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Dokumentenidentifikation DE60018624T2 13.04.2006
EP-Veröffentlichungsnummer 0001026824
Titel DIGITALES FILTER MIT UMSCHALTBARER BANDBREITE MIT VERRINGERTEN TRANSIENTEN WÄHREND DES SCHALTENS
Anmelder Ford Motor Co., Dearborn, Mich., US
Erfinder Whikehart, J. William, Novi, Michigan 48374, US
Vertreter Drömer, H., Dipl.-Phys. Dr.-Ing., Pat.-Ass., 51429 Bergisch Gladbach
DE-Aktenzeichen 60018624
Vertragsstaaten DE, GB, NL
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 17.01.2000
EP-Aktenzeichen 003002797
EP-Offenlegungsdatum 09.08.2000
EP date of grant 16.03.2005
Veröffentlichungstag im Patentblatt 13.04.2006
IPC-Hauptklasse H03H 17/02(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, EP

Beschreibung[de]

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Digitalfilter mit geschalteter oder umschaltbarer Bandbreite, die ausgelagerte Koeffizientensätze verwenden; und spezieller Koeffizientensätze zu modifizieren, um Schalttransienten am Ausgang des Digitalfilters zu vermindern.

Digitalfilter manipulieren diskrete Abtastungen eines Eingangssignals, um ein Filter-Ausgangssignal zu erzeugen. In der Technik sind verschiedene Filterstrukturen bekannt, etwa jene für Finite-Impulse-Response-Filter (FIR) und Infinite-Impulse-Response_Filter (IIR). IIR-Filter höherer Ordnung (die eine höhere Selektivität bereitstellen) werden typischerweise unter Verwendung einer Mehrzahl von Filtern niederer Ordnung implementiert, die in einer Kaskade geschaltet sind.

Während der Verarbeitung eines Signals kann es notwendig werden die Filterung des Signals zu ändern (z.B. eine Änderung der Bandbreite, Paßband-Charakteristik, Gruppenverzögerung oder anderer Filterparameter). Um Hardware und/oder Software-Anforderungen zu minimieren, ist es wünschenswert vor und nach der Änderung die gleiche Filterstruktur zu benutzen, indem man lediglich die digitalen Filterkoeffizienten ändert.

US 5530660 und US 5856934 legen einen variablen digitalen Bandpaßfilter offen, dessen Charakteristik – insbesondere Mittenfrequenz und Bandbreite – modifiziert werden können, indem man einen zugehörigen Koeffizientensatz in den Filter lädt. Der Filter umfaßt eine Mehrzahl von in Kaskadenform zusammengeschalteten IIR-Filterabschnitten zweiter Ordnung.

Nach dem Schalten der Filterkoeffizienten treten aufgrund des Koeffizientenwechsels jedoch Fehler oder andere Transienten am Filterausgang auf. Diese Effekte sind speziell für IIR-Filter höherer Ordnung ein Problem, welche interne Knoten aufweisen können.

In einem Radioempfänger mit digitaler Signalverarbeitung (DSP, Digital Signal Processing; digitale Signalverarbeitung) wird ein Digitalkanalfilter auf ein Zwischenfrequenz-Signal (IF, Intermediate Frequency; Zwischenfrequenz) angewandt, um den gewünschten Kanal auszuwählen und andere Sendekanäle abzuweisen. Abhängig von der Gegenwart angrenzender oder alternativer Kanal-Sendesignale kann für den Kanalfilter ein weites oder schmales Paßband benutzt werden. Wenn man zwischen den beiden Bandweiten umschaltet, indem man in einem DSP-Filter zwischen zwei Koeffizientensätzen umschaltet, so können sich ergebende Transienten hörbare Knall- und/oder Klickgeräusche verursachen, welche nicht akzeptabel sind. In einem Aspekt der Erfindung stellt ein Digitalfilter mit geschalteter Bandbreite selektiv eine erste Bandbreitencharakteristik oder eine zweite Bandbreitencharakteristik bereit. Eine Mehrzahl von Filterabschnitten wird zwischen einem Eingang und einem Ausgang kaskadierend in Reihe geschaltet, wobei jeder Filterabschnitt einen Abschnittsausgang besitzt, der einen entsprechenden Knoten des Digitalfilters bereitstellt. Ein erster in die Filterabschnitte zu ladender Koeffizientensatz erzeugt die erste Bandbreitencharakteristik und liefert entsprechende Netto- oder Gesamtverstärkungen zwischen dem Eingang und jedem der Knoten. Ein zweiter in die Filterabschnitte zu ladender Koeffizientensatz erzeugt die zweite Bandbreitencharakteristik und liefert entsprechende Netto- oder Gesamtverstärkungen zwischen dem Eingang und jedem der Knoten. Gemäß der vorliegenden Erfindung sind die Netto- oder Gesamtverstärkungen, die durch die ersten und zweiten Koeffizientensätze bereitgestellt werden, in mindestens einem der Knoten im Wesentlichen zueinander passend, was in verminderten Transienteneffekten resultiert, wenn man zwischen den ersten und zweiten Koeffizientensätzen umschaltet.

Die vorliegende Erfindung besitzt den Vorteil Transienteneffekte zu vermindern, wenn man Filterkoeffizientensätze umschaltet, indem man die Konstruktion der beiden Koeffizientensätze koordiniert.

Die Erfindung wird nun, anhand eines Beispiels, unter Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben werden:

1 trägt Empfangsfeldstärken in einem lokalen Empfangsgebiet auf, wobei für einen gewünschten Radiokanal von Interesse Wechselwirkungen mit angrenzenden Kanälen bestehen;

2 ist ein Blockdiagramm, das Abschnitte eines DSP-Radioempfängers zeigt;

3 ist ein Blockdiagramm, das DSP-Verarbeitung eines Zwischenfrequenzsignals zeigt, wie sie in der vorliegenden Erfindung verwendet wird;

4 zeigt die Innenstruktur eines Kanalfilters;

5 ist ein Ablaufdiagramm, das Filterkonstruktionstechniken der bisherigen Technik zeigt, um einen Filterkoeffizientensatz zu erhalten;

6A6D zeigen „Q's" oder Spektren für sequentielle Filterabschnitte, die unter Verwendung herkömmlicher Filterkonstruktionstechniken erhaltene Koeffizienten aufweisen;

7A7D zeigen „Q's" von sequentiellen Filterabschnitten gemäß einem zweiten Koeffizientensatz, um ein schmaleres Paßband als die Filter der 5A5D bereitzustellen;

8A8D zeigen eine Umordnung von Filterabschnitten und ihrer „Q's" in 5A5D gemäß der vorliegenden Erfindung;

9A9D zeigen eine Umordnung von Filterabschnitten und ihrer „Q's" in 7A7D gemäß der vorliegenden Erfindung; und

10 ist ein Ablaufdiagramm, das eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, um Filterkoeffizientensätze so zu modifizieren, um die an internen Knoten des Filters bereitgestellte Gesamtverstärkung abzustimmen.

1 zeigt ein Frequenzspektrum 10 einer gewünschten Radiosendung, die eine Mittenfrequenz 11 besitzt und einen zugewiesenen Kanal fd zwischen einer unteren Frequenz 12 und einer oberen Frequenz 13 einnimmt. Ein oberer angrenzender Kanal fu ist als ein Sendesignal 14 – mit im Wesentlichen keinem Überschuß-Signalanteil in dem gewünschten Frequenzkanal – enthaltend gezeigt, wodurch der obere angrenzende Kanal keine Interferenz verursacht. Ein unterer angrenzender Kanal bei fl ist jedoch als eine Radiosendung einschließend gezeigt, die einen wesentlichen Signalanteil oberhalb der unteren Frequenz 12 des gewünschten Kanals aufweist. Die resultierende Interferenz verschlechtert den Empfang der gewünschten Radiosendung.

Interferenz angrenzender Kanäle kann mittels Verengung des Paßbandes eines Bandpaßfilters in dem Empfänger vermindert werden, um den von dem angrenzenden Kanal durch den Empfänger passierenden Signalanteil zu vermindern. Folglich zeigt 1 eine schmale Bandbreite 16, welche in den Zwischenfrequenz-Signalweg geschaltet werden kann, um die Interferenz angrenzender Kanäle zu lindern. Liegt keine Interferenz angrenzender Kanäle vor, so wird eine Bandbreite 17 benutzt um die Qualität des empfangenen, gewünschten Signals zu maximieren. Innerhalb des Empfängers wird die Mittenfrequenz 11 in eine Zwischenfrequenz übersetzt, welche eine Zwischenfrequenz von Null sein kann. In diesem Fall ist der Filter ein Tiefpaßfilter.

2 ist ein Blockdiagramm, das einen digitale Signalverarbeitung verwendenden Radioempfänger zeigt. Eine Antenne 20 empfängt Sendesignale RF, welche an einen RF-Verstärker 21 gekoppelt sind. Verstärkte RF-Signale werden zu einem Eingang eines Mischers 22 bereitgestellt. Ein lokaler Oszillator 23 stellt ein Mischsignal zu einem zweiten Eingang von Mischer 22 bereit, wobei das Mischsignal eine Frequenz unter der Regelung einer Abstimm-Regelschaltung (nicht gezeigt) aufweist. Ein trägerbasiertes Signal in der Form eines Zwischenfrequenzsignals (IF) wird von Mischer 22 zum Eingang eines Analog/Digital-Wandlers (A/D-Wandler) 24 bereitgestellt. Ein digitalisiertes IF-Signal wird für Filterung, Entmodulierung und andere Weiterverarbeitung des resultierenden Audiosignals zu einem Digitalsignal-Verarbeitungsblock (DSP-Block) 25 bereitgestellt. Ein abschließendes Audiosignal wird von DSP 25 zum Eingang eines Digital/Analog-Umsetzers (D/A-Umsetzer) 26 bereitgestellt, welcher analoge Audiosignale zu einem Lautsprechersystem 27 bereitstellt. Verarbeitung des digitalisierten IF-Signals innerhalb von DSP 25 ist in 3 genauer gezeigt. Die Ausführungsform von 3 ist besonders angepaßt um AM-Signale zu verarbeiten. Das digitalisierte IF-Signal wird zum Eingang eines komplexen Mischers 30 bereitgestellt, um phasengleiche (I) und phasenverschobene (Q) Signale zu erzeugen. Ein Oszillator 31 erzeugt ein Einspeisesignal fif, welches nominell gleich der Zwischenfrequenz des IF-Signals ist, so daß das IF-Signal auf eine neue IF-Frequenz von ungefähr Null Hertz gemischt wird. Das Einspeisesignal ist direkt an einen Eingang eines ersten Mischers 32 gekoppelt, und durch einen 90°-Phasenverschiebungsblock 33 an einen Eingang eines zweiten Mischers 34. Das digitalisierte IF-Signal wird zu jeweiligen Eingängen von Mischern 32 und 34 bereitgestellt, um die I- und Q-Signale zu erzeugen. Die I- und Q-Signale werden durch Dezimierungsblöcke 35 und 36 entsprechend dezimiert, um abtastratenreduzierte Signale zu den Eingängen der Kanalfilter 37 und 38 bereitzustellen.

Mit der vorliegenden Erfindung können andere Zwischenfrequenzen ungleich Null oder nicht komplexe Signaldarstellungen benutzt werden. Eine komplexe Darstellung mit Null-IF besitzt in der DSP-Verarbeitung jedoch viele Vorteile, wietwa kompakte Codegröße, minimierte Chipfläche und effiziente Datenhandhabung.

Kanalfilter 37 und 38 werden entweder mit einem Koeffizientensatz #1 oder einem Koeffizientensatz #2 durch einen Multiplexer unter Regelung eines angrenzende Kanäle detektierenden Blocks 41 geladen. Ein Koeffizientensatz stellt eine weite Bandbreite bereit, während der andere Koeffizientensatz eine schmale Bandbreite bereitstellt. Ein zu irgendeiner Zeit zu verwendender Koeffizientensatz wird abhängig vom Vorhandensein wechselwirkender Nachbarkanäle ausgewählt. Unter Verwendung einer Zwischenfrequenz von Null Hertz sind die Kanalfilter 37 und 38 als Tiefpaßfilter implementiert, wobei der schmalere Filter eine obere Kappfrequenz aufweist welche niedriger ist als die des breiteren Filters. Die Gegenwart von wechselwirkenden Nachbarkanälen kann unter Verwendung irgendeines in der Technik bekannten, herkömmlichen Verfahrens detektiert werden. Die gefilterten Ausgaben der Kanalfilter 37 und 38 werden zu einem Signaldetektor 42 bereitgestellt, um eine Audioausgabe bereitzustellen welche zum Beispiel linke und rechte Stereosignale einschließen kann.

Die Kanalfilter können unter Verwendung verschiedener Filterstrukturen und -typen implementiert werden. Ein Infinite-Impulse-Response-Filter (IIR) wie in 4 gezeigt wird hierin als ein Beispiel beschrieben werden, weil dessen Verwendung wegen seiner Vorteile der kompakten Größe wünschenswert sein kann, und weil er besonders anfällig für große Transienteneffekte ist, wenn man Koeffizientensätze umschaltet. Die vorliegende Erfindung ist jedoch auch nützlich um Transienten mit anderen Filterstrukturen zu vermindern, wann immer kaskadierend geschaltete Filterabschnitte (z.B. Kaskaden von FIR- oder FIR- und IIR-Abschnitten) benutzt werden.

4 zeigt eine typische Architektur für einen IIR-Filter, die drei zwischen einem Eingang x(n) und einem Ausgang y(n) kaskadierend in Reihe geschaltete Abschnitte zweiter Ordnung umfaßt. Ein Filter kann einen Gesamtverstärkungsterm Go einschließen, der auf einen der Eingänge eines Empfängers 45 angewandt ist, welcher an seinem anderen Eingang eine Eingabe x(n) empfängt. Alternativ kann der Verstärkungsterm Go wie in der Technik bekannt zu den einzelnen Abschnitten verteilt werden.

Abschnitte zweiter Ordnung 46, 47 und 48 sind in Reihe angeschlossen, um einen Filter sechster Ordnung zu erzeugen. Der erste Abschnitt 46 schließ einen Multiplikator 50 ein, um die Eingabe zu Abschnitt 46 mit einem Koeffizienten b0,1 zu multiplizieren. Das resultierende Produkt wird zu einem Eingang eines Summierers 51 bereitgestellt. Die Ausgabe von Summierer 51 liefert den Ausgabeknoten für Abschnitt 46, und ist außerdem ein interner Knoten des gesamten Filters.

Die Eingabe zu Abschnitt 46 wird in einem Einheiten-Verzögerungsblock 52 um eine Abtastperiode verzögert und dann zu einem Multiplikator 53 eingegeben. Koeffizient b1,1 wird auf einen zweiten Eingang von Multiplikator 53 angewandt, und die Ausgabe wird zu Summierer 51 bereitgestellt. Die Ausgabe von Einheiten-Verzögerungsblock 52 wird in Einheiten-Verzögerungsblock 54 durch eine weitere Einheitenverzögerung geführt, bevor sie in einem Multiplikator 55 mit einem Koeffizienten b2,1 multipliziert wird. Die Ausgabe von Multiplikator 55 wird zu noch einem anderen Eingang von Summierer 51 bereitgestellt. Die Koeffizienten b stellen die Vorwärtsspeiseterme für Abschnitt 46 bereit. Abschnitt 46 schließt außerdem Rückkopplungsterme ein, worin die Ausgabe von Summierer 51 in einem Einheiten-Verzögerungsblock 56 verzögert wird. Die verzögerte Ausgabe ist an einen Multiplikator 57 gekoppelt, welcher auch einen Koeffizienten a1,1 empfängt. Der Ausgang von Multiplikator 57 ist an noch einen anderen Eingang von Summierer 51 gekoppelt. Die verzögerte Ausgabe von Einheiten-Verzögerungsblock 56 wird durch einen Einheiten-Verzögerungsblock 58 und dann zu einem Eingang eines Multiplikators 59 geführt. Koeffizient a2,1 wird zu einem anderen Eingang von Multiplikator 59 geliefert, und das resultierende Produkt ist an Summierer 51 gekoppelt. Die Ausgabe von Summierer 51, die den internen Knoten für den ersten Abschnitt 46 umfaßt, ist an den Eingang des zweiten Abschnitts 47 gekoppelt. Abschnitte 46 und 47 sind überlappend gezeigt, weil die Einheiten-Verzögerungsblöcke 56 und 57 zwischen dem Betrieb beider Abschnitte geteilt sind, um Hardwareanforderungen zu minimieren.

Die Eingabe von Abschnitt 47 (von Summierer 51) wird auf einen Multiplikator 60 angewandt, welcher außerdem Koeffizient b0,2 empfängt. Zusätzliche b-Koeffizienten b1,2 und b2,2 werden jeweils auf die Multiplikatoren 62 und 63 angewandt, und die resultierenden Produkte werden in einem Summierer 61 addiert. Einheiten-Verzögerungsblock 64, Einheiten-Verzögerungsblock 66 und Multiplikator 67 stellen wie im vorigen Abschnitt Rückkopplungsterme unter Verwendung der Koeffizienten a1,2 und a2,2 bereit. Abschnitt 48 arbeitet in der gleichen An und Weise unter Verwendung von b-Koeffizienten b0,3, b1,3 und b2,3 und a-Koeffizienten a1,3 und a2,3 für den dritten Abschnitt. Um eine abschließende Filterung hoher Ordnung bereitzustellen, können nach Abschnitt 48 mehrere Abschnitte zweiter Ordnung kaskadenartig in Reihe geschaltet sein.

Es sind verschiedene Verfahren bekannt um angemessene Werte für die a- und b-Koeffizienten zu bestimmen. Eine typische Prozedur ist in 5 gezeigt. In Schritt 80 wählt ein Filterkonstrukteur einen gewünschten Filtertyp aus, wie etwa einen Tiefpaß- oder Bandpaßfilter. Der Typ der Filterstruktur kann außerdem als eine Butterworth-, Chebyshev- oder elliptische Filterstruktur gewählt werden. In Schritt 81 wird eine Kappfrequenz oder mehrere Kappfrequenzen gewählt, und in Schritt 82 wird die Anzahl der zu verwendenden Abschnitte zweiter Ordnung ausgewählt. Diese Parameter werden in Schritt 83 benutzt um einen Prozeß zu verrichten, um unter Verwendung verfügbarer Softwarefilter-Konstruktionspakete, etwa dem SPW-Filterdesigner von Cadence Design Systems, Inc., einen abschließenden Koeffizientensatz zu erhalten. Ein typisches Konstruktionspaket schließt es ein eine Transferfunktion für den Filter zu berechnen und die Transferfunktion zu faktorisieren, um die Abschnitte zweiter Ordnung zu erhalten. Zusätzlich ist es in der Technik bekannt die resultierenden Abschnitte umzuordnen und die Verstärkungsterme innerhalb der umgeordneten Abschnitte zu verteilen, um den Dynamikbereich zu maximieren. Diese zusätzlichen Schritte können Teil eines verbesserten Konstruktionspakets sein oder können manuell durch den Filterkonstruktions-Experten vorgenommen werden. Wie hierin verwendet ist der Dynamikbereich jener Bereich zulässiger Signalpegel, der innerhalb des Filters derart bestehen kann daß 1) ein bestimmter maximaler Signalpegel nicht überschritten wird, um Kappung zu vermeiden; und 2) ein bestimmter minimaler Signalpegel beibehalten wird, um ein minimales Signal/Rausch-Verhältnis aufrecht zu erhalten (eine mögliche Rauschquelle besteht aufgrund von Kürzung oder Rundung während Filterberechnungen).

Unter Verwendung eines Prozesses der bisherigen Technik, wie in 5 gezeigt, können erste und zweite Koeffizientensätze getrennt abgeleitet werden, um jeweils eine erste Bandbreitencharakteristik und eine zweite Bandbreitencharakteristik bereitzustellen, um einen Filter zwischen Bandbreiten umzuschalten, während man die gleiche Filterhardware und -struktur wie in 3 gezeigt verwendet. Folglich kann entweder der Kanalfilter der breiten Bandbreite oder der schmalen Bandbreite ausgewählt werden. Wie hierin verwendet bezieht sich ein Koeffizientensatz auf alle der a- und b-Koeffizienten für alle Filterabschnitte, um eine Bandbreitencharakteristik bereitzustellen. Obwohl Umschaltung zwischen verschiedenen Bandbreiten hierin beschrieben ist, könnten die ersten und zweiten Filtercharakteristika abwechselnd identische Bandbreiten aber unterschiedliche Phasengänge bereitstellen (und die vorliegende Erfindung würde in der gleichen Art und Weise Anwendung finden).

Verwendet man die Koeffizientensätze wie mit dem Prozeß von 5 erhalten, so treten am Filterausgang bedeutende Transienten auf, direkt nachdem die Filterkoeffizienten geändert wurden. Es wurde gefunden daß es der Grund für die Transienten ist, daß die internen Knoten zum Zeitpunkt der Koeffizientenumschaltung Signalgrößen beibehalten, die aus der Verarbeitung unter Verwendung eines Koeffizientensatzes vor der Umschaltung abgeleitet sind, und dann wirken nach der Umschaltung andere Koeffizienten auf diese Größen. Benutzt man unter Verwendung von Verfahren der bisherigen Technik abgeleitete Koeffizientensätze, so werden die einzelnen Signalverstärkungen für eine bestimmte Auswahl nicht zwischen den beiden Koeffizientensätzen abgestimmt sein. Daher wirkt auf die während einer Koeffizientenumschaltung durch den Filter hindurchlaufenden Signalgrößen eine Gesamtverstärkung, die von der gewünschten Gesamtverstärkung eines der Filter alleine verschieden ist.

Die Verstärkungs-Fehlanpassung kann bei einer speziellen Frequenz oder Frequenzen von Interesse höchst wichtig sein. In einem DSP-Radioempfänger der eine Zwischenfrequenz von Null Hertz verwendet, ist die Hauptfrequenz von Interesse z.B. Null Hertz (d.h. DC). Somit wird der DC-Anteil des gefilterten Signals während des Koeffizienten-Umschaltprozesses einen großen Transienten aufweisen, wenn die beiden Koeffizientensätze innerhalb jedes Abschnitts DC-Verstärkungen bereitstellen welche bedeutend unterschiedlich sind. Wo das Radiosignal ein AM-Signal ist verursacht der Transient einen Fehler im Trägerniveau, welcher die nachfolgende Signalverarbeitung – wie etwa AGC- und AM-Detektion – bedeutend stören kann, was in Audiofehlern oder Knackgeräuschen resultieren kann.

Die Lösung der vorliegenden Erfindung ist es, die beiden Koeffizientensätze in einer Art und Weise anzupassen, um interne Fehlanpassungen der Verstärkung bei einem Satz einer oder mehrerer Frequenzen von Interesse zu minimieren. In einer bevorzugten Ausführungsform setzt die vorliegende Erfindung einen Filter-Konstruktionsprozeß ein der eine Umordnung kaskadierender Abschnitte und Skalierung von Abschnittsverstärkungen benutzt (z.B. durch Anpassung der Vorwärtsspeisungs-Filterkoeffizienten, oder durch Addieren einer getrennten Verstärkerregelung für jeden Abschnitt). Das Gesamtziel, die Gesamtverstärkung an jedem internen Knoten des Filters im Wesentlichen anzupassen, kann jedoch entweder mit oder ohne Umordnung der Abschnitte erreicht werden.

Die vorliegende Erfindung setzt Prozeduren der bisherigen Technik ein, um vorläufige Koeffizientenwerte für die ersten und zweiten Koeffizientensätze zu berechnen. Die vorläufigen Koeffizienten werden innerhalb eines Abschnitts eines der Koeffizientensätze modifiziert, um eine resultierende Gesamtverstärkung an einem vorherbestimmten Knoten im Wesentlichen an eine Gesamtverstärkung anzupassen, die an dem vorherbestimmten Knoten durch den anderen der Koeffizientensätze erzeugt wird.

69 veranschaulichen Frequenzspektren für vier verschiedene Koeffizientensätze, die jeder vier Abschnitte zweiter Ordnung besitzen. Einzelne Abschnitte können entsprechend ihres „Q's" (d.h. des Betrags der Verstärkungsüberhöhung nahe ihrer Kappfrequenz) charakterisiert werden. Von der Filtereingabe zu jedem internen Knoten wird außerdem ein Gesamt-Q existieren.

6A6D zeigen vorläufigen Koeffizienten für dem ersten Koeffizientensatz entsprechende Frequenzspektren, wie sie für eine Kaskade von vier Filterabschnitten zweiter Ordnung bestimmt sind, die den Breitband-Kanalfilter bereitstellen. 7A7B zeigen die Spektren einzelner Filterabschnitte, die vorläufigen Koeffizienten für den zweiten Koeffizientensatz entsprechen, wie sie für den Schmalband-Kanalfilter bestimmt sind. Wie aus herkömmlichen Techniken abgeleitet, können die Spektren von 6 und 7 in einer Ordnung bereitgestellt werden welche versucht den Nutzen des Dynamikbereichs jedes Filters getrennt zu maximieren. Um die Verstärkungsanpassung zwischen den beiden Filtern an internen Knoten zu erleichtern, wie sie in der vorliegenden Erfindung verwendet werden, kann eine Umordnung der Filterabschnitte wünschenswert sein, um die Gesamt-Q's an jedem internen Knoten des Filters zwischen Abschnitten besser abzustimmen. Die Umordnung entsprechend den Gesamt-Q's bringt die Gesamtverstärkungen in bessere Übereinstimmung und vermindert das Ausmaß der Verstärkungsänderung, der erzielt werden muß indem man die Koeffizientenwerte anpaßt. In einem Ansatz werden die Abschnitte eines Filters umgeordnet, um ihre Gesamt-Q's an jene des anderen Filters anzupassen. In einem anderen Ansatz werden die Abschnitte beider Filter umgeordnet, wobei man vielleicht auf eine gewisse Dynamikbereich-Leistung verzichtet, um Schalttransienten noch weiter zu vermindern. 8A8D sind eine Umordnung der in 6A–6D gezeigten Filterabschnitte. 9A9D sind aus einer Umordnung der 7A7D erhalten. Besonders 8A bis 8D entsprechen einer Umordnung wie folgt: 6D, 6B, 6A und 6C. Ähnlich entsprechen 9A bis 9D einer Umordnung wie folgt: 7A, 7D, 7C und 7B. Somit ist die Gesamtverstärkung bezüglich des Gesamtspektrums des Filters am Besten abgestimmt. Der nächste Schritt nach der möglichen Umordnung der Abschnitte ist die Verstärkungsverteilung, welche bevorzugt für eine spezifische Frequenz oder Frequenzen von Interesse verrichtet wird (für einen im Null-Hertz IF-Verarbeitungsabschnitt eines Radioempfängers eingeschlossenen Filter z.B. bei DC).

Das verbesserte Verfahren der vorliegenden Erfindung ist in 10 genauer gezeigt. In Schritt 90 werden Filterabschnitte umgeordnet, um die Gesamt-Q's an den internen Knoten zwischen den ersten und zweiten vorläufig erhaltenen Koeffizientensätzen im Wesentlichen abzustimmen. Unter Verwendung der umgeordneten Abschnitte werden die Abschnitte in ihrer Abfolge betrachtet, Koeffizienten wie notwendig zu modifizieren, um die an jedem Knoten bereitgestellte Gesamtverstärkung für die Frequenz von Interesse im Wesentlichen abzustimmen. In Schritt 91 wird ein Index n auf n=1 gesetzt, so daß der erste Filterabschnitt zuerst betrachtet wird. In Schritt 92 wird der bei irgendeiner Frequenz maximal erhaltene Signalpegel für jeden der vorläufigen Koeffizientensätze bestimmt. Dies wird bestimmt indem man den Bereich möglicher Eingabewerte zu Abschnitt n verwendet (d.h. den Eingabebereich des Filters, wie er durch irgendwelche Filterabschnitte vor Abschnitt n modifiziert ist). Welcher Koeffizientensatz auch immer den höchsten maximalen Signalpegel liefert, wird als Satz A bezeichnet. In Schritt 93 werden die Koeffizienten für Satz A in Abschnitt n modifiziert, um den Nutzen des Dynamikbereichs über den vollen Frequenzbereich des Abschnitts hinweg zu maximieren (d.h. die Verstärkung wird angepaßt bis das höchste Maximum gerade unter die Kappung fällt). Basierend auf dieser angepaßten Verstärkung resultiert eine resultierende Gesamtverstärkung bei einer Frequenz von Interesse, welche in Schritt 94 bestimmt wird. Transienten während des Schaltens von Koeffizientensätzen werden vermieden, wenn die Gesamtverstärkung an dem Satz der einen oder mehreren Frequenzen von Interesse vor und nach der Umschaltung im Wesentlichen konstant bleibt. Somit werden die Koeffizienten in Satz B für Abschnitt n in Schritt 95 modifiziert, um bei der Frequenz von Interesse eine modifizierte Gesamtverstärkung bereitzustellen, welche im Wesentlichen gleich mit der resultierenden Gesamtverstärkung von Satz A ist. Diese Verstärkungsänderungen können erhalten werden indem man Verstärkung von einem Gesamtverstärkungsterm (wie etwa in 4 gezeigte Gesamtverstärkung Go) verteilt; oder Verstärkung kann zwischen Abschnitten verschoben oder durch einen zusätzlich in die Kaskade eingebrachten Verstärkungswert ausgeglichen werden. Es ist möglich daß Satz B nach Anpassung der Koeffizienten von Satz B bei einer gewissen Frequenz kappt. Ist dies der Fall, so ist es notwendig die Verstärkung von Satz B zu senken, um die Kappung zu beseitigen, und dann die Verstärkung von Satz A um den gleichen Betrag zu senken.

Indexwert n wird in Schritt 96 stufenweise um Eins erhöht, und bei Schritt 97 wird eine Prüfung vorgenommen, um zu bestimmen ob alle Abschnitte vor den letzten Filterabschnitten modifiziert wurden. Gibt es einen verbleibenden Abschnitt, dann erfolgt eine Rückkehr zu Schritt 92, ansonsten wird in Schritt 98 eine abschließende Verstärkungsanpassung für den letzten Abschnitt verrichtet. Somit wird jegliche verbliebene Verstärkung (d.h. jeglicher Unterschied zwischen der Gesamtverstärkung durch den abschließenden internen Knoten am Ausgang des vorletzten Filterabschnitts und der für den gesamten Filter gewünschten Gesamtverstärkung) an den letzten Filterabschnitt verteilt. Wie in der Anpassung der Verstärkung innerhalb jedes Abschnitts wird die Verstärkung auf einen Abschnitt verteilt, indem man die Vorwärtsspeisungs-Koeffizienten (d.h. die b-Koeffizienten) wie benötigt skaliert. Zum Beispiel würde eine Steigerung der Verstärkung um 10% durch eine Erhöhung der Vorwärtsspeisungs-Koeffizienten b um 10% erzielt werden. Geringfügige Anpassungen der Koeffizienten können unter Verwendung eines iterativen Ansatzes vorgenommen werden, um zwischen Verstärkungsanpassung und Dynamikbereich-Leistung abzuwägen.

Obwohl die vorstehenden Beispiele die Abstimmung bezüglich der Gesamtverstärkung und Q zeigen, kann die Abstimmung auch für Phasenverschiebung verrichtet werden. Folglich kann eine Gesamtphasenverschiebung an jedem Knoten im Wesentlichen abgestimmt werden. Phasenverschiebung kann durch geeignete Modifizierung der a- und b-Koeffizienten abgestimmt werden. Weiterhin kann die Abstimmung für eine Kombination von Gesamtverstärkung und Phasenverschiebung oder irgend ein anderes Abstimmungskriterium verrichtet werden.

Legenden zu den Abbildungen 1
  • Wide breit
  • Narrow schmal
3 35Dezimierer 37Kanalfilter 41Nachbarkanal-Detektion 42Signaldetektor Coefficient setKoeffizientensatz 5 80Wähle Filtertyp (z.B. Tiefpaß, Bandpaß, Butterworth, Chebychev, elliptisch) 81Wähle Kappfrequenz 82Wähle Anzahl der Abschnitte 2er Ordnung 83Berechne Übertragungsfunktion, Faktoriere Übertragungsfunktion, Ordne Q's nach Überlegungen des Dynamikbereichs; Verteile Verstärkung nach Überlegungen des Dynamikbereichs 10 90Stimme Gesamt-Q's durch Umordnung ab 92Bestimme maximalen Signalpegel für irgendeine erhaltene Frequenz unter Verwendung vorläufiger Koeffizientensätze für Abschnitt n (Satz A = der Satz der das höchste Maximum liefert) 93Modifiziere Satz A, damit Abschnitt n den Nutzen des Dynamikbereichs maximiert 94Bestimmte resultierende Gesamtverstärkung für Abschnitt A bei der Frequenz von Interesse 95Modifiziere Satz B, damit Abschnitt n bei der Frequenz von Interesse eine modifizierte Gesamtverstärkung liefert, die im Wesentlichen gleich der resultierenden Gesamtverstärkung ist 97Erledigt? 98Passe Verstärkungen des letzten Abschnitts an.

Anspruch[de]
  1. Ein geschalteter oder umschaltbarer Bandbreiten-Digitalfilter, der wählbar eine erste Bandbreitencharakteristik oder eine zweite Bandbreitencharakteristik bereitstellt, und der umfaßt:

    eine Mehrzahl von zwischen einem Eingang und einem Ausgang kaskadierend in Reihe geschalteten Filterabschnitten (46, 47, 48), wobei jeder Filterabschnitt einen Abschnittsausgang aufweist, der einen jeweiligen Knoten dieses Digitalfilters bereitstellt;

    einen ersten in diese Filterabschnitte (46, 47, 48) zu ladenden Koeffizientensatz, um diese erste Bandbreitencharakteristik zu erzeugen, worin dieser erste Koeffizientensatz entsprechende Netto- oder Gesamtverstärkungen zwischen diesem Eingang und jedem dieser Knoten bereitstellt; und einen in diese Filterabschnitte zu ladenden zweiten Koeffizientensatz, um diese zweite Bandbreitencharakteristik zu erzeugen, worin dieser zweite Koeffizientensatz entsprechende Netto- oder Gesamtverstärkungen zwischen diesem Eingang und jedem dieser Knoten bereitstellt; und worin durch diese ersten und zweiten Koeffizientensätze bereitgestellte Netto- oder Gesamtverstärkungen an mindestens einem dieser Knoten im Wesentlichen abgestimmt sind, um Transienteneffekte zu vermindern, wenn zwischen diesen ersten und zweiten Koeffizientensätzen umgeschaltet wird.
  2. Ein Digitalfilter wie in Anspruch 1 beansprucht, in dem diese Gesamtverstärkungen im Wesentlichen für einen vorherbestimmten Satz einer oder mehrerer Frequenzen von Interesse abgestimmt sind.
  3. Ein geschalteter oder umschaltbarer Bandbreiten-Digitalfilter, der wählbar eine erste Bandbreitencharakteristik oder eine zweite Bandbreitencharakteristik bereitstellt, und der umfaßt:

    eine Mehrzahl von zwischen einem Eingang und einem Ausgang kaskadierend in Reihe geschalteten Filterabschnitten, wobei jeder Filterabschnitt einen Abschnittsausgang aufweist, der einen jeweiligen Knoten dieses Digitalfilters bereitstellt;

    einen in diese Filterabschnitte zu ladenden ersten Koeffizientensatz, um diese erste Bandbreitencharakteristik zu erzeugen, worin dieser erste Koeffizientensatz entsprechende Netto- oder Gesamtverstärkungen und entsprechende Netto- oder Gesamt-Q's zwischen diesem Eingang und jedem dieser Knoten bereitstellt; und

    einen in diese Filterabschnitte zu ladenden zweiten Koeffizientensatz, um diese zweite Bandbreitencharakteristik zu erzeugen, worin dieser zweite Koeffizientensatz entsprechende Netto- oder Gesamtverstärkungen und entsprechende Netto- oder Gesamt-Q's zwischen diesem Eingang und jedem dieser Knoten bereitstellt;

    und worin durch diese ersten und zweiten Koeffizientensätze bereitgestellte Netto- oder Gesamt-Q's an mindestens einem dieser Knoten im Wesentlichen abgestimmt sind.
  4. Ein Digitalfilter wie in Anspruch 4 beansprucht, in dem diese durch erste und zweite Koeffizientensätze bereitgestellten Netto- oder Gesamtverstärkungen an mindestens einem dieser Knoten im Wesentlichen abgestimmt sind.
  5. Ein geschalteter Bandbreiten-Digitalfilter, der wählbar eine erste Bandbreitencharakteristik oder eine zweite Bandbreitencharakteristik bereitstellt, und der umfaßt:

    eine Mehrzahl von zwischen einem Eingang und einem Ausgang kaskadierend in Reihe geschalteten Filterabschnitten, wobei jeder Filterabschnitt einen Abschnittsausgang aufweist, der einen jeweiligen Knoten dieses Digitalfilters bereitstellt;

    einen in diese Filterabschnitte zu ladenden ersten Koeffizientensatz, um diese erste Bandbreitencharakteristik zu erzeugen, worin dieser erste Koeffizientensatz entsprechende Netto- oder Gesamtphasenverschiebungen zwischen diesem Eingang und jedem dieser Knoten bereitstellt; und

    einen in diese Filterabschnitte zu ladenden zweiten Koeffizientensatz, um diese zweite Bandbreitencharakteristik zu erzeugen, worin dieser zweite Koeffizientensatz entsprechende Netto- oder Gesamtphasenverschiebungen zwischen diesem Eingang und jedem dieser Knoten bereitstellt;

    und worin durch diese ersten und zweiten Koeffizientensätze bereitgestellte Gesamtphasenverschiebungen an mindestens einem dieser Knoten im Wesentlichen abgestimmt sind, um Transienteneffekte zu vermindern, wenn zwischen diesen ersten und zweiten Koeffizientensätzen umgeschaltet wird.
  6. Ein Digitalfilter wie in Anspruch 5 beansprucht, in dem diese Gesamtphasenverschiebungen für einen vorherbestimmten Satz einer oder mehrerer Frequenzen von Interesse im Wesentlichen abgestimmt sind.
  7. Ein Verfahren um einen ersten Koeffizientensatz und einem zweiten Koeffizientensatz zum Laden in eine Mehrzahl von zwischen einem Eingang und einem Ausgang kaskadenartig in Reihe geschalteten Filterabschnitten zu erhalten, um einen geschalteten Bandbreiten-Digitalfilter zu erhalten der wählbar jeweils eine erste Bandbreitencharakteristik oder eine zweite Bandbreitencharakteristik bereitstellt; und worin jeder Filterabschnitt einen Abschnittsausgang bereitstellt, der einen entsprechenden Knoten dieses Digitalfilters bereitstellt,

    wobei dieses Verfahren die Schritte umfaßt:

    Auswählen eines funktionellen Filtertyps;

    Wählen einer Anzahl von Filterabschnitten;

    Berechnen vorläufiger Koeffizientenwerte für diesen funktionellen Filtertyp für diese ersten und zweiten Koeffizientensätze; und

    Modifizieren von Koeffizienten innerhalb eines dieser Koeffizientensätze, um eine resultierende Netto- oder Gesamtverstärkung an einem vorherbestimmten Knoten mit einer an diesem vorherbestimmten Knoten durch den anderen dieser Koeffizientensätze erhaltenen Netto- oder Gesamtverstärkung im Wesentlichen abzustimmen.
  8. Ein Verfahren wie in Anspruch 7 beansprucht, in dem diesen Filterabschnitten innerhalb dieser ersten und zweiten Koeffizientensätze entsprechende Koeffizienten vor diesem Modifizierungsschritt umgeordnet werden, um bei jedem dieser Knoten im Wesentlichen zu jedem durch diese ersten und zweiten Koeffizientensätze erzeugten Gesamt-Q's zu passen.
  9. Ein Verfahren wie in Anspruch 7 beansprucht, in dem dieser Modifizierungsschritt aus den folgenden Schritten besteht, die sequentiell von einem ersten Filterabschnitt zu einem vorletzten Filterabschnitt auf jeden dieser Filterabschnitte angewandt werden:

    Modifizieren von Koeffizienten innerhalb eines dieser Koeffizientensätze für diesen Filterabschnitt, um den Nutzen eines Dynamikbereichs dieses Filterabschnitts im Wesentlichen zu maximieren; worin dieser Filterabschnitt dann eine resultierende Gesamtverstärkung für einen vorherbestimmten Satz einer oder mehrerer Frequenzen von Interesse liefert;

    Modifizieren von Koeffizienten innerhalb des anderen dieser Koeffizientensätze für diesen Filterabschnitt, um eine modifizierte Gesamtverstärkung für diesen vorherbestimmten Satz einer oder mehrerer Frequenzen von Interesse zu liefern, welche im Wesentlichen gleich jener resultierenden Gesamtverstärkung aus diesem einen dieser Koeffizientensätze ist.
  10. Ein Verfahren wie in Anspruch 9 beansprucht, das weiterhin den Schritt umfaßt: Modifizieren von jenen mindestens einem Filterabschnitt entsprechenden Koeffizienten dieser ersten und zweiten Koeffizientensätze wie notwendig, um eine gewünschte Gesamtverstärkung dieses Digitalfilters bereitzustellen
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