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Dokumentenidentifikation DE102005053738A1 11.05.2006
Titel PWM-Signalerzeugungsschaltung und PWM-Steuerschaltung
Anmelder AUTONETWORKS Technologies, Ltd., Yokkaichi, Mie, JP;
Sumitomo Wiring Systems, Ltd., Yokkaichi, Mie, JP;
Sumitomo Electric Industries, Ltd., Osaka, JP
Erfinder Asada, Kazuhiro, Yokkaichi, Mie, JP
Vertreter WINTER, BRANDL, FÜRNISS, HÜBNER, RÖSS, KAISER, POLTE, Partnerschaft, 85354 Freising
DE-Anmeldedatum 10.11.2005
DE-Aktenzeichen 102005053738
Offenlegungstag 11.05.2006
Veröffentlichungstag im Patentblatt 11.05.2006
IPC-Hauptklasse H03K 7/08(2006.01)A, F, I, 20051110, B, H, DE
IPC-Nebenklasse B60Q 1/04(2006.01)A, L, I, 20051110, B, H, DE   
Zusammenfassung Eine PWM-Signalerzeugungsschaltung und eine PWM-Steuerschaltung sind vorgesehen, bei denen das Tastverhältnis auf einfache Weise geändert werden kann und die außerdem eine nachteilige Auswirkung aufgrund von Umgebungstemperaturänderungen und Ähnlichem vermeiden. Zu Beginn des Ladens eines Kondensators durch einen Stromfluss liegt ein Spannungspegel an einem Verbindungspunkt zwischen dem negativen Eingangsanschluss eines Vergleichers und dem Kondensator noch unterhalb einer Ladeschwelle. Wenn die Ladeschwelle überschritten wird, wird der Vergleicher in einen niedrigen Zustand invertiert und es fließt ein Strom in einen Ausgangspunkt des Vergleichers, um das Entladen des Kondensators zu starten. Zu Beginn des Entladens des Kondensators liegt der Spannungspegel am Verbindungspunkt noch oberhalb der Entladeschwelle. Wenn jedoch der Spannungspegel auf unterhalb der Entladeschwelle fällt, kehrt der Vergleicher zu einem hohen Zustand zurück, und der Ladebetrieb wird erneut durchgeführt.

Beschreibung[de]

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Pulsbreitenmodulations-(PWM)Signalerzeugungsschaltung und eine PWM-Steuerschaltung.

Jedes Land hat z. B. für Scheinwerfer von Fahrzeugen seine eigenen Sicherheitsstandards. Entsprechend einiger Sicherheitsstandards müssen Scheinwerfer während der Fahrt bei helllichtem Tag mit einer Helligkeit mit einem vorbestimmten Anteil (z. B. 12,5 und 22,5%) im Vergleich zu derjenigen in der Nacht leuchten. Daher leuchten einige Scheinwerfer herkömmlicherweise mit Hilfe einer PWM-Steuerung, um die Scheinwerfer während Tageslicht in einem vorbestimmten Verhältnis zur Scheinwerferbeleuchtung bei Nacht zu beleuchten. Einige Anordnungen zur PWM-Steuerung führen die Lichtsteuerung der Scheinwerfer auf der Grundlage von PWM-Signalen durch, die z. B. von einem Mikrocomputer oder einer IC (Integrierte Schaltung) für spezielle Zwecke erzeugt werden.

Diese Anordnungen zur PWM-Steuerung mit dem Mikrocomputer und ähnlichem erfordert jedoch, dass die Spannung einer Batterie, die an dem Fahrzeug angebracht ist (z. B. 12V) in eine Spannung in der Größenordnung von 5V gewandelt wird, bevor dem Mikrocomputer diese Energie zugeführt wird, was es notwendig macht, dass eine entsprechende Anordnung vorhanden ist, die dieses erfüllt. Da sich außerdem das Reflexionsvermögen eines Reflektors, der einen Scheinwerfer umgibt, in Abhängigkeit von den Fahrzeugtypen, an denen der Scheinwerfer angebracht ist, unterscheidet, sollten Scheinwerfer derart angeordnet sein, dass das Tastverhältnis der PWM-Steuerung in Abhängigkeit von der Differenz des Reflexionsvermögens der Reflektoren eingestellt wird, um dem bestimmten Sicherheitsstandard eines Landes zu genügen. Eine PWM-Steuerung mit einem Computer und ähnlichem ist jedoch programmiert, um PWM-Signale mit einem vorbestimmten Tastverhältnis auszugeben. Das Programm selbst kann modifiziert werden, um das Tastverhältnis zu ändern. Dieses beinhaltet jedoch den Nachteil, dass es arbeitsintensiv und zeitaufwändig ist, das Tastverhältnis zu ändern.

Die japanische Patentoffenlegungsschrift Nr. 7-154965 beschreibt z. B. eine PWM-Steuerschaltung zur PWM-Steuerung mit einer Hardware-Konfiguration einschließlich einer Oszillationsschaltung.

Die PWM-Steuerschaltung der japanischen Patentoffenlegungsschrift Nr. 7-154965 weist jedoch auch das Problem auf, dass, da sich die Schaltungskonstante einer PWM-Steuerschaltung aufgrund von Änderungen der Umgebungstemperatur, einer Verschlechterung von Schaltungselementen und ähnlichem ändert, sich das Tastverhältnis entsprechend ändert. Ein derartiges Problem kann einen signifikanten Einfluss insbesondere auf ein Fahrzeug etc. haben, das häufig in einer Umgebung verwendet wird, in der sich die Umgebungstemperatur drastisch ändert.

Die vorliegende Erfindung entstand im Hinblick auf die vorherigen Probleme. Daher ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine PWM-Signalerzeugungsschaltung und eine PWM-Steuerschaltung bereitzustellen, bei denen das Tastverhältnis auf einfache Weise geändert werden kann und die einen signifikanten nachteiligen Einfluss durch die Umgebungstemperaturänderungen und ähnlichem vermeiden.

Die Aufgabe wird mit den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche gelöst. Die abhängigen Ansprüche sind auf bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung gerichtet.

<Erster und zweiter Aspekt der Erfindung>

Gemäß einer Anordnung eines ersten Aspektes der Erfindung wird, wenn sich der Ausgang eines Vergleiches in einem hohen Zustand befindet (d.h., wenn ein Ausgang mit einem offenen Kollektor innerhalb des Vergleiches ausgeschaltet wird, um ein Signal hohen Pegels auszugeben), ein Kondensator von einer Energieleitung durch einen Strom, der durch einen zweiten Widerstand fließt, geladen. Eine Spannung, die von der Ladungsmenge abhängt, wird an einen zweiten Eingangsanschluss des Vergleichers angelegt. Unterdessen wird ein Spannungspegel, der an einem ersten Eingangsanschluss des Vergleichers anliegt (der Spannungspegel wird im Folgenden als „Ladeschwelle" bezeichnet), durch einen Strom, der durch eine Spannungsteilerschaltung und einen ersten Widerstand fließt, bestimmt.

Wenn der Spannungspegel, der von der Ladungsmenge in dem Kondensator abhängt, die Ladeschwelle überschreitet, wird der Ausgang des Vergleichers in einen niedrigen Zustand gebracht (d.h., in dem ein Ausgang mit offenem Kollektor innerhalb des Vergleichers eingeschaltet wird, um ein Signal niedrigen Pegels auszugeben). Dieses bewirkt den Fluss eines Entladestromes von dem Kondensator zu einer Masse durch eine zweite Rückführungsleitung und die Ausgangsseite des Vergleichers, was die Ladungsmenge in dem Kondensator langsam verringert. Gleichzeitig fließen ein Teil eines Stromes von der Spannungsteilerschaltung und ein Strom, der durch den ersten Widerstand fließt, durch die Ausgangsseite des Vergleichers zur Masse. Somit fällt der Spannungspegel, der an dem ersten Eingangsanschluss des Vergleichers anliegt, auf unterhalb der Ladeschwelle (dieser Spannungspegel wird im Folgenden als „Entladeschwelle" bezeichnet).

Wenn der Spannungspegel, der von der Ladungsmenge in dem Kondensator abhängt, auf unterhalb der Entladeschwelle fällt, kehrt der Ausgang des Vergleichers zum hohen Pegel zurück. Danach wird der Kondensator erneut geladen, und die Ladeschwelle wird an den ersten Eingangsanschluss des Vergleichers angelegt.

Auf diese Weise werden die Wellenform des Ausgangssignals des Vergleichers und/oder die Wellenform des Spannungssignals des ersten Eingangsanschlusses gleich einer quadratischen Pulswellenform, so dass sie als PWM-Signale verwendet werden können.

Außerdem wird gemäß einer Anordnung gemäß Anspruch 2, wenn sich ein Gegentakt-Ausgang eines Operationsverstärkers in einem hohen Zustand befindet (d.h., in dem sich ein Transistor der Seite hohen Potentials in einer Gegentakt-Schaltung innerhalb des Operationsverstärkers einschaltet, um ein Signal hohen Pegels auszugeben), ein Kondensator durch einen Strom geladen, der von einer Energieleitung durch einen zweiten Widerstand fließt. Zusätzlich wird eine Spannung, die von der Ladungsmenge abhängt, an einen zweiten Eingangsanschluss des Operationsverstärkers angelegt. Unterdessen wird der Spannungspegel, der an dem ersten Eingangsanschluss des Operationsverstärkers anliegt (der Spannungspegel wird im Folgenden als „Ladeschwelle" bezeichnet) durch den Strom, der durch eine Spannungsteilerschaltung fließt, bestimmt.

Wenn der Spannungspegel, der von der Ladungsmenge im Kondensator abhängt, die Ladeschwelle überschreitet, wird der Gegentakt-Ausgang des Operationsverstärkers in einen niedrigen Zustand gebracht (in dem sich ein Transistor der Seite niedrigen Potentials in einer Gegentakt-Schaltung innerhalb des Operationsverstärkers einschaltet, um ein Signal niedrigen Pegels auszugeben). Dieses bewirkt, dass ein Entladestrom von dem Kondensator durch eine zweite Rückführungsleitung zur Masse fließt, was die Ladungsmenge im Kondensator langsam verringert. Damit einhergehend fließt ein Teil eines Stromes von der Spannungsteilerschaltung durch die Ausgangsseite des Operationsverstärkers zur Masse. Somit fällt der Spannungspegel, der am ersten Eingangsanschluss des Operationsverstärkers anliegt, auf unterhalb der Ladeschwelle (der Spannungspegel wird im Folgenden als „Entladeschwelle" bezeichnet).

Wenn der Spannungspegel, der von der Ladungsmenge im Kondensator abhängt, auf unterhalb der Entladeschwelle abfällt, kehrt der Gegentakt-Ausgang des Operationsverstärkers zu einem hohen Pegel zurück. Danach wird der Kondensator erneut geladen, und die Ladeschwelle wird an den ersten Einganganschluss des Operationsverstärkers angelegt.

Auf diese Weise werden die Wellenform des Ausgangssignals des Operationsverstärkers und/oder die Wellenform des Spannungssignals des ersten Eingangsanschlusses zu quadratischen Pulswellenformen, so dass sie als PWM-Signale verwendet werden können.

Bei einer derartigen Anordnung kann das Tastverhältnis des PWM-Signals auf leichte Weise durch z. B. alleiniges Ändern des Widerstandsverhältnisses zwischen dem zweiten Widerstand und dem dritten Widerstand eingestellt werden. Wenn sich außerdem die Schaltungskonstante aufgrund von Umgebungstemperaturänderungen oder einer Verschlechterung von Schaltungselementen verändert und sich somit die Ladeschwelle und die Entladeschwelle ändern, ändern sich ebenfalls die Ladezeitdauer und die Entladezeitdauer des Kondensators entsprechend. Demzufolge kann das Verhältnis zwischen der Ladezeitdauer und der Entladezeitdauer des Kondensators oder das Tastverhältnis des PWM-Signals im Wesentlichen konstant gehalten werden.

Die Menge des Ladestromes des Kondensators ändert sich linear in Abhängigkeit von der Ladungsmenge. Daher würden sich in einer Anordnung, bei der ein Strom, der die Entladeschwelle und die Ladeschwelle bestimmt, und ein Strom, der den Kondensator lädt/entlädt, durch einen gemeinsamen Kanal fließen, die Ladeschwelle und die Entladeschwelle in Abhängigkeit von der Ladungsmenge sogar unter denselben Umgebungsbedingungen ändern. Dieses würde schließlich ein Problem hinsichtlich der Änderung des Tastverhältnisses des PWM-Signals darstellen. Stattdessen fließen gemäß der vorliegenden Anordnung ein Strom, der die Entladeschwelle und die Ladeschwelle bestimmt, und ein Strom, der den Kondensator lädt/entlädt, jeweils durch unabhängige Kanäle, so dass ein PWM-Signal erzeugt werden kann, während das Tastverhältnis relativ konstant gehalten wird.

<Dritter Aspekt der Erfindung>

Gemäß einem ersten und zweiten Aspekt der Erfindung ist eine Anordnung vorgesehen, bei der Ausgangssignale von dem Vergleicher oder dem Operationsverstärker in der PWM-Signalerzeugungsschaltung als PWM-Signale ausgegeben werden. In dieser Anordnung kann jedoch der PWM-Signalpegel durch einen Strom beeinflusst werden, der die Ladeschwelle bestimmt und der durch den ersten Widerstand oder die Gegentakt-Schaltung in dem Operationsverstärker fließt. Es ist daher wünschenswerter, eine Anordnung zu schaffen, bei der das Spannungssignal am ersten Eingangsanschluss des Vergleichers oder Operationsverstärkers als das PWM-Signal ausgegeben wird, beispielsweise eine Anordnung gemäß dem zweiten Aspekt der Erfindung.

<Vierter Aspekt der Erfindung>

In dem Fall, in dem z. B. ein Tastverhältnis des PWM-Signals von z. B. 20% oder weniger oder 80% oder mehr gewünscht ist, kann dieses durch Ändern des Widerstandsverhältnisses zwischen dem zweiten Widerstand und dritten Widerstand erzielt werden. Eine Verwendung eines Widerstandes mit einem zu großen Widerstandswert kann jedoch die Empfindlichkeit hinsichtlich Temperaturänderungen und ähnlichem erhöhen. Daher wird gemäß dieser Anordnung ein Laden des Kondensators durch Ermöglichen, dass ein Strom von der Energieleitung durch zumindest den zweiten Widerstand fließt, durchgeführt, während das Entladen des Kondensators durch den dritten Widerstand erfolgt.

<Fünfter Aspekt der Erfindung>

Gemäß dieser Anordnung wird ein Schaltungselement mit denselben Temperaturcharakteristik wie ein Stromregulierelement für eine Stromreguliereinrichtung in einer seriellen RC-Schaltung bereitgestellt. Daher wird sogar bei Temperaturänderungen der Einfluss auf das Tastverhältnis des PWM-Signals minimiert, da sich die Ladestrommenge und die Entladestrommenge auf dieselbe Weise ändern.

<Sechster Aspekt der Erfindung>

Gemäß dieser Anordnung werden, da die Stromregulierungseinrichtung und das Schaltungselement innerhalb desselben Chips vorgesehen sind, diese auf die gleiche Weise durch Umgebungstemperaturänderungen beeinflusst. Demzufolge kann ein PWM-Signal mit einem noch genaueren Tastverhältnis erzeugt werden.

<Siebter Aspekt der Erfindung>

Gemäß dieser Anordnung kann eine Betätigung bzw. Aktivierung und Beendigung der PWM-Steuerung auf einfache Weise durch alleiniges Einschalten und Ausschalten einer Schalteinrichtung geschaltet werden.

<Achter Aspekt der Erfindung>

Ein Halbleiterschalter mit einer Überhitzungsschutzfunktion gegen eine Überhitzung oder einen Überstrom kann durch wiederholte Zyklen einer Unterbrechung und Wiederherstellung selbst zusammenbrechen. Insbesondere bei einer Anordnung, bei der der Halbleiterschalter mit PWM-Signalen zum Ein- und Ausschalten versorgt wird, kann der Halbleiterschalter Unterbrechungs- und Wiederherstellungsfunktionen auf die Einschalt- und Ausschaltoperationen hin wiederholen. Daher erfasst gemäß dieser Anordnung eine Unterbrechungserfassungseinrichtung, dass eine Unterbrechung in dem Halbleiterschalter aufgetreten ist. Auf der Grundlage dessen wird die PWM-Steuerung durch Einschalten und Ausschalten der Schaltungseinrichtung in der PWM-Signalausgabesteuerschaltung zum Beenden gezwungen.

Die Erfindung wird im Folgenden anhand von Ausführungsformen mit Bezug auf die zugehörigen Zeichnungen genauer erläutert.

Es zeigen:

1 ein Schaltungsdiagramm einer PWM-Steuerschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung,

2A und 2B Diagramme, die einen Stromfluss in einer PWM-Signalerzeugungsschaltung darstellen,

3A bis 3E Zeitdiagramme, die Signalwellenformen an einem jeweiligen Betriebspunkt darstellen, und

4 ein Schaltungsdiagramm einer PWM-Signalerzeugungsschaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform.

<Erste Ausführungsform>

Im Folgenden wird eine erste Ausführungsform der Erfindung mit Bezug auf die 1 bis 3(A)3(E) beschrieben.

Eine PWM-Steuerschaltung 10 dieser Ausführungsform dient zum Bereitstellen einer PWM-Steuerung der Zufuhr von Energie von einer Energiezufuhr 12 (z. B. einer Batterie) zu einem Paar Scheinwerfern 13, 13, die mit einer Ausgangsseite eines thermischen FET 11 gekoppelt sind, durch Bereitstellen eines PWM-Signals S1 als ein Steuersignal für einen Eingang eines thermischen FET 11, der als ein Halbleiterschalter dient, um den thermischen FET 11 ein- und auszuschalten.

1. Konfiguration der Ausführungsform (1) Allgemeine Konfiguration der PWM-Steuerschaltung

Wie es in 1 gezeigt ist, weist der thermische FET 11 eine mit dem Drain bzw. Drainanschluss verbundene Energieleitung L1, die mit einer Seite hoher Spannung der Energiezufuhr 12 gekoppelt ist, und eine Source bzw. einen Sourceanschluss auf, die mit dem Paar Scheinwerfern 13, 13 durch Sicherungen 14, 14 verbunden ist. Die PWM-Steuerschaltung 10 ist aufgebaut zu bewirken, dass eine PWM-Signalerzeugungsschaltung 20 ein Ausgangssignal S2 als ein PWM-Signal erzeugt und dieses einem Gate bzw. Gateanschluss des thermischen FET 11 durch eine Vergleichsschaltung und ähnlichem bereitstellt, um diesen ein- und auszuschalten.

(2) Interner Aufbau des thermischen FET

Der thermische FET 11 weist eine bekannte Konfiguration mit einer Überhitzungsschutzfunktion auf. Obwohl der thermische FET 11 nicht genauer beschrieben ist, ist er intern mit einem FET 11a, einem thermischen Sensor als eine Einrichtung zur Temperaturerfassung, einer Steuerschaltung und einem Schalter versehen (1 zeigt von diesen nur den FET 11a). Der FET 11a schaltet sich auf das PWM-Signal S1 hin, das in das Gate eingegeben wird, ein und aus, um die Energiezufuhrmenge, die von der Energiezufuhr 12 den Scheinwerfern 13, 13 zugeführt wird, zu steuern. Der thermische Sensor erfasst die Kanaltemperatur des FET 11a und gibt ein Erfassungstemperatursignal, das der erfassten Temperatur entspricht, aus. Die Steuerschaltung empfängt das Erfassungstemperatursignal von dem thermischen Sensor. Wenn die erfasste Temperatur eine vorbestimmte Temperatur überschreitet, bestimmt die Steuerschaltung, dass eine abnorme Temperaturbedingung vorliegt, und schaltet den Schalter ein, um die Source des FET 11a mit Masse kurzzuschließen.

Mit der obigen Konfiguration betreibt der thermische FET 11 die Überhitzungsschutzfunktion durch Zwingen des Sourcepotentials zu einem Kurzschluss mit Masse, so dass die Zufuhr der Energie zu den Scheinwerfern 13, 13 gestoppt wird, wenn z. B. ein Überstrom durch eine Energiezufuhrleitung L2, die mit der Energiezufuhr 12 gekoppelt ist, und die Scheinwerfer 13, 13 aufgrund eines Kurzschlusses und ähnlichem in den Scheinwerfern 13, 13 fließt, was zum Überschreiten einer vorbestimmten Temperatur führt.

Anschließend verringert dieser Stoppbetrieb die Kanaltemperatur des FET 11a auf unterhalb einer vorbestimmten Temperatur und bewirkt, dass sich der Schalter wieder einschaltet, um die Zufuhr der Energie zu den Scheinwerfern 13, 13 wieder aufzunehmen.

(3) PWM-Signalerzeugungsschaltung (a) Schaltungskonfiguration

Wie es in 1 gezeigt ist, weist eine PWM-Signalerzeugungsschaltung 20 einen Vergleicher 21 (entspricht "Vergleicher" wie er in den Ansprüchen verwendet wird) vom Typ mit Ausgang mit offenem Kollektor. Ein Ausgang des Vergleichers 21 ist durch einen Ausgangswiderstand R1 mit der Energieleitung L1 verbunden, die mit der Energiezufuhr 12 gekoppelt ist. Zwei Spannungsteilungswiderstände R2, R3 sind z. B. seriell zwischen die Energieleitung L1 und eine Masseleitung L3 (d.h. gemeinsame Leitung), die mit einer Seite niedriger Spannung der Energiezufuhr 12 gekoppelt ist, geschaltet, und ein Potential (geteilte Spannung) eines Verbindungspunktes A ist an einen positiven Eingangsanschluss des Vergleichers 21 (entspricht einem "ersten Eingangsanschluss" wie er in den Ansprüchen verwendet wird) angelegt. In dieser Ausführungsform besteht daher eine "Spannungsteilerschaltung" der Erfindung aus einem Paar Spannungsteilungswiderständen R2, R3.

Auf ähnliche Weise sind zwischen der Energieleitung L1 und der Masseleitung L3 ein Ladewiderstand R4, eine Diode D1, ein Lade-/Entlade-Widerstand R5 und ein Kondensator 22 (entspricht einem "Kondensator" wie er in den Ansprüchen verwendet wird) seriell geschaltet. Eine Spannung zwischen den Anschlüssen des Kondensators 22 wird an einen negativen Eingangsanschluss (entspricht einem "zweiten Eingangsanschluss" wie er in den Ansprüchen verwendet wird) des Vergleichers 21 angelegt. Hier ist die Anodenseite der Diode D1 mit der Seite der Energieleitung L1 verbunden ist, und die Kathodenseite ist mit der Seite des Kondensators 22 verbunden. Die Diode D1 dient dazu zu ermöglichen, dass ein Ladestrom zum Kondensator 22 fließt, während der Entladestromfluss von dem Kondensator 22 blockiert wird. Der Ladewiderstand R4 und der Kondensator 22 entsprechen einer "seriellen RC-Schaltung" wie sie in den Ansprüchen verwendet wird.

Ein Ausgang des Vergleichers 21 wird dann positiv durch einen Widerstand einer positiven Rückführung R6 und negativ durch eine Diode D2 und den Lade-/Entladewiderstand R5 zurückgeführt. Hier ist die Anodenseite der Diode D2 mit der Seite des Kondensators 22 und die Kathodenseite mit der Ausgangsseite des Vergleichers 21 verbunden. Die Diode D2 dient zum Blockieren des Ladestromflusses zum Kondensator 22, während sie einen Entladestromfluss von dem Kondensator 22 ermöglicht. Die Diode D1 und die Diode D2 sind innerhalb desselben Chips integriert.

(b) Schaltungsbetrieb

Der Schaltungsbetrieb der PWM-Signalerzeugungsschaltung 20 wird im Folgenden mit Bezug auf die Schaltungsdiagramme der 2(A) und 2(B) und die Zeitdiagramme der 3(A) bis 3(E) erläutert.

(Laden)

Beim der Energiezufuhr zur PWM-Steuerschaltung 10 fließt ein Strom i1 von der Energieleitung L1 zum Kondensator 22 durch den Ladewiderstand R4, die Diode D1 und den Lade-/Entladewiderstand R5, um ein Laden zu starten, wie es in 2(A) gezeigt ist. Unterdessen fließt ein Strom i2 von der Energieleitung L1 zur Masseleitung L3 durch die Spannungsteilungswiderstände R2, R3, die eine Spannungsteilerschaltung bilden, und ein Strom i3 fließt von der Energieleitung L1 zur Masseleitung L3 durch den Ausgangswiderstand R1, den Widerstand der positiven Rückführung R6 und den Widerstand R3. Daher wird zu diesem Zeitpunkt ein Spannungspegel Va an dem Verbindungspunkt A zwischen den Spannungsteilungswiderständen R2, R3 auf der Grundlage einer Energiezufuhrspannung Vcc, den Spannungsteilungswiderständen R2, R3, dem Ausgangswiderstand R1 und des Widerstands der positiven Rückführung R6 bestimmt. Dieser Spannungspegel wird an den positiven Einganganschluss des Vergleichers 21 als eine Ladeschwelle TH1 angelegt. Wie es in 3 gezeigt ist, liegt zu Beginn des Ladens des Kondensators 22 ein Spannungspegel Vb an einem Verbindungspunkt B zwischen dem negativen Eingangsanschluss des Vergleichers 21 und dem Kondensator 22 noch unterhalb der Ladeschwelle TH1. Daher befindet sich der Ausgang des Vergleichers 21 in einem hohen Zustand (d.h., einem "Signalblas"-Zustand ("signal-blowing"), bei dem sich die Schaltung mit offenem Kollektor innerhalb des Vergleichers 21 ausschaltet, um den Spannungspegel Vc an einem Ausgangspunkt C auf einen hohen Pegel zu bringen).

(Entladen)

Wenn das Laden des Kondensators 22 fortschreitet und der Spannungspegel Vb an dem Verbindungspunkt B (d.h. die Spannung zwischen den Anschlüssen des Kondensators 22) die Ladeschwelle TH1 überschreitet, wird der Vergleicher 21 in einen niedrigen Zustand versetzt (d.h., einem "Signalzieh"-Zustand ("signal-drawing"), bei dem sich die Schaltung mit offenem Kollektor innerhalb des Vergleichers einschaltet, um einen Spannungspegel Vc an einem Ausgangspunkt C auf einen niedrigen Pegel zu bringen. Dieses bewirkt, dass ein Strom, der von der Energieleitung L1 durch den Ladewiderstand R4 und die Diode D1 fließt, in den Ausgangspunkt C (Masseleitung L3) des Vergleichers 21 fließt, um das Laden des Kondensators 22 anzuhalten. Dementsprechend fließt, wie es in 2(B) gezeigt ist, ein Entladestrom i4 von dem Kondensator 22 in den Ausgangspunkt C des Vergleichers 21 durch den Lade-/Entladewiderstand R5 und die Diode D2 (negative Rückführungsleitung L4), um das Entladen des Kondensators 22 zu starten.

Unterdessen fließt ein Strom, der von der Energieleitung L1 zum Ausgangswiderstand R1 fließt, in den Ausgangspunkt C des Vergleichers 21. Dementsprechend wird ein Strom i5, der von der Energieleitung L1 durch den Widerstand R2 gelangt, in einen Strom i6, der in den Ausgangspunkt C des Vergleichers 21 durch eine positive Rückführungsleitung L5 fließt, und einen Strom i5-i6 unterteilt, der in die Masseleitung L3 durch den Widerstand R3 fließt. Wie es in 3 gezeigt ist, bewirkt dieses, dass der Spannungspegel Va an dem Verbindungspunkt A zwischen den Spannungsteilungswiderständen R2, R3 auf unterhalb der Ladeschwelle TH1 fällt. Dieser Spannungspegel wird an den positiven Eingangsanschluss des Vergleichers 21 als eine Entladeschwelle TH2 angelegt.

Zu Beginn des Entladens des Kondensators 22 liegt der Spannungspegel Vb an dem Verbindungspunkt B noch oberhalb der Entladeschwelle TH2, und der Ausgang des Vergleichers 21 befindet sich in einem niedrigen Zustand. Wenn das Entladen des Kondensators 22 fortschreitet und der Spannungspegel Vb an dem Verbindungspunkt B auf unterhalb der Entladeschwelle TH2 fällt, kehrt der Ausgang des Vergleichers 21 in einen hohen Zustand zurück, und der Ladebetrieb wird wieder übernommen.

Durch Wiederholen der obigen Lade-/Entladeoperationen werden der Spannungspegel Vc an dem Ausgangspunkt C des Vergleichers 21 und der Spannungspegel Va an dem Verbindungspunkt A zwischen den Spannungsteilungswiderständen R2, R3 jeweils zu pulsförmigen Ein-/Aus-Signalen, und somit werden PWM-Signale erzeugt. In dieser Ausführungsform wird ein Spannungssignal S2 an dem Verbindungspunkt A als ein PWM-Signal verwendet. Das Tastverhältnis des Ausgangssignals S2 entspricht dem Verhältnis der Ladebetriebszeitdauer zur Entladebetriebszeitdauer. Dieses Verhältnis kann beliebig durch Einstellen entweder der Beziehung zwischen den Widerstandswerten des Ladewiderstands R4 und des Lade-/Entladewiderstands R5 oder jedes Widerstandswertes des Ausgangswiderstands R1, der Spannungsteilungswiderstände R2, R3 und des Widerstands der positiven Rückführung R6, die die jeweilige Schwelle TH1, TH2 bestimmen, bestimmt werden. In dieser Ausführungsform wird die Entladezeit derart eingestellt, dass sie einen bestimmten Anteil in dem Bereich von 10% bis 20% eines Zyklus aufweist.

(4) Anordnung zur Steuerungsbetätigung bzw. – aktivierung und -beendigung der PWM-Steuerung

In dieser Ausführungsform sind Schaltungen, die einer "Vergleichsschaltung" und einer "PWM-Signalausgangssteuerschaltung" entsprechen, wie sie in den Ansprüchen verwendet werden, an aufeinander folgenden Stufen der PWM-Signalerzeugungsschaltung 20 vorgesehen.

Das Bezugszeichen 30 der 1 bezeichnet einen Vergleicher, der einer Vergleichsschaltung wie sie in den Ansprüchen verwendet wird entspricht. Das Ausgangssignal S2 von der PWM-Signalerzeugungsschaltung 20 wird an deren negativen Eingangsanschluss angelegt. Dem positiven Eingangsanschluss wird ein Spannungspegel Vd an einem Verbindungspunkt D eines Paares von Widerständen R7, R8, die seriell zwischen die Energieleitung L1 und Masseleitung L3 geschaltet sind, als ein Bezugssignalpegel zugeführt. Ein Transistor 31 ist zwischen der Energieleitung L1 und dem Verbindungspunkt D als eine Schalteinrichtung zum Einschalten vorgesehen, um einen Kurzschluss dazwischen zu bewirken.

Eine Basis bzw. ein Basisanschluss des Transistors 31 ist mit der Masseleitung L3 durch einen Widerstand R7 und einen Transistor 32 als eine Schalteinrichtung verbunden. Mit einer derartigen Anordnung befindet sich, wenn sich der Transistor 32 in einem Aus-Zustand befindet, der Transistor 31 ebenfalls in einem Aus-Zustand, und eine geteilte Spannung eines ersten Pegels TH3, die der Energieversorgungsspannung Vcc geteilt durch den Widerstand R7 und den Widerstand R8 proportional ist, wird an einen positiven Eingangsanschluss des Vergleichers 30 angelegt. Hier wird der erste Pegel TH3 auf innerhalb des Bereiches einer Amplitude (d.h. ein Spannungspegel zwischen dem hohen Pegel und dem niedrigen Pegel) des Ausgangssignals S2 eingestellt.

Wenn sich im Gegensatz dazu der Transistor 32 einschaltet, wobei ein Steuersignal S3 an seiner Basis anliegt, schaltet sich der Transistor 31 ebenfalls ein, um den Spannungspegel Vd an dem Verbindungspunkt D auf die Seite der Energiezufuhrspannung Vcc hochzuziehen. Dieser Spannungspegel wird an den positiven Eingangsanschluss des Vergleichers 30 als ein zweiter Pegel TH4 angelegt. Hier ist der zweite Pegel TH4 größer als der hohe Pegel des Ausgangssignals S2. Mit einer derartigen Anordnung dienen die Widerstände R7 bis R9 und die Transistoren 31, 32 als eine "PWM-Signalsausgangssteuerschaltung" wie sie in den Ansprüchen verwendet wird, wie es unten noch beschrieben wird.

(5) Anordnung zum Schützen des thermischen FET

Wie es oben beschrieben ist, kann ein kontinuierliches zyklisches Ein- und Aus-Durchlaufen, das einem thermischen FET 11, durch den ein Überstrom fließt, ein PWM-Signal S1 bereitstellt, bewirken, dass der thermische FET 11 wiederholt unterbrochen und wiederhergestellt wird, was zu dessen Selbstdurchbruch führt. In dieser Ausführungsform wird daher eine Anordnung geschaffen, die die Unterbrechung im thermischen FET 11 erfasst, und auf der Grundlage dieser Erfassung die PWM-Steuerung beendet, d.h. das Ausgeben des PWM-Signals anhält.

Insbesondere bezeichnet das Bezugszeichen 40 in 1 einen Dual-Vergleicher, der eine IC ist, die eine Verstärkungsschaltung zum Ansteuern des N-Kanal-FET 11a ist und einen vierten Anschlussstift P4 für einen Ausgang aufweist, der mit dem Gate des FET 11a verbunden ist. Ein zweiter Anschlussstift P2 ist mit dem Drain des FET 11a durch einen Widerstand R10 verbunden, und ein erster Anschlussstift P1 ist mit der Source des FET 11a durch einen Widerstand R11 verbunden. Für die Zufuhr von Energie ist ein fünfter Anschlussstift P5 mit der Energieleitung L1 verbunden. Ein dritter Anschlussstift P3 und ein achter Anschlussstift P8 sind mit der Masseleitung L3 zwecks Erdung verbunden. Ein siebter Anschlussstift P7 zur Eingabe ist mit einem Ausgangspunkt E des Vergleichers 30 verbunden. Als ein Statusanschluss ist ein sechster Anschlussstift P6 mit der Basis des Transistors 31 durch einen Transistor 41 und einen Widerstand R12 verbunden. In dem Transistor 41 ist die Basis durch einen Widerstand R13, einen Verbindungspunkt E und einen Widerstand R14 mit der Energieleitung L1 verbunden, und ein Emitter und die Basis sind durch einen Widerstand R15 verbunden.

2. Betrieb der Ausführungsform (1) Schalten zwischen Scheinwerferbeleuchtung bei Tageslicht und Scheinwerferbeleuchtung bei Nacht

Bei der Zufuhr von Energie zur erfindungsgemäßen PWM-Steuerschaltung 10 von der Energiezufuhr 12 startet die PWM-Erzeugungsschaltung 20 mit dem Ausgeben des pulsförmigen Ausgangssignals S2, wie es oben beschrieben ist. Hier wird z. B., wenn die Scheinwerfer während der Fahrt bei Tag (d.h. Tageslicht) eingeschaltet sind, eine vorbestimmte Aktion verhindern, dass das Steuersignal S3 an den Transistor 32 angelegt wird. Zu diesem Zeitpunkt befindet sich, wie es in dem Abschnitt der vorderen Hälfte der 3(D) gezeigt ist, der Spannungspegel Vd an dem Verbindungspunkt D, der an dem positiven Eingangsanschluss des Vergleichers 30 anliegt, auf dem ersten Pegel TH3 innerhalb des Bereiches der Amplitude des Ausgangsignals S1. Daher weist, wie es in dem Abschnitt der vorderen Hälfte der 3(E) gezeigt ist, ein Spannungspegel Ve an dem Ausgangspunkt E des Vergleichers 30 eine Pulswellenform auf, die durch eine Pegelumkehrung in Bezug auf das Ausgangssignal S2 erhalten wird. Dieses pegelinvertierte Ausgangssignal S4 wird an den siebten Anschlussstift P7 des Dual-Vergleichers 40 angelegt, und ebenfalls so wie es ist, an das Gate des FET 11a von dem vierten Anschlussstift P4 als das PWM-Signal 51 angelegt. Dieses schafft eine Scheinwerferbeleuchtung während Tageslicht, bei der die Scheinwerfer mit einer Helligkeit von etwa 10% bis 20% derjenigen der Scheinwerferbeleuchtung bei Nacht entspricht, wie es unten beschrieben wird.

Wenn andererseits die Scheinwerfer während der Fahrt bei Nacht eingeschaltet sind, bewirkt eine vorbestimmte Tätigkeit, dass das Steuersignal S3 an den Transistor 32 angelegt wird. Im Gegensatz bewirkt dieses, dass der Spannungspegel Vd an dem Verbindungspunkt D, der an den positiven Eingangsanschluss des Vergleichers 30 angelegt wird, den zweiten Pegel TH4 annimmt, der größer als der hohe Pegel des Ausgangssignals S1 ist. Daher wird, wie es in dem Abschnitt der hinteren Hälfte der 3(E) gezeigt ist, ein Spannungspegel Ve an dem Ausgangspunkt E des Vergleichers 30 auf einen kontinuierlichen hohen Pegel gebracht. Dieses Signal des kontinuierlichen hohen Pegels wird dem Gate des FET 11a durch den Dual-Vergleicher 40 zugeführt. Als Ergebnis ist der FET 11a kontinuierlich eingeschaltet, um auf Scheinwerferbeleuchtung bei Nacht zu schalten, die heller als die Scheinwerferbeleuchtung während Tageslicht mit der PWM-Steuerung ist.

(2) Betrieb zum Schützen des thermischen FET

Bei Scheinwerferbeleuchtung während Tageslicht, wie es oben beschrieben wurde, erfasst, wenn ein Überstrom durch den thermischen FET 11 fließt und eine Unterbrechung auftritt, der Dual-Vergleicher 40 die Unterbrechung des FET 11a auf der Grundlage des Drainpotentials und des Sourcepotentials des FET 11a. Dadurch schaltet der Dual-Vergleicher 40 den sechsten Anschlussstift P6 von einem hohen Pegel auf einen niedrigeren Pegel um. Dieses erhöht die Basis-Emitter-Spannung über dem Transistor 41 auf oberhalb eines vorbestimmten Wertes und schaltet den Transistor 41 ein. Dieses bewirkt, dass sich der Transistor 31 ebenfalls einschaltet. Demzufolge wird der Spannungspegel Vd an dem Verbindungspunkt D, der an den positiven Eingangsanschluss des Vergleichers 30 angelegt wird, auf einen hohen Pegel gebracht. Als Ergebnis wird der Ausgang des Vergleichers 30 ebenfalls auf einen kontinuierlichen hohen Pegel gebracht, ebenso wie das Steuersignal S3, das an den Transistor 32 angelegt wird (d.h. die oben beschriebene Scheinwerferbeleuchtung bei Nacht), wobei auf Schweinwerferbeleuchtung bei Nacht geschaltet wird (siehe Abschnitt der hinteren Hälfte der 3(D)). Dieses verhindert, dass der thermische FET 11 wiederholt einen Zyklus der Unterbrechung und des Wiederherstellung bei einer Überstrombedingung wiederholt. Daher kann ein Selbstzusammenbruch vermieden werden.

3. Vorteile der Ausführungsform
  • (1) Gemäß der Anordnung dieser Ausführungsform kann das Tastverhältnis des PWM-Signals S2 auf leichte Weise nur durch z. B. Ändern des Widerstandsverhältnisses zwischen dem Ladewiderstand R4 und dem Lade-/Entladewiderstand R5 eingestellt werden. Wenn sich außerdem die Schaltung konstant aufgrund von Umgebungstemperaturänderungen oder einer Verschlechterung eines beliebigen Schaltungselementes ändert und sich somit die Ladeschwelle TH1 und die Entladeschwelle TH2 ändern, ändern sich ebenfalls die Ladezeitdauer und die Entladezeitdauer des Kondensators 22 entsprechend. Demzufolge kann das Verhältnis zwischen der Ladezeitdauer und der Entladezeitdauer des Kondensators 22 oder das Tastverhältnis des PWM-Signals S2 im Wesentlichen konstant gehalten werden.

    Entsprechend der Anordnung fließen jeweils ein Strom, der die Ladeschwelle TH1 und die Entladeschwelle TH2 bestimmt, und ein Strom, der den Kondensator 22 lädt/entlädt, durch unabhängige Kanäle, so dass das PWM-Signal S2 mit einem relativ konstant gehaltenen Tastverhältnis erzeugt werden kann. Da außerdem eine derartige Anordnung unter Verwendung eines einzigen Vergleichers 21 realisiert werden kann, können die Schaltungen kleiner sein.
  • (2) Es ist eine Anordnung denkbar, bei der das Ausgangssignal von dem Vergleicher 21 in der PWM-Signalerzeugungsschaltung 20 als ein PWM-Signal ausgegeben wird. In dieser Anordnung kann jedoch der PWM-Signalpegel durch einen Strom, der durch den Ausgangswiderstand R1 fließt, beeinflusst werden, der die Ladeschwelle TH1 bestimmt. In dieser Ausführungsform wird daher eine Anordnung übernommen, bei der das Spannungssignal an dem positiven Eingangsanschluss des Vergleichers 21 als das PWM-Signal ausgegeben wird.
  • (3) In dieser Ausführungsform wird eine Anordnung verwendet, bei der der Kondensator 22 durch einen Strom, der von der Energieleitung L1 durch den Ladewiderstand R4 und den Lade-/Entladewiderstand R5 fließt, geladen wird. Der Kondensator 22 wird nur durch den Lade-/Entladewiderstand R5 entladen. Mit einer derartigen Anordnung kann sogar dann, wenn ein Tastverhältnis des PWM-Signals S1 in der Größenordnung von 15% bis 20% gewünscht ist, die Verwendung eines Widerstandes mit einem großen Widerstandswert vermieden werden, um den Einfluss von Temperaturänderungen und ähnlichem abzuschwächen.
  • (4) Die Anordnung weist eine Diode D1 auf, die zwischen dem Ladewiderstand R4 und dem Lade-/Entladewiderstand R5 vorgesehen ist. Die Diode D1 reguliert einen Umkehrfluss eines Entladestromes von dem Kondensator 22 zur Seite des Ladewiderstands R4. Daher ist es einfach, das Tastverhältnis durch Ändern der Widerstandswerte des Ladewiderstands R4 und des Lade-/Entladewiderstands R5 einzustellen.
  • (5) Da außerdem die Diode D1 und die Diode D2 innerhalb desselben Chips als die Stromregulierelemente vorgesehen sind, werden sie auf gleiche Weise durch Umgebungstemperaturänderungen beeinflusst. Daher kann ein PWM-Signal S2 mit einem noch genaueren Tastverhältnis erzeugt werden.
  • (6) Eine Betätigung bzw. Aktivierung und Beendigung der PWM-Steuerung, d.h. eine Scheinwerferbeleuchtung während Tageslicht und eine Scheinwerferbeleuchtung bei Nacht, kann auf einfache Weise durch alleiniges Bereitstellen von Steuersignalen zum Ein- und Ausschalten des Transistors 32 geschaltet werden.
  • (7) Es wird eine Anordnung verwendet, bei der, wenn ein Überstrom durch den thermischen FET 11 fließt und eine Unterbrechung auftritt, der Dual-Vergleicher 40 die Unterbrechung erfasst, wodurch bewirkt wird, dass sich die Transistoren 41, 31 einschalten und ein Ausgangssignal von dem Vergleicher 30 gezwungen wird, sich von dem PWM-Signal zu einem Signal mit konstanten Pegel zu ändern (d.h. ein Signal hohen Pegels). Daher kann ein Selbstzusammenbruch des thermischen FET 11 vermieden werden.
<Zweite Ausführungsform>

4 zeigt eine zweite Ausführungsform (entsprechend dem zweiten Aspekt der Erfindung). Der Unterschied zur ersten Ausführungsform besteht hauptsächlich in der Verwendung eines Operationsverstärkers 50 an Stelle des Vergleichers 21. Die anderen Elemente ähneln denjenigen der ersten Ausführungsform. Daher werden nur die Unterschiede beschrieben, wobei dieselben Bezugszeichen wie in der ersten Ausführungsform verwendet und doppelte Beschreibungen weggelassen werden.

4 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration der zweiten Ausführungsform darstellt. 4 zeigt nur den PWM-Signalerzeugungsabschnitt 51 der PWM-Steuerschaltung. Wie es in 4 gezeigt ist, verwendet die zweite Ausführungsform im Gegensatz zur ersten Ausführungsform der 1 eine Anordnung, bei der ein Operationsverstärker 50 an Stelle des Vergleichers 21 verwendet wird. Außerdem ist der Ausgangswiderstand R1 weggelassen, da eine Verbindung zwischen einem Ausgang des Operationsverstärkers 50 und der Energieleitung L1 weggelassen ist. Der Zustand, bei dem ein Transistor 50a der Seite hohen Potentials einer Gegentakt-Schaltung innerhalb des Operationsverstärkers 50 eingeschaltet wird, um Signale hohen Pegels auszugeben, entspricht dem Zustand, bei dem sich der Vergleicher 21 der ersten Ausführungsform in einem hohen Zustand befindet. Auf ähnliche Weise entspricht der Zustand, bei dem ein Transistor 50b der Seite niedrigen Potentials einer Gegentakt-Schaltung innerhalb des Operationsverstärkers 50 eingeschaltet wird, um Signale niedrigen Pegels auszugeben, dem Zustand, bei dem sich der Vergleicher 21 der ersten Ausführungsform in einem niedrigen zustand befindet.

Auf diese Weise können ähnliche Vorteile wie bei der ersten Ausführungsform mit einer Anordnung erhalten werden, die einen Operationsverstärker 50 an Stelle des Vergleichers 21 aufweist.

Die vorliegende Erfindung ist nicht auf diese in der obigen Beschreibung und den Zeichnungen dargestellten Ausführungsformen beschränkt und enthält z. B. auch die folgenden Ausführungsformen, die innerhalb des technischen Bereichs der Erfindung liegen.

  • (1) Obwohl als Lasten die Scheinwerfer 13, 13 in jeder der oben beschriebenen Ausführungsform beschrieben werden, können die Lasten beliebige sein, die eine PWM-Steuerung benötigen. Die Lasten können z. B. eine andere beliebige Lampe als die Scheinwerfer, ein Antriebsmotor für ein Fenster mit elektrischem Scheibeheber oder ein Antriebsmotor für einen Wischer oder ein PWM-Heizgerät sein.
  • (2) In jeder oben beschriebenen Ausführungsform sind, obwohl der Ladewiderstand R4, der einem zweiten Widerstand entspricht, und der Kondensator 22 durch den Lade-/Entladewiderstand R5, der einem dritten Widerstand entspricht, seriell geschaltet sind, diese nicht auf diese Anordnung beschränkt. Stattdessen können sie seriell geschaltet sein, ohne über den Lade-/Entladewiderstand R5 zu führen. Außerdem kann in diesem Fall der Lade-/Entladewiderstand R5 der negativen Rückführungsleitung L4 selbstverständlich als mit der Ausgangspunktseite C des Vergleichers 21 in Bezug auf die Diode D2, die einer Stromreguliereinrichtung entspricht, verbunden angeordnet sein. Mit dieser Anordnung der obigen Ausführungsformen können jedoch die PWM-Signale für ein sehr kleines oder sehr großes Tastverhältnis erzeugt werden, ohne einen Widerstand mit einem großen Widerstandswert zu verwenden.
  • (3) In jeder oben beschriebenen Ausführungsform kann, obwohl die Diode D1, die einem Schaltungselement entspricht, zum Regulieren des Flusses des Stromes, der vom Kondensator 22 zur Seite des Ladewiderstands R4 entladen wird, vorgesehen ist, eine Anordnung ohne diese Diode verwendet werden.
  • (4) In jeder oben beschriebenen Ausführungsform kann, obwohl der Widerstand der positiven Rückführung R6 in der positiven Rückführungsleitung R5 vorgesehen ist, eine Anordnung ohne den Widerstand der positiven Rückführung R6 verwendet werden.
  • (5) In jeder oben beschriebenen Ausführungsform können, obwohl der "erste Eingangsanschluss" wie er in Ansprüchen verwendet wird als der positive Eingangsanschluss des Vergleichers 21 dient und der "zweite Eingangsanschluss" wie er in den Ansprüchen verwendet wird als der negative Eingangsanschluss des Vergleichers 21 dient, der "erste Eingangsanschluss" wie er in den Ansprüchen verwendet wird umgekehrt als der negative Eingangsanschluss des Vergleichers 21 dienen, und der "zweite Eingangsanschluss" wie er in den Ansprüchen verwendet wird kann als der positive Eingangsanschluss des Vergleichers 21 dienen. Insbesondere ist der positive Eingangsanschluss des Vergleichers 21 mit der Seite des Verbindungspunkts B verbunden, und der negative Eingangsanschluss ist mit der Seite des Verbindungspunkts A in Bezug auf die Anordnung der 1 verbunden.
  • (6) In jeder oben beschriebenen Ausführungsform ist, obwohl die Diode D1 als ein Schaltungselement vorgesehen ist, das Schaltungselement nicht auf diese begrenzt und kann ein beliebiges anderes Element (z. B. ein Widerstand) sein, so lange wie es sich um ein Schaltungselement mit derselben Temperaturcharakteristik wie das Stromregulierelement (Diode D2) handelt, die mit der negativen Rückführungsleitung L4 verbunden ist.
  • (7) In jeder oben beschriebenen Ausführungsform ist, obwohl der thermische FET 11 mit einer Überhitzungsschutzfunktion zum Unterbrechen, wenn eine vorbestimmte Temperatur erreicht ist, als ein "Halbleiterschalter", wie er in den Ansprüchen verwendet wird, verwendet wird, der Halbleiterschalter nicht darauf beschränkt und kann ein beliebiger Halbleiterschalter mit einer Überhitzungsschutzfunktion zum Bereitstellen einer Unterbrechung sein, der erfasst, dass die Strommenge der Energiezufuhr zu einer Last einen vorbestimmten Wert überschreitet.
  • (8) Der Transistor 31, 32 und 41 kann ein beliebiger unipolarer Transistor oder ein Bipolartransistor einschließlich einem TFT sein. Der Vergleicher 30 kann ein Operationsverstärker sein.


Anspruch[de]
  1. PWM-Signalerzeugungsschaltung zum Erzeugen eines PWM-Signals, die aufweist:

    einen Vergleicher, der aufweist:

    einen ersten Eingangsanschluss,

    einen zweiten Eingangsanschluss, und

    eine Ausgangsseite, die mit einer Energieleitungsseite durch einen ersten Widerstand verbunden ist,

    eine Spannungsteilerschaltung zum Bereitstellen eines Spannungssignals für den ersten Eingangsanschluss des Vergleichers,

    wobei das Spannungssignal durch Abteilen einer ersten Spannung zwischen der Energieleitung und einer Masseleitung erhalten wird,

    eine serielle RC-Schaltung, die parallel zur Spannungsteilerschaltung geschaltet ist, wobei die serielle RC-Schaltung aufweist:

    einen zweiten Widerstand, der an der Seite der Energieleitung angeordnet ist, und

    einen Kondensator, der an der Seite der Masseleitung angeordnet ist,

    wobei die serielle RC-Schaltung dem zweiten Eingangsanschluss des Vergleichers eine zweite Spannung bereitstellt,

    wobei die zweite Spannung von einer Ladungsmenge im Kondensator abhängt,

    eine erste Rückführungsleitung zum Zurückführen eines Ausgangs des Vergleichers zur Seite des ersten Eingangsanschlusses, und

    eine zweite Rückführungsleitung zum Zurückführen des Ausgangs des Vergleichers zu der Seite des zweiten Eingangsanschlusses durch eine Diode und einen dritten Widerstand,

    wobei die Diode einen Stromfluss von der Ausgangsseite des Vergleichers in Richtung des zweiten Eingangsanschlusses reguliert.
  2. PWM-Signalerzeugungsschaltung zum Erzeugen eines PWM-Signals, die aufweist:

    einen Operationsverstärker, der aufweist:

    einen ersten Eingangsanschluss, und

    einen zweiten Eingangsanschluss,

    eine Spannungsteilerschaltung zum Bereitstellen eines Spannungssignals für den ersten Eingangsanschluss des Operationsverstärkers,

    wobei das Spannungssignal durch Abteilen einer ersten Spannung zwischen einer Energieleitung und einer Masseleitung erhalten wird,

    eine serielle RC-Schaltung, die parallel zur Spannungsteilerschaltung geschaltet ist, wobei die serielle RC-Schaltung aufweist:

    einen zweiten Widerstand, der an der Seite der Energieleitung angeordnet ist, und

    einen Kondensator, der an der Seite der Masseleitung angeordnet ist,

    wobei die serielle RC-Schaltung dem zweiten Eingangsanschluss des Operationsverstärkers eine zweite Spannung bereitstellt,

    wobei die zweite Spannung von einer Ladungsmenge im Kondensator abhängt,

    eine erste Rückführungsleitung zum Zurückführen eines Ausgangs des Operationsverstärkers zur Seite des ersten Eingangsanschlusses, und

    eine zweite Rückführungsleitung zum Zurückführen eines Ausgangs des Operationsverstärkers in Richtung der Seite des zweiten Eingangsanschlusses durch eine Diode und einen dritten Widerstand,

    wobei die Diode einen Stromfluss von der Ausgangsseite des Vergleichers in Richtung des zweiten Eingangsanschlusses reguliert.
  3. PWM-Signalerzeugungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Spannungssignal an der Seite des ersten Eingangsanschlusses als das PWM-Signal ausgegeben wird.
  4. PWM-Signalerzeugungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei

    der dritte Widerstand an der Seite des zweiten Eingangsanschlusses in Bezug auf die Diode angeordnet ist, und

    der zweite Widerstand und der Kondensator der seriellen RC-Schaltung seriell über den dritten Widerstand verbunden sind.
  5. PWM-Signalerzeugungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die serielle RC-Schaltung außerdem ein Schaltungselement aufweist, das in einem Ladestrompfad zum Kondensator der seriellen RC-Schaltung vorgesehen ist, wobei das Schaltungselement dieselbe Temperaturwiderstandscharakteristik wie die Diode aufweist.
  6. PWM-Signalerzeugungsschaltung nach Anspruch 5, wobei die Diode und das Schaltungselement innerhalb desselben Chips vorgesehen sind.
  7. PWM-Signalerzeugungsschaltung nach Anspruch 5 oder 6, wobei das Schaltungselement eine zweite Diode ist.
  8. PWM-Steuerschaltung, die aufweist:

    eine PWM-Signalerzeugungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7,

    eine Vergleicherschaltung, in die das PWM-Signal, das dem Spannungssignal an der Seite des ersten Eingangsanschlusses der PWM-Signalerzeugungsschaltung entspricht, eingegeben wird,

    wobei die Vergleicherschaltung ein Ausgangssignal ausgibt, und

    wobei das Ausgangssignal auf einen Groß-Klein-Vergleich zwischen einem PWM-Signalpegel und einem Bezugssignalpegel hin invertiert wird, und

    eine PWM-Signalausgangssteuerschaltung, die einen Schalter aufweist,

    wobei die PWM-Signalausgangssteuerschaltung den Bezugssignalpegel zwischen einem ersten Pegel in einem Bereich einer Amplitude des PWM-Signals und einem zweiten Pegel außerhalb des Bereichs der Amplitude des PWM-Signals auf das Ein- und Ausschalten des Schalters hin schaltet.
  9. PWM-Steuerschaltung nach Anspruch 8, die aufweist:

    einen Halbleiterschalter, der auf Grundlage des Ausgangssignals, das von der Vergleicherschaltung ausgegeben wird, ein- und ausgeschaltet wird,

    wobei der Halbleiterschalter eine Schutzfunktion aufweist, die eine Unterbrechung des Halbleiterschalters erzwingt, wenn eine vorbestimmte Temperatur oder ein vorbestimmter Strombetrag überschritten wird,

    wobei die PWM-Steuerschaltung die Zufuhr von Energie von einer Energiezufuhr, die mit dem Halbleiterschalter gekoppelt ist, zu einer Last steuert,

    eine Unterbrechungserfassungsschaltung zum Erfassen einer Unterbrechung des Halbleiterschalters auf der Grundlage eines Ausgangspotentials des Halbleiterschalters, und

    eine PWM-Signalausgangsstoppschaltung zum Zwingen des Bezugssignalpegels auf den zweiten Pegel nach der Erfassung der Unterbrechung durch die Unterbrechungserfassungsschaltung.
  10. PWM-Steuerschaltung nach Anspruch 8 oder 9, die außerdem aufweist:

    einen Halbleiterschalter, der auf der Grundlage des Ausgangssignals, das von der Vergleicherschaltung ausgegeben wird, ein- und ausgeschaltet wird,

    wobei die PWM-Steuerschaltung die Zufuhr von Energie von einer Energiezufuhr, die mit dem Halbleiterschalter gekoppelt ist, zu einer Last steuert,

    wobei die Last zumindest ein Scheinwerfer ist,

    wobei der erste Pegel einem Beleuchtungspegel bei Tageslicht entspricht, und

    wobei der zweite Pegel einem Beleuchtungspegel bei Nacht entspricht.
  11. PWM-Steuerschaltung, die aufweist:

    einen Vergleicher, der aufweist:

    einen ersten Eingangsanschluss,

    einen zweiten Eingangsanschluss, und

    eine Ausgangsseite,

    wobei die Ausgangsseite des Vergleichers mit einer Seite der Energieleitung durch einen ersten Widerstand verbunden ist,

    eine Spannungsteilerschaltung zum Bereitstellen eines Spannungssignals für den ersten Eingangsanschluss des Vergleichers,

    wobei das Spannungssignal durch Abteilen einer ersten Spannung zwischen der Energieleitung und einer Masseleitung erhalten wird,

    eine serielle RC-Schaltung, die parallel zur Spannungsteilerschaltung geschaltet ist, wobei die serielle RC-Schaltung aufweist:

    einen zweiten Widerstand, der an der Seite der Energieleitung angeordnet ist,

    einen Kondensator, der an der Seite der Masseleitung angeordnet ist,

    eine zweite Diode, die in einem Ladestrompfad zum Kondensator vorgesehen ist, und

    wobei die serielle RC-Schaltung dem zweiten Eingangsanschluss des Vergleichers eine zweite Spannung bereitstellt,

    wobei die zweite Spannung von einer Ladungsmenge im Kondensator abhängt,

    eine erste Rückführungsleitung zum Zurückführen eines Ausgangs des Vergleichers zur Seite des ersten Eingangsanschlusses, und

    eine zweite Rückführungsleitung zum Zurückführen eines Ausgangs des Vergleichers zur Seite des zweiten Eingangsanschlusses durch eine Diode und einen dritten Widerstand,

    wobei die Diode einen Stromfluss von der Ausgangsseite des Vergleichers in Richtung des zweiten Eingangsanschlusses reguliert, und

    ein PWM-Signal, das dem Spannungssignal an der Seite des ersten Eingangsanschlusses entspricht,

    eine Vergleicherschaltung, in die das PWM-Signal eingegeben wird,

    wobei die Vergleicherschaltung ein Ausgangssignal ausgibt,

    wobei das Ausgangssignal auf einen Groß-Klein-Vergleich zwischen einem PWM-Signalpegel und einem Bezugssignalpegel hin invertiert wird, und

    eine PWM-Signalausgangssteuerschaltung, die einen Schalter aufweist,

    wobei die PWM-Signalausgangssteuerschaltung den Bezugssignalpegel zwischen einem ersten Pegel in einem Bereich einer Amplitude des PWM-Signals und einem zweiten Pegel außerhalb des Bereichs der Amplitude des PWM-Signals auf das Ein- und Ausschalten des Schalters hin schaltet,

    einen Halbleiterschalter, der auf der Grundlage des Ausgangssignals, das von der Vergleicherschaltung ausgegeben wird, ein- und ausgeschaltet wird,

    wobei die PWM-Steuerschaltung eine Zufuhr von Energie von dem Halbleiterschalter zu einer Last steuert.
  12. PWM-Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9 oder 11, wobei die Last ein Heizgerät ist.
Es folgen 4 Blatt Zeichnungen






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B Arbeitsverfahren; Transportieren
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