Datenwerte ab. Diese Maßnahme reduziert grundsätzlich die Anzahl der Multiplizierer bezogen auf aus dem Stand bekannte FIR-Filter um den Faktor n, da statt n Filter-Eingangswerten lediglich ein Filter-Eingangswert pro Symbol verarbeitet wird.

In dem erfindungsgemäßen Filter werden die Erkenntnisse aus den unter Punkt 1. und 2. genannten Überlegungen in vereinter Weise ausgenutzt:

Das erfindungsgemäße Filter sieht, wie unter Punkt 1. diskutiert, einerseits statt Multiplizierern generell ein Mittel zum Speichern von N Lookup-Tabellen vor. In den N Lookup-Tabellen sind die sonst mit Hilfe von Multiplizierern berechneten Produkte bereits als vorausberechnete Datenwerte abgelegt. Dabei entspricht ein einzelner Datenwert dem Produkt aus einem Koeffizienten &agr;i der Impulsantwort und einem möglichen Eingangswert. Diese Maßnahme ist bei einer geringen Zahl von möglichen Eingangswerten mit einer deutlichen Reduktion des Schaltungsaufwands und der Verlustleistungsaufnahme verbunden.

Ferner sind in jeder Lookup-Tabelle für einen Eingangswert n Datenwerte abgelegt, so dass die Filter-Operation und die Abtastraten-Erhöhung um den Faktor n kombiniert werden. Dies bedeutet aber auch, dass die Anzahl N der Lookup-Tabellen um den Faktor n geringer ist als die Anzahl N' = n·N der Multiplizierer im Stand der Technik. Die Anzahl N der Lookup-Tabellen entspricht also daher direkt der auf den Filter-Eingang bezogenen maximalen Länge der Impulsantwort. Damit sind in dem erfindungsgemäßen Filter generell statt N'-1 Verzögerungsgliedern und Addierern wie im Stand der Technik lediglich (N'-1)/n Verzögerungsglieder bzw. Addierer notwendig.

Es sei darauf hingewiesen, dass die Länge der Impulsantwort eines derartigen Filters maximal der Dauer von N Eingangssignalwerten oder n·N Ausgangssignalwerten entspricht. Es ist also möglich, dass die Impulsantwort auch kürzer als die Dauer von N Eingangssignalwerten oder n·N Ausgangssignalwerten ist. In diesem Fall sind einige abgespeicherte Datenwerte, insbesondere in der letzten Lookup-Tabelle der N Lookup-Tabellen, zu 0 gesetzt, da die zugehörigen Koeffizienten der Impulsantwort 0 sind.

Der Aufbau des erfindungsgemäßen Filters lässt sich mit Hilfe eines Zahlenbeispiels leicht verdeutlichen: Entspricht beispielsweise die Länge der Impulsantwort der Dauer von N = 5 Eingangswerten, also im Fall eines Pulsformungsfilters der Dauer von 5 Symbolen, umfasst das erfindungsgemäße Filter N = 5 Lookup-Tabellen. Wird ferner eine ausgangsseitige Abtastraten-Erhöhung von n = 8 angestrebt, umfasst dann grundsätzlich jede Lookup-Tabelle für jeden möglichen Eingangswert, also beispielsweise für die 5 Werte –1, –√2, 0, +1 und +√2, jeweils n = 8 Datenwerte, also bei 5 möglichen Eingangswerten 40 Datenwerte. Im Vergleich dazu sind bei der Realisierung des Filters gemäß dem Stand der Technik N' = n·N = 8·5 = 40 Multiplizierer, also 40 Taps, notwendig. Zusätzlich ist im Stand der Technik vor dem eigentlichen Filter eine separate Abtastraten-Erhöhung notwendig, welche bei der erfindungsgemäßen Realisierung des Filters entfällt.

Für das erfindungsgemäße Filter kann aber auch vorgesehen sein, dass nicht für die Gesamtzahl k' aller möglichen Eingangswerte in jeder Lookup-Tabelle jeweils n Datenwerte abgelegt sind, sondern für eine Anzahl k < k' möglicher Eingangswerte Datenwerte abgespeichert sind. Beispielsweise brauchen nicht für alle 5 werte –1, –√2, 0, +1 und +√2, sondern nur für die 4 Werte –1, –√2, +1 und +√2 entsprechende Datenwerte abgespeichert werden. Dies reduziert den Speicheraufwand und ist deswegen möglich, da das Produkt aus einem Eingangswert von 0 mit einem beliebigen Koeffizienten der Impulsantwort generell 0 ist und daher nicht berücksichtigt werden muss.

Vorteilhafterweise nimmt das Filter als Eingangssignal den I- oder Q-Anteil eines Signals entgegen, insbesondere für den Fall, dass es sich bei dem Filter um sendeseitiges Pulsformungsfilter oder ein Empfangsfilter handelt. Dabei können beispielsweise 5 mögliche Werte –1, -√2, 0, +1 und +√2 mit geringem Schaltungsaufwand durch 5 verschiedene Eingangsworte mit 3 Bits dargestellt werden, wobei in diesem Fall das Eingangssignal ein 3 Bit breites Wort wäre. Jedem der Werte –1, –√2, 0, +1 und +√2 wird also ein 3 Bit breites Wort zugeordnet. Die Auflösung des Eingangssignals entspricht in diesem Fall nicht der Auflösung, die zur Angabe der bei der Multiplikation tatsächlich zugrunde liegenden Werte –1, –√2, 0, +1 und +√2 notwendig wäre (beispielsweise 8 Bit). Der Vorteil einer derartigen Darstellung der Werte ist, dass das erfindungsgemäße Filter im Eingangsbereich und die ansteuernde Schaltung einfacher realisiert werden können, da die Bitbreite deutlich geringer ist. Zur Darstellung k' verschiedener Werte sind lediglich ceil(ld(k')) Bits notwendig, wobei die Funktion ceil(i) die kleinste natürliche Zahl größer als i beschreibt. Im Fall von 5 Werten sind also ceil(ld(5)) ceil(2,23) = 3 Bits notwendig.

Die abgespeicherten Datenwerte entsprechen jeweils einem Produkt aus einem Wert des I- bzw. Q-Anteils und einem Koeffizienten der Impulsantwort. Hierbei ist zu berücksichtigen, dass für das Produkt dann vorteilhafterweise ein Wert des I- bzw. Q-Anteils mit entsprechend hoher Auflösung zugrunde gelegt wird.

Die vorstehend beschriebene Darstellung mehrerer Werte mit lediglich ceil(ld(k')) Bits muss nicht zwingend I- bzw. Q-Anteile eines Signals betreffen, sondern ist generell auch auf andere Anwendungsfälle übertragbar.

Ferner ist für das erfindungemäße Filter nicht zwingend, dass die Eingangswerte des Filters den zugrunde liegenden Werten der Multiplikatoren der abgespeicherten Produkte direkt entsprechen. Es ist ausreichend, wenn die abgespeicherten Datenwerte jeweils für das Produkt aus einem Koeffizienten der Impulsantwort und einem von dem Wert des Eingangssignals abhängigen Wert charakteristisch sind. Es ist in diesem Sinne denkbar, dass das erfindungsgemäße Filter auch das Symbol-Mapping vornimmt. In diesem Fall nimmt das Filter als Eingangssignal nicht bereits die I- oder Q-Anteile, sondern einen entsprechend parallelisierten Datenstrom vor dem Symbol-Mapping entgegen. Das Symbol-Mapping, d. h. die Zuordnung von Werten des Datenstroms auf die Symbole, insbesondere auf deren I- bzw. Q-Anteil, kann in diesem Fall bereits in der Lookup-Tabelle enthalten sein.

Vorteilhafterweise umfasst das digitale Filter gemäß der Anzahl der Lookup-Tabellen N Pfade, wobei der Eingang jedes der N Pfade ähnlich einem gewöhnlichen FIR-Filter von dem Filter-Eingangssignal oder von einem verzögerten Filter-Eingangssignal angesteuert wird. Dabei umfasst jeder der N Pfade jeweils ein Speicherelement zur Speicherung einer der N Lookup-Tabellen. Die N Pfade eines derartig ausgestalteten Filters entsprechen dabei den in 1a und 1b dargestellten Taps der FIR-Filter, wobei statt der Multiplizierer N Speicherelemente zur Speicherung der Lookup-Tabellen vorgesehen sind.

In diesem Fall umfasst jedes der N Speicherelemente vorteilhafterweise jeweils einen Adress-Eingang, welcher in Abhängigkeit des Filter-Eingangssignals (gegebenenfalls in verzögerter Form) angesteuert wird. Ferner weist jedes der N Speicherelemente einen Ausgang zur Ausgabe der abgespeicherten Datenwerte in Abhängigkeit des Signals am Adress-Eingang auf. Insbesondere wird pro Signalwert am Adress-Eingang ein Datenwert am Ausgang des jeweiligen Speicherelements ausgegeben.

Mit den vorstehend beschriebenen Speicherelementen, welche jeweils einen Adress-Eingang und einen Ausgang zur Ausgabe der Datenwerte umfassen, können die Lookup-Tabellen auf einfache Weise realisiert werden. In Abhängigkeit des Filter-Eingangssignals (gegebenenfalls in verzögerter Form) wird ein Adress-Signal generiert. Dabei ist der Adress-Eingang nicht zwingend mit dem Eingang des Filters verbunden; beispielsweise kann eine Teilschaltung am Eingang eines jeden Pfades vorgesehen werden, welche aus dort anliegenden Signalwerten zunächst Adresswerte generiert. Insbesondere kann vorgesehen sein, dass pro Abtastwert am Eingang eines Pfades entsprechend der gewählten Abtastraten-Erhöhung genau n Adresswerte generiert werden, wobei jeder der Adresswerte genau einem Datenwert zugeordnet ist.

Zu diesem Zweck ist vorteilhafterweise in dem erfindungsgemäßen Filter mindestens ein Zähler mit n Zählerständen zur Adress-Eingangs-Ansteuerung enthalten. Dabei ist es denkbar, dass pro Pfad jeweils ein Zähler verwendet wird oder lediglich ein Zähler zur Adress-Generierung in allen Pfaden genutzt wird. Mit Hilfe des Zählers kann so gewährleistet werden, dass pro Abtastwert am Eingang eines Pfades entsprechend der Abtastraten-Erhöhung genau n Adresswerte generiert werden.

Vorteilhafterweise ist in diesem Fall in jedem Pfad eine Teilschaltung zur Adress-Generierung vorgesehen. Die Teilschaltung bildet das jeweilige Tupel aus

  • – dem jeweiligen Wert des Eingangssignals des Pfades und
  • – dem jeweiligen Zählerstand
auf eine von k·n Adressen ab. Die Größe k beschreibt die Anzahl möglicher Werte des Filter-Eingangssignals, zu denen Datenwerte in den Speicherelementen abgelegt sind. Sind also beispielsweise zu den k = 4 Werten –1, –√2, +1 und +√2 in jedem Speicherelement n = 8 Datenwerte enthalten, werden dementsprechend k·n = 32 Adressen generiert.

Vorteilhafterweise umfasst das Filter ein Mittel zum sukzessiven Anlegen des Werts des Filter-Eingangssignals an jeden einzelnen Eingang der N Pfade. Das sukzessive Anlegen erfolgt dabei im Takt des Filter-Eingangssignals, d. h. im Fall eines Pulsformungsfilters im Symboltakt.

Für ein Pulsformungsfilter bedeutet dies, dass ein Wert des I- bzw. Q-Symbolanteils zunächst an den Eingang des ersten der N Pfade gelegt wird, so dass aus der Lookup-Tabelle im ersten Pfad n Datenwerte ausgelesen werden, welche die zeitlich ersten n Ausgangswerte des Ausgangssignals bestimmen. Derselbe Wert des Symbolanteils wird ein Symboltakt später dem zweiten Pfad zugeführt, so dass aus der Lookup-Tabelle im zweiten Pfad n Datenwerte ausgelesen werden, welche die zeitlich nachfolgenden Ausgangswerte bestimmen. Dies wird solange fortgeführt bis auch die letzte der N Lookup-Tabellen ausgelesen worden ist. Dabei gilt es zu berücksichtigen, dass nicht nur ein Eingangswert im Filter vorliegt, sondern kontinuierlich Eingangswerte in das Filter eingelesen werden, so dass in Abhängigkeit eines zeitlich nachfolgenden Symbolwertes beispielsweise die m-te der N Lookup-Tabellen ausgelesen wird, während zeitgleich in Abhängigkeit eines zeitlich vorhergehenden Symbolwertes die (m-1)-te der N Lookup-Tabellen ausgelesen wird. Die Ausgangssignale aller N Pfade werden dann vorteilhafterweise mittels eines entsprechenden Mittels zur Generierung des Filterausgangssignals überlagert.

Es ist von Vorteil, wenn das Mittel zum sukzessiven Anlegen des Werts des Filter-Eingangssignals eine von dem Eingangssignal angesteuerte Kette von N-1 Verzögerungselementen umfasst. Dabei sind der Eingang des ersten Verzögerungsmittels mit dem Eingang des ersten der N Pfade und jeweils der Ausgang der übrigen N-1 Verzögerungsmittel mit jeweils einem Eingang der übrigen N-1 Pfade elektrisch verbunden. Eine derartige Realisierungsform des erfindungsgemäßen Filters ist analog zu der in 1a dargestellten Realisierung des FIR-Filters. Alternativ wäre es auch denkbar, entsprechend 1b die Ausgangssignale der N Speichermittel zueinander über entsprechende Verzögerungsmittel zeitlich zu verschieben. Der Vorteil der erst genannten Alternative ist es aber, dass die eingangsseitigen Verzögerungsmittel bei einer geringen Bitbreite (beispielweise 3 Bit) des Eingangssignals mit geringerem Schaltungsaufwand realisiert werden können als ausgangsbezogene Verzögerungsmittel (hier typischerweise 8 Bit oder mehr zur Gewährleistung einer ausreichenden Signalauflösung). Ein weiterer Vorteil der erst genannten Alternative gegenüber der zweit genannten Alternative ist es ferner, dass um den Faktor der Abtastraten-Erhöhung n weniger Verzögerungselemente notwendig sind, da die Ausgangssignale der Lookup-Tabellen eine n-fach erhöhte Abtastrate aufweisen.

Vorteilhafterweise sind in den Lookup-Tabellen nur Datenwerte zu von 0 verschiedenen Werten des Filter-Eingangssignals ablegt. In diesem Fall umfasst vorteilhafterweise jeder Pfad ein Schaltungsmittel, welches den Ausgang eines Speicherelements vom Ausgang des Pfades entkoppeln kann. Die Entkopplung sollte dann erfolgen, wenn der Wert des Signals am Eingang des jeweiligen Pfades dem Wert 0 entspricht. Zu beachten ist dabei, dass aufgrund einer entsprechenden Darstellung für einen Nullwert nicht zwingend das Wort '000' anliegen muss. Vorteilhafterweise wird in diesem Fall ein Nullwert am Ausgang des Pfades generiert.

Vorteilhafterweise basiert das erfindungsgemäße Filter auf einer Root-Raised-Cosine-Übertragungsfunktion. Wie vorstehend zum Stand der Technik bereits beschrieben, ist eine derartige Übertragungsfunktion für die Pulsformung besonders geeignet. Generell sind mit dem erfindungsgemäßen Filter auch alle anderen Übertragungsfunktionen realisierbar, die sich auch mit einem gewöhnlichen FIR-Filter realisieren lassen. Beispielsweise auch ein Gauß-Filter für die GFSK-Modulation (gaussian frequency shift keying).

Der erfindungsgemäße I/Q-Modulator umfasst ein erfindungsgemäßes erstes Filter zur Pulsformung von Signalen des I-Pfades des I/Q-Modulators und ferner ein zweites erfindungsgemäßes Filter zur Pulsformung von Signalen des Q-Pfades des I/Q-Modulators.

Für das erfindungsgemäße Filterverfahren gelten die vorstehenden Aussagen hinsichtlich des erfindungsgemäßen Filters in entsprechender weise.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert; in diesen zeigen:

1a ein FIR-Filter mit eingangsseitiger Verzögerung gemäß dem Stand der Technik;

1b ein FIR-Filter mit ausgangsseitiger Verzögerung gemäß dem Stand der Technik;

2 eine Darstellung der komplexen Symbolwerte beim 8DPSK- oder &pgr;/4-DQPSK-Modulationsverfahren;

3 ein Prinzipschaltbild eines I/Q-Modulators für das 8DPSK- und/oder &pgr;/4-DQPSK-Modulationsverfahren;

4a den Verlauf des Betrags der Übertragungsfunktion eines Root-Raised-Cosine-Filters;

4b den Verlauf der Impulsantwort eines Root-Raised-Cosine-Filters; und

5 ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen digitalen Filters.

Hinsichtlich der in 1a und 1b dargestellten Realisierungsformen von aus dem Stand der Technik bekannten FIR-Filtern wird auf vorstehende Ausführungen verwiesen.

Das nachfolgend dargestellte Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen digitalen Filters ist für den Einsatz in einem Bluetooth-Sender vorgesehen, wobei der Bluetooth-Sender nach dem erweiterten Bluetooth-Standard 1.2 mit EDR (enhanced data rate) oder nach dem Standard Bluetooth High Rate arbeitet. Wie vorstehend bereits erwähnt, sind in dem erst genannten Standard erhöhte Datenübertragungsraten von 2 Mb/s und 3 Mb/s mit Hilfe einer &pgr;/4-DQPSK- bzw. 8DPSK-Modulation vorgesehen.

Daneben wird die gewöhnliche Datenrate von 1 Mb/s basierend auf einer binären GFSK-Modulation unterstützt. Bei dem Standard Bluetooth High Rate ist eine &pgr;/4-DQPSK- und eine 8DPSK-Modulation vorgesehen, wobei die Symbolrate gegenüber dem erst genannten Standard um den Faktor 4 höher ist.

Bei dem differentiellen &pgr;/4-DQPSK-Modulationsverfahren werden 2 Bits des zu sendenden seriellen Datenstroms auf ein komplexes Symbol abgebildet, während beim differentiellen 8DPSK-Modulationsverfahren 3 Bits auf ein komplexes Symbol abgebildet werden. Die möglichen Symbolwerte liegen dabei auf dem Einheitskreis. Bei derartigen differentiellen Modulationsverfahren ist der Symbolwert Sk zum Zeitpunkt k vom Symbolwert Sk-1 zum Zeitpunkt k-1 gemäß nachfolgender Gleichung abhängig:

Das Symbol Sk entsteht also durch Drehung des vorherigen Symbols Sk-1 um den Winkel &rgr;k.

In Tabelle 1 ist die Zuordnung zwischen 2 aufeinander folgenden Bits b2k-1 und b2k des Datenstroms und der Phasendrehung &rgr;k für die &pgr;/4-DQPSK-Modulation angegeben, während in Tabelle 2 die Zuordnung zwischen 3 aufeinander folgenden Bits b3k-2, b3k-1 und b3k des Datenstroms und der Phasendrehung &rgr;k für die 8DPSK-Modulation angegeben ist.

Tabelle 1
Tabelle 2

2 zeigt die bei dem 8DPSK- oder &pgr;/4-DQPSK-Verfahren resultierenden komplexen 8 Symbolwerte Sk auf dem Einheitskreis (jeweils durch einen Punkt markiert). Dabei weist sowohl der I- als auch der Q-Anteil 5 mögliche Werte auf: –1, –√2, 0, +1 und +√2.

In 3 ist der prinzipielle Aufbau eines sendeseitigen I/Q-Modulators für das 8DPSK- und/oder &pgr;/4-DQPSK-Verfahren dargestellt. Ein Symbol-Mapper 1 führt die vorstehend erläuterte Zuordnung zwischen den Bits des seriellen Datenstroms bk und den Symbolen Sk durch. Zur Ausgabe der komplexen Symbole Sk sieht der Symbol-Mapper 1 zwei Ausgänge vor, wobei der erste Ausgang den Inphase-Anteil I und der zweite Ausgang den Quadratur-Anteil Q des jeweiligen komplexen Symbols Sk bereitstellt. Wie bereits vorstehend beschrieben, können die jeweils 5 möglichen Werte des Inphase-Anteils I bzw. Quadratur-Anteils Q mit jeweils 3 Bits kodiert werden. Die Signale I und Q werden über zwei getrennte Pulsformungsfilter 2 und 3 in ihrer Bandbreite reduziert. Gewöhnlicherweise ist im Stand der Technik vor der eigentlichen Filterung eine Abtastraten-Erhöhung vorgesehen. Werden die Pulsformungsfilter 2 und 3 in der erfindungsgemäßen Weise implementiert, ist keine separate Abtastraten-Erhöhung notwendig, da die Abtastraten-Erhöhung in den erfindungsgemäßen Pulsformungsfiltern 2 bzw. 3 durchgeführt wird. Die entsprechend gefilterten Signalanteile werden nach einer Digital/Analog-Wandlung (nicht dargestellt) über die Mischer 4 und 5 auf die Trägerfrequenz f0 = &ohgr;0 / 2&pgr; gemischt und anschließend überlagert.

In dem erweiterten Bluetooth-Standard 1.2 mit EDR ist vorgesehen, dass die Pulsformungsfilter 2 und 3 jeweils als Root-Raised-Cosine-Filter ausgeführt sind.

Der Betrag der Übertragungsfunktion eines derartigen Root-Raised-Cosine-Filters bestimmt sich zu:

Dabei beschreiben fs = 1 MSymbols/s die Symbolfrequenz und Ts = 1/fs = 1 &mgr;s die Symbolzeitdauer. Die Größe &bgr; gibt den sogenannten Roll-off-Faktor an und kann im Bereich zwischen 0 und 1 liegen. Für den erweiterten Bluetooth-Standard 1.2 mit EDR ist ein Roll-off-Faktor &bgr; von 0,4 vorgesehen.

In 4a ist der Verlauf des Betrags der Übertragungsfunktion eines Root-Raised-Cosine-Filters in Abhängigkeit der Frequenz f dargestellt. Der Verlauf lässt sich dabei, wie auch an Gleichung 2 ersichtlich, in drei Bereiche 10, 11 und 12 untergliedern. Durch die Wahl des Roll-off-Faktors &bgr; lassen sich die Bereichsgrenzen verschieben, so dass bei großen Werten von &bgr; im Bereich 11 der Verlauf sehr steil wird, während bei geringen Werten von &bgr; der Verlauf sehr flach ist. Nach dem Nyquist-Kriterium sollte für die Realisierung eines derartigen Root-Raised-Cosine-Filters mindestens mit 2-facher Überabtastung gearbeitet werden.

In 4b ist der Verlauf der Impulsantwort eines Root-Raised-Cosine-Filters mit einem Roll-off-Faktor von 0,5 dargestellt. Es ist ersichtlich, dass zu den Zeitpunkten t = i·Ts mit i = –2, –1, 1 und 2 der Verlauf keinen Nulldurchgang aufweist, so dass gefilterte zeitlich aufeinander folgende Pulse zu den Abtastzeitpunkten interferieren würden, was auch als ISI (intersymbol interference) bezeichnet wird. Da jedoch grundsätzlich 2 derartige Filter im Übertragungspfad vorhanden sind, ergibt sich für die resultierende Übertragungsfunktion ein Verlauf, welcher jeweils an den Zeitpunkten t = i·Ts mit i = –2, –1, 1 und 2 einen Nulldurchgang aufweist.

Weiterführende Ausführungen zu den im Bluetooth-Standard 1.2 mit EDR verwendeten Modulationsverfahren und der dort vorgesehenen Pulsformung können dem Bluetooth-Dokument „Bluetooth-Specification Version 1.2 with EDR [Vol 2]", Kapitel 3.2, Seiten 36 bis 41, entnommen werden.

In 3 ist ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen digitalen Pulsformungsfilters 2 bzw. 3 bei einer Symbolrate fs von 1 MSymbols/s dargestellt. Bei dem erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel ist die Anzahl der Lookup-Tabellen zu N = 5 gewählt, so dass die maximale Länge der Impulsantwort der Dauer von 5 Eingangswerten entspricht. Ferner wird mittels des Filters eine Abtastraten-Erhöhung um den Faktor n = 8 durchgeführt, so dass die maximale Länge der Impulsantwort am Filter-Ausgang n·N = 8·5 = 40 Ausgangswerten entspricht. Die Gesamtanzahl k' der möglichen Werte des Eingangssignals ist 5, wobei nur für k = 4 Werte in den Lookup-Tabellen Datenwerte abgelegt sind. Der verbleibende fünfte Wert entspricht dabei dem Wert 0, wobei für diesen Wert der Ausgang der Lookup-Tabellen jeweils vom Filter-Ausgang entkoppelt wird.

Das Filter umfasst einen Filter-Eingang 30 zur Entgegennahme des Inphase- oder Quadraturanteils I bzw. Q (s. 3) und einen Filter-Ausgang 31 zur Ausgabe des jeweils gefilterten Symbolanteils. Dabei weist der Eingang zur Darstellung von 5 verschiedenen Werten lediglich eine Busbreite von 3 Bit auf, während die Busbreite des Ausgangs 8 Bit beträgt. In vielen anderen Anwendungsfällen ist jedoch bereits eine Breite des Ausgangsbus von weniger als 8 Bit ausreichend, während es auch Anwendungen gibt, die mehr als 8 Bit erfordern. Eingangsseitig ist eine Kette 32 von (N-1) = 4 Verzögerungsgliedern 33.133.4 vorgesehen. Die Verzögerungsdauer eines derartigen Verzögerungsglieds 33.133.4 beträgt eine Symbolzeitdauer Ts. Ferner sind an den Eingängen der Verzögerungsglieder 33.133.4 sowie am Ausgang des letzten Verzögerungsgliedes 33.4 5 Pfade 34.134.5 vorgesehen.

Jeder Pfad 34.134.5 umfasst eingangsseitig ein Bitschiebe-Mittel 35.135.5. Ferner beinhaltet jeder Pfad 34.134.5 jeweils einen Addierer 36.136.5, welcher das Ausgangssignal des jeweiligen Bitschiebe-Mittels 35.135.5 mit dem Ausgangssignal eines Zählers 37 addiert. Ferner umfasst jeder Pfad ein Speicherelement 38.138.5, dessen Adress-Eingang A jeweils von dem Ausgang des entsprechenden Addierers 36.136.5 angesteuert wird. In jedem Speicherelement ist eine von 5 Lookup-Tabellen abgelegt. Am Datenausgang D eines jeden Speicherelementes 38.138.5 ist jeweils ein Multiplizierer 39.139.5 vorgesehen, dessen Ausgangssignal jeweils das Ausgangssignal des jeweiligen Pfades 34.134.5 bildet. Die Ausgangssignale der Pfade 34.134.5 werden mittels einer Kette 40 von N-1 = 4 Addierern 41.141.4 überlagert, so dass aus der Überlagerung das gefilterte und überabgetastete Signal am Filterausgang 31 gewonnen wird.

Ein Wert des I- bzw. Q-Symbolanteils am Filter-Eingang 30 wird zunächst an den Eingang des ersten Pfads 34.1 gelegt, so dass aus der Lookup-Tabelle im ersten Pfad n Datenwerte ausgelesen werden, welche die zeitlich ersten n Ausgangswerte des Signals am Filter-Ausgang 31 bestimmen. Derselbe Wert des Symbolanteils wird eine Symbolzeitdauer Ts später dem zweiten Pfad 34.2 zugeführt, so dass aus der Lookup-Tabelle im zweiten Pfad 34.2 n Datenwerte ausgelesen werden, welche die zeitlich nachfolgenden Ausgangswerte bestimmen. Dies wird fortgeführt bis auch die Lookup-Tabelle in dem letzten Pfad 34.5 ausgelesen worden ist. Dabei gilt es zu berücksichtigen, dass nicht nur ein Eingangswert im Filter vorliegt, sondern kontinuierlich Eingangswerte in den Filter eingelesen werden, so dass in Abhängigkeit eines zeitlich nachfolgenden Symbolwertes beispielsweise die m-te der 5 Lookup-Tabellen ausgelesen wird, während zeitgleich in Abhängigkeit eines zeitlich vorhergehenden Eingangswertes die (m-1)-te der 5 Lookup-Tabellen ausgelesen wird.

Darüber hinaus ist am Eingang 30 des Filters ein Komparator 42 vorgesehen, welcher das 3 Bit breite Signal I bzw. Q am Filter-Eingang 30 jeweils mit dem digitalen 3 Bit breiten Wort „100" vergleicht. Das 3 Bit breite Wort „100" stellt dabei den Wert 0 dar. Es erfolgt über den Komparator 42 eine Prüfung, ob am Filter-Eingang 30 der Wert 0 (in der digitalen Darstellung „100") anliegt. Ist dies der Fall, liefert der Komparator den logischen Wert 0, andernfalls den logischen Wert 1. Das Ausgangssignal des Komparators 42 wird über eine Kette 43 von (N-1) = 4 Verzögerungselementen 44.144.4 (beispielsweise als D-Flip-Flops realisiert) verzögert. Die Verzögerungsdauer der Verzögerungsglieder 44.144.4 entspricht der Symbolzeitdauer Ts. Das Ausgangssignal des Komparators 42 bzw. die am Ausgang der Verzögerungsglieder 44.144.4 anliegenden verzögerten Signale werden jeweils dem zweiten Eingang der Multiplizierer 39.139.5 zugeführt.

Wird seitens des Komparators 42 erkannt, dass am Filter-Eingang 30 der Wert 0 vorliegt (entspricht dem binären Wort „100"), wird eine logische 0 am Ausgang des Komparators 42 geliefert, so dass der Ausgang des Multiplizierers 39.1 und im Symboltakt fs nachfolgend die Ausgänge der Multiplizierer 39.239.5 unabhängig von dem Ausgangswert des jeweiligen Speicherelements 38.138.5 den Wert 0 (beispielsweise dargestellt als binäres Wort „00000000") aufweisen. Der Ausgang des jeweiligen Speicherelements 38.138.5 wird quasi mittels des jeweiligen Multiplizierers 39.139.5 mit dem Wert 0 überschrieben, sobald am Eingang des Pfades 34.134.5 eine 0 anliegt. Da die jeweiligen Multiplizierer 39.139.5 lediglich das Ausgangssignal des jeweiligen Speicherelements 38.138.5 mit einer logischen 0 oder einer logischen 1 multiplizieren, können die Multiplizierer 39.139.5 als vereinfachte Multiplizierer realisiert werden, welche die Ausgangssignale des Speicherelemente 38.138.5 entweder unverändert passieren lassen (Multiplikation mit 1) oder ausgangsseitig auf den Wert 0 setzen (Multiplikation mit 0). Bei diesen vereinfachten Multiplizierern 39.139.5 werden die Signale der einzelnen Ausgangsleitungen der Speicherelemente 38.138.5 bitweise über UND-Gatter mit dem Ausgangssignal des Komparators 42 bzw. mit dem verzögerten Ausgangssignal des Komparators 42 verknüpft.

Zur Erzeugung der jeweiligen Adress-Signale für die Speicherelemente 38.138.5 wird das jeweilige Signal am Anfang eines Pfades 34.134.5 zunächst über ein Bitschiebe-Mittel 35.135.5 um ceil(ld(n)) = 3 Bitstellen nach links verschoben. Dafür kann beispielsweise ein digitaler Multiplizierer vorgesehen werden, welcher eine Multiplikation mit dem Wert 8 in digitaler Darstellung durchführt. Aus einem Wort „011" wird dadurch beispielsweise das Wort „011000" generiert. Die drei niederwertigsten Bitstellen des verschobenen Wortes werden über den Zählerstand des Zählers 37 bestimmt. Der Zähler zählt fortlaufend von 0 (entspricht dem Wort „000") bis n-1 (entspricht dem Wort „111"), wobei die Ausgangswerte des Zählers mit der Taktrate n·fs wechseln. Dies bedeutet, dass in jedem Pfad pro Symbolzeitdauer Ts n = 8 Adressen in Abhängigkeit des Signals am jeweiligen Eingang des Pfades generiert werden. Statt eines durch Logik realisierten Bitschiebe-Mittels und Addierers, kann die Funktion dieser beiden Elemente auch durch eine entsprechende Verdrahtung der Bitleitungen bewirkt werden. In diesem Fall wird das Signal für den Adress-Eingang A derart erzeugt, dass die höherwertigen Bits des Adress-Signals, insbesondere die ceil(ld(k)) = 2 höherwertigsten Bits, dem Pfad-Eingangssignal entsprechen und die niederwertigen Bits, insbesondere die ceil(ld(n)) = 3 niederwertigsten Bits, dem Ausgangssignal des Zählers 37 entsprechen. Ferner kann jeweils statt eines Bitschiebe-Mittels 35.135.5, insbesondere für den Fall, dass n keine Zweierpotenz darstellt, auch ein Multiplizierer vorgesehen werden, welcher das Pfad-Eingangssignal jeweils mit dem Faktor n multipliziert.

In Tabelle 3 ist beispielhaft eine Speicherbelegung der Speicherelemente 38.138.5 dargestellt. Jedes Speicherelement weist k·n = 32 Adressen auf, wobei unter jeder Adresse jeweils ein 8 Bit breiter Datenwert abgelegt werden kann. Der Datenwert entspricht dabei dem Produkt aus einem Koeffizienten der Impulsantwort und des jeweils vorliegenden Wertes des I- bzw. Q-Anteils am Eingang des Pfades. Die 8 Bit Datenwerte sind in hexadezimaler Darstellung in der Tabelle angegeben. Hierbei wird für negative Zahlen eine 2er-Komplement-Darstellung gewählt. Jedem der k = 4 Filter-Eingangswerte –1, –√2, +1 und +√2 sind dabei entsprechend der Abtastraten-Erhöhung n = 8 Datenwerte zugeordnet. Liegt am Eingang eines jeweiligen Pfades als I- bzw. Q-Anteil der Wert 0 an, so wird der Ausgang des jeweiligen Pfades auf 0 gesetzt.

Ferner ist aus Tabelle 3 ersichtlich, dass für das letzte Speicherelement 38.5 die jeweils 3 letzten Datenwerte zu den k = 4 Filter-Eingangswerten zu 0 („0x00") gesetzt sind. Dies bedeutet, dass die Impulsantwort eine Länge von lediglich n·N-3 = 37 Ausgangswerten aufweist, da die bei der Impulsantwort ausgelesenen drei letzten Datenwerte zu 0 gesetzt sind. Theoretisch wäre es auch denkbar, dass diese Datenwerte mit dem Wert 0 nicht explizit in dem letzten Speicherelement 38.5 abgelegt werden müssen.

Die vorstehend beschriebene Schaltung könnte im Sinne der Erfindung in der Weise modifiziert werden, dass das erfindungsgemäße Filter auch das Symbol-Mapping vornimmt. In diesem Fall würden nicht der I- bzw. Q-Anteil dem Filter-Eingang zugeführt, sondern stattdessen die zu übertragenden Bits bk in paralleler Form (für die &pgr;/4-DQPSK-Modulation zwei Bits und für die 8DPSK-Modulation drei Bits parallel). Die in Tabelle 1 bzw. 2 enthaltenen Zuordnungen wären in diesem Fall in den abgespeicherten Lookup-Tabellen inhärent enthalten. Aufgrund der Tatsache, dass es sich bei der &pgr;/4-DQPSK-Modulation und bei der 8DPSK-Modulation um differentielle Modulationsverfahren handelt, hängt die Auswahl der Datenwerte nicht nur von dem Signal am Eingang des jeweiligen Pfades zum Zeitpunkt i·Ts, sondern auch zum Zeitpunkt (i-1)·Ts ab. Eine derartige Auswahl der Datenwerte in Abhängigkeit älterer Eingangswerte wäre bei einem nicht-differentiellen Modulationsverfahren in Hinblick auf die zusätzliche Integration des Symbol-Mappings nicht notwendig.

Tabelle 3

Anspruch[de]
  1. Digitales Filter (2, 3) mit endlicher Impulsantwort, wobei die Länge der Impulsantwort maximal der Dauer von N Eingangswerten entspricht,

    – welches ein digitales Filter-Eingangssignal (I, Q) entgegennimmt und ein gegenüber dem Filter-Eingangssignal n-fach überabgetastetes Filter-Ausgangssignal ausgibt, und

    – welches ein Mittel (38.138.5) zum Speichern einer Mehrzahl N von Lookup-Tabellen umfasst, wobei in jeder Lookup-Tabelle für eine Mehrzahl k möglicher Werte des Filter-Eingangssignals (I, Q) pro Wert n Datenwerte ablegt sind und jeder Datenwert für das Produkt aus

    – einem Koeffizienten der Impulsantwort und

    – einem Wert des Eingangssignals (I, Q) oder einem von diesem Wert des Eingangssignals abhängigen Wert charakteristisch ist, wobei das Ausgangssignal aus den Datenwerten gebildet wird.
  2. Digitales Filter (2, 3) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet dass das Filter ein sendeseitiges Pulsformungsfilter ist.
  3. Digitales Filter (2, 3) nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet dass das Filter als Eingangssignal den I- oder Q-Anteil (I, Q) eines Signals entgegennimmt – insbesondere in Form von ceil(ld(k')) Bits, wobei k' die Gesamtzahl der möglichen Werte des Filter-Eingangssignals beschreibt – und jeder Datenwert dem Produkt

    – eines Koeffizienten der Impulsantwort und

    – eines Wertes des I- bzw. Q-Anteils (I, Q)

    entspricht.
  4. Digitales Filter (2, 3) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet dass das digitale Filter N Pfade (34.134.5) umfasst, wobei

    – der Eingang jedes der N Pfade (34.134.5) von dem Filter-Eingangssignal (I, Q) oder von einem verzögerten Filter-Eingangssignal angesteuert wird und

    – jeder der N Pfade (34.134.5) jeweils ein Speicherelement (38.138.5) zur Speicherung einer der N Lookup-Tabellen umfasst.
  5. Digitales Filter (2, 3) nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet dass jedes Speicherelement (38.138.5)

    – einen Adress-Eingang (A), welcher in Abhängigkeit des Filter-Eingangssignals (I, Q) angesteuert wird, und

    – einen Ausgang (D) zur Ausgabe abgespeicherter Datenwerte in Abhängigkeit des Signals am Adress-Eingang (A)

    umfasst.
  6. Digitales Filter (2, 3) nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch einen Zähler (37) mit n Zählerständen zur Adress-Eingangs-Ansteuerung.
  7. Digitales Filter (2, 3) nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet dass in jedem Pfad (34.134.5) eine Teilschaltung (35.135.5, 36.136.5) vorgesehen ist, wobei die Teilschaltung das jeweilige Tupel aus

    – dem jeweiligen Wert des Eingangssignals des Pfades und

    – dem jeweiligen Zählerstand

    auf eine von k·n Adressen abbildet.
  8. Digitales Filter (2, 3) nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass das Filter ein Mittel (32) zum sukzessiven Anlegen des Werts des Filter-Eingangssignals (I, Q) an jeden einzelnen Eingang der N Pfade (34.134.5) umfasst, wobei das sukzessive Anlegen im Takt des Filter-Eingangssignals (I, Q) erfolgt.
  9. Digitales Filter (2, 3) nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet dass

    das Mittel zum sukzessiven Anlegen des Werts des Filter-Eingangssignals eine von dem Eingangssignal angesteuerte Kette (32) von N-1 Verzögerungselementen (33.133.4) umfasst,

    wobei der Eingang des ersten Verzögerungsmittels (33.1) mit dem Eingang des ersten (34.1) der N Pfade und jeweils der Ausgang der übrigen N-1 Verzögerungsmittel (33.233.4) mit jeweils einem Eingang der übrigen N-1 Pfade (34.234.5) elektrisch verbunden sind.
  10. Digitales Filter (2, 3) nach einem der Ansprüche 4 bis 9, gekennzeichnet durch ein Mittel (40) zum Überlagern der Ausgangssignale der N Speicherelemente (38.138.5).
  11. Digitales Filter (2, 3) nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass das Mittel (40) zum Überlagern N-1 Addierer (41.141.4) umfasst.
  12. Digitales Filter (2, 3) nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet dass in den Lookup-Tabellen nur Datenwerte zu von 0 verschiedenen Werten des Filter-Eingangssignals ablegt sind.
  13. Digitales Filter (2, 3) nach auf Anspruch 5 rückbezogenem Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet dass jeder Pfad (34.134.5) ein Schaltungsmittel (39.139.5) umfasst, welches den Ausgang (D) eines Speicherelements (38.138.5) vom Ausgang des jeweiligen Pfades entkoppelt, wenn der Wert des Signals am Eingang des jeweiligen Pfades 0 entspricht.
  14. Digitales Filter (2, 3) nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet dass das Filter auf einer Root-Raised-Cosine-Übertragungsfunktion basiert.
  15. Digitales Filter (2, 3) nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet dass das Filter-Eingangssignal lediglich 5 verschiedene Werte aufweist, wobei insbesondere das Filter-Eingangssignal den I- oder Q-Signalanteil bei einer PSK-Modulation mit 8 verschiedenen komplexen Symbolwerten auf dem Einheitskreis beschreibt.
  16. Digitales Filter (2, 3) nach Anspruch 2 oder einem der auf Anspruch 2 rückbezogenen Ansprüche 3 bis 15, dadurch gekennzeichnet dass das Filter neben der Pulsformung auch zur Durchführung des Symbol-Mappings verwendet wird.
  17. I/Q-Modulator, umfassend

    – ein erstes Filter (2) nach einem der Ansprüche 1 bis 16 zur Pulsformung von Signalen des I-Pfades des I/Q-Modulators, und

    – ein zweites Filter (3) nach einem der Ansprüche 1 bis 16 zur Pulsformung von Signalen des Q-Pfades des I/Q-Modulators.
  18. I/Q-Modulator nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet dass der I/Q-Modulator in einem Sender eingesetzt wird, welcher konform zum Standard Bluetooth 1.2 oder höher mit Enhanced Data Rate oder zum Standard Bluetooth High Rate ist.
  19. Filterverfahren mit endlicher Impulsantwort, wobei die Länge der Impulsantwort maximal der Dauer von N Eingangswerten entspricht,

    – welches für ein digitales Filter-Eingangssignal (I, Q) ein gegenüber dem Filter-Eingangssignal n-fach überabgetastetes Filter-Ausgangssignal ausgibt, und

    – bei welchem zur Filterung des digitalen Filter-Eingangssignals eine Mehrzahl N abgespeicherter Lookup-Tabellen (38.138.5) ausgelesen werden, wobei in jeder Lookup-Tabelle für eine Mehrzahl k möglicher Werte des Filter-Eingangssignals (I, Q) pro Wert n Datenwerte ablegt sind und jeder Datenwert für das Produkt aus

    – einem Koeffizienten der Impulsantwort und

    – einem Wert des Eingangssignals (I, Q) oder einem von diesem Wert des Eingangssignals abhängigen Wert charakteristisch ist, wobei das Ausgangssignal aus den Datenwerten gebildet wird.
  20. Filterverfahren nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass das Filterverfahren eine Filterung im Rahmen einer sendeseitigen Pulsformung durchführt.
  21. Filterverfahren nach Anspruch 19 oder 20, dadurch gekennzeichnet dass das Filter-Eingangssignal den I- oder Q-Anteil (I, Q) eines Signals darstellt – insbesondere in Form von ceil(ld(k')) Bits, wobei k die Gesamtzahl der möglichen Werte des Filter-Eingangssignals beschreibt – und jeder Datenwert dem Produkt

    – eines Koeffizienten der Impulsantwort und

    – eines Wertes des I- bzw. Q-Anteils (I, Q)

    entspricht.
  22. Filterverfahren nach einem der Ansprüche 19 bis 21, dadurch gekennzeichnet dass in den Lookup-Tabellen (38.138.5) nur Datenwerte zu von 0 verschiedenen Werten des Filter-Eingangssignals ablegt sind.
  23. Filterverfahren nach einem der Ansprüche 19 bis 22, dadurch gekennzeichnet dass das Filterverfahren ein Root-Raised-Cosine-basiertes Filterverfahren ist.
  24. Filterverfahren nach einem der Ansprüche 19 bis 23, dadurch gekennzeichnet dass das Filter-Eingangssignal (I, Q) lediglich 5 verschiedene Werte aufweist, wobei insbesondere das Filter-Eingangssignal den I- oder Q-Signalanteil (I, Q) bei einer PSK-Modulation mit 8 verschiedenen komplexen Symbolwerten auf dem Einheitskreis beschreibt.
  25. Filterverfahren nach einem der Ansprüche 19 bis 24, dadurch gekennzeichnet dass das Filterverfahren in einem Sender zur Pulsformung eingesetzt wird, welcher konform zum Standard Bluetooth 1.2 oder höher mit Enhanced Data Rate oder zum Standard Bluetooth High Rate ist.
Es folgen 4 Blatt Zeichnungen






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