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Dokumentenidentifikation DE102004020282A1 20.07.2006
Titel Verlustmessung mit Sensor
Anmelder Koller, Roman, 81735 München, DE
Erfinder Koller, Roman, 81735 München, DE
DE-Anmeldedatum 26.04.2004
DE-Aktenzeichen 102004020282
Offenlegungstag 20.07.2006
Veröffentlichungstag im Patentblatt 20.07.2006
IPC-Hauptklasse G01R 27/02(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, DE
Zusammenfassung Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Verlustmessung. Im Besonderen werden die Verfahren aus den Schriften DE 4240739 C2 und PCT/AT/00/00198 weiters noch verbessert. Im Besonderen dadurch, daß ein Blindleitwert realisiert wird durch den die Meßimpedanz/Meßadmittanz einerseits bei sehr hoher Güte der eigentlichen Meßimpedanz/Meßadmittanz in einem Meßschwingkreis extrem hochohmig gemessen werden kann, andererseits der Meßschwingkreis selbst mit sehr schlechter Güte und daher hoher Bandbreite ausgelegt werden kann. Eine weitere Besonderheit ist die neuartige Verwendung eines Verlust Richtkopplers, welcher den Verlust der Meßimpedanz/Meßadmittanz unabhängig einer Einstreuung mißt. Aus den gemessenen Verlusten können auch gemessene Induktivität und Kapazität berechnet werden, falls erforderlich. Neben sämtlichen klassischen Sensoranwendungen sind noch Anwendungen zur abstandsunabhängigen Messung einer durch Wirbelstromverlust vorgenommenen Kodierung, weiters Flächen Abtastung von Bodenkodierungen, weiters Abtastung von passiven und aktiven (Chip gesteuerten) Kodierungen und ein Datenübertragungs- und Peilverfahren realisiert, vor allem auch für militärische Anwendungen, inkl. Freund-Feind-Erkennungen usw. Eine weitere Realisierung betrifft ein völlig neuartiges Logistik-System und Einkaufszentrum für das IT-Zeitalter.

Beschreibung[de]

Vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren mit Anordnung zur Verlustmessung und zum Senden von Verlusten. Als Meßimpedanz oder Meßadmittanz wird eine Meßspule L, Lmeß, oder je nach Anwendung auch eine Meßkapazität C, CMeß verwendet, über welche der gemessene Verlust in die Meßschaltung eingekoppelt wird. Als Stand der Technik werden die Schriften DE 42 40 739 C2 und PCT/AT/00/00198 angegeben. Wie in der PCT/AT/00/00198 bereits weiterhin angegeben, kann das Verfahren nicht nur in der Sensorik, sondern vor allem auch als Datenübetragungsverfahren von durch Verlustvariation modulierten Nachrichten verwendet werden. Die beiden veröffentlichten Anmeldungen DE 42 40 739 C2 und PCT/AT/00/00198 werden in vorliegender Erfindung für die nähere Ausgestaltung vorteilhaft benutzt und die Kenntnis des Inhaltes voraus gesetzt.

Es werden für vorliegende Anmeldung folgende 14 Prioritäten (alle aus DE, Deutschland) in Anspruch genommen:

(#00) DE 103 18 619.0 vom 24.04.03

(#01) DE 103 20 114.9 vom 06.05.03

(#02) DE 103 21 504.2 vom 13.05.03

(#03) DE 103 21 505.0 vom 13.05.03

(#04) DE 103 22 045.3 vom 15.05.03

(#05) DE 103 22 737.7 vom 20.05.03

(#06) DE 103 27 270.4 vom 17.06.03

(#07) DE 103 42 538.1 vom 15.09.03

(#08) DE 103 46 051.9 vom 03.10.03

(#09) DE 103 47 067.0 vom 09.10.03

(#10) DE 103 48 033.1 vom 15.10.03

(#11) DE 103 48 360.8 vom 17.10.03

(#12) DE 103 50 430.3 vom 29.10.03

(#13) DE 10 2004 016 969.1 vom 06.04.04

Die technische Aufgabenstellung ergibt sich wie immer aus der Verbesserung. Diese Verbesserung umfaßt sowohl die sensorische Anwendung, als auch die Anwendungsmöglichkeit für ein Datenübetragungsverfahren. Durch die Verbesserung erhalten wir folgende Vorzugseigenschaften der Erfindung:

  • – auch wenn die Meßimpedanz/Meßadmittanz (Meßspule oder Meßkapazität) in einen Meßschwingkreis geschaltet ist, dessen Resonanzwiderstand durch Anschaltung eines negativen Leitwertes –G sehr hoch gehalten wird, kann die Bandbreite extrem erhöht werden (bzw. die Dämpfung >>1 oder im Bereich von 1 gemacht werden);
  • – Störsignale, die über die Meßimpedanz/Meßadmittanz (Meßspule oder Meßkapazität) eingekoppelt werden, gehen in die Messung nicht ein. Diese neuartige Funktion wird nachfolgend Verlust Richtkoppler genannt. Dabei wird der gemessene Verlust nur in der Richtung gemessen, welche die Speisung durch die vorgesehene Speisequelle betrifft, nicht in die zurückwirkende Richtung, welche einer Speisung (über die Last) durch eine über die Meßimpedanz/Meßadmittanz aufgenommene Spannung entspricht;
  • – Unter Verwendung des neuartigen Verlust Richtkopplers kann als Weiterbildungsversion die am Meßschwingkreis auftretende Signalspannung ohne den Einsatz zusätzlicher (üblicher) Filtermittel so gefiltert werden, daß Spannungen, welche nicht durch die Speisung über die vorgesehene Speisequelle erzeugt sind, bereits grundsätzlich unterdrückt werden, auch wenn sie der gleichen Frequenz entsprechen, wie die Meßfrequenz. Je nach Ausbildung kann dabei diese Unterdrückung der über die Meßimpedanz/Meßadmittanz aufgenommenen Spannungen (z.B. Störspannungen) nicht phasendrehend oder auch phasendrehend vorgenommen werden. Die Richtkopplerwirkung erfolgt jedoch unabhängig von dieser optional zu verwendenden weiteren Filtermöglichkeit und schützt die Schaltung vor allem bei der Verwendung eines negativen Leitwertes –G, daß durch wilde Schwingungen die Einspeisung des eingeprägten Meßstromes wegen zu geringer Quellenspannung (die den Strom treibt, bzw. den Aussteuerungsbereich festlegt) nicht behindert wird. Weiters wird verhindert, daß wegen zu geringer Bandbreite des für den Bewerter eingesetzten Differenzverstärkers, oder auch Komparators (etc.), die Gleichtaktunterdrückung des Differenzverstärkers zur Unterdrückung einer von der Lastseite her aufgenommenen Störspannung sich verschlechtert. Eine Alternative (oder auch Ergänzung, etc.) wäre, mit klassischen zusätzlichen Filtern am Bewerter dies zu verhindern.

Grundgedanke der Erfindung für die Erhöhung der Bandbreite ist, den angeschalteten negativen Leitwert –G nicht nur als Realteil auszubilden, bzw. einzuspeisen, sondern auch als Imaginärteil auszubilden, bzw. einzuspeisen. Dabei kann für Spezialanwendungen der Realteil auch Null sein. In besonderer Weiterbildung wird der Realteil von –G so kalibriert, wie er bei der Meßfrequenz auf die Meßimpedanz/Meßadmittanz bzw. gegebenenfalls auf den Meßschwingkreis einwirkt, so daß die Phasenlaufzeit der zur Erzeugung von –G verwendeten Verstärker keine Rolle spielt. Die dabei zu –G auftretende Blindkomponente spielt gleichfalls keine Rolle, da durch explizite Einspeisung eines Blindleitwertes die Bandbreite des Meßschwingkreises wesentlich verbreitert wird und durch ständige Regelung auf Resonanz mit kompensiert wird. Die Regelung auf Resonanz erfolgt in Weiterbildung so, daß der eingespeiste Blindleitwert digital steuerbar gemacht ist, und der Phasenwinkel des Meßschwingkreises gemessen wird.

Grundgedanke der Erfindung für die Realisierung des Verlust Richtkopplers ist, das Prinizip einer Brückenschaltung für die Messung zu verwenden, jedoch mit der Modifikation, das zwei Netzwerke mit entsprechenden Anschlüssen vorgesehen sind, die somit einen Vierpol bilden, wobei von den Vierpolanschlüssen z.B. jeweils einer gegen das Bezugspotential (GND, bzw. Masse) geschaltet ist. Zwischen den beiden anderen freien Anschlüssen, nachfolgend auch Brückenpfade oder Meßpfade genannt (vgl. SEITE A, SEITE B), erfolgt unmittelbar oder innerhalb der Netzwerke jeweils die Speisung des zu messenden Verlustes, sowie die Messung der Differenzspannung als Richtsignal bzw. Bewertungssignal für den gemessenen Verlust. Die Messung der Differenzspannung erfolgt gegebenenfalls auch unter Einsatz breitbandiger Filtermittel, und wird nachfolgend als Bewerter BW bezeichnet. Die Anschaltung des zu messenden Verlustes erfolgt durch eine transformatorische Aufteilung der Meßimpedanz/Meßadmittanz, wobei an jedem Brückenpfad des Vierpols ein Anteil entsprechend dieser Aufteilung angeschaltet ist. Je nachdem wie diese transformatorische Aufteilung vorgenommen wird, unterscheiden wir:

  • a) eine Aufteilung, bei der der zu messende Verlust unmittelbar durch das Meßteil in die Meßpfade (induktiv) eingekoppelt wird. Z.B. wenn wir für die Messung zwei gekoppelte Spulen, z.B. einen Lufttrafo verwenden, in dessen Streufeld der zu messende Verlust eingekoppelt wird. Dabei bestehen die beiden Alternativen, diesen Trafo einseitig zu speisen und unmittelbar wie einen Trafo (in Bezug auf die Speisung der Meßfrequenz) zu verwenden, oder auch beidseitig zu speisen und als über zwei Wicklungen gespeiste Meßspule zu verwenden (in Bezug auf die Speisung der Meßfrequenz);
  • b) oder eine Aufteilung, bei der der zu messende Verlust über weitere Kopplungen (z.B. galvanisch oder auch induktiv) an einen Trafo angeschaltet ist, der den gemessenen Verlust in die beiden Meßpfade als anteilige Belastung anschaltet.

Die zweite Variante ist etwas aufwendiger, dafür universeller, da wir z.B. auch an Meßkapazitäten den Verlust messen, bzw. anschalten können, bzw. als Meßspule dann nur eine einfache Wicklung benötigen.

Die Lösung der gestellten technischen Aufgabe gibt eine Vielzahl von je nach gewünschter Anwendung benötigter Komponenten an, die wie Lego Bausteine zusammen gesetzt werden können. Anspruch 1 betrifft das angegebene (optional einzusetzende) Merkmal, welches den Grundgedanken der Erfindung für die Erhöhung der Bandbreite betrifft, Anspruch 21 betrifft das angegebene (optional einzusetzende) Merkmal, welches den Grundgedanken der Erfindung für die Realisierung des Verlust Richtkopplers betrifft. Beide Merkmale können unabhängig voneinander oder gemeinsam angewendet werden. Die weiteren Ansprüche betreffen Weiterbildungen der Erfindung, oder auch zum Teil Anwendungen, bei denen die Erfindung zwar besonders vorteilhaft eingesetzt werden kann, die jedoch gegebenenfalls auch eigenständig (bei geringerer Performance, bzw. Leistungsfähigkeit) zur Anwendung gelangen können.

Beschreibung der Richtkopplerwirkung (204, 279):

Im nachfolgenden Teil der Beschreibung sind zahlreiche Ausführungsbeispiele im Detail beschrieben. Vorab soll der angesprochene Grundgedanke der Erfindung näher erläutert werden. Die Einspeisung kann im Prinizip auch nur an einer Seite vorgenommen werden, jedoch bringt die beidseitige Speisung der Meßpfade in Bezug auf die Einfachheit der Bemessung Vorteile. Einspeisung und Messung erfolgt so, daß die Differenzspannung in Bezug auf ihren Betrag und ihr Vorzeichen, gegebenenfalls auch in Bezug auf ihre Phase, eine Funktion des zu messenden Verlustes ist. Dabei wird das Netzwerk der Meßpfade einfacher, wenn der zu messende Verlust ausschließlich als Wirkkomponente (Realteil) in einem ständig auf Resonanz gehaltenen Meßschwingkreis gemessen wird (Vorzugsoption).

Für eine rückwirkende Speisung von der Lastseite her, sind die beiden als Differenzspannung gemessenen Spannungen in Betrag und Phase identisch, was durch die besondere Realisierung der Meßpfade her erreicht ist, die für diese Speiserichtung zu den Meßpunkten der Differenzspannung in Betrag und Phase übereinstimmende Spannungsteiler bilden. Wodurch die Störspannung als Gleichtaktspannung der Differenzspannung auftritt (entsprechend dem Überlagerungsprinzip nach Helmholtz). In einer Weiterbildungsoption kann von der Lastseite her auch eine Spannung zu Abgleichzwecken angeschaltet werden, um die Meßpfade an denen die Differenzspannung gemessen ist, durch eine Kaskade (automatisch) abzugleichen.

Für die Speisung von der Speiseseite her, ergibt sich dann entsprechend der durch den gemessenen Verlust entstehenden Asymmetrie einem dem gemessenen Verlust entsprechende Differenzspannung.

Für eine besondere Optimierungsversion (als Weiterbildung) ist für einen konstant gehaltenen Summenverlust, d.h. einen definierten ohmschen Wert der Last, auf den die Meßimpedanz/Meßadmittanz geregelt wird (vgl. DE 42 40 739 C2 und PCT/AT/00/00198) die gemessene Spannungsdifferenz in Betrag und Phase übereinstimmend gleich Null definiert, so daß für die Differenzmessung unmittelbar ein Komparator eingesetzt werden kann. Die notwendige Verstärkungsanpassung zwischen den Differenzkanälen erfolgt z.B. durch entsprechende Wahl der Amplitudenrelation und Phasenlage der an beiden Meßpfaden vorgenommenen Speisung mit eingeprägten Strömen.

Je nachdem, wie die für die Messung des Verlustes (zum Erhalt der Differenzspannung) notwendige Asymmetrie realisiert ist, um die Funktion der Differenzspannung als Richtsignal für den gemessenen Verlust zu erhalten, bei gleichzeitiger Symmetrie für die Gleichtaktunterdrückung einer rückwirkend über die Lastseite eingespeisten Spannung, wird zwischen einer symmetrischen Ausführung und einer asymmetrischen Ausführung unterschieden.

Bei der symmetrischen Auführung (279) sind beispielsweise die beiden Netzwerke zwischen denen sich der gemessene Verlust als Belastung aufteilt, unmittelbar an der Einspeisestelle in der Phase gleichlaufend, d.h. weisen ähnliche (sich nur in der Vergrößerung unterscheidende) Ortskurven auf, die gegebenenfalls durch entsprechende Verstärkungsanpassung der einzelnen Differenzspannungen in Bezug auf Amplitudenübereinstimmung symmetriert sind. Erforderlichenfalls wird diese für die Unterdrückung einer lastseitig aufgenommenen Störspannung erforderliche Symmetrie in umgekehrter Richtung, in welcher für die notwendige Abhängigkeit der Differenzspannung vom Verlust eine Asymmetrie benötigt wird, durch einen zusätzlich eingespeisten Kompensationsstrom asymmetrisch verschoben, mit dem für den Wert des konstant zu haltenden Verlustes die Differenzspannung auf Null eingestellt wird.

Bei der asymmetrischen Ausführung (204) sind die beiden Längswiderstände der Strompfade zwischen jeweiligem Meßpunkt (der z.B. jeweils an einen Abschlußwiderstand angeschaltet ist) und jeweils angeschaltetem Lastanteil identisch, bzw. symmetrisch, wobei jedoch in die beiden Strompfade asymmetrisch eingespeist wird. Z.B. indem bei einem Strompfad direkt am Meßpunkt, bei dem anderen Strompfad an einem Teilerpunkt der eingeprägte Strom eingespeist wird, bei einer entsprechenden Anpassung der Ströme zum Verstärkungsausgleich. Für die Messung einer rein ohmschen Last an einem ständig auf Resonanz gehaltenen Meßschwingkreis ist diese Asymmetrie der Einspeisung durch einen ohmschen Widerstand erzeugt, für die Messung einer komplexen Last ist diese Asymmetrie durch einen entsprechend komplexen Widerstand bzw. ein aktives Phasen Ausgleichsnetzwerk erzeugt, nachfolgend auch Allpaß genannt.

Im nachfolgenden Teil der Beschreibung sind verschiedene Varianten für eine symmetrische Ausführung, als auch eine asymmetrischen Ausführung beschrieben. Weiters sind zum Teil aus der DE 42 40 739 C2 und PCT/AT/00/00198 (Q-Expander) übernommene und verbesserte, zum Teil völlig neue Bausteine erläutert um eine Anwendung optimal zu realisieren.

Neben der eingangs genannten Aufgabenstellung der Erfindung kann bei angewendetem Q-Expander (entsprechend der PCT/AT/00/00198, vgl. auch nachfolgende Erläuterung zu diesem Begriff) innerhalb eines Resonanzkreises für die Verlustmessung die Bandbreite des Resonanzkreises auch bei extrem erhöhter Spulengüte gleichfalls extrem mit erhöht werden und dadurch die Meßgeschwindigkeit wesentlich erhöht werden. Dadurch wird es möglich, auch bei sehr schnellen Messungen die Verlustmessung über einen Schwingkreis vorzunehmen, wodurch sich auch für den bevorzugten Verlust Richtkoppler zur Vermeidung einer Störsignaleinkopplung eine wesentliche Vereinfachung ergibt, wie am Beispiel nach 204 näher erläutert wird. Als Zusatzaufgabe ist noch vorgesehen, eine durch Wirbelstromkodierung vorgenommene Kodierung eines Maßstabes, oder ähnliches, unabhängig vom Meßabstand der Sensorspule zu messen, mit zahlreichen sich aus der gesamten verbesserten Performance der Erfindung erst ermöglichten Anwendungsbeispielen.

Aufgabenstellungen für diese Ergänzung, bzw. Anwendungsbeispiele sind.:

  • – Eine grundsätzliche Verbesserung der Komponenten, mit denen sich durch Zusammenfügen (wie mit Lego Bausteinen) ein vielseitiges Anwendungsgebiet erschließen läßt. Diese zwölf Bausteine, im nachfolgenden Q-Switch, FQ-Switch, Q-Expander, Q-Expanderfilter, L-Expander, C-Shrinkage, L-Expanderfilter, C-Shrinkagefilter, Q-Damper, und Verlust Richtkoppler, weiters noch L-Shrinkage, C-Expander genannt, bauen zum Teil auf den genannten Schutzrechten DE 42 40 739 C2 und PCT/AT/00/00198 auf, zum Teil sind es völlig neue Maßnahmen. Die aufgezählten Bausteine, bzw. Komponenten werden nachfolgend in zahlreichen Beispielen beschrieben und näher erläutert.

Die besondere Nutzung der Verbesserung für neue Möglichkeiten in dieser Sensorik, betreffen beispielsweise die Kodierung von Linealen und/oder Flächen mit Wirbelstromverlusten, insbesondere unter Benutzung von unterschiedlichen Meßfrequenzen fo und fu, die mit unterschiedlicher Eindringtiefe messen. (Siehe später im Kapitel „Messung mit zweierlei Erregerfrequenzen, fu und fo"). Dadurch können Kodierungen unabhängig vom Abstand der Meßspule mit hoher Präzision gemessen werden. Es sind weiterhin Maßnahmen angegeben, um diese Kodierungen als sich über eine Weglänge seriell kodierter Datenbits abzutasten und die selbe Kodierung weiterhin als über die Breite sich erstreckenden Wegmaßstab zu verwenden, mit der Option einer beliebigen langen Skalierung über die Breite. Eine weitere Option betrifft die Verwendung elektronisch kodierter Bodenmarkierungen mit einer Drahtschleife und einem autarken Chip, auch ergänzend zur rein passiven, durch Wirbelstrom erzeugten Markierung. Dabei kann z.B. neben (bzw. parallel zu einer) solchen als Wirbelstrommarkierung ausgeführten Bahn eine Drahtschleife ausgelegt werden, die an den Chip angeschlossen ist und über einen NF Energieimpuls während des Überfahrens der passiven Markierung mit Energie versorgt wird, während die Datenübertragung bis zu einige Megabit/Sekunde aufweisen kann. Eine solche elektronische Kodierung kann sich segmentär aus durch Adressen erkannte Abschnitte beliebig zusammensetzen, und auch weiters noch als Leitlinie abgetastet werden, usw.

Weiters noch

  • – die besondere Nutzung der Verbesserung für neue Möglichkeiten in dieser Sensorik, betreffend der Anwendung des in der PCT/AT/00/00198 bereits veröffentlichten Datenübertragungsverfahrens für allgemeine Kommunikation drahtlos und für Leitungen und Kodierung von ohne Versorgungsspannung bestehenden Markierungen hoher Informationsdichte, z.B. für Verkehrsüberwachung, Road Pricing, automatisch gesteuerte LKW-Verladung für rollende Landstraßen, weiters für mehrfache redundante Überwachung des Zugverkehrs einschließlich Spurvermessung im Bahnverkehr, usw.,
  • – die besondere Nutzung der Verbesserung für neue Möglichkeiten in dieser Sensorik, betreffend der Anwendung als Absorptionsradar inklusive Freund Feind Erkennung für militärische Zwecke,
  • – die Anwendung des in der PCT/AT/00/00198 veröffentlichten Datenübertragungsverfahrens für besonderes niedrige Frequenzen, insbesondere auch den Impulsbetrieb, um Daten auch Unterwasser zu übertragen,
  • – die Vernetzung von sich frei bewegenden Robotern und Drohnen (unter Wasser, am Boden und in der Luft) in Verbindung mit Freund Feind Erkennung für militärische Zwecke,
  • – eine weitere Applikation, welche den erfindungsgemäßen Sensor zur Verlustmessung für die Abtastung von auf einer Fahrbahn vorgenommenen Markierungen, welche durch elektrisch leitende Bahnen (über deren Wirbelstromverlust) vorgenommen sind, benutzt, insbesondere zur Automatisierung des ersten brauchbaren durch eine Automatisierung IT kompatibel unterstützten SB Ladens der Welt. Wobei, obwohl die Organisation (Regale, Gänge, etc.) des Ladens der üblichen Ausführung weiterhin entspricht, das Einkaufen für den Kunden zum Vergnügen wird, und die Personalkosten bei wesentlich besserer REFA Effizienz für das Waren Auffüllen in den Regalen drastisch gesenkt werden können. Und vor allem ungelerntes Personal ohne Einschulung und ohne genaue Kenntnisse der Warenverteilung eingesetzt werden kann. Weiters werden sehr interessante neue logistische Möglichkeiten für eine weltweite IT Vernetzung erschlossen, bei dem ein Supermarkt zusätzlich als Warenlager und Zahlstelle elektronisch (via IT) bestallter Waren benutzt werden kann. Wodurch der Laden wie ein Magnet die Kunden anzieht. Für diese interessante Anwendung wird weiterhin unabhängig von der Sensoranwendung um eigenständigen Schutz angesucht, wobei später noch eine Teilungsanmeldung beabsichtigt ist. Die verbesserte Markierungsabtastung ist jedoch insofern wichtig, damit für die angesprochene Anwendung als SB Warenlager elektronisch bestellter Waren, welche direkt an bestimmte Personen, bzw. Abholer als Selbstabholer im Laden adressiert sind, das Positioniersystem der Einkaufswagen zur Erfassung der jeweiligen Halteposition eines Warenwagens, eine hohe Genauigkeit erhält, wie sie ansonsten nach dem Stand der Technik nicht verfügbar ist. Diese Anwendung ist auf den Seiten 69-82 beschrieben, mit Fortsetzung auf Seite 99-103 und weiterer Erläuterung zu den Figuren ab Seite 105 bis 135.
  • – Eine Verbesserung der Kodierung der Markierung in Bezug auf zusätzlicher Referenzmessung (zusätzlich zu den kodierten Längenwerten) und Erfassung der Längenposition in Fahrtrichtung in praktisch unbegrenzter Länge und über die Breite der Fahrtrichtung bis zu einigen 100m auf Bruchteilen von cm genau, und vor allem unabhängig vom Meßabstand des Sensors und des Temperaturganges der Markierung, ist ab Seite 82-99 beschrieben und in der weiteren Beschreibung der Figuren ab Seite 105. Siehe auch Seiten 55-60. Neben der bevorzugten Anwendung zur Automatisierung des Warenzuganges innerhalb von logistischen Abläufen eignet sich die beschriebene Markierung auch sehr gut für Road Pricing (Maut) Anwendungen und für die Verkehrsüberwachung.
  • – Eine Anwendung unter Benutzung der verbesserten Kodiermöglichkeit für eine Road Pricing Applikation ist noch zu 258 am Ende der Beschreibung (Seite 135) beschrieben, wobei durch Überfahren der passiven Markierungen auf der Fahrbahn bei den Fahrzeugen Tachoimpulse generiert werden, und der Tarif Wert des Impulses (als Tacho Summand) abhängig von der Wegstrecke durch die Markierung beliebig fest gelegt werden kann, um für unterschiedliche Wegstrecken unterschiedliche Tarife zu benutzen. Da die Kodierung rein passiv ist und keine Elektronik erfordert (jedoch unter Benutzung von Elektronik gleichfalls realisiert werden kann), ist sie extrem kostengünstig und besonders zuverlässig. Weiters ist noch ein Verfahren bevorzugt, bei dem sämtliche Fahrzeuge, welche mit ihrem OBU (On Board Unit) die Kodierungen lesen, noch einen Betrag zur ständigen Überwachung der Funktionsfähigkeit des Systems leisten, indem die Kodierungen eine hohe Fehler korrigierende Redundanz aufweisen, bei der auch Markierungen die aus irgend einem Grund nicht mehr leserlich sein sollten (rein hypothetisch), die gefahrenen Strecken noch richtig gemessen werden können. Dies ist möglich weil die Markierungen so kostengünstig sind, daß sie zuhauf längs einer Fahrbahn vorgenommen werden können. Wird eine Markierung unleserlich, dann erhält das System automatisch die Ausfallsmeldung mit der richtigen Weglänge (km Position), welche Markierung gegebenenfalls Leseschwierigkeiten macht. Die Datenwörter der Markierungen können mit beliebiger (variabler Bitlänge) kodiert werden, die Kodierung beinhaltet die Erkennung der Fahrtrichtung (Für Meldung Vorsicht Geisterfahrer, etc.), weiters wird durch die Funkverbindung zum OBU geprüft, ob das OBU eventuell manipuliert wurde und ob es richtig arbeitet, selbstverständlich auch automatisch erkannt. Ein weiteres feature ist, eine durch mechanisches und/oder elektronisches Schloß vorgenommene Kopplung zwischen Kennzeichen und OBU.
  • – Eine weitere Variante des Sensors. Bei dieser Variante wird die Bemessung vereinfacht, wenn auch außerhalb des Abgleichpunktes eine gute Störsignalunterdrückung gegeben sein soll, (für alle Frequenzbereiche von einigen Herz bis HF, usw.). Diese Variante betreffen beispielsweise 204 und 253.
  • – Weitere Nischenanwendungen sind: Z.B. um Schaltersignale, oder allgemeine Signale einer Vernetzung, etc., durch Wände hindurch zu übertragen, oder auch über eine berührungslose Tastatur (z.B. hinter einer Glasscheibe) einzugeben, usw. und sind am Ende der Beschreibung weiterhin angegeben.

Zu den Figuren: In den meisten Fällen war es nicht möglich, eine maßstäbliche Wiedergabe der Abbildungen einzuhalten, da sonst die beabsichtigten Veranschaulichungen der Erklärungen nicht mehr ausreichend darstellbar gewesen werden. Daher sind diese Figuren als schematische Darstellungen anzusehen, nur zur prinzipiellen Veranschaulichung.

  • – Kurze Wiederholung und Vertiefung der Funktion des an die Meßinduktivität bzw gegebenenfalls an den induktiven Vierpol unmittelbar, oder über weitere Kopplung angeschalteten durch (digitalen) Stellwert verstellbaren Wiederstandes, bzw Leitwertes 1/RVL nach dem Schutzrecht der DE 42 40 739 C2, welches in Deutschland als Patent in Kraft ist:
Das Verfahren nach der DE 42 40 739 C2, nachfolgend Q-Switch (Q-Schalter) Verfahren genannt, mißt einen über eine Meßspule eingekoppelten oder an die Meßspule angeschalteten Verlust durch ständige Konstanthaltung des in der Meßspule auftretenden Summenverlustes (1/RVM + 1/RVL), indem der von der Meßspule an der Meßstelle aufgenommene Verlust 1/RVM durch ständiges Nachstellen einer Stellkaskade (1/RVL) ausgeglichen wird und der Stellwert als Meßergebnis benutzt ist. Dabei kann diese Nachstellung auch ausschließlich über die Frequenzabhängigkeit des gemessenen Verlustes vorgenommen werden (nachfolgend als FQ-Switch Verfahren bezeichnet).

Wie nachfolgend noch eingehend erläutert wird, läßt sich unter Benutzung des Q-Switch (Q-Schalter) Verfahrens oder des FQ-Switch Verfahrens insbesondere die hoch präzise Abtrennung des rein induktiven Anteils eines aus einem Wirkstromanteil und einem Blindstromanteil sich zusammensetzenden Spulenstromes iL realisieren, um eine Spule kleiner Indultivität L und hoher Güte innerhalb der gleichen Meßschaltung in eine für die angeschalteten Komponenten der Spule große Indultivität Lext und geringer Güte zu transformieren. Womit unter weiterer Benutzung eines der PCT/AT/00/00198 entsprechenden Q-Expanders (Q-Vervielfachers) mit einer Meßspule L extrem hoher Güte (für die Verlusteinkopplung 1/RVM) und extrem niedriger Güte für den Meßschwingkreis, in welchem sich die Meßspule L als erweiterte Induktivität Lext befindet), und in weiterer Verbindung mit einem zusätzlichen Q-Damper (Q-Dämpfer), und weiters einem Verlust Richtkoppler zur extrem breitbandigen Störsignalunterdrückung, ohmsche Verluste in einer noch nie dagewesenen Weise gemessen und ausgewertet werden können, neben allen klassischen Anwendungen noch einschließlich zur Verwendung für eine Signalübertragung und eines völlig neuen Absorptions- Radarsystems und für die Messung an Wirbelstromverlust kodierten Maßstäben oder Markierungen unabhängig vom Temperaturgang des gemessenen Materials und unabhängig vom Meßabstand des Sensors.

Weil wir einerseits die Meßspule L mit einer extrem kleinen Indultivität ausbilden können und unter Verwendung des hoch stabilen Q-Expanders (Q-Vervielfacher, stabil bis zu 0.1ppm und besser) mit einer Güte von 1000.0000 und mehr bemessen können, andererseits mit dem nachfolgend noch im Detail beschriebenen L-Expander die Induktivität der Meßspule L auf Lext bei gleichbleibendem Verlustleitwert 1/Rp wesentlich erweitern können, haben wir die Wahl mit der Meßspule innerhalb eines Schwingkreises durch Gütereduzierung mit einer Bandbreite der mehrfachen Resonanzfrequenz (mit einer Güte von 1 und weniger) oder auch überhaupt ohne Resonanzfrequenz, d.h. als Impedanz oder Admittanz (z.B. mit 45° Phasenwinkel) zu messen.

Weiterhin unterstützt das Q-Switch (Q-Schalter) Verfahren oder auch FQ-Switch Verfahren die Realisierung des Verlust Richtkopplers, wie nachfolgend in mehreren Beispielen noch gezeigt wird.

Durch dieses neue Sensorprinzip wird ein Meilenstein in der Anwendbarkeit von Verlustmeßsensoren (induktiv als auch kapazitiv) erreicht. Neben vielen Anwendungen, die wir sonst nicht so elegant oder überhaupt nicht lösen könnten (neben der Meßtechnik noch einschließlich eines neuen Datenübertragsverfahrens und Peilverfahrens) erhalten wir auch erstmals die Möglichkeit die Eigenschaften der weiterhin in vorliegender Erfindung vorteilhaft verwendeten Komponenten, wie Q-Switch (Q-Schalter), FQ-Switch (Q-Frequenzabgleich), Q-Expander (Q-Vervielfacher), Q-Expanderfilter (Filtereffekt des Q-Vergrößerers) L-Expander (L-Vergrößerer), L-Expanderfilter (Filtereffekt des L-Vergrößerers), C-Shrinkage (C-Verkleinerer), C-Shrinkagefilter (Filtereffekt des C-Verkleinerers), Q-Damper (Q-Dämpfer), mit dem Verlust Richtkoppler (bzw. auch Last-Richtkoppler) mit den Ergänzungsoptionen L-Shrinkage (L-Verkleinerer) und C-Expander (C-Vergrößerer), für den Gegenstand der Erfindung für zahlreiche Anwendungen einzusetzen.

Diese vom Erfinder und Anmelder vorliegender Anmeldung erfunden, und durch die DE 42 40 739 C2 und PCT/AT/00/00198 bereits zum Teil geschützten Komponenten, sollen in der nachfolgend gegebenen kurzen Zusammenfassung nochmals näher erläutert und durch ein Rechenbeispiel weiter veranschaulicht werden. Hinweis: Der bei der Aufzählung der Komponenten benutzte Buchstabe Q ist als Symbol für die Güte verwendet. Je nach Komponente betrifft dies entweder die Güte der zur Verlustmessung verwendeten Spule, bzw. Induktivität L, oder die Güte des Schwingkreises, in welchen die Induktivität L gegebenenfalls (als Option) geschaltet ist.

  • – Erläuterung des L-Expanders und kurze Wiederholung und Vertiefung der Funktion des an die Meßinduktivität bzw gegebenenfalls an den induktiven Vierpol mit angeschalteten negativen Leitwertes –G entsprechend dem Schutzrecht nach der PCT/AT/00/00198, welches in mehreren Ländern als nationales Schutzrecht angemeldet ist und nach der WIPO Recherche keine Entgegenhaltung in Bezug auf die bevorzugte Verwendung des negativen Leitwertes –G in einer Anordnung oder in einem Verfahren zur Verlustmessung gefunden wurde:
Die aus der PCT/AT/00/00198 übernommene, und für viele Ausführungsbeispiele vorteilhaft anzuwendende Anschaltung eines negativen Leitwertes –G an die Meßspule, bzw. gegebenenfalls an den induktiven Vierpol (oder als weitere Option auch an einen Meßkondensator), erhöht unmittelbar die Güte des für die Verlustmessung verwendeten Bauteiles (einer Induktivität L oder gegebenenfalls auch eines Meßkondensators C, z.B. für eine Feuchtigkeitsmessung). Dadurch wird die einem eingekoppelten Verlust entsprechende Änderung des Meßwertes 1/RVM sich stärker auswirken. Bzw. können auch unerwünschte Umgebungsverluste (eines Gehäuses, oder einer die ohmsche Leitfähigkeit betreffenden TK kompensierten Schirmung, etc.) kompensiert werden. Hinweis: TK steht für Temperaturkoeffizient des ohmschen Widerstandes. Auch der TK des Spulenwiderstandes Rs selbst kann so kompensiert werden, vgl. auch PCT/AT/00/00198 und weitere optionale Maßnahmen in vorliegender Anwendung.

Bei einer Erhöhung der Güte des für die Verlustmessung verwendeten Bauteils (L bzw. C) widersprechen sich jedoch mehrere Forderungen:

Die erste Forderung verlangt eine möglichst hohe Güte durch einen geringen Serienwiderstand Rs der Meßspule (bzw. gegebenenfalls einen geringen Parallelleitwert eines Meßkondensators), damit möglichst hochohmig gemessen werden kann und die induktive (oder gegebenenfalls auch kapazitive) Verlusteinkopplung einen möglichst hohen Anteil am Gesamtverlust hat, in Bezug auf den durch die ohmschen Verluste der Meßinduktivität bereits vorgegebenen Verlust. Dies kann durch den angeschalteten negativen Leitwert –G erreicht werden. Wodurch sich ein entsprechend verringerter Parallelleitwert Gp = 1/Rp des für die Verlustmessung verwendeten Bauteiles (einer Meßinduktivität L oder einer Meßkapazität C), bzw. gegebenenfalls ein entsprechend verringerter Resonanzleitwert 1/Rp eines gegebenenfalls (als Option) verwendeten Schwingkreises ergibt. Da der an das für die Verlustmessung verwendeten Bauteil (L oder C) parallel angeschaltete negative Leitwert –G die Güte des Bauteiles hoch setzt, wird diese Komponente als Q-Expander bezeichnet.

Verwenden wir für die Messung (wie allgemein üblich) einen Schwingkreis, und erhöhen durch Anschaltung eines negativen Leitwertes –G die Güte (Q = 1/d), dann verringern wir die Bandbreite in einem Ausmaß wie wir eine Erhöhung der Güte, bzw. der Meßempfindlichkeit erhalten. Solange es die der Erfindung zugrunde liegende Komponente Verlust Richtkoppler (bzw. auch Last-Richtkoppler) nicht gab, und die mit Erhöhung der Meßempfindlichkeit erhöhte Störsignalaufnahme durch Verwendung mehrerer Meßzyklen und einer Hüllkurven Korrekturberechnung eliminiert werden mußte, war dies kein Problem, da eine schmale Bandbreite weiterhin die Eliminierung eines Störsignals in Bezug auf die Hüllkurven Korrekturberechnung unterstützte (vgl. PCT/AT/00/00198 oder auch US 4560923) und die Anforderungen, die sich bei einer besonders breitbandigen Messung ergeben, nicht berücksichtigt wurden.

Die neue Komponente eines Verlust Richtkoppler (bzw. auch Last-Richtkoppler) benötigt jedoch eine derartige Hüllkurven Korrekturberechnung nicht mehr, weshalb wir eine breite Meßbandbreite erzielen möchten, jedoch ohne auf den Vorteil den der Q-Expander uns bietet, zu verzichten.

Wie nachfolgend noch im Detail besprochen und durch ein Rechenbeispiel weiter belegt wird, lösen wir diesen Widerspruch durch zusätzliche Verwendung einer weiteren Komponente, die oben als L-Expander (L-Vergrößerer) bezeichnet angegeben wurde. Dieser L-Expander (L-Vergrößerer) hat die Eigenschaft, daß er die für die Messung (zur Einkopplung eines Verlustes 1/RVM) verwendete Induktivität L, die in der ihren Abmessungen und ihrer Bemessung entsprechenden physikalischen Induktivität L selbstverständlich unveränderlich ist, in Bezug auf eine an die Induktivität angeschlossene Schaltung, nahezu beliebig (auf den Wert Lext) vergrößern kann, und zwar, und darauf kommt es hier an (sozusagen als Lösung des Gordischen Knotens), bei sich durch diese Induktivitätserhöhung verschlechternder Güte der Induktivität, weil der z.B. als Parallelwiderstand Rp (der entsprechenden Ersqatzschaltung) aufgefaßte Verlust sich nicht im gleichen Maße mit erhöht und dem Wert der in ihren Abmessungen und ihrer Bemessung entsprechenden physikalischen Induktivität (entsprechend der verwendeten Frequenz mit der Rs als Rp transformiert wird) weiterhin entspricht.

Wie wir in einem nachfolgen angegebenen Rechenbeispiel sehen werden, können wir mit einer durch den L-Expander (L-Vergrößerer) erhöhten Induktivität sowohl ohne Resonanzkreis, bei absolut breitbandiger Messung, als auch mit Resonanzkreis durch Gütereduktion des Resonanzkreises, welche weiterhin noch eine besondere Bemessung betrifft, die nachfolgend als Q-Damper (Q-Dämpfer)-Komponente bezeichnet wird, ausgezeichnete Ergebnisse erzielen und zwar insbesondere für niedrige Frequenzen.

Wie nachfolgend noch durch ein Rechenbeispiel belegt wird, können wir auch sehr niedrige, für derartige Messungen bisher völlig unübliche Frequenzen verwenden. D.h. weiterhin, wir können auch (als Extrem) bei Verwendung einer kleinen Induktivität L sehr große Ströme durch die Induktivität hindurch schicken, d.h. ein sehr starkes Feld (einige zig tausendmal stärker als üblich) erzeugen und hoch empfindliche Verluste messen. Dabei kann die Meßfrequenz sehr niedrig gehalten werden, z.B. um unter Wasser schwimmende Container zu orten, oder ein kombiniertes Unterwasserradar mit Freund Feind-Erkennungssystem und Datenübertragung zu bauen (für U-Boote, Panzer, Torpedos, etc.), oder wir können auch bei Verwendung einer höheren Frequenz ein Absorptionsradar zur Entdeckung von Tarnkappenbombern bauen (auch für Raketenabwehrsysteme, usw.) oder mit starken Magnetfeldern durch Berge hindurch zu messen (für MIL-Flugzeuge), oder Wasseradern in großer Tiefe mit einer Induktionsschleife in großer Tiefe orten, usw. Dabei immer nach dem gleichen Rezept (Prinzip): Kleine Induktivität L und entsprechend starker Strom iL eingespeist (hier auch booster Strom, bzw. verstärkter Strom, genannt) und für die angeschaltete Schaltung (ext) die Induktivität durch den L-Expander (L-Vergrößerer) extrem erhöht (auf den Wert Lext), bei einer Erhöhung entsprechend sich verschlechternder Güte (das ist wichtig), bzw. gleichbleibendem Rp. Damit wir eine große Empfindlichkeit erhalten, verwenden wir gegebenenfalls noch den Q-Expander aus der PCT/AT/00/00198. Der ist vor allem deshalb wichtig, weil auch wenn der Draht der Meßinduktivität L noch so kurz und noch so dick ist, der Serienwiderstand Rs immer zu groß ausfallen wird, da es ausschließlich auf die Höhe des transformierten Parallelwiderstandes Rp nach der Gleichung Rp = 1/Gp = (&ohgr;L)2/Rs ankommt, d.h. um eine möglichst große Güte der physikalischen Meßspule L zu erhalten, die für die extern angeschaltete Schaltung (ext) dann durch drastische Erhöhung der Induktivität auf den Wert Lext wieder drastisch reduziert wird, um den eingekoppelten ohmschen Verlust in Relation zum Blindwiderstand der Induktivität mit möglichst hohem Anteil messen zu können (und das ist der eigentliche Trick). Durch diese Maßnahme können wir, je nach Anwendungserfordernis sowohl ohne Schwingkreis (d.h. extrem breitbandig) als auch mit einem sehr breitbandigen Schwingkreis (trotz drastisch hoher Güte der physikalischen Meßspule L) den von der Meßspule L aufgenommenen Verlust messen.

Nachfolgend wird kurz erläutert, warum wir durch den L-Expander (L-Vergrößerer) die Bandbreite eines Schwingkreise, in den die Meßspule geschaltet ist drastisch reduzieren können. Wie in einem Rechenbeispiel nachfolgend nachgewiesen wird, erhalten wir z.B. durch Anschalten eine negativen Leitwertes –G eine Kreisgüte von 10.000, die über den L-Expander (L-Vergrößerer) auf <1 bis <<1 reduziert werden kann. Die Bemessung erfolgt dabei so, daß wir zur Bildung der gewünschten Resonanzfrequenz fres, eine extrem große Vergrößerung der Induktivität L der physikalischen Meßspule auf den Wert Lext vornehmen und eine extrem kleine Resonanzkapazität C benutzen. Diese Art der Bemessung liefert uns die weitere Komponente, die hier als Q-Damper (Q-Dämpfer) bezeichnet werden soll. Der Q-Damper (Q-Dämpfer) betrifft also nur die Variante, wenn wir einen Resonanzkreis verwenden. Durch den Q-Damper (Q-Dämpfer) erhalten wir einen möglichst großen Summanden (d) für die Kreisdämpfung gemäß der Beziehung d = Gp*√L/C. Der Anteil der Dämpfung (d + d2) durch den seriellen Widerstand Rs (in Bezug auf d2 = Rs*√C/L) der Meßspule kann dabei für diese Überlegung vernachlässigt werden. Dies hat jedoch nichts damit zu tun, daß sich eine Verlusteinkopplung auf den am Resonanzkreis gemessenen Verlust etwa nicht intensiv genug auswirken würde, da wir bewußt eine Spule mit hoher Güte verwenden und durch eine bewußt ungünstige Wahl des Verhältnisses von √L/C die Dämpfung des Schwingkreises über die Bemessung der Kapazität Cp wieder stark überhöht hoch setzen. Dadurch erhalten wir eine Bandbreite, die ein Vielfaches der festgelegten Resonanzfrequenz aufweisen kann, bei einem sehr hohen Resonanzwiderstand Rp, bzw. geringem Eigenverlust des Schwingkreises.

Die ausreichend starke Verlusteinkopplung durch die Meßspule ergibt sich dadurch, daß wegen der hohen Spulengüte QL = &ohgr;L/Rs, die noch durch den mit angeschalteten negativen Leitwert–G verbessert wird, der Serienwiderstand Rs unmittelbar entsprechend der Gleichung Rp = 1/Gp = (&ohgr;L)2/Rs in einen Parallelwiderstand Rp ausreichend hochohmig transformiert wird. Mit anderen Worten, daß die Phasenlage zwischen Spannung und Strom in der Spule L wegen ihrer hohen Güte fast 90° hat, jedoch für die (als externes Schaltbauteil) angeschaltete Kapazität C, welche zwar an die Spule L parallel angeschaltet ist, die Spule den wesentlich erhöhtem Wert Lext aufweist. Somit die Kapazität C des Schwingkreises im Verhältnis zur Induktivität L bewußt viel zu klein dimensioniert ist und somit der Schwingkreis eine hohe Dämpfung d und hohe Bandbreite B = d*fres hat. Falls die Kapazität C wegen hoher Wickel- und Schaltkapazität ohnehin bereits relativ groß ist, wird weiterhin noch das C-Shrinkage Verfahren angewendet, auf das später noch näher eingegangen wird (siehe auch Rechenbeispiel).

Wenn sich beispielsweise Rs durch die Einkopplung eines Verlustes verdoppelt, dann wird sich Rp entsprechend halbieren. Es ist (um uns das Problem besser vorstellen zu können) dabei egal, ob wir eine ideale Spule mit Rs = 0 und Rp parallel, oder eine Spule mit equivalenter Güte und 1/Rp = Gp = 0 an den Schwingkreis anschalten. Wegen des großen Verhältnisses von L/C ist der als weiterer Paralleileitwert Rs*(C/L) parallel zu 1/Rp (bzw. Gp) auftretende Einfluß des Serienwiderstandes Rs unbedeutend, wie in dem nachfolgend gerechneten Beispiel weiterhin belegt wird.

Und so erhalten wir unseren L-Expander, der unsere Meßinduktivität L hoher Güte in eine beliebig vergrößerte Induktivität mit einer der Vergrößerung entsprechenden Verringerung der Güte transformiert:

Als Induktivität wird der Proportionalitätsfaktor L eines Stromes iL verstanden, der in eine Spule eingespeist den elektromagnetischen Fluß &#8709; der Spule ergibt (&#8709; = L*iL), bzw. L = &#8709;/iL). Wenn wir den gleichen elektromagnetischen Fluß &#8709; in der Spule mit einem geringeren Speisestrom iLext erzeugen und durch die Spule (j&ohgr;L + Rs) trotzdem den vollen Spulenstrom iL fließen lassen, dann haben wir die Induktivität L um das Verhältnis, um den wir den Speisestrom iLext verringert haben, hoch gesetzt, bzw. transformiert (Lext/L = iL/iLext).

Eine solche Induktivität Lext erhalten wir, wenn wir für die Speisung des durch die Induktivität L fließenden Stromes iL, zusätzlich zur Speisung iLext der an die Induktivität angeschalteten Schaltung (ext) noch eine zusätzliche Speisequelle igen vorsehen, welche von dem in der Induktivität L fließenden Strom iL einen Anteil abzweigt, und genau diesen Anteil als zusätzlich eingespeisten Strom igen wieder einspeist, wobei sich der über die angeschaltete Schaltung eingespeiste Strom um diesen Anteil (von igen) verringert (vgl. dazu 267a und 267b). Zweigen wir den in der Induktivität L fließenden Strom iL von der Induktivität L ab, welche wir durch die Rückspeisung von igen um den Anteil Lext/L = iL/iLext = iL/(iL – igen) erhöhen wollen, dann hat der zurück gespeiste Strom igen die gleiche Phase, wie der Spulenstrom der Induktivität L, d.h. der Parallelwiderstand der Rp der Induktivität wird sich in gleichem Maße erhöhen, wie die Induktivität und die Güte bleibt gleich. D.h. wir erhielten den gleichen Effekt, den wir auch erreichen, wenn wir beispielsweise 2 Gyratoren hintereinander schalten. Eine solche Transformation ist für unseren Zweck jedoch nicht brauchbar, da wir die Güte der Meßinduktivität L, (bzw. gegebenenfalls auch einer Meßkapazität C) wesentlich reduzieren müssen, damit wir einerseits in Bezug auf die Einkopplung an der Meßstelle (1/RVM) mit möglichst hoher Güte und kleiner Indultivität (in Bezug auf L) messen wollen (gegebenenfalls unter Verwendung des Q-Expanders), andererseits die Anschaltung an die Bewertung (gegebenenfalls über den weiterhin bevorzugten Verlust Richtkoppler) mit möglichst großer (Parallel) Induktivität Lext, d.h. mit möglichst geringer Güte vornehmen vollen. D.h. es darf sich nur die Indultivität L auf Lext vergrößern, jedoch nicht der Ersatz-Parallelwiderstand Rp der Spule, über dessen als Serienwiderstand der Spule entsprechendes Equivalent Rs der unveränderlich gelassene Spulenstrom iL fließt. Diese Bedingung können wir erfüllen, wenn wir bei der Rückspeisung des Spulenstromes igen einem dem Spulenstrom entsprechenden Stromanteil nicht mit der Phasenlage wie er in der Verlust behafteten Meßspule (bzw. gegebenenfalls Meßinduktivität) auftritt, sondern in einer zur Spulenspannung extrem induktiven Phasenlage (d.h. am besten mit einem Phasenwinkel von 90° nacheilend) in die Spule L zurückführen. D.h. der durch den Ersatz-Parallelwiderstand Rp der Spule L fließende ohmsche Strom wird bei der Rückspeisung durch igen nicht ersetzt, so daß von der (bzw. zur) extern angeschalteten Schaltung der volle Wirkstrom fließt, der über die Induktivität L, einer Serien/Parallel Transformation entsprechend eingekoppelt wird.

In den Zeigerdiagrammen nach 275a und 275b ist diese Problematik nochmals veranschaulicht. Die Zeigerdiagramme entsprechen einer Ersatzparallelschaltung aus dem induktiven Leitwert 1/&ohgr;L und dem dazu parallel angeschaltetem ohmschen Verlustleitwert GL, mit der (nicht mehr dargestellten) in Phase mit GL liegenden Spannung uL.

Hinweis: In 275a und 275b ist der induktive Blindstrom in der entgegengesetzten Richtung (um 180°) versetzt dargestellt, um anzudeuten, daß dieses Prinzip genauso für einen kapazitiven Blindstrom igen angewendet werden kann, falls die Anwendung dies erfordert.

Würden wir entsprechend 275a den Strom igen als Bestandteil des Spulenstromes iL mit der gleichen Phase in die Spule zurückführen (d.h. von einen in die Schaltung hinein fließenden externen Strom i subtrahieren), wie wir ihn an der Spule (als iL) abgegriffen haben, dann erhielten wir zwar eine Reduktion des induktiven Leitwertes 1/&ohgr;L (was einer Erhöhung von L auf Lext entspricht), mit der jedoch auch eine entsprechende Verringerung des Verlustleitwertes GL verbunden ist, d.h. die Güte bleibt gleich und der Parallelwiderstand Rp = 1/GL würde mit L entsprechend (dem Verhältnis zu Lext) mit erhöht. Da diese Transformation wie bei einer Gyratorschaltung funktioniert, ist in 275a der Zusatz (Gyr) mit angegeben. Ganz anders bei dem Zeigerdiagramm nach 275b, welches der Funktionsweise unseres L-Expanders entspricht. Hier führen wir einen gleichfalls von der Spulenspannung uL abhängen Strom igen als Bestandteil des Spulenstromes iL zurück, jedoch mit einer rein induktiven Phasenlage (nahezu 90°), bzw. so induktiv als praktisch möglich. Dadurch reduziert sich gleichfalls der Leitwert 1/&ohgr;L auf 1/&ohgr;Lext, bzw. erhöht sich L auf Lext, jedoch der Verlustleitwert GL (d.h. Rp) bleibt praktisch gleich (oder nahezu gleich), somit sich die Güte der Spule, der Erhöhung von L auf Lext entsprechend reduziert.

Wenn wir anstelle einer Meßinduktivität eine Meßkapazität verwenden, erhalten wir das gleiche Zeigerdiagramm, nur das sich die Kapazität nicht vergrößert, sondern dem zurückgeführten Strom igen entsprechend verkleinert (vgl. später zu C-Shrinkage).

In 273 ist dieser Zusammenhang veranschaulicht. Links ist die in einen Meß-Schwingkreis geschaltete Spule L dargestellt, rechts eine genau gleiche Spule L, die als Nachbildung für den weiterhin bevorzugt verwendeten Nachbüdungsleitwert (B-Nachbildung) verwendet wird, um einem dem Strom iL der Meßspule im Meßschwingkreis genau entsprechenden Strom auszukoppeln, wie er auftreten würde, wenn wir den als Serienwiderstand in der Meßspule vorhandenen ohmschen Spulenverlust Rs als Ersatz-Parallelwiderstand Rp darstellen. Dabei entspricht im Meßschwingkreis der strichliert dargestellte Ersatz-Parallelwiderstand Rp, jenem Wert, wie er durch Anschaltung eines negativen Leitwertes –Gref als für eine möglichst hohe Güte der Meßspule L als hoher Widerstandswert übrig geblieben ist.

Die Realisierung der Nachbildung, um den die L-Expander Funktion betreffenden zusätzlich induktiv eingespeisten Strom igen zu erzeugen, kann entweder durch eine echte physikalische Induktivität erfolgen, oder durch einen Phasenschieber, der die Spannung an der Meßspule Lmeß abgreift, die Phase um den Wert 90°-tv verschiebt, und anschließend die Phasen geschobene Spannung in eine spannungsgesteuerte Stromquelle u/i einspeist, der den Strom igen erzeugt. Die Zeit tv... betrifft die Phasenlaufzeit der für die Umwandlung der Spannung in einen induktiven Strom benötigten Verstärker und kann auch ausgemessen werden, indem z.B. zusätzlich aus der gleichen Spannung (an der Meßspule) eine physikalische Induktivität gespeist wird, deren Strom in Bezug auf die Phasenlage des mit dem Phasenschieber erzeugten Stromes gemessen ist und als Richtwert vom DSP (digitalen Signalprozessor) dazu verwendet wird, den Phasengang des Phasenschiebers 90°-tv zu steuern, damit tv...immer der Laufzeit der Verstärker entspricht. Gegebenenfalls ist vor der spannungsgesteuerte Stromquelle u/i noch ein Filter angeordnet, damit igen keine anderen Frequenzen enthält außer der Meßfrequenz.

Anmerkung: Wenn die Spule L im Nachbildungsleitwert (B-Nachbildung) mit der Meßspule L (links im Meß-Schwingkreis) nicht in dem gewünschten Verhältnis übereinstimmt, kann dies durch die Verstärkung des für die Stromauskopplung/Einspeisung (von igen) verwendeten u/i Konverters wieder ausgeglichen werden. Weiters kann die Nachbildung, bzw. die Erzeugung von igen auch unmittelbar durch den DSP (Prozessor) realisiert werden, wobei dann von der Induktivität L aufgenommene Störsignalanteile in igen nicht mehr enthalten sind. D.h. die Vergrößerung von L auf Lext/L = iL/iLext betrifft nur die Erregerfrequenz, bzw. Meßfrequenz. Dadurch erhalten wir zusätzlich noch einen interessanten Filtereffekt, der die Genauigkeit für die Symmetrierung der Gleichtaktunterdrückung des Verlust Richtkopplers weiterhin verbessert. Siehe dazu später auch Erläuterung von 274.

Dagegen entspricht im Nachbildungsleitwert (B-Nachbildung) der strichliert eingezeichnete Ersatz-Parallelwiderstand Rptot, jenem als hochohmigst einstellbaren Wert, der durch die Kompensation mit dem negativen Leitwert –Gref gerade noch eingestellt werden kann, da ansonsten die Schaltung schwingt, daher Rptot möglichst hochohmig gegen unendlich eingestellt ist. Die Spannung uL bezieht die Spule L im Nachbildungsleitwert (B-Nachbildung) über einen Trennverstärker, welcher die Spannung uL an der Meßspule L im Meßschwingkreis abgreift. Der Ausgang des Trennverstärkers weist einen negativen Innenwiderstand (–Ri) auf, der so bemessen ist, daß der in Serie mit dem Nachbildungsleitwert, bzw. der Spule L, geschaltete Meßwiderstand RM auf den Wert Null kompensiert ist, kleinere Differenzen werden durch den negativen Parallelleitwert -Gref des Nachbildungsleitwertes ausgeglichen, der vor allem den Serienwiderstand Rs der Spule L kompensiert. Oder –Ri des Trennverstärkers wird durch –Gref mit erzeugt. An den Meßwiderstand RM ist ein hoch verstärkender Differenzverstärker oder Komparator angeschlossen, dem ein Hochpaß nach geschaltet ist, welcher die Meßfrequenz (Erregerfreugenz) abblockt, darüber liegende Frequenzen jedoch durchläßt. Diese entstehen dann, wenn die Schaltung frei schwingt, was dann der Fall ist, wenn der durch die Kompensation verringerte Verlust der Spule L des Nachbildungsleitwertes negativ wird. Ist dies der Fall, dann wird die am Ausgang des Hochpaß anstehende HF, welche z.B. eine retriggerbare Mono stabile Funktion (MN) als Meldesignal ERR triggert, über die Meldung ERR an den DSP eine Verringerung des negativen Leitwertes –Gref veranlassen (über Stellgröße dig), die dann unmittelbar über den negativen Leitwert –Gref oder einem dazu parallel angeschalteten positiven Leitwert (vgl. auch PCT/AT/00/00198) diese Korrektur in inkrementalen Schritten solange vornimmt, bis die HF verschwindet, das heißt die Schaltung nicht mehr schwingt (Schwingbremse). Tritt ein Signal, bzw. eine Signalfolge von ERR zu den Meßwerten auf, dann werden diese als ungültig angesehen. Wenn nicht so extrem hochohmig gemessen wird, dann wird die Güte des Nachbildungsleitwertes durch den DSP einfach so eingestellt, daß ERR nicht auftritt. Oder wir können die Regelung auch ständig am ERR- Punkt halten, wenn wir z.B. den negativen Leitwert –Gref ständig um ein Intervall hin und her regeln (z.B. Synchronisiert mit den Nulldurchgängen des Meßsignals) und nur jede zweite Periode des Meßsignals auswerten, usw. Oder es sind auch zwei identische Nachbildungsschaltungen vorgesehen, von denen eine jeweils bis an die Schwinggrenze geregelt und die andere an die Schaltung zur Erzeugung von igen angeschaltet ist (jeweils alternierend umgeschaltet, mit geringem Match für die Umschaltung von igen).

Da der an –Gref des Nachbildungsleitwertes eingestellte Verlust Rptot (der B-Nachbildung) über die Rückspeisung igen als weitere Kompensation des von der Meßspule L gemessenen ohmschen Verlustes 1/RVM (an 1/Rp), d.h. als weitere Güteerhöhung auftritt, ist die Stellgröße (dig) von –Gref ein Korrekturwert für eine dynamische Messung, wenn z.B. für bestimmte extrem niederfrequente Anwendungen wie Datenübertragung oder Peilmessung unter Wasser, etc., unter extremer Auflösung gemessen werden soll. Den Zusammenhang zwischen der Kaskade 1/RVL zum Abgleich des Summenverlustes (1/RVM + 1/RVL) und der Stellgröße (dig) des negativen Leitwertes –Gref im Nachbildungsleitwert (so daß dieser gerade nicht schwingt), erhalten wir durch ein Lernverfahren zur Erstellung einer Tabelle für die Korrektur, bei der z.B. über den Temperaturgang des Nachbildungsleitwertes (einschließlich Trennverstärker, u. negativer Leitwerte) für einen ERR Abgleich (wo die Nachbildung gerade nicht mehr schwingt) die jeweils erhaltenen Stellgröße dig aufgenommen wird und zu einer erhaltenen Stellgröße dig die an der Kaskade 1/RVL fest zu stellende Korrektur gemessen wird, um über den eingekoppelten Verlust 1/RVM den richtigen Meßwert zu erhalten (da jede Veränderung von dig über die Rückspeisung igen als parallel geschalteter Leitwert, bzw. Offsetwert im Meßschwingkreis mit auftritt).

Dabei sehen wir gleich den Vorteil der Verwendung des Q-Switch Verfahrens (Q-Schalters) oder FQ-Switch Verfahrens zur Konstanthaltung des Summenverlustes (1/RVM + 1/RVL bzw. 1/RVM + 1/RVL–G = konstant), bzw. Phasenwinkels, da dieser am Meßschwingkreis, bzw. an der Meßinduktivität praktisch konstant bleibt, somit auch der Phasenwinkel am Meßschwingkreis, bzw. an der Meßinduktivität konstant bleibt. Somit gegebenenfalls verbleibende Laufzeitfehler des eingespeisten Blindstromes igen, welche einem ohmschen Verlust entsprechen, als Konstante berücksichtigt werden können, da dieser Laufzeit immer einem konstanten Anteil des unveränderlichen Phasenwinkels entspricht.

Dabei ist evident, daß das Verfahren auch ohne Schwingkreis zu verwenden ist, weiters auch anstelle einer Meßinduktivität auch eine Meßkapazität (mit entsprechender Nachbildung) verwendet werden kann.

In 273 ist die Einspeisung des Erregerstromes (iq0) unmittelbar eingezeichnet, bei Verwendung des Verlust Richtkopplers, wird dann iq0 von einer derartigen Anordnung bezogen.

Somit wir durch den Nachbildungsleitwert (der B-Nachbildung), den durch die Meßinduktivität (oder auch Meßkapazität) fließenden Strom (nahezu) ohne Wirkstromanteil auch für sehr hohe Frequenzen reproduzieren können, weiters einen der gewünschten Induktivitätserhöhung (oder gegebenenfalls Kapazitätsverringerung) entsprechenden Strom igen rückführen können, und zwar weitgehend als (bis zur Schwinggrenze der Nachbildung) erzeugter Blindstrom, wodurch wir die für eine externe Schaltung gewünschte Induktivitätsvergrößerung Lext (gegebenenfalls Kapazitätsverkleinerung Cext) bei nahezu unverändertem Verlustleitwert 1/Rp, d.h. bei entsprechender Güteverringerung erhalten. Den in die Indultivität zurück geführten Strom igen erzeugen wir durch eine spannungsgesteuerte Stromquelle (u/i-Konverter), der mit einer der Strommessung an der betreffenden Induktivität L (bzw. B-Nachbildung) entsprechenden Spannung gespeist wird.

Für die Strommessung (Stromauskopplung) an der betreffenden Induktivität L (bzw. B-Nachbildung) stehen uns mehrere Alternativen zur Verfügung: So wurde bereits in der PCT/AT/00/00198 angegeben, daß durch einen Serienwiderstand RME, der in der Induktivität L fließende Strom als Spannungsabfall an diesem Widerstand gemessen werden kann, wobei durch den als Parallelschaltung zu dieser Serienschaltung weiterhin vorgesehenen negativen Leitwert –G, dieser zusätzliche Serienwiderstand RME und gegebenenfalls der volle oder ein Anteil. des ohmschen Serienwiderstandes Rs kompensiert (267b) wird. Diese Schaltung bietet dann große Vorteile, wenn wir bei extrem niedriger Induktanz der Meßspule L sehr große Ströme iL durch die Spule schicken, daher einen sehr großen Strom igen für das Hochsetzen der Induktivität einspeisen müssen. Dabei können für den Strom/Spannungswandler u/i entsprechende Maßnahmen zur Reduzierung der Phasenlaufzeit angewendet. werden, um eine getaktete Regelung des erzeugten Stromes vorzunehmen, wobei zusätzlich noch eine schnelle analoge Regelung eine kurze Phasenlaufzeit ermöglicht (86, 91).

Zu 291 (vgl. B-Nachbildung für L, dito B-Nachbildung für C) ist noch herausgestellt, daß der zur Kompensation des Wirkwiderstandes des Blindleitwertes B verwendete negative Leitwert –Gref seine Spannung auch vor dem Trennverstärker beziehen kann, d.h. die Steuerspannung des um –180° gegenphasigen Stromes entsprechend voreilend ist, um die Laufzeit des nach geschalteten u/i-Konverters zu kompensieren, die auch bei der Erzeugung von igen auftritt (vgl. später).

Eine weitere Möglichkeit erhalten wir, wenn wir unsere Induktivität L als Impedanz Z an das Tor eines Gyrator anschalten, und am anderen Tor als Admittanz Y eine Kapazität abgreifen. Die Spannung an der abgegriffenen Kapazität entspricht dann dem Spulenstrom der Induktivität L.

Hinweis zu 267a ... 268b: Die Speisung des Meßschwingkreises erfolgt über den Verlust Richtkoppler VIP, die Speisung der B-Nachbildung erfolgt durch eine entsprechende Verstärkungsauskopplung, wie sie in 273 dargestellt ist und zu dieser Abbildung besprochen wird.

Der für beide Varianten verwendbare Spannungs-/Stromwandler (u/i) benutzt in Weiterbildung einen multiplizierenden D/A Konverter, mit dem über die Einspeisung der als Stromwert der Induktivität abgegriffenen Spannung als Referenzspannung der Spannungswert mit dem anstehenden Digitalwert dig des D/A Konverters multipliziert wird, wodurch die erhöhte Induktivität Lext in ihrem Wert steuerbar wird. Für die Realisierung des negativen Leitwertes –G und des Mit dieser Funktion können wir das Verhältnis mit dem die Induktivität L hoch gesetzt wird, extrem stabil halten, auch wenn wir die Induktivität Lext in einen sehr breitbandigen Schwingkreis mit extrem schlechter Güte schalten. Dabei interessiert uns hauptsächlich, daß die Induktivität Lext, welche zusammen mit der Resonanzkapazität Cres die Resonanzfrequenz bestimmt (267a, bzw. 267b), exakt auf Resonanz gehalten ist, damit wir einen absoluten ohmschen Leitwert 1/Rp, ohne Blindleitwerte messen (ausgehend von einer Parallel Ersatzschaltung). Wenn wir definieren, daß wir die Drift der Induktivität dadurch ausregeln (über den steuerbaren Stromanteil igen), indem wir die Resonanzfrequenz an eine Quarz stabile Frequenz koppeln, bzw. die Resonanzfrequenz durch Steuerung der Induktivität auf die Quarz stabile Frequenz nach ziehen, dann geht dies nur für einen konstanten ohmschen Leitwert, bzw. Verlust 1/Rp der Meßinduktivität (dito Gp wenn eine Meßkapazität verwendet wird, entsprechend 267a, bzw. 267b), d.h. es geht mit einer besonderen Genauigkeit nur, wenn wir das Q-Switch oder das FQ-Switch Verfahren verwenden. Denn nur für einen bestimmten Verlust entspricht die Indultivität Lres des Schwingkreises einer bestimmten Resonanzfrequenz, wobei der Resonanzkondensator Cres als TK0 Kondensator stabil angesehen werden kann. Weiters enthält die Änderung der Resonanzfrequenz den Ausdruck Rs2*(C/Lext), und da wir ein extrem kleines (C/Lext) definieren, wird der relativ große Verlust der Spule Lext, betreffend der schlechten Güte der sich im Resonanzkreis befindenden Spule, sich generell relativ gering auf die Resonanz Frequenz auswirken. Bzw. da wegen 1/Rp = (1/RVM + 1/RVL) = konstant geregelt, auch Rs2 unveränderlich ist.

Somit durch Regelung der Resonanzfequenz des Meßschwingkreises Lres (in der L enthalten ist)//Cres, die über den Steuerstrom igen erfolgt (über dig) der absolute Wert. von Lres durch &ohgr;Lres = 1/&ohgr;Cres immer exakt kompensiert ist und weiters wegen Lres>>>Cres, der Schwingkreis eine sehr große Dämpfung, bzw. Bandbreite aufweist. Um die Drift von Lext über den Anteil von igen (durch die digitale Stellgröße dig des u/i Wandlers) entgegen wirkend zu regeln, bzw. zu kompensieren, halten wir die Phasendifferenz zwischen dem Strom iLext des Schwingkreises und seiner Spannung exakt auf Null. In Schaltung nach 267a, bzw. 267b, wird der Speisestrom Strom iLext des Schwingkreises über den Spannungsabfall eines Serienwiderstandes RM (über Differenzverstärker DIFF) abgegriffen, oder gegebenenfalls auch über eine Trafowicklung, etc., und wie die Spannung des Schwingkreises für die Phasenmessung verwendet. Für sehr genaue Ausführungen werden die beiden Spannungen zweckmäßigerweise jeweils über einen A/D Konverter (in 267a nicht explizit dargestellt) dem Signalprozessor DSP zugeführt, der für beide Spannungen schmalbandige Filterung durchführt, und erst dann die Phase mißt. Da sich die digitale Filterung auf die Abtastfrequenz der Signale (des D/A Konverters) bezieht und von der gleichen Quarzfrequenz abgeleitet wird, wie auch die Erzeugung der Erregerfrequenz, welche den Meßschwingkreis Cres//Lext speist, und weiterhin der Meßschwingkreis Cres//Lext über die Steuerung von Lext (durch den DSP über dig von u/i Wandler) dieser Quarzfrequenz nachgezogen wird, stimmt die digitale Filterung F der Signale immer exakt mit der Resonanzfequenz des Meßschwingkreises Cres//Lext überein, wodurch die Phasenmessung Phi auch durch ein eingekoppelten Störsignal nicht beeinflußt wird, da wir entsprechend schmalbandig Filtern. Dabei spielt die Einschwingzeit keine Rolle, da über das Nachziehen des Meßschwingkreises Lext//Cres nur die Drift des rückgespeisten Generatorstromes igen stabilisiert wird.

Hinweis: Wir können jedoch darüber hinaus, die Phasenmessung Phi nicht nur unmittelbar am Meßschwingkreis, sondern auch über den Bewerter des Verlust Richtkopplers frei von jeder Störspannung vornehmen, und erhalten den Vorteil, daß wir die Resonanz &ohgr;*Lmeß = 1/(&ohgr;*Cres), bzw. &ohgr;*Cmeß = 1/(&ohgr;*Lres), nicht durch eine über Filter gemessene Phasenmessung regeln, sondern über eine direkt frei von Störspannung gemessene Phasenmessung. Dadurch erhalten wir eine besonders breitbandige, und daher sehr schnelle und frei von Störsignalanteilen erfolgende Erzeugung des rückgespeisten Generatorstromes igen, mit dem ausgehend von der physikalischen Induktivität L, die Indultivität Lext erzeugt wird, und mangels Kompensation der Störspannungsanteile durch igen, für die Störspannung die Induktivität nur ihren „natürlichen" Wert L aufweist. Wegen Lext>>>L werden daher alle Frequenzen außer der Meßfrequenz, bzw. Erregerfrequenz ausreichend unterdrückt. Das gleich gilt, wenn igen nicht induktiv für eine Meßspule L = Lmeß, sondern kapazitiv für eine Meßkapazität C = CMeß erzeugt wird. Diese Filterwirkung wird später noch näher erläutert und für eine Induktivität als L-Expanderfilter, dito analog für eine Kapazität als C-Shrinkagefilter bezeichnet. Der gleiche Effekt kann auch bei der Einspeisung des Stromes –ig zur Bildung eines ohmschen negativen Leitwertes –G erreicht werden und wird gleichfalls später noch näher erläutert. Als –ig wird der um 180° gegenphasige Strom, welcher durch den u/i Wandler nach der am Leitwert auftretenden Spannung erzeugt ist, bezeichnet. Wird dabei nicht die unmittelbar am Leitwert auftretende Spannung, sondern die über den Verlust Richtkoppler gemessene Spannung verwendet (wobei z.B. die Erzeugung von –ig) auch durch einen entsprechenden Generator erfolgen kann (da 1/RVM + 1/RVL – G = konstant geregelt), dann können wir auf diese Weise an der Meßspule oder an einer Meßkapazität ein ähnliches Filter (jedoch rein ohmisch nur für die Amplitude ohne Phasendrehung) realisieren.

Die dabei weithin speziell eingesetzte Variante, unter Nutzung der Möglichkeiten, die der Baustein des Verlust Richtkopplers (LOWCOP, vgl. später) ermöglicht, um die Phase des Meßschwingkreises ohne Störsignaleinkopplung zu messen, verbunden mit dem weiteren Zweck igen ohne Störsignal (unter weiterer vorteilhafter Benutzung des Q-Switch Verfahrens) mit einer exakten Phase von 90° erzeugen zu können (und dabei den Meßschwingkreis mit einer sehr schnellen, ohne zusätzliche Filterung vorgenommenen Regelung exakt auf Resonanz zu halten), nennen wir P-LOWCOP – Verfahren. Das P-LOWCOP – Verfahren wird im späteren Teil der Beschreibung noch näher erläutert. Dadurch, daß wir den Meßschwingkreis sehr schnell praktisch (ungefiltert) regeln und auf Resonanz halten können, können wir igen in stets korrekter Phasenlage von 90° zur Spannung der Meßimpedanz/Meßadmittanz erzeugen. Daß durch die Regelung von igen die stets auf Resonanz gehaltene Schwingkreisinduktivät Lext sich ändert, ist völlig unwesentlich, da der Verlust nur über die physikalische Induktivität L eingekoppelt ist. Wichtig ist daß neben &ohgr;*Lmeß = 1/(&ohgr;*Cres), bzw. &ohgr;*Cmeß = 1/(&ohgr;*Lres) des Meßschwingkreis auch die Phasenlage von igen möglichst stabil und dabei auf 90° zur Spannung des Meßschwingkreises erzeugt wird.

Somit ist es auch ausreichend, die Stellgröße dig zur Verstärkungseinstellung das u/i Wandlers abhängig vom Ergebnis der Phasenmessung (voreilend, nacheilend) schrittweise zu inkrementieren bzw. dekrementieren, um den Schwingkreis auf Resonanzfrequenz zu halten (267a bis 268b). Die Bandbreite des digitalen Filters (F, F) machen wir durchstimmbar, damit wenn diese Regelung einmal abreißt, (Einschalten der Spannungsversorgung, etc.) durch erweiterte Bandbreite oder direktem Bypaß (ohne Filter) diese Regelung (wieder) einrasten kann. Durch die Nachregelung von Lext auf eine exakte Quarz stabilisierte Resonanzfrequenz können wir die Induktivität L der Meßspule extrem auf den der Anwendung am besten entsprechenden Wert vergrößern. Z.B. bis auf das 1000.0000 -fache und mehr, somit wir auch die Bandbreite des Meßschwingkreises selbst bei niedrigen Meßfrequenzen bis zum 100 – fachen der Resonanzfrequenz spreizen können. Somit lassen sich z.B. für die Anwendung an einem Datenübertragungsverfahren durch Verlust Modulation bei einer Meßfrequenz von z.B. nur 30 Hz, Modulationssignale bis 3 kHz übertragen, wenn wir z.B. im Salzwasser unter Wasser Daten übertragen wollen, usw. Oder wenn wir Wasseradern in großen Tiefen mit starken Magnetfeld peilen wollen, usw.

Den u/i-Wandler bemessen wir so, daß bezogen

auf die Meßfunktion des Stromabgriffes iL = u*K1;

dito bezogen auf den u/i Wandler: igen = u*K2,

sich der gewünschte Strom iL durch die Induktivität L ergibt,

wobei iL = iLext + igen,

mit... iLext als von der Speisung in die vergrößerte Induktivität eingespeister Strom;

...K1, K2 entsprechende Wandlerkonstanten,

und igen der vom u/i Wandler erzeugte Strom ist, unter Verwendung der bei der Messung von iL erhaltenen Steuerspannung u. Wird als u/i Wandler ein multiplizierender D/A-Konverter mit Stromausgang und externer Referenzspannung (als Steuerspannung u) verwendet, dann kann über dessen Digitaleingang der erzeugte Strom igen wie bei einem AM Modulator gesteuert werden, wodurch die Induktivität Lext sich nach diesem Steuersignal verändert, z.B. um den Meßschwingkreis ständig auf Resonanz zu halten.

Durch diese Maßnahme können wir die Induktivität L nach außen hin (zu ihrem Anschaltpunkt) wesentlich vergrößern, obwohl wir den durch die Induktivität fließenden Strom nicht verändern, was wir auch gar nicht können, da das Verhältnis L = &#8709;/iL durch die Abmessungen, bzw. den physikalischen Aufbau der Spule unveränderlich ist.

Somit haben wir einerseits die ursprünglich bewußt klein dimensionierte Induktivität L mit ihrer relativ großen Empfindlichkeit für eine Verlusteinkopplung und der relativ großen Veränderung ihres als Parallelleitwert 1/Rp transformierten Serienwiderstandes Rs entsprechend des induktiv eingekoppelten Verlustes 1/RVM, andererseits haben wir eine extrem große Resonanzinduktivität Lext. Da Rs mit (&ohgr;L)2, d.h. quadratisch in den Parallelwiderstand Rp transformiert wird, ist bei kleinem L die transformierte Änderung von Rs (welch der Verluständerung entspricht) besonders groß im Vergleich des durch den negativen Leitwert –G kompensierten Gesamtleitwertes 1/Rp.

Wenn wir an diese geringe Induktivität L jedoch etwas galvanisch anschließen, eine Speisung, eine Resonanzkapazität, etc., dann erhalten wir die vergrößerte Induktivität Lext = &#8709;/iLext, wobei diese Vergrößerung dem Verhältnis

Lext/L = iL/iLext direkt entspricht, mit iLext = iL – igen.

Anmerkung: Unter Anwendung des zu 273 erläuterten Prinzips wird nur die Induktivität vergrößert. Der bei großer Güte L der Spule als Parallelwiderstand Rp transformierte Serienwiderstand Rs, entsprechend Rp = (&ohgr;L)2/Rs, bezieht sich auf den durch die Induktivität fließenden Strom iL, somit auf die physikalische Induktivität L, wobei Rp von der Stromrückführung (igen) nicht betroffen ist. Um möglichst empfindlich zu messen, empfiehlt sich daher die weiterhin bevorzugte Anschaltung eines negativen Leitwertes –G um bei bewußt kleiner Induktivität L einen sehr großen Parallelwiderstand Rp zu erhalten, wobei die den eingekoppelten Verlust 1/RVM betreffende Änderung in Bezug auf diesen sehr großen Parallelwiderstand Rp wegen der kleinen Indultivität L besonders intensiv ist, d.h. der Sensor besonders empfindlich ist.

Für diese Anwendung der Vergrößerung der Induktivität in der beschriebenen Weise zum Zwecke ihrer Nachstellung wird um eigenständigen Schutz angesucht, da wir diese Anwendung als Ersatz für eine Kapazitätsdiode in vielerlei Hinsicht zur Abstimmung von Schwingkreisen und in Brücken, etc., eigenständig anwenden können. Z.B. auch um mit einer Schering Brücke als Alternative den Verlust einer Induktanz oder Admittanz zu messen (vgl. dazu auch DE 42 40 739 C2). Dieser allgemeine Schutz betrifft auch die Anwendung auf Kapazitäten, dabei bleibt das Prinizip gleich, wobei hier dann der Strom der Kapazität iC ausgekoppelt und als eingeprägter Strom igen als entsprechender Anteil von iC zurückgeführt wird. Dadurch, daß sich der Strom der angeschalteten Schaltung verringert, erhalten wir (invers zur vorher beschriebenen Vergrößerung der Induktivität) eine entsprechende Verkleinerung der erhaltenen Kapazität Cext. D.h. für den Speisestrom Cext einer angeschalteten Schaltung wird die Kapazität sich verringern. Wie erhalten somit einen C-Shrinkage. Was dividiert wird, ist die Kapazität C durch jenen Anteil, bzw. Faktor, der dem Verhältnis von iC/igen entspricht. Da wir die Funktion des u/i Wandlers steuern können, erhalten wir so eine unmittelbar digital (dig) steuerbare Kapazität für universelle Anwendung. In 268a und 268b wurde dies veranschaulicht, als Vergleich der die Verwendung einer Induktivität L betreffenden Schaltung, wie sie zu 267a bereits besprochen wurde, jedoch neben der dualen Vertauschung mit einem weiteren kleinen Unterschied: Die in 267a am rechten äußeren Tor des Gyrators 1 angeschaltete Indultivität L betrifft zumeist unmittelbar die Meßspule Lmeß, welche den Verlust einkoppelt. In der Schaltung nach 268a ist dies zwar genauso dargestellt (mit der Einkopplung des Verlustes 1/RVM parallel zum Leitwert Gp), jedoch haben wir in der Praxis extrem kleine Kapazitäten, auch im Bruchteil von 1 pF, die wir zum Messen nicht noch kleiner machen können. Bei der Meßkapazität C//Gp (real) handelt es sich um eine durch eine (nicht dargestellte) Gyratorschaltung, zweier Gyratoren bei gleichbleibender Güte hoch gesetzter Kapazität C, wobei die Meßkapazität dann als wesentlich kleinere Kapazität zusammen mit ihrem Parallelleitwert durch den Gyrationswiderstand entsprechend hoch gesetzt wird. Eine weitere Variante ist, nur einen Gyrator zu verwenden, die Meßkapazität in eine Induktivität zu transformieren, und dann die Schaltung nach 267a (zur Messung des Verlustes an einer Induktivität) zu verwenden. Z.B um mit dem zu 262a und 262b erläuterten Prinzip eine Kapazität (Cmeß) über die Messung des Verlustes zu messen. Dabei können wir Cmeß mit einer Gyratorschaltung in eine Meßinduktivität L(Gyrator) umwandeln und unter Verwendung eines L-Expanders die Güte von L(Gyrator) wesentlich verschlechtern und L(Gyrator) dabei wieder entsprechend auf Lext vergrößern, damit die an L(Gyrator) angeschaltete Resonanzkapazität Cres sehr klein ausfällt, um das Verhältnis Lext/Cres möglichst groß zu machen (um ein große Bandbreite zu erhalten).

In beiden Fällen wird entweder durch den L-Expander oder durch den C-Shrinkage (die Begriffe wurden bereits erläutert), die sehr hohe Güte der für die Messung verwendeten Spule, bzw. gegebenenfalls Kapazität, um den Faktor der Vervielfachung (bei Induktivität), bzw. Reduzierung (bei Kapazität) reduziert. Wodurch wir den gemessenen Verlust wesentlich empfindlicher und genauer messen können. Somit ermöglicht uns die Komponente L-Expander, bzw. gegebenenfalls C-Shrinkage folgendes Verfahren mit in einer Kette miteinander verschalteten Komponenten durchzuführen, wobei diese Komponenten folgende Aufgaben erfüllen:

mit einem entsprechenden Bauteil (Induktivität L bzw. Kapazität C) möglichst hoher Güte (gegebenenfalls unter Verwendung des Q-Expanders) den Verlust an der Meßstelle messen, damit vom gemessenen Verlust möglichst ja viel „hängen" bleibt (wenn wir den Verlust z.B. induktiv einkoppeln), oder wenn eine Kapazität gemessen werden soll, damit der kapazitive Anteil (d.h. die Güte) möglichst groß ist um über die Serien-Paralleltransformation (vgl. 262a/262a) aus den gemessenen Verlust (1/Rp = 1/RVM) die Meßkapazität Cmeß zu errechnen; und dabei der zur Messung verwendete Blindleitwert (Blindwiderstand) mit einer entsprechenden Schaltung nur für eine extern angeschaltete Schaltung auf eine wesentlich niedrigere Güte reduziert wird, um den Verlust wesentlich besser messen zu können.

Wobei,

  • I. über den L-Expander bzw. C-Shrinkage die Güte des für die Messung verwendeten Bauteiles, bzw. der von diesem Bauteil weiterhin abgeleiteten Induktanz bzw. Admittanz in einem möglichst großen Ausmaß reduziert wird;
  • II. und die in ihrer Güte derart reduzierte, vom für die Messung des Verlustes verwendeten Bauteil abgeleitete Impedanz bzw. Admittanz in die Meßeinrichtung für die eigentliche Messung des Verlustes eingespeist ist, wobei durch Verwendung des L-Expanders, bzw. gegebenenfalls des C-Shrinkage, der zuvor bei hoher Güte eingekoppelte ohmsche Verlust durch wesentliche Reduktion der Güte, gegenüber der Induktanz, bzw. gegebenenfalls gegenüber einer kapazitiven Suszeptanz (= kapazitiver Blindleitwert), einen wesentlich höheren Anteil erhält und daher mit größerer Empfindlichkeit, bzw. Genauigkeit zu messen ist.

Mit dem weiteren besonderen Trick (als Option), daß der durch den L-Expander, bzw. gegebenenfalls durch den C-Shrinkage wesentlich verringerte Blindleitwert unter Anwendung eines Schwingkreises exakt kompensiert ist und entweder durch Nachregelung der Erregerfrequenz, bzw. Meßfrequenz oder durch Nachziehen von Lext (gegebenenfalls Cext) mittels Steuerung von igen (bei weiterhin durch das Q-Switch Verfahren oder FQ-Switch Verfahren konstant geregeltem Verlust) die Kompensation durch eine am Schwingkreis vorgenommene Phasenmessung absolut stabil geregelt ist, somit die Drift des L-Expanders bzw. gegebenenfalls des C-Shrinkage für das Meßergebnis völlig unerheblich ist.

Da sich dieses Verfahren auch allgemein unabhängig der weiteren Komponenten durchführen läßt (zwar nicht so effektiv, aber immerhin), wird dafür um allgemeinsten eigenständigen Schutz angesucht. Dabei bleibt es dann dem Anwender überlassen, ob die für die Messung verwendete Impedanz bzw. Admittanz in einem Schwingkreis geschaltet ist, oder ob nur eine Teilkompensation der Induktanz bzw. kapazitiven Suszeptanz erfolgt, oder ob ohne Schwingkreis die Induktanz bzw. kapazitive Suszeptanz zum ohmschen Verlust voll mit gemessen wird. Die Verwendung eines Schwingkreises (wenn breitbandig gemessen werden muß, am besten in Verbindung mit der Q-Damper Methode) ermöglicht jedoch durch exakte, ständig nach geregelte Feststellung einer Totalkompensation des Blindleitwertes, bzw. der Induktanz, d.h. Einhaltung der Resonanz (vgl. dig an u/i Konverter, 267a, 268a) einen reinen ohmschen Leitwert 1/Rp als Verlust 1/RVM zu messen. Da bei dieser Regelung zur genauen Einhaltung der Resonanzfrequenz des Meßschwingkreises die für diese Regelung über den L-Expander (durch Steuerung von igen, wobei iLext = iL – igen) variierte Induktivität Lext = L*(iL/iLext) die eigentliche Induktivität L der Meßspule nicht beeinflußt, hängt die Genauigkeit des Meßwertes nicht von der Stabilität der hoch gesetzten Indultivität Lext, sondern nur von der Stabilität der „natürlichen" Indultivität L ab.

Weitere Hinweise zu 267a bis 268b: Die externen Speiseströme iLext, bzw. iCext betreffen nur die Indultivität, bzw. Kapazität. Zusätzlich fließt natürlich auch noch ein Wirkstrom entsprechend dem zu L bzw. C parallel liegenden Leitwertes Gp bzw. 1/Rp, der der sich verschlechternden Güte von Lext, bzw. Cext, entspricht.

Somit die Stabilität des gemessenen Verlustes 1/Rp (bzw. 1/RVM) von der Stabilität der „natürlichen" Induktivität L der verwendeten Meßspule abhängt, da über Rp = 1/Gp = (&ohgr;L)2/Rs sich die Induktivität quadratisch auswirkt. Bei genauen Messungen lohnt sich daher eine Temperaturkompensation von L, die in 267a und 268a als OPTION mit eingezeichnet ist und nachfolgend erläutert werden soll:

Diese Driftkompensation (OPTION) der „natürlichen" Induktivität L der verwendeten Meßspule hat nichts zu tun mit der zu 267a bis 268b und 273, 274 erläuterten Nachregelung auf die Resonanzfrequenz von Lext, bzw. gegebenenfalls Cext, betreffend der Driftkompensation von igen.

Dabei entspricht hier der Kompemsations-Schwingkreis (L//Cres mit 1/Rp in 267a, bzw. 268a C//Lres mit 1/Rp) den Bauelementen des Meßschwingkreises L, Cres, 1/Rp. Der Kompensations-Schwingkreis ist dabei an eine identische Meßanordnung angeschlossen, wie der Meßschwingkreis, weist jedoch keine Einspeisung igen, auf, d.h. die Blindwiderstände werden nicht verändert.

Somit erkennen wir sofort die Vorteile des Q-Switch (Q-Schalter) Verfahrens, bzw. FQ-Switch Verfahrens. Nur bei Anwendung des Q-Switch/FQ-Switch Verfahrens können wir über den gesamten Meßbereich einen den Verlust betreffenden Gleichlauf zwischen der Meßspule L des Meßschwingkreises und der Spule L des Kompensations-Schwingkreises erhalten, da wir die Stellgröße bei unveränderlichem Summenverlust (1/Rp = 1/RVM + 1/RVL) als Meßwert verwenden (die Erweiterung auf Lext beeinflußt den eingekoppelten Verlust 1/RVM nicht !)

Am Kompensations-Schwingkreis ist dann ein dem Summenverlust entsprechender Leitwert 1/Rp angeschaltet und so bemessen, daß er bei Einhaltung des dem Meßkreis entsprechenden Summenverlustes (1/RVM + 1/RVL) dem Wert 1/Rp + 1/RVLkps so entspricht, daß eine durch die Drift der (natürlichen) Induktivität L des Kompensations-Schwingkreises erzeugte Änderung des Parallelverlustes durch die zugehörige Kaskade 1/RVLkps ausgeglichen und über die Stellgröße die „virtuelle" Veränderung des Verlustes fest gestellt wird, die jedoch so nicht stattfindet, da 1/Rp, bzw. Rp (des Kompensations-Schwingkreises) ein extrem genau Temperatur kompensierter Meßwiderstand ist, dito die Kaskade 1/RVLkps sehr genau ist und gegenüber 1/Rp weiterhin so gering gehalten ist, daß gerade die durch die Drift der Spule erzeugte Verluständerung mit 1/RVLkps ausgeglichen wird. Die auf diese Weise am Kompensations-Schwingkreis gemessene Verluständerung rechnen wir nach der Beziehung (&ohgr;L) = √Rp*Rs um. Da weiterhin sowohl für den Meßschwingkreis, als auch für den Kompensations-Schwingkreis, die Resonanzfrequenz von einem Quarzoszillator stabil gehalten ist, kann bei gleichlaufender Induktivität L von Meßschwingkreis und Kompensations-Schwingkreis der Meßfehler, der sich im Meßschwingkreis auf den gemessenen Verlust bezieht, rechnerisch korrigiert werden, oder was einfacher ist durch Lernen über eine Tabelle aufgenommen werden. Mit dem durch einen Offsetwert rechnerisch bereinigten Meßwert des Verlustes am Kompensations-Schwingkreis adressieren wir im DSP die Tabelle, welche uns den Korrekturtfaktor zur Korrektur des gemessenen Wertes in Bezug auf Drift der Meßinduktivität liefert. Wie bei solchen Kompensationen üblich, wird der Kompensations-Schwingkreis in Nähe des Meßschwingkreises angeordnet, damit sich eine gleiche Temperatur ergibt.

Eine weitere, besonders einfache Methode (Alternative) der Kompensation erhalten wir, wenn der mit dem Kompensations-Schwingkreis (OPTION, 267a, 268a) jeweils gemessene Verlust 1/Rp = 1/RVM + (–G) als vorgegebener Summenverlust 1/Rp, auf den der Meßschwingkreis über die Kaskade 1/RVL (hier nicht mehr dargestellt) jeweils abgeglichen wird, bzw. gemessen wird und mit diesem Ergebnis der Schwellwert für die Anzeige der Abgleichposition für den Bewerter zur Messung der Spannungsdifferenz up – us (z.B. uaa – ub = 0 in 204 oder up – us = 0 in 279) diesem Summenverlust entsprechend eingestellt wird (durch den DSP). Das erfolgt z.B. durch eine Tabelle. Die Eingangsgröße ist dabei der mit dem Kompensations-Schwingkreis (OPTION) gemessene Verlust, die Ausgangsgröße entspricht den Parametern, mit welchem der gemessene Verlust als jeweils konstant zu regelnder Summenverlust eingestellt wird bzw. um am Bewerter BW den Abgleichpunkt für die Erkennung des Summenverlustes einzustellen. Dabei ist in der Tabelle dann ein gegebenenfalls erforderlicher Korrekturwert für die Korrektur des Meßergebnisses (zu jedem Eingangswert der Tabelle) weiterhin enthalten.

In Beispiel nach 204 erfolgt der Abgleich uaa – ub = 0 über die Einstellung der Ströme iqA und iqB, im Beispiel nach 279 erfolgt der Abgleich von up – us = 0 durch Einstellung des Kompensationsstromes icomp. Betreffende Ströme sind dabei so eingestellt, daß sich als gemessene Spannungsdifferenz auch für das Nutzsignal (nicht nur für die Störspannungsanteile) der Wert Null ergibt. Dabei kann dann mit 1/RVL des Kompensations-Schwingkreises der Grundwert des Summenverlustes vorgegeben werden, auf den jeweils gemessen werden soll.

Allgemein ist der Summenverlust auch durch einen Komparatorvergleich abweichend von Null durch up – us = K einstellbar.

Hinweis: In 267a und 267b ist die am Meßschwingkreis mit angeschaltete Abgleichkaskade 1/RVL (um 1/Rp auf den vorgegebenen Summenverlust zu halten) nicht mehr dargestellt. Wie jedoch nachfolgend erläutert wird, kann anstelle daß der Summenverlust durch einen Kaskadenwert 1/RVL nach dem Q-Switch Verfahren konstant gehalten wird (auf 1/RVM + 1/RVL –G), der unmittelbar gemessene Verlust (1/RVM –G) durch Regelung der Frequenz auf einen konstanten Wert gehalten werden. Vgl. später zu FQ-Switch Verfahren.

Nachfolgendes Rechenbeispiel, soll die im vorangehenden Kapitel angegebenen Maßnahmen besser verständlich machen:

Rechenbeispiel:
  • Geg: QL = 10.000, L = 0.1 H (Luftspule), Rs = 1&OHgr;, fres = 1 kHz,

    Anmerkung: Die Güte QL = 10.000 wird durch die Zuschaltung eines negativen Leitwertes –G erreicht.

    Weiters wird die Induktivität um den Faktor 10.000 auf Lext = 1000 H erweitert.
  • Ges: C für Resonanzkreis, Rp, d, B. Stromverhältnis des Sputenstromes iL zum Speisestrom iLext.

    XL ... Blindwiderstand der Spule L:

    XL = &ohgr;res*L = 6.24 kHz*100 m&OHgr;s = j624 &OHgr;,

    Rp0 = (XL)2/Rs = [(624)2/1]&OHgr; = 389 k&OHgr;, wird durch Anschaltung von –G auf Rp vergrößert!

    1/Rp0 = 2,57 &mgr;S

    QL = Rp/XL,

    Rp = QL*XL = 624 &OHgr;*10.000 = 6.24 &OHgr;

    1/Rp = 0.16 &mgr;S

    –G = 1/Rp0 – 1/Rp = 2,57 &mgr;S – 0.16 &mgr;S = 2.41 &mgr;S bzw. 4.10 k&OHgr;; wird an Rp0 parallel angeschaltet.

Anmerkung: Für die Nachbildungsinduktivität (vgl. L in B-Nachbildung, 273) nehmen wir eine gleiche Spule wie die Meßspule L im Wert von L = 0.1 H (Luftspule), Rs = 1 &OHgr;, deren Güte sich durch Anschaltung von – Gref, jedoch auf QL größer 10.000.000 ergibt, somit erhalten wir für diese Spule ein Rp von etwa 100 G&OHgr;, der über die Einspeisung von igen in die Meßspule (vgl. Meß-Schwingkreis in 273), als bei der Transformation von L nach Lext als unerwünschter ohmscher Stromanteil von igen mit auftritt. Dadurch wird Rp von 6.24 M&OHgr; noch weiter erhöht. D.h. wir erhielten für Lext eine etwas höhere Spulengüte als 1, (siehe weiter unten). Damit wir für Lext ein Q von 1 erhalten, müssen wir daher Rp auf einen etwas niedrigeren Wert als 6.24 M&OHgr; einstellen. D.h. je größer der unerwünschte Wirkstromanteil von igen, der über den Abgriff der Nachbildungsspule (von B-Nachbildung) mit erzeugt wird, umso geringer wird die Güte der in ihrem Induktivitätswert erhöhten Spule Lext reduziert. Für die Nachbildungsspule stellt sich die Güte selbst ein, d.h. der hier angegebene Wert von 10.000.000 ist ein Wert, bei der die Nachbildungsschaltung mit Sicherheit nicht schwingt (vgl. Erläuterung zu 273, oben). Dabei ist die Spule durch einen HF-Schirmbecher geschirmt. Dieser Schirmbecher koppelt einen bestimmten Verlust 1/Rpschirm in die Spule ein, der mit einem in die Spule eingeschobenen Kern aus einem Kohlewiderstand in seinem Temperaturgang kompensiert wird (oder auch durch direkte parallele Anschaltung eines Kompensationswiderstandes an die Meßspule als Option, wenn der Wert nicht zu hochohmig ausfällt).

Der sich selbst auf maximale Güte negative Leitwert –G ist TK kompensiert,wie in der PCT/AT/00/00198 und in nachfolgend noch beschriebenen Weiterbildungsbeispielen weiterhin angegeben.

Lext/L = 10000, bzw. Lext = 1000 H;

Lext/L = iL/iLext = 10000, d.h. wenn wir z.B. mit einer Meßspannung von SV arbeiten, dann erhalten wir einen Speisestrom der Spule Lext von ca. SV/6,24 M&OHgr; = 0.8 &mgr;A zu dem SV/6,24 M&OHgr; = 0.8 &mgr;A parallel fließen, d.h. wir erhalten ein Q = 1, da wir Lext/L = 10000 vorgegeben haben. Mit dieser niedrigen Spulengüte könnten wir z.B. auch ohne Resonanzkreis sehr gut messen, büßen dann natürlich etwas an Empfindlichkeit ein, da wir die 6.24 M&OHgr; des gemessenen Verlustes parallel zu j6.24 M&OHgr; der Spule Lext messen. Jedoch ist dies ohnehin die maximale Empfindlichkeit, praktisch wird daher noch mit einem Q < 1 gemessen. Nachfolgend wollen wir untersuchen, welche Bandbreite sich ergäbe, wenn wir Lext mit einer Parallelkapazität C kompensieren, und einen Schwingkreis der Kreisfrequenz &ohgr; = 6.24 kHz (bei Resonanz) erhalten. Die Verwendung eines Meßschwingkreises bringt vor allem für die Ausbildung des Verlust Ricktkopplers wesentliche Vorteile zur Vereinfachung.

Als Blindwiderstand der Spule Lext erhalten wir XLext = 6240 k&OHgr;, bzw. 1/Xext = 0.16 &mgr;S.

Somit wird BC (als Blindleitwert von C) = 0.16 &mgr;S = &ohgr;C, bzw.

C = 0.16 &mgr;S/6.24 kHz = 0.026 nSs = 26 pF;

Bzw. wird d = 1/Rp*√L/C = 1/6.25 M&OHgr;*√L/C =

d = 1/6.25 M&OHgr;*√1000 &OHgr;s/26 pSs = 0.16(1/M&OHgr;)*6.2 M&OHgr; = ca. 0.99, d.h. ca. 1.

D.h. wenn wir so hochohmig messen, dann erhielten wir fres gleich an Bandbreite, wenn wir z.B. nur mit einem QL von ungefähr 1000 messen (Rp = 624 k&OHgr;), dann würden wir bereits mit der zehnfachen Resonanzfrequenz als Bandbreite messen können, usw. Wollen wir jedoch hochohmig messen und über eine beliebige Bandbreite, die wir nur durch Filter, z.B. bei der Auswertung (am BW), begrenzen, dann messen wir ohne Resonanzkreis und erhalten trotzdem eine brauchbare Empfindlichkeit von Rp = 6,24 M&OHgr; + j6,24 M&OHgr;, bei einem Phasenwinkel von 45° an Lext. Dabei hat der Spulenstrom in der physikalischen Meßspule L zur Spulenspannung allerdings fast eine Phase von 90° und koppelt den zu messenden Verlust optimal ein, was auch Sinn und Zweck des erläuterten Q-Expanders ist.

Dabei wird die Güte der Meßspule L von Rp0/XL = 389 k&OHgr;/624 &OHgr; = 623 durch die Anschaltung des negativen Leitwertes –G hingegen auf den Wert von 10.000 hoch transformiert. D.h. weiters, ohne den negativen Leitwert –G könnten wir nur mit 389 k&OHgr; messen. Da sich der eingekoppelte Verlust als Vergrößerung des seriellen ohmschen Widerstandes der Meßspule L auswirkt, d.h. ohne den negativen Leitwert –G, erhielten wir mit Rs = 1 Ohm z.B. eine Vergrößerung um 0.1 % auf 1.001 Ohm (das entspricht einer absoluten Änderung von 1 m&OHgr;), die wir als Änderung von 389 k&OHgr; auf 389 k&OHgr;*0.999 = 388.6 k&OHgr; wieder raus kriegen. Mit Anschaltung des negativen Leitwertes –G reduziert sich der serielle ohmsche Widertstand der Meßspule L über die Transformationsgleichung:

Rs = (XL)2/Rp = (624 &OHgr;)2/6,24 M&OHgr; = 62 m&OHgr; (von 1000 m&OHgr;, das entspricht einem Faktor von 16.1), bzw. einer Güteverbesserung von 10.000/623 = 16.05 (was heißt das wir richtig gerechnet haben).

Somit erhalten wir im Vergleich zur Änderung des Meßwertes von 0.1 % ohne Verwendung eines negativen Leitwertes –G, eine Änderung von 100/62 = 1.6 % was einer Verbesserung der Empfindlichkeit im Ausmaß der Verbesserung der Güte der Meßspule L um den Faktor 16 entspricht (bei jeweils gleicher Intensität der Meßgröße des eingekoppelten Verlustes). Praktisch heißt dies, daß wir mit der gleichen Spule bei entsprechender Abstandsvergrößerung das gleiche Meßergebnis erhalten. Dabei läßt sich die Verbesserung ohne weiteres um den Faktor 1000 höher und mehr züchten. D.h. wir können dann z.B. bei diesem Beispiel mit einer Empfindlichkeit von 6 Giga Ohm messen, bzw. erhalten, eine um den Faktor 16.000 bessere Auflösung, als ohne negativen Leitwert –G. Wir müssen dabei nur die Stabilität des negativen Leitwertes –G berücksichtigen, und dürfen den erhöhten Leitwert nicht durch die Meßinduktivität kurz schließen, bzw. müssen dann gegebenenfalls mit einer Resonanzkapazität die Induktivität kompensieren, wobei in beiden Fällen mit oder ohne Resonanzkapazität, durch die Erhöhung der Induktivität von L auf Lext, die ansonsten mit dem Faktor der Verbesserung der Empfindlichkeit (invers dazu) abnehmende Bandbreite sich nicht, oder in wesentlich geringerem Ausmaß verringert, wenn wir mit einem Resonanzkreis messen. Wenn wir ohne Resonanzkreis messen, dann Erhöhen wir durch diese Maßnahme die als Parallelwiderstand zum gemessenen ohmschen Verlust Rp aufscheinende (und unseren Meßwert überbrückende) Induktanz der Meßspule um den Faktor Lext/L. Als Kontrollrechnung wollen wir noch den Einfluß des Verhältnisses von L/C auf den Resonanzwiderstand fest stellen, als einen Leitwert, der parallel zu 1/Rp auftritt, d.h. ob der Rp der Induktivität L durch den Schwingkreis wesentlich verringert wird. Dieser Parallelleitwert 1/Rpcl = Rs*(C/L) tritt parallel zu 1/Rp auf und berechnet sich somit aus:

Rs = 1 &OHgr;, C = 27 pF, Lext = 1000 H,

1/Rpcl = 1&OHgr;*(27 pSs/1000 &OHgr;s) = 0.027 pS, bzw. 37.000.000.Mohm, muß daher überhaupt nicht beachtet werden, da Rp nur (!) = 6.24 M&OHgr; bzw. 1/Rp = 0.16*10–6 S

Weiters ergibt sich für den zum gemessenen Verlust 1/Rp parallel liegenden Resonanzleitwert des idealen Schwingkreises 1/Ro = G0: G0 = Rs*(C/L) + 1/Rp = 1000 m&OHgr;*(26 pS/1000 &OHgr;s) + 1/Rp = 1000*10–6*(&OHgr;/&OHgr;)*26*10–12 S + 1/Rp G0 = 2.6*10–14 S + 1/Rp

Somit der als Parallelleitwert 1/Rp gemessene Verlust 1/Rp >>> G0 des Resonanzleitwertes.

Bei diesem Beispiel sind wir von einer Frequenz von 1 kHz ausgegangen. Wollen wir mit der Frequenz wesentlich höher gehen, bei gleichem Verhältnis von L/C, dann ist es zweckmäßig mit dem C-Shrinkage Verfähren die Schaltungkapazität, gegebenenfalls Wicklungskapazität herab zu setzen, wobei z.B. zunächst durch Parallelschaltung einer Kapazität inklusive Schaltkapazität 5pF als Resonanzkapazität dem Schwingkreis parallel geschaltet sind, die dann z.B. auf 0.026 pF durch das C-Shrinkage Verfahren erweitert wird, wobei die auf Lext erweiterte Spule dann 1 H beträgt, d.h. wir erhalten eine „Resonanzfrequenz" von 1 MHz bei besonderes schlechter Güte (mit dem gleichen Verhältnis von L/C): &ohgr;res = 1/√L*C = 1/√1&OHgr;s*0.026 pSs = 6.2 MHz, bzw. f = 1 MHz.

Im späteren Teil der Beschreibung ist zu 291 ein Beispiel unter Verwendung des C-Shrinkage Verfahrens beschrieben.

Bevor wir auf das Sensorprinzip näher eingehen, wollen und noch weitere Möglichkeiten aufzeigen, die die bevorzugten Komponenten bei der Realisierung der Erfindung bieten, sollen die vom Erfinder und Anmelder vorliegender Erfindung erfundenen Bausteine (bzw. Componenten, die gleichfalls alle durch Schutzrechte patentrechtlich geschützt sind) nochmals kurz zusammengefaßt werden:

  • – Q-Switch: (Q-Schalter). Der Q-Schalter hält entsprechend der DE 42 40 739 C2 den ohmschen Verlust in der gemessenen Induktanz (Spule), bzw. in der Admittanz (wenn der Verlust an einer Kapazität gemessen wird), konstant. Dieser konstant gehaltene Verlust wird gemäß des in Kraft befindlichen Patentes DE 42 40 739 C2 als Summenverlust (1/RVL + 1/RVM) bezeichnet, wobei 1/RVM der in die Meßspule induktiv oder in eine Kapazität eingekoppelte Verlust ist, und 1/RVL die zur Konstanthaltung des Verlustes verwendete Kaskade ist, deren Stellwert den Meßwert liefert. Für einige Anwendungen, z.B. um eine durch Wirbelstromverlust kodierte Oberfläche mit zwei Frequenzen (fu, fo) zu messen, eine für Tiefenmessung (fu) und eine für Oberflächenmessung (fo), ist eine Weiterbildungsvariante des FQ-Switch im späteren Teil der Beschreibung noch näher erläutert (vgl. zu 299c). Dabei wird gleichfalls der Verlust der gemessenen Induktanz bzw. Admittanz als Summenverlust durch ein Steuersignal, das einen veränderlichen Widerstand steuert, konstant gehalten; nur daß dieser Widerstand der unmittelbar gemessene Verlust 1/RVM ist, und als Steuersignal die Erregerfrequenz, bzw. Meßfrequenz zur Erregung des Wirbelstromverlustes verwendet ist, wobei die entsprechende Veränderung des Verlustes 1/RVM zu einem der Meßabweichung entgegen wirkenden Ausgleich (zur Konstanthaltung des Summenverlustes) über die Änderung der Erregerfrequenz, bzw. Meßfrequenz erfolgt und die Stellgröße zur Veränderung der Frequenz (bzw. gegebenenfalls der gemessene Wert der Frequenz) als Meßwert zur Messung, bzw. Ableitung des Verlustes gemessen ist. In Weiterbildung ist der FQ-Switch in Verbindung mit dem Q-Expander (Q-Vervielfacher) so verwendet, daß der angeschaltete negative Leitwert –G des Q-Expanders so bemessen wird, bzw. gegebenenfalls stets auf einen Wert nach kalibriert ist, der jenem Parallelleitwert entspricht, wie er sich aus der Parallelschaltung des Ausgangsleitwertes der Speiseschaltung und dem als Parallelleitwert transformierten Serienwiderstand der Spuk ergibt, so daß als Absolutwert exakt der in die Meßspule induktiv eingekoppelte Verlust (des Meßteils) gemessen wird. Dadurch wird über die beiden Messungen mit fu, fo eine ideale Kompensation in Bezug auf Temperaturgang des Meßteils (gemessenen Verlustes 1/RVM) und Abstand der Meßspule zum Meßteil erreicht. Diese Verfahrensvariante wird mit Weiterbildungen im späteren Teil der Beschreibung in einem eigenen Kapitel noch näher beschrieben.
  • – Q-Expander: (Q-Vervielfacher). Der Q-Vervielfacher vervielfacht die Güte der gemessenen (Spule), bzw. Admittanz (Kapazität), durch Anschaltung eines Präzisionsleitwertes –G nach der PCT/AT/00/00198. Dabei wirkt sich z.B. für die Anwendung der Messung eines in eine Meßspule eingekoppelten Verlustes (galvanisch, oder induktiv, z.B. zur Messung eines Wirbelstromverlustes) die Verbesserung der Güte unmittelbar an der Meßspule aus. Das hat zwar große Vorteile auf die Meßempfindlichkeit, reduziert jedoch gleichzeitig die Bandbreite des Schwingkreises, in welchem die Meßspule oder auch eine Meßkapazität üblicherweise geschaltet ist. Das über die PCT/AT/00/00198 angemeldete Schutzrecht ist in mehreren Ländern in Kraft.

Optionale Q-Filterung: Wird durch den negativen Leitwert –G nur der Strom entsprechend der eingespeisten Erregerfrequenz, bzw. Meßfrequenz am gemessenen Verlust ergänzt (und nicht für alle am gemessenen Verlust auftretenden weiteren Frequenzen, z.B. einer Störspannung uSTÖR), dann wird der gemessene Verlust nur für die eingespeiste Erregerfrequenz bzw. Meßfrequenz besonders hochohmig, wodurch für die anderen Frequenzen ein ohmscher Nebenschluß auftritt. Dieser Filtereffekt wird Q-Expanderfilter (Q-Vervielfacherfilter) genannt.

Hinweis: Mit nachfolgend angegebenem L-Expander Verfahren (L-Vergrößerer), oder auch dem weiterhin angegebenen C-Shrinkage Verfahren (C-Verminderung) kann die durch Verwendung des Q-Expanders hoch gesetzte Güte des Schwingkreises bei aufrecht erhaltenem (parallelem) Verlustwiderstand Rp wieder wesentlich reduziert werden d.h. wir erhalten ausreichende Meßbandbreite, die auch für schnelle Messungen geeignet ist.

Phasengang des Q-Expanders: Im späteren Teil der Beschreibung ist zu 234, und zu 294 mit 295 ein Meßverfahren für die ständige Nachkalibrierung eines durch Verstärkerschaltung (z.B. u/i-Konverter) realisierten negativen Leitwertes –G beschrieben, das weiterhin noch für die ständige Nachkalibrierung des als Kaskadenwiderstand verwendeten positiven Leitwertes 1/RVL verwendet werden kann. Das besondere dabei ist, es kann der Vergleich der real erzeugten ohmschen Komponente –G, bzw. 1/RVL mit einem Referenzwiderstand Rref ohne Benutzung einer Komparatorschaltung auch dann vorgenommen werden, wenn die ohmschen Komponente –G, bzw. 1/RVL, bedingt durch die Phasenverschiebung der verwendeten Verstärker, einen (geringfügigen) Blindanteil aufweist. Dieser Blindanteil wird bei Verwendung des Expander Verfahrens oder auch C-Shrinkage Verfahrens in Verbindung mit einer Nachregelung des mit der erweiterten Induktivität Lext (bzw. gegebenenfalls reduzierten Kapazität Cext) gebildeten Meßschwingkreises zur Einhaltung seiner Resonanzfrequenz ständig kompensiert, unabhängig von der jeweiligen Änderung des durch die Kaskade 1/RVL (Q-Switch Verfahren), oder auch durch 1/RVM (FQ-Switch Verfahren) sich als Regelschwingung geringfügig ändernden Summenverlustes.

  • – L-Expander: (L-Vergrößerer). Der L-Vergrößerer vervielfacht die Induktivität der Meßspule nach außen, d.h. für die an die Induktivität (extern) angeschlossenen Schaltung, wie z.B. Speisung der Induktivität (über die Meß- bzw. Erregerspannung), oder gegebenenfalls auch für eine Resonanzkapazität eines zur Q-Messung, bzw. Verlustmessung verwendeten Meßschwingkreises.

Für die Induktivität selbst wird der Wert L nicht verändert, da er durch die Bauform und Bemessung der Spule bestimmt wird. Dadurch bleibt die sich mit Verringerung der Induktivität steigernde Empfindlichkeit für die Einkopplung eines induktiv eingekoppelten Verlustes (z.B. bei der Messung eines Wirbelstromverlustes) erhalten, trotz wesentlicher Erhöhung des Induktivitätswertes L auf Lext um den Faktor Lext/L für die (extern) angeschaltete Schaltung. Der L-Expander ist nicht zu verwechseln mit Gyratorschaltungen, mit denen sich z.B. eine Kapazität in eine große Induktivität transformieren läßt, oder unter Verwendung mehrerer solcher Schaltungen, auch eine Induktivität wesentlich vergrößern läßt. Wobei bei dieser Vergrößerung der Phasenwinkel stets gleich bleibt, d.h. die Güte gleich bleibt. Sinn des L-Expanders ist es jedoch die Güte mit Erhöhung der Induktivität für die angeschaltete Schaltung entsprechend zu reduzieren, damit der gemessene Verlust sich stärker auf die angeschaltete Meßschaltung auswirkt. Was auch der Fall ist, da sich nur der Wert der (natürlichen) induktivität (L) erhöht (auf Lext), nicht jedoch der über die natürliche Induktivität (L) als Parallelwiderstand Rp transformierte Verlust Rp = (&ohgr;L)2/Rs, einfach deshalb nicht weil Rs als Serienwiderstand der Spule vom Gesamtstrom iL = iLext + igen durchflossen wird. Wobei wir jedoch Rp, und somit die Spulengüte durch den Q-Vervielfacher weiter erhöhen können, in dem Ausmaß als es die Stabilität des hoch stabilen und genauen Präzisionsleitwertes –G innerhalb einer Refresh Zeit bzw. Erneuerungszeit, im Bruchteil 1 ns zuläßt, bzw. es für die Reduzierung der Güte durch den Q-Damper sinnvoll ist. Die mit einem L-Vergrößerer für eine angeschaltete Meßschaltung erhöhte Induktivität Lext können wir entweder mit oder ohne Resonanzkreis zur Messung des in die Induktivität eingekoppelten Verlustes verwenden. Messen wir ohne Resonanzkreis, dann messen wir mit einer sehr geringen Güte, damit der Anteil der Induktanz am Meßergebnis nicht zu groß wird. Messen wir mit Resonanzkreis, dann können wir die Güte der Meßspule durch den Q-Vervielfacher immens erhöhen, so daß wir extrem empfindlich messen können. Gleichzeitig können wir das Prinzip des Q-Dampers (Q-Dämpfers) anwenden, mit dem wir trotz sehr hoher Spulengüte für die Einkopplung des gemessenen Verlustes eine extrem niedrige Güte des Schwingkreises erhalten, so daß wir extrem empfindlich und mit sehr hoher Bandbreite (in Vielfachen der Resonanzfrequenz fies des Schwingkreises) messen können.

293a veranschaulicht das L-Expander Verfahren in einem Schwingkreis. Dabei tritt die zusätzliche Stromquelle –igen(L), welche einen einer Parallelinduktivität entsprechenden induktiven Strom –igen(L) gegenphasig zum Strom iL der Meßinduktivität Lmeß in den Schwingkreis mit einspeist, als dem Schwingkreis parallel geschaltete Quelle auf, wodurch in der Resonanzkapazität Cres nur mehr der um diesen Strom igen(L) verminderte Strom entsprechend einer um das Stromverhältnis Lext = Lmeß*iL/(iL – igen) erhöhten Induktivität fließt. Wird der von der Stromquelle –igen(L) gelieferte Strom so gefiltert, daß er nur mehr der Resonanzfrequenz entspricht, dann tritt für weitere Frequenzen dieser Effekt nicht auf d.h. für diese weiteren Frequenzen bildet die natürliche Induktivität von Lmeß einen induktiven Nebenschluß zur wesentlich höheren (erweiterten) Induktivität Lext. Dabei wird die einem gewählten großen Verhältnis von L/C entsprechend große Bandbreite des Schwingkreises trotzdem im wesentlichen durch den Schwingkreis bestimmt. Insbesondere in Bezug auf die Änderung des Stromes im reellen Wirkwiderstand Rp (bzw. gemessenen Verlust 1/Rp). Gegebenenfalls wird –igen(L) mit einem der Bandbreite des Meßschwingkreises angepaßten breitbandigen, jedoch dafür steilen Filter gefiltert.

Wird anstelle einer gegenphasigen Einspeisung des induktiven Stromes –igen(L), eine gleichphasige Einspeisung von igen(L) vorgenommen, dann wird durch die Stromerhöhung (auch im Resonanzkondensator Cres) die Induktivität Lext in Relation zu Lmeß entsprechend verringert und der bei Resonanz in der Resonanzkapazität Cres fließende Strom entsprechend erhöht. Dieses Verfahren wird L-Shrinkage genannt. Der Vollständigkeit halber sei erwähnt, daß wir nach diesem Prinizip z.B., wenn die gleichphasige Einspeisung von igen(L) entsprechend gefiltert vorgenommen wird, auch eine Bandsperre aufbauen könnten.

293c veranschaulicht das zugehörige Prinzip, um den induktiven Strom –igen(L) zu erzeugen. Die an der Meßinduktivität LMeß, bzw. am Schwingkreis abgegriffene Spannung us wird um 90° Phasen verschoben einem u/i-Konverter zugeführt, der somit einen 90° Phasen verschobenen Strom –igen(L) erzeugt. Wird der Strom um 90° nacheilend als Quelle eingespeist, dann erhalten wir eine L-Expander Funktion, wird der Strom igen(L) nacheilend als Senke eingespeist, dann erhalten wir eine L-Shrinkage Funktion.

Die Erzeugung der 90° Phasenverschiebung erfolgt beispielsweise, indem über einen an der Induktivität bzw. am Meßschwingkreis isoliert (über Trennverstärker) vorgenommenen Spannungsabgriff us eine weitere Induktivität Lref gespeist wird, deren Strom über einen Serienwiderstand (RME) als Spannung, die dem Strom der Meßinduktivität Lmeß entspricht, abgegriffen wird (267b) oder deren Strom über einen Gyrator an dem kapazitiven Tor abgegriffen wird, deren Spannung dem Strom der Induktivität Lref folgt (267a).

Durch einen negativen Leitwert –G, der gegebenenfalls automatisch bis zur Schwinggrenze eine Entdämpfung des Verlustes an der weiteren Indultivität (Nachbildungsinduktivität) bzw. gebenenfalls am Gyrator vornimmt, kann der Verlust soweit kompensiert werden, daß praktisch eine 90° Phasenverschiebung erzeugt wird. Weitere Alternativen sind, eine mehrstufige Phasenverschiebung, die auch größer 90° eingestellt werden kann, zu verwenden.

  • – C-Shrinkage: (C-Verminderung). Das C-Shrinkage Verfahren vermindert eine Kapazität nach außen, d.h. für die an die Kapazität (extern) angeschlossene Schaltung im genau umgekehrten Verhältnis, wie dies für den L-Expander bei vergleichbarer Schaltung der Fall ist.

293b veranschaulicht das C-Shrinkage Verfahren in einem Schwingkreis, wobei die Stromquelle –igen(C) einen zum Strom iC der Meßkapazität CMeß gegenphasigen Strom erzeugt, wodurch in der Resonanzinduktivität Lres nur mehr der um diesen Strom igen(C) verminderte Strom entsprechend einer um das Stromverhältnis Cext = Cmeß*(iC – igen)/iC verminderten Kapazität fließt. Wird der von der Stromquelle –igen(C) gelieferte Strom so gefiltert, daß er nur mehr der Resonanzfrequenz entspricht, dann tritt für weitere Frequenzen dieser Effekt nicht auf, d.h. für diese weiteren Frequenzen bildet die natürliche Kapazität von Cmeß einen kapazitiven Nebenschluß zur wesentlich kleineren (verminderten) Kapazität Cext.

Wird anstelle einer gegenphasigen Einspeisung des induktiven Stromes –igen(C), eine gleichphasige Einspeisung von igen(C) vorgenommen, dann wird durch die Stromerhöhung (auch in der Resonanzinduktivität Lres) die Kapazität Cext in Relation zu Cmeß entsprechend erhöht und der bei Resonanz in der Resonanzinduktivität Lres fließende Strom entsprechend erhöht. Dieses Verfahren wird C-Shrinkage genannt. Der Vollständigkeit halber sei erwähnt, daß wir nach diesem Prinizip z.B., wenn die gleichphasige Einspeisung von igen(C) entsprechend gefiltert vorgenommen wird, auch eine Bandsperre aufbauen könnten.

293d veranschaulicht das zugehörige Prinzip, um den induktiven Strom –igen(C) zu erzeugen. Die an der Meßkapazität Cmeß, bzw. am Schwingkreis abgegriffene Spannung us wird um 90° Phasen verschoben einem u/i-Konverter zugeführt, der somit einen 90° Phasen verschobenen Strom –igen(C) erzeugt. Wird der Strom um 90° voreilend als Quelle eingespeist, dann erhalten wir eine C-Expander Funktion, wird der Strom igen(C) voreilend als Senke eingespeist, dann erhalten wir eine C-Shrinkage Funktion.

Die Erzeugung der 90° Phasenverschiebung erfolgt beispielsweise, indem über einen an der Kapazität bzw. am Meßschwingkreis isoliert (über Trennverstärker) vorgenommenen Spannungsabgriff us eine weitere Kapazität Cref gespeist wird, deren Strom über einen Serienwiderstand (RME) als Spannung, die dem Strom der Meßkapazität Cmeß entspricht, abgegriffen wird (268b) oder deren Strom über einen Gyrator an dem induktiven Tor abgegriffen wird, deren Spannung dem Strom der Kapazität Cref folgt (268a). Auch hier kann wieder mit einem negativen Leitwert –G der Verlust an der Kapazität Cref, bzw. gegebenenfalls am Gyrator, kompensiert werden mit den weiteren zur Erzeugung von igen(L) bereits genannten Möglichkeiten.

Somit erhalten wir die Möglichkeit einer optionalen L-Filterung, dito C-Filterung: Wird durch den eingespeisten Blindstrom igen (induktiv oder kapazitiv je nach Anwendung) nur der Strom entsprechend der eingespeisten Erregerfrequenz, bzw. Meßfrequenz am gemessenen Verlust ergänzt (und nicht für alle am gemessenen Verlust auftretenden weiteren Frequenzen, z.B. einer Störspannung uSTÖR), dann wird der zur Messung verwendete Blindleitwert nur für die eingespeiste Erregerfrequenz bzw. Meßfrequenz besonders hochohmig, wodurch für die anderen Frequenzen (je nach Phasenwinkel von igen) ein induktiver oder kapazitiver Nebenschluß auftritt. Dieser Filtereffekt wird je nachdem, ob igen induktiv oder kapazitiv ist, L-Expanderfilter (L-Vervielfacherfilter) oder C-Shrinkagefilter (C-Verminderungsfilter) genannt.

  • Hinweis: Durch geschickte Kombination der Funktionen L-Expanderfilter, C-Shrinkagefilter, oder auch eines L-Shrinkagefilters (L-Shrinkage mit gefilterten igen), bzw. dito eines C-Expanderfilters (C-Expander mit gefilterten igen), können somit innerhalb eines Schwingkreises sehr interessante Filter für eine allgemeine Anwendung auch unabhängig einer Verlustmessung realisiert werden. Für diese Ausbildungsmöglichkeiten eines Filters wird daher um allgemeinsten Schutz angesucht.

Übersicht über praktische Realisierungen für die Erzeugung des induktiv eingespeisten Blindstromes –igen (gegenphasig zu iL bzw. iC), bzw. gegebenenfalls igen (gleichphasig zu iL bzw. iC). Dabei können wir je nach Anwendung unterscheiden in eine Frequenz abhängige Erzeugung als echte Blindströme igen, und in eine nicht Frequenz abhängige Erzeugung, also nur durch eine definiert hergestellte Phasenverschiebung für eine bestimmte Frequenz zutreffende Bezeichnung Blindstrom igen. Im letzteren Fall erreichen wir dann unmittelbar die Filterwirkung eines L-Expanderfilters, C-Skrinkagefilters, oder auch L-Shrinkagefilters, C-Expanderfilters.

  • – Frequenz abhängige Erzeugung: Bei der Frequenz abhängigen Erzeugung sind beide Alternativen nützlich: sowohl die Erzeugung nach der Spannung, welche am natürlichen Blindwiderstand (Induktivität L, bzw. Kapazität C) auftritt, als auch die Erzeugung nach dem Strom der im natürlichen Blindwiderstand (Indultivität L, bzw. Kapazität C) fließt.

Bei der Erzeugung nach der Spannung wird die am natürlichen Blindwiderstand (Induktivität L, bzw. Kapazität C) auftretende Spannung über einen Trennverstärker ausgekoppelt und einer Nachbildung (L bzw. C) des Blindwiderstandes zugeführt, deren Strom als Steuerspannung ausgekoppelt wird. Mit dieser Steuerspannung wird ein u/i-Konverter (als spannungsgesteuerte Stromquelle) gesteuert, dessen Strom je nach Realisierung gegenphasig (–igen für L Expander oder C-Shrinkage) oder gleichphasig (igen für L-Shrinkage oder C-Expander) dem natürlichen Blindwiderstand (Induktivität L, bzw. Kapazität C) als eingeprägter Blindstrom zugeführt wird und um den sich der Speisestrom einer extern angeschalteten Schaltung entsprechend verändert.

Als Nachbildung verwenden wir z.B. eine direkte physikalische Nachbildung, oder eine über einen Gyrator transformierte Nachbildung. Bei einer direkt physikalischen Nachbildung können wir den Strom über einen durch negativen Parallelleitwert zum Nachbildungsblindwiderstand kompensierten Serienwiderstand den in der Nachbildung fließenden Strom als Steuerspannung für den nach geschalteten u/i-Konverter auskoppeln, oder bei Verwendung eines Gyrators unmittelbar den an einem Tor auftretenden Blindstrom der angeschalteten physikalische Nachbildung am anderen Tor als diesem Strom entsprechende Steuerspannung für den nach geschalteten /i-Konverter auskoppeln.

Bei der Erzeugung nach dem Strom wird das zu Erzeugung nach der Spannung besprochene Prinizip angewendet. Für eine Anwendung an Transformatoren, vgl. dazu später zu 272, 279, wird bevorzugt eine Differenzstromauskopplung entsprechend der Differenz von Primärstrom und Sekundärstrom verwendet.

Es ist evident, daß wir bei der Frequenz abhängigen Erzeugung von –igen, bzw. igen durch unmittelbaren Einsatz von Filtermitteln zur Filterung von –igen, bzw. igen ein L-Expanderfilter, C-Shrinkagefilter, oder auch L-Shrinkagefilter, C-Expanderfilter realisieren können.

  • – Frequenz unabhängige Erzeugung: Speisen wir den zu messenden Verlust über eingeprägten Strom iq oder Ströme iqA, iqB, wobei bei auf Resonanz abgeglichenem Schwingkreis dieser Strom einem ausschließlichen Wirkstrom entspricht, dann können wir passend zur einer diesem eingeprägten Strom zu einem konstant gehaltenen Summenverlust am Meßschwingkreis entsprechenden Spannung, einen entsprechend (um 90°) Phasen verschobenen Strom als zur Meßfrequenz passender Blindstrom –igen bzw. gegebenenfalls igen erzeugen und mit dem eingeprägten Wirkstrom iq (oder Ströme iqA, iqB) als überlagerten Strom einzuspeisen.

In Weiterbildung wird der Meßschwingkreis durch Regelung der Verstärkung von Blindstrom –igen auf Resonanz gehalten. D.h. würde zwar die Phase von 90° des erzeugten Blindstromes –igen stimmen, jedoch nicht die Amplitude, dann erhielten wir am Meßschwingkreis eine entsprechende Verstimmung (abweichend von der Resonanzfrequenz). Mit dieser gemessenen Verstimmung regeln wird die Verstärkung des erzeugten Blindstromes –igen und somit der erweiterten Induktivität (Lext), bzw. gegebenenfalls einer reduzierten Kapazität (Cext), und halten damit den Meßschwingkreis unabhängig von seinem momentanen Parallelleitwert 1/Rp (Verlust) auf Resonanz. D.h. auch wenn der erzeugt Blindstrom –igen im Prinizip Frequenz unabhängig erzeugt ist, wird er über die am Meßschwingkreis (durch Phasenmessung) gemessene Verstimmung für eine ganz bestimmte Frequenz, nämlich die Meßfrequenz, geregelt und verhält sich für diese Frequenz wie ein reiner Blindstrom –igen, bzw. igen, wodurch sich gleichzeitig ein L-Expanderfilter, C-Shrinkagefilter, oder auch L-Shrinkagefilter, C-Expanderfilter durch einfache Überlagerung des Speisestromes (Strom iq oder Ströme iqA, iqB) mit diesem Strom (–igen, bzw. igen) realisieren läßt.

Für die Frequenz abhängige Erzeugung, als auch für die Frequenz unabhängige Erzeugung, sind in vorliegender Beschreibung zahlreiche Ausführungsbeispiele beschrieben, auch solche, die beide Verfahren benutzen und eine Umschaltung zwischen diesen beiden Verfahren vornehmen, abhängig davon, ob der Summenverlust sich im Bereich des Abgleiche befindet, oder nicht.

  • – Q-Damper: (Q-Dämpfer). In Verbindung mit dem L-Vergrößerer, der mit der Erhöhung der Induktivität für die angeschaltete Schaltung auch eine gleichermaßen um den Faktor Lext/L sich verringerte Spulengüte der Meßspule in Bezug auf eine angeschaltete Schaltung erzeugt, und weiterhin in Bezug auf den Serienwiderstand Rs der Spule die Dämpfung des Schwingkreises um den Summanden Rs*√C/L verringert, wählen wir ein extrem hohes Verhältnis L/C, damit durch den weiteren Summanden, der dem Einfluß 1/Rp*√C/L der Dämpfung d entspricht, dieser Summand ausreichend groß wird, so daß wir den Einfluß der Dämpfung des Schwingkreises über Rs vernachlässigen können (vgl. weiter oben angegebenes Rechenbeispiel).

Wegen der hohen Güte der Kapazität wird der Leitwert 1/Rp praktisch nur durch die (natürliche) Spule L entsprechend Rp = (&ohgr;L)2/Rs bestimmt, somit die durch den induktiv eingekoppelten Verlust enthaltene Beeinflußung des Serienwiderstandes Rs als für extrem empfindliche Messungen ausreichend hochohmiger Parallelwiderstand Rp auftritt. Da wir durch den L-Expander (L-Vergrößerer) die Resonanzfrequenz fres bestimmende Induktivität für den Resonanzkreis vervielfachen können, ohne daß wir dabei den Verlust abhängigen Parallelwiderstand Rp damit erhöhen, können wir den die Dämpfung des Schwingkreises bestimmenden Summanden 1/Rp*√L/C durch Wahl einer sehr kleinen Kapazität C des Resonanzkreises drastisch hoch setzen, um eine Dämpfung d in Vielfachen der Resonanzfrequenz fres und somit eine entsprechend breite Bandbreite B = d*fres zu erhalten. Diese Eigenschaft, in Verbindung mit dem Verlust Richtkoppler (vom Erfinder auch loss one way coupler, „Verlust-Einbahn Kopplung", bzw. als leicht zu merkende Abkürzung auch LOWCOP genannt), ermöglicht es uns jede Art von Einstreuung in die Meßspule (oder gegebenenfalls in eine Meßkapazität) wie bei einem Brückenabgleich zu kompensieren. Nur daß hierfür als Brückenimpedanz (oder auch Admittanz) nicht zwei getrennte Impedanzen, bzw. Admittanzen in getrennten Brückenpfaden verwendet sind, sondern die Brückenpfade in Bezug auf die Speisung des zu messenden Verlustes miteinander induktiv und/oder (bei Verwendung eines Gyrators) galvanisch gekoppelt sind.

  • – Verlust Richtkoppler: (vom Erfinder auch LOWCOP genannt, vgl. oben). Der Verlust Richtkoppler, bzw. LOWCCOP mißt in nur eine Richtung. Um unter Verwendung des Q-Switch, (Q- Schalters) oder FQ-Switch Verfahrens den Summenverlust konstant zu halten, wird nicht die an der Meßimpedanz (Spule), bzw. gegebenenfalls an einer Admittanz (Kapazität), unmittelbar gemessene Spannung durch Nachstellen des Summenverlustes (1/RVM + 1/RVL, über eine Kaskade 1/RVL oder unmittelbar über die Frequenzabhängigkeit von 1/RVM) konstant gehalten, sondern eine von der Belastung durch den gemessenen Verlust abhängige Spannungsdfferenz, welche den Abgleich der Kaskade (1/RVL) zur Konstanthaltung des Summenverlustes (1/RVM + 1/RVL, Q-Switch) oder die Verstellung der Frequenz zur unmittelbaren Konstanthaltung des gemessenen Verlustes 1/RVM (FQ-Switch) entsprechend steuert. Das besondere daran ist, daß jede Art von galvanischer oder durch Koppelung (induktiv, oder kapazitiv) am gemessenen Verlust auftretender zusätzlicher Spannung mit einem im Prinzip beliebigen Frequenz Spektrum, welche an dem Differenzeingang (zur Messung der vom gemessenen Verlust abhängigen Spannungsdifferenz) zurückwirkt, als Gleichtaktspannung in Phase und Amplitude kompensiert wird, wobei dies gegebenenfalls auch so vorgenommen sein kann, daß dies auch außerhalb eines abgeglichenen Summenverlustes der Fall ist (vgl. zu 204, 279). Die gemessene Spannungsdifferenz entspricht dann unmittelbar dem gemessenen Verlust. Somit wegen der Speisung durch einen eingeprägten Strom und der geregelten Konstanthaltung des Summenverlustes, die Spannung in Bezug auf die eingespeiste Meßfrequenz am Meßschwingkreis (bzw. an der Meßimpedanz, oder Meßadmittanz) gleichfalls konstant bleibt, bzw. konstant geregelt ist.

Der LOWCOP, bzw. Verlust Richtkoppler ist zusammen als Bestandteil des Bewerters BW (für die Verlustmessung) integriert und weist je nach Erfordnis unterschiedliche Ausgänge auf, die von der am Vierpol gemessenen Spannungsdifferenz abgeleitet wird, wobei alle Ausgänge rückwirkungsfrei messen sind, d.h. eine am gemessenen Verlust (ohmscher Widerstand, Impedanz, oder Admittanz) gegebenenfalls auftretende Störspannung auf die gemessene Spannungsdifferenz keinen Einfluß hat! Je nach Anwendung benutzten wir beim Bewerter (BW) des Verlust Richtkopplers:

  • – einen Ausgang, bei dem die (über die Vierpolanschlüsse, bzw. nachgeschalteten Brückenzweige) gemessene Differenzspannung der Wert des gemessenen Verlustes gemessen und/oder abgleitet wird (LOWCOP – Funktion). Dieser Ausgang betrifft z.B. eine Differenzspannungsmessung um über die gemessene Spannungsdifferenz den Verlust direkt zu bestimmen oder z.B. den Abgleich des Q-Switch Verfahrens oder FQ-Switch Verfahrens zu steuern. In besonderer Bemessung so, daß für den Abgleichpunkt des Summenverlustes die gemessenen Differenzspannungen up, us in Betrag und Phase gleich, d.h. die gemessene Spannung Null ist (vgl. Beispiel zu 204). Es kann daher durch direkten Spannungsvergleich, z.B. unter Berücksichtigung der jeweiligen Polarität des Anstiegs der Spannungen (als erste Ableitung des Signals), festgestellt werden, ob die gemessenen Differenzspannungen up, us zueinander voreilend, nacheilend oder in Phase sind, um den Abgleich des Summenverlustes zu steuern. Da die Störspannungsanteile über den gesamten Abgleichbereich (auch außerhalb des Abgleichpunktes für den Summenverlust) für up und us phasengleich identisch gemacht werden können (vgl. Beispiel zu 204, 279) können wir den Abgleich des Summenverlustes unter Anwendung des Q-Switch Verfahrens oder FQ-Switch Verfahrens beispielsweise auch so steuern, daß die Phase des Differenzsignals ud = up – us in folgender Weise in Relation zu den einzelnen Eingangsspannungen (up, us), welche jeweils gleiche Störspannungsanteile beinhalten, gemessen ist (als optionale Weiterbildungsvariante):

    Es wird die Phase von ud zu up (Phi_dp) als auch die Phase von ud zu us (Phi_ds) gemessen und der Mittelwert (Phi_dp + phi_ds)/2 daraus berechnet. Dieser Mittelwert ergibt dann die Phase der Differenzspannung ud = up – us abhängig von der Abweichung des Summenverlustes von up – us = 0 und wird als Ausgangssignal u/d/l des Bewerters zur Steuerung des Abgleichs des Summenverlustes (1/RVM + 1/RVL) verwendet um die Differenzspannung auf den Wert ud = up – us = 0 zu halten, was dem Abgleichpunkt des Summenverlustes entspricht.
  • – einen Ausgang (Option) bei dem über die am Bewerterausgang (BW) gemessene Differenzspannung (uaa – ub, 204) ein Rückschluß auf die am gemessenen Verlust auftretende Spannung, oder gegebenenfalls auch im gemessenen Verlust fließenden Strom abgleitet wird. Diese Option wird A-LOWCOP Funktion genannt. Dabei erfolgt dieser Rückschluß über eine Tabelle (TABELLE, 204, gespeist von A/D-Konverter via DSP), der gegebenenfalls auch die Messung der Phase Phi(Lmeß//CMeß, 204) zwischen Speisestrom und Spannung des Meßschwingkreises zusätzlich zur gemessenen Diferenzspannung uaa – ub zugeführt ist, um daraus auf den Betrag und die Phase von Strom und Spannung des Meßschwingkreises zu schließen, bzw. als Tabellenwert auszugeben.

Dabei wird der Tabellenwert für eine optionale Weiterbildungsversion dazu verwendet, einen dem jeweiligen Wert des gemessenen Verlustes (innerhalb des geringen Regelbereiches in dem der Summenverlust durch das Q-Switch Verfahren oder das FQ-Switch Verfahren konstant geregelt wird) entsprechenden Blindstromwert –igen bzw. igen zu erzeugen, bzw. zu regeln, und/oder einen entsprechenden rückgespeisten ohmschen Strom –ig als negativer Leitwert zu erzeugen. Da der Tabellenwert durch eine gegebenenfalls am Meßschwingkreis auftretende Störspannung nicht beeinflußt wird (vgl. zu 204), erhalten wir eine L-Expanderfilter Funktion, (gegebenenfalls eine C-Shrinkagefilter Funktion), bzw. eine Q-Expanderfilter Funktion und zwar mit sehr schneller Einschwingzeit, wenn wird den störspannungsfreien Blindstromwert –igen bzw. igen bzw. ohmschen Strom –ig nicht über ein Filter am Meßschwingkreis abgreifen (Option), sondern direkt über die gemessene Differenzspannung über die Tabelle erzeugen. Dabei wird zwar die Meßspule Lmeß (bzw. gegebenenfalls die Meßkapazität. CMeß, je nachdem was gemessen werden soll) mit einer besonders hohen Güte versehen, jedoch durch die bevorzugte Anwendung einer L-Expander Funktion oder einer C-Shrinkage Funktion der Schwingkreis mit einer extrem schlechten Güte und daher einer sehr hohen Bandbreite realisiert (wegen des großen Verhältnisses von L/C). Da weiters eine durch Änderung des Verlustwiderstandes 1/RVM (über die geringe Regelschwingung zur Konstanthaltung des Verlustes, bzw. Summenverlustes) auftretende Amplitudenmodulation AM nicht durch ein Filter üblicher Realisierung den Signalverlauf von –igen (bzw. igen), bzw. –ig, beeinträchtigt, wird eine durch die Änderung von 1/RVM verursachte AM nicht beeinträchtigt, jedes andere Signaländerung, die jedoch nicht durch die Meßfrequenz verursacht ist, schon. Und genau das soll erreicht, werden, um eine ideale Vorfilterung für eine gegebenenfalls vorhandene Störsignaleinkopplung zu erreichen, damit bei der Differenzbildung uaa – ub am Bewerter (BW, 204) diese Differenzbildung durch zu hohe Frequenzanteile, bei AC-Kopplung (zum Abblocken der Drift) auch durch zu tiefe Frequenzanteile, mangels Gleichtaktunterdrückung (oder Beeinflußung durch einen Koppelkondensator) die Gleichtaktunterdrückung des Differenzverstärkers nicht beeinträchtigt wird.

Somit durch dieses Verfahren die Realisierung raffinierter Filtereffekte extrem schneller Einschwingzeit direkt am betreffenden Meßschwingkreis realisiert werden können, durch Bildung eines Frequenz abhängigen ohmschen Verlustes über die Q-Expander Funktion (Q-Expanderfilter), und/oder einer Frequenz abhängigen Induktivität über die L-Expander Funktion (L-Expanderfilter, bzw. gegebenenfalls C-Shrinkagefilter).

Weiters kann durch die Option A-LOWCOP noch eine Kompensation der Phasenlaufzeit der für die Erzeugung des negativen Leitwertes –G verwendeten Schaltung realisier werden (vgl. Option nach 264).

Weiterhin ist noch optional vorgesehen:

  • – ein Ausgang (Option) am Bewerter (BW), der die Phasenlage der am gemessenen Verlust (ohmscher Widerstand, Impedanz, oder Admittanz) auftretenden Spannung, in Bezug auf den eingespeisten Strom (ohne Störspannung) anzeigt, um fest zu stellen, ob die gegebenenfalls in einen Meßschwingkreis geschaltete Meßimpedanz, oder Meßadmittanz jeweils auf Resonanz abgeglichen ist (P-LOWOCP Verfahren). Dabei kann für alle Ausführungen des LOWCOP, bei denen im abgeglichenen Zustand des Summenverlustes die gemessenen Differenzspannungen (uaa – ub in 204, up – us in 279) gleichfalls phasengleich und amplitudengleich sind (uaa – ub = 0, up – us = 0), neben den Störspannungsanteilen von uSTÖR, deren Spannungsdifferenz in der weitergebildeten Variante von 204, up – us in 279 (mit einem erweiterten Kaskadenabgleich) weitgehend unabhängig vom Abgleich des Summenverlustes (bzw. zumindest über den gesamten Regelbereich von 1/RVM + 1/RVL = konstant = 1/Rp) Null ist, die Phasenverschiebung zwischen den Differenzspannungen gemessen werden. Bei dieser Phasenmessung können wir zusätzlich noch die Amplitude des Differenzsignals mit einbeziehen (A-LOWCOP Funktion) um mit einer Tabelle aus den beiden Messungen auf die Phase der Last, bzw. des Meßschwingkreises zu schließen. D.h. aus einem der gemessenen Differenzspannung (A-LOWCOP Funktion) und der gemessenen Phase (P-LOWOCP Verfahren) entsprechendem Summenverlust wird auf die Resonanz des Meßschwingkreises geschlossen.

Beispiel nach 204:

Für bestimmte Ausführungsvarianten des Verlust Richtkopplers, z.B. für eine asymmetrische Ausführung nach 204, kann auf den Phasenausgleich des Frequenzganges (vgl. nachfolgend zu 284) im Brückenzweig der beiden Differenzspannungen verzichtet werden, wenn gewährleistet ist, daß der zu messende Verlust exakt als reeller ohmscher Verlust über einen Meßschwingkreis für beide Brückenpfade (SEITE A, SEITE B, 204) des induktiven Vierpols zwischen denen jeweils die Differenzspannung zur Feststellung des Verlustes gemessen ist, eingekoppelt wird. Unter Verwendung des L-Expander Verfahrens (an Lmeß), oder gegebenenfalls eines C-Shrinkage Verfahrens (wenn eine Kapazität CMeß) gemessen wird), läßt sich der jeweils in die Brückenpfade eingekoppelte Verlust exakt ohmisch realisieren und aufteilen, wobei in 204 beispielsweise eine symmetrische Aufteilung zwischen den Brückenpfaden (SEITE A, SEITE B) vorgesehen ist (ZsA = Rp = ZsB, wobei Rp reell ist).

Die aus einer Serienschaltung eines ohmschen Serienwiderstandes [Rs in Brückenpfad A, und (n + 1)*Rs in Brückenpfad B] und des gemessenen Verlustes Rp bestehenden Brückenpfade sind in Bezug auf ihre Speisung (iqA, iqB) asymmetrisch ausgeführt und jeweils durch in Betrag und Phase unabhängig voneinander einstellbare eingeprägte Ströme (iqA und iqB) gespeist (jedoch mit gleicher Frequenz), wobei die an den Einspeisepunkten auftretenden Spannungen (ua, ub) gemessen werden, bei folgender Bemessung:

  • – In Bezug auf die genannte Einspeisung der eingeprägten Ströme (iqA und iqB) über den genannten Serienwiderstand [Rs in Brückenpfad A, und (n + 1)*Rs in Brückenpfad B] erfolgt die Einspeisung asymmetrisch, womit die beiden Brückenpfade (A und B) unterschiedliche Serienwiderstände [Rs, bzw. (n + 1)*Rs] aufweisen, die an den Einspeisepunkten entsprechend unterschiedlich verlaufende Funktionen der jeweils gemessenen Spannungen in Abhängigkeit einer Veränderung des gemessenen Verlustes Rp ergeben,
  • – In Bezug auf eine rückwärtige Einspeisung (revers) über die Lastseite (ZsA, ZsB), bzw. über eine am gemessenen Verlust Rp eingekoppelte Störspannung über die Serienwiderstände zu den eigentlichen Meßpunkten e11 und e2, erfolgt die Einkopplung der Störspannung symmetrisch, so daß sich die an den eigentlichen Meßpunkten e11 und e2 auftretende Differenzspannung betreffend der Störsignalanteile als Gleichtaktsignal kompensiert. Um dies zu erreichen, wird der Widerstandswert jenes Brückenpfades, der gegenüber dem anderen Brückenpfad den kleineren Serienwiderstand (Rs auf Seite A) aufweist, in Bezug zum eigentlichen Meßpunkt e11 durch Serienschaltung eines weiteren Serienwiderstandes um einen Wert n*Rs ergänzt, der zusammen mit dem Serienwiderstand Rs (auf Seite A) des betreffenden Brückenpfades den Wert des Serienwiderstandes im anderen Brückenpfad B (n + 1)*Rs ergibt. Somit in Bezug auf eine rückwärtige Einspeisung (revers) über die Lastseite für beide Brückenpfade übereinstimmende Serienwiderstände zu den eigentlichen Meßpunkten e11 und e2 gegeben sind, wobei diese Meßpunkte dann mit entsprechenden Abschlußwiderständen abgeschlossen sind. Die Verlängerung des Serienwiderstandes um den Wert n*Rs entspricht den in 265 verwendeten Allpaß 777. Der Unterschied zur vereinfachten ohmschen Variante nach 204 ist der, daß wir in 204 davon ausgehen, daß der eingekoppelte Verlust stets reell ist (was z.B. durch Nachregelung der Meßfrequenz auf Resonanz durch –igen erfolgt, wie zu 267a bis 268b und 273, 274 weiterhin näher beschrieben), was in Beispiel nach 265 nicht unbedingt der Fall sein muß, weshalb auch ein induktives T-Glied (Trafo) als Vierpol verwendet ist.

In 204 haben wir die Funktion des induktiven Vierpols, gemäß des Grundgedankens der Erfindung auf die Aufteilung des zu messenden Verlustes in zwei induktiv gekoppelte Brückenpfade realisiert, die in der Variante nach 204, praktisch rein ohmisch (durch ein &Pgr;-Glied realisiert) sind. Dabei entsprechen die Strompfade SEITE A und SEITE B den beiden Vierpolanschlüssen des induktiven Vierpols, bzw. hier Trafos. In 204 ist als Trafo zugleich die Meßspule Lmeß verwendet. Bei der asymmetrischen Ausführung nach 204 erfolgt die Einspeisung und die Messung über eine zwecks Herstellung der Asymmetrie vorgenommene Beschaltung zu beiden Seiten des induktiven Vierpols, welche in Bezug auf Einspeisung und Messung der zu beiden Seiten eingeprägte Ströme (iqA und iqB) asymmetrisch ist, und in Bezug auf eine rückwärtige Einspeisung (revers, über die Lastseite) zu den Meßpunkten (e11, e2) symmetrisch ist. Wobei in beiden Fällen an der selben Stelle (e11, e2) an entsprechenden Abschlußwiderständen Rp gemessen wird.

Die an den Abschlußwiderständen Rp auf beiden Seiten auftretenden Schaltkapazitäten Cscs gleichen wir gleichfalls auf Symmetrie ab und können sie so bemessen, daß wir für eine rückwärtige Einspeisung (revers) über die Lastseite noch einen zusätzlichen Tiefpaß erhalten. Die durch Cscs gegebene Phasendifferenz für die Vorwärtsspeisung über die eingeprägten Ströme (iqA und iqB) kann durch die Phasenlage der Ströme zueinander ausgeglichen werden. Die sich an den eigentlichen Meßpunkten e11 und e2 wegen der unterschiedlichen Serienwiderstände vom Einspeisepunkt zu den Meßpunkten hin sich ergebenden Spannungsteiler (mit den übereinstimmenden für Seite A und Seite B übereinstimmenden Abschlußwiderständen Rp) wird durch die entsprechend unterschiedlich eingestellten Amplituden der (iqA und iqB) ausgeglichen, so daß für den abgeglichenen Summenverlust die an den eigentlichen Meßpunkten e11 und e2 gemessene Spannungsdifferenz uaa – ub = 0 wird.

Die an den Meßpunkten e11 und e2 jeweils gemessene Differenzspannung für die Strompfade A und B erhalten wir durch Anwendung des Überlagerungsprinzips nach Helmholtz. Dabei tritt die Störspannung uSTÖR als Serienspannung in Serie zum gemessenen Verlust Rp auf (in 204 nicht explizit dargestellt, da hier die Störspannung uSTÖR von den Wicklungen der Meßinduktivität Lmeß aufgenommen wird und sich je zur Hälfte auf die Strompfade A und B aufteilt). Den an den Abschlußwiderständen Rp der Meßseite in den Strompfaden A und B jeweils fließenden Strom irA bzw. irB erhalten wir durch Addition des durch die Speiseströme (iqA und iqB) erzeugten Stromes mit dem durch eine gegebenenfalls vorhandene Störspannung uSTÖR erzeugten Strom (istA bzw. istB), wobei wir jeweils die andere Spannungsquelle (bzw. für iqA und iqB Stromquelle) Null setzen.

Für uSTÖR vorhanden (und iqA = 0, iqB = 0) erhalten wir die Ströme istA = istB und somit wegen gleicher Rp für die beiden Strompfade A und B uaa = ub. istA = (uSTÖR/2)/(RsL + Rs + n*Rs + Rp); istB = (uSTÖR/2)/(RsL + (n + 1)*Rs + Rp); somit istA = istB wird, bzw. betreffend eines Störspannungseinflusses uaa – ub = 0 ist.

RsL entspricht dem Summenserienwiderstand der Meßspule Lmeß, welcher sich aus der Transformation des ohmschen Summenparallelwiderstandes am Meßschwingkreis der Meßspule Lmeß ergibt. Dieser Summenparallelwiderstand errechnet sich aus dem Summenleitwert des eingekoppelten Summenverlustes 1/RVM, plus dem zur Kompensation angeschalteten negativen Leitwert –G, plus dem zum Abgleich des Summenverlustes angeschalteten Kaskadenleitwert 1/RVL (Option). Dieser Kaskadenleitwert 1/RVL ist optional, da wir bei Durchführung des FQ-Switch Verfahrens (vgl. später die Erläuterung zum Kapitel „Messung mit zweierlei Erregerfrequenzen, fu und fo") den gemessenen Verlust 1/RVM unmittelbar über die Veränderung der Meßfrequenz konstant halten und den negativen Leitwert –G so bemessen, daß er den gesamten Eigenverlust der Schaltung kompensiert, bestehend aus dem seriellen ohmschen Widerstand rs der Meßspule Lmeß einschließlich des sich ergebenden Parallelpfades (//) der Stromzweige SEITE A und dito für SEITE B, welche ohnehin für beide Stromzweige identische Werte aufweisen. Somit –G = rs*(1/&ohgr;L)2//1/[(n + 1)*Rs + Rp]. Dabei ist dieser Wert mit dem gleichen TK versehen, wie er dieser Parallelschaltung entspricht und wird als Referenzwiderstand Rref an einen entsprechenden Schwingkreis zum Abgleich von –G angeschaltet, vgl. 234, 294. Um zu verhindern, daß bei zu geringem Verlust des Meßteils 1/RVM die Schaltung zu schwingen beginnt, ist es sinnvoll eine automatische Nachkalibrierung des negativen Leitwertes –G vorzunehmen (gegebenenfalls auch über positive Kaskade 1/RVL), wenn die Schaltung abweichend von der Speisefrequenz selbstätig schwingt.

Für iqA, iqB so eingestellt, daß für den Summenverlust ZsA = ZsB = Rp uaa = ub wird (und uSTÖR = 0) erhalten wir dann die Ströme istA = istB bzw. uaa – ub = 0.

Für Stromzweig SEITE A gilt: Der eingeprägte Speisestrom iqA verzweigt sich am Verzweigungspunkt e1 in der Parallelschaltung: (Rp + n*Rs)//(Rs + Rpv).

Für Stromzweig SEITE B gilt: Der eingeprägte Speisestrom iqB verzweigt sich am Verzweigungspunkt e2 in der Parallelschaltung: (Rp)//[(n + 1)*Rs + Rpv].

Rpv ist der auf der Lastseite auftretende Rp, der im Abgleichpunkt Rpv = Rp ist und bei diesem Beispiel direkt über die Meßspule Lmeß als gemessener Verlust 1/RVM symmetrisch eingekoppelt wird. Ist Lmeß als Zylinderspule ausgeführt, dann wird z.B. die Wicklung als verdrillte Wicklung realisiert, wodurch sich für beide Wicklungen (Strompfad A und Strompfad B) exakt symmetrische Verhältnisse ergeben.

Ändert sich Rpv, dann wird bei entsprechender Dimensionierung sich im Stromzweig SEITE B die Spannung am Verzweigungspunkt e2 (Meßpunkt) nur geringfügig ändern, wenn Rpv sich im Bereich von Rp befindet und (n + 1)*Rs >> Rp gewählt ist. D.h. wir erhalten für eine Änderung von Rpv (vgl. Zs in 266) nur eine geringfügige Spannungsänderung ub. Anders verhält es sich im Stromzweig SEITE A. Da (bei entsprechender Dimensionierung), Rs sich im Bereich von Rp befindet erhalten wir für eine Änderung von Rpv (vgl. Zs in 266) eine wesentlich stärkere Spannungsänderung von ua (am Verzweigungspunkt e1) die als Meßspannung uaa (an e11, bzw. am Abschlußwiderstand Rp) gemessen wird, mit einer über die Abstimmung der Speiseströme iqA, iqB entsprechenden Verstärkungsanpassung, so daß im Abgleichpunkt Rpv = Rp uaa – ub = 0 wird. Dabei könnten wir jedoch genauso auf eine Konstante uaa – ub = k abgleichen, vgl. dazu zu 51f). Da aufgrund des Abgleichs auf uaa – ub = 0, die Speiseströme iqA, iqB asymmetrisch sind iqA > iqB, ist auch der in der Wicklung uA(S) auftretende Strom größer, als der Strom in der anderen Wicklung uB(S), welcher über den Stromzweig SEITE B gespeist wird. In 204 ist die Variante einer Parallelspeisung der Meßspule Lmeß (über zwei Wicklungen) eingezeichnet. Eine Alternative zeigt 204b, wo beide (z.B. verdrillte)Wicklungen der Meßspule mit entgegengesetzt gerichteten Strömen ilA, ilB gespeist werden und nur der Differenzstrom (ilA – ilB) das Feld für die Induktion eines Wirbelstromverlustes 1/RVM erzeugt.

Auf jeder Seite (A, B) des als Meßspule Lmeß verwendeten Lufttrafos ist dann ein entsprechender negativer Leitwert –G angeschaltet, um den Eigenverlust der Schaltung zu kompensieren. Gleichfalls ist an jeder Seite (A, B) jeweils eine Stellkaskade 1/RVL angeschaltet, wobei die beiden Kaskaden 1/RVL für beide Seiten synchron verstellt sind. Für die Realisierung und Kalibrierung von 1/RVL siehe zu 294 (später). Für weitere Alternativen, siehe zu 298a bis 298c. Mit 1/RVL wird dann der über den Bewerter BW gemessene Summenverlust konstant gehalten, wobei die Stellgröße der synchron verstellten. Kaskaden den Meßwert liefert. Die beiden Kaskaden 1/RVL werden dann in einem Verhältnis (des Leitwertes) zueinander verstellt, wie es dem Verhältnis des eingekoppelten Verlustes 1/RVM für die beiden Stromzweige A und B entspricht. D.h. wird 1/RVM auf die beiden Stromzweige A und B symmetrisch aufgeteilt, dann können die beiden Kaskaden 1/RVM gleichfalls identisch sein.

In 204b ist weiterhin noch eingezeichnet, daß auf jeder Seite des als Meßspule Lmeß verwendeten Lufttrafos über einen Trennverstärker ein Spannungsabgriff erfolgt, der um 90° Phasen verschoben als induktive Stromquelle igen(L) der Wicklung der betreffenden Seite zugeführt wird, um die Indultivität zu erweitern (L-Expander). Dabei wird die Phase zwischen der Spannung der Wicklung und dem Speisestrom des Resonanzkreises Cres gemessen (z.B. über Differenzverstärker DIFF, 204) ausgekoppelt. Die gemessene Phase wird für beide Seiten des Lufttrafos wieder auf Resonanz (zu Cres) geregelt, indem die Amplitude der induktive Stromquelle igen(L) über eine Verstärkungsregelung des u/i Konverters durch den DSP gesteuert wird (dig) oder wie bereits erläutert unter Einbindung des A-LOWCOP Verfahrens unter Verwendung einer Tabelle gesteuert wird.

Hinweis: In den oben dargestellten Gleichungen istA = (uSTÖR/2)/(RsL + Rs + n*Rs + Rp) und istB = (uSTÖR/2)/(RsL + (n + 1)*Rs + Rp), wurde für beide Strompfade A und B der gleiche Wert von RsL angenommen. Wenn sich der eingekoppelte Verlust 1/RVM asymmetrisch einkoppelt, dann wird dies einfach durch unterschiedliche Rs (204) für die Strompfade A und B wieder ausgeglichen. Dabei wird Rs dann abgleichbar gemacht, um für iqA = 0, iqB = 0 und einer entsprechenden Einspeisung von uSTÖR auf den Wert uaa – ub = 0 abzugleichen. Nachfolgend für uSTÖR = 0 die Werte iqA/iqB abzugleichen, was für den Verlust 1/RVM = 1/Rp (als konstant zu haltender Verlust) vorgenommen wird. Dabei kann der Störsignal Abgleich (durch Rs) und der Abgleich von iqA/iqB auch mehrmals wechselseitig hintereinander erfolgen.

Ist es unerwünscht, wenn bei der Meßspule auf zwei Seiten der Abgleich auf Resonanz erfolgt und auf jeder Seite ein negativer Leitwert –G, als auch ein Blindstrom –igen eingespeist werden muß, dann kann von folgender Alternative (298a), passend zur Schaltung nach 204 Gebrauch gemacht werden, wobei hier eine zweifache Gyratorschaltung verwendet ist. Ein Gyrator (hier Gyrator 2) hat an seinem rechten Tor (real) eine einfache Meßspule Lmeß angeschaltet, über deren Serienwiderstand Rs der Verlust 1/RVM gemessen wird. Diese Impedanz tritt am anderen Tor als transformierte Kapazität auf, welche wiederum am rechten Tor eines weiteren Gyrators (hier Gyrator 1) angeschaltet ist und an das linke Tor dieses Gyrators als Induktivität transformiert wird. Der Trick ist nun der, daß die aus zwei Gyratoren bestehende Schaltung Gyrator 1 und Gyrator 2 mit ihrem Gyrationswiderstand so bemessen sind, daß die an und für sich bereits sehr kleine reale Meßinduktivität Lmeß, die am rechten Tor von Gyrator 2 angeschaltet ist und durch Beschaltung eines negativen Leitwertes –G, der auch den Verlust des betreffenden Gyrator Tores kompensiert, bei Bedarf eine extrem hohe Güte aufweist (um sehr hochohmige Verluste besonders empfindlich zu messen), am linken Tor von Gyrator 1 nochmals wesentlich verkleinert auftritt (um den Faktor 1/n). Weil sich die Güte nicht verändert, wird auch der als Parallelleitwert gemessene Verlust (des Serienwiderstandes Rs) um den gleichen Faktor (1/n) verkleinert auftreten. Mit dem Zweck, daß wir diesen verkleinerten Verlust mit einem Trafo T, der auch (HF-) Eisen aufweisen darf transformieren können. Dabei sind die Parallelinduktivitäten der an die Brückenpfade A und B angeschalteten Primärwicklungen betreffend der Spannungen uA(S), uB(S) (welche durch die Speiseströme iqA und iqB erzeugt sind), ausreichend groß im Vergleich zu den um den Faktor 1/n verkleinerten Parallelleitwert des gemessenen Verlustes. Dem Trafo T ist auf der Sekundärseite Lres weiterhin eine Resonanzkapazität Cres angeschaltet, so daß sekundärseitig der gemessene Verlust als ein reeller ohmscher Widerstand angeschaltet ist, der durch das Übersetzungsverhältnis des Trafos nochmals als niederohmigerer Wert auf die Primärseiten herab transformiert wird.

Auf der Sekundärseite des Trafos T, wo der Schwingkreis mit der Resonanzkapazität Cres gebildet wird, wird dann wieder durch die L-Expander Funktion ein induktiver Blindstrom igen(L) als Stromquelle zur Vergrößerung der Induktivität, welche die Resonanzinduktivität ergibt, eingespeist.

In 204/204b ist für jede Wicklung uA(S), uB(S) der beiden Meßpfade SEITE A und SEITE B eine voneinander unabhängige autarke Erzeugung sowie Einspeisung eines induktiven Blindstromes igen(L) zur Vergrößerung der Induktivität (auf Lext) vorgesehen, wobei über den DSP durch Verstärkungssteuerung der u/i-Wandler die Induktivitäten gesteuert werden können, somit auch die über die Schwingkreiskapazitäten Cres mitbestimmte Resonanzfrequenz der den beiden Wicklung uA(S), uB(S) zugehörigen Parallelschwingkreise (Lext//Cres). Soll die Phase dieser Meßschwingkreise zur Feststellung, ob sie sich auf Resonanzfrequenz befinden, unmittelbar an den Spannungen uaa, ub, aus denen die Differenzspannung gebildet wird, gemessen werden, dann benötigen wir eine die Phase zwischen uaa, ub verschiebende Bemessung, die so beschaffen ist, daß für den Abgleichpunkt des Summenverlustes, die Spannungen uaa, ub in Phase sind und weiters durch entsprechende Einstellung des Speisestrom Verhältnisses (dito des Phase) iqA/iqB für den Abgleichpunkt des Summenverlustes die Differenzspannung uaa – ub = 0 gemacht werden kann, jedoch außerhalb des Abgleichpunktes des Summenverlustes uaa, ub nicht mehr in Phase sind und uaa – ub ≠ 0 ist.

Erreicht wird dies beispielsweise durch Verwendung der Schaltung nach 298a, bei der nur auf der Sekundärseite ein Schwingkreis (Lres//Cres) vorgesehen sind, jedoch mit der Modifikation, daß wir primärseitig unterschiedliche induktive Blindströme igen(L), vgl. Option in 298a einspeisen und so auf der Primärseite unterschiedliche Induktivitäten erzeugen. Diese Asymmetrie wird in Bezug auf eine rückwirkende Speisung über die Last, d.h. über den breitbandigen Schwingkreis (Lres//Cres) auf der Sekundärseite, durch Zuschaltung entsprechender realer Induktivitäten in die Brückenpfade zusätzlich zu Rs, symmetriert. Somit von der Lastseite ausgesehen, zu den Meßpunkten e11 und e2 für beide Brückenpfade zwar keine reellen Widerstände, jedoch symmetrische (übereinstimmende) Impedanzen auftreten. Diese Symmetrierung wird für eine Einspeisung auf der Lastseite (Schwingkreisseite) für den Abgleichpunkt des Summenverlustes auf uaa – ub = 0 der gemessenen Differenzspannung abgeglichen. Außerhalb dieses Abgleichpunktes (über den Regelbereich zur Konstanthaltung des Verlustes nach dem Q-Switch- oder FQ-Switch Verfahren) wird zwar gegebenenfalls eine geringfügige Störspannung auf die Meßeingänge uaa – ub des Bewerters zurück gekoppelt, die jedoch bei der Messung der Phasendifferenz zwischen uaa und ub zur Anzeige in welcher Richtung der Schwingkreis (Lres//Cres) von der Resonanz abweicht (induktiv, oder kapazitiv) der Abweichungsrichtung entspricht, um damit die Amplitude des in den Schwingkreis (Lres//Cres) eingespeisten induktiven Blindstromes igen(L) zu steuern, was beispielsweise über den dig-Eingang zur Verstärkungssteuerung des i/u Konverters erfolgt, oder bei der Erzeugung des Blindstromes igen(L) unmittelbar durch den Generator (vgl. auch P-LOWCOP Verfahren und späteres Kapitel „Weitere Alternativen und Varianten zur Ausführung des L-Expanders") entsprechend berücksichtigt wird. Als weitere Option kann am Schwingkreis (Lres//Cres) auch ständig ein der Meßfrequenz entsprechendes Signal mit eingespeist werden, um diese Phasenabweichung über die Messung von uaa, ub versteilert anzuzeigen. Im Abgleichpunkt des Summenverlustes wird dann dieses Signal bei der Messung der Differenzspannung wie ein Störsignal kompensiert (uaa – ub = 0). In 265 ist diese Möglichkeit der Herstellung einer Asymmetrie für die induktive Aufteilung der Last des gemessenen Verlustes (ZsA, ZsB) durch die Option Phi-Control (Phasen Steuerung/Regelung) symbolisiert.

Optionen: Dabei kann natürlich auch für diese Variante auf der Primärseite an den beiden Primärwicklungen betreffend der Spannungen uA(S), uB(S)) noch ein induktiver Strom als Quelle mit eingespeist werden, um die Induktivität für die angeschaltete Schaltung weiterhin zu erhöhen. Als Speiseschaltung der Schaltung nach 298a wird dann wieder die Schaltung nach 204 verwendet. 298c zeigt eine weitere Option, bei der dann auch noch die Resonanz nur auf der Primärseite vorgenommen wird (mit jeweils für jeden Brückenpfad A und B vorgesehenem Resonanzkondensator Cres).

In 298a ist weiterhin noch die Option einer Zusammenführung mehrerer mit unterschiedlichen Frequenzen fu, fo gespeister Verlust Richtkoppler dargestellt, die alle in die selbe Sekundärwicklung Lres, welche mit dem Resonanzkondensator Cres einen Parallelschwingkreis bildet, jeweils mit unterschiedlichen Frequenzen fu, fo einspeisen. Da die Messung durch Rückspeisung nicht beeinflußt wird, kann der zu messende Verlust auch gleichzeitig mit mehreren Frequenzen gemessen werden, als Alternative zu einer aufeinanderfolgenden Messung mit alternierender Umschaltung (vgl. später zu Kapitel „Messung mit zweierlei Erregerfrequennen, fu und fo". Wird von dem L-Expanderfilter Verfahren Gebrauch gemacht (Option), dann werden beide Frequenzen in den Meßschwingkreis (Lres//Cres) als induktive Blindströme igen(L) eingespeist, entweder aus der entsprechend gefilterten Spannung des Meßschwingkreises erzeugt, oder über Tabelle geregelt durch den Generator unter Verwendung des A-LOWCOP Verfahrens erzeugt.

Entsprechend der in 298a dargestellten Option einen Trafo mit zwei Primärwicklungen für die Aufteilung des eingekoppelten Verlustes auf zwei LOWCOP Schaltungen mit jeweils autarkem Bewerier zu verwenden, ist in 253 ein Beispiel beschrieben, bei dem diese Aufteilung vorgenommen wird um an einem LOWCOP in die beiden Brückenpfade SEITE A und SEITE B einzuspeisen (204). Dieses Beispiel wird später zu 253 noch näher erläutert.

Wie wir am Beispiel nach 298a sehen, erfolgt die Einspeisung des induktiven Stromes igen immer an der Stelle, wo der Schwingkreis angeordnet ist, um dessen Güte drastisch zu verschlechtern. Dabei kann die Meßinduktivität LMeß, gegebenenfalls Meßkapazität (CMeß) auch transformiert werden, ohne daß ein Schwingkreis unmittelbar an die reale Meßinduktivität Lmeß (bzw. Meßkapazität (CMeß) angeschaltet ist. Wesentlich ist bei Verwendung der Schaltung nach 204 nur, daß die Anschaltung des über einen Trafo oder eine alternative Schaltung oder unmittelbar über eine Ausführung der Meßspule als Lufttrafo, usw., zu zwei Hälften (ZsA, ZsB) aufgeteilten Verlustes, rein ohmisch ist, was durch einen Schwingkreis, in dem der gemessene Verlust auftritt, realisiert ist.

298b betrifft eine Option mit gegenphasiger Einspeisung von iqA und iqB entsprechend 204b.

Was kann alles gemessen werden ?

Unmittelbar gemessen wird immer der Verlust als Parallelschaltung von Blindleitwert B und ohmschen Leitwert G. Dabei kann jedoch die tatsächliche Schaltung durchaus eine Serienschaltung sein, z.B. für einen durch eine Meßspule eingekoppelten Verlust, oder für die Messung einer Kapazität CMeß, der ein Eichwiderstand Rconst. in Serie geschaltet ist, wobei aus dem gemessenen Parallelverlust 1/RVM, der Kapazitätswert über die Umrechnung der Parallelschaltung auf eine Serienschaltung errechnet werden kann: für hohe Güte näherungsweise: Cmeß = 1/&ohgr;*√1/(1/RVM)*1/(1/Rconst), vgl. 262a und 262a. Das gleiche ist auch möglich, wenn aus der Serienschaltung einer Induktivität und eines seriellen Eichwiderstandes Rs die Indultivität errechnet werden soll: für hohe Güte näherungsweise: Lmeß = 1/&ohgr;*√RVM*Rs. Die Störsignal freie Messung einer Induktivität kann gleichfalls als Meilenstein für viele Anwendungen angesehen werden. Dabei kann sich bei dieser Messung zusätzlich auch noch der Verlust abhängig von der gemessenen physikalischen Größe ändern.

So ist es z.B. möglich, die Federn der Stoßdämpfer eines Fahrzeuges unmittelbar an einen Resonanzkondensator anzuklemmen und als Meßschwingkreis zu benutzen, z.B. um für die später beschriebene Road Pricing Anwendung das Gewicht der Ladung eines LKW zu messen und dem OBU zu übermitteln (zwecks Überwachung der Ladung und um abhängig von der Ladung den Tarif gestalten zu können).

Kapazitive Messung: Wie dies auch für die induktive Einkopplung eines Verlustes der Fall ist, (vgl. das Beispiel nach 280a und 280b und auch Anspruch 66) können wir auch bei der Kapazitätsmessung von CMeß (über die Messung des Verlustes) eine Messung des Umgebungsverlustes kompensieren. Bei einem Spitzen- oder Plattenkondensator ist dies in der Regel die Feuchtigkeit. Somit wir durch einen weiteren Referenz-Sensor die Feuchtigkeit als Parallelleitwert (an einem identischen Schwingkreis) messen und einen diesem Meßergebnis entsprechenden Wert an die eigentliche Kapazitätsmessung als negativer Leitwert –G zur Kompensation mit einspeisen. –G enthält dann auch noch den Eigenverlust der Schwingkreisspule, bzw. des als Parallelleitwert transformierten Serienwiderstandes der Schwingkreisspule. Auf diese Weise können wir z.B. zwischen 2 Punktelektroden die Kapazität zu einem Teil messen und daraus den Abstand bestimmen, usw.

Dabei bilden wir dann das Verhältnis zum mit dem Referenzsenor gemessenen Leitwert, um die Korrektur nach dem Referenzwert vorzunehmen, was möglich ist, da durch die Verwendung des negativen Leitwertes, sämtliche Summanden des Eigenverlustes kompensiert sind. Es ist evident, daß, wenn wir einen Teil des gemessenen Referenzverlustes von dem eigentlichen zu messenden Verlust unmittelbar abziehen (je nachdem wie wir den Offsetwert einstellen), daß wir diesen Anteil dann bei der Differenzbildung entsprechend berücksichtigen müssen.

Sowohl für die Anwendung einer Meßspule Lmeß als auch einer Meßkapazität Cmeß erhalten wir durch die Einspeisungsmöglichkeit eines negativen Leitwertes –G zum Zwecke der Kompensation eines im Ausmaß mit einem Referenzsensor gemessenen Wertes gegenüber der dem Stand der Technik entsprechenden Kompensation durch eine Brückenschaltung, den großen Vorteil, daß diese Kompensation über den gesamten Meßbereich immer genau stimmt, was nach dem Stand der Technik nur für einen Meßwert der Fall ist, nämlich den Wert, für den die Brücke abgeglichen ist. Abgesehen davon, daß durch den ständigen Abgleich auf einen konstanten Summenverlust der Sensor ohne Brücke wesentlich schneller mißt, und vor allem in Verbindung mit dem Verlust Richtkoppler einstrahlungssicher, was auch für die Kapazitätsmessung gilt.

Direkt als Parallelschaltung (als Ersatzschaltung) können wir z.B. mit einem Kondensator über den gemessenen Verlust auch unmittelbar die Feuchtigkeit messen, wie dies üblich ist.

Weiters können in Serie mit der Meßspule sehr kleine ohmsche Widerstände von Drähten, z.B. für Dehnungsmessung gemessen werden, dito natürlich auch extrem hochohmige Widerstände als Parallelschaltung.

Zusammengefaßt können daher ohne Einfluß eines Störsignals gemessen werden:

  • – induktiv über ein elektromagnetisches Feld eingekoppelte Verluste (Wirbelstrom, etc.),
  • – kleine ohmsche Serienwiderstände, die an eine Spule angeschaltet sind (als Dehnung von Drähten, etc.),
  • – große ohmsche Parallelwiderstände eines Kondensators, oder auch an einer Spule,
  • – Kapazitäten (auch besonders kleine),
  • – Induktivitäten, z.B. an Spulen, wie Trafos, Drosseln, etc. die unter Spannung stehen !
  • – über Verlustvariationen gesendete Signale und Daten,
  • – über Verlustmessung vorgenommenes Absorptionsradar.

Somit läßt sich der Verlust Richtkoppler zur Speisung jeder beliebigen Impedanz, oder Admittanz mit beliebiger Güte verwenden. D.h. wir können auch rein ohmsche Widerstände messen. Weshalb die gewählte Abkürzung LOWCOP ideal ist (load one way coupler, Last-, bzw. Lade- Einbahn) und in diesem Fall einen allgemeinen Last- Richtkoppler betrifft. Dabei ist auch die Messung extrem geringer ohmsche Wiederstände in Serienschaltung einer Meßspule mit eingeschlossen, wobei wir dann über den gemessenen Verlust, den Widerstandswert (nach einer Tabelle) erhalten.

Mit dem Verlust Richtkoppler (LOWCOP) können wir weiterhin vor allem extrem hochohmige Wirbelstromverluste (1/Rp) sicher vor Störsignaleinstrahlung messen, und zwar nicht nur mit hohen Frequenzen, sondern vor allem auch mit extrem niedrigen Frequenzen, und vor allem mit großer Bandbreite. Das gilt auch für unmittelbar an die Meßspule galvanisch angeschaltete sehr kleine Widerstände, wie z.B. Dehnungsmeßstreifen, die dann als Parallelleitwert 1/Rp transformiert werden.

Durch diese Vielfalt erschließen wir völlig neue Anwendungsfelder, nicht nur für die Messung physikalischer Größen, sondern wie in der PCT/AT/00/00198 gleichfalls als grundsätzlich neues Verfahren mit angegeben, auch für die Daten- und Signalübertragung, drahtlos, als auch auf Leitungen. Durch die enorme Spreizung der Bandbreite unter weiterer Verwendung der Komponenten Q-Expander, L-Expander und Q-Damper, können wir auch innerhalb einer Periode der Meßfrequenz bzw. Erregerfrequenz des Sensors noch Verlustwerte modulieren, d.h. die entstehende AM (Amplitudenmodulation) des Verlustes über die Kaskade 1/RVL innerhalb der Bandbreite d*fres (wobei d >> 1) eines Schwingkreises ausregeln. Da wir dabei nur die Kreisgüte des Schwingkreises Q << 1 extrem niedrig halten, jedoch die Güte der Meßspule QL unter Verwendung des Q-Expanders z.B. bis zu einigen 1000 bzw. 10.000 hoch treiben können, z.B. für rein dynamische Messungen ohne stabilen Nullwert (z.B. für die Datenübertragung, wie sie einer Signalübertragung unter Abtrennung des DC Anteiles mit einem Koppelkondensator C entsprechen würde) sogar in den Bereich über 1000.000, (bei ausreichender Bandbreite !!!) können wir eine Vielzahl neuer Anwendungen erschließen, die bis jetzt nicht machbar waren.

Z.B., um über Hausdächer durch Aussenden leistungsstarker, niederfrequenter oder sich im Langwellenbereich befindender elektromagnetischer Felder (als Erregerfeld der Meßspule des Datenempfängers) und über eine wesentlich höherfrequente Verlustvariation (als Modulation) mit entsprechenden Saugkreisspulen (z.B. als Datensender) eine drahtlose Datenstrecke aufzubauen. Innerhalb der Bandbreite der Modulation bzw. Verlustvariation kann dann nach einem üblichen Trägerfrequenz Verfahren eine Aufteilung in mehrere Kanäle erfolgen, oder es wird unmittelbar ein Datenprotokoll zwischen den Teilnehmern bzw. Relais Stationen abgearbeitet, wie bei einem LAN Netzwerk, usw. Das gleiche Verfahren kann auch benutzt werden, um beispielsweise unter Wasser eine Kommunikation einschließlich Freund Feind Erkennung an Panzern oder U-Booten, oder Torpedos, usw. vorzunehmen. Oder mit starken Magnetfeldern durch Berge hindurch zu messen, um eine Freund Feinderkennung und einen Datenaustausch zu ermöglichen. Dito Drohnen, oder automatisch gesteuerte Panzer (Roboter) zu vernetzen, usw. D.h. auch militärische Anwendungen dem Wunschtraum aller Feldherrn entsprechend sind machbar, einschließlich Peilung durch Absoroptionsmessung, z.B. von Tarnkappenbombern und vieles mehr. Weiters aktiver Gebäudeschutz, wie Atomkraftwerke, usw.

Das in der Beschreibung später folgende Kapitel zur Abtastung von Markierungen, weiters noch die ergänzenden Angaben gegen Ende der Beschreibung, werden sowohl der Bedeutung der Erfindung für die besonders hochohmige und präzise Abtastung von Wirbelstromverlusten, als auch der Anwendung als Datenübertragungsverfahren gerecht. Z.B. um mit relativ niedriger Frequenz und hoher Bandbreite bei hoher Geschwindigkeit von Fahrzeugen, mit entsprechenden Sensorspulen der Fahrzeuge auf der Fahrbahn vorgesehene Markierungen abtasten können und/oder auch eine „hochfrequente" Datenübertragung unter Verwendung eines niederfrequenten elektromagnetischen Feldes als Trägerfrequenz durchgeführt werden kann. Z.B. für eine Anwendung zur Verkehrsüberwachung und Road Pricing, wobei neben rein passiven Kodierungen auch eine einfache Leiterschleife mit autarkem Chip als aktive Markierung (über einen gesendeten Datenkode) zur Anwendung gelangen kann, vgl. dazu später zu Road Pricing, ab Seite 154. Oder auch noch für eine Anwendung, bei dem später noch sehr detaliert beschriebenen Beispiel, wie die gesamte Logistik von Einkaufsmärkten und Warenlagern jeder Art unter Einbindung des Internet, revolutioniert werden kann.

Abgleich der Induktivitäten des bzw der Trafos, bzw des induktiven Vierpols:

Nachfolgend soll noch erläutert werden, wie das L-Expander Verfahren (gegebenenfalls L-Shrinkage Verfahren) allgemein zum Abgleich eines Trafos verwendet werden kann, z.B. für einen Trafo, oder induktiven Vierpol, welcher den gemessenen Verlust (1/RVM bzw. ZsA, ZsB) unmittelbar (a1s Meßspule Lmeß, 279), oder über galvanische Anschaltung (der Meßspule Lmeß oder einer Meßkapazität CMeß) für die beiden bevorzugten Brückenpfade (A, B in 204; oder Trafo A, Trafo B in 265; oder Primär- u. Sekundärseite in 279) aufteilt.

272 veranschaulicht diese Möglichkeit an einem Trafo unter Verwendung des vorangehend bereits erläuterten Prinzips von L-Expander und gegebenenfalls auch C-Shrinkage. Den C-Shrinkage benötigen wir an dem Vierpol nur, wenn wir auch Kapazitäten abgleichen wollen (könnten jedoch dafür gegebenenfalls auch Kapazitätsdioden verwenden).

Bei diesem Beispiel soll an dem Trafo, die auf den als externe Schaltung, bzw. auf den jeweiligen Abschlußwiderstand jeweils einwirkende primäre Induktivität Lp und die sekundäre Induktivität Ls, gesondert dimensionierbar sein, bzw. abgeglichen werden können. Zu diesem Zweck fließt ein Teil des auf der Primärseite und/oder (je nach Anwendung) auf der Sekundärseite über die Wicklungen jeweils "fließenden Spulenstromes ipL nicht durch die angeschaltete Schaltung (Strom ipLext, bzw. isLext), sondern durch die Stromquelle (bzw. über den u/-i Konverter). des L-Expanders. Auch hier wollen wir durch den L-Expander nur die Induktivität erhöhen, jedoch nicht den an den Trafo angeschalteten Lastwiderstand, d.h. keinen Lastwirkstrom vermindern. Wenn sich der im Vergleich zum Lastwiderstand sehr geringe Wirkstromanteil, welcher den ohmschen Serienwiderstand Rs der Trafospule(n) betrifft, durch die Rückspeisung von igen gleichermaßen verringert (bzw. der Ersatzparallellwiderstand sich im Ausmaß der Induktivität mit erhöht) spielt dies keine große Rolle, wir können diesen Anteil der Veränderung durch einen Parallelleitwert abgleichen, bzw. durch einen angeschalteten negativen Leitwert (–Gprim, vgl. auch –Gsek) Rs auch komplett kompensieren (je nach Anwendung).

Wesentlich ist nur, daß wir den ohmschen Wirkwiderstand der Last, bzw. des Abschlußwiderstandes durch die Einspeisung der Stromquelle (des u/-i Konverters) des L-Expanders nicht verändern. Bei diesen Vorgaben koppeln wir den Differenzstrom, der sich aus der Differenz von Primärstrom (ipL) und Sekundärstrom (isL) des Trafos ergibt aus (ipL – isL). Diese Auskopplung (von ipL – isL) können wir über Spannungen vornehmen, die den in den Wicklungen fließenden Strömen ipL, isL entsprechen und durch Differenzbildung dieser Spannungen eine der Stromdifferenz (ipL – isL) entsprechende Steuerspannung für die Ansteuerung des u/i-Konverers zur Erzeugung des in die Induktivität(en) zurückgeführten Stromes igen ableiten. Die ausgekoppelte Stromdifferenz (ipL – isL) ist bis auf die geringen, gegebenenfalls durch Gprim, bzw. auch –Gsek ohnehin kompensierten "Verluste rein induktiv und entspricht jenem Strom des Trafos, der das elektromagnetische Feld (&#8709;prim – &#8709;sek) erzeugt. Die Auskopplung der den in den Wicklungen fließenden Strömen ipL, isL entsprechenden Spannungen erfolgt beispielsweise über in die Wicklungen geschaltete Fußpunktwiderstände RMEprim bzw. RMEsek. (kompensiert mit Gprim, vgl. auch –Gsek), oder als Option, über einen jeweils an die Primär- und an die Sekundärwicklung angeschalteten Gyrator, deren kapazitive Spannungen dem Stromverlauf der angeschalteten Induktivitäten entsprechen.

Wie aus 272 im Detail ersichtlich, bilden wir aus den an den Fußpunktwiderständen RMEprim bzw. RMEsek abfallenden Spannungen die Differenz (über Differenzverstärker DIFF), wobei wir die Spannungen an einem der beiden Fußpunktwiderstände RME invertieren, damit wir am Ausgang des Differenzverstärkers DIFF eine Spannung erhalten, welche der Differenz (ipL – isL) der in den Wicklungen fließenden Ströme ipL, isL vorzeichengerecht entspricht. Vorzeichengerecht, d.h. daß sich die Phase des in die Induktivität(en) zurückgeführten Stromes igen zu drehen hat, wenn die Richtung des über die Transformatorwicklung übertragenen Stromes sich ändert, d.h. für diese Anwendung, wenn die Störsignaleinkopplung so groß ist, daß Primärseite und Sekundärseite vertauscht auftreten, bzw. das elektromagnetische Feld (&#8709;prim – &#8709;sek) des Trafos dann von jener Wicklung gespeist wird, die ursprünglich als Sekundärseite bezeichnet wurde, bzw. für das eingespeiste Erregersignal die eigentliche Sekundärwicklung des Trafos ist. Diese Eigenschaft einer Möglichkeit zur genauen Feststellung, von welcher Seite das elektromagnetische Feld (&#8709;prim – &#8709;sek) des Trafos, jeweils gespeist wird, wird in einem Beispiel zu 279 weiterhin verwendet und später noch im Detail beschrieben.

Im Beispiel für eine allgemeine Anwendung an einem Trafo nach 272 liefert der Differenzverstärker DIFF bei einer positiven Differenz von ipL – isL (d.h. das Feld des Trafos wird primär erzeugt) eine positive Steuerspannung ust = f(ipL – isL) an den die Primärseite betreffenden u/i Konverter, der weiterhin vom DSP in der Verstärkung mit dig1 eingestellt ist und in Phase mit dieser Steuerspannung einen induktiven Kompensationsstrom igenP in die Primärwicklung des Trafos (Lp, L1) einspeist. Um diesen Strom verringen sich der Speisestrom ipLext der Primärwicklung (bei unveränderlichem ipL!), wodurch primärseitig Lp sich entsprechend erhöht. Da hingegen bei der Sekundärwicklung des Trafos (Ls, L2) ein Strom heraus fließt, muß hier ein Teilstrom igenS abgezweigt werden, damit die Induktivität Ls (sekundärseitig) sich gegenüber der äußeren Beschattung entsprechend vergrößert, weshalb die vom Differenzverstärker DIFF gelieferte Steuerspannung ust = f(ipL – isL) für den die Sekundärseite betreffenden u/i Konverter (der weiterhin vom DSP in der Verstärkung mit dig2 eingestellt ist) invertierend zugeführt ist, bzw. der u/i Konverter einen zur Steuerspannung ust gegenphasigen Kompensationsstrom igenS in die Sekundärwicklung des Trafos (Lp, L1) einspeist, der zur Ausgangsspannung ust = f(ipL – isL) des Differenzverstärkers DIFF, d.h. zum positiven Vorzeichen der Differenzspannung ust = f(ipL – isL), gegenphasig ist. Es ist evident, daß wir bei vertauschter Eingangspolarität des Differenzverstärkers DIFF, dann auch die Polarität der die beiden Trafowicklungen betreffenden u/i Konverter dazu passend vertauschen können, so daß in Bezug auf das Vorzeichen der festgestellten Steuerspannung ust = f(ipL – isL), die Stromeinspeisung (von igen) immer auf der Seite erfolgt, welche den größeren Strom des Trafos liefert (d.h. den Magnetisierungsstrom), und die Abzweigung (von igen) immer auf der Seite erfolgt, welche den kleiner Strom liefert (d.h. der Lastseite entspricht). Somit im Reverse Betrieb, wenn ein Strom von der Sekundärseite auf die Primärseite zurückfließt, auf der Sekundärseite der Strom igen eingespeist, und auf der Primärseite der Strom igen abgezweigt wird. Wie bereits erläutert, stellen wir die Verstärkung der u/i Konverter durch die Verwendung von multiplizierenden D/A Konvertern (oder auch digital einstellbaren Verstärkern) ein und können so die Induktivität abgleichen. D.h., daß an beiden Seiten des Trafos der Strom igen (bzw. hier igenP und igenS) jeweils gleichphasig zum in den betreffenden Wicklungen fließenden Strom (hier ipL und isL) ist, um die betreffenden Induktivitäten (Lp bzw. Ls) zu vergrößern. Die Gegeninduktivität M des Trafos wird dabei nicht vergrößert, da wir igenP und igenS nur von der Differenz der Ströme (ipL – isL) ableiten. Wird dabei die Phasenlage der von den u/i-Konvertern erzeugten Ströme igenP und igenS) gegenüber ihrer Steuerspannung ust um 180° umgekehrt, dann wird igenP und igenS jeweils gegenphasig zum in den betreffenden Wicklungen fließenden Strom (hier ipL und isL) erzeugt, somit gegenphasig zu den betreffenden externen Speiseströmen ipLext (primär) und isLext (sekundär) des Trafos. Dadurch erhöhen sieh die Speiseströme ipLext (primär) und isLext (sekundär) jeweils um igenP und igenS, wodurch sich die betreffenden Induktivitäten Lp und Ls für die angeschaltete Schaltung entsprechend verringern. Diese Verfahren nennen wir L-Shrinkage. Würden wir dieses Verfahren anstelle an Induktivitäten, an Kapazitäten anwenden, dann werden sich die betreffenden Kapazitäten entsprechend vergrößern, wir nennen diese Verfahren dann C-Expander.

Die besprochene Schaltung können wir beispielsweise auch sehr gut unmittelbar an einer Schaltung verwenden, wie sie für ein symmetrisches Ausgestaltungsbeispiel des induktiven Vierpols verwendet wird und in 279 dargestellt ist.

Zu 279: Dabei verwenden wir als Meßspule einen einfachen Lufttrafo (Lp/LM/Ls), der auf einer Zylinderspule gewickelt ist, und weiters in einem geschirmten Gehäuse untergebracht ist, das an der Stirnseite (der Zylinderspule), bzw. gegebenenfalls auch am Mantelgehäuse seitlich, (vgl. 251) eine Meßöffnung zur Einkopplung eines Wirbelstromverlustes (unmittelbar über das Streufeld des Trafos) hat. Primärwicklung und Sekundärwicklung sind beispielsweise verdrillt gewickelt, um an der Gegeninduktivität M für beide Wicklungen exakt symmetrische Verhältnisse zu bekommen. Gegebenenfalls können die Streuinduktivitäten Lp und Ls (279) in Bezug auf ihr Streufeld noch vergrößert werden, indem Teile der Primärwicklung und Sekundärwicklung nicht verdrillt, sondern nebeneinander gewickelt sind, und zwar jeweils ein paar Windungen einer Wicklung nebeneinander und dann im Zwischenraum dieser Wicklung jeweils ein paar Windungen der anderen Wicklung, so daß sich einerseits ein gutes Streufeld, andererseits eine absolute Symmetrie der beiden Streuinduktivitäten Lp und Ls in bezug auf den eingekoppelten Verlust (1/RVM) des Meßteils ergibt.

Weiters ist in den Zylinderspulentrafo ein Kern aus Kohle eingeschoben, der zur Kompensation des Temperaturkoeffizienten für den durch das Schirmgehäuse weiterhin eingekoppelten Wirbelstromverlust vorgesehen ist. Die durch das Verdrillen von Primärwicklung und Sekundärwicklung sich ergebenden höheren Eingangskapazitäten werden auf der Primärseite (Cscp), als auch auf der Sekundärseite (Cscs) übereinstimmend abgeglichen, wobei wir allerdings Cscp = Cscs möglichst klein halten wollen, damit wir für einen Resonanzkreis, bzw. für ein Bandfilter ein möglichst kleines Verhältnis L/C bekommen, um die Bandbreite möglichst groß zu erhalten, um den als Summenverlust definierten, sehr kleinen Parallelleitwert 1/Rp mit dem Faktor √L/C möglichst vergrößern zu können, was eine entsprechend große Dämpfung der (zu beiden Seiten des Trafos symmetrischen) Schwingkreise und somit des Bandfilters ergibt, vgl. oben (unter weiterer Verwendung der induktiven Speiseströme igenP und igenS).

Wie immer stellt dieses Bandfilter nur eine Option dar, die es unter anderem ermöglicht, im Bewerter als Referenzspannung Null (vgl. Komparator 200, und später zu 51f) vorzugeben und so die Bewertung zu vereinfachen. Den gleichen Effekt können wir jedoch weiterhin vereinfacht auch mit einer Variante durch die Einspeisung eines Kompensationsstromes icomp erreichen, wie nachfolgend noch näher erläutert wird. Da die Induktivitäten von Primärseite und Sekundärseite gleichermaßen symmetrisch sind, wird ein über die Meßöffnung des Sensors über das Streufeld (Lp, Ls) mit eingekoppeltes Störsignal uSTÖR an beiden Wicklungsanschlüssen des Trafos (primärseitig und sekundärseitig) gleichermaßen symmetrisch auftreten und an der Primärseite, als auch an der Sekundärseite an den Abschlußwiderständen (bei entsprechendem Abgleich, bzw. entsprechender Bemessung) einen dem Störsignal uSTÖR entsprechenden identischen Stromanteil treiben, so daß die an den Abschlußwiderständen (an e2 und e1)auftretenden Störspannungsanteile gleich sind, bzw. am Differenzverstärkereingang (e2 und e1) des den Bewerter BW betreffenden Differenzverstärkers DIFF als unterdrücktes Gleichtakt Signal auftreten. Wobei bei dieser Variante einer symmetrischen Ausführung keine Allpaß Schaltung zur Angleichung eines Frequenz unabhängigen Gleichlaufes für die an Primär- und Sekundärseite auftretenden Störspannungsanteile erforderlich ist, sondern der Frequenz Gleichlauf zwischen Primär- und Sekundärseite durch die Symmetrie des verwendeten Vierpols und dessen Beschattung unmittelbar gegeben ist. Wir können dabei auch einen geringen Verlust auf der Sekundärseite als Asymmetrie zulassen, und trotzdem zwischen Primärseite und Sekundärseite (bei dieser symmetrischen Ausführung) unmittelbar gleichlaufende Phasen zwischen Primärspannung up und Sekundärspannung us betreffend gleichlaufender Phasen erhalten, wenn wir für diese geringfügige Ungleichheit der Belastungen auch die Serieninduktivitäten Lp und Ls in ihrem Verhältnis entsprechend anpassen, so daß wir in Bezug auf eine Störsignalaufnahme uSTÖR (an Punkt m in der T-Ersatzschaltung nach 284) symmetrische Verhältnisse in Bezug auf die Phase bemessen können, wie im Zeigerdiagramm rechts unten in 284 für eine Frequenz vereinfacht dargestellt. D.h. wir erhalten für Primärseite (-p) und Sekundärseite (-s) geometrisch ähnliche Ortskurven, die sich nur im Größenmaßstab unterscheiden. Die Amplitudenanpassung für die Störsignalanteile up – ps = 0 erhalten wir durch entsprechende Anpassungen der Eingangsverstärkungen (V2, V1) der verglichenen Spannungen up und us am Differenzverstärkereingang (von 202).

Somit bei der hier zu 279 beschrieben Version im Unterschied Zu einer asymmetrischen Ausführung nach 265, keine Allpaßkompensation 777, benutzt wird.

Hinweis zur Symmetrie: (Betrifft die Variante, wenn wir z.B. den Verlust als komplexe Impedanz, Admittanz unmittelbar ohne Schwingkreis messen wollen, 279).

Einen Frequenz unabhängigen Gleichlauf (betreffend gegebenenfalls eingekoppelter Störspannungsanteile) zwischen Primärspannung up und Sekundärspannung us, bzw. zwischen den Brückenpfaden (vgl. 284) an denen die Differenzspannung up – us gemessen (oder abgleitet) wird, erhalten wir auch, wenn wir auf einer Seite das Zeigerdiagramm der Eingangs- bzw. Ausgangs-Impedanz/Admittanz bei gleichbleibenden Phasenwinkel die Blindwiderstände vergrößern oder verkleinern, wobei dann an den Eingängen des Differenzverstärkers DIFF eine entsprechende Verstärkungsanpassung zur Herstellung der zwar Phasen gleichen, nicht jedoch Amplituden gleichen Spannungen up bzw. us nach der Bedingung up – us = 0, (betreffend gegebenenfalls eingekoppelter Störspannungsanteile) vorgenommen wird, bzw. gegebenenfalls diese Verstärkungsanpassung durch Anpassung der primärseitig und sekundärseitig vorgenommenen Einspeisung der Ströme vorgenommen wird.

Gemäß einer symmetrischen Ausführung, sehen wir zu beiden Seiten (an der Primärwicklung, bzw. an der Sekundärwicklung) als Abschlußleitwerte, symmetrische, durch Stellsignal abgleichbare negative Leitwerte ( –Gprim und –Gsek) vor, mit denen die ohmschen Verluste des Trafos bis zur Schwinggrenze verringert werden können. Vgl. dazu auch die PCT/AT/00/00198. Dabei werden die negativen Leitwerte durch dazu parallel geschaltete positive Kaskadenleitwerte 1/RVLp und 1/RVLs jeweils durch den DSP gestellt, somit wir den Wert von 1/RVLp = 1/RVLs sowohl positiv als auch negativ einstellen können. Dabei wird (–Gprim und –Gsek) unter Verwendung von jeweils zwei doppelt identischen Schaltungen in regelmäßigen Zeitintervallen abgeglichen. Übereinstimmend mit dem Beispiel legen wir fest, daß wir den Summenverlust im Bereich von 1/RVL + 1/RVM = 0 definieren, d.h. der Summenverlust ist dann erreicht, wenn durch die Kompensation der negativen Leitwerte (–Gprim und –Gsek) die Serienwiderstände Rs der Wicklungen Null werden. In diesen Serienwiderständen enthalten ist der über die Meßstelle eingekoppelte Verlust 1/RVM, wobei bedingt durch den symmetrischen Aufbau des Sensors, der Verlust 1/RVM sich anteilig auf die Serienwiderstände Rs von Primär- und Sekundärwicklung proportional aufteilt. Weiters sind in den Serienwiderständen Rs der Wicklungen noch die Parallelschaltung der negativen Leitwerte (–Gprim und –Gsek) und der positive Kaskadenleitwerte 1/RVLp und 1/RVLs enthalten, wenn wir diese Parallelleitwerte als Serienleitwerte transformieren. Wenn wir die Parallelkapazitäten der Wicklungen mit (wegen hoher Bandbreite möglichst kleinen) Resonanzkapazitäten (Cscp = Cscs) abgleichen und weiterhin die Induktivitäten der verwendeten Erregerfrequenz (als Resonanzfrequenz) mit dem mit dem Expander entsprechend vergrößern wollen, können wir den als Summenverlust nach Erhalt eines Abgleichs jeweils verbleibenden Parallelleitwert 1/Rp nicht Null setzen, d.h. den Summenverlust nicht Null definieren: Somit 1/RVL + 1/RVM ≠ 0, weil wir sonst keine breite Bandbreite mehr erhalten. Wir könnten natürlich mit dem L-Expander die Induktivitäten des Trafos so hoch setzen, daß wir, auch wenn wir die Induktivitäten (für die Meßfrequenz, bzw. Erregerfrequenz) nicht voll (mit einer Kapazität) kompensieren, noch einen brauchbaren Abgleich im Bereich Null für die Bewertung erhalten (am Ausgangskomparator 200). Bei diesem Beispiel besteht der Bewerter BW aus dem Differenzverstärker DIFF (202) mit einer Skalierung V1, V2 der verstärkten Eingangsspannungen betreffend der Amplitudenanpassung der an der Primärseite und Sekundärseite des Lufttrafos abgegriffenen Spannungen, deren Differenz up – us gemessen wird, mit einem nach geschalteten Komparator. Wollen wir nicht nur die Spitzenwerte mit einer Gleichspannungs Referenz vergleichen (vgl. auch spätere Erläuterungen einer Zusammenfassung der Bewertungsmöglichkeiten), ordern während einer Periode eine Vielzahl von Meßergebnissen erhalten, und. dabei auch keinen Phasenausgleich der verglichenen Spannungen (entsprechend der durch den Querpfad des Trafos entstehenden Phasendifferenz der dem Differenzverstärker DIFF zugeführten Spannungen) vornehmen, dann benötigen wir auch für die Erregerspannung (Meßspannung) einen absoluten Gleichlauf der Spannungen (up – us) am Eingang des Differenzverstärkers DIFF (von BW), auch wenn wir den Summenverlust nicht mit 1/RVL + 1/RVM = 0, sondern mit 1/RVL + 1/RVM = 1/Rp mit 1/Rp ≠ 0 definieren, wobei Rp so hochohmig gemacht wird, wie es die mit 1/Rp*√L/C (im wesentlichen, wegen L/C >>> 1, vgl. oben) definierte Bandbreite gerade zuläßt.

Um für die Erregerspannung (Meßspannung), bzw. Meßspannungsanteile von (up – us)) einen Gleichlauf zwischen Primärspannung up und Sekundärspannung us den abgeglichenen Summenverlust 1/RVL + 1/RVM = 1/Rp her zu stellen, auch wenn dieser ungleich Null ist, d.h. durch den Trafo ein ohmscher Querstrom fließt, speisen wir an der Sekundärseite (e1) einen Kompensationsstrom ein icomp ein, der gleichfalls entsprechend der verwendeten Meßfrequenz, bzw. Erregerfrequenz durch den DSP gesteuert wird und zum in die Primärseite eingespeisten Strom ip eine Phase und Amplitude aufweist, die durch Überlagerung am Differenzverstärkereingang (betreffend der Sekundärseite e1) für die Sekundärspannung us die nötige Phasen- und Amplitudenübereinstimmung zur Primärspannung up im Abgleichpunkt des Summenverlustes (1/RVL + 1/RVM = 1/Rp) erbringt, Da sowohl der in die Primärseite des Trafos eingespeiste Strom ip, als auch der in die Sekundärseite eingespeiste Kompensationsstrom icomp eingeprägte Ströme sind, z.B. mit D/A Konvertern mit Stromausgang durch den DSP erzeugt (oder auch durch eine als Analogschaltung aufgebauten Generator, etc.), und sich auf der Sekundärseite der über den Trafo übertragene Strom is mit dem eingespeisten Kompensationsstrom icomp am Abschlußleitwert summiert, bleibt die symmetrische Aufteilung einer gegebenenfalls eingekoppelten Störspannung uSTÖR an den Abschlußleitwerten der Wicklungen erhalten.

Anmerkung: Der induktive Querstrom des Trafos ist durch die Induktivitätsvergrößerung sehr gering, bzw. wird gegebenenfalls durch einen sehr breitbandigen Schwingkreis (bzw. Bandfilter mit Resonanzkapazitäten Cscp, bzw. Cscs) kompensiert. Somit wir im Abgleichpunkt des Summenverlustes 1/RVL + 1/RVM = 1/Rp keinen ohmschen Querstrom über den Trafo haben und nur einen sehr geringen, oder für die Meßfrequenz durch das Bandfilter kompensierten induktiven Strom, wobei die Ströme durch die Induktivitäten selbst sehr groß sein können und von der Einspeisung der Expanderströme igenP und igenS des L-Expanders gespeist sind; vgl. 272. Ergänzend zum Bewerter BW ist in Beispiel nach 279 noch die zu 272 erläuterte Stromauskopplung über die Fußpunktwiderstände RMEprim und RMEsek vorgesehen, um die Steuerspannungen der u/i-Konverter für die Erzeugung der Expanderströme igenP und igenS abzugreifen. Darüber hinaus wird als weiterführende Option noch die Polarität der Steuerspannung angezeigt (BW2), die wie zu 272 bereits erläutert, sich danach richtet, ob das elektromagnetische Feld des Trafos durch die Primärseite (ipL > isL), oder durch die Sekundärseite (isL > ipL) erzeugt wird (d.h. je nach Vorzeichen der Differenz ipL – isL), und diese Anzeige (BW2) dazu verwendet um dem DSP für die Steuerung des Abgleichs (des Summenverlustes) dies anzuzeigen, mit einem weiteren Zustand, isL = ipL, der den Übergangszustand zwischen diesen beiden Zuständen anzeigt. Genau dieser Übergangszustand gewährleistet jedoch eine symmetrische Aufteilung der Störspannungsanteile einer gegebenenfalls über das Streufeld des Trafos aufgenommenen Störspannung (zwischen Primärseite und Sekundärseite), weshalb bei ansonsten (wegen er Symmetrie) simultaner Veränderung der Abschlußleitwerte des Trafos (auf der Primärseite und der Sekundärseite), das Verhältnis zwischen den beiden Leitwerten entsprechend der Relation der jeweiligen Stellwerte der Kaskaden 1/RVLp und 1/RVLs so ausbalanciert wird, daß das Signal ipL > isL/isL > ipL (dito umgekehrt) für jeden Abgleichschritt (oder auch mehrere Abgleichschritte) der Kaskaden 1/RVLp bzw. 1/RVLs ständig wechselt, d.h. um den Mittelwert isL = ipL hin und her pendelt. In dieser Mitte liegt dann der ideale Abgleichpunkt, wenn zugleich oder knapp daneben, der eigentliche Bewerter BW über den Komparator C (200) das Gleichheitssignal liefert. BD-prim, BD-sek, entsprechen den Stellgrößen der zugeordneten Kaskaden (1/RVLp und 1/RVLs), welche im Prinzip, bis auf die beschriebene geringe Regelabweichung, welche die Zustandsmeldung ipL > isL/isL > ipL (dito umgekehrt) hin und her pendeln läßt, in ihrem Wert (fast) synchron gesteuert sind. Der Pendelzustand ipL > isL/isL > ipL (dito umgekehrt) wird nur benötigt, um den exakten Gleichlauf von Primärseite und Sekundärseite zu messen, der dann gegeben ist, wenn keine der beiden Seiten überwiegend das für die Messung verwendete elektromagnetische Feld des Vierpols, bzw. Trafos, erzeugt. Als Meßwert wird dann gebenenfalls der Mittelwert (aus den Stellgrößen der Kaskaden) aus diesen hin und her pendelnden Messungen berechnet. Da mit dem L-Expander auch die Induktivitäten zwischen Primärseite und Sekundärseite exakt symmetrisch abgeglichen sind, dito der sich eingekoppelte Verlust 1/RVM, welcher zusammen mit dem Eigenverlust der Wicklungen über die angeschalteten negativen Leitwerte, die (hier) durch die parallel geschalteten Kaskaden gestellt sind, im abgeglichenen Zustand auf den Leitwert 1/Rp kompensiert ist, der sich gleichfalls symmetrisch auf beide Trafoseiten verteilt, erhalten wir zu jedem beliebigen Einstellwert der Kaskaden die gewünschte Strörsignalunterdrückung am Differenzverstärker, d.h. auch außerhalb des Abgleichpunktes von (1/RVL + 1/RVM = 1/Rp).

Hinweis: Da sich der eingespeiste Kompensationsstrom icomp, welcher die bewußte Verfälschung eines ohmschen Verlustes betrifft, auf den Abgleichpunkt des Summenverlustes (1/RVL + 1/RVM = 1/Rp) bezieht, wir jedoch auch außerhalb des Abgleichpunktes eine symmetrische Aufteilung des Summenverlustes an Primärseite und Sekundärseite haben wollen, regeln wir diese Aufteilung während des (nahezu) synchronen Nachstellens der Kaskaden (1/RVLp und 1/RVLs) in der oben beschriebenen Weise nach. Grundgedanke ist dabei, daß der angegebenen Übergangszustand, bzw. Mittelwert isL = ipL, um den der Abgleich (als sich ständig abwechselnde positiv negativ Abweichung in Bezug auf ein ideales Symmetrieverhältnis von 1/RVLp und 1/RVLs) hin und her pendelt, einem über den Trafo (bzw. die Gegeninduktivität M) übertragenen Strom vom Wert Null entspräche, daher bei symmetrischer Wicklung (in Bezug auf das Übersetzungsverhältnis) eine über das Streufeld des Trafos aufgenommenes Störsignal sich auf die Belastungen (primärseitig und sekundärseitig) symmetrisch aufteilt.

Die symmetrische Aufteilung des über die Meßstelle, bzw. das Streufeld des Trafos eingekoppelten Verlustwiderstandes 1/RVM auf Primärseite und Sekundärseite sowie die gleichfalls symmetrische Aufteilung der Kaskadenwiderstande von /1RVLp und 1/RVLs als Parallelleitwert zu den gleichen Anteilen von 1/RVM auf jeder Trafoseite gewährleistet die Symmetrie für die Gleichtaktunterdrückung eines Störsignals auch dann, wenn der eingekoppelte Verlustwiderstand 1/RVM frequenzabhängig ist und die Erregerfrequenz des eingekoppelten Wirbelstromverlustes 1/RVM ein undefiniertes Frequenzspektrum enthält, weil z.B. ein Störsignal die Meßfrequenz an der Meßspule überlagert. Die Frequenzabhängigkeit des eingekoppelten Wirbelstromverlustes 1/RVM kommt dann durch den Skineffekt zustande. Durch die symmetrische Aufteilung von 1/RVM an den symmetrisch verstellten Kaskadenwiderständen von 1/RVLp und 1/RVLs. jedoch, wird das Störsignal trotzdem symmetrisch am Differenzverstärker DIFF (202) des Bewerters anliegen (up – us = 0) und als Gleichtaktsignal unterdrückt, ist also ausreichend breitbandig unabhängig vom Skineffekt des gemessenen Verlustes 1/RVM.

Der Vollständigkeit halber sei noch erwähnt, daß mit den angegebenen Schaltungen für den negativen Leitwert, auch der negative Leitwert –G unmittelbar durch Stellgröße gesteuert werden kann (Option). Eine weitere Komponente ist die Messung der am Trafoeingang (oder auch Ausgang) jeweils anstehenden Spannung (hier up) ob die Meßspannung den Eingangsmeßbereich des Bewerters (hier Differenzverstärkers DIFF) nicht überschreitet, z.B. durch Einkopplung einer starken Ströspannung. Ist dies der Fall, dann wird durch Phasenverschiebung und Einstellen einer Gegenspannung über die Einspeisung (ip) bei gleichzeitiger Anpassung des Kompensationsstromes icomp) die Meßspannung soweit reduziert, daß sie wieder im Eingangsbereich Differenzverstärkers DIFF liegt. Dabei können auch ähnliche Algorithmen wie bei der Erzeugung von Gegenschall zur Anwendung gelangen, bzw. wird gegebenenfalls durch das Bandfilter das Spektrum auf die Erregerfrequenz begrenzt (vereinfacht die Gegensteuerung). Diese Gegensteuerung wurde bereits in der PCT/AT/00/00198 vorgeschlagen. Das zu 279 beschriebene Beispiel könnte im Prinizip auch mit einer aus zwei Trafos bestehenden Trafoschaltung nach 265/253 ausgeführt werden, wobei dann jedoch die Trafos jeweils absolut identisch sind, bzw. Trafo A entspricht dann der Primärseite (des Trafos aus 279), dito entspricht dann Trafo B der Sekundärseite (des Trafos aus 279), wobei wir wie bei der Einspeisung des Verlustes (jeweils an der Sekundärseite in 265) auch die Fußpunktwiderstände RME an die Sekundärseite, bzw. Sekundärwicklungen der Trafos jeweils anschalten. Und somit mit zwei Trafos (um den Ankopplungspunkt m/2 für die galvanische Ankopplung einer beliebigen Last Zs zu erhalten, vgl. auch 204) das zu 279 Prinizip durchzuführen, wobei jedoch anstelle der Einspeisung zweier Erregerströme iqA und iqB, wie für die Beispiele nach 265 und der zu 266 weiterhin beschriebenen Auswertung, die zu 279 beschriebene Auswertung und Speisung (unter Verwendung einer einseitigen Speisung ip von der Primärseite her, mit einem zusätzlichen Kompensationsstromes icomp auf der Sekundärseite) vorgenommen ist. Dabei handelt es sich wiederum um die beiden Grundvarianten: 204 und 265 betreffen einen asymmetrisch beschalteten Vierpol (vgl. später) unter Verwendung eines Allpasses 777 (265), für die Herstellung des erforderlichen Gleichlaufs einer an m/2 mit der Last eingekoppelten Störsignalspannung (uSTÖR), bzw. unter Verwendung eines ohmschen Ausgleichwiderstandes n*Rs in 202.

279 hingegen betrifft einen symmetrischen Vierpol mit einseitiger Speisung ip auf der Primärseite (oder Trafo A) und einem Verstärkungsausgleich beim Abgriff des Summenverlustes 1/Rp, wobei dieser Verstärkungsausgleich hier in einer Weiterbildungsversion durch einen auf der Sekundärseite (oder Trafos B) weiterhin eingespeisten Kompensationsstrom icomp erfolgt, der die Übereinstimmung von Amplitude und Phase für das Erregersignal (bzw. die Meßspannung) bewirkt.

Nach diesem Beispiel (zu 279) wollen wir die Diskussion um das Beispiel nach 272 fortsetzen:

Es könnte die in 272 dargestellte Stromauskopplung (RME) auch durch eine Gyratorschaltung nach 267a vorgenommen sein. Dabei benötigen wir für diese Anwendung keine Nachbildungsinduktivität für den Abgriff des Spulenstromes ipL, bzw. isL, da wir die Güte der Induktivität nicht verändern wollen und der beim Abgleich mit veränderte ohmsche Serienwiderstand Rs der Induktivitäten durch einen seriellen Widerstand oder auch parallel dazu angeschalteten Widerstand ausgeglichen werden kann, bzw. können die gegebenenfalls zur Kompensation der Stromabgreifwidersfände RM angeschalteten negativen Leitwerte –G, dann so eingestellt werden, daß sich der jeweils gewünschte ohmscher Serienwiderstand Rs der durch Stromrückführung igenP bzw. igenS abgeglichenen Induktivitäten ergibt.

Die den abgegriffenen Spulenströmen ipL, bzw. isL entsprechenden Meßspannungen u = f(ipL), bzw. u = f(isL), können beispielsweise als Referenzspannung einem D/A Konverter mit Stromausgang (zur Erzeugung von igenP bzw. igenS) zugsführt werden, gegebenenfalls mit einer Gleichspannung (bias) vorgespannt. Somit steuerzt der Digitalkode dig1(DSP), bzw. dig2(DSP) der für jede Trafoseite jeweils vorgesehenen u/i Wandlerschaltung die der betreffenden Trafoseite zugehörige Induktivität, indem der jeweils zugehörige Wandlerstrom (Kompensationsstrom) igenP bzw. igenS, mit einem durch den DSP multiplizierten Faktor (dig1 bzw. dig2) der betreffenden Trafoseite zugeführt wird, wodurch sich der induktive Eingangsstrom ipLext, bzw. isLext, der betreffenden Trafoseiten entsprechend verringert, bzw. die zugehörige Eingangsinduktivität sich entsprechend erhöht, bzw. durch den Digitalkode des DSP steuerbar ist.

Kurze Übersicht der Verwendungsmöglichkeiten der erläuteten Verlust Richtkoppler:

Nach dem erfindungsgemäßen Prinzip wird der zu messende Verlust unsymmetrisch in einen induktiven Vierpol (z.B. unmittelbar durch das Streufeld eines Lufttrafos) so eingekoppelt, daß sich durch die unsymmetrische Einkopplung, zwischen Eingang und Ausgang des Vierpols eine dem zu messenden Verlust entsprechende Differenzspannung ergibt. Dies ist auch bei einer symmetrischen Ausführung der Fall, es sind nur andere Mittel für die Symmetrierung vorgesehen (als Alternative zu einem Allpaß für die Störsignalsymmetrierung bei der asymmetrischen Variante). In der zu 204 bereits beschriebenen Variante erfolgt die zwischen Eingang und Ausgang des Vierpols vorgenommene unsymmetrische Einkopplung des gemessenen Verlustes nicht über die Streufelder der für die Verlustmessung verwendeten Induktivität(en), sondern über eine Ankopplung, bei der Eingang und Ausgang des Vierpols durch Brückenzweige gebildet werden, die den induktiv in zwei Teilverluste transformierten zu messenden Verlust speisen. Dabei kann in 204 der bei einer asymmetrischen Speisung ansonsten zum Phasenausgleich benötigte Allpaß 777, 265 durch einen einfachen ohmschen Widertstand ersetzt werden, weil die induktive Transformation des zu messenden Verlustes in zwei den Brückenzweigen A und B entsprechende Teilverluste so vorgenommen werden kann, daß die Induktivität durch einen Schwingkreis kompensiert wird, ohne daß die Einschwingzeit deswegen unzulässig vergrößert würde (durch Anwendung des L-Expanders) obwohl extrem hochohmig gemessen werden soll (was ja Sinn der Sache ist, da bei hochohmiger Messung in der Regel ein Störsignal eingekoppelt wird). Dabei kann der Abgleich noch verschärft werden, indem wir uaa – ub mit einem Differenzverstärker messen und über eine look up table des steuernden DSP die vom DSP gleichfalls über D/A-Konverter erzeugten Speiseströme iqA, iqB steuern (vgl. to Control, bzw. zur Steuerung, von iqA, iqB). Da weiterhin Speiseströme iqA, iqB beliebig Phasen verschoben werden können um den Abgleich ua – ub = 0 nicht nur für ein Störsignal, sondern auch für die eingespeisten Speiseströme zu erhalten, sind beliebige Alternativen für die Bildung der Brückenpfade möglich, so auch das später zu 253 noch näher erläuterte Beispiel. Dabei wir wieder das gleich Prinzip angewendet, wie in 204, daß durch unterschiedliche Längswiderstände in den Brückenpfaden A und B sich unterschiedliche Spannungsverläufe entsprechend 266 zwischen uaa und ub ergeben. Nur sind dies hier nicht reelle Widertstände, sondern Impedanzen, bedingt durch die unterschiedlichen Längsinduktivitäten der verwendeten Lufttransformatoren (bzw. unterschiedliche Kopplungen).

266 veranschaulicht die Differenzbildung uaa – ub für unterschiedliche Verluste, bzw. Lastwiderstände Zs, passend für die Beispiel nach 265 und 204. 266 symbolisiert jedoch nicht den Funktionsverlauf, sondern nur die Bereiche (d.h. der Funktionsverlauf verläuft dann zum Übergang uaa = ub schräg und nicht geradlinig).

Zutreffend für die Beispiele nach 265 und 204 betrifft die dick gezeichnete Linie die Spannung uaa und die dünn gezeichnete Linie die Spannung ub. Ist Zs in Relation zum Verhältnis der Impedanzen entsprechend der Querinduktivitäten von Trafo A und Trafo B relativ hochohmig, dann erhalten wir ein uaa > ub, bzw. im umgekehrten Fall, wenn Zs in Relation zum Verhältnis der Impedanzen der Induktivitäten von Trafo A und Trafo B relativ niederohmig ist, wird uaa stärker absinken, daher wird uaa < ub. Zwischen diesen beiden Bereichen uaa > ub und uaa < ub liegt uaa = ub entsprechend dem Abgleichpunkt des Summenverlustes Zs = 1/Rp.

Falls erforderlich, können wir auch noch die Eingangsverstärkung des Differenzverstärkers für den Bewerter (BW) durch den DSP abhängig von der erhaltenen Abweichung steuern, bzw. auch durch eine für iqA und iqB jeweils übereinstimmend verschobene Phase gegenüber einer eingekoppelten Störspannung uSTÖR, die Meßamplitude aus dem Overflow Bereich heraus holen, falls erforderlich, vgl. auch PCT/AT/00/00198. Weiters können die Abschlußleitwerte Rp gegebenenfalls auch durch eine Kaskade. justierbar gemacht sein, wobei die Stellgröße dann mit dem Stellwert 1/RVL der Kaskade zum Abgleich des Summenverlustes (1/RVL + 1/RVM) über eine Tabelle gekoppelt ist und diese Tabelle dann die Verstärkung (von BW) mit steuert. Die optionale Miteinbeziehung der Abschlußleitwerte Rp und der Eingangsverstärkungen) Va, Vb für die Differenzsignale des Differenzverstärkers ermöglicht einen weiteren Präzisionsabgleich, um den Frequenz unabhängigen Gleichlauf der Gleichtaktunterdrückung am Eingang des Differenzverstärkers zu gewährleisten, wenn die beschriebene Schaltung zur Erzeugung der Gleichlauffunktion der Trafos nicht exakt abgeglichen wäre (der Abgleich erfolgt dann durch die Tabelle).

Die Lastanpassung der gemessenen Impedanz oder Admittanz an den Vierpol (bzw. an die Trafos A und B) können wir neben transformatorischer Anpassung auch über eine Gyrator Schaltung vornehmen. Bei Bedarf auch in Kaskaden, um die Abgleichkaskade 1/RVL zur Einstellung des Summenverlustes (1/RVM + 1/RVL) in günstiger Anpassung an die gemessene Impedanz bzw. Admittanz parallel anzuschalten.

Vertiefung des Grundprinzips

Für das Differenzmeßprinzip können neben den bereits vorgestellten Möglichkeiten weitere Varianten für die Signalbewertung (BW), bzw. der Bewertung der gemessenen Spannungsdifferenz (up – us), bzw. (uaa – ub, vgl. 204) als Brückenindikatorsignal für den "Brückenabgleich" durch 1/RVL zur Anwendung gelangen Z.B. wenn diese Differenz rational zur Eingangsspannung up oder in Alternative auch zur Ausgangspannung us des Vierpols, bzw. Trafos ins Verhältnis gesetzt wird.). Z.B. indem die den Summenverlust bestimmende Referenzspannung (als Funktion von K, wenn up – us ≠ 1 = K definiert) von der Eingangsspannung oder Ausgangsspannung abgeleitet wird, indem bei der Erzeugung der Referenzspannung die Eingangsspannung up (bzw. alternativ die Ausgangspannung us) mit einem entsprechenden Faktor (über Verstärkung bzw. Abschwächung) multipliziert wird. Z.B. um daraus eine Gleichspannung als Referenzspannung zu erzeugen, oder einen direkten Spannungsvergleich vorzunehmen, um daraus ein Richtungssignal zur Steuerung des Abgleichs (über den verstellbaren Leitwert 1/RVL) zu erzeugen. Dieser Faktor entspricht dann dem nach der DE 42 40 739 C2 als Abgleichkriterium einzuhaltenden Summenverlust, bzw. der über den induktiven Vierpol direkt oder indirekt gemessenen Spannungsdifferenz (up – us). In dem Weiterbildungsbeispiel nach 204 bei dem durch Verwendung zweier in ihrer Phase und Amplitude relativ zueinander verstellbaren Strömen iqA und iqB, die zugehörige Spannungsdifferenz up – us für den jeweils einzustellenden Summenverlust auf den Wert auf uaa – ub = 0 kälibriert werden kann, wird der als Abgleichkriterium einzuhaltende Summenverlust durch diese in die Transformatoren A und B eingeprägten Ströme iqA und iqB mit jeweils einem Wert definiert, der für die dem abzugleichenden Summenverlust (1/RVM + 1/RVL = konstant) entsprechende Spannungs-differenz den Wert uaa – ub = K = 0 ergibt. Wobei solange beide Ströme sich nur im gleichen Verhältnis ihrer Amplitude sich ändern, die für den abzugleichenden Summenverlust (1/RVM + 1/RVL) = konstant erhaltene Spannungsdifferenz den Wert uaa – ub = K = 0 beibehält, bzw. der Meßwert durch die Änderung der Amplitude nicht beeinflußt wird. D.h. wenn wir bei der Schaltung zur Erzeugung von iqA und iqB eine gleichlaufende Drift vorsehen, dann wirkt sich diese Drift auf das Meßergebnis nicht aus. Z.B. können weiterhin von den Ausgangsverstärkern der D/A Wandler, welche diese Ströme über den DSP (Signalprozessor) erzeugen, ein Verstärker durch den DSP abgleichbar gemacht werden um für kurze Eichschritte die Ströme einer phasengleichen Differenzspannung entsprechend einstellen zu können, und das Stromverhältnis über einen Strom Spannungswandler mit nachgeschalteter Komparatorschaltung gemessen werden, um durch Nachstellen des Ausgangsverstärkers trotz absoluter Drift das Stromverhältnis von iqA und iqB auf einen konstanten Wert zu halten.

Eine Zusammenstellung der Möglichkeiten für die Erzeugung des Richtungssignals aus der gemessenen Spannungsdifferenz (up – us, bzw. uaa – ub) und einer den Summenverlust definierenden Referenzspannung unter Miteinbeziehung der Eingangs oder Ausgangsspannung up bzw. us, die neben den oben bereits erläuterten Möglichkeiten noch existieren, wird nachfolgend unter weiterer Bezugnahme der zitierten DE 42 40 739 C2 als Übersicht noch einmal gegeben (204, 51e, 51f, 233). Diese sind z.B. für HF-Anwendungen sehr geeignet, wenn der L-Expander oder Gyratoren sich schwer einsetzen lassen.

Ob die Ausgangsspannung us oder die Eingangsspannung up für den rationalen Bezug auf die gemessene Spannungsdifferenz (up – us) verwendet wird, hängt vom Aufbau der Wicklungen und den sonstigen Anforderungen des Sensors ab. Bzw. ist für die Beispiele, welche eine beidseitige Stromeinspeisung verwenden (iqA und iqB) ohnehin eine Driftkompensation durch rationale Erzeugung der Ströme (iqA und iqB) möglich.

Für die Feststellung des dem Summenverlust entsprechenden Abgleichkriteriums gibt somit im Prinzip zwei Möglichkeiten, bei denen bei beiden Varianten die Maßnahme vorgesehen ist, daß die Störspannungsanteile sich kompensieren, entweder als Differenz, oder als Verhältnis, wobei entsprechende Schaltungsmaßnahmen für eine Amplitudenangleichung und einen Phasenausgleich (bzw. Laufzeitausgleich) vorgesehen sind.

Im ersten Fall erfolgt eine Differenzbildung zwischen Primär- und Sekundärspannung (up – us) des Lufttrafos (nach durchlaufener Differenz Allpaß Schaltung oder Einspeisung eines Kompensationsstromes icomp), wobei die sich bei einer Einstreuung ergebenden Störspannungsanteile bei dieser Differenzbildung in Betrag und Phase kompensieren (bei ähnlichen, sich nur durch den Maßstab unterscheidenden Ortskurven der an den Meßpunkten auftretenden Innenimpedanzen oder übereinstimmenden Ortskurven), und es wird die als Differenz verbleibende Restspannung up – us K (die ausschließlich aus der Erregerspannung sich ableitet) als Vergleichskriterium (z.B. über Differenzverstärker) zur Feststellung des dem einzuhaltenden Summenverlust entsprechenden Abgleichs verwendet.

Oder im zweiten Fall, die Spannungen werden durch Verstärkungs- und Phasenausgleich nicht nur in Bezug auf die sich bei einer Einstreuung ergebenden Störspannungsanteile, sondern auch in Bezug auf den gemessenen (bzw. abgeglichenen) Summenverlust auf exakte Übereinstimmung up – us = 0 gebracht und direkt mit einem Komparator verglichen. In beiden Fällen kann das Differenzverstärker, bzw. Komparator Ausgangssignal auch direkt über eine Zeitmessung oder Tastverhältnisbewertung zur Feststellung eines Abgleichs ausgewertet werden, wgl. dazu DE 42 40 739 C2, Spalte 7, ab Zeile 45. Oder die erste Variante (mit einer Differenzbildung) eignet sich auch sehr gut zu direktem Amplitudenvergleich, wobei als Referenzsignal das (über eine definiert eingestellte Verstärkung auf den einzuhaltenden Summenverlust) angepaßte Erregersignal verwendet ist (vgl. 51e und 51f).

51f: Das beschriebene Verfahren ist eine weitere Variante (Option) für die Steuerung des Abgleichs zur Einhaltung des Summenverlustes (1/RVL + 1/RVM). Die im Block DSP (Signalprozessor) dargestellten analogen Schaltungssymbole symbolisieren den im DSP abgearbeiteten Programmablauf und vereinfachen die Terminologie für die nachfolgende Erläuterung.

Die Verstärker V1, V2, V3 symbolisieren A/D Konverter zum Einlesen der Primärspannung uV2 (von e2) und der Sekundärspannung uV1 (von e1) und beinhalten den für zeitlich präzise Abtastungen üblichen Sample &. Hold und erforderlichenfalls ein Anti Aliasing Filter. V3 mit Filter f0 betrifft die Messung der an der Primärseite e2 des für die Messung verwendeten induktiven Vierpols abgegriffenen Spannung up, um die Differenz up2 – up1 rational zu up messen zu können. Das Filter Flt filtert die Erregerfrequenz f0, da nach der Differenzbildung (an 202) von up2 – up1, das Differenzsignal nur mehr die Erregerfrequenz aufweist und aus der Erregerfrequenz f0 unmittelbar das Referenzsignal abgeleitet werden kann. Der Momentanwert Wref des Referenzsignals entspricht somit uV2*ref, wobei ref eine Meßkonstante ist, welche dem konstant zu haltenden Summenverlust am Meßtrafo entspricht.

Wenn wir keine Differenzeinspeisung (zu beiden Seiten des Vierpols) wie beispielsweise zu 204 erläutert, verwenden, bei der wir die Phasenlage zwischen den Einspeisepunkten beliebig einstellen können, sondern z.B. bei einfacheren Anwendungen direkt mit dem Streufeld eines Lufttrafos messen, die beiden Meßspannungen up, us des induktiven Vierpols daher auch unmittelbar transformatorisch gekoppelt sind, und auch keinen Kompensationsstrom icomp einspeisen, wie beispielsweise zu 279 erläutert, ist es offensichtlich, daß bei der Differenzbildung, bedingt durch die Streuinduktivität des induktiven Verpols, bzw. Trafos, eine Phasendifferenz zwischen Subtrahend und Minuend (A-B) für das Nutzsignal (bzw. der Frequenz des Erregersignals) entsteht, die im Prinizip jedoch belanglos ist, solange sich die verursachenden Blindwiderstände am induktiven Vierpol nicht ändern, bzw. sich entsprechend dem erläuterten Gleichlauf ändern, weil der Abgleichpunkt. ein konstanter Wert ist und nicht über den gesamten Bereich gemessen wird, sondern nur auf diesen Punkt abgeglichen wird. Da die Frequenz der gebildeten Differenz (A-B) des Erregersignals einer Sinusschwingung entspricht, ließe sich unter Berücksichtigung der Laufzeitverschiebung der beiden Differenzsignale A-B (verursacht durch die Blindwiderstände des Vierpols, bzw. Trafos) durch einfachen Vergleich mit ref*uV2 oder mit ref *uV1 bereits ein brauchbares Abgleichkriterium erzielen; das ist der Zeitpunkt, wo der Komparatorausgang C (bzw. 200) des Komparators, der das Differenzsignal A-B mit dem Referenzsignal ref*uV2 (oder ref *uV1) vergleicht, schaltet.

Da die beiden am Komparator 200 verglichenen Signale zwar um einen definierten Wert Phasen verschoben sind, jedoch die gleiche Frequenz aufweisen, läßt sich für diesen Signalvergleich gleichfalls eine ausgleichende Phasenverschiebung herstellen, bei der die verglichenen Signale phasengleich sind, wenn wir diese Phasenverschiebung z.B. im Signalprozessor DSP unmittelbar ausgleichen (als dritte Möglichkeit neben den Möglichkeiten einer Kalibrierung mittels zweier Ströme oder durch einen Kompensationsstrom). Dabei durchlauft das Signal von dem die Referenzspannung abgleitet ist (ref*uV2 oder ref*uV1) im DSP eine als FIFO organisierte Verzögerungsleitung, welche das Signal so verzögert, daß es mit dem von der Differenzbildung A-B erhaltenen Signal in Phase liegt (dphi = 0), vgl. 51f.

Genereller Vorteil des direkten Signalvergleichs: Es wird ständig über die gesamte Periode des Erregersignals ein Richtungssignal für den Abgleich von 1/RVL erhalten. Besonders bei sehr niedrigen Meßfrequenzen ist dies von Vorteil.

Um den exakten Wert zu erhalten, um den uV2 oder uV1 (je nach Variante) verzögert werden muß, damit die Phasendifferenz, die sich durch die Blindleitwerte des induktiven Vierpols (Trafos) ergibt ausgeglichen wird, erfolgt zwischen den betreffenden Signalen (hier zwischen uV2 und uV1) eine Phasenmessung (adjust) um daraus einen Richtwert zu erhalten, welcher die Grundlage bildet, die genaue Durchlaufzeit des Signals (durch das FIFO) nach zu kalibrieren, z.B. indem der Ausgabetakt des FIFO von einer entsprechend höheren Frequenz abgeleitet wird, die nach der gemessenen Phasenmessung (adjust) geregelt wird (51f).

Anmerkung: Bei der vorangehend beschriebenen Weiterbildungsversion nach 204 und 253 besteht das eben geschilderte Problem nicht, da wir durch die Phasenlage der beiden Speiseströme und deren Amplitudenverhältnis und unter Anwendung des bevorzugten L-Expanders, die zur Messung der Spannungsdifferenz verwendeten Spannungen uaa – ub sowohl in Bezug eines über die Last Zs aufgenommenen Störsignals uSTÖR (unabhängig von der Frequenz und unabhängig von der Last Zs !), als auch in Bezug zur Erkennung des vorgegebenen Wertes eines Summenverlustes, phasen- und amplitudengleich am Meßeingang eines Differenzverstärkers oder Komparators erhalten. Das gleiche gilt auch für die Variante nach 279, bei der zu diesem Zwecke ein Kompensationsstrom icomp eingespeist wird.

233 betrifft eine Übersicht über weitere mögliche alternative Auswertmessungen des am Vierpol zwischen Eingang und Ausgang abgegriffenen Differenzsignals up – us, welches nach der Differenzverstärkung (A-B, als Ausgangssignal des Differenzverstärkers 202) die dargestellten Signale 1 und 2 für jeweils unterschiedliche Spannungsverhältnisse up/us, bzw. unterschiedliche Summenverluste ergibt. Diese Auswertmessungen sind als Varianten zu dem eingangs erläuterten Weiterbildungsbeispielen nach 204 und 279 anzusehen.

Durch die serielle Streuinduktivität des Lufttrafos (wenn der Verlust über das Streufeld gemessen wird), bzw. durch die unterschiedlichen Querinduktivitäten der Trafos (vgl. 253 zur rückwirkungsfreien Anschaltung des Verlustes, bzw. der Last), erhalten wir beim (ausschließlich das Nutzsignal betreffende Differenzsignal und wenn weder eine beidseitige Speisung iqA, iqB vorgenommen ist, noch ein Kompensationsstrom icomp eingespeist wird) eine unterschiedliche Phasenverschiebung zur gefilterten Primärspannung up0, die nur mehr die Erregerfrequenz f0 enthält (vgl. 51f). Die Zeiten tm1, tm2 betreffen diese Phasenverschiebung jeweils zur gefilterten Primärspannung up0, wie sie am Ausgang des Komparators 200 (51f) entstehen, wenn dphi in 51f z.B. nicht vorgesehen ist und entsprechen dem durch Schwellwertabtastung aus diesen Signalen erzeugten Rechtecksignal A, wobei die eingetragenen Ziffern 1 und 2 sich auf die jeweils unterschiedlich dargestellten Amplitudenwerte beziehen und die dunkel schraffierten Impulslängen die Differenzen der diesen Amplitudenwerten zugeordneten Impulsbreiten hervorheben. Durch Messung der Zeitwerte tm1 bzw. tm2, oder auch Beurteilung des Tastverhältnisses des Rechtecksignals A (vgl. dazu die zitierte DE 42 40 739 C2, Spalte 7, ab Zeile 45), kann dann die +/– Abweichung vom durch (incrementale) Nachstellung über 1/RVL nachzuregelnden Summenverlust als Brückenindikatorsignal festgestellt werden. Rechtecksignal B betrifft hingegen die Variante, bei der das Brückenindikatorsignal abgleitet wird, indem das Ausgangssignal der Differenzverstärkung (A-B), d.h. die sich als Beispielwerte ergebenden Signalamplituden 1, dito 2, mit einer Gleichspannung GL (als Referenzspannung) am Komparator verglichen sind, welche aus der Primärspannung up0 abgleitet werden, z.B. auch als jeweils abgetasteter Spitzenwert der gefilterten Primärspannung up0, multipliziert mit dem als Meßkonstante zur Festlegung des einzuhaltenden Summenverlustes vorgesehenen Faktor ref. Aus der Impulsbreite des Rechtecksignals B, bzw. aus dessen Tastverhältnis, wird dann das Brückenindikatorsignal zur Nachstellung des Summenverlustes durch 1/RVL abgeleitet.

Eine weitere Variante betrifft die bereits erläuterte Verzögerung der gefilterten Primärspannung up0, um Phasengleichheit mit dem Ausgangssignal der Differenzverstärkung (A-B), d.h. Signalamplituden 1, dito 2 herzustellen und wird in 51e gezeigt.

Bewertung des Bewerter Signals u/d/1. (in BW) durch Phasenmessung für die Einhaltung des Abgleichpunktes des Summenverlustes auf up – us = 0, d.h. die Spannungen zur Differenzbildung sind für den abgeglichenen Summenverlust in Phase und Amplituden gleich (vgl. 204, 279, mit 289):

Diese Variante wurde eingangs zum Verlust Richtkoppler bereits erläutert und ist in 289 näher veranschaulicht: Die am Vierpol VIP (289) an den Abschlußwiderständen abgegriffene Differenzspannung up – us (in 204 auch mit uaa – ub bezeichnet) wird einem Differenzverstärker DIFF (202) zugeführt. Für das Ausgangssignal ud des Differenzverstärkers wir die Phasenlage einmal zu up (Phi_dp), und einmal zu us (Phi_ds) gemessen. Aus den Ergebnissen dieser Phasenmessung wird der Mittelwert MW = (Phi_dp + Phi_ds)/2 gebildet, um abweichend von MW </>/ = 0 die Kaskade 1/RVL ausgleichend zu steuern (Q-Switch), oder 1/RVM direkt über die Frequenz zu verändern (FQ-Switch), damit die Differenz up – us auf Null gehalten wird. Zusätzlich ist noch up – us = 0 dekodiert, um in diesem Fall für die Steuerung ein Kennsignal up – us = 0 anzuzeigen. Dieses Signal wird z.B. detektiert, indem dem Spannungsvergleich up – us = 0 ein Rechtecksignal +/– ur hoher Frequenz und sehr kleiner Amplitude überlagert wird, damit am Ausgang des Spannungsvergleichs bei up – us = 0 dieses Rechtecksignal auftritt. Die Amplitude +/– ur des Rechtecksignals bestimmt dann das Ansprechfenster des Spannungsvergleichs zur Anzeige von up – us = 0, wobei das Rechtecksignal dann direkt digital weiter verarbeitet ist (durch den DSP). In 289 ist der Spannungsvergleich up – us = 0 durch einen Summierverstärker SUM, dem up nichtinvertierend und us invertierend zugeführt ist, dito das Rechtecksignal +/– ur als drittes Summiersignal.

Variante für die Kalibrierung des negativen Leitwertes –G:

Das aus der PCT/AT/00/00198 übernommene Prinzip wird weiterhin verwendet, um den erzeugten negativen Leitwert –G nach einem Referenzwiderstand Rref zu kalibrieren, wobei zwei alternierend umgeschaltete identische Leitwerte verwendet sind, damit der Abgleich langsam vor sich gehen kann und trotzdem nur im Bruchteil 1 ns (je nach Geschwindigkeit der verwendeten Umschalter) zu jeder erfolgten Kalibrierung der negative Leitwert –G sozusagen eine Refreshzeit aufweist, zu der der erhaltene Meßwert nicht benutzt wird oder etwas ungenauer ist (z.B. alle 100 ms oder von einigen zig tausend Messungen jeweils eine zu einem gegebenenfalls sychronisierbarem Zeitpunkt). Für den Abgleich wird neben der Verwendungsmöglichkeit einer Brückenschaltung z.B. die zu 294 näher beschriebene Schaltung verwendet.

234 zeigt dazu eine Alternative, bei der als Referenzwiderstand der Resonanzleitwert Rref eines Eichschwingkreises SW (LHF//Cres-HF) verwendet ist. Dafür wird für die Feststellung des Kalibrierungsabgleichs kein Komparator benötigt und es tritt beim Abgleich auch kein durch die Laufzeit der verwendeten Verstärker bedingter Phasenfehler auf. Das gilt sowohl für die Erzeugung des negativen Leitwertes –G, als auch eines positiven Kaskadenleitwertes 1/RVL, der durch das Verfahren gleichfalls mit kalibriert werden kann.

Dabei ist der Unterschied zur Variante aus der PCT/AT/00/00198 der, daß als Referenzwert nicht nur ein einfacher ohmscher Wert verwendet wird, sondern wie in der PCT/AT/00/00198 als Option gleichfalls noch angegeben, die Erkennung 1/Rref + (–G) = 0 durch den Schwingeinsatzpunkt dieses Eichschwingkreises SW (LHF//Cres-HF) jeweils detektiert wird, was der Fall ist, wenn der Resonanzleitwert Rref (der auch den Serienwiderstand Rs der Spule, weiteres gegebenenfalls einen als Parallelleitwert mit angeschalteten Referenzleitwert und die Schwingkreiskapazität (Cres-HF) und Induktivität LHF mit enthält, gleich dem während des Abgleichvorganges mit angeschaltetem negativen Leitwert –G entspricht. Dafür benötigen wir eine sehr stabile Luftspule, z.B. mit auf einen Keramikkörper aufgebrachte Metallbahnen, bzw. Wicklungen, und einen TK kompensierten sehr stabilen Kondensator besonders hoher Güte. Dann erhalten wir als Resonanzleitwert: 1/Rref = Rs*(C/L) + 1/Rp, wobei mit 1/Rp der gewünschte negative Leitwert –G auf den der automatische Abgleich erfolgen soll, eingestellt wird und zugleich der Temperaturgang des ohmschen Serienwiderstandes Rs der Spule kompensiert wird.

Der für die Kalibrierung mit enthaltene maßgebende Resonanzleitwert berechnet sich aus der Parallelschaltung des Parallelresonanzverlustwiderstandes und einem Parallelwiderstand bestehend aus einer Serienschaltung von einem Kohlewiderstand und einem Metallfilmwiderstand um den Resonanzleitwert auf TK = 0 zu kompensieren. Diese Parallelschaltung ergibt dann den gewünschten negativen Leitwert –G. Dabei ist der Kohlewiderstand (als Option) vorgesehen, um für den Metallfilmwiderstand eine „Überkompensation" zu vermeiden, falls erforderlich (vgl. Detail LHF in 234). In der Kompensation des Temperaturkoeffizienten des ohmschen Verlustes ist dann auch noch das geschirmte Gehäuse mit einbezogen, in welchem die Spule gekapselt ist und dessen Verlust in den Gesamtverlust 1/Rref des Eichschwingkreises (LHF//Cres-HF) mit eingeht.

Da jeder zu kalibrierende Leitwert zweifach vorhanden ist, ist es zweckmäßig den Eichschwingkreis für die gleiche Resonanzfrequenz auszulegen, wie sie dem Meßschwingkreis entspricht, damit die die Leitwerte realisierenden u/i Konverter mit der gleichen Phasenlaufzeit kalibriert werden, wie sie dann am Meßschwingkreis (Lmeß/Cres bzw. Cmeß/Lres) auftritt. Dabei können für besonders niedrige Frequenzen der Eichschwingkreis auch als Gyratorschaltung realisiert werden. Aus dem mit der Gyratorschaltung durch Kondensatorbeschaltung (und transformierter Induktivität) gebildeten Schwingkreis läßt sich durch Feststellung der Resonanzfrequenz (über Durchstimmen der Frequenz), der der transformierten Induktivität entsprechende Serienwiderstand zur Korrektur berechnen oder durch einen weiteren u/i-Wandler auf einen konstanten Eichwert halten (welcher der Resonanzfrequenz entspricht).

Der Abgleich des negativen Leitwertes –G wird in incrementalen Schritten vorgenommen, wobei für die Erzeugung von –G, z.B. die Schaltung nach 234 folgendermaßen verwendet ist:

Am Meßschwingkreis (Lmeß/Cres) mit dem gemessenen Verlust 1/RVM = 1/Rp (mit dem Speisestrom iq) wird die Spannung des Meßschwingkreises abgegriffen und breitbandig gefiltert (Flt). Die Bandbreite dieses Filters Flt ist so bemessen, daß sie der Bandbreite des Meßschwingkreises (Lmeß/Cres) entspricht, jedoch eine steilere Charakteristik hat. Durch diese optionale Maßnahme wird erreicht, daß ein von der Meßspule gegebenenfalls aufgenommenes Störsignal uSTÖR für den Verlust Richtkoppler innerhalb der von den Verstärkern noch gut verarbeitenden Frequenzen bleibt, da alle Frequenzen außerhalb der Bandbreite des Filters vom Q-Expander nicht betroffen sind, d.h. wir erhalten das bereits eingangs besprochene Q-Expanderfilter. Wie bei der Erzeugung negativer Leitwerte üblich, wird die abgegriffene Spannung in einen um 180° versetzten Strom mit einer spannungsgesteuerten Stromquelle u/i umgewandelt. Diese Stromquelle ist zweimal vorhanden und weist jeweils über eine digital einstellbare Präzisionsverstärkung eine Regelung der Verstärkung durch den DSP auf, der über diese Verstärkungsregelung den regelmäßigen Selbstabgleich der beiden spannungsgesteuerten Stromquellen u/i durchführt, z.B. indem für die spannungsgesteuerte Stromquelle u/i ein multiplizierender D/A Konverter mit Stromausgang verwendet ist, dessen Referenzspannung die Steuerspannung ist. Dabei wird die Steuerspannung dann über einen entsprechenden Summierverstärker oder eine AC-Ankopplung mit entsprechender Vorspannung als Gleichspannung in den Bereich der Referenzspannung verschoben. Da wir mit dem erzeugten Strom des D/A Konverters einen Leitwert realisieren (positiv 1/RVL oder negativ –G), kann für den erzeugten Strom ein Offsetwert einfach durch Anschaltung eines ohmschen Widerstandes kompensiert werden, um –G = 0 einzustellen, bzw. um 1/RVL = 0 einzustellen ein überschüssiger Strom von –G eingestellt werden, der dann den positiven Strom kompensiert. Wobei den Strömen jeweils die gleiche Spannung (des Einspeisepunktes) zugrunde liegt. Das gleiche können wir für die Erzeugung der um 90° Phasen verschobenen Blindströme realisieren, z.B. wenn wir die Kompensation des Überschusse eines als Quelle eingespeisten Blindstromes (igen), die gleichfalls auf die Spannung des Einspeisepunktes sich beziehen, durch eine angeschaltete Senke vornehmen (z.B. durch Anschaltung eines der Phase des eingespeisten Stromes entsprechenden Blindleitwertes) um einen am Ausgang des D/A Konverters, welcher den Strom einspeist, einen entsprechenden Offsetwert zu kompensieren, d.h. daß wir für den Nulldurchgang der verschobenen Referenzspannung, bzw. Steuerspannung, dann tatsächlich als Summenstrom von Ausgangsstrom des D/A-Konverters und Belastungsstrom des Kompensationsleitwertes den Wert Null erhalten. Wie immer kommt es darauf an, welche Schaltung für den D/A Konverter verwendet wird. Muß sich der vom D/A Konverter gelieferte Ausgangsstrom auf das Nullpotential beziehen, dann muß noch eine entsprechender Operationsverstärkerschaltung nach geschaltet werden, die den Strom unabhängig von der Last macht, ist jedoch der gelieferte Strom innerhalb des Aussteuerbereiches unabhängig von der Spannung, wie dies z.B. bei bipolaren D/A Umsetzern der Fall ist, dann kann unmittelbar über den D/A Konverter eingespeist werden, wenn der Bereich nicht angepaßt werden muß. Als weitere Option kann auch ein D/A Konverter mit Spannungsausgang verwendet werden, dessen Ausgangsspannung mit einer Stromfühlerspannung des eingespeisten Stromes verglichen ist und über diesen Vergleich der eingespeiste Strom erzeugt wird. Eine weitere Variante ist, einen durch übliches R-Netzwerk digital einstellbaren Verstärker zu verwenden, und die Spannung, an welchem der entsprechende Leitwert als Strom eingespeist werden soll, abzugreifen und in einen Strom zur Einspeisung umzuwandeln. In allen Fällen weist die bevorzugte Kalibrierung an einem Eichschwingkreis SW (LHF//Cres-HF) den Vorteil auf, daß der über einen digital einstellbaren u/i Konverter erzeugte positive oder negative Leitwert nicht unmittelbar nach dem ohmschen Gesetz kalibriert wird, sondern über die tatsächliche Kompensation der Wirkströme des Eichschwingkreises und des zur Kalibrierung angeschalteten Leitwertes (bis der Einsatzpunkt der Selbstschwingung des Eichschwingkreis erreicht ist). Da der Meßschwingkreis, in den die Einspeisung der Leitwerte erfolgt, ohnehin durch Regelung auf Resonanz gehalten ist, spielt die Blindkomponente keine Rolle, wichtig ist, daß die Wirkkomponente genau skaliert wird.

Das gleiche gilt natürlich auch für die Erzeugung der eingeprägten Ströme des Verlust Richtkopplers, wenn sie über einen D/A Konverter eingespeist sind.

Für die Zuführung der Steuerspannung an die beiden identisch ausgeführten spannungsgesteuerten Stromquellen (u/i-Konverter) wird ein mit FET-Schaltern aufgebauter Matrix-Multiplexer MUX verwendet, der die beiden identisch ausgebildeten u/i-Konverter jeweils zwischen zwei unterschiedlichen Strompfaden alternierend umschaltet, wobei ein u/i-Konverter jeweils den Meßschwingkreis (Lmeß/Cres) speist und der andere u/i-Konverter jeweils den Kalibierungsschwingkreis SW (LH*//Cres-HF) speist.

Dabei sind diese beiden alternierend umgeschalteten u/i-Konverter sich jeweils abwechselnd in einen der beiden folgenden Strompfade geschaltet:

Meßpfad: dem betreffenden u/i-Konverter wird als Steuerspannung die Spannung des Meßschwingkreises (Lmeß//Cres bzw. gegebenenfalls CMeß//Lres) zugeführt, und der vom betreffenden u/i-Konverter erzeugte, der Steuerspannung folgende Strom wird als eingeprägter Strom mit 180° Phasendrehung an den Meßschwingkreis mit einem Verstärkungsfaktor zurück gespeist, der dem am Meßschwingkreis (Lmeß/Cres) zu erzeugenden negativen Leitwert –G entspricht.

Kalibrierungspfad: dem betreffenden u/i-Konverter wird als Steuerspannung die Spannung des Eichschwingkreises SW (LHF//Cres-HF) zugeführt, dessen bei Resonanz auftretender Parallelleitwert (1/Rref) dem zu kalibrierenden negativen Leitwert –G entspricht, und der vom betreffenden u/i-Konverter erzeugte, der Steuerspannung folgende Strom wird als eingeprägter Strom mit 180° Phasendrehung an den Eichschwingkreises SW (LHF//Cres-HF) zurück gespeist, der dem am Eichschwingkreises SW (LHF//Cres-HF) auftretenden negativen Leitwert –G entspricht. Dabei wird der ansonsten nicht fremd erregte Eichschwingkreis SW (LHF//Cres-HF), d.h. es fließt außer dem Strom des betreffenden u/i-Konverters kein Speisestrom, genau dann zu schwingen beginnen, wenn die Summe des bei Resonanz auftretenden Parallelleitwertes (1/Rref) und des durch den eingeprägten Strom des betreffenden u/i-Konverters bestimmten negative Leitwertes –G Null ist, bzw. negativ zu werden beginnt. Da uns die Frequenz mit welcher der Eichschwingkreises (LHF//Cres-HF) zu schwingen beginnt nicht interessiert, ist der zugehörige Wert des in den Eichschwingkreis (LHF//Cres-HF) eingespeisten negativen Leitwertes –G garantiert ein rein ohmscher Leitwert, unabhängig von der Phasenlaufzeit der zur Realisierung benötigten Verstärker. D.h. wir haben keinen Komparatorfehler, oder ähnliches, um 1/Rref = –G fest zu stellen. Der sozusagen mit seinem Einsatzpunkt einer Selbstschwingung verwendete Eichschwingkreis (LHF//Cres-HF), bildet dann die Komparatorfunktion für den Vergleich 1/Rref = –G bzw. (<oder> /–G/). Um aus dieser Aussage genau den Wert 1/Rref = –G zu erhalten, erfolgt die Verstellung des betreffenden u/i-Konverters durch den DSP so, daß zu Beginn der Kalibrierung die Verstärkung des u/i-Konverters soweit reduziert wird, daß am Eichschwingkreis (LHF//Cres-HF) keine Selbstschwingung festgestellt wird, falls die Selbstschwingung bereits zu Beginn der Kalibrierung auftritt. Ist die nicht der Fall, dann kann der DSP gleich in die andere Richtung, d.h. schrittweise eine zunehmende Verstärkung für den u/i-Konverter einstellen bis die Selbstschwingung einsetzt. Ist der Wert des genauen Schwingungseinsatzes gefunden, was durch Veränderung der Einstellung der Verstärkung im Prinzip auch mehrmals hintereinander fest gestellt werden kann, dann erfolgt die alternierende Umschaltung, bei der der jeweils neu kalibrierte u/i-Konverter den eingeprägten Strom –ig* wieder in den Meßschwingkreis Lmeß//Cres (oder auch CMeß//Lres) einspeist.

Eine weitere Alternative ist, die erläuterte Kalibrierung der u/i-Konverter auch dazu zu verwenden, um jeweils nach der Kalibrierung auf einen negativen Leitwert –G anschließend den positiven Kaskadenleitwert 1/RVL damit zu kalibrieren. Soll der positive Kaskadenleitwert 1/RVL nach einem anderen Wert kalibriert werden, als der in den Meßschwingkreis (Lmeß//Cres bzw. gegebenenfalls CMeß//Lres) eingespeiste negative Leitwert –G, dann wird ein eigener weiterer Schritt eingefügt, um vor der Kalibrierung von 1/RVL, den negativen Leitwert –G unmittelbar dazu passend abzugleichen, damit 1/RVL auf –G unmittelbar abgeglichen werden kann, auf 1/RVL + (–G) = 0. Um anschließend nochmals –G auf den in den Meßschwingkreis einzuspeisenden negativen Leitwert –G abzugleichen. Zu diesem Zweck weist der Eichschwingkreis SW (LHF//Cres-HF) des negativen Leitwertes einen umschaltbaren Resonanzleitwert (1/Rref/1/RefP, 294) auf.

Die Kalibrierung des positiven Leitwertes 1/RVL (294) erfolgt so, daß die Eingangsspannung des gerade kalibrierten u/i-Konverters vom Eichschwingkreis SW (LHF//Cres-HF) des negativen Leitwertes auf einen weiteren Eichschwingkreis SWP (LHFP/Cres-HFP) des positiven Leitwertes umgeschaltet wird (vgl. 294), dito wird der erzeugte Strom des u/i-Konverters auf diesen weiteren Eichschwingkreis (LHFP/Cres-HFP) geschaltet (vgl. auch zu 295). Der Unterschied zur vorherigen Kalibrierung ist der, daß nicht mehr die Verstärkung des u/i-Konverters abgeglichen wird, welcher den betreffenden negativen –G Leitwert erzeugt, sondern der positive Kaskadenleitwert 1/RVL auf den negativen Leitwert –G abgeglichen wird. Dabei kann für die Erzeugung des positive Kaskadenleitwertes 1/RVL beispielsweise die gleiche Schaltung verwendet werden, wie für den negativen Leitwert –G, mit dem Unterschied, daß keine Phasendrehung für den mit dem u/i-Konverter des positiven Leitwertes entsprechend erzeugten Strom vorgenommen ist, da der positive Leitwert eine Stromsenke darstellt. Dabei kann auch der Eichschwingkreis des negativen Leitwertes (LHF//Cres-HF) in Option zwei wahlweise durch FET-Schalter (RFP, RF) zu schaltbare Referenzleitwerte (1/Rref/1/RefP, 294) benutzen. Einen für den Abgleich in Bezug auf den positiven Leitwert und einen für den Abgleich in Bezug auf den negativen Leitwert. Bei diesem Kalibrierungsabgleich erhalten wir den gleichen Vorteil, wie für den Abgleich des negativen Leitwertes –G, daß ein durch die Laufzeit der Verstärker bei der Erzeugung von 1/RVL auftretender Phasenfehler keine Rolle spielt.

Dann sieht der Kalibrierungszyklus eines während der Kalibrierung vom Meßschwingkreis jeweils abgeschalteten u/i-Konverters, in welchem der andere u/i-Konverter jeweils an den Meßschwingkreis (Lmeß//Cres, bzw. CMeß//Lres) angeschaltet ist (um den zuvor kalibrierten negativen Leitwert als Strom –ig* in den Meßschwingkreis einzuspeisen) folgendermaßen aus:

  • a) An den Eichschwingkreis des negativen Leitwertes (LHF//Cres-HF) wird jener Resonanzwiderstand 1/RefP als Eichwiderstand angeschaltet, auf den der positive Kaskadenleitwert 1/RVL kalibriert werden soll und es wird der Strom des betreffenden u/i-Konverters (des negativen Leitwertes) auf diesen Wert –G = 1/RefP kalibriert, wobei der betreffende, im Kalibrierungszyklus sich befindende u/i-Konverter (des negativen Leitwertes) sowohl in Bezug auf die Einspeisung des durch ihn erzeugten Stromes, als auch in Bezug auf Zaführung seiner Steuerspannung, an den Eichschwingkreis des negativen Leitwertes (LHf//Cres-HF) angeschaltet ist (über die Multiplexer);
  • b) Der in Schritt (a) auf den positiven Kaskadenleitwert 1/RVL über den Eichwiderstand 1/Refp des Eichschwingkreises des negativen Leitwertes (LHF//Cres-HF) kalibrierte u/i-Konverter (des negativen Leitwertes) wird sowohl in Bezug auf die Einspeisung des durch ihn erzeugten Stromes, als auch in Bezug auf Zuführung seiner Steuerspannung, an den Eichschwingkreis (LHFP/Cres-HFP) des positiven Kaskadenleitwertes 1/RVL angeschaltet und dabei wird der positiven Kaskadenleitwert 1/RVL auf diesen Wert abgeglichen;
  • c) An den Eichschwingkreis des negativen Leitwertes (LHF//Cres-HF) wird jener Resonanzwiderstand 1/Ref als Eichwiderstand angeschaltet, auf den der negative Leitwert –G kalibriert werden soll und es wird der Strom des betreffenden u/i-Konverters (des negativen Leitwertes) auf diesen Wert –G = 1/Ref kalibriert, wobei der betreffende, im Kalibrierungszyklus sich befindende u/i-Konverter (des negativen Leitwertes) sowohl in Bezug auf die Einspeisung des durch ihn erzeugten Stromes, als auch in Bezug auf Zuführung seiner Steuerspannung, an den Eichschwingkreis des negativen Leitwertes (LHF//Cres-HF) angeschaltet ist (über die Multiplexer);
  • d) Der in Schritt (c) auf den negativen Leitwert –G über den Eichwiderstand 1/Ref des Eichschwingkreises des negativen Leitwertes (LHF//Cres-HF) kalibrierte u/i-Konverter (des negativen Leitwertes) wird sowohl in Bezug auf die Einspeisung des durch ihn erzeugten Stromes, als auch in Bezug auf Zuführung seiner Steuerspannung wieder an den Meßschwingkreis (Lmeß//Cres, bzw. CMeß//Lres) angeschaltet, während der zuvor andere an den Meßschwingkreis angeschaltete u/i-Konverter entsprechend Verfahrensschritt (a) an den an den Eichschwingkreis des negativen Leitwertes (LHF//Cres-HF) angeschaltet wird, um das Kalibrierungsverfahren aufzunehmen und nach den oben angegebenen Verfahrensschritten durchzuführen.

Da bei der Umschaltung in Schritt (d) am Meßschwingkreis annähernd gleiche Ströme umgeschaltet werden, die eingeprägt sind, und das Match der Umschaltung ein Bruchteil von 1 ns ist, wird das Meßergebnis kaum verfälscht, bzw. gegebenenfalls kann der betreffende Meßwert dann auch ignoriert werden.

Das gleiche gilt für den positiven Leitwert, der gleichfalls zwei jeweils alternierend betriebene u/i-Konverter benutzt. Einen um den jeweils aktuellen Leitwert 1/RVL zu erzeugen und in den Meßschwingkreis (Lmeß//Cres, bzw. CMeß//Lres) mit einzuspeisen, und einen um die Kalibrierung jeweils durchzuführen, damit der kalibrierte Wert anschließend wieder an den Meßschwingkreis angeschaltet, bzw. der angeschaltete Wert wieder kalibriert werden kann (jeweils in alternierender Umschaltung, die im Bruchteil 1 ns vor sich geht).

Wie immer, kann die beschriebene Kalibrierung auch realisiert werden, wenn die Meßimpedanz bzw. Meßadmittanz auch außerhalb eines Schwingkreises vorgenommen wird, ohne daß ein Meßschwingkreis verwendet wird.

In 234 ist noch die zu 267a bis 268b nachfolgend noch näher erläuterte Phasenmessung mit dargestellt, bei der die Phase des in den Meßschwingkreis (Lmeß//Cres, bzw. CMeß//Lres) hinein fließenden Stromes in Bezug zur Spannung gemessen und dadurch der Meßschwingkreis über die Verstärkungsregelung des eingespeisten induktiven Stromes igen exakt auf Resonanz gehalten ist. Die dabei ständig variierende Induktivität der nach dem L-Expander Verfahren erweiterten Lext spielt keine Rolle, da der gemessene Verlust über die stabile natürliche Indultivität L = Lmeß eingekoppelt, bzw. gemessen ist (das gleiche gilt für eine gegebenenfalls verwendete C-Shrinkage Methode an einer Meßkapazität C = CMeß). Aus diesem Grund spielt für diese Variante es auch keine Rolle, wenn die Phase des zur Realisierung eingespeisten negativen Leitwertes –G eingespeisten Stromes –ig von 180° (Gegenphase) etwas abweicht, weil die dadurch auftretende Blindkomponente zwar den Meßschwingkreis (Lmeß//Cres, bzw. gegebenenfalls CMeß//Lres) geringfügig verstimmt, was über die Verstärkungsregelung des eingespeisten induktiven Stromes igen (bzw. gegebenenfalls kapazitiven igen) sofort ausgeregelt ist. Weiters wird bei dem bevorzugten Kalibrierungsverfahren der Wert des in den Meßschwingkreis eingespeisten negativen Leitwertes –G unabhängig von der genauen Phase (d.h. auch etwas abweichend von 180°) genauestens nur auf den Wirkstrom –igen abgeglichen. Somit wir nach dieser Methode den negativen Leitwert –G extrem genau kalibrieren und mit ihm besonders genau messen können. Das gleiche gilt auch für die in Weiterbildung vorgenommene Kalibrierung des positiven Kaskadenleitwertes 1/RVL entsprechend 294.

In 234 ist der Multiplexer mit vier FET-Umschalter (des gleichen Wafers, bzw. Gehäuses) so ausgebildet, daß er die beiden Spannungen des Meßschwingkreises und des Eichschwingkreises (LHF//Cres-HF) zu jeder alternierender Umschaltung jeweils vertauschen kann, d.h. die vier FET-Schalter schalten die Spannungen. entweder paarweise direkt oder über Kreuz an die beiden u/i-Konverter an. Für die Erweiterung nach 294 ist ein weiterer Multiplexer vorgesehen, der die den Eichschwingkreis (LHF//Cres-HF) betreffende Spannung entweder vom Eichschwingkreis des negativen Leitwertes (LHF//Cres-HF) oder vom Eichschwingkreis (LHFP/Cres-HFP) des positiven Leitwertes anschaltet, dito die zugehörigen Ströme.

Zu 234: In 234 speist der linke u/i Wandler (1 mit iga) seinen Strom –iga gerade in den Meßschwingkreis (Lmeß//Cres, bzw. CMeß//Lres) ein, um den negativen Leitwert –G zu erzeugen, und der rechte u/i Wandler (2 mit igb) speist seinen Strom –igb in den Eichschwingkreises des negativen Leitwertes (LHF//Cres-HF) ein und befindet sich gerade in der Kalibrierungsphase. Dabei ist für den linken u/i Wandler (1 mit iga) der den Strom dem Meßschwingkreis zu führende FET-Schalter G1b leitend und die Zuführung zum Eichschwingkreis über FET-Schalter G1a gesperrt, und für den rechten u/i Wandler (2 mit igb) die Zuführung zum Meßschwingkreis über FET-Schalter G2b gesperrt, und der dem Eichschwingkreis den Strom zu führende FET-Schalter G2a leitend. Der Kreuzmultiplexer MUX schaltet über seinen linken Kanal die dem linken u/i Wandler (1 mit iga) zugeführte Spannung des Meßschwingkreises (gerade) durch, dito mit seinem rechten Kanal die dem rechten u/i Wandler (2 mit igb) zugeführte Spannung des Eichschwingkreises.

Bei der alternierenden Umschaltung der beiden u/i Wandler (1 mit iga und u/i Wandler 2 mit igb) schaltet der MUX die betreffenden Spannungen über Kreuz, so daß dann am linken u/i Wandler (1 mit iga) die Spannung des Eichschwingkreises und am rechten u/i Wandler (2 mit igb) die Spannung des Meßschwingkreises als. Steuerspannung jeweils anliegt, mit gleichfalls vertauschten Strömen der u/i Wandler, wobei der linke u/i Wandler (1 mit iga) dann den Eichschwingkreis und der rechte u/i Wandler (2 mit iga) den Meßschwingkreis speist.

In der Weiterbildung nach 294 sind noch die weiteren beiden u/i Wandler 3 und 4 zur Erzeugung des Kaskadenwiderstandes 1/RVL (bzw. Strom iRVL) dargestellt, mit den zugehörigen FET-Schaltern Gab und G4b über die, vergleichbar mit der alternierenden Anschaltung des negativen Leitwertes –G (vgl. G1b und G2b), die beiden u/i Wandler 3 und 4 als positive Kaskadenwerte 1/RVL an den Meßschwingkreis jeweils alternierend angeschaltet werden. Dabei können diese beiden u/i-Wandler wieder durch einen D/A-Konverter ausgeführt werden, der die Verstärkung und somit den Wert des Kaskadenwertes 1/RVL einstellt.

Dazu kommen noch für die Kalibrierung: die weiteren FET-Schalter G3a und G4a zur Umschaltung des Strompfades für jenen u/i Wandler 3 oder 4 (zur Erzeugung von 1/RVL), der gerade den Eichschwingkreis SWP des positiven Leitwertes speist; dito der Multiplexer MUXP zur Umschaltung der Spannung für den den Eichschwingkreis gerade speisenden u/i Wandler, um das oben angegebene Kalibrierverfahren durchzuführen. MUXP (294) ist wie der Multiplexer MUX in 234 als Kreuzmultiplexer ausgeführt (jeweils paarweise geradlinige Durchschaltung oder über Kreuz).

Weiters sind beim Eichschwingkreis SW (LHF//Cres-HF) des negativen Leitwertes (LHF//Cres-HF) sowie beim Eichschwingkreis SWP (LHFP//Cres-HFP) des positiven Kaskadenleitwertes (LHFP//Cres-HFP) noch Umschalter (G1c und G2c) vorgesehen, um in der Kalibrierungsphase, in der einer der beiden negativen Leitwerte, bzw. u/i-Konverter (1 oder 2) gerade für die Kalibrierung verwendet wird,

entweder den Eichschwingkreis SW (LHF//Cres-HF) des negativen Leitwertes für die betreffende Einstellung des Leitwertes –G = RefP an den die Kalibrierung betreffenden negativen Leitwert anzuschalten (für Abgleich auf –G = 1/RVL; oder –G = Ref für Abgleich auf –G durch –ig),

oder den Eichschwingkreis SWP (LHFP//Cres-HFP) des positiven Leitwertes an den die Kalibrierung betreffenden negativen Leitwert anzuschalten, um mit dem vorkalibrierten negativen Leitwert –G = 1/RVL den positiven Kaskadenleitwert 1/RVL abzugleichen.

Ist der in der Kalibrierungsphase sich befindende negative Leitwert, bzw. u/i-Konverter (1 oder 2) an den Eichschwingkreis SW (LHF//Cres-HF) des negativen Leitwertes (LHF//Cres-HF) angeschaltet, um nach dem vorgegebenen Resonanzleitwert des Eichschwingkreis SW abgeglichen zu werden, dann erfolgt durch die FET-Schalter (RFP, RF) die Umschaltung des zugehörigen Referenzleitwertes (1/Rref/1/RefP, 294), je nachdem ob mit dem Wert –G = 1/RefP der positive Kaskadenleitwert 1/RVL, d.h. der betreffende u/i Konverter (aus 3 oder 4) anschließend abgeglichen werden soll, oder ob der Wert –G = 1/Ref anschließend als negativer Leitwert in den Meßschwingkreis eingespeist werden soll. Vgl. dazu 295.

Hinweis: Die zu den Umschaltern vorgenommenen Bezeichnungen G#* symbolisieren jeweils das Ansteuersignal Gate, das vom das Verfahren steuernden DSP geliefert wird, wobei # der Nummer 1...4 des betreffenden u/i-Konverters zugeordnet ist, und die Buchstaben a ...c die entsprechenden FET-Schalterpaare der Umschalter bezeichnen. Die u/i-Konverter 1 und 2 sind Stromquellen und erzeugen jeweils. negative Leitwerte, d.h. um 180° verschobene (gegenphasige Speiseströme), die u/i-Konverter 3 und 4 sind (gleichphasige) Stromsenken und treten als weitere Belastung, d.h. als Verlust auf.

Eine weitere Option betrifft den Anschwingvorgang der Eichschwingkreise SW (LHF//Cres-HF) und SWP (LHFP//Cres-HFP). Da die Eichschwingkreise SW und SWP während der Kalibrierung bis auf den jeweils angeschalteten negativen Leitwert (jeweils u/-Konverter 1 oder 2) keine Einspeisung aufweisen, kann der Anschwingvorgang relativ lange dauern. Um ihn zu beschleunigen, wird (bzw. werden) zu jedem Test, ob der betreffende Eichschwingkreis SW bzw. SWP schwingt, oder nicht schwingt, mit einem FET-Schalter (INIT) ein (oder mehrere) entsprechende (an die Resonanzfrequenz angepaßter) Stromimpuls(e) init als Anschwinghilfe kurz eingespeist, und danach diese Speisung init sofort wieder hochohmig (INIT = gesperrt) geschaltet, um zu testen, ob die Schaltung schwingt.

Bei der Bemessung der Schaltung nach 294 ist zu berücksichtigen, daß bei der Kalibrierung des die positiven Leitwertkaskade 1/RVL (für den Abgleich von iRVL) betreffenden Konverters (jeweils 3 oder 4), was durch die gegenseitige Kompensation, bzw. Zusammenschaltung des abzugleichenden Stromes iRVL (der Stromsenke u/i Konverter 3 oder u/i Konverter 4) mit dem durch den negativen Leitwert kalibrierten Strom –ig (der Stromquelle u/i-Konverter 1 oder u/i-Konverter 2) am betreffenden Eichschwingkreis SWP des positiven Leitwertes vorgenommen wird, dem jeweils über diese Zusammenschaltung auf 1/RVL = –G zu kalibrierenden u/i-Konverter 3, bzw. u/i-Konverter 4 noch der positive Resonanzleitwert des Eichschwingkreis SWP parallel geschaltet ist, um dessen Stromanteil (als Leitwertanteil) der betreffende u/i Konverter geringer eingestellt werden, muß um 1/RVL auf –G zu kalibrieren. Weiters ist aus Gründen der Vereinfachung die über die Multiplexer MUX2 und MUX an die betreffenden u/i-Konverter als Steuerspannung zugeführte Spannung des Eichschwingkreis SWP über den Durchgangswiderstand des FET-Schalters G1c vorgenommen, dito für den Eichschwingkreise SW SWP über den Durchgangswiderstand des FET-Schalters G2c, was gegebenenfalls gleichfalls zu berücksichtigen ist.

Da sowohl für die Erzeugung des negativen Leitwertes –G, als auch für die Erzeugung des positiven Kaskadenleitwertes 1/RVP, die Kopplung der eingangsseitigen Steuerspannung, als auch die Stromkopplung des durch die spannungsgesteuerten Stromquellen (u/i) erzeugten Stromes über eine AC Kopplung (kapazitive Kopplung) erfolgt, z.B. unter Verwendung eines D/A-Konverters, dessen Referenzspannung die Steuerspannung ist, betrifft die Kalibrierung nur die Drift der Verstärkung und keinen Offset. Daher ist es ausreichend den Kaskadenwiderstand auf einen bestimmten Wert zu kalibrieren, wobei zu der Kalibrierung dieser Wert über die Stellgröße (unter Berücksichtigung des durch Messung bedingten Nebenschlußleitwertes) durch den Resonanzleitwert RrefP des für die Kalibrierung verwendeten Eichschwingkreises vorgeben wird, dito die zu dem Abgleich dazu erhaltene IST Stellgröße der die Einstellung von 1/RVL betreffenden spannungsgesteuerten Stromquelle (u/i) ins Verhältnis zu der SOLL Stellgröße für diesen Wert gesetzt wird, und dieses Verhältnis als Korrekturfaktor für die einzustellenden Leitwerte 1/RVL verwendet wird, bzw. umgekehrt, um die bei der Verlustmessung zu einem Abgleich des Summenverlustes erhaltenen Leitwerte richtig zu interpretieren (und sie gegebenenfalls nachher über eine Tabelle weiter in die eigentliche physikalische Meßgröße zu konvertieren). Vor der jeweiligen Abschaltung an den Meßschwingkreis (nach Kalibrierung), wird bei der alternierenden Anschaltung der Leitwerte von 1/RVL an den Meßschwingkreis, der unmittelbar (über den anderen u/i-Konverter) aktuell zuvor eingestellte Leitwert von 1/RVM wieder eingestellt, so daß sich praktisch keine Fehleinstellung für den Meßschwingkreis durch den ständigen alternierenden Wechsel der beiden u/i-Konverter zur Realisierung von 1/RVL ergibt. Dabei wird zu jeder Kalibrierung für jeden u/i-Konverter gesondert das Verhältnis der Verstärkungsänderung (über die Stellgrößen) ermittelt, um für den jeweils aktuell an den zu messenden Verlust angeschalteten u/i-Konverter die richtige Korrektur zu erhalten. Der für die kapazitive Stromkopplung der u/i Konverter (bzw. gegebenenfalls der Pufferverstärker) sich ergebende geringfügige Phasenfehler wird wieder durch die Regelung des Meßschwingkreises auf Resonanz, ausgeglichen. Da die Verstärkung von 1/RVL und –G über einen sich auf Resonanz befindenden Schwingkreis kalibriert wird, ist auch dieser geringfügige Phasenfehler durch die bevorzugte Kalibrierung eliminiert.

295c veranschaulicht den zeitlichen Ablauf (von links nach rechts) der einzelnen Zyklen. Die oberste Linie betrifft die alternierende Anschaltung des Stromes –ig des negativen Leitwertes (an die Meßimpedanz, bzw. Meßadmittanz, bzw. Meßschwingkreis), der abwechselnd von u/i-Konverter 1 und u/i-Konverter 2 geliefert wird, nachfolgend mit u/i(1) und u/i(2) bezeichnet. Darunter sind für jede alternierende Anschaltung von u/i(1) und u/i(2) jeweils die Kalbrierungsphasen für jenen u/i-Konverter dargestellt, der gerade jeweils nicht an den Meßschwingkreis angeschaltet ist. Dieser Konverter ist passend zu 295c, nachfolgend allgemein mit u/i(*) bezeichnet.

Der Konverter von den beiden Konvertern u/i(3) und u/i(4), das sind die welche für die Einspeisung des positiven einstellbaren Leitwertes zur Realisierung von 1/RVL vorgesehen sind, und der zwecks Kalibrierung jeweils gerade nicht an den Meßschwingkreis angeschaltet ist, ist mit ** in 295c mit bezeichnet.

Dabei sind jeweils folgende Eichphasen innerhalb einer Einspeiseperiode (in den Meßschwingkreis) eines Konverters, unterteilt in 3 Schritten vorgesehen:

Im ersten Schritt [u/i(*) an RrefP] speist der betreffende, das Kalibrierungsverfahren durchführende u/i-Konverter (*) in den Eichschwingkreis SW (LHF//Cres-HF//RrefP) des negativen Leitwertes (LHF//Cres-HF) seinen um 180° gegenüber der Spannung versetzten Strom ein, wobei die Steuerspannung des u/i-Konverters der Spannung am Eichschwingkreis SW entspricht. Dabei wird der u/i Konverter über seine Verstärkung durch den DSP so abgeglichen, daß der Eichschwingkreis SW gerade selbstätig zu schwingen beginnt (an der Schwinggrenze). Der SW (LHF//Cres-HF//RrefP) weist dabei einen Verlust RrefP auf, der dem nachfolgend abzugleichenden positiven Leitwert der Leitwert Kaskade –G = 1/RVL entspricht.

Im zweiten Schritt [u/i(*) an u/i(**)], speisen der zuvor auf –G = 1/RVL abgeglichene u/i-Konverter (*, aus u/i(1) oder u/i(2)) und der mit dem auf den Wert 1/RVL = –G abzugleichenden Konverter (**, aus u/i(3) oder u/i(4)) ihre Ströme in den Eichschwingkreis des positiven Kaskadenleitwertes SWP (LHFP//Cres-HFP) zusammen ein. Dabei wird der den positiven Kaskadenleitwert betreffende Konverter (**) über seine Verstärkung durch den DSP so abgeglichen, daß der Eichschwingkreis SWP gerade selbstätig zu schwingen beginnt (an der Schwinggrenze). Dabei ist die Steuerspannung beider Konverter (*) und (**) am Eichschwingkreis des positiven Kaskadenleitwertes SWP (LHFP//Cres-HFP) abgegriffen (in 294 über den in Serie liegenden Durchlaßwiderstand von G1c).

Somit der den positiven Kaskadenleitwert betreffende Konverter (**) über den zuvor auf –G = 1/RVL abgeglichene u/i-Konverter des negativen Leitwertes (*, aus u/i(1) oder u/i(2)) auf den Wert RrefP (von SW) kalibriert wird. Anschließend erfolgt die alternierend vorgenommene Umschaltung des soeben kalibrierten positiven Kaskadenleitwertes 1/RVL (realisiert durch **) als Belastung (iRVL) des Meßschwingkreises bei gleichzeitiger Abschaltung des zuvor angeschalteten positiven Kaskadenleitwertes 1/RVL (realisiert durch**). In 295 ist dies die Umschaltung von u/i(3) nach u/i(4) innerhalb einer Match Zeit von einigen 100 ps.

Im dritten Schritt (u/i(*) an Rref] speist der betreffende, das Kalibrierungsverfahren durchführende u/i-Konverter (*) in den Eichschwingkreis SW (LHF//Cres-HF//RrefP) des negativen Leitwertes (LHF//Cres-HF) seinen um 180° gegenüber der Spannung versetzten Strom ein, wobei die Steuerspannung des u/i-Konverters der Spannung am Eichschwingkreis SW entspricht. Dabei wird der u/i Konverter über seiner Verstärkung durch den DSP so abgeglichen, daß der Eichschwingkreis SW gerade selbstätig zu schwingen beginnt (an der Schwinggrenze). Der SW (LHF//Cres-HF//RrefP) weist dabei einen Verlust Rref auf, der dem in den Meßschwingkreis einzuspeisenden negativen Leitwert –G entspricht, der nach der Kalibrierung von (*, aus u/i(1) oder u/i(2)) in alternierender Umschaltung (bzw. Abschaltung) zum zuvor eingespeisten Leitwert (bzw. –ig) an den Meßschwingkreis angeschaltet wird. In 295 ist dies die Umschaltung von u/i(1) nach u/i(2) innerhalb einer Match Zeit von einigen 100 ps.

Anschließend wird das Verfahren erneut begonnen, wobei u/i(1) und u/i(2), dito u/i(3) und u/i(4) jeweils in Bezug auf Speisung/Belastung des Meßschwingkreises und Kalibrierung vertauscht sind. Wie immer ist die Verwendung des Meßschwingkreises optional. Das Verfahren kann zu jeder beliebigen Meßimpedanz/Meßadmittanz durchgeführt werden.

In das zu 294 als Anordnung und zu 295 als Verfahren veranschaulichte Verfahren können durch Erweiterung der betreffenden Multiplexer und FET-Schalter unter Verwendung der selben Eichschwingkreise SW und SWF eine beliebige Vielzahl weiterer u/i Konverter als Stromquellen (zur Realisierung weiterer negativer Leitwerte –G) oder auch als Stromsenken (zur Realisierung weiterer Kaskadenleitwerte 1/RVL) mit einbezogen werden.

Kombinierte Anwendung des L-Expander und C-Shrinkage Verfahrens:

Wie bei dem eingangs der Beschreibung demonstrierten Rechenbeispiel bereits erläutert, ist es sinnvoll für höhere Meßfrequenzen, bei der wir z.B. die selbe Meßspule, gegebenenfalls auch mit einer weiteren Wicklung (mit weniger Windungen) verwenden wie für eine Frequenz mit niedrigerer Messung (vgl. nachfolgendes Kapitel „Messung mit zweierlei Erregerfrequenzen, fu und fo" das C-Shrinkage Verfahren anwenden. Das C-Shrinkage Verfahren kann auch gut dazu benutzt werden, um die Resonanzkapazität umzuschalten. Z.B. mit Einspeisung eines kapazitiven Blindstromes igen(C) als Quellenstrom um die Kapazität zu verringern, ohne Einspeisung um mit der angeschalteten Kapazität die niedrigere Resonanzfrequenz zu bilden.

91 veranschaulicht ein Beispiel. Das Expander Verfahren zur Erzeugung des induktiven Blindstromes igen(L) als Quellenstrom erfolgt über die Komponenten B-Nachbildung für L, wie zu 273/274 bereits erläutert. Jedoch ist wie bei der Erzeugung des negativen Leitwertes –G (oben beschrieben zu 234 und 294) die Erzeugung des Blindstromes igen(L) doppelt vorhanden (QNLB1 und QNLB2), mit einem Multiplexer MUX zur Umschaltung, wobei eine Schaltung jeweils über den Multiplexer MUX den betreffenden Strom igen(L) in den Meßschwingkreis (Lmeß//Cres) einspeist und die andere Schaltung wie zu 273/274 durch den negativen Leitwert –G, der den Verlust der Induktivitäten Lref an der Grenze zu Null hält kalibriert wird. Die Umschaltung des erzeugten induktiven Blindstromes igen(L) durch den Multiplexer MUX erfolgt synchronisiert mit den Nulldurchgängen der Steuerspannungen, welche über die betreffenden u/i Konverter den gegenüber der Spannung u am Schwingkreis um 90° Phasen verschobenen Strom erzeugen. Dies ist auch bei der Erzeugung des negativen Leitwertes –G (oben beschrieben zu 234 und 294) der Fall. Jedoch aus Platz Gründen sind die betreffenden Komparatoren, welche die Nulldurchgänge zur Erzeugung dieser Arbitrierungssignale abtasten, in den Abbildungen nicht mehr eingezeichnet.

Wie aus 291 ersichtlich, wird die Steuerspannung zur Erzeugung der negativen Leitwerte –Gref welche die Eigenverluste und den Stromabgriffwiderstand RME kompensieren, nicht hinter, sondern vor dem Trennverstärker abgegriffen, wobei der Trennverstärker eine Verstärkung von 1 hat. Und zwar deshalb, damit erstens sich die Laufzeit des Trennverstärkers mit der Laufzeit des u/i Konverters, der den um 180° gegenphasigen Strom in die betreffende Induktivität Lref einspeist, kompensiert, und zweitens beim Abgleich des Schwingeinsatzpunktes, wann die Parallelschaltung von negativem Leitwert –Gref und Induktivität Lref selbstätig zu schwingen beginnt die Bildung des negativen Leitwertes über die gleiche Verzögerungszeit der Spannung erfolgt, wie dies auch für die Bildung des induktiven rückgespeisten Stromes igen(L) der Fall ist. Denn durch die Laufzeit des Trennverstärkers (und auch u/i Wandlers) wird kein idealer 90° Blindstrom erzeugt, sondern ein geringer Wirkstromanteil, der durch den negativen Leitwert –Gref gleichfalls kompensiert werden soll. Da der negative Leitwert –Gref die Spannung u unmittelbar am Schwingkreis vor dem Trennverstärker abgreift und daher beim Abgleich (bis zum Schwingeinsatzpunkt) durch den negativen Leitwert (–Gref) ein um die Laufzeit des Trennverstärkers geringfügig höherer Strom erzeugt ist, wird –Gref um jenen Teil niederohmiger, der notwendig ist, um den Anteil des erzeugten 90° Blindstromes, der eigentlich ein geringer Wirkstromanteil ist, mit zu kompensieren. Vgl. dazu auch weitere Maßnahmen in 273/274 und 234 und 294), wobei die Feststellung des Schwingungseinsatzes mit einem kurzen Testsignal auch jeweils initialisiert (bzw. angestoßen) werden kann, vgl. Erläuterung zu utest bei 282)

In der Zeichnung 291 ist oben rechts die B-Nachbildung für die Erzeugung des kapazitiven Blindstromes igen(C) als Quellenstrom dargestellt (QCNB). Wenn wir die Regelung der Resonanzfrequenz des Meßschwingkreises (Lmeß//Cres) nur durch den induktiven Blindstromes igen(L) steuern, können wir gegebenenfalls bei der Erzeugung des kapazitiven Blindstromes igen(C) auf eine Kalibrierung auch verzichten, wenn die Differenz iC – igen(C) nicht zu groß gewählt wird. Wird eine Kalibrierung benötigt, dann erfolgt dies wie für die Kalibrierung der B-Nachbildung für L beschrieben (unter Verwendung zweier Schaltungen QCNB1 und QCNB2). Die Spannung zur Bildung des negativen Leitwertes –Gref, mit dem der serielle Abgriffwiderstand RME des Kondensatorstromes iC kompensiert wird, erfolgt wieder am Eingang des Trennverstärkers. –Gref kompensiert auch den Innenwiderstand des Trennverstärker Ausganges (nicht explizit dargestellt).

Am Meßschwingkreis treffen sich somit drei Speiseströme. Der z.B. vom Verlust Richtkoppler gelieferte Quellenstrom iq (der sich auch aus mehreren Einzelströmen iqA, iqB zusammensetzen kann) und die beiden Blindströme igen(L) und igen(C), welche Quellenströme sind, d.h. igen(L) vergrößert die Induktivität und igen(C) verringert die Kapazität des Meßschwingkreises, wodurch sich die Güte auch bei hohen Resonanzfrequenzen und bei sehr hohem Parallelwiderstand Rp, entsprechend verschlechtert. Durch die Induktivität Lmeß fließt dann nicht mehr der volle Blindstrom (iC) des Kondensators Cres, sondern nur mehr iC – igen(C), dito fließt durch den Kondensator Cres nicht mehr der volle Blindstrom (iL) der Induktivität LMeß, sondern nur mehr iL – igen(L). Durch die bei gleicher Spannung u verkleinerten Ströme erhöhen sich dementsprechend die Blindwiderstände von Indultivität und Kapazität, d.h. die Indultivität vergrößerte sich entsprechend, die Kapazität verringert sich entsprechend. Zwar nicht reell, sondern nur für die Resonanzfrequenz, was genau beabsichtigt ist.

Weitere Alternativen und Varianten zur Ausführung des L-Expanders:

Die sich im Beispiel nach 273 ergebende Problematik, daß der in die B-Nachbildung über die Ausgangsspannung des Trennverstärkers (in L) eingespeiste Strom durch die Laufzeit des Trennverstärkers verzögert wird, und eine weitere Verzögerung sich über die Stromauskopplung des Blindwiderstandes (bzw. von L) durch den u/i-Converter (u/i Wandler, bzw. der spannungsgesteuerten Stromquelle) ergibt, können wir umgehen, indem wir für die Meßimpedanz, bzw. Meßadmittanz (hier Meßschwingkreis L mit Cres) gleichfalls eine Verzögerung vorsehen und die Verzögerung der B-Nachbildung unabhängig von dieser Verzögerung machen, so daß wir diese beiden Verzögerungen (in Abstimmung aufeinander) gut kompensieren können.

Zu diesem Zweck speisen wir in den Meßschwingkreis L//Cres den über den Lastausgang des Verlust Richtkopplers fließenden Quellenstrom iq0 über eine Standart gemäße passive Laufzeitverzögerung VZ (274) ein. Da wir über den Verlust Richtkoppler (VIP, bzw. LOWCOP) einspeisen, sind auf den Eingang der Laufzeitverzögerung VZ gegebenenfalls zurück wirkende Reflexionen unproblematisch. Da wir weiterhin den Verlust des Meßschwingkreises über den Q-Switch messen, entspricht am Ausgang der Verzögerungsleitung der Schwingkreis einer dem durch 1/RVL konstant geregeltem Summenverlust entsprechenden, konstanten ohmschen Last. Bzw. wird im Abgleichpunkt des Summenverlustes über den gesamten Meßbereich des Sensors nur über die „Regelschwingung", bzw. der sich abhängig von der jeweiligen Änderungsgeschwindigkeit der Meßgröße ergebenden Nachstellungstoleranz, der Wert des ohmschen Widerstandes eine der „Regelschwingung" entsprechende geringfügige Welligkeit aufweisen. D.h. daß die Verzögerungsleitung VZ praktisch eine konstante Dämpfung hat. Da somit Eingangsspannung uL und Ausgangsspannung uL der Verzögerungsleitung VZ ein festes Verhältnis haben, kann durch entsprechende Verstärkungseinstellung (in des Trennverstärkers die an der B-Nachbildung eingespeiste Spannung uL exakt identisch in Phase und Amplitude mit der am Meß-Schwingkreis anstehenden Spannung uL gemacht werden, gegebenenfalls sogar etwas voreilend, damit der über den u/i-Converter aus L der B-Nachbildung ausgekoppelte Strom igen möglichst 90° ideal induktiv Phasen verschoben ist, bezogen auf die Spulenspannung uL des Meß-Schwingkreises. In 273 ist für den Abgriff des Spulenstromes zur Feststellung, ob die Anordnung schwingt (zur Erzeugung des ERR Signals) als Option ein eigener Meßwiderstand RM eingezeichnet, an dem auch der Spulenstrom zur Ansteuerung des u/i-Converters zur Erzeugung von igen ausgekoppelt werden könnte. Oder umgekehrt, könnte der Abgriff des Spulenstromes zur Feststellung, ob die Anordnung schwingt auch über einen Fußpunktwiderstand (zusammen mit dem Abgriff der Spannung für den u/-Wandler) erfolgen (vgl. 267b und 268b).

In 274 ist weiterhin die Option eingezeichnet, daß die Nachbildung (B-Nachbildung) auch über den DSP simuliert werden kann, wenn die Spulenspannung uL des Meßschwingkreises über einen A/D Konverter in den DSP eingespeist und igen über einen D/A Konverter mit Stromausgang erzeugt wird (vgl. OPTION – DSP).

Oder in weiterer Option, wenn im abgeglichenen Zustand des Summenverlustes der induktive Speisestrom igen (von L) in entsprechender (induktiver) Phasenversetzung zum Quellenstrom iq0 unmittelbar durch den DSP (als Generator) erzeugt wird, d.h. in igen keinerlei Störspannungsanteile enthalten sind. Wenn in igen die von der Meßspule mit aufgenommenen Störspannungsanteile nicht enthalten sind, spielt dies nicht nur keine Rolle, da der Verlust Richtkoppler (VIP, bzw. LOWCOP) nur die auf die Erregerspannung bezogenen Verlust mißt, sondern wir erhalten dadurch sogar einen weiteren sehr interessanten Filtereffekt (bzw. gegebenenfalls Versteilerungseffekt für den Meßschwingkreis).

Wenn der zur Vergrößerung der Meßinduktivität L auf Lext in die Meßinduktivität L zurück gespeiste Strom igen die Frequenzanteile des Störsignals nicht enthält, dann wird die Meßinduktivität L nur für die Erregerfrequenz, bzw. Meßfrequenz (die igen betrifft) um Lext/L = iL/iLext erweitert. Für die anderen Frequenzanteile bleibt L = L. D.h. wir erhalten zusätzlich noch eine Filterfunktion. Weil 1/&ohgr;L parallel zum als Ersatzleitwert 1/Rp gemessenen Verlust liegt (L//Rp) und L <<< Lext, wird für sämtliche Frequenzen, außerhalb der Erregerfrequenz die gleichbleibende Indultivität L = L für den gemessenen Verlust praktisch einen Kurzschluß bilden, egal ob der Verlust unmittelbar ohne Kompensation von Lext oder innerhalb eines Schwingkreises gemessen wird, da die Resonanzfrequenz des Schwingkreises durch Lext//C bestimmt wird. Dadurch können wir die Symmetrierung für die Frequenzunabhängigkeit des Gleichlaufes der am Differenzverstärker gemessenen Spannungen uaa – ub (204 bzw. up – us (279) noch besser abstimmen, d.h. die Gleichtaktunterdrückung für gegebenenfalls eingekoppelte Störsignalanteile wird weiterhin verbessert. Weiters werden sämtliche Frequenzen, die neben der Meßfrequenz gegebenenfalls im Frequenzspektrum eines von der Meßspule aufgenommenen Störsignals enthalten sind, mit einer sehr steilen Filtercharakteristik unterdrückt. Weshalb z.B. auch der Skineffekt, der zwar durch die Symmetrierung des Störsignals (entsprechend einer symmetrischen Aufteilung der Verlustanteile des gemessenen Summenverlustes am Differenzverstärker des Bewerters) bereits mit unterdrückt ist, weiterhin noch unmittelbar an der Meßinduktivität (bzw. Meßkapazität) für ein aufgenommenes Störsignal mit hoher Dämpfung gemäß dem Verhältnis von Lext/L unterdrückt wird. Dabei ist wesentlich, daß diese Unterdrückung nur durch den Blindstromanteil mit dem L auf Lext durch die Rückführung des Blindstromes igen vergrößert wird, vorgenommen ist, und nicht durch den Wirkstromanteil, (das ist ein weiterer Trick). Der nach der DE 42 40 739 C2 gleichfalls patentrechtlich geschützte Q-Switch (1/RVL) gleicht im gemessenen Verlust 1/RVM, somit am Meßschwingkreis, jedoch immer nur einen Wirkstrom aus (1/RVM + 1/RVL = Summenverlust = konstant). Dieser Wirkstromanteil liegt mit der Spannung der Meßimpedanz bzw. Admittanz in Phase, und wird im Unterschied zum rein induktiven igen als Spulenstrom nur durch den gegebenenfalls vorhandenen negativen Leitwert –G rückgeführt. Zerlegen wir den z.B. über die Meßspule eingekoppelten Störsignalanteil iSTÖR = istörG + jistörL in einen (sehr geringen) Wirkstrom istörG (wegen des relativ hochohmigen 1/Rp = G) und einen relativ hohen Blindstrom jistörL (wegen dem relativ kleinen L), wobei dieser Blindstrom jistörL in dem in die Induktivität L zurück gespeisten Strom induktiven Stromanteil igen nicht enthalten ist, d.h. durch den Speisestrom des Verlust Richtkopplers als zusätzlicher Stromanteil, der dem relativ hohen Blindstromanteil jistörL entspricht, ersetzt werden muß, dann kommen wir zu folgenden Ergebnis: Für die Meßfrequenz (= Resonanzfrequenz des Schwingkreises) enthält igen den induktiven Anteil entsprechend Lext/L = iL/iLext = iL/(iL – igen), jedoch für die anderen Frequenzen nicht und für den durch die Kaskade 1/RVL auf einen konstanten Summenverlust (1/RVM + 1/RVL – G) jeweils nachgestellten Wirkstromanteil auch nicht. Somit sich für alle Frequenzanteile, welche außerhalb der Erregerfrequenz der Meßspannung liegen (d.h. z.B. für eine Störspannungseinkopplung) eine versteilerte Filtercharakteristik als entsprechend verringerte Dämpfung (d = Rs*√C/L + 1/Rp*√L/C) für diese Frequenzanteile (z.B. für einen Schwingkreis L//C) ergibt, die dem von der Speisung aufzubringendem Wirkstromanteil von (1/RVM + 1/RVL – G), in dem auch istörG enthalten ist, und dem Blindstromanteil jistörL entspricht (normiert auf die Spulenspannung uL !). Während für die Erregerfrequenz = Resonanzfrequenz die Dämpfung extrem größer ist: d = 1/Rp*√Lext/C = 1/Rp*√L*(iL/(iL – igen)/C.

Wie eingangs in einem Rechenbeispiel bereits nachgewiesen, erhalten wir durch die Komponenten L-Expander und Q-Damper eine sehr große Bandbreite bis zum Vielfachen der Resonanzfrequenz eines gegebenenfalls verwendeten Meßschwingkreises. Wenn der für den in die Meßinduktivität L zurück gespeiste Strom igen nur eine einzige Frequenz betrifft und keine Oberwellenanteile enthält, dann hat der gleiche Schwingkreis eine extrem schmale Bandbreite für das gesamte Frequenzspektrum, ausgenommen für die Meßfrequenz. Die Meßfrequenz bleibt in Bezug auf Änderung des Verlustes (des Schwingkreises), und nur das interessiert uns (damit sich der Verlust innerhalb der Periodendauer Tp der Meßfrequenz in einem Bruchteil dieser Zeit Tp mit dem Q-Switch schnell ausregeln läßt), sehr breitbandig. D.h. wir erhalten die für derartige physikalische Meßanwendungen, dito für das Datenübertragungsverfahren, bzw. Signalübertragungsverfahren, bei dem die Modulation des Datensenders durch Verlustvariation des eingekoppelten Verlustes und der Datenempfang durch die Messung dieses Verlustes vorgenommen ist (vgl. PCT/AT/00/00198) die absolut ideale Filtercharakteristik direkt an der Meßimpedanz, bzw. Meßadmittanz (induktiv oder kapazitiv). Das gleiche ist selbstverständlich auch für die duale Anwendung des C-Shrinkage Verfahrens möglich. Die Variante, bei der wir den in die Meßinduktivität L zurück gespeisten Strom (bzw., gegebenenfalls in eine Meßkapazität C zurück gespeisten Strom) igen nur für die Meßfrequenz (bzw. Erregerfrequenz) zurück speisen, somit igen keine weiteren Frequenzanteile enthält, nennen wir L-Expanderfilter bzw. C-Shrinkagefilter. Es ist evident, daß wir die Filtercharakteristik beeinflussen können, wenn wir in igen zusätzlich zur Meßfrequenz ein breiteres Spektrum oder auch bestimmte Frequenzen zulassen, für die sich die Induktivität L auf Lext (genauso wie für die Meßfrequenz) entsprechend mit erhöht (falls eine Anwendung dies erfordern sollte).

Für diese Option haben wir mehrere Ausführungsmöglichkeiten. Wenn wir vom Q-Switch Verfahren ausgehen, bei dem der Verlust an der Meßspule L praktisch konstant gehalten ist (1/RVM + 1/RVL – G), dann erhalten wir für die Ausführungsvariante eines Meßschwingkreises (Lext//C), bei dem Lext stets kompensiert und auf die Resonanzfrequenz nach geregelt ist, eine exakt stabile Phasenlage zum über den Verlust Richtkoppler (VIP, bzw. LOWCOP) eingespeisten Strom iq0 = iqA + iqB, wenn wir z.B. die Variante nach 204 für die Ausführung des LOWCOP verwenden. D.h. wir können iqA, iqB und igen, auch ausschließlich über den Signalprozessor DSP erzeugen, wobei wir durch besondere Maßnahmen diese drei Ströme stets im gleichen Verhältnis halten und bei Abgleich auf uaa – ub = 0 (auch für das Nutzsignal, durch Abgleich der Phasenlage und Amplitude von iqA und iqB) unabhängig von der Drift dieser drei Ströme sind. Wobei igen über einen weiteren D/A Konverter exakt induktiv, d.h. einer Phasenlage von 90° entsprechend und mit einer ausschließlich der Frequenz der Speiseströme iqA + iqB entsprechenden Frequenz in die Meßimpedanz, bzw. Meßadmittanz (bzw. Meßspule Lmeß, gegebenenfalls auch Meßkondensator CMeß) eingespeist wird.

Die geringfügige Regelschwingung, die sich an der Amplitude der Meßimpedanz, bzw. Meßadmittanz bei der Konstanthaltung des Verlustes durch 1/RVL (Q-Switch) oder auch durch direkte Regelung des gemessenen Verlustes 1/RVM über die Frequenz (Option FQ-Switch, vgl. spätere Erläuterung dazu), ergibt und nach der der induktive Strom igen gleichfalls mit gehen sollte, können durch Rückführung der an der Meßimpedanz, bzw. Meßadmittanz (bzw. an der Meßspule Lmeß, gegebenenfalls auch am Meßkondensator CMeß) abgegriffenen Spannung uL (uC), in den Generator (DSP, Signalprozessor), welcher die Speiseströme (z.B. iqA, iqB, igen, oder auch ip, icomp, igen) erzeugt, diese Schwankungen von igen (entsprechend uL, bzw. uC) mit erzeugt werden. Dabei geht es vor allem darum, daß die Phase von igen zur Spannung uL, bzw. uC einem Phasenwinkel von 90° nacheilend entspricht, vgl. auch zu 275b, wobei uL in Phase mit GL, jedoch für diese Erklärung keine Resonanzkaparität Cres mit einbezogen ist.

  • – Nachfolgendes Beispiel betrifft die zu 267a bis 268b beschriebene Variante, bei der die Meßimpedanz, bzw. Meßadmittanz in einen Meßschwingkreis L//Cres (bzw. C//Lres) geschaltet ist (wobei für den Schwingkreis Lext, bzw. Cext) maßgebend ist und durch Verstärkungsregelung (dig für den u/i-Konverter, oder auch bei der Erzeugung von igen durch den Generator, bzw. DSP) der induktive Speisestrom igen über die Regelung von Lext (bzw. gegebenenfalls Cext), den Meßschwingkreis exakt auf die vorgegebene Resonanzfrequenz hält.

Daß igen in Bezug auf eine Abweichung des Verlustes vom Summenverlust in der Phase exakt auf 90° (relativ zur Spannung des Meßschwingkreises Lext//Cres bzw. Cext//Lres) gehalten wird, ist wesentlich wichtiger, als daß die Amplitude exakt stimmt. Eine geringfügige Abweichung der Amplitude von igen bedeutet eine Änderung von Lext, derart, daß der Meßschwingkreis abweichend von der Resonanz eine abweichende Phase vom Wert Null hat, wenn wir mit einer bestimmten vorgegebenen Frequenz einspeisen. Die Bemessung von igen bestimmt jedoch wiederum über Lext die Resonanzfrequenz, wobei über die automatische Verstärkungsregelung von igen (z.B. über dig des Strom/Spannungswandlers u/i oder auch unmittelbar über den Generator oder DSP) für die Erzeugung von igen, die Amplitude stets so angepaßt wird, daß sich der Meßschwingkreis exakt auf der vorgegebenen Resonanzfrequenz befindet, und igen in Amplitude und Phase so eingestellt ist, daß im Abgleich des Summenverlustes bei Resonanzfreugenz des Schwingkreises, der Strom igen zur Spannung eine Phase von 90° hat. Da wir mit Präzisionsströmen einspeisen, ferner einen igen einspeisen wollen, der nur der Meßfrequenz der Speiseströme (z.B. iqA, iqB, igen, oder auch ip, icomp, igen) entspricht, weiters im Abgleich des Summenverlustes einen ausschließlich ohmschen Verlust (bei Resonanz des Schwingkreises) messen, weiters wir mit dem Q-Switch (1/RVL) nur einen Parallelleitwert 1/Rp ausgleichen und die Resonanzfrequenz vom (als Serienwiderstand transformierten) Parallelleitwert wegen des kleinen Verhältnisses vom Cres/Lext (vgl. Q-Damper) über den Abgleichbereich praktisch stabil bleibt, ist es ausreichend, wenn wir die Phase des Schwingkreises an dem Punkt messen, an dem wir auch den Abgleich des Q-Switch (1/RVL) steuern, und das ist der Bewerter BW des Verlust Richtkopplers (LOWCOP). Auf diese optionale Variante der Phasenmessung am Schwingkreis wurde bereits im vorangegangenen Teil der Beschreibung unter der Bezeichnung P-LOWCOP-Verfahren eingegangen.

Dabei verwenden wir beispielsweise für den Verlust Richtkoppler (LOWCOP) z.B. die Variante nach 204, bei der über die Speiseströme iqA und iqB über die Brückenzweige SEITE A und SEITE B asymmetrisch eingespeist wird, jedoch durch Anpassung mit einem (als Ersatz für den Allpaßausgleich 777, 265 verwendeten) einfachen ohmschen Längswiderstand (vgl. n*Rs) symmetrisch gemessen wird (uaa – ub) und durch Abstimmung von Amplitude und Phasenlage der in die Abschlußwiderstände Rp eingeprägten Speiseströme iqA und iqB im Abgleichpunkt des Summenverlustes der Last Zs auch für die Speisung ein Nullabgleich uaa – ub = 0 der Differenzspannung erfolgt (wie z.B. auch in dem Beispiel nach 279 für eine symmetrische Speisung mit Kompensationsstrom icomp).

Wie bereits zu 204 mit 298a erläutert, können wir als Alternative oder Ergänzung zur direkten Phasenmessung am Meßschwingkreis (vgl. Phi in 267a bis 268b) zur Nachstellung der Verstärkung von igen (bzw. Nachziehen von Lext auf die Resonanzfrequenz) die Phase auch ungefiltert direkt am Bewerter (BW) messen. Dies entspricht der eingangs bereits angesprochenen P-LOWCOP Funktion, (bzw. dem Verfahren). Wenn der Meßschwingkreis über die Messung der Phase der am Verlust Richtkoppler (LOWCOP) anstehenden Differenzspannung ständig, auch für sehr schnelle Änderungen des Verlustes in Bezug auf ständige Nachregelung auf den Abgleichwert des Summenverlustes auf Resonanz geregelt wird, ist es ausreichend den Strom igen ständig mit einer Phase von 90° (je nachdem ob eine Indultivität oder Kapazität erweitert werden soll, induktiv, oder kapazitiv) in Bezug auf die Speiseströme (z.B. iqA, iqB, igen für 204, oder auch ip, icomp, igen für 279) zu erzeugen. Die 90° von igen beziehen sich auf die Spannung am Meßschwingkreis, wobei die Phasenlage von iqA, iqB, igen für 204, bzw. auch ip, icomp, igen für 279) so eingestellt ist, daß igen zu dieser Spannung einen Winkel von 90° hat. Da die Amplitude von igen über die Messung der Resonanz des Meßschwingkreis geregelt ist, kann igen über den gesamten Bereich, und nicht nur für den Abgleichbereich des Summenverlustes stabil gehalten werden. D.h. wir benötigen zur Erzeugung von igen für diese Variante nur einen Generator und keine 90° Phasenverschiebung der Spannung mit entsprechender Spannungs-Stromkonvertierung mehr (z.B. über eine Nachbildung der Induktivität) und auch keine Spannungsauskopplung der Meßspannung des Meßschwingkreises mehr (bzw. keinen Trennverstärker). Diesen Generator können wir z.B. auch rein analog durch einen Frequenzgenerator mit entsprechenden Phasenschiebereinstellungen zur Verschiebung der Phasen der erzeugten Ströme und einer Verstärkungsregelung für igen realisieren, wobei die Ströme als eingeprägte Stromquellen erzeugt sind, oder wir können auch den Generator durch einen Prozessor, z.B. DSP realisieren, mit nach geschalteten A/D-Konvertern (Stromausgänge). Den Mittelpunkt für die Verstärkungsregelung von igen stellen wir dann in etwa so ein, daß die Mitteneinstellung der Stellgröße an igen dem Abgleichpunkt des Summenverlustes am Meßschwingkreis bei Resonanz entspricht, wobei sich der genaue Abgleich dann durch die Phasenmessung von selbst ergibt.

Bei der Erzeugung von igen mittels Generator benötigen wir auch keinen Laufzeitausgleich. Wenn wir einen DSP für die Erzeugung der Speiseströme und von igen als Generator verwenden (über D/A Konverter), wird die Verstärkung von igen gleichfalls durch Berechnung bestimmt. Dabei erfolgt ständig eine schrittweise Verstellung der Amplitude von igen zum Abgleich der Phasendifferenz der Differenzspannung (auf den Wert Null). Daß sich durch diese Verstellung an igen eine Amplitudenmodulation mit entsprechend erweiterter Bandbreite (neuer Frequenzanteile) entsprechend dem ablaufenden Abgleich des Summenverlustes geringfügig mit ergibt ist evident. Dadurch ergibt sich dann die tatsächliche Bandbreite des L-Expanderfilters, bzw. gegebenenfalls C-Shrinkagefilter. D.h. die Bandbreite zur Abgrenzung des Störsignal Frequenzspektrums paßt sich automatisch dem durch die Veränderung des gemessenen Verlustes über den Bewerter BW gesteuerten Nachlaufvorgang an (für die Regelung eines konstanten Summenverlustes), was ein weiterer großer Vorteil ist. Wir benötigen daher für diese Variante weder zusätzliche Filter noch zusätzlich gesteuerte Filter.

Die Bemessung von igen erfolgt dann einfach so, daß sich zu der physikalischen Induktivität L, bzw. gegebenenfalls Kapazität C und für die vorgegebene Frequenz, die Resonanzfrequenz ergibt. Dabei wird im Falle der Benutzung des FQ-Switch Verfahrens die Resonanzfrequenz des Meßschwingkreises durch igen an den Wert der jeweiligen Meßfrequenz angepaßt gesteuert. Auch hier bringt das Verfahren Vorteile, da wir die Frequenz sehr schnell durchstimmen können und da igen immer an der Meßfrequenz angepaßt ist und weiters die Amplitude von igen durch das P-LOWCOP verzögerungsfrei ohne nennenswerte Einschwingzeit mit gesteuert wird, die sich während der Frequenzzdurchstimmung nach einer Besselfunktion ergebende nennenswerte Bandbreite sich am L-Expanderfilter währende der Veränderung der Frequenz automatisch einstellt.

Diese Variante ersetzt daher die Nachbildung des Blindleitwertes zur betreffenden Erzeugung von igen, benötigt jedoch dann den LOWCOP mit der entsprechenden Phasenmessung P-LOWCOP am Bewerter.

Option: Für vereinfachte Anwendungen können wir die Phasenmessung natürlich auch unmittelbar am Meßschwingkreis über ein Filter (das gegebenenfalls auch sehr breitbandig sein kann) vornehmen, und mit den gemessenen Werten die Verstärkung von igen steuern (vgl. 274 Option: Trennverstärker/A/D-Konverter /DSP/D/A, wobei das Filter dann auch im DSP untergebracht werden kann). Wollen wir für eine solche Ausführung auf einen Laufzeitausgleich VZ (vgl.274) verzichten und die Spannung des Schwingkreises für die Phasenmessung nicht vor einem Laufzeitglied, sondern direkt am Meßschwingkreis abgreifen, dann erhalten wir noch eine zusätzliche Phasendifferenz entsprechend der Laufzeit des Trennverstärkers, weiters für die Abtastung des A/D-Konverters und der Rechenzeit für das Filter im DSP. Diese Zeit tphi müssen wir natürlich berücksichtigen. D.h. um am Meßschwingkreis die Resonanz (Phase = 0) anzuzeigen, muß die zwischen Speisestrom (vgl. Abgriff an RM mit DIFF in 267a bis 268b) und Spannung des Resonanzkreises gemessene Phase nicht Null sondern den Wert -tphi aufweisen (mit einer um tphi nacheilenden (oder gegebenenfalls auch voreilenden) Spannung gegenüber dem als Meßspannung für die Phasenmessung erfaßten Speisestrom des Meßschwingkreises). Das gleiche können wir auch realisieren, wenn wir für ein analoges Filter (z.B. am Trennverstärker Ft) die Laufzeit berücksichtigen, unter Umgehung eines Laufzeitausgleichs VZ. Bei der direkten Phasenmessung am Schwingkreis ist dann für den Stromabgriff des in den Schwingkreis fließenden Stromes gleichfalls ein entsprechendes Filter, der Bandbreite des Schwingkreises entsprechend vorgesehen, damit die Phase des Meßschwingkreises ohne Störsignal gemessen werden kann.

Die Verwendung eines Laufzeitausgleichs VZ macht jedoch dann Sinn, wenn von der anderen Variante Gebrauch gemacht wird, den als Blindstrom zu erzeugenden Strom igen über eine Nachbildung zu erzeugen und nicht durch eine feste Phasenverschiebung von 90° (in Bezug auf die entstehende Schwingkreisspannung bei Resonanz) durch einen Generator; damit igen auch über die Nachbildung exakt mit einer Phase von 90° eingespeist wird, z.B. wenn die Meßimpedanz/Meßadmittanz ohne Schwingkreis nur als Impedanz/Admittanz gemessen wird, (vgl. dazu Rechenbeispiel eingangs der Beschreibung), wobei dann die Messung z.B. durch Bewertung BW (am LOWCOP) der Differenzspannung unter Berücksichtigung der Phase erfolgt.

Die Zeit tphi bezieht sich natürlich nicht auf den absoluten Wert des in den Schwingkreis fließenden Stromes, sondern auf einen relativen Bezugspunkt, da der Strom gleichfalls durch den Meßabgriff verzögert wird, bzw. verzögert in den DSP eingelesen und für die Messung verarbeitet wird. Sind beide Verzögerungszeiten (für Spannung und Strom) gleich wird tphi Null, ist die Verzögerung für den gemessenen Strom größer, dann wechselt die Phasendifferenz tphi (bei der der Meßschwingkreis auf Resonanz ist) das Vorzeichen.

Variante für eine veränderliche Frequenz: Wie zu der Variante FQ-Switch Verfahren erläutert ist, kann es für bestimmte Messungen (z.B. wenn mit mehreren Frequenzen mit unterschiedlicher Eindringtiefe gemessen wird) sinnvoll sein, die Konstanthaltung des Summenverlustes unmittelbar über die Frequenzabhängigkeit des gemessenen Verlustes 1/RVM vorzunehmen und über die jeweiligen Wert der Meßfrequenz den Verlust zu bestimmen. Jetzt ist es jedoch so, daß dadurch die Regelung von igen mit einbezogen ist. Um in der Dimensionierung etwas freier zu sein, ist es daher sinnvoll, wenn die Resonanzkapazität Cres gleichfalls durch einen kapazitiven igen entsprechend der jeweiligen Verstellung der Resonanzfrequenz (zu Konstantregelung des Summenverlustes) der Resonanzfrequenz entsprechend mit gezogen wird (über Tabelle).

Wird z.B. nur eine einfache Spannungsauskopplung mit einer physikalischen Nachbildung verwendet, dann können wir z.B. den Trennverstärker auch unmittelbar als Filter für die Meßfrequenz ausbilden, erhalten dann jedoch nicht eine so hohe Meßbandbreite, weil die Einschwingzeit des Filters in die Bandbreite mit eingeht.

Umschaltung der Speisequellen von igen: Eine weitere Option ist, abhängig vom Abgleichpunkt für die Einstellung des Summenverlustes (was durch die Spannungsdifferenz uaa – ub = 0, bzw. gegebenenfalls up – us durch einen Differenzverstärker gemessen ist) noch eine Umschaltung vorzunehmen, bei der die Einspeisung von igen abhängig davon, ob der Abgleich des Summenverlustes erreicht ist oder nicht, aus unterschiedlichen Quellen vorgenommen wird: Im Abgleichpunkt oder Bereich des Abgleichpunktes wird der induktive Strom igen ohne Störsignalanteil von der Quelle generiert, die auch die Speiseströme iqA + iqB erzeugt, d.h. vom Generator (z.B. vom DSP) und enthält somit bereits ungefiltert keine Störsignalanteile. Außerhalb des Abgleichpunktes, bzw. außerhalb des Bereiches des Abgleichpunktes wird der induktive Strom igen mit Störsignalanteilen durch Abgriff der Spannung uL an der Meßspule, (bzw. gegebenenfalls uC am Meßkondensator) entweder unmittelbar, oder durch Mitwirkung dieser Spannung (uL bzw. uC) erzeugt. Z.B. durch eine externe B-Nachbildung (physikalisches L bzw. gegebenenfalls C), oder zumindest igen dann im DSP über die Spulenspannung uL des Meß-Schwingkreises entsprechend erzeugt ist, z.B. gegebenenfalls im DSP auch gefiltert vom Störsignal.

In Weiterbildung wird dann die Spannung uL an der Meßspule, (bzw. gegebenenfalls uC am Meßkondensator) abgegriffen und über einen A/D-Wandler dem DSP zugeführt, der diese Spannung filtert und daraus einen rein induktiven Strom igen entsprechend der Induktivität L (der tatsächlichen, physikalischen Induktivität L der Meßspule entsprechend) erzeugt, um durch Einspeisung von igen die Induktivität L auf Lext = L*(iL/(iL – igen) zu erweitern. Wird am Differenzverstärker ein Abgleich des Summenverlustes (1/RVM + 1/RVL – G = Konstante = 1/Rp) angezeigt, dann bedeutet das, daß am Meßschwingkreis ein definierter 1/Rp anliegt, somit igen unter Umgehung der Filterfunktion im DSP direkt erzeugt werden kann, d.h. die Speisequelle von igen umgeschaltet wird, dito wieder auf die Filterfunktion von uL bzw. von uC zurückgeschaltet wird, wenn der Abgleich des Summenverlustes (bzw. der Bereich) nicht mehr zutrifft. Dabei können in diesem Status noch weitere Umschaltungen vorgenommen sein, was die Filterfunktion betrifft (Bypaß-Funktion, etc.).

Weiters ist noch die Option vorgesehen (um Rechenzeit zu sparen), die B-Nachbildung anstelle über die Erzeugung des Stromes igen durch den DSP, unmittelbar über eine vom DSP gelieferte Spannung, die in eine physikalische Induktivität L als B-Nachbildung (anstelle des direkten Abgriffs über einen Trennverstärker) eingespeist wird, zu realisieren, um über diese physikalische Induktivität L den Strom igen unter weiterer Verwendung eines u/i Wandler zu erzeugen. Die B-Nachbildung mit dem u/i Wandler ist dann Bestandteil der Wandlerschaltung.

Wird igen durch den DSP unter Benutzung der über A/D-Konverter rückgeführten Spannung uL erzeugt (gefiltert) und soll dieser Strom igen beispielsweise rein induktiv sein, d.h. 90° der Spannung uL nacheilen, dann muß die Verzögerungszeit betreffend Eingabe (A/D Konverter), Rechenzeit, und Ausgabe (D/A Konverter) berücksichtigt werden. Verwenden wir eine physikalische Induktivität L für die Nachbildung, dann können wir dies auch unter Verwendung einer Phasenverschiebung des Spulenstromes in der Nachbildung durch entsprechende Anschaltung eines ohmschen Widerstandes tun. Soll igen kapazitiv erzeugt werden, dann kann unter Drehung der Phase um 180° (Invertierung) der Phasenwinkel durch den Verlust am für die Nachbildung verwendeten Kondensator weiterhin reduziert werden. Ist die Erregerfrequenz niedrig genug, können die betreffenden Phasenverschiebungen auch im DSP durch Berechnung erzeugt werden.

Hinweis: Der mit der Abkürzung DSP genannte Signalprozessor kann genauso durch alternative Schaltungen rein analog, oder analog/digital gemischt (unter Verwendung eines State-Machine Design, etc.) realisiert werden. Als DSP ist daher die Einheit für die Erzeugung der zur Erregerfrequenz gehörenden Ströme (Generator), weiters für die Bewertung der über den Differenzverstärker gemessenen Spannungsdifferenz (up – us, bzw. uaa – ub), dito die Nachstellung der Kaskade(n), weiters der Kalibrierungen (z.B. von –G) zu verstehen.

Weitere Optionen zur Anpassung der gemessenen Impedanz, Admittanz an die Speisung: Erforderlichenfalls können wir auch die Meßspule über zwei Gyratorstufen von L nach C/n und von C/n nach L*m transformieren (wobei n, m ein dem Gyrationswiderstand R entsprechender Faktor ist), und zusammen mit dem als hochohmigen Parallelverlust gemessenen Parallelwiderstand Rp in einen beliebigen niedrigeren Wert bei unveränderlicher Güte konvertieren, wobei dann der Gyratorausgang (bzw. das Tor) mit der transformierten Induktivität, der Induktivität des Meßschwingkreises L mit der angeschalteten Resonanzkapazität Cres des Schwingkreises entspricht, dessen Güte durch weitere Einspeisung des induktiven Stromes igen (in den Schwingkreis, an diesem Tor des Gyrators) bei Bemessung einer entsprechend kleinen Resonanzkapazität Cres, bei entsprechend großer Induktivitätsvergrößerung drastisch reduziert ist.

Weiters sind in 273 (dito in 274) in der B-Nachbildung mit den Punkten phi1, phi2 noch der Stromabgriff (phi1) des Stromes, der durch den Blindleitwert (über RM, bzw. RME) fließt, und dessen Phase relativ zur Spannung uL (an Abgriff phi2) der Spule gemessen wird, mit eingezeichnet. Der Phasenwinkel (gemessen zwischen den Abgriffpunkten phi1, phi2), bei welchem die Schaltung (B-Nachbildung) zu schwingen beginnt (detektiert durch ERR, vgl. weiter oben), wird im DSP abgespeichert und gilt als Grenze die über die Einstellung der Stellgröße dig des negativen Leitwertes –Gref (mit einem Sicherheitsabstand) einzuhalten ist. Dabei kann jederzeit diese Grenze unter Benutzung des ERR Signals (unter schrittweiser Vergrößerung des negativen Leitwertes –Gref ausgetestet werden).

Allgemeine Anwendbarkeit des Filtereffekts von L-Expanders und C-Shrinkage: Allgemein kann daher festgestellt werden, immer dann wenn mit einem Blindwiderstand (L, C), der beispielsweise in ein Filter (Schwingkreis, etc.) geschaltet ist mit einer bestimmten Meßfrequenz (= Filterfrequenz, bzw. Resonanzfrequenz) beaufschlagt wird und ein Blindstrom igen zur Verringerung des Blindleitwertes eingespeist wird, der außer der Meßfrequenz keinerlei fremde Frequenzanteile hat, erhalten wir eine wesentliche Filterversteilerung bei gleichzeitig sehr geringer Güte, bzw. hoher Bandbreite für die Meßfrequenz. Dieses Verfahren bzw., diese Filterversteilerung ist daher neben der beschriebenen Verlustmessung, auch unabhängig von den weiteren Bausteinen, wie Q-Switch, Q-Expander, bzw. C-Shrinkage (dito Q-Damper), und Verlust Richtkoppler, z.B, auch für Brückenschaltungen, etc., allgemein anwendbar. Insbesondere auch für übliche Wegmessungen oder Abstandsmessungen (dito Winkelmessungen) mit Kapazitätsmeßdosen, usw.., weshalb dafür um allgemeinsten Schutz weiterhin durch einen eigenständigen Nebenanspruch angesucht wird. Wird der Q-Switch verwendet, d.h. bei Anwendung für eine Verlustmessung der Verlust an der Meßimpedanz, bzw. Meßadmittanz konstant gehalten, dann kann durch ein weiteres sehr steiles Filter für die Einspeisung von igen (erzeugt von DSP) die Versteilerung des Meßschwingkreises, in den die Meßimpedanz, bzw. Meßadmittanz geschaltet ist, noch weiterhin verbessert werden (gegebenenfalls mit Bypaß Schaltung des Filters, immer dann wenn der Summenverlust gerade nicht abgeglichen ist).

Nachfolgend soll die bereits angesprochene und zu 253 dargestellte Variante des für die Messung verwendeten Verlust Richtkopplers, näher erläutert werden:

Hinweis: In den das Schutzrecht unmittelbar betreffenden zitierten Patenten DE 42 40 739 C2 (Q-Switch), vgl. auch PCT/AT/00/00198, ist die Meßinduktivität mit LM bezeichnet. Da hier die Gegeninduktivität des für die Messung bevorzugt verwendeten induktiven Vierpols mit LM bezeichnet ist, wird die Meßspule mit Lmeß (253) bezeichnet.

Die den Q-Expander betreffende Kompensation des ohmschen Verlustes der Meßspule durch den negativen Leitwert (–G) erfolgt hier an der ausgelagerten Meßspule Lmeß. Die Anschaltung des (optional zu verwendenden) Schwingkreiskondensators CM erfolgt gleichfalls an der Meßspule Lmeß, oder erforderlichenfalls auch an den Anschlüssen, von denen die Einspeisung der Ströme iqA und iqB her über die Brückenzweige A und B erfolgt. (vgl. dazu 298a).

Wenn wir 298a so modifizieren, daß die beiden primärseitigen Spulenpaare des Trafos T als eigene Transformatoren (Trafo 1 und Trafo 2) ausgebildet werden, deren Sekundärwicklungen in Serie geschaltet sind, dann erhalten wir die Schaltung nach 253. In 253 sind für die beiden Brückenstrompfade (A, B) nur andere Begriffe angegeben, und als Primärseite und Sekundärseite bezeichnet.

Die Anschaltung der Abgleichkaskade (1/RVL) erfolgt beispielsweise (als Option zu direkter Anschaltung) zwecks Anpassung mit einem Meßtrafo T oder über eine Gyratorschaltung, damit der durch die Kompensation des negativen Leitwertes –G verbleibende sehr geringe Restverlust bis in den Gigaohmbereich abgeglichen werden kann.

Der zur Messung des Verlustes, bzw. für die Speisung der Meßimpedanz (bzw. Admittanz) verwendete Verlust Richtkoppler teilt sich somit in zwei in Serie geschaltete Trafos auf Trafo 1 mit der Speiswicklung W1 (und der Ausgangswicklung a), und Trafo 1 mit der Speiswicklung W2 (und der Ausgangswicklung b). Eine unmittelbare induktive Kopplung zwischen der Speisewicklung W1 von Trafo 1 und der Speisewicklung W2 von Trafo 1 ist nicht erforderlich; kann jedoch auch gegebenenfalls mit einbezogen werden. Im nachfolgenden wird Trafo 1 mit die Speisewicklung W2 auch als Sekundärseite bezeichnet, dito Trafo 1 als Primärseite. Und daher auch die Meßabgriffe für die Differenzsignalauswertung up – us (oder gegebenenfalls auch rationale Auswertung) gleichfalls zwischen Eingang e2 (Primärseite mit up) und Ausgang e1 (Sekundärseite mit us) vorgenommen sind. Die Sekundärseite W2 des induktiven Vierpols wird hier auch als Ausgang (e1) der induktiven Vierpolschaltung bezeichnet, auch wenn an diesem Ausgang e1 gleichfalls eingespeist wird.

Die beiden Trafos weisen eine unterschiedliche Kopplung auf (Trafo 1 = lose gekoppelt, Trafo 2 = fest gekoppelt), wodurch sich für die Ersatzschaltbilder der Trafos unterschiedliche Serieninduktivitäten, und somit eine Asymmetrie zu den Meßpunkten des Bewerters ergäbe. Dabei entsprechen die an die Primärseite der Trafos jeweils angeschaltete Brückenzweige, beispielsweise der Schaltung nach 204.

Diese durch die unterschiedlichen Querinduktivitäten sich ergebende Asymmetrie wird durch in die Brückenstrompfade (vgl. Rs, 204) explizit eingefügte Induktivitäten symmetriert, wie beispielsweise zu 204, 298a bereits erläutert wurde. Somit ein über die Trafos (1 und 2) an die Brückenpfade zurück gespeistes Signal (z.B. Störsignal) für jeden Meßpunkt e11, e2 (204) nach der gleichen Ortskurve verläuft und daher Frequenz unabhängig als Gegentaktsignal uaa – ub = 0 (204) kompensiert wird. Die auf jeder Primärseite des Trafos dargestellte Kapazität CpP und CpS symmetrieren die Schaltkapazitäten der Trafos, weisen jedoch keine Resonanz für die Meßfrequenz auf (können jedoch falls erforderlich auch einer Resonanz entsprechen). Die weiteren eingezeichneten Kapazitäten und Widerstände sind zum Abgleich der Symmetrierung des Frequenzganges unter Einbeziehung der in den Brückenzweigen weiterhin verwendeten Blindwiderstände zum Ausgleich der Asymmetrie der Trafos vorgesehen. Die durch die unterschiedlichen Längsinduktivitäten der Trafos (1, T) verursachte und von der Last abhängige unsymmetrische Einkopplung des am Meßspulen-Schwingkreis (Lmeß//CM) auftretenden Verlustes (als Parallelleitwert 1/Rp) in Bezug auf eine unterschiedliche Belastung an der Primärseite der Trafos (up, us) wird weiterhin durch die asymmetrische Einspeisung der Speiseströme iqA, iqB entsprechend Schaltung nach 204 unterstützt. Die in 253 eingezeichneten Speiseströme iqp und iqs (mit den Punkten e1, e2) sind nur als Blockschaltbild zu verstehen. Jedoch kann als Alternative eine derartige zusätzliche Speisung vorgenommen werden, um eine direkt an der Differenzmessung der Spannungen uaa, ub erfolgende Phasenmessung, welche dann die Messung der Phase am Meßspulen-Schwingkreis (Lmeß//CM) zur Anzeige auf Resonanz betrifft, weiterhin zu unterstützen. Im Abgleichpunkt des Summenverlustes ist dann uaa, ub wieder in Phase. Nicht mit dargestellt ist die Einspeisung eines induktiven Blindstromes igen(L) in den Meßspulen-Schwingkreis (Lmeß//CM), die hier im Prinzip optional ist und nur zur Erweiterung der Bandbreite des Meßschwingkreises bei hochohmiger Messung (mit –G) verwendet ist. Die Primärseiten up, us der Trafos (1, 2) sind an die Schaltung nach 204 anstelle der dortigen zwei Wicklungen der Meßinduktivität angeschlossen, wobei der lose gekoppelte Trafo 1 von der Seite B gespeist wird, deren Innenwiderstand hochohmiger [(n + 1)*Rs] ist, und der fest gekoppelte Trafo 2 von der Seite A gespeist wird, deren Innenwiderstand niederohmiger [Rs] ist, weshalb der in 266 dargestellte Funktionsverlauf (Bereich) versteilert auftritt.

Die Symmetrierung der Asymmetrie des durch die beiden Trafoschaltungen (Trafo 1 und Trafo 2) gebildeten induktiven Vierpols mit wegen der unterschiedlichen Kopplung vorhandenen unterschiedlichen Längsinduktivitäten, erfolgt z.B. durch Serienschaltung einer abgleichbaren Induktivität mit den ohmschen Serienwiderstand Rs (auf der SEITE A), oder auch durch ein aufwendigeres Netzwerk, wenn bei der Trafoschaltung die Schaltkapazitäten zu hoch sind (die jedoch durch RoptP und RopS, ähnlich wie bei einem kapazitiven Spannungsteiler weiterhin auf Symmetrie abgeglichen werden können).

Mit der Schaltung nach 253 läßt sich der gleiche Effekt der Herstellung einer Asymmetrie der Längsinduktivitäten erreichen, wie er zu 298a und 204 bereits erläutert wurde, wo unter Verwendung unterschiedlicher induktiver Blindströme igen(L), die in Schaltung nach 298a auf der Primärseite von Trafo T eingespeist werden, eine Asymmetrie der Längsinduktivitäten an der Aufteilung der Last des gemessenen Verlustes erreicht wird (die in 204 durch explizite Beschaltung mit Induktivitäten wieder ausgeglichen wird).

Messung mit zweierlei Erregerfrequenzen, fu und fo:

Bei diesem Verfahren wird das Meßergebnis nicht von einer absoluten Messung abgeleitet, sondern aus dem Unterschied, der sich aus einer Messung mit einer niedrigen Frequenz fu und einer hohen Frequenz fo ergibt. Z.B. bei der Messung eines Flüssigkeitsspiegels an schäumenden Flüssigkeiten erhalten wir bei nicht schäumender Flüssigkeit den gleichen Wert wie bei einer schäumenden Flüssigkeit, wenn wir mit einer entsprechend niedrigen Frequenz fu messen. Messen wir hingegen mit einer hohen Frequenz fo, dann erhalten wir unterschiedliche Werte. Ähnlich verhält es sich, wenn wir z.B. mit einer entsprechend großen Feldspule als Meßspule Lmeß über die gesamte Oberfläche eines Marmeladeglases, oder ähnliches, messen um Schimmelpilze zu erkennen. Bei der Messung mit einer entsprechend niedrigen Frequenz fu erhalten wir mit und ohne Schimmelpilze gleiche Werte, bei der Messung mit einer hohen Frequenz fo, erhalten wir wieder unterschiedliche Werte.

Daher kann bei diesem Verfahren der mit der niedrigen Frequenz fu gemessene Wert als Referenzwert verwendet werden, auf den sich der mit der hohen Frequenz fo gemessene Wert bezieht. D.h. es kann weitgehend unabhängig vom Abstand der Meßspule gemessen werden, wenn die beiden Messungen mit der niedrigen Frequenz fu und mit der hohen Frequenz fo in unveränderlichem Abstand der Meßspule vorgenommen werden. Den Meßwert bilden wir dann aus den zu fo und fu erhaltenen Meßwerten aus deren Verhältnis. Und können so unabhängig vom Abstand der Sensorspule und unabhängig vom Temperaturgang des gemessenen Verlustes den Kodierwert bestimmten.

Die hohe Bandbreite und die Möglichkeit unabhängig vom Sensorabstand zu messen, bzw. besser gesagt, auszuwerten, gestattet auch das von Hand durchgeführte oder maschinelle abscannen von Flächen an Behältern oder Rohren bei der Lecksuche oder auch einen Riß nur an der Oberfläche zu erkennen, usw, weil wir sowohl mit niedriger Frequenz fu, bei einem Leck den gleichen Verlust messen, wie ohne Leck, mit hoher Frequenz fo jedoch unterschiedliche Werte erhalten.

Eine weitere Anwendung hiefür ist beispielsweise die im nachfolgenden Teil der Beschreibung näher erläuterte Variante, bei der eine Wirbelstromkodierung eines Verlustes durch entsprechende Durchbrüche (Schlitze oder Löcher im für die Kodierung verwendeten Material) vorgenommen ist, vgl. dazu 299 bis 330b.

Da wir auch bei einer Störsignalaufnahme extrem hochohmig messen können, kann als Trägermaterial für die Wirbelstromkodierung z.B. auch ein sehr dünnes Metallblech verwendet werden, und nur an der Oberfläche geritzt werden (Ritzen mit Laser, etc.) oder auch mit Durchbrüchen versehen werden (geätzt, gestanzt, Laserbearbeitung) werden (vgl. Blechgitter, 3006).

Werden diese Bleche z.B. direkt in eine Keramikfliese für eine Bodenmarkierung eingelegt, dann ist auch die Stabilität gegeben. Soll die Markierung auf einer starken Blechplatte aufgebracht werden, dann werden die Blechplatten als Zwischenlage (zum dünnen Metallblech) z.B. mit einem Sintermaterial beschichtet, um einen magnetischen Kurzschluß zum Blech her zu stellen, damit der von oben in das sehr dünne Metallblech eingekoppelte Wirbelstromverlust nicht unzulässig vergrößert wird. In 300b sind als Unterlage eng aneinander gelegte Streifen aus HF-Sintermaterial Fe(HF) vorgesehen. Somit die Platten auf jede Stahlkonstruktion aufgelegt werden können, z.B. als mit Wirbelstromverlust kodierter Längenmaßstab für einen Auslegerkran, usw.

Wird ein dünnes Blechgitter verwendet, um durch Verluste z.B. den Fußboden Koordinaten gemäß mit einem Längenmaßstab zu versehen, der unabhängig vom Meßabstand der Meßspule durch die Spule als Verlust gemessen werden kann (wie nachfolgend für die automatische Steuerung von Warenwagen, Hubstaplern, automatisch gelenkte Reinigungsgeräte, etc.,) noch beschrieben, dann kann das Blechgitter (gegebenenfalls nach einem Laserabgleich) direkt zwischen zwei Keramikplatten (als Fliese) mit eingebrannt werden.

Ein Beispiel für eines solche Kodierung als Längenmaßstab im Detail.

Die niedrigere Meßfrequenz fu wird so bemessen, daß mit und ohne Kodierung mit der niedrigeren Frequenz fu die gleichen Verlustwerte gemessen werden und mit der höheren Frequenz fo entsprechend unterschiedliche Werte gemessen werden.

Dabei können wir für die Variante, wo ein dünnes, mit Laser graviertes Blech verwendet wird, oder auch gegebenenfalls durch Feinätzen das in seinem Querschnitt entsprechend zu verringernde oder zu entfernende Material abgetragen wird, oder auch gegebenenfalls auch ein Gitter mit vollen Durchbrüchen zur Kodierung des Wirbelstromverlustes verwendet wird, noch eine weitere Maßnahme vorsehen, damit wir bei Messung mit der niedrigen Frequenz fu jeweils unabhängig von der Kodierung das gleiche Ergebnis erhalten, wobei ausschließlich für die höhere Frequenz fo ein von der Kodierung abhängiges und daher für unterschiedliche Meßpositionen unterschiedliche Verluste gemessen werden sollen. Daher durch Relationsbewertung der zu einer Meßposition jeweils mit der niedrigen Frequenz fu als auch mit der höheren Frequenz fo gemessenen Verlustwerte, eine unabhängig vom Abstand der Meßspule und unabhängig vom Temperaturgang des Leitwertes des Bleches, die Kodierung gemessen werden kann.

Zu diesem Zweck unterscheiden wir innerhalb des Kodiermusters zwischen einem Muster, welches im wesentlichen den Stromfluß der Wirbelströme der höheren Frequenz fo besonders beeinflußt (wobei gegebenenfalls die Wirbelströme der niedrigeren Frequenz fu gegebenenfalls durch das Kodiermuster auch geringfügig beeinflußt wird) und einem Muster, welches den Stromfluß der niedrigeren Frequenz fu besonders beeinflußt, jedoch nicht den Stromfluß der Wirbelströme der höheren Frequenz fo. Weshalb nach Abgleich des der zu kodierenden Information zu entsprechenden Wirbelstromverlustes für die höhere Frequenz fo (z.B. durch ein Punktmuster graviert oder mit Löchern) anschließend das ausschließlich den Stromfluß der niedrigeren Frequenz fu beeinflussende Muster abgleichen können, und zwar so, daß sich über die gesamte Meßlänge (d.h. zu unterschiedlichen Stromflüssen der Kodierung, welche die der Wirbelströme der höheren Frequenz fo betrifft) ein unveränderlicher Wert des mit der niedrigeren Frequenz fu gemessenen Verlustes ergibt (der als Parallelleitwert 1/Rp_fu der Meßspule gemessen wird.) gemessen in konstantem Abstand der Meßspule vom Meßteil (Blech), dito bei unveränderlicher Temperatur des Blechs (Als Bedingungen für den Abgleich mit der niedrigeren Frequenz fu, dito für den Abgleich des Kodiermusters für die höheren Frequenz fo nach einem, einer jeweils vorgegebenen Längenposition entsprechenden Verlustwert (der als Parallelleitwert 1/Rp_fo der Meßspule gemessen wird).

Als Modellvergleich für eine solche Kodierung können wir die Funktionsweise eines Kurzschlußläufers vorstellen, bei dem durch Nuten unerwünschte Ströme verdrängt sind.

Übertragen auf das Beispiel einer Längskodierung sehen wir z.B. auf einem dünnen Blech in Richtung des Maßstabes zahlreiche Kreise vor (GR, KL in 299b), von denen jeder einzelne als konzentrischer Kreis zu einem Kreisring ausgebildet ist, wie er in 299a vergrößert dargestellt ist und im Detail als weiters stark vergrößerter Ausschnitt in 299c (für den großen Kreis GR). Des weiteren können (optional) weiterhin auch kleine Kreise KR vorgesehen sein, um die Zwischenräume zu füllen, vgl. 299b und die Vergrößerung des Gittermusters in 300a. 299a zeigt einen einzelnen Kreis GR mit einem Haltesteg, mit der er jeweils mit den benachbarten Kreisen (GR, KR) innerhalb eines Gitters mechanisch verbunden ist. 300a.

Die mit einem Laser gravierien oder auch durch Durchbrüche hergestellten Kreise dienen praktisch der Isolation zur Stromlenkung. Wird ein durch Durchbrüche hergestelltes Gittermuster mit jeweils voneinander isolierten konzentrischen Kreisen (große Kreisringe GR, bzw. kleine Kreisringe KL verwendet, dann sind diese Kreise durch Haltestege miteinander verbunden, die zu Erhöhung des ohmschen Widerstandes für die hohen Frequenzen durch Querlinien (rz in 299) noch geritzt sein können. Es ist evident, daß beliebig viele weitere noch kleinere Kreise auf diese Weise die Zwischenräume des Gitters füllen können (Option). Die Kreisringe sind alle nach dem gleichen Schema aufgebaut.

Das Zentrum des Kreisringes ist sowohl für die niedrigere Frequenz fu als auch für die höhere Frequenz fo möglichst hochohmig und je nach Anwendung auch völlig durchbrochen (Loch, 300a), oder mit einem feinen Punktmuster in seinem Wirbelstromverlust hoch gesetzt. Das gleiche gilt für die Zwischenräume jeweils zwischen den Kreisen (Durchbrüche, 300a).

Innerhalb der Kreisbahn eines Kreisringes sehen wir jeweils ein Punktmuster (insI, insA, insM, 299a und 299c) vor, daß so beschaffen ist, daß für die niedrigere Frequenz fu durch das Punktmuster keine wesentliche Widerstandserhöhung auftritt, für die höhere Frequenz fo jedoch schon, und zwar entsprechend einem jeweils zu kodierenden Verlustwert, wobei wir der Einfachheit halber jeden Kreis mit einem bestimmten Verlustwert kodieren, so daß sich längs eines Maßstabes der gewünschte Funktionsverlauf ergibt, z.B. ein als Funktion der Länge linear mit der Länge sich ändernder Parallelleitwert 1/Rp (des Meßschwingkreises), der gegebenenfalls durch eine Tabelle noch nachlinearisiert sein kann, z.B. in Anlehnung der DE 42 40 739 C2 so, daß die Linearisierung unmittelbar über den hinzu addierten Wert 1/RVL (bzw. gegebenenfalls über –G auch subtrahierten Wert) vorgenommen ist, so daß sich für jeweils lineare Weglängen lineare Stellgrößen ergeben, die als Ausgangswert der Tabelle jeweils die betreffenden Kaskadenwerte zur Veränderung des Summenverlustes einstellen.

Jetzt ist es jedoch so, daß bei dieser Variante das vorangehend erläuterte FQ-Switch Verfahren bevorzugt wird, um eine direkte Verhältnismessung der mit der niedrigeren Frequenz fu als auch mit der höheren Frequenz fo zu gleichen Positionen der Sensorspule gemessenen Werte unmittelbar ohne zusätzlichen Summanden zu erhalten, um unabhängig von Abstand und Temperatur zu messen. Ändert sich die Temperatur, dann erhalten wir eine für beide Messungen (mit der niedrigeren Frequenz fu als auch mit der höheren Frequenz fo) übereinstimmende relative Stromänderungen bei den induzierten Wirbelströmen, bei gleichbleibender Induktionsspannung. Ändert sich der Abstand, dann erhalten wir für beide Messungen (mit der niedrigeren Frequenz fu als auch mit der höheren Frequenz fo) übereinstimmende relative Spannungsänderungen (somit auch Stromänderungen) und (und das ist hier wichtig) zu gleicher Änderung des die Induktion der Spannung entsprechenden elektromagnetischen Feldes. Somit ändern sich die Ströme für beide Messungen gleichfalls in gleicher Relation. Das die Spannungsänderung hier durch den Abstand erfolgt, d.h. durch eine Feldänderung und nicht durch eine Frequenzänderung verursacht ist, ist hier wichtig, weil sich dadurch keine Änderung der ausschließlich von der Frequenz und den geometrischen Abmessungen des Leiters und nicht von der Stärke des Feldes elektromagnetischen Feld entsprechenden Eindringtiefe ergibt.

Dabei gehen wir davon aus, daß der innerhalb des Kreisringes fließende Strom zwar durch das elektromagnetische Feld der Meßspule induziert wird, jedoch eigentlich kein realer Wirbelstrom ist, sondern ein in einer „Kurzschlußwindung" fließender Strom, der wiederum innerhalb der Kreisbahn ein ringförmiges elektromagnetisches Feld aufbaut, welches die eigentlichen Wirbelströme induziert. Diese eigentlichen Wirbelströme führen zu einer Art Skineffekt, und verdrängen bei der höheren Frequenz fo den Stromfluß (iHF in 299c, 300a) innerhalb des Kreisringes nach außen, wobei entsprechend der sogenannten Eindringtiefe der wesentliche Teil des Stromes nur an den beiden Rändern des Kreisringes (iHF) fließt. Bei der niedrigeren Frequenz fu fließt der Strom (iNF) jedoch über den gesamten Querschnitt, d.h. auch in der Mitte des Kreisringes. Da in der Mitte des Kreisringes jedoch kein wesentlicher Anteil des Stromes (iHF) bei der höheren Frequenz fo fließt, kann der bei der niedrigeren Frequenz fu fließende Strom (iNF) unabhängig vom bei der höheren Frequenz fo fließenden Strom (iHF) abgeglichen werden, indem der Bahnwiderstand in der Mitte des Kreisringes entsprechend verändert wird (vgl. insM in 299a und 299c).

D.h. weiters, bei der höheren Frequenz fo haben wir an den Außenrändern des Kreisringes eine höhere Stromdichte. Durch den Bahnwiderstand an den Rändern des Kreisringes kann daher der mit der Meßspule in den Kreisring eingekoppelte ohmsche Verlust für die höhere Frequenz fo unabhängig vom durch die niedrigeren Frequenz fu eingekoppelten ohmschen Verlust (der ja über die gesamte Meßlänge konstant bleiben soll), kodieren. Wie immer können Widerstandsänderungen durch verbesserte Leitfähigkeit (Auftragen) oder durch Abtragung des Materials über eine Erhöhung des Widerstandes realisiert werden, z.B. auch durch Abgleich mittels Laser.

Verringern wir beispielsweise durch Punktierung insA, insI (oder auch kurze Striche, etc.) an den Außenrändern den Querschnitt und somit den Stromfluß (iHF) für die höhere Frequenz fo, um damit den Verlust als durch die höhere Frequenz fo bestimmend gemessenen Kodewert fest zu legen, dann wird dadurch auch der Querschnitt für den Strom (iNF) der niedrigeren Frequenz fu verringert, d.h. wir erhalten durch den Abgleich von iHF am Rand des Kreisringes auch eine Beeinflußung des Verlustes, der mit der niedrigeren Frequenz fu gemessen wird. Eine geringfügige zwar, weil der gesamte Querschnitt für iNF sich relativ zur Querschnittsverringerung für den Abgleich von iHF (welchen nur der geringe Querschnitt entsprechend der Eindringtiefe betrifft) nur geringfügig auswirkt, jedoch soll diese unerwünschte Beeinflußung durch einen nachträglichen gesonderten Abgleich von iNF wieder korrigiert werden; was durch Punktierung insM (oder auch kurze Striche, etc.) längs der Mittellinie der Strombahn des Kreissringes erfolgt, vgl. 299a und 299c. In dem zu 299c dargestellten Beispiel ist dies so vorgenommen, daß für den Abgleich des Verlustes, welches den Strom iHF der höheren Frequenz fo betrifft, am äußeren Rand (insA) und am inneren Rand (insI) des Kreisringes in einem bestimmten Winkelraster @ jeweils ein Punkt gesetzt wird, oder nicht, je nachdem welcher Verlustwert kodiert werden soll. Dabei werden die zu setzenden Punkte über den gesamten Umfang des Kreisringes in möglichst regelmäßigen Abständen verteilt. Jeweils in der Mitte dieses Winkelrasters @, vgl. (@/2 in 299c) werden längs der Mittellinie der Kreisringe die Punkte für den Abgleich des Stromes (iNF), der die niedrigere Frequenz fu betrifft gesetzt. Es ist evident, daß anstelle der durch einen Laser abgetragenen Punkte auch Striche auch direkt gleich das Blech entsprechend geätzt werden kann und durch den Laser dann nur der Feinabgleich vorgenommen wird.

Zweckmäßigerweise wir für jeden Kreisring vorerst der Verlust, welcher die höhere Frequenz fo betrifft, abgeglichen und im Anschluß daran der Verlust mit der niedrigeren Frequenz fu abgeglichen.

In 299b ist noch dargestellt, wie durch die Meßspule über einen entsprechenden Meßstreifen, jeweils eine Vielzahl von solchen konzentrischen Kreisringen (hier nur mehr als Punkte sichtbar) abgeglichen werden. Dabei sind die Werte in senkrechter Richtung jeweils identisch, in waagrechter Richtung steigen sie entsprechend dem Längenmaßstab an, vgl. 1/RVM, (oder fallen ab, etc.).

Da wir unter Anwendung des L-Expander Verfahrens den Verlust auch mit extrem kleinen Induktivitäten einkoppeln können, kann der Durchmesser der für den Abgleich der Kreisringe (nur für den Abgleich) verwendeten Zylinderspule sehr klein gemacht werden, unter Verwendung feinsten Drahtes, wenn wir nur mit kurzen Burst Signalen kurzzeitig messen (um die Spule auch mit hohen Strömen speisen zu können). Diese kleine Meßspule, in 299d als L(Abgleich) bezeichnet, wird dann beim Abgleich konzentrisch passend über den abzugleichenden Kreisring positioniert, wobei gegebenenfalls für unterschiedliche Größen von Kreisringen (GR, KL) entsprechend unterschiedliche Durchmesser der Abgleichmeßspulen verwendet werden.

Den innerhalb der Meßfläche der eigentlichen Meßspule (Lmeß in 299a) gemessenen Verlust in möglichst viele gesondert abgleichbare „Partikel" aufzuteilen, hat den Vorteil, daß der Verlauf der Kodierung in Richtung Längenausrichtung des Maßstabes (1/RVM) in Bezug auf die dazu senkrechte Richtung sehr homogen abgeglichen werden kann. Wir messen daher nicht nur unabhängig vom Abstand, sondern vor allem auch davon unabhängig, wenn die Meßspule seitlich etwas aus der Spur gerät. Dabei wird die Präzision umso besser, je mehr „Partikel", bzw. Kreisringe sich im Meßfeld der Spule jeweils befinden.

300c veranschaulicht, wie eine Vielzahl solcher Kreisringe konzentrisch ineinander verschachtelt werden können, wobei die Ringe durch Haltestege (entsprechend 300a) gehalten sind. Oder als Alternative könnten z.B. die Ringe auch mit Silberpaste auf einer Isolation als Trägermaterial (Epoxi, etc.) gedruckt werden, oder in weiterer Alternative eine gedruckte Schaltung galvanisch beschichtet werden (verkupfert, etc.) werden. Werden die Kreisringe anstelle in einem Gittermuster isoliert auf ein Trägermaterial gedruckt, dann können die Haltestege weg gelassen werden.

Bevorzugte Bemessung:

Die ideale Anpassung für die mit fo und fu durchgeführten Messungen erhalten wir, wenn für fo und fu die gleichen Parallelleitwerte 1/Rp (welche den gemessenen Verlusten entsprechen) an der Meßspule gemessen werden, was durch die beschriebene Kodierung insofern zumindest näherungsweise erreicht werden kann, da der Verlust der niedrigeren Meßfrequenz fu in einem weiten Bereich unabhängig vom Verlust der hohen Frequenz fo abgeglichen werden kann. Dabei legen wir diesen Verlustwert für den Mittelwert von 1/Rp zwischen 1/Rpmin und 1/Rpmax fest, wobei 1/Rpmin und 1/Rpmax die Eckwerte der mit der höheren Frequenz fo gemessenen Kodierung betreffen. Bzw. gegebenenfalls der festgelegte Verlust der niedrigeren Meßfrequenz fu auch um einen bestimmten Faktor K von diesem Mittelwert abweichen kann.

Der Meßwert ist in diesem Fall das Verhältnis der zu den Frequenzen fo und fu gemessenen Verlustwerte, die wir über die Stellgrößen zur Veränderung der verwendete Meßfrequenz durchführen, wobei die Meßfrequenz, bzw. deren Stellgröße als Meßwert verwendet ist (FQ-Switch Verfahren).

Dieses als FQ-Switch Verfahren bezeichnete Meßverfahren wird durchgeführt, um den Summenverlust konstant zu halten. Anstelle, daß wir den Summenverlust durch eine geschaltete Kaskade stellen, verwenden wir als Steuersignal unmittelbar die passende Veränderung der Erregerfrequenz, bzw. Meßfrequenz, um 1/RVM konstant zu halten und verwenden den Frequenzwert als Stellgröße, bzw. Meßwert. D.h. wir benutzen die Frequenzabhängigkeit des gemessenen Verlustes, um den Verlust konstant zu halten.

In Anpassung an das Verfahren, welches unter Verwendung zweier Frequenzen fo und fu die Oberflächen Kodierung mißt, gehen wir so vor, daß mit der unteren Freuqenz fu der Wert (als Stellwert der Frequenz) gemessen wird, der uns den Wert 1/Rp mit 1/Rpfu = 1/RVMfu liefert, auf den wir anschließend den mit der höheren Frequenz fo gemessenen Wert abgleichen wollen: 1/Rpfo = K*1/Rpfu, wobei K eine Meßkonstante zur Bereichsanpassung des mit der höheren Frequenzen fo gemessenen Verlustes an den mit der niedrigeren Frequenz fu gemessenen Verlust ist. Der zur Kompensation von Umgebungsverlusten und vor allem zur Kompensation des Temperaturkoeffizienten TK des ohmschen Spulenwiderstandes Rs verwendete negative Leitwert –G ist durch entsprechende Auslegung des Referenzwiderstandes (Ref vgl. 234) auf den der negative Leitwert –G jeweils abgeglichen wird, so bemessen, daß er den TK von Rs kompensiert und weiters der resultierende Rs Null wird. Zu diesem Zweck brauchen wir bei Verwendung einer Schaltung nach 234 den Referenzwiderstand Ref nur als Nachbildung des durch die Serien Paralleltransformation als Parallelwiderstand Rp = (&ohgr;*Lmeß)2/Rs transformierten Serienwiderstandes Rs des Schwingkreises nachzubilden, wobei –G = Ref = Rp ist, mit identischem TK von Ref und Rs.

Bei der Durchführung des FQ-Switch Verfahrens wird der als Parallelleitwert 1/Rp (in Weiterbildung an einem Meßschwingkreis) gemessene Verlust (1/RVM = 1/Rp) der Meßimpedanz der Meßspule Lmeß sich bei Veränderung der Frequenz in zwei entgegengesetzte Richtungen verändern. Dabei wirken folgende drei Einflüsse aufeinander ein, wenn wir die Meßfrequenz beispielsweise erhöhen: Der Skineffekt (in den Kreisringen) reduziert durch Verringerung der Eindringtiefe den Verlust 1/RVM, die induzierte Spannung (d&#8709;/dt) erhöht den Verlust 1/RVM, und die Induktivität verringert den Verlust 1/RVM mit dem Quadrat der Frequenz, vgl. 1/RVM = (1/&ohgr;L)2*Rs. Praktisch können wir einen Bereich erhalten, wo der mit der niedrigeren Frequenz fu gemessene Verlust sich etwa im Bereich des mit der höheren Freuqenz gemessenen Verlustes fo befindet.

Durchführung des FQ-Switch Verfahrens:

Zuerst wird jeweils mit der niedrigeren Frequenz fu der Verlust 1/RVMfu gemessen, indem die Frequenz (der mit dem Bewerter BW festgestellten Abweichung des gemessenen Verlustes entgegenwirkend) solange verändert wird, bis die Meßkonstante dem Wert 1/Rpfu = 1/RVMfu (als Parallelleitwert des Meßschwingkreises) entspricht, wobei 1/Rpfu die als Summenverlust bezeichnete Meßkonstante ist, auf den der mit der niedrigeren Meßfrequenz fu eingekoppelte Wirbelstromverlust 1/RVMfu der Kodierung über die Frequenzvariation abgeglichen wird. Somit erhalten wir aus dem zugehörigen Frequenzwert von fu über eine Linearisierungstabelle den zugehörigen, mit der niedrigeren Frequenz fu gemessenen Leitwert G u. Wobei die Linearisierungstabelle eine Werteskala ist, in der die Eingangsgröße die Frequenz und die Ausgangsgröße der Parallelleitwert des Meßschwingkreises (bei mit –G kompensiertem Rs) ist, der jeweils dieser Frequenz entspricht.

Aus Gfu wird 1/Rpfo = K*1/Rpfu = K*Gfu berechnet.

1/Rfo entspricht dabei dem Wert des Summenverlustes, auf den der Abgleich bei Messung mit der höheren Frequenz fo vorgenommen wird. Als Meßergebnis erhalten wir den dem Abgleich entsprechenden Frequenzwert von fo, der über die bereits erläuterte Linearisierungstabelle den entsprechenden Leitwert liefert, den wir hier mit Gfo bezeichnen.

Anschließend bilden wir das Verhältnis der gemessenen Leitwerte Gfo/Gfu = Mw, um den Meßwert Mw der Kodierung zu erhalten.

Die mit der niedrigeren Frequenz fu gemessenen Leitwerte Gfu müssen nicht unbedingt zu jedem Wert des mit der höheren Frequenz fo gemessenen Leitwertes Gfo gemessen werden. Sondern es können auch weniger Werte von Gfu gemessen werden, als die mit der höheren Frequenz fo zur Erfassung der Kodierung Werte von Gfo gemessen sind. Für die Ermittlung des Meßwertes Mw sowie für die Ermittlung von 1/Rnfo als Meßkonstante zu welcher der Verlust Gfo mit der höheren Frequenz fo jeweils gemessen wird, wird dann jeweils der älteste Wert von Gfu genommen.

Hinweise: Das zu 299b dargestellte Beispiel einer homogenen Streifenkodierung kann genauso als monolythischer Chip ausgeführt werden, wobei die Bahnen und Isolationen dann weit unter 1 um betragen dürfen. In 299e ist nochmals der Unterschied zu einer einfachen Kodierung eines Streifens dargestellt, bei dem der Verlustwert 1/RVM über die unmittelbare Dichte der Löcher erzeugt wird (vgl. auch 212c) und mit einer einfachen Frequenz gemessen wird. Der Referenzwert wird dann von einem benachbarten Streifen bezogen, wie z.B. in 227 dargestellt, oder 212a oder 222 oder 247a. Die in 247a und 247b verwendeten Streifenkodierung ist nur als Beispiel zu verstehen und kann auch auf die zu 299b erläuterte homogene Kodierung adaptiert werden. Bei der homogenen Kodierung wird der Verlustwert dann ausschließlich durch den die höhere Frequenz fo betreffenden Verlust kodiert. Weiters ist auch die Kombination einer Kodierung über die Dichte mit den nach 300a erläuterten Kreisringen möglich.

299f veranschaulicht eine weitere Alternative, bei dem das den gemessenen Verlust betreffende Meßteil längs einer Mäanderspule, welche eine veränderliche Steigung aufweist, positioniert (bzw. verschoben) wird. Dabei ist ein Blechstück (hier eine Scheibe SB) als Verlust 1/RVM mit einer Vielzahl von Kreisringen GR entsprechend 299a versehen. Somit die Position der Scheibe SB unabhängig vom Abstand zur gedruckten Mäanderspule erfaßt werden kann. Die Scheibe SB kann dabei wie bei Trafoblechen aus mehreren mit einer Isolationsschicht (auch durch Lackierung, oder auch Eloxierung von Alu Blechen, etc.) jeweils isolierten Lagen bestehen, um den Verlust zu vergrößern. Die Mäanderspulen können auf einer Hartpapier Leiterplatte einseitig in jeder beliebigen Form, auch kreisförmig gedruckt werden. So können z.B. jede Art von Armaturen für den Fahrzeugbau, etc., mit kontaktlosen Reglern versehen werden. Wobei die Regler an einer Blende befestigt sind, die schnell von der Leiterplatte abgehoben werden kann.

Die Scheiben SB werden dann einfach in die Bedienelemente (z.B. Drehregler, Schieberegler, etc. eines Armaturenbrettes, etc.) eingesetzt, wobei, obwohl durch die Scheiben SB die vorgenommene Positionsabtastung einseitig vorgenommen ist, unabhängig vom Abstand gemessen wird.

Die Mäanderspulen können auch über Multiplexer der Reihe nach (zyklisch) mit einem Meßsignal jeweils beaufschlagt werden, wobei dann die Bewerterschaltung (LOWCOP) mit dem betreffenden Resonanzkreis der Reihe nach an die Spulen angeschaltet wird, wobei gegebenenfalls ein negativer Leitwert –G zur Kompensation des Durchgangswiderstandes der Multiplexer am Anschalteingang der Bewerterschaltung (LOWCOP) mit angeschaltet ist.

Da als Meßfrequenz auch eine Niederfrequenz verwendet werden kann, können eine beliebige Anzahl von Schaltern durch gedruckte Mäanderspulen auf diese Weise realisiert werden. Die beschriebe Anwendung ist eine Variante, bei der zwei Mäanderspulen paarweise verwendet sind, eine mit veränderlicher Steigung für die Längenmessung und eine parallel dazu mit unveränderlicher Steigung für die Messung eines Referenzwertes.

Eine weitere Möglichkeit das Verfahren anzuwenden ist, bei einer Absorptionsspule, welche als Saugkreis zwei Resonanzfrequenzen aufweist (bzw. umschaltet) Daten als Verlust an eine Meßspule zu senden, um unabhängig vom Abstand der Meßspule den Pegel des gesendeten Verlustes weiterhin absolut zu bewerten (vgl. auch PCT/AT/00/00198).

Für die anderen genannten Anwendungen des FQ-Switch Verfahrens, wie Messen des Pegels an einer schäumenden Flüssigkeit, oder Messen von Schimmelpilzen, wird dann das Verfahren in der gleichen Weise durchgeführt.

Eine weitere Anwendung bei der mit unterschiedlichen Meßfrequenzen gemessen wird um Vergleichsmessungen durchzuführen, ist z.B. eine mit sehr niedriger Frequenz sehr hochohmig durchgeführte induktive Verlustmessung für eine Feuchtigkeitsmessung am Boden, z.B. um eine automatischer Bewässerung zu steuern, etc. Oder auch eine Messung, um mit einem Ultraschallpflug gelockertes Erdreich (durch Vergleichsmessung vorher/nachher) zu überwachen, (vgl. 277, 278), usw.

Auch für medizinische Anwendungen ist die Messung mit unterschiedlichen Frequenzen interessant. Vor allem weil der Q-Expander so abgeglichen werden kann, daß er beliebige Umgebungsverluste, wie z.B. den Hautwiderstand, etc. kompensieren kann, d.h. es können mit großer Eindringtiefe, bzw. sehr niedrigen Frequenzen die Verlustwiderstände z.B. an Knochenbrüchen, etc. durch Vergleichsmessungen als Wirbelstromverlust gemessen werden und über empirisch ermittelte Vergleichsanalysen (zu gesunden Knochen) Aussagen getroffen werden, z.B. wie ein Knochenbruch verheilt, usw. Für diese Messungen wird die Meßspule (mit ihrer Stirnseite, bzw. auch Flachspule) dann an einer entsprechenden Vorrichtung (Binde, etc.) eng an der Hautfläche fixiert um mit ihrem Streufeld unter der Haut zu messen. Als Ergebnis wir dann wieder das Verhältnis des mit hoher Frequenz und mit niedriger Frequenz gemessenen Verlustes bewertet.

Weitere Varianten für die Ausbildung des induktiven Vierpols für eine allgemeine Impedanz-/Admittanz Messung:

Mit der zu 253 beschriebenen Anordnung läßt sich das Verfahren für beliebig komplexe Impedanzen, Admittanzen durchführen. Dabei besteht dies Anordnung aus zwei Trafos, Trafo 1 und Trafo 2, wobei ein jeder Brückenpfad jeweils Wicklung LMeß1 bzw. LMeß2 speisen. Beide Wicklungen (LMeß1 bzw. LMeß2) sind auf eine gemeinsame Meßspule gewickelt, welche den zu messenden Verlust 1/RVM einkoppelt. Wicklung LMeß1 wird über Anordnung 1 (z.B.) mit fu gespeist, Wicklung LMeß2 wird über Anordnung 2 dann mit fo gespeist, wobei sich die Frequenzen gegenseitig nicht stören, da wegen der Richtkopplerwirkung der betreffenden Vierpolschaltungen aus Anordnung 1, dito für Anordnung 2, eine rückwärts eingespeiste Spannung nicht zurück wirkt und somit in jeder Anordnung für sich, mit jeweils autarker Bewerterschaltung, die durch die unterschiedlichen Erregerfrequenzen fo und fu induzierten Wirbelstromverluste gleichzeitig gemessen werden können. Was jedoch für die Bemessung des konstant gehaltenen Summenverlustes berücksichtigt werden muß, das ist die Belastung, durch den jeweils anderen Richtkoppler, da die Belastung nicht aufgehoben wird, sondern nur für die Differenzspannungspfade symmetriert ist. Die beiden Vierpolschaltungen aus Anordnung 1 (fu) und Anordnung 2 (fo) sind dabei voneinander geschirmt getrennt.

Ist eine gleichzeitige Messung nicht erforderlich, dann kann gegebenenfalls auch mit nur einer Anordnung mit alternierender Umschaltung der Frequenzen gemessen werden, um sich die Berücksichtigung der Belastung durch den anderen Richtkoppler zu ersparen.

Diese hervorragende Störsignalunterdrückung bringt auch große Vorteile, wenn z.B. zur Messung des Wegverlaufes elektromagnetisch geschalteter Ventile (wie nachfolgend auch für spezielle Ausführungsbeispiele angegeben) der durch das elektromagnetische Feld der Betätigungsspule verschobene Kern (nach dem Prinizip der Näherungsmessung) durch eine auf der Betätigungsspule unmittelbar als Meßspule Lmeß aufgebrachte Meßwicklung in seinem Wirbelstromverlust gemessen wird. Somit erhalten wir eine sehr einfache Anordnung, um an derartigen Ventilen den Durchfluß, abhängig von der Kernposition zu messen. D.h. wir können einfache Schaltventile über eine entsprechende Regelung ihres Betätigungsstromes nach dem gemessenen Wirbelstromverlust, auch als Dosierventile benutzen.

Eine weitere Anwendung, wo die Auslagerung der Meßspule Lmeß aus dem induktiven Vierpol sehr vorteilhaft ist, ist eine Anwendung zur Abtastung eines allgemeinen Federweges (z.B. an einem Kraftfahrzeug oder einer Federwaage, einer Hydraulik, usw.) wobei dann die Feder als Meßspule Lmeß verwendet wird, in die entweder ein Kern als Verlust eintaucht, oder durch konische Verbreiterung/Verjüngung eines statischen Kerns, die Verluständerung in der Feder bzw. Spule gemessen wird, oder auch die Induktivität der Feder aus der Verlustmessung errechnet wird um darüber auf den Federweg zu schließen.

254b betrifft eine Variante, bei der die beiden Trafos, Trafo 1 und Trafo 2 (der Schaltung nach 253) in getrennten Schirmbechern (daher voneinander entkoppelt) untergebracht sind. In 254a dagegen sind die beiden Trafos, Trafo 1 und Trafo 2 lose gekoppelt in einem gemeinsamen Schirmbecher untergebracht.

Sollen die Kopplung der Wicklungen a bzw. b mit den Wicklungen W1 bzw. W2 durch den Aufbau festgelegt werden und nicht durch eine durch rückgeführten Steuerstrom igen erhöhte Querinduktivität, dann kann im Prinzip genauso vorgegangen werden. Wobei durch auf den Wickelkörper gleichfalls aufgesetzte und den betreffenden Spulen zwischengelegte perforierte Blechscheiben, deren Verlust durch den negativen Leitwert –G gleichfalls (transformatorisch eingekoppelt) mit kompensiert ist, auch sehr geringe Kopplungen realisiert werden können. Im weiteren sind aus der traditionellen Bandfiltertechnik zahlreiche Anordnungen zur Einstellung gewünschter Kopplungen bekannt, die auch hier angewendet werden können.

In 253 ist noch folgende Weiterbildungsvariante vorgesehen: Diese betrifft die Ausgestaltung des negativen ohmschen Leitwertes –G, der hier den in der ausgelagerten externen Meßspule Lmeß auftretenden Summenverlust reduziert. Es geht darum, daß jede Art der Realisierung eines negativen Leitwertes einen Phasenfehler aufweist, da der um 180° entgegengesetzt zur Spannung fließende Strom, wegen der Phasenlaufzeit der Bauelemente nur theoretisch der Spannung genau um 180° entgegen gerichtet gesetzt fließt, d.h. der negative Leitwert einen Phasenfehler aufweist, den wir entweder vernachlässigen müssen, oder wie nachfolgend erläutert, durch eine raffinierte Maßnahme auch kompensieren können. Dabei interessiert uns nur die Erregerfrequenz, da die anderen Frequenz Anteile, die in der externen Meßspule Lmeß gleichfalls noch auftreten können, ohnehin durch den induktiven Vierpol, bzw. Lufttrafo über die bevorzugte Unterdrückung des Gleichtakt Signals bei der Bewertung von up – us, bzw. (up – us)/up, bzw. (up – us)/us, bzw. up/us, etc. (je nach verwendeter Variante) kompensiert sind. D.h. am Ausgang des Differenzverstärkers (für die Verstärkung von up – us bzw. uaa – ub) nur mehr die Erregerfrequenz auftritt.

Bei der Erzeugung eines negativen Leitwertes –G, wird die an dem positiven Leitwert (das ist der Summenverlust, dem der negative Leitwert –G zwecks Kompensation parallel zu schalten ist), auftretende Spannung abgegriffen. Vgl. uL*u in 253, wobei n... Transformations-verhältnis, wenn der resultierende Summenverlust wesentlich geringer ist, als die Abschlußleitwerte am induktiven Vierpol, bzw. Lufttrafo. Die am Summenverlust abgegriffene Spannung wird einem Spannungs-Stromwandler zugeführt und der dem ohmschen Gesetz uL*n/Rref entsprechende Strom (mit Rref als Wandlerkonstante) wird gegenphasig zur Spannung (des Summenverlustes) als zusätzliche Speisequelle zur Entlastung der über die Trafos (Punkt e3P) vorgenommenen Einspeisung in die Meßspule Lmeß eingespeist. Wodurch sich der an dieser Meßspule Lmeß gemessene Summenverlust um den über den negativen Leitwert –G eingespeisten Strom verringert und dieser Strom möglichst 180° gegenphasig zur Spannung sein soll.

Da wir nicht in die Zukunft sehen können (um die Laufzeit td für die Spannungs-Stromwandlung zu eliminieren), erzeugen wir uns den vom negativen Leitwert –G gelieferten Strom nicht über die Spannung, an welcher der Leitwert angeschaltet ist (da hier ein breitbandiges Frequenzspektrum durch das Störsignal auftreten kann), sondern von einer weiteren Generatorspannung, welche von der am Summenverlust auftretenden Spannung uL*n zwar mit erzeugt ist, jedoch nur mehr die Meßfrequenz enthält, ohne daß besondere Filtermaßnahmen dazu notwendig wären (weil sonst die Einschwingzeit eines solchen Filters die Meßbandbreite sonst unnötig reduzieren würde).

Enthält die Erzeugerspannung, welche den negativen Leitwert –G betrifft, nur mehr die Meßfrequenz, dann kann durch voreilende Phasenverschiebung (z.B. über eine RC-Glied Beschaltung eines Verstärkers), bei der ein der Spannung voreilender Strom über einen Widerstand ausgekoppelt und anschließend verstärkt wird, die Laufzeit td entsprechend der Spannungs-Stromwandlung, über welche die Phasendrehung (180°) des Stromes –iG für den negativen Leitwert –G erzeugt ist, kompensiert werden. Daß der negative Leitwert für andere Frequenzen, welche einem Störsignal entsprechen, keinen gegenphasigen Strom liefert spielt keine Rolle, da das Störsignal dadurch um so besser unterdrückt wird, da für sämtliche andere Frequenzen der Q-Expander dann keine Erhöhung der Güte des gemessenen Verlustes 1/Rp vornimmt, sondern nur für die in die Meßspule (bzw. gegebenenfalls Meßkapazität) eingespeiste Meßfrequenz, bzw. Erregerfrequenz.

Vergleichbar mit dem zur Erzeugung von igen bereits zu 274 erläuterten Filtereffekt (in Bezug auf L und Lext), erhalten wir hier für den ohmschen Verlust 1/Rp zwei unterschiedliche, Frequenz abhängige Werte: Einen sehr geringen Verlust 1/Rp für die Meßfrequenz, wobei der geringe Verlust sich durch die Rückspeisung des Stromes –iG ergibt, und einen hohen Verlust 1/Rp für alle anderen Frequenzen, die in –iG nicht enthalten sind und daher von der Speisequelle des Speisestromes iq0 gespeist werden müssen, was über die eingeprägte Stromspeisung des die Speisung vornehmenden Verlust Richtkopplers einen entsprechend hohen Spannungsabfall für diese Frequenzen erzeugt, für die Meßfrequenz jedoch nicht. Es ist evident, daß wir diese Filtercharakteristik beeinflussen können, wenn wir in –iG zusätzlich zur Meßfrequenz ein breiteres Spektrum oder auch bestimmte Frequenzen zulassen, für die sich der ohmsche Verlust 1/Rp (genauso wie für die Meßfrequenz) entsprechend mit verringert (falls eine Anwendung dies erfordern sollte). In Anlehnung der benutzten Begriffe L-Expanderfilter und C-Shrinkagefilter wollen wir diese Option Q-Expanderfilter nennen.

Entsprechend den für eine optionale Weiterbildung bereits erläuterten Maßnahmen zur Erzeugung des induktiven Rückführungsstromes, bzw. Speisestromes igen (vgl. Filterung von uL bzw. uC) zur Erzeugung eines Störsignal freien rein induktiven Stromes igen, können wir die gefilterte Spannung uL bzw. uC im Signalprozessor DSP (zugeführt über A/D-Konverter) auch dazu verwenden, den negativen Leitwert zu erzeugen, bzw. dessen Strom –iG (vgl. 264). Dabei wird wieder eine Umschaltung vorgesehen (HSU), wobei außerhalb des Bereiches für den Abgleich des Summenverlustes, der Leitwert über eine extern angeschaltete (übliche). Schaltung CIRC (vgl. 264) erzeugt wird, und innerhalb des Bereiches, bzw. im Status des abgeglichenen Summenverlustes, der Leitwert über den DSP erzeugt wird.

Und dabei wenden wir in Weiterbildung der Erfindung folgenden Trick an: Genauso wie zur Stabilisierung der Drift der Meßinduktivität L, bzw. gegebenenfalls Meßkapazität C (vgl. Erläuterung zu 267 bis 268b) eine Referenzmessung OPTION erfolgt, oder zur Kompensation der erweiterten Induktivität Lres, oder auch zur unmittelbaren Erzeugung (von igen), der induktive Strom igen über die Messung der Phasenlage (ohne Störspannungsanteile) nach der Resonanzfrequenz des Meßkreises geregelt ist (vgl. F, F Phi, in 267a, 268a oder die alternative Variante, daß igen mit fester Phasenverschiebung zu den Speiseströmen durch den Generator, bzw. DSP erzeugt wird und die Phasenlage am Bewerter BW des Verlust Richtkopplers gemessen wird), wobei die Einschwingzeit des Filters keine Rolle spielt, wenn wir nur die Drift von igen (einschließlich von L) kompensieren (wobei in Weiterbildung die Referenzmessung OPTION die Drift von L zur Korrektur des Meßergebnisses noch gesondert fest stellt), wollen wir die Laufzeit für die Erzeugung des dem negativen Leitwert entsprechenden Stromes –iG (vgl. 264) nicht nur kompensieren, sondern auch noch die Drift der Laufzeit stabilisieren.

Dabei können wir wiederum voraus setzen, daß durch die Verwendung des Q-Switch Verfahrens, die Phasenlage an der Meßspule (bzw. Meßkapazität) an die der Q-Switch (bzw. negative Leitwert –G) angeschaltet ist, wegen der hohen Güte (von L !) sich nicht ändert und weiters wegen der ständigen Nachregelung der Kompensation von (Lext//Cres), – wobei Lext eine sehr geringe Güte aufweist-, auch unabhängig vom Abgleich des Summenverlustes der vom DSP erzeugte Speisestrom iq0 exakt in Phase mit dem durch den positiven Anteil des Summenverlustes 1/Rp fließenden ohmschen Strom ist. Aus diesem Grund synchronisieren wir die Phasenverschiebung zwischen dem, dem negativen Leitwert entsprechenden Strom –iG und dem Speisestrom iq0 (erzeugt über iqA und iqB, 204, oder über ip in 279) exakt auf 180° Gegenphase, und zwar indem wir die Phase des dem negativen Leitwert entsprechenden Stromes –iG bei der Erzeugung entsprechend verschieben, indem wir noch einen weiteren Strom (–IGN_DSP), hinzu addieren, der durch den DSP erzeugt wird.

Dabei messen wir die Phasenlage zwischen dem Strom des positiven Leitwertes 1/Rp und des negativen Leitwertes –G, um diese Phasenlage durch Einspeisung eines weiteren Stromes (–IGN_DSP) exakt auf den Wert 180° (Gegenphase) zu halten, wobei allerdings in diesem Meßwert die Laufzeit des Filters, zur Filterung des Stromes des positiven Leitwertes 1/Rp mit berücksichtigt ist.

Der Bezug für die Phasenmessung (gegenüber der Schwingkreisspannung uL) des im positiven Anteil des Summenverlustes 1/Rp fließenden ohmschen Stromes erfolgt z.B. unmittelbar im den Strom erzeugenden Signalgenerator, welcher den eingeprägten Strom iq0 erzeugt.

Da wir von einer stabilen Phasenlaufzeit (für die Meßfrequenz !) im Verlust Richtkoppler ausgehen können, und weiters die Blindstromanteile von Lext//Cres im Meß-Schwingkreis exakt Null sind (weil über die Phasenmessung Phi stabilisiert) muß der Phasenwinkel zwischen dem Speisestrom iq0 (273) und dem im positiven Anteil des Summenverlustes 1/Rp fließenden ohmschen Strom, exakt Null sein (wobei wir gegebenenfalls abweichend von Null prüfen, um die Phasenlaufzeit des Verlust Richtkopplers auszugleichen). Das kann durch unterschiedliche Maßnahmen geregelt werden. Entweder ausschließlich durch Einspeisung eines weiteren Stromes (–IGN_DSP), vgl. 264, und/oder indem wir bei der Phase des rein induktiv eingespeisten Stromes igen, der sich wie der dem negativen Leitwert entsprechende Strom –iG auf die gleiche Spannung uL (bzw. gegebenenfalls uC) des Meßschwingkreises bezieht, ein wenig mogeln und den Korrekturanteil von (–IGN_DSP) zu igen hinzu addieren, was völlig unproblematisch ist, da wir hier ausschließlich mit einer Parallel Ersatzschaltung von Leitwerten arbeiten.

Somit der negative Leitwert –G z.B. mit einer Genauigkeit bis 0.1 ppm innerhalb einer in beliebigen Intervallen auslösbaren Refreshzeit von 10 ns durch Vergleich mit einem einfachen Meßwiderstand stabil gehalten wird und auch in der Phase exakt auf 180° gehalten wird.

Da am Ausgang des Differenzverstärkers (für die Verstärkung von up – us, bzw. uaa – ub) nur mehr die Erregerfrequenz auftritt, greifen wir dort die Erzeugerspannung uA = up – us, bzw. uaa – ub, für den negativen Leitwert –G ab und erzeugen uns über einen A/D-Wandler der Erzeugerspannung uA entsprechende Adressen (gegebenenfalls unter Hinzuaddieren eines dem Absolutwert der Spannung up oder us, entsprechenden Offsetwertes, vgl. dazu u0 in 51f), wobei zu diesem Zweck, bzw. für diese Option, diese Spannung gefiltert wird (Flt, bzw. fo in 51f). Diese Adressen werden als Eingang einer Tabelle verwendet, deren Ausgang wiederum einen D/A Wandler ansteuern, dessen unmittelbarer oder gepufferter (verstärkter) Stromausgang den gegenphasigen Strom in den Summenverlust an der Meßspule Lmeß (als negativer Parallelleitwert) einspeist. Daß die Erzeugerspannung uA = up – us, bzw. uaa – ub, in Bezug auf den jeweils gemessenen Summenverlust entgegengesetzt verläuft wie die an der Meßspule Lmeß (an welchem der negative Leitwert als Parallelleitwert angeschaltet ist) bzw. am Summenverlust auftretende Spannung, spielt keine Rolle, da die Tabelle die Funktion liefert, die selbstverständlich durch entsprechende Algorithmen noch verfeinert werden kann.

Am besten läßt sich dieses Verfahren mit einem DSP (Signalprozessor) realisieren. Die Funktionstabelle erstellen wir (durch Lernen) nur für den Summenverlust SUM, der dem Abgleich entspricht, oder gegebenenfalls noch für einen sehr geringen Fensterbereich in Bezug auf diesen Abgleich. Außerhalb des Abgleichpunktes, bzw. Fensterbereiches wird die Steuerspannung für die Erzeugung des dem negative Leitwerte –G entsprechenden Stromes direkt von der Meßspule Lmeß abgegriffen, nur im engen Abgleichbereich wollen wir einen sehr genauen negativen Leitwert in Bezug auf eine exakte Phasenverschiebung des Stromes um 180° haben. Wird dieses Fenster detektiert, dann bringt der genaue Phasenbezug des negativen Leitwertes eine genauere Abgleichmöglichkeit des unter Einbeziehung des negativen Leitwertes als Offsetwert zu messenden ohmschen Summenverlustes.

Nachfolgend ist (im späteren Teil der Beschreibung) 264 noch näher erläutert.

Ausführungsweiterbildungen des Verlust Richtkopplers:

Wegen der allgemeinen Anwendbarkeit der im vorangegangenen Teil der Beschreibung zu 253 beschrieben Ausführungsvariante des zur Durchführung des Verfahrens verwendeten induktiven Vierpols, bzw. Sensors in Bezug zu seinen besonderen Eigenschaften, wollen wir die Anordnung zur Durchführung des bevorzugten Verfahrens als Verlust Richtkoppler bezeichnen.

Dabei handelt es sich somit um eine allgemein verwendbare Schaltung an die wir eine Last von niederohmig bis extrem hochohmig anschließen können und sehr genau als Verlust messen können, wobei eine an die Last weiterhin angeschaltete, oder von der Last aufgenommene Spannung, z.B. eine von der Meßimpedanz Z (bzw. Meßadmittanz Y) aufgenommene Störsignaleinstrahlung (über eine Meßspule oder Meßkapazität, oder über Leitungen, usw.) sich auf das Meßergebnis nicht auswirkt. D.h. der Verlust Richtkoppler mißt den Verlust (als Belastung) nur über den Stromfluß einer in Vorwärtsrichtung an die Last eingespeiste Spannung und nicht über eine von der Last zurückwirkende Spannung, die gegebenenfalls zwar den Stromfluß in der Last erhöht, jedoch dieser Einfluß nicht mit gemessen wird. Dabei kann je nach Erfordernis auch rational, d.h. unabhängig zur einspeisenden Spannung, bzw. gegebenenfalls unabhängig zu einem einspeisenden Strom gemessen werden, oder die einspeisende Spannung (bzw. gegebenenfalls der einspeisende Strom als eingeprägter Strom) wird präzise konstant gehalten.

Dabei kann man sich die zu 253 besprochene Verlust Richtkoppler Anordnung auch als Mehrpolschaltung vorstellen, bestehend aus zwei Speiseeingängen, deren Speisesignale als Summe eine an einem Belastungsausgang angeschaltete Last speisen (durch Serienschaltung der eingespeisten Spannungen, oder auch alternativ dazu, als Parallelschaltung der Ströme). Wobei über die Belastung der Speiseeingänge eine Differenzmessung erfolgt, welche die Belastung durch die Last ausschließlich in Bezug auf die über die beiden Speiseeingänge erfolgte Speisung wertmäßig anzeigt und ein über eine rückwirkende Speisung durch ein von der Last (Spule, Kapazität, Leitwert, etc.) aufgenommenes Störsignal diese Differenzmessung der Belastung nicht beeinflußt. Selbstverständlich tritt im induktiven Vierpol eine Überlagerung des Speisesignals mit einem gegebenenfalls rückwirkend eingespeisten Signal auf. Weshalb es sich auch empfiehlt absolut lineare Trafos, z.B. Lufttrafos zu verwenden, damit der in Bezug auf rückwirkende Einspeisung abgeglichene Gleichlauf der Differenzspannungen (u2, u1) linear bleibt (vgl. T-Glied Ersatzschaltung eines Lufttrafos). Wenn es die Anwendung erfordert können jedoch auch Trafos mit HF- bzw. NF- Eisenkern verwendet werden: Eine gegebenenfalls erforderliche Induktivitätsvergrößerung für die angeschaltete Schaltung kann mit dem im vorangegangenen Teil der Beschreibung zu zahlreichen Beispielen erläuterten L-Expander (L-Vergrößerer) weiterhin vorgenommen werden

Die von diesem Verlust Richtkoppler gespeiste Last kann dabei eine Induktivität sein, z.B. eine Meßspule zur Messung eines Wirbelstromverlustes, oder auch eine Kapazität sein, in deren elektrischen Feld sich ein Verlust befindet. In beiden Fällen steht es uns frei, entweder den Verlust oder den Blindleitwert (die Kapazität z.B. für Meßdosen, kapazitive Abstandsmessungen, etc., oder auch die Induktivität) zu messen, der dann auf einen konstant angeschalteten Referenzverlust bezogen wird, wobei die Verlustmessung dann auf den zu messenden Blindleitwert umgerechnet wird, vgl. dazu das im vorangegangenen Teil der Beschreibung beschriebene Beispiel zu 267a, dito 267b, wo über eine Referenzmessung die Drift des Blindleitwertes eines Resonanzkreises bei vorgegebenem konstanten Referenzverlust (1/Rp) über eine Verlustmessung (1/RVM + 1/RVL = konstant geregelt) gemessen ist.

Oder für diverse Anwendungen kann die Last natürlich auch ein unmittelbarer ohmscher Leitwert, bzw. Verlust sein, wenn das Verfahren beispielsweise zur Daten- oder Signalübertragungen auf Leitungen verwendet wird, usw.

Weitere Verwendung von Gyratorschaltungen:

Durch Verwendung einer Schaltung zur allgemeinen Transformierung einer Impedanz, bzw. Admittanz jeweils induktiv nach kapazitiv und umgekehrt, wie es z.B. einer Gyratorschaltung entspricht, läßt sich nicht nur die Trafoschaltung für die Realisierung des induktiven Vierpols durch Verwendung von Kapazitäten anstelle von Induktivitäten realisieren (vgl. 261a bis 261c), sondern es lassen sich auch jede Art von Impedanz/Admittanz Anpassungen der Meßspule Lmeß, oder einer Meßkapazität Cmeß, vornehmen (jedoch stets bei gleichbleibender Güte, weshalb der im vorangegangenen Teil der Beschreibung erläuterte L-Expander (L-Vergrößerer), dito gegebenenfalls C-Shrinkage sehr sinnvoll einzusetzen ist, um die bei der Messung verwendete hohe Güte wieder zu reduzieren, damit der gemessene Wert mit der geforderten Genauigkeit erfaßt werden kann. Mit einer Gyratorschaltung, in weiterer Verbindung mit dem L-Expander, können wir somit die gemessene Impedanz/Admittanz an den Lastausgang des Verlust Ricktkopplers optimal anpassen.

260a) zeigt ein Beispiel für einen mit zwei INICs realisierten Gyrator. INIC steht hier für Negative Impedance Converter, der einen zur Spannung inversen Strom (um 180°) umpolt. Unsere Meßspule LMeß ist somit auch hier an einen weiteren negativen Leitwert angeschaltet (an Punkt Y, vgl. 260c). Eine Alternative wäre, die gleichfalls dem Stand der Technik bekannte Schaltung aus zwei spannungsgesteuerten Stromquellen zu verwenden.

Anwendungen für eine Verlustmessung an einer Kapazität sind, z.B. neben der bekannten Anwendung einer Feuchtigkeitsmessung, vor allem schnelle Messungen hoher Bandbreite, z.B. um am Ende eines Auspuffes durch ein einfaches Elektrodenpaar, oder auch einen in das Auspuffrohr eingesetzten Plattenkondensator (270b) mit in Durchströmrichtung des Auspuffs ausgerichteten Plattenkanälen, z.B. um durch Verlustmessung dieses Plattenkondensators eine Partikelmessung von Rußpartikeln vorzunehmen. Oder z.B. mit einem simplen Plattenkondensator die Sättigung des Dampfes über den Leitwert zu messen, der gegebenenfalls noch Temperatur korrigiert wird (über die am Dampf gemessene Temperatur).

270b) veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel für so ein Rohr. Dabei ist das Rohr aus zwei Längshälften, bzw. Rohrschalen (ROa, ROb) zusammengesetzt, die über Isolierstege (Leisten) ISO miteinander verbunden sind, wobei jede Rohrschale (ROa, ROb) jeweils eine Anschlußelektrode des Platerkondensators bildet (die geradzahligen Platten a sind an einer Elektrode ROa, bzw. an einer Rohrhälfte innenseitig angeschweißt, die ungeradzahligen Platten b sind an der anderen Elektrode ROa, bzw. anderen Rohrhälfte innenseitig angeschweißt.

Wir können über eine Verlustmessung nicht nur den Verlust, sondern auch die Induktivität, oder auch eine Kapazität selbst messen, wenn der angeschaltete Verlust als bekannte Konstante aufgefaßt wird.. So kann bei ausreichende hoher Spulengüte der Schaltung, über einen als Konstante durch einen Parallelleitwert Rp vorgegebenen Verlust beispielsweise die Induktivität LMeß bei bekanntem Verlust Rp bestimmt werden. Dabei benutzen wir die Transformationsgleichungen zur Umwandlung der Parallelschaltung (von LMeß//Rp), bzw. Admittanz Y, in eine Serienschaltung bzw. Impedanz Z, um über diese Serienschaltung die Induktivität zu messen. Dabei gleichen wir z.B. direkt an der Parallelschaltung den Summenverlust mit einer Kaskade 1/RVL ab (unter Benutzung eines Schwingkreisoszillators, vgl. 262c).

262a zeigt eine Meßschaltung, welche aus der Impedanz einer zu messenden Kapazität Cmeß und einem in Serie geschalteten konstantem ohmschen Präzisionswiderstand Rs (Meßwiderstand) besteht, und die wir zunächst in eine Admittanz, bestehend aus 1/RVM//Cmeß umrechnen.

Da für eine Spule ausreichend hoher Spulengüte gilt: Rp = (&ohgr;Lmeß)2/Rs, können wir unter Anwendung des dualen Prinzips durch Ersetzen der Widerstände durch Leitwerte für die zu 262a erhaltenen Ersatzschaltbilder 262b sofort schreiben: 1/RVM = (&ohgr;Cmeß)2*Rconst, bzw. Cmeß = 1/&ohgr; √(1/RVM)*(1/Rconst), wobei 1/&ohgr; gleichfalls konstant. Somit wir über die Messung von Cmeß, z.B. mit zwei Elektroden gegen eine Metallfläche, eine (über die Metallfläche erfolgende) Serienschaltung zweier Kapazitäten sehr schnell messen können um den Abstand zu bestimmen (wobei wir dann die gemessene Kapazität verdoppeln und daraus den Abstand zwischen Elektrode und Metallfläche ermitteln). D.h. wir können unmittelbar über die Messung des Verlustes (auch kleinste) Kapazitäten sehr schnell messen, auch mit niedriger Meßfrequenz. Ein bevorzugte Anwendung ist, Punktflächen als Punktkapazitäten in ein Werkzeug einzulassen, z.B. einer Feile, um die in mehreren Koordinaten numerisch positionierte Winkelstellung beim Feilen eines Wertstückes zu steuern. Z.B. wird die Kapazität an vier Punkten gegenüber dem Zahn einer Kettensäge gemessen, wenn diese während des Rundlaufs durch eine automatische Feileinrichtung nach gefeilt werden soll.

262c veranschaulicht, daß wenn wir z.B. für die Kapazitätsmessung einen Resonanzkreisoszillator verwenden, dessen Schwingkreis unmittelbar durch die Meßkapazität oder Meßinduktivität mit gebildet wird, wir die Resonanzfrequenz des Oszillators verwenden, um den für die Erzeugung der Erregerfrequenz, bzw. Meßfrequenz benötigten Zeittakt zu synchronisieren (über PLL, etc.). Falls wir eine Stromabtastung zur Feststellung des Nulldurchganges, bzw. einer Phasenmessung zur Feststellung auf Resonanz benötigen, kann dies neben einem Serienwiderstand der Spule (der durch den negativen Leitwert –G wieder kompensiert wird) auch dadurch geschehen, daß wir den Schwingkreis an einen Gyrator an einem Tor anschließen und am anderen Tor die Spannung als gemessener Stromwert des Parallelschwingkreises abgreifen, um die Phase des Schwingkreises zu messen, z.B. wenn wir umgekehrt den Schwingkreis durch eine Kapazitätsdiode auf eine bestimmte, konstante Frequenz (die unserer eingespeisten Meßfrequenz entspricht) nachziehen wollen, oder z.B. auch die Meßspulen im Nulldurchgang des Stromes auf eine weitere Spule umschalten wollen, usw.

Eine weitere Anwendung wäre z.B., mit der am Gyrator angeschalteten Kapazität einen kapazitiven Personendetektor zu realisieren, oder auch anstelle mit einer Sensorspule durch Punktelektroden einen kodierten Verlust berührungslos abzutasten. Dabei können die im späteren Teil der Beschreibung gemachten Vorschläge für die Durchführung einer Referenzabtastung, um abstandsunabhängig zu messen, genauso zur Anwendung gelangen, wie bei einer direkt induktiven Messung. Der wesentliche Unterschied bei der kapazitiven Messung ist natürlich der, daß kein Wirbelstromverlust gemessen wird, sondern eine Serienschaltung, bestehend aus der seriellen Ankopplungskapazität der beiden Meßelektroden und dem seriellen Bahnwiderstand, der über diese Ankopplungskapazitäten überbrückt wird. In diesem Fall wird also ein Serienverlustwiderstand zu einer Kapazität gemessen, der wieder als Parallelleitwert umgerechnet werden kann. Bzw. bei sehr großen Flächenelektroden wird auch ein Parallelleitwert direkt mit gemessen.

D.h. sämtliche dem Stand der Technik bekannte Anwendungen für eine vorwiegend kapazitive Verlustmessung, z.B. auch Messung eines Flüssigkeitsspiegels usw., können auf diese Weise realisiert werden, mit dem wesentlichen Unterschied, daß die Messung absolut resistent gegen Störspannungseinkopplung ist, was bei kapazitiven Messungen, z.B. bei Feuchtigkeitsmessungen problematisch ist. Da wir sowohl eine induktive, als auch kapazitive Verlustmessung mit niedriger Frequenz durchführen können, können wir eine Pegelmessung des Flüssigkeitsspiegels auch bei schäumenden Flüssigkeiten genau durchführen. Dabei können wir neben kapazitiver und induktiver Messung, die Messungen auch mit niedriger und hoher Frequenz durchführen, um durch Vergleich der Meßergebnisse, auch den Anteil des Schaumes weiterhin festzustellen, usw., bzw. durch Lernmessungen, die richtige Interpretation der Meßergebnisse zu erhalten.

264 betrifft die bereits zur Erläuterung von 253 angesprochene Erweiterungsoption, wie wir den Phasenfehler des zur Offset Kompensation des ohmschen Verlustes verwendeten negativen Leitwertes –G ausgleichen können. Das ist vor allem interessant, wenn wir für die Anpassung des zu messenden Verlustes eine Gyrator Schaltung verwenden, da diese Schaltungen bei sich annähender Grenzfrequenz eine Verringerung der Güte mit sich bringen. Weiters ist evident, daß ein zu einer Admittanz (an einem Tor) mit angeschalteter negativer Leitwert –G (zur Verlustkompensation) am anderen Tor des Gyrators bei der betreffenden Impedanz als negativer Widerstand im Zeigerdiagramm entsprechend mit transformiert wird. Wie wir uns bereits zu 253 (vgl. auch 204) überlegt haben, tritt jede Art einer in den induktiven Vierpol (VIP) vom angeschalteten Verlust (bzw. der Meßspule) rückwirkender Strörspannung für die Bewertung des Abgleichpunktes nicht auf, sondern wird als Differenzspannung us – up = 0, bzw. uaa – ub = 0 voll kompensiert. D.h., da am Vierpol (VIP) die Belastung der angeschalteten Last (Rp//Lmeß) über eine gemessene Differenzspannung nur in Bezug auf das z.B. von einem Signalprozessor (DSP) erzeugte Speisesignal gemessen ist, z.B. in Bezug auf die über die beiden D/A Konverter erzeugten Speiseströme iqp und iqs zur Erzeugung einer einfachen Sinusschwingung als Speisesignal, ist für den Abgleich des Summenverlustes (1/RVL + 1/RVM) nur jener Strom maßgebend, welcher durch diese Speisung erzeugt ist.

Dieser Strom an die Belastung (Rp//Lmeß mit Rp als gesondert dargestellter gemessener Summenverlust 1/RVM + 1/RVL) gelieferte Strom setzt sich zusammen aus den von einer ersten Quelle, von dem Vierpol (VIP) Igsc_max(sin&ohgr;t) gelieferten Strom und weiters aus dem als zweite Quelle dazu phasengleich eingespeisten (und gegenphasig erzeugten) Strom –iG des weiterhin angeschalteten negativen Leitwertes –G.

Dieser negative Leitwert – G besteht in der in 264 dargestellten Erweiterungsoption aus einem für die Erzeugung solcher Leitwerte üblichen Schaltung CIRC, bestehend aus einer Stromauskopplung zur Erzeugung einer Steuerspannung für eine spannungsgesteuerte Stromquelle (u/i), welche einen gegenphasigen Strom (i/-i) als eingeprägten Strom liefert.

Anmerkung: Somit summieren sich drei eingeprägte Ströme an der Last Lmeß//Rp: die über den induktiven Vierpol VIP übertragenen Ströme iqp und iqs und der von negativen Leitwert gelieferte Strom –iG.

Dabei wird dieser, über die an der Last auftretende Spannung gesteuerte, und zum Laststrom gegenphasige Strom –IGN_CIRC, über einen elektronischen Schalter bzw. Umschalter (HSU) an den Knotenpunkt der angeschalteten Last (als –iG) eingespeist, der die Einspeisung des die Erzeugung des den negativen Leitwert –G betreffenden Stromes durch Umschaltung und/oder Zuschaltung vornimmt. Und zwar wahlweise von der beschriebenen Schaltung CIRC die z.B. eine Selbsteichung für eine Stabilität im Bruchteil von 1 ppm innerhalb von 10 ns garantiert, oder von einer weiteren, ergänzenden Erzeugung des negativen Leitwertes, welche die mit GDSP bezeichnete Schaltung betrifft, in der über den Signalprozessor DSP als erzeugende Quelle des Erregersignals über einen D/A Konverter der Anteil des Stromes –iGN_DSP_max(sin&ohgr;t) in die Last eingespeist wird, der dem angeschalteten negativen Leitwert –G entspricht.

Dafür gibt es folgenden Grund unter Anwendung folgender Tricks:

Da wir einerseits über D/A Wandler gesteuerte Präzisionsströme in den induktiven Vierpol (VIP), bzw. in die Last einspeisen, und andererseits den Abgleich auf einen konstanten Summenverlust (1/RVM + 1/RVL) indirekt über die Einhaltung einer diesem Summenverlust genau entsprechenden, Störsignal bereinigt gemessenen Amplitude der Last vornehmen, kann diese Störsignal bereinigte Amplitude, die zwar so an der Last nicht vorhanden ist, durch den Signalprozessor genau so, wie die Speiseamplitude für die Speiseströme iqp und iqs unter Benutzung eines D/A Wandlers erzeugt werden. Dieser Strom ist in 264 mit iGN_DSP_ max(sin&ohgr;t) bezeichnet. Daß an der Last noch eine Störsignalüberlagerung vorhanden sein kann, deren Stromanteil vom durch den DSP erzeugten negativen Leitwert nicht kompensiert wird, stört absolut nicht, da über die Bewertung (BW) für den Abgleich nur der Strom der Last (indirekt über die Belastung) als Indikator gemessen wird, der dem vom DSP erzeugten Kurvenverlauf (über die Einspeisung von iqp bzw. iqs) genau entspricht, und von der dieser Erzeugung entsprechenden Spannung auch getrieben wird.

In 264 ist die Einspeisung dieses Stromes symbolisch mit einem Umschalter HSU dargestellt, weil dieser Strom nur im Abgleichpunkt oder im engeren Bereich des Abgleichpunktes vom DSP gesteuert eingespeist wird. Da der negative Leitwert ständig nach kalibiert mit dem Schaltkreis CIRC auf mind. 1 ppm genau erzeugt wird, ist es sinnvoller einen geringeren Überlagerungsstrom als eingeprägten Strom hinzu zu addieren, wobei dann der vom Schaltkreis CIRC erzeugte gegenphasige Strom –IGN_CIRC ständig am Knoten der Last eingespeist ist und nur der vom DSP gespeiste Strom als Überlagerungsstrom zugeschaltet wird. Die Überlagerung ergibt dann den in der Phase korrigierten Strom, welcher als –iG (einem negativen Leitwert entsprechend) in die Last (Rp//Lmeß) mit einzuspeisen ist.

Zweck dieser zusätzlichen Einspeisung ist der, dafür zu sorgen, daß im Abgleichpunkt, bzw. in der Nähe des Abgleichs, der vom negativen Leitwert –G gelieferte Strom exakt gegenphasig zum von Vierpol (VIP) in die Last eingespeisten Strom ist. Wobei das exakt gegenphasig unter Einbeziehung der dem Vierpol (VIP) nach geschalteten Anpassung (APA) zu verstehen ist. Diese Anpassung betrifft z.B. eine der vorab besprochenen Gyratorschaltungen, die bei höheren Frequenzen gleichfalls eine Güteverfälschung beinhalten. Wiederum stört hier eine gegebenenfalls überlagerte Störspannung nicht, da es egal ist, auf welchem Teil des Laststrompfades eine Störsignalüberlagerung erfolgt, weil deren Stromanteil als Belastung durch die Differenzmessung nicht mit gemessen wird.

Somit betrifft der in der Ansteuerung des Stromes IGnINT(sin&ohgr;t – phi) erfolgte Phasenausgleich sowohl die Phasenlaufzeit des negativen Leitwertnetzwerkes CIRC, als auch die Phasenlaufzeit der gegebenenfalls als Anpassung der Last weiter verwendeten Schaltungen (Gyrator).

Die Korrektur der Phase des negativen Leitwertes –G, gegebenenfalls auch einer zur Anpassung verwendeten Gyratorschaltung findet nur im Bereich des Abgleichpunktes für den Summenverlust (1/RVM + 1/RVL = 1/Rp) statt. Außerhalb des Sollwertes von 1/Rp (festgestellt durch die den Bewerter BW) schalten wir den zusätzlich über den DSP (gesteuert nach der Funktion IGnINT(sin&ohgr;t – phi)) eingespeisten Strom ab.

Somit wir in Beispiel nach 264 durch die Eispeisung eines durch den DSP erzeugten Überlagerungsstromes DSP (gesteuert nach der Funktion IGnINT(sin&ohgr;t – phi)) einen ähnlichen Effekt für eine Phasenkorrektur durch Überlagerung erzielen, wie durch den in Beispiel nach 279 eingespeisten Kompensationsstrom icomp. In beiden Fällen profitieren wir davon, daß die Steuerung des Abgleichs durch eine Differenzmessung (am Bewerter BW) erfolgt, bei der eine gegebenenfalls über die Last aufgenommene, und in den induktiven Vierpol mit eingekoppelte Störspannung als Gleichtaktspannung durch die Differenzmessung (am Bewerter BW) mit unterdrückt wird.

Praktische Ausführung der Sensorspule Lmeß für die Abtastung einer Markierung:

251 betrifft eine Bauweise, bei der die als Zylinderspule ausgeführte Meßspule LMeß in einem Zylindergehäuse SB geschirmt untergebracht ist, und auf der Abtastseite, stirnseitig der Meßspule, das Zylindergehäuse SB gleichfalls geschlossen (1000) ist, bis auf einen im Deckel 1000 vorgesehenen Meßschlitz sl, der beispielsweise für die noch später beschriebene Anwendung zur Abtastung einer Markierung (CD) parallel zu den Markierungsstreifen (CODE) ausgerichtet ist (251) oder wie zu 252 veranschaulicht, auch quer zu den Markierungsstreifen (CODE) ausgerichtet ist.

Dieser an der stirnseitigen Abdeckung (1000) des Gehäuses vorgesehene Schlitz sl, setzt sich seitlich am Zylindermantel SB des Gehäuses zu sich jeweils gegenüberliegenden Seiten fort (vgl. seitliche Schlitze sls), damit sich das aus dem Meßschlitz sl ausdringende elektromagnetische Feld (&#8709;ext) um die Meßspule schließen kann. Außerhalb der Schlitzbreite schließt sich dann das innere elektromagnetische Feld &#8709;int, das nicht aus dem Gehäuse ausdringt, wobei der Verlust des Gehäuses durch einen Kern mit dem Verlust eines negativem Temperaturkoeffizienten seines Leitwertes kompensiert ist. (z.B. durch einen Kern aus Kohle, etc.). In 251 ist durch eine (weis) strichlierte Linie noch angedeutet, daß die seitlichen Schlitze (sls) sich auch durchgehend zum Meßschlitz sl der Abdeckung (1000) sich fortsetzen können.

252: betrifft eine Ergänzungsanwendung zu 251, bei der ein weiterer, identisch aufgebauter Sensor, die aus parallelen Markierngsstreifen oder einer Fläche bestehende Kodemarkierung abtastet, die in seitlicher Richtung über die Fahrbahnbreite einen kodierten Leitwertverlauf aufweisen, weshalb das stirnseitige Abtastfenster, bzw. der Schlitz um 90° gegenüber den CODE Bahnen der Kodierung versetzt ist, um möglichst schmal den über die Länge der Kodebahnen CODE kodierten Wirbelstromverlust zu messen. Diese Anwendung eignet sich z.B. auch sehr gut für die Abtastung eines Längenmaßstabes, z.B. für einen Auslegerkran von mehreren 100 m. Dabei ist der Maßstab dann z.B. als eloxierte Aluminiumleiste ausgeführt, deren Längenmaßstab an der Oberfläche kodiert ist, wobei mittels zweier Frequenzen, wie vorangehend erläutert gemessen wird, einmal an der Oberfläche mit hoher Frequenz fo und einmal in die Tiefe mit niederer Frequenz fu. Die Messung ist dabei wieder als Leitwerte linearisiert, welche als Ersatzschaltbild dem als Summenverlust anstehenden Parallelleitwert 1/Rp entsprechen. Somit erhalten wir mit der Erregerfrequenz fo den gemessenen Leitwert 1/Rpo und mit der Erregerfrequenz fu den gemessenen Leitwert 1/Rpu bzw. als Meßwert das Verhältnis Ergebnis = Rpo/Rpu. Dieses Ergebnis ist dann unter Verwendung einer Tabelle nach absoluten Längenwerten linearisiert. Es kann jedoch natürlich auch zusätzlich noch ein Maßstab mit incrementaler Teilung eines einfachen Strichkodes vorgesehen sein, der durch einen den Strichen des Strichkodes entsprechenden Maßschlitz hindurch abgetastet wird (vgl. 251, 252). Die während der Bewegung festgestellte relative Änderung des absoluten Wertes ergibt dann das Richtungssignal, um von einem bestimmten Fixpunkt aus der gleichermaßen als absoluter Längenwert kodiert ist, mit der Incrementalen Teilung z.B. auf 1 mm genau zu messen, und mit der absoluten Kodierung auf 1 cm. Wenn wir zusätzlich noch bei der incrementalen Teilung des Verlauf des Wertes, der sich durch die seitliche Verschiebung zwischen zwei incrementalen Strichen ergibt mit auswerten, dann können wir sogar noch auf 0.1 mm genau messen, bei einer Auslegerlänge von 100 m und mehr.

Warum ist der Meßwert als gemessenes Verhältnis Ergebnis = Rpo/Rpu vom Abstand des Sensors unabhängig ? Dies ergibt sich nach dem Gesetz, daß der induzierte Verlust von der Stärke des elektromagnetischen Flusses abhängig ist, der nach Funktion 1/x mit dem Abstand x abnimmt. Wird Rpo/Rpu jeweils zum gleichen Abstand des Sensors gemessen, auch wenn mit unterschiedlicher Eindringtiefe gemessen wird, dann ändert sich das Verhältnis von Rpo/Rpu nicht, wenn wir den Abstand des Sensors zur Meßstelle ändern, weil sich für beide Messungen der gemessene Verlust entsprechend dem sich ändernden elektromagnetischem Fluß nach der gleichen Funktion ändert. Vor allem wenn wir eine Luftspule als Meßspule verwenden trifft dies zu.

Option nach 284: Wie vorangehend zu den möglichen Filtermitteln bereits erläutert wurde, können wir durch die optionale Verwendung des L-Expanderfilter Verfahrens (gegebenenfalls C-Shrinkagefilter Verfahrens), dito des Q-Expanderfilter Verfahrens, sämtliche Freuqenzanteile die außerhalb der vorgenommenen Einspeisung der Meßfrequenz liegen, bereits an der Meßspule Lmeß (bzw. gegebenenfalls am Meßkondensator Cmeß) ausreichend eindämmen: durch eine für die gefilterten Frequenzen auftretende Bypaß Induktivität L parallel zur wesentlich größeren Induktivität Lext (L <<< Lext), bzw. gegebenenfalls durch eine für die gefilterten Frequenzen auftretende Bypaß Kapazität C parallel zur wesentlich kleineren Kapazität Cext (C >>> Cext), wodurch für die gefilterten Frequenzen jeweils ein Kurzschluß entsteht. L bzw. C entsprechend dabei der physikalischen Induktivität L = LMeß, bzw. Kapazität C = CMeß, die für die Einkopplung des Verlustes (z.B. als Parallelleitwert1/Rp) maßgebend sind und durch Einspeisung des Blindstroms igen für eine äußere Schaltung jeweils in ihrem Blindleitwert verringert werden.

Es ist daher naheliegend die Symmetrierung des Störsignals für die rückwirkende Speisung des Verlust Richtkopplers für die Meßfrequenz besonders genau nachzujustieren und dabei einen weniger guten Gleichlauf für alle anderen Frequenzen in Kauf zu nehmen, da diese Frequenzen bei Anwendung des L-Expanderfilter Verfahrens bzw. des Q-Expanderfilter Verfahren ohnehin ausreichend unterdrückt werden. 284 veranschaulicht eine solche Symmetrierung, wobei beide Seiten des Vierpols auf identische Phasenwinkel symmetriert sind, deren Meßspannungen up, us gegebenenfalls mit Verstärkern angepaßt sind. Das Zeigerdiagramm rechts unten veranschaulicht dies für die betreffenden Blindwiderstände X, die ohmschen Widerstände R und die Impedanzen Z (wobei *p...Primär-, und *s...Sekundärseite). RoptP, RoptS bilden zusammen mit den seriellen Verkürzungskapazitäten Cvk (gegebenenfalls auch abgleichbar über Kapazitätsdiode Ck) eine Art kompensierten Spannungsteiler, wobei mit Cvk die betreffenden Querinduktivitäten des in zwei Hälften (Primärseite und Sekundärseite) dargestellten Trafos abgeglichen sind. Die weiterhin angeschaltete Gyratorkomponente kompensiert die Parallelkapazität (Wickelkapazität), wenn z.B. sehr niedrige Frequenzen als Meßfrequenz verwendet werden.

  • Fortsetzung betreffend des Sensors siehe ab Seite 105 (Erläuterung zu den Figuren)
  • Markierungsabtastung passiver Markierungen siehe Seiten 82 – 99 und auf Seite 147.
ANWENDUNG an einem neuartigen Logistik System

Eine völlig neue Anwendung betrifft eine Organisationsautomatisation für Einkaufsmärkte und ähnliche Warenlager, oder ähnlichen Anwendungen und benutzt die bereits in den genannten Voranmeldungen zum Road Pricing/Verkehrsüberwachungssystem beschriebenen Merkmale in Bezug auf die bevorzugte Sensorabtastung von auf der (einer) Fahrfläche durch elektrisch leitende Flächen oder Linien vorgenommene Kodierungen (elektrische Leiter wie elektrisch leitende Farbe oder Alu Bänder, etc.).

Die technische Neuerung dieser Organisationsautomatisation betrifft:
  • a) die Verwendung von Warenwagen, welche ohne mechanische Schienen durch einen (zentralen) Computer, nachfolgend zentraler Leitcomputer genannt, gesteuert bzw. gelenkt sind, wobei der Leitcomputer an das WEB Netz (IT) oder einem ähnlichen öffentlich zugänglichen Netz angeschlossen ist,
  • b) weiters die Verwendung eines Positionserkennungssystems (hier das bevorzugte Sensor Markierungsabtastungsystem), welches für die Erkennung der genauen Fahr- und Haltepositionen der Warenwagen mit verwendet wird, wobei im Prinzip auch ein alternatives Positionserkennungssystems auf HF Basis (auch Mikrowelle), etc. zur Anwendung kommen könnte, jedoch nicht die Genauigkeit bringt,
  • c) weiters eine Zuordnungsvorschrift, bei der den Aufrufadressen, unter denen die betreffenden Waren in der Datenbank (des zentralen Leitcomputers) jeweils aufgerufen bzw. angesprochen sind, jeweils die Fahr- und/oder Haltepositionen, die ein Warenwagen anfahren muß um zu den betreffenden Ablageplätzen der Waren zu kommen, zugeordnet sind (bzw. entsprechende Verknüpfungen vorgesehen sind),
  • d) weiters, als optionale Ergänzung für die in c) genannte Adressierung, eine durch die Warenwagen jeweils vorgenommene Bilderfassung (Laserscanner, Kamera, etc.), die einen an den Waren, bzw. deren Verpackung oder einem der Verpackung zugehörigen Abtastfläche (wie ein Schild, etc.) angeschriebenen, bzw. bedruckten Kode abtasten und aus den geometrischen Einstell- oder Abtastpositionen (wie z.B. Ablenkwinkel, bzw. Wege eines Scanners oder Bildkoordinaten oder Winkel bzw. Wege für eine Kamerapositionierung, etc.) eine weitere Adresse ableiten, die zusätzlich zur Adresse, welche von der Halteposition eines Warenwagens abgleitet ist, Bestandteil für die Zuordnung der Waren in der Datenbank sind,
  • e) und als optionale Ergänzung, einen über die Berührung, bzw. Führung des Wagens von Hand (z.B. an der Halte- bzw. Führungsstange) vorgenommene Sensorabtastung, welche in den Steuerablauf, zum Einschalten und/oder Abschalten und/oder einer Richtungsänderung des am Wagen angebrachten Antriebes eingreift.

Der als zentraler Leitcomputer bezeichnete Computer kann dabei, wie immer aus einer beliebigen Anzahl vernetzter Rechner, bzw. Server bestehen.

Dabei können zu diesem Grundkonzept unterschiedliche Varianten vorgesehen sein, wobei die am Warenwagen angebrachte Steuerelektronik (on board unit) OBU genannt wird:

Variante 1 ist die einfachste Variante: vor der Benutzung wird der im OBU vorhandene Mikroprozessor (-Computer) mit der vom zentralen Leitcomputer erstellten Adressenliste geladen, die der Reihe nach durch automatische Lenkung des Warenwagens entsprechend der (geladenen) Adressenliste angefahren werden, wobei gegebenenfalls durch den Benutzer weitere Fahrziele (z.B. einfache durch entsprechendes Lenken beim Schieben des Warenwagens) mit eingefügt werden können.

Variante 2 verwendet eine drahtlose Funkverbindung des OBU zum zentralen Leitcomputer und ist mit den weiteren Varianten dieser Aufzählung kombinierbar.

Variante 3 betrifft eine weitere Option zu den betreffenden Varianten. Dabei ist am Warenwagen ein (vorzugsweise über eine Einsteckvorrichtung zu montierendes/demontierendes) Scannergerät vorgesehen, mit dem die Bar Code Etiketten der Waren gelesen werden, wobei dabei eine entsprechende Registrierung in der die Ware betreffenden Datenbank erfolgt. Dabei kann dies in Echtzeit zum Leitrechner erfolgen, oder wenn keine drahtlose Verbindung zum OBU vorhanden, auch zwischen gepuffert, etc. Mit diesem Scannergerät können beim Auffüllen eines Warenlagers (durch das Personal) die Waren vorher nachgeprüft werden, wobei durch eine raffinierte Methode weiterhin automatisiert nachgeprüft wird, ob das Personal das auch macht. Oder, wenn Kunden z.B. nach der Bestellung über eine WEB Seite die Waren bereits im Warenwagen vorfinden sollen, dann werden sofort beim Auffüllen des Warenwagens durch das Personal mit dem Scanner die Waren gescannt und vom Leitrechner gebucht.

Variante 4 betrifft die unterstützende Maßnahme der Verwendung eines Roboters, welcher am Warenwagen montiert ist und die von der Leseeinrichtung nach Variante 3 erkannten Waren (bzw. verpackten Waren) anfaßt und in den Wagen legt. Neben einer Vielzahl möglicher Varianten ist ein Vakumsauger bevorzugt, der von einer Servo gesteuerten Mehrgelenk Motorik bewegt wird. Dabei ist es sinnvoll, auch die optische Erfassung im Zentrum des Saugnapfes vorzunehmen und jeweils an der Etikette eines Paketes anzupacken. Die Etikette ist dann z.B. mit einer transparenten glatten Folie überklebt, die den Saugnapf des Vakuum Saugers besonders abdichtet.

In einer Option zu den betreffenden Varianten können optische Zielerfassung, Scanner, und Roboterarm(e) auch auf einem zweiten Warenwagen untergebracht sein, der durch den zentralen Leitcomputer gleichfalls gelenkt und neben dem Warenwagen, der beladen oder entladen werden soll, geparkt wird. Diese vierte Variante ist bei Paketdiensten und Logistikunternehmen sinnvoll einzusetzen.

Bezug zur Sensortechnik für Abtastung einer Markierung:

In Bezug auf die Sensortechnik ist das Beispiel nach Merkmal d), bei der eine hochgenaue Positionserfassung des Warenwagens gefordert ist, interessant. Im späteren Teil der Beschreibung ist für die Kodierung der Wegerfassung eine Weiterbildung beschrieben, bei der einerseits der Weg in die Fahrtrichtung exakt kodiert ist, andererseits auch seitlich, bzw. quer zur Fahrtrichtung eine ständige Wegerfassung ebenso statt findet. Neben den interessanten Weiterbildungen können so auch Ausweichmanöver Computer gesteuert vorgenommen werden. Bzw. die Warenwagen auch vollautomatisch gesteuert durch ein Warenlager fortbewegt werden und mm genau positioniert werden.

Diese Eigenschaft garantiert, daß das Fahrzeug (z.B. ein Hubstapler, oder für das nachfolgende Beispiel an einem Warenwagen) aus jeder beliebiger Position wieder in seine Programm gesteuerte Position automatisch gesteuert oder auch nur automatisch gelenkt, zurück findet. Wird das Fahrzeug nicht motorisch angetrieben selbst fortbewegt, sondern nur automatisch gelenkt, dann ist eine visuelle oder akustische Ansage vorgesehen, die anzeigt, ob der Wagen nach vorne oder nach hinten zu schieben ist wobei er dann automatisch abgebremst wird. Ab dem Zeitpunkt, wo der Wagen nicht mehr rollt, wird dann die aktuelle Position dem Leitrechner übermittelt, damit die Scannerposition den gescannten Warenpaketen zugeordnet werden kann, wenn von Merkmal d) Gebrauch gemacht wird. Dabei ist es ausreichend, wenn der Wagen die genaue Halteposition übermittelt, auch wenn er innerhalb einer zulässigen Toleranz nicht exakt den durch das Programm vorgegebenen Haltepunkt einnimmt, da der Fehler der Abweichung des tatsächlichen Haltepunktes des Wägens von der durch das Programm vorgegebenen Sollposition, auf die sich die Koordinatenabtastung der Kodeabtastung jeweils bezieht, durch Korrekturrechnung (z.B. der Scannerwinkel, etc.) ausgeglichen werden kann.

Hinweis: Für die nachfolgend beschriebene Anwendung an einem Warenwagen wird um eigenständigen Schutz angesucht, unabhängig vom Prinzip des verwendeten Sensor- und Markierungssystems für die Fahrbahnmarkierung. Theoretisch wäre auch eine optische Erkennung, dito Markierung möglich, hat aber den Nachteil, daß bei Verschmutzung nicht mehr die Performance gegeben ist, wie bei dem robusten System, bei dem die Markierungen durch elektrische Verluste vorgenommen sind. Eine Positionserfassung über HF bzw. Telematik, etc., wäre zwar auch möglich, bringt jedoch nicht die geforderte Genauigkeit.

Mit dem bevorzugten System soll Einkaufen etwas-attraktiver gemacht werden und die Umsätze sollen steigen. Dabei dürfen wir auch nicht zu vollautomatisiert vorgehen, da wie wir wissen, der Kunde, der zwar nur zielstrebig bestimmte Waren kaufen möchte, trotzdem durch am Weg aufgestellte Waren manipuliert werden soll. Ein weiterer großer Vorteil ist, daß wir an den Regalen keine Manipulationen benötigen, außer als Option eine Metermarkierung als Längenmaßstab anbringen (können), für denn Fall das das System ausfällt, und ein Bezug zum Rechner hergestellt werden soll.

Die gleichen Vorteile erhalten wir, wenn das System in der Warenverteilung im Geschäftsfeld Logistik eingesetzt wird. Z.B. um mit automatisch gelenkt fahrenden Hubstaplern die Ablageplätze der Waren anzufahren. Dabei ist als besonderes Merkmal vorgesehen, das Lenkrad mit einem Drehmoment Kraftsensor (Hallgenerator, Drehungsmeßstreifen) auszustatten, und weiters noch mit einer für die Schiebestange der Warenwaren nachfolgend noch näher beschriebenen Sensor zur Feststellung, daß eine Handberührung der Stange, bzw. hier des Lenkrades vorliegt.

Dabei erfolgt folgende Steuerung:

  • – Nach dem Anfahren des Hubstaplers, der von einer Person (Benutzer) mit Gaspedal und Bremsfunktion in üblicherweise gesteuert wird, erfolgt die Lenkung den Lenkradeinschlägen des Benutzers;
  • – Läßt der Benutzer das Lenkrad los (wobei er es anschließend wieder anfassen kann), dann wird die Lenkung solange vom zentralen Leitrechner (über Funk) automatisch gesteuert, bis der Drehmoment Kraftsensor des Lenkrades die Überschreitung einer Kraft (oder einen Kraftimpuls) detektiert, was die Umschaltung der Lenkung auf manuell zur Folge hat, d.h. die Lenkung folgt wieder den Lenkradeinschlägen des Benutzers;
  • – In Weiterbildung ist die Umschaltung von manueller Lenkung des Benutzer auf automatische Lenkung des Computers erst, wenn der Benutzer das Lenkrad nachdem er es losgelassen hat wieder anfaßt. Dadurch wird erreicht, das der Benutzer das Lenkrad kurzzeitig auch loslassen kann. Sollte nachdem er es wider angefaßt hat, er die automatische Lenkung nicht wünschen, dann braucht er nur gegen den Widerstand der Lenkung zu lenken, was durch den Kraftsensor detektiert wird, der wieder auf die manuelle Lenkung zurückschaltet;
  • – Bzw. befindet sich die Lenkung im Status des automatischen Steuerns und wird der Wagen (bzw. Hubstapler, auch Kraftfahrzeug, etc.) angehalten, dann wird gleichfalls auf die Lenkung wieder auf manuell umgeschaltet, d.h. die Lenkung folgt wieder den Lenkradeinschlägen des Benutzers. Das gleiche gilt, wenn der Wagen aus dem Stillstand wieder angehalten wird.

Ist die automatische Lenkung eingeschaltet, dann kann der Benutzer das Lernkrad dabei locker in der Hand gleiten lassen, ohne daß die Automatik abgeschaltet wird. Erst wenn ein entsprechender Druck verspürt wird, schaltet die Lenkung auf manuelle Bedienung zurück.

In Weiterbildung ist die automatische Lenkung so gebildet, daß zusätzlich zum Lenkrad ein Servoantrieb vorgesehen ist, der eine Rutschkupplung aufweist, welche das Verdrehen der Lenksäule gegen den Servoantrieb (über das Lenkrad) jederzeit ermöglicht, falls die beschriebene elektronische Umschaltung ausfallen sollte. Dabei ist die Kraftaufwendung für das Ansprechen des Drehmoment Kraftsensors jedoch geringer gehalten, so daß zuerst die Standartumschaltung anspricht und erst wenn die versagt, die zusätzlich vorgesehene Rutschkupplung anspricht. Wird die Lenkung gegen den Vorgaben der Steuerung bewegt, und ist der Status der automatischen Umschaltung gegeben, dann spricht die Störungsanzeige an.

Elektronische Maßnahmen: Als elektronische Maßnahme wird einfach der Motorstrom des Antriebes mit einer entsprechend trägen Schmelzsicherung abgesichert.

Mechanische Maßnahmen sind: die Rutschkupplung durch den Schlupf einer Riemenscheibe zu realisieren, oder bei einer Servolenkung z.B. durch Federkraft vorgespannte Bypas Ventile vor zu sehen, die bei Überdruck einfach öffnen, so daß der Druck auf den Kolben soweit abgeschwächt wird, daß die Lenkung von Hand noch zu lenken ist.

Diese Steuerung kann neben der Anwendung an Hubstaplern auch sehr gut verwendet werden um PKW's besser in eine Garage zu lenken, oder um LKW's automatisch auf Parkplätzen lenken, oder auch automatisch auf Verladewagons eines Zuges (fahrende Landstraße) zu lenken (im gesicherten Bereich, weil eingezäunten Bereich vollautomatisch, und bei der Übergabe, z.B. beim Verladen) halbautomatisch in der beschriebenen Weise. Das gleich gilt für automatische Transportwagen auf Hafenanlagen, am Flughafen, usw.

Die Befestigung des Sensor Systems als autarkes Zusatzsystem an einer vorderen Stoßstange, oder auch an einem Kennzeichen, etc., wurde in den eingangs angegebenen Voranmeldungen zu einem Roadpricing System Verkehrsüberwachung bereits erläutert, inklusive der Verwendung kleiner Generator Windräder zum Aufladen autarker Batterien, usw.

Hinweis: Für die soeben beschriebene Umschaltung zwischen manueller und Computer gelenkter Lenkung wird neben der beschriebenen speziellen Anwendung (z.B. Hubstapler für ein Warenlager) um allgemeinsten Schutz angesucht.

Beschreibung des Systems für ein Warenlager, Supermarkt, etc:

Ausführung: Die Warenwagen des Marktes sind mit der betreffenden Sensorik ausgerüstet und tasten die auf dem Boden des Ladens vorgesehene bevorzugte Markierung ab.

Dabei weist der Warenwagen ein sogenanntes OBU auf, (On board unit, bzw. Mikro Terminal des Warenwagens), deren Elektronik durch die von der Sensorik des Wagens gelesene Markierung gespeist wird und weiters zu einem Zentralrechner eine drahtlose Verbindung (Funk-LAN, Infrarot, etc.) unterhält. Betritt der Kunde den Laden, dann gibt er in das OBU seine Kundennummer ein, bzw. kann er dies auch automatisch durch Einlesen über eine Magnetkarte über ein zentrales Lesegerät am Eingang vor nehmen. Über diese Kundennummer wird der Kunde bei der Entnahme eines Warenwagens und bei der Rückgabe eines Warenwagens, bzw. an der Kasse identifiziert.

Überlegungen zum Marketing:

Der Kunde orientiert sich zunächst auf der WEB-Seite des Supermarktes, kann sich über Produkte informieren, die Produkte nur zum Ansehen markieren,. oder bereits über einen Fernauftrag im Supermarkt in den Warenwagen gepackt bereit stellen lassen. Ferner kann er Produkte von allen E-Buy Anbietern bestellen (oder auch nur zum Ansehen markieren), die die betreffende Supermarktkette als Spediteur benutzen. Dabei erhält er auch eine temporäre Kundennummer, wenn er noch keine hat und bekommt beim Betreten des Ladens eine Magnetkarte oder Chipkarte mit dieser Nummer ausgehändigt (falls er noch keine hat).

Bei der Zusammenstellung der Einkaufsliste auf der WEB-Seite, die auch auf Intranet Terminals im Laden erfolgen kann, stellt der Rechner eine Route zusammen, auf der der Kunde nicht nur die von ihm gewünschten Waren findet, sondern auch noch über dazu passende Sonderangebote informiert wird: Wer Kaffe kauft braucht vielleicht Zucker, Kaffetassen, oder eine im Sonderangebot angebotene Kaffeemaschine. Wer einen Büroordner kauft, braucht vielleicht günstige Kugelschreiber, oder CD Rohlinge, oder sogar ein Notebook im Sonderangebot, usw. Dabei kann der Kunde über diese zusammengestellte Warengruppe, z.B. als Bildfolge, die einzelnen Bilder anklicken und nähere Infos zu den Produkten abrufen. Die Zusammenstellung der Bilder erfolgt einerseits nach dem durch das Programm festgestellten Interesse des Kunden entsprechenden Produkten, als auch durch die direkte Zieleingabe des Kunden.

Warenwagen:

Der Warenwagen ist weiterhin mit einem automatischen Lenksystem ausgerüstet, damit er entweder angetrieben durch einen autarken Elektromotor, oder auch angeschoben durch den Kunden, den Kunden der Reihe nach zu den über die WEB-Seite zusammengestellten Waren führt.

Neben weiteren vereinfachten Möglichkeiten, ist für eine Komfort Variante das OBU eines Warenwagens z.B. folgendermaßen ausgebildet.

Vereinfachungen sind z.B. dann möglich, wenn möglichst viele Angebote jeweils verwandter Produkte dem Kunden zuvor auf der WEB Seite offeriert werden.

Eine weitere Vereinfachung ergibt sich, wenn die Ansagen und Anzeigen hauptsächlich durch die Positionsadressen eines Warenwagens gesteuert werden.

Es sind beispielsweise am OBO vorhanden:

ein Display (eine Zeile ausreichend), sowie ein Handapparat als Kundentelefon, bzw. auch zur Eingabe von Begriffen in eine Spracherkennung (des Zentralcomputers), weiters eine Sprachansage über einen Lautsprecher, und mehrere Knöpfe.

Das Display zeigt jeweils das aktuelle Suchziel gemäß einer vorgegebenen Route an, wobei das Suchziel durch die erfaßte Wegposition des Einkaufswagens weiter geschaltet wird, jedoch auch über eine Vorwärtstaste und Rückwärtstaste verändert werden kann. Z.B. Wenn der Kunde nicht mehr alle Produkte kaufen will, oder sofort zu einem bestimmten Produkt (oder Warengruppe) zurück will.

Ein Tastenpaar (jeweils seitlich des Display) heißt "Vorwärts", und "Zurück". Damit werden die auf dem Display dargestellten Zeilen, bzw. angezeigten Waren schrittweise vor- bzw. rück geschaltet. Gleichfalls werden die Zeilen, bzw. angezeigten Warten synchron mit der erfaßten Wegposition des Warenwagens der Reihe nach fort geschaltet. Dabei unterstützt ein dritter Knopf "GEKAUFT' diese Fortschaltung, wenn mehrere Waren eng beieinander liegen. Entfernt sich der Kunde von den Waren, zu denen er seiner Bestellung über die WEB-Seite entsprechend geführt wurde, ohne den Knopf gekauft zu drücken, dann wird er über den Lautsprecher gefragt: Z.B „Haben Sie die Butter nicht gefunden, sie liegt rechts im Tiefkühlregal, Nummer ##. Die Nummer entspricht einem einfach auf die Truhe oder einem Regal aufzuklebenden Maßstab." Diese Ansage wird bei weiterer Entfernung des Wagens (von der Butter) wiederholt, außer wenn er Kunde die Taste „STORNIERT" drückt. Oder es kann auch auf ein billigeres Angebot hingewiesen werden, wenn der Kunde nicht kauft, usw.

Da der Warenwagen auch durch den Zentralcomputer gesteuerie Bremsen hat, wird der Wagen bei Erreichen einer aufgesuchten Warenposition abgebremst und es werden die gefundenen Produkte durch den Lautsprecher des OBU angesagt. Z.B. „Butter und Emmentaler" sind links im Kühlregal bei den Nummern ##". Drückt der Kunde auf den Knopf "GEKAUFT', dann erfolgt gegebenenfalls die nächste Ansage, usw., das Gleiche geschieht, wenn der Kunde auf die Taste „STORNIERT" drückt (Bestätigung durch Sprachansage).

Zusätzlich gibt es noch den Knopf, [W] für "Ansage wiederholen" (aktuelle Ansage wird wiederholt), und einen Zurück zur aktuelle Position. Wird dieser Knopf gedrückt, dann erscheint das Ziel (bzw. die Ware), die der aktuellen Position des Wagens am nächsten liegt. Z.B. wenn der Kunde ein Ziel durch Vorwärts Rückwerts Tasten sofort aufsuchen möchte, usw.

Der Kunde kann zwecks Stornierung auch Waren mit der Vorwärts Rückwertstaste suchen und anschließend stornieren. Nach Betätigen der Taste „STORNIERT", wird am Display wieder das Ziel (bzw. die Ware) angezeigt, die der aktuellen Position des Wagens am nächsten liegt.

Die Erläuterung der Bedienung des OBU erfolgt auf der WEB-Seite und der Kunde kann sich die Bedienungsanleitung ausdrucken lassen. Außerdem kann über das Telefon Hilfestellung gegeben werden.

Mit der Taste "Gekauft" werden die am Display angezeigten Artikel als gekauft markiert werden, wenn die Ware in den Warenwagen gelegt wird. Bei wiederholter Betätigung kann diese Markierung wieder zurück genommen werden. Weiters wird nach Betätigen von "Gekauft", auf der Anzeige der nächste Artikel (wie er sich durch die vom Rechner der Datenbank zusammengestellten Reihenfolge ergibt) angezeigt. Soll der gekaufte Artikel in die Einkaufsliste wieder aufgenommen werden, muß daher zuvor die Taste "<" und anschließend die Taste "Gekauft" betätigt wieder werden. Weiters sind Fehlerroutinen zur Vermeidung von Eingabefehlern vorgesehen und werden dem Kunden durch Sprachansagen über Lautsprecher angesagt.

In ergonomischer Anordnung sind die Display Tasten ("Vorwärts" und "Zurück") rechts und links vom Display plaziert.

Die Anzeige zeigt der Reihe nach die Suchbegriffe der Einkaufsliste an. In diesem Beispiel also: Kaffe, Büroordner, ...usw. Die Weiterschaltung der Begriffe erfolgt mit dem Tastenpaar "Vorwärts und "Rückwärts, und durch die Tasten „GEKAUFT" oder „STORNIERT". Weiters kann in der Anzeige noch der Status mit angezeigt werden, wenn der Wagen von Hand gelenkt und nicht mehr durch den Computer gesteuert wird.

Optionen:

In Ergänzung zur Auswahl über die WEB-Seite kann der Kunde im Lautsprecher zu jedem Begriff noch gefragt werden, ob er dazu passende Produkte braucht, z.B. mit einer Ansage (z.B. zu dem Begriff Kaffee): "Möchten sie zu dem auf ihrer Einkaufsliste stehenden Produkt noch ** ?" (z.B. Zucker, ?) [JA/NEIN]. Worauf der Kunde auf den betreffenden [Knopf] drückt. Dabei werden, um dem Kunden nicht lästig zu werden, diese Zusatzfragen nur dann gestellt, wenn der Kunde zuvor nicht auf der WEB-Seite bereits zur Bestellung von Kaffee nicht nach Zucker gefragt worden ist, usw. Eine weitere interessante Verfahrensweise ist, den Kunden der Kaffe kauft, einfach an einem Sonderangebot einer Kaffeemaschine vorbeizuführen, und dann über Sprachansage durch den Lautsprecher des OBU darauf hinzuweisen.

Die Ansagen werden dabei durch die Positionsadressen der Warenwagen der Reihe nach fortgeschaltet. Z.B. „Neben Ihnen rechts sehen Sie ein sehr schönes Kaffeeservice im Sonderangebot ", usw.

Wenn der Kunde auf [Wiederholen] drückt, dann wird die aktuelle Ansage wiederholt. Drückt der Kunde auf [NEIN], dann wird die betreffende zu einem Artikel der Einkaufsliste zugehörige Ansage nicht mehr wieder gegeben. Dabei kann der Künde jedoch diese Ansage jederzeit wieder einschalten, wenn er zu diesem Artikel auf [Wiederholen] drückt.

Zusätzlich gibt es auf der Warenliste neben den Artikeln, die der Kunde in seiner Einkaufsliste zusammengestellt hat und am Display jeweils angezeigt sind, noch einen default, und der heißt Sonderangebote. Hier wird z.B. eine akustische Menüführung vorgenommen und gefragt: Sind Sie an Toilettpapier im Angebot interessiert, oder an besonders günstigen Papiertaschentüchern, usw. Diese Optionen entfallen, wenn der Kunde bereits auf der WEB-Seite diesbezüglich gefragt wurde.

Diese Zusatzinformationen sind optional, und z.B. davon abhängig gemacht, wie sich der Kunde auf der WEB-Seite verhalten hat, da er auch bereits da gefragt werden kann, welche dazu passende Produkte er noch weiter braucht, usw.

Damit der Kunde alle Funktionen des OBU auch benutzt, ist es sinnvoll auf der WEB-Seite ein OBU nachzubilden und damit auf virtuelle Einkaufstour zu gehen, unterstützt mit einer Lern- und Hilfedatei.

Geführt wird der Kunde durch den Warenwagen (durch den zentralen Leitrechner gesteuert), der in einer einfachen Version vom Kunden noch geschoben wird und nur automatisch gelenkt wird, oder von einem Akku durch Elektromotor angetrieben von selbst läuft und zwar synchron mit der Geschwindigkeit mit der der Kunde geht. Der Kunde braucht den Wagen dabei nicht einmal zu halten, kann jedoch jederzeit aus dieser Automatik heraus, den Wagen beliebig schieben, wie einen normalen Warenwagen, und bei Bedarf sich wieder vom Warenwagen führen lassen. Er muß dabei keine Schaltfunktionen betätigen. Um dies zu erreichen, wird die Griffstange des Wagens mit einer entsprechenden Sensorik ausgebildet (vgl. zu 216a. und als weitere Option 224, dito als Option oder Erweiterung wird die Verdrehung des Lenkwinkels der selbstlenkenden Rollen (durch einen Winkelsensor, bzw. Scheibe SB mit Sensor S in 206a) gemessen und als Information für die jeweilige Umschaltung der jeweils automatisch gesteuerten oder durch das Schieben des Wagens von Hand gesteuerten Lenkung verwendet.

Weiters wird für die motorisch angetriebene Version ein Personendetektor verwendet, der am Wagen an der Rückwand angebracht, die Beinbewegung des Benutzers durch eine Abstandsmessung abtastet und durch diese Abtastung wird die Verbindung Benutzer/Wagen vorgenommen, indem der sich durch den Abstand der Person zu den an der Rückwand des Warenwagens angebrachten Sensoren (SnL, SnR, 205) ständig gemessen wird. Verkürzt sich der Abstand, dann wird der Motorstrom des Wagens entsprechend erhöht, verringert sich der Abstand wird der Motorstrom reduziert. Die Regelung weißt dann eine entsprechende Mittelwertbildung für die Abstandsmessung auf, damit der Wagen mit stetiger Geschwindigkeit läuft, ausgenommen, die Sensoren detektieren, daß die Person, die dem Wagen folgt entweder stehen bleibt oder aus dem Bereich der Sensoren (seitlich) sich von dem Wagen abwendet. In diesen beiden Fällen, wird der Wagen sofort auf Null abgebremst.

Als Sensoren ist der bevorzugte Sensor für eine Verlustmessung verwendet, oder es kann auch eine optische Abtastung durch Reflexionsmessung vorgenommen sein. Wird die Verlustmessung verwendet, dann wird die Sensorik stets nachkalibriert, wenn die Haltestange des Wagens eine Handberührung anzeigt (vgl. später zu 216a).

Steht der Wagen, dann wird er in Gang gebracht, indem er leicht angeschoben wird (z.B. unterstützt, bzw. ermöglicht durch Freilauf), was durch die Verdrehungsdetektoren (Zahnscheibe EKW-7 mit Spule L2, L1 oder Lmeß, vgl. später 206b) erkannt ist. Wird dies fest gestellt, dann kann zu diesem Zeitpunkt auch der Berührungsdetektor, der die Handberührung der Halte- bzw. Schiebestange des Wagens anzeigt (vgl. später) nachkalibriert werden. Weiters wird durch das Anschieben nach Erreichen einer Mindestdrehzahl der Motorantrieb zugeschaltet und der Wagen wird entsprechend der durch elektrische Leitfähigkeit am Boden kodierten Markierungen (Flächen und/oder Linien) automatisch gelenkt, bzw. wird der Motorstrom nach der Gehbewegung der Person geregelt, die dem Wagen folgt, ohne daß der Wagen geschoben oder gehalten werden muß (jedoch kann), wie vorangehend erläutert wurde.

Darüber hinaus kann der Wagen von Hand geschoben werden. Wird er dabei durch Anschieben oder seitliches Schwenken (von hinten) nur geringfügig seitlich gelenkt (z.B. festgestellt durch Verdrehung des Lenkwinkels der selbstlenkenden Rollen und/oder durch die Sensorik der Schiebe-Haltestange), das heißt abseits der über die Verlustftächenkodierung und der zugehörigen Sensorabtastung durch das Programm des Leitrechners vorgegebenen elektrischen Schiene, dann rastet (kuppelt) der Motorantrieb sofort aus, und der Wagen kann wie jeder übliche Warenwagen von Hand geschoben werden, wobei die Laufräder dann standartgemäß selbstlenkend der vom Benutzer durch das Schieben des Wagens bestimmten Richtung folgen.

Wird der Warenwagen in dieser Betriebsart, d.h. wenn der Motorantrieb ausgekuppelt ist und der Wagen durch Anschieben seines Benutzers frei laufend gelenkt wird, bei einer bestimmten Mindestgeschwindigkeit ausgelassen (d.h. der Benutzer nimmt die Hände vom Griff), dann wird das Loslassen des Griffes erkannt und der Warenwagen sucht sich die richtige durch elektronische Kodierung fest gelegte Schiene um seinen Weg automatisch gesteuert fort zu setzen. Daß ist durch die bereits in genannten Voranmeldungen vorgeschlagene Kodierart möglich, wie sie auch für die Verkehrsüberwachung an Fahrzeugen benutzt werden kann. Um das Loslassen der Hand vom Griff des Warenwagens zu detektieren, kann gleichfalls das Sensorprinzip (216a) des Verlustsensors angewendet werden. Die Kodierung für die Positionserfassung wird in vorliegender Zusatzanmeldung jedoch wesentlich erweitert und ist nachfolgend noch eingehend beschrieben.

Bei dieser Kommunikation Benutzer/Wagen ist das Besondere daran vor allem der nahtlose Übergang in der Kommunikation zwischen Warenwagen und Benutzer. Einerseits dominiert immer der Benutzer, wenn er die Eingabe bedient, oder anhalten möchte, oder den Wagen wie einen gewöhnlichen Warenwagen schiebt (vor, zurück, seitlich, etc.), andererseits kann der Wagen ohne daß eine Umschaltung von Handbetrieb auf Automatik (und umgekehrt) vorgenommen werden müßte, den Benutzer über seine automatische Lenkung und der ständigen Erfassung der aktuellen Wegposition jederzeit zu dem gewünschten Produkt geführt werden.

Bleibt der Benutzer stehen, dann bleibt der Wagen auch stehen und fährt erst wieder an, wenn er vom Benutzer angeschoben wird. D.h. die Steuerung erfolgt so, als würde ein guter Geist den Warenwagen fahren, der immer genau weis, was der Kunde gerade will.

Kommunikation: Der Warenwagen kommuniziert entweder mit einer Funkdatenverbindung, z.B. in einem Funk LAN Netz, oder über eine an der Decke vorgesehene Infrarot Verbindung oder auch unter Benutzung des bereits in der PCT/AT/00/00198 vorgeschlagenen und in vorliegender Anmeldung verbesserten Version einer neuen Art der Datenkommunikation unter Benutzung eines elektrisch gesteuerten Verlustes als Sender und des gemessenen Verlustes als Empfänger.

In Ergänzung zu einer LAN Funkdatenverbindung wird im späteren Teil der Beschreibung ein Format für die Datenübertragung vorgeschlagen, mit dem unter Verwendung einer billigen Mikro TV Kamera Elektronik, die gleichzeitige Datenübertragung unter Einbindung von Telefonkanälen für hunderte von OBUS mit wenigen TV Kanälen vorgenommen werden kann.

Über die Telefonverbindung mit der Zentrale kann der Benutzer Informationen durch das Personal über bestimmte Artikel erhalten, damit diese Artikel über den zentralen Leitrechner in die Einkaufswunschliste des Kunden mit aufgenommen werden und damit der Kunde durch den Wagen auch zu diesen Artikeln geführt werden kann.

Dieser Vorgang geht sehr schnell: Das angerufene Personal sucht den Artikel in der Datenbank und drückt die Bestätigungstaste am Terminal und der Artikel ist automatisch in der Einkaufsliste des Kunden gespeichert (da das OBU die über die Chipkarte bei der Entnahme des Wagens gespeicherte ID Nummer des Kunden an den Leitrechner mitsendet). Weiters ist eine automatische Speicherung der Rufadressen vorgesehen. Ruft ein Kunde an und ist die Zentrale gerade mit einem anderen Kunden beschäftigt, dann erfolgt ein Rückruf (wie auch bei Telefonen üblich). Eine weitere Möglichkeit ist, automatische Spracherkennung zu nutzen. Dabei spricht der Kunde auf die Frage "Was suchen Sie bitte" einen Artikel ins Telefon, z.B. "Wiener" (Würste), worauf er entweder die Antwort erhält: "Ihr Wunsch ist jetzt auf ihrer Einkaufsliste unter der laufenden Nummer ##", oder die Antwort wurde nicht verstanden, bitte bleiben Sie am Apparat (und wird mit einem Mitarbeiter/Mitarbeiterin verbunden), damit dieser den Artikel in der Datenbank suchen und in die Einkaufsliste des Kunden übernehmen kann. Worauf der Kunde durch den Lautsprecher des eingebauten OBU über einen Audio-Signal Generator des Datenbankrechners z.B. auch gefragt wird, ob er günstigen Senf kaufen möchte, oder frische Semmeln, usw.

Hinweis: Am Ende der Beschreibung sind noch Ausbauvarianten beschrieben, mit denen über die Läden einer gut organisierten Supermarktkette praktisch jeder Hersteller eines Konsumentenproduktes weltweit die Logistik der Supermarktkette zum Vertrieb seiner Produkte (unter Benutzung einer WEB-Seite) nutzen kann. Eine derartige Vernetzung stärkt nicht nur den Vertrieb des Herstellers, der die Ladenkette zum Vertrieb benutzt, sondern sorgt auch für guten Kundenzulauf der Ladenkette. Des weiteren kann mit dem System auch eine Art Selbstbedienungsflohmarkt abgehalten werden, bei dem der Kunde gleichfalls zunächst auf der WEB Seite aussucht und dann den Artikel, geführt durch den Warenwagen sich selbst holen kann, an der Kasse zum Ansehen auspacken und gegebenenfalls wieder einpacken (Paket mit Klettverschluß) kann und geführt durch den Warenwagen wieder selbst zurückbringen kann (kontrolliert durch das System), oder an der Kasse den Betrag, der vom Verkäufer in die WEB-Seite eingegeben wurde, bezahlen kann. Genauso kann der Verkäufer das Produkt, geführt vom Warenwagen, an den betreffenden Platz abstellen, wobei der Zentralrechner das abgestellte Paket, wie alle anderen Vorgänge auch, automatisch registriert.

Somit erstmals ein Supermarkt mit IT-Anbindung (WEB-Seite) geschaffen wird, mit automatisierter Selbstbedienung, oder auch mit Bedienung zur automatisierten Warenzusammenstellung der gewünschten Waren im Einkaufswagen durch das Personal, weiters noch ein globaler Warenmarkt zahlreicher Hersteller und ein Privatverkauf in einem großen Laden automatisiert untergebracht werden kann mit allen sich aus der gemeinsamen Logistik ergebenden Vorteilen. Zu nachfolgend erläutertem Beispiel ist noch heraus gestellt, wie das bevorzugte System auch sehr gut zur automatischen Komplettüberwachung des Ladens eingesetzt werden kann, bestehend aus auf den Wagen montierten Verlustmeßsensoren (gegebenenfalls auch optischen Sensoren) zur Personenerkennung, Mini- Videokameras und einer die Information dieser Sensorik verarbeitenden Software im Zentralrechner oder weiterhin vernetzten Computern.

Beispiele:

Hinweis: Wie bereits eingangs erläutert, kann das beschriebene Automatisierungssystem für eine Warenablage/Entnahme auch in sehr einfachen Varianten betrieben werden. Nachfolgend ist eine etwas aufwendigere Version kurz beschrieben, um die Leistungsfähigkeit der Erfindung heraus zu stellen. Die dazu weiterhin benötigten technischen Details sind dann nachfolgend, bis zum Ende der Beschreibung, sehr ausführlich erläutert.

Ein Markt möchte beispielsweise sein Volumen erweitern, jedoch kein Lagerkapital für die Waren mehr zusätzlich investieren. Er kann die Produkte daher nur auf Bestellung liefern. Bestellt der Kunde die Ware über eine WEB-Seite, wird die Ware in den Laden geliefert.

Dabei kann die Ware an jedem beliebigen Platz gelagert werden, wenn beim Abstellen der Ware das Prinzip nach Option, bzw. Merkmal d) der Ableitung der Ablageadressen von der Bodenmarkierung der Warenwagen und den vom Wagen (oder einem weiteren Wagen) aus erfaßten Scannerpositionen genutzt wird. D.h. schnellste Beschickung eines Lagers, schnellste Abholung. Und bei der Abholung kann der Kunde mit dem Wagen über eine Route geschickt werden, wo er Produkte sieht, die er vielleicht noch brauchen kann. Was der Kunde von einem Lieferanten über die WEB-Seite bestellt hat, wird in diesem Fall mit dem Zentralrechner vernetzt, so daß z.B. ein an den Adressaten (Kunden) adressiertes persönliches Paket durch Selbstabholung des Kunden aufgefunden wird (VD- Brenner), der Kunde dabei noch über das Leitsystem an VD Rohlingen im Laden vorbei geführt wird, bevor er in den Raum gelangt, wo er durch den Wagen zu seinem Paket gelotst wird.

Hinweis: Mit dem System können die Warenwagen auch ein automatisches Kontroll-Scanning vornehmen. Damit die Wagen auch automatisch Fahren können, weisen sie an der Frontseite einen Personendetektor als Sensorik auf (Verlustmessung, optische Reflexionsmessung, oder auch Video, etc.). Wird eine Videokamera als Personendetektor verwendet, dann ist es sinnvoll für den Fußboden ein Schachbrett- oder Karomuster zu verwenden, damit durch einfaches Abzählen der von der schräg nach unten gerichteten Kamera aufgenommenen Quadrate (oder Rhomben, Dreiecke, etc.) die Entfernung zu einem Hindernis bestimmt werden kann.

Der automatisch fahrende Wagen weist dann z.B. keinen Freilauf auf, sondern kann gegebenenfalls auch zurück fahren, wenn er längs eines Regales zwecks Inventur die Kodierungen sämtlicher Pakete scannt, (vgl. 250). In diesem Fall können diese Wagen auch keinen Freilauf aufweisen und verwenden gegebenenfalls ein übliches Fahrgestell ohne selbstlenkende Rollen.

Im gelesenen Kode ist weiterhin eine verschlüsselte Information als einmalig vergebene Zufallszahl enthalten (z.B. weiterhin als Funktion von Datum und laufender Nummer des Paketes), die als Echtheitszertifikat gewertet wird und mit der Identifizierung der Person, die das Paket in das Regal gelegt hat, verknüpft ist. Dabei kann die betreffende Person das Paket nur in das Regal legen, wenn der Kode des Pakets auf dem am Wagen weiterhin angeordneten Bar Kode Scanner (oder ähnliches) vorher gescannt wird. Da der Paketkode bereits vorher einer Person zugehörig erstellt wurde, kann auch kein anderer Wagen dazu verwendet werden (akustische Fehlermeldung durch das OBU). Die Wagen wiederum, sind über ein elektronisch gesteuertes Schloß verriegelt geparkt und bei der Entnahme unter Verwendung der Chipkarte des Benutzers) mit dem Benutzer unverwechselbar verknüpft.

Wird ein Paket gefunden, das eine falsche Nummer hat, dann wird dies dem Zentralrechner gemeldet. Sind auf den selbst fahrenden Wagen Mini Video Kameras montiert, dann wird durch entsprechende Schnappschüsse eine Fotosequenz erstellt, die über das nachfolgend beschriebene Verfahren für die Datenübertragung des OBU an den Zentralrechner gesendet werden können, der sie unter Verwendung einer Bildverarbeitung auswertet. Dabei können beliebig viele Server zur Unterstützung des Zentralrechners entsprechend skaliert werden, auch über IT-Verbindung, etc. Die Auswertung der aufgenommenen Bildsequenzen erfolgt unter Miteinbeziehung der von den Wagen gelieferten Fahrpositionen, bzw. auch gegebenenfalls einer Personenabtastung weiterer Sensorsysteme, z.B. unter Verwendung einer Verlustmessung oder optischer Reflexionsmessung, wobei diese Sensorik z.B. die Interrupts zur Steuerung des Bildaufnahmefeldes liefert. Dabei können die Kameras auf einem Servo auch schwenkbar angeordnet sein, usw.

Neben der genannten weiteren Möglichkeit für die Ausführung der verwendeten Sensoren auch andere physikalische Prinzipien zu verwenden, ist die an den Wagen benötigte Sensorik mit dem bevorzugten Verlustmeßprinzip realisiert:

  • – die Sensorik für das Abtasten der auf dem Boden vorgenommenen elektrisch leitenden Bahnen und Flächen. Weiterbildende Optionen sind nachfolgend noch im Detail beschrieben,
  • – die Sensorik, welche als Näherungsdetektor die Gehbewegung der Person, die den Warenwagen schiebt oder hinter dem Warenwagen her geht, präzise abtastet (hiefür wird weiterhin um eigenständigen Schutz angesucht), wobei als Alternative auch ein optischer Sensor verwendet werden kann. Diese Sensorik ist eine Option, z.B. auch zur unmittelbaren Steuerung des Wagens über die Berührung am Griff bzw. an der Schiebestange (vgl. alternative Optionen weiter unten),
  • – die Sensorik, die den Griff des Warenwagens betrifft und anzeigt, daß der Griff losgelassen wurde (hiefür wird weiterhin um eigenständigen Schutz angesucht, z.B. um zu erkennen, daß ein Lenkrad losgelassen wurde, etc.) ist gleichfalls eine Optionen, als Alternative zu folgenden Optionen.
  • – Optionen:
  • – Der Griff des Wagens ist so ausgebildet, daß je nachdem an welcher Stelle er gehalten wird, der Wagen entweder durch den Kunden gelenkt wird, oder über die Servolenkung durch den Leitrechner gesteuert wird.
  • – Der Griff des Wagens ist so ausgebildet, daß er in seitlicher Richtung gegen eine zentrierende Federkraft verschiebbar ist, wobei diese Verschiebebewegung abgetastet ist, um den ansonsten durch die Servolenkung durch den Leitrechner gelenkten Wagen, durch den Kunden zu lenken.
  • – Der Griff des Wagens ist so ausgebildet, daß er in Fahrrichtung gegen eine zentrierende Federkraft verschiebbar ist, wobei diese Verschiebebewegung abgetastet ist, um den ansonsten durch die Servosteuerung eingeleiteten Bremsvorgang durch den Kunden zu steuern, dito gegebenenfalls eine gewünschte Beschleunigung durch Anschieben zu erkennen.
  • – Weiters die Sensorik für wie die Drehzahlabtastung (bzw. Winkelmessung) für die Feststellung des momentanen Abrollweges der selbstlenkenden der Laufrollen und die Abtastung der jeweiligen Lenkstellung dieser Rollen.

Status Steuerungen für den Warenwagen:

Ausführung des Antriebs: Der Warenwagen ist Standart mäßig ausgeführt (vgl. 210), läßt sich auch in der üblichen Weise fahren und weist zusätzlich noch die Antriebskomponenten in der folgenden Weise auf:

Zusätzlich zu den üblichen vier selbst lenkenden Rollen (EKW6) eines Warenwagens (Einkaufswagens) ist noch eine durch Elektromotor angetriebene Antriebsrolle (EKW-5) vorgesehen. Diese einerseits durch Servomotor lenkbare Antriebsrolle EKW-5, bzw. in selbstlenkender Ausführung auch als EKW6A bezeichnet, ist in Ausführung nach 219/220 im ausgekuppelten Zustand des Antriebes gleichfalls selbstlenkend und beispielsweise zwischen den beiden vorderen Rollen angebracht (214). Dabei ist für die meisten Anwendungen, wo kein motorisch angetriebenes Rückwärtsfahren erforderlich ist, ein Freilauf vorgesehen (in Bezug auf den Antrieb des Elektromotors) und zweitens eine Kuppeleinrichtung zum Ein- Auskuppeln des Antriebes. Die seitlich der Antriebsrolle EKW-5 (= EKW6A) angeordneten vorderen Antriebsrollen (EKW6) sind vom Boden geringfügig abgehoben und verhindern nur das Umkippen des Wagens, wenn der Wagen allzu einseitig belastet würde. Eine weitere Variante ist, anstelle daß nur in der Mitte eine Antriebsrolle vorgesehen ist, die beiden vorderen Rollen des Einkaufs- bzw. Warenwagens parallel zu steuern (d.h. synchron zu lenken, synchron anzutreiben und synchron zu kuppeln).

Neben weiteren Möglichkeiten für das Kuppeln des Antriebs stehen folgende beide Optionen zur Wahl:

  • a) es ist das zwischen den vorderen Rollen (EKW6, vorne) angeordnete Antriebsrad EKW-5 in der Höhe so weit geringfügig verstellbar, daß bei angehobenem Antriebsrad EKW-5 der Wagen nur mehr auf den vorderen Rollen (EKW6, vorne) läuft (ausgekuppelt) und bei abgesenkten Antriebsrad EKW5 die vorderen Rollen (EKW6, vorne) gerade so weit angehoben sind, daß sich die seitlichen Rollen EKW6 nicht mehr mit drehen und der Wagen auf dem Antriebsrad EKW-5 läuft (eingekuppelt). Dies wird durch eine nachfolgend beschriebene Sensorik festgestellt. Dieser Variante ist vorteilhaft, wenn das Antriebsrad EKW-5 unmittelbar von einem Elektromotor ohne Freilauf angetrieben werden soll, damit auch rückwärts gefahren werden kann (bei dann gegebenenfalls elektronisch gesteuerter Lenkungsblockierung der Selbstlenkung für die hinteren Laufrollen (EKW6, hinten). Für Bestimmte Zwecke ist es auch sinnvoll, diese Anordnung spiegelbildlich vorzusehen, so daß sowohl vorne, als auch hinten ein entsprechendes Antriebsrad mit Kupplung vorgesehen ist. Erfolgt dann das Anheben oder Absenken der Antriebsräder nur geringfügig, dann bleibt der Wagen ständig auf den äußeren selbstlenkenden Rollen abgestützt und kann in automatischer Steuerung auch in seitlicher Richtung in jedem beliebigen Winkel quer zur ansonst üblichen Fahrtrichtung fahren;
  • b) anstelle, daß das Antriebsrad in der Höhe verstellt wird, ist eine Höhenverstellung des Andruckrades (EKW-1, 219/220) vorgesehen, welches in das Antriebsrad (EKW-5) eingreift und sowohl die Lenkung, als auch den Rotationsantrieb des Antriebsrad (EKW-5) vornimmt. Für diese Variante läßt sich auch gut ein Freilauf integrieren, damit durch Anschieben die selbstlenkende Antriebsrolle geradeaus gerichtet werden kann um das Einkuppeln zu ermöglichen.

Für die Abtastung der Drehbewegung der Rollenräder ohne daß die Sensorik wie die Rollen um eine senkrechte Achse drehbar sein muß, und auch eine beliebige Mehrfachumdrehung der senkrecht gelagerten Lenkachse (da) der Rollen nicht behindert wird, unter Verwendung eines stationär am Wagen montierten Sensors (gleichfalls eine Verlustmessung durchführend) wird die zu 206a später noch im Detail beschriebene Ausführung des Sensors verwendet.

Weiterbildung für die Ausführung des Antriebs (Variante nach 219/220), betrifft die oben unter Absatz b) genannte Vorzugsvariante:

Anstelle das wie in Variante a) die gesamte Antriebsrolle, bzw. Fahrrolle, (hier mit EKW6A bezeichnet) gegen das Gewicht des Warenwagens abgesenkt wird, wird nur die vom Motor, bzw. Getriebe (EKW2) angetriebene Andruckrolle (EKW-1) auf die Antriebsrolle, bzw. Fahrrolle (EKW6A) abgesenkt, bzw. angehoben. Dabei ist die Antriebsrolle (EKW6A), bzw. Fahrrolle, als bei solchen Warenwagen übliche, um eine senkrechte Achse (da) verdrehbare Rolle ausgeführt. Ein Beispiel zeigen 219/220: Dabei ist die wie eine Fahrrolle eines Standart Warenwagens ausgebildete Rolle (Antriebsrolle, EKW6A) auf einem mit senkrechter Achse (da) gehaltenen Dreharm (dh), wie bei selbst lenkenden Rollen üblich, drehbar (bzw. lenkbar) gelagert. Die senkrechte Drehachse (da) ist mit einem Winkelmeßsystem S(phi) versehen, z.B. ausgeführt nach dem bevorzugten Sensor (bestehend aus einer an da angeordneten Scheibe SB und einer am Drehlager angeflanschten stationären Spule S zur Winkelmessung, vgl. 206a) und mißt die Abweichung +/– in Bezug zu einem Winkel, welcher dem Geradeauslauf der Rolle bei Fahrtbewegung in gerader Richtung nach vorne entspricht.

Diese Stellung entspricht auch der Darstellung in 219/220 (vgl. Pfeil „Fahrtrichtung nach vorne"). D.h. die Antriebsrolle (EKW6A) wird bei Anschieben des Wagens (von Hand) selbstlenkend hinter hergezogen, wenn der Antrieb ausgekuppelt ist. 219 zeigt den eingekuppelten Zustand, 220 den ausgekuppelten Zustand (jeweils rechts unten ist eine Frontsansicht zusätzlich als Detail von EWK6A und EKW-1 dargestellt).

Zeigt das Winkelmeßsystem S(phi) im ausgekuppelten Zustand des Antriebes den Geradeauslauf des Wagens an, d.h. die über ein Integral innerhalb eines Toleranzrasters gemessene +/– Abweichung Winkelstellung ist Null, und zeigt der Sensor an den Rollen (z.B. an den hinteren Rollen des Wagens) eine bestimmte Mindestgeschwindigkeit an, und wird weiterhin ein Steuersignal dekodiert, daß der automatische Antrieb erwünscht ist (was je nach Ausführungsvariante aus unterschiedlichen Status Dekodierungen erzeugt ist), dann wird der Antrieb (EKW1) eingeschaltet und an die im ausgekuppelten Zustand nur als Laufrolle benutzte Antriebsrolle (EKW6A) durch Absenken der Andruckrolle EKW-1 (bzw. des Antriebes EKW2) eingekuppelt.

Durch das manuelle Anschieben des Wagens wird der selbstlenkende Geradesauslauf der ausgekuppelten Antriebsrolle (EKW6A) erreicht, so daß beim Einkuppeln die selbstlenkende Fahrrolle, bzw. Antriebsrolle (EKW6A) mit der zentrierenden Kegelradschräge (vgl. FRONTANSICHT) der vom Motor (EKW2) angetriebenen Andruckrolle (EKW-1) zur Deckung gebracht wird und einrasteten kann (219). Wobei als Status Dekodierung für die Zuschaltung des Antriebes z.B. das Loslassen der Griffstange dekodiert ist. Um die Zentrierung der selbstlenkende Fahrrolle, bzw. Antriebsrolle (EKW6A) für den Geradeauslauf zu verbessern, kann noch die später zu 221 beschriebene Federzentrierung vorgesehen sein. Um nach dem Einkuppeln für die Servolenkung Strom zu sparen, kann diese Federzentrierung auch durch elektromagnetische Impulssteuerung DAUMAG/EMAG ausgekuppelt und wieder eingekuppelt werden (vgl. dazu 213). Eine weitere Stromsparmaßnahme für die Servolenkung (M_Servo) betrifft die Elektronik mit Schaltungsbeispiel nach 243.

Weitere Details: Die Achse des Servomotors EKW-3 (zum Lenken, vgl. Servo-Achse in 219/220) ist deckungsgleich, bzw. in Fluchtlinie zur senkrechte Drehachse (da) der durch den Antrieb angetriebenen Laufrolle (EKW6A mit Drehhebel dh) angeordnet. Dabei wird die durch Höhenverstellung von der Laufrolle, bzw. Antriebsrolle (EKW6A) abhebbare Andruckrolle EKW-1 beim Einkuppeln des Antriebes abgesenkt und an die Antriebsrolle (EKW6A) fest angedrückt. Beim Auskuppeln des Antriebes wird die durch Höhenverstellung bewegbare Andruckrolle EKW-1 von der Laufrolle, bzw. Antriebsrolle (EKW6A) wieder so weit abgehoben, daß die Laufrolle (EKW6A) sich um ihre senkrechte Drehachse (da) frei Drehen kann (Richtung vR, vgl. FRONTANSICHT), wodurch der Warenwagen wie ein üblicher Wagen von Hand zu bewegen ist. Die hinteren Rollen des Wagens deren senkrechte Drehachse (da) während des motorischen Antriebes des Wagens durch eine Federkraft in Fahrtrichtung ausgerichtet sind, können dann gegen diese Federkraft aus der Federkraftzentrierung heraus gebracht werden, wenn der Wagen von hinten seitlich bewegt wird. Diese einfache Federkraftzentrierung zeigt 221. Eine Alternative dazu mit elektrischer Kupplung zur Zentrierung der hinteren Laufrollen (während des automatischen Fahrens) in den Geradeauslauf zeigt 218 vgl. auch 213). Beide Varianten werden später noch näher erläutert.

Ruhestatus: Antrieb ist ausgekuppelt (dito abgeschaltet). Der Warenwagen rollt auf seinen Rollen in Standart mäßiger Ausführung und läßt sich vom Kunden in allen Richtungen schieben. Ist für die Zentrierung der hinteren Laufrollen eine unmittelbare elektrische Kupplung zur Blockierung der Lenkung nach 218 vorgesehen, oder eine elektrische Kupplung (EMAG) zum Abschalten der zentrierenden Federkraft nach 213 vorgesehen, dann wird in diesem Status die Blockierung der Winkelstellung der hinteren beiden Rollen (EKW6) aufgehoben, somit die hinteren Rollen selbsttätig lenkend mit laufen. Ist nur eine einfache Federkraftzentrierung nach 221 vorgesehen, dann wird nur bei manuellem Seitendruck (über die Schiebestange des Wagens) eine Ausrastung erfolgen.

Die Variante zum Abschalten der zentrierenden Federkraft aus 213, ist als Weiterbildung von 221 veranschaulicht. Dabei ist an der Rastspitze AB der Ringfeder (zum Einrasten von Nippel NIP) außenseitig ein kleiner, starker Dauermagnet DAUMAG befestigt (z.B. mit Schraube oder geklebt), der von einer Polfläche eines Elektromagneten EMAG angezogen wird und im stromlosen Zustand des Elektromagneten EMAG auch gehalten wird bzw. beim Umpolen des Elekromagneten EMAG (durch ein Gegenfeld) wieder abgestoßen und durch die Federkraft der Ringfeder zurückgezogen wird. Somit läßt sich bei dieser Variante die Zentrierfunktion über einen Stromstoß des Elektromagneten EMAG auch ganz abschalten. Auch im Ruhestatus des Antriebes, wenn der Wagen von Hand geschoben wird, können die Sensoren dem Zentralrechner ständig die Position des Wagens übermitteln.

Fahrstatus: Antrieb ist eingekuppelt, weist jedoch in Bezug zu seinem Elektroantrieb einen Freilauf auf. Die Sensoren melden ständig drahtlos dem Zentralrechner die Position. Der Zentralrechner gibt als Daten die Sollposition als Koordiantendifferenz oder Vektor aus. Der Prozessor im OBU errechnet dann die vorzunehmende Verdrehung der Servolenkung des Antriebes, oder es wird im Zentralrechner die gesamte Fahrt des Warenwagens unter Verwendung der vom Warenwagen ständig übermittelten Positionsdaten und der Daten zur Drehzahl (Winkelmessung) und Lenkung der Fahrrollen simuliert und durch diese Simulation die Servosteuerung der Lenkung des Warenwagens durch den Zentralrechner zentral gesteuert.

Um vom Ruhestatus in den Fahrstatus zu schalten und umgekehrt, werden für die Dekodierung dieser Statusumschaltung zwei Varianten unterschieden:

  • a) Variante 1 (selbst fahrender Wagen): Bei dieser Variante ist der autarke Antrieb des Warenwagens stark genug, um ihn selbstfahrend ohne Anschieben durch einen Benutzer über die Servolenkung durch den zentralen Leitrechner gesteuert fort zu bewegen;
  • b) Variante 2 (geschobener Wagen): Bei dieser Variante ist der Antrieb des Warenwagens gerade so ausgelegt, daß er die Fortbewegung des Wagens lediglich unterstützt, oder es ist überhaupt kein Antrieb für die Fortbewegung vorgesehen, sondern nur eine Servolenkung. D.h. der Wagen wird durch den Benutzer geschoben, jedoch durch den zentralen Leitrechner gelenkt.

Schalten vom Ruhestatus in den Fahrstatus: erfolgt ...

  • – durch Erkennung einer gewissen Mindestdrehzahl an den Rollen
  • – Für Variante 1 (selbstfahrender Wagen):
  • – in weiterer Koinzidenzverknüpfung, daß die Sensoren in der Lage sind eine kodierte Wegmarkierung erkennen (damit der Wagen nicht außerhalb einer Wegmarkierung automatisch fährt) und daß der Kunde während der Beschleunigung zur Mindestdrehzahl (oder auch nur kurz innerhalb eines Zeitabschnittes während dieser Beschleunigung)
  • 1. die Hand auf der Griffstange des Wagens hatte und
  • 2. die Hand von der Griffstange des Wagens wieder losließ.
  • – und in weiterer Verknüpfung, daß die Näherungserkennung, welche das Schrittempo des Benutzers erkennt, bei diesem Vorgang während die Hand an der Griffstange erkannt wird, auf den Ansprechwert kalibriert wird.

    Dadurch, daß die Griffstange mit einbezogen wird, wird verhindert, daß sich der Fahrstatus einschaltet, wenn der Wagen auf einer Schräglage von selbst rollt.

    Ebenso wird der Sensor zu Erkennung, daß eine Hand auf der Griffstange aufliegt kalibriert, indem jedesmal, wenn der Wagen durch Anschieben beschleunigt wird, festgestellt durch die Drehzahldifferenz zwischen Antriebsrolle EKW6A und Motorantrieb, wobei die Andrucksrolle EKW-1 über einen Freilauf an den Motor angekoppelt ist und der Motorantrieb gleichfalls eines Drehzahlmessung aufweist), die Sensorik an der Griffstange feststellt, daß die Hand die Griffstange berührt. Was auch durch die optionale Verschiebe Sensorik der Griffstange (in Richtung-Y, 224) festgestellt werden kann.

Während des Fahrstatus wird der Mittelwert der Näherung des Benutzers (als Abstand zwischen Benutzer und Rückwand des Warenwagens) gemessen und der Antrieb entsprechend geregelt, z.B. in zwei Stufen: Wird nur eine geringfügige Vergrößerung des Abstandes zur hinter dem Wagen gehenden Person festgestellt, dann wird der Motor angehalten und der Wagen läuft mit dem Freilauf weiter, wird eine größere Vergrößerung des Abstandes fest gestellt, dann wird der Wagen über die elektronisch steuerbare Bremse abgebremst bis der kalibrierte Ansprechwert des Abstandes erreicht ist. Dabei kann der Bremsvorgang auch Geschwindigkeitsabhängig vorgenommen werden, z.B. wenn der Benutzer hinter dem Wagen sehr schnell geht oder läuft und der Wagen entsprechend schnell fährt und der Abstand sich spontan vergrößert, weil der Benutzer z.B. stehen bleibt, dann bremst der Wagen gleichfalls ab.

Umgekehrt, verringert sich der Abstand zur hinter dem Wagen gehenden Person, dann wird der Motor entsprechend beschleunigt. Dabei ist allerdings die Beschleunigung elektronisch geregelt begrenzt, so daß der Benutzer jederzeit den Wagen leicht erreichen kann, um ihn am Griff zu halten. Wird der Wagen dagegen am Griff gehalten und angeschoben, dann wird für die Variante, welche die Verschiebe Sensorik der Griffstange (in Richtung-Y, 224) aufweist, die Geschwindigkeit nicht durch die Abstandsmessung zur Person, die den Wagen anschiebt gemessen, sondern über den Verschiebeweg der Griffstange der Antrieb gesteuert. Wird die Griffstange angeschoben, dann beschleunigt der Motor entsprechend der an der Verschiebe Sensorik der Griffstange vorgenommenen Wegmessung bis diese ausgeglichen ist, wobei dies wegen des Freilaufs für kleine Verschiebewege auch durch Abschalten und Einschalten des Motors erfolgen kann. Wird hingegen ein Verschiebeweg als gewünschte Verzögerung durch Zurückhalten der Haltestange fest gestellt, dann wird dem gemessenen Verschiebeweg entsprechend abgebremst.

  • – Für Variante 2 (angeschobener Wagen):

    Die beschriebene Variante wird bevorzugt wenn nur unterstützender Antrieb vorgenommen Ist. In diesem Fall erfolgt die Zuschaltung des unterstützenden Antriebes (geringer Leistung) durch sensorische Feststellung, daß auf die Schiebestange des Warenwagens eine Schubkraft einwirkt, z.B. unter Verwendung der später zu 224 noch näher erläuterten Verschiebesensorik der Haltestange des Einkaufswagens bzw. Warenwagens).

Schalten in den Ruhestatus über die Lenkung des Wagens:

Die Zuschaltung der automatischen Lenkung, dito deren Abschaltung, erfolgt so, daß, für die Variante (2) die Haltestange H, 224 (zum Anschieben) des Warenwagens auch noch seitlich (symmetrisch) nach beiden Seiten (sx) gegen eine Federkraft FD verschiebbar ist. Z.B. indem die Haltestange als Hülse auf einem Bolzen aufgeschoben ist. Wird eine Verschiebung festgestellt, dann wird die Lenkung dieser Verschiebung entsprechend durchgeführt und in den Ruhestatus geschaltet, um den Wagen von Hand nicht nur anzuschieben, sondern auch zu lenken. Dieser Zustand bleibt erhalten, bis der Wagen wieder in den Fahrstatus geschaltet wird, was durch nachfolgend beschriebene Status Dekodierung erkannt wird:

Schalten in den Fahrstatus über die Lenkung des Wagens:

Wird dagegen eine Veränderung der Fahrtrichtung durch den Winkelsensor S(phix) der selbst gelenkten Rollen festgestellt, ohne daß die Haltestange gegen die Federkraft seitlich verschoben wird, z.B. indem der Warenwagen an der Stirnseite der Stange bzw. Halterung (WEG-100, 224) seitlich gelenkt wird, dann wird vom Ruhestatus wieder in den Fahrstatus geschaltet, d.h. der Warenwagen wird (wieder) durch die Servosteuerung über den Zentralrechner gelenkt. Dabei wird der Wagen so angeschoben, daß sich die Stange seitlich nicht verschiebt.

Variante: Damit, wenn der Wagen im vom Zentralrechner gelenkten Fahrstatus vom Benutzer angeschoben wird, die Schiebestange (bzw. Haltestange) nicht versehentlich seitlich verschoben wird (wodurch sich der Wagen in den Fahrstatus schalteten würde), ist die Variante vorgesehen, anstelle der seitlichen Verschiebemöglichkeit (in Richtung X, 224), eine Bereichsunterteilung der Berührungssensorik der Haltestange vor zu nehmen, wie als Beispiel zu 237 gezeigt und später noch weiter beschrieben.

Wird die Haltestange in der Mitte (Bereich GUIDE) gehalten, dann wird der Wagen durch den Zentralrechner gelenkt. Wird die Stange an den beiden äußeren Randbereichen (DRIVE) gehalten, dann wird der Wagen durch den Benutzer gelenkt. Wird der Wagen überhaupt nicht mehr gehalten, dann bremst er ab, oder wenn eine Entfernungsmessung zu den Wagen schiebenden Person vorgesehen ist, bremst der Wagen erst nach Erreichen eines bestimmten Abstandes von dieser Person ab, wenn die Halestange nicht mehr gehalten wird.

Nachfolgend soll Variante 1 noch näher beschrieben werden (selbstfahrender Wagen):

Die Abstandsmessung steuert den Antrieb so, daß wenn sich der Abstand verringert, dann wird der Motor entsprechend beschleunigt, jedoch nur solange der Wagen (mit einer bestimmten Mindestgeschwindigkeit) fährt. Wurde der Wagen durch selbsttätiges Abbremsen oder durch Halten zum Stillstand gebracht, dann kann er nur mehr durch die vorhin beschriebene Übertragungsbedingung der erkannten Signalzustände wieder in den Fahrstatus gebracht werden. D.h. Anschieben, daß eine bestimmte Mindestgeschwindigkeit erreicht wird und dann den Wagen loslassen. Weiters kann als zusätzliche Bedingung für das Einschalten (Einkuppeln) des Antriebes noch bestimmte Zeit abgefragt werden, die der Benutzer die Griffstange beim Anschieben fest halten muß.

Modi: Es sind zwei Modi vorgesehen: Ein Modus, der für den Kunden vorgesehen ist. In diesem Modus wird die Geschwindigkeit des Warenwagens durch den gemessenen Abstand zum Kunden (d.h. durch den Abstands Sensor) bestimmt. Ein weiterer Modus ist für das Personal vorgesehen. Zu diesem Zweck ist die Funktion, bei der die Geschwindigkeit des Antriebs durch einen Abstandssensor geregelt wird, der den Abstand zum hinter dem Wagen hinterher laufenden Kunden mißt, über ein Steuersignal des Zentralrechners abschaltbar, wenn der Wagen in einen ausschließlich vom Zentralrechner kontrollierten Modus geschaltet werden soll (wobei auch am Wagen eine Nottaste vorgesehen werden kann, um diesen Modus wieder zurück zu schalten und mit einer Starttaste wieder einzuschalten, usw.). Wird der Warenwagen ausschließlich vom Zentralrechner kontrolliert, dann können die Wagen z.B. automatisch gesteuert auch hinter dem Benutzer her fahren, wobei die Position dann ausschließlich von dem vor dem Benutzer fahrenden Wagen abgeleitet wird. Dabei hat z.B. der erste hinter dem Benutzer fahrende Wagen an der Frontseite einen Detektor zum Erkennen von Hindernissen aktiviert um im Notfall ein entsprechendes Signal an den Zentralrechner zu senden und alle in der Reihe fahrenden Wagen zu bremsen.

Mit dem bevorzugten Sensor lassen sich Hindernisse, wie Personen, oder Hubstapler, usw. sehr gut erkennen. Sollen besonders hochohmige Hindernisse erkannt werden (z.B. Paletten, etc.), dann ist es sinnvoll ein Metallband um die Paletten oder Stellflächen zu befestigen, damit der Sensor anspricht, oder mit einem elektrisch leitenden Klebeband am Boden eine entsprechende Abgrenzungsmarkierung zu markieren. Oder zusätzlich am Warenwagen auch ein optisches Erkennungssystem (Reflexionsmessung) einzusetzen.

Weitere Optionen: Optional können auch ausschließlich selbst fahrende Warenwagen eingesetzt werden (z.B. für den Gebrauch des Personals, etc.), ohne Kupplung und ohne Freilauf mit der Möglichkeit auch nach rückwärts zu fahren, usw.

Weitere Optionen: für bestimmte Fälle, die vom Zentralrechner durch die übermittelten Positionen erkannt werden (Kollisionsgefahr, etc.) kann der Bremsvorgang auch durch den Zentralrechner ausgelöst werden, da der Zentralrechner sämtliche Wagen in einem Koordinatenraster unter Kontrolle hat.

Nachfolgend erfolgt die Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispieles, um eine möglichst genaue Positionserfassung der Warenwägen durchführen zu können. Die mechanischen Details des Warenwagens und Gesamtsystems sind ab Seite ## weiter beschrieben.

Fortsetzung für die Ausführung des Warenwagensystems, siehe Seite 99 ...

KODIERUNG der MARKIERUNG:

Nachfolgend wird ein Kodierverfahren für die Bodenmarkierungen vorgeschlagen, das neben der Anwendung an den Warenwagen, bzw. Einkaufswagen, auch in eigener Anwendung oder auch für alternative Applikationen zu verwenden ist. Z.B. zur Abtastung der Position eines Fahrzeuges, oder zu dessen automatischer Steuerung, z.B. um für eine rollende Landstraße die Fahrzeuge automatisch von einem Parkplatz auf Wagons zu verladen und umgekehrt. Letztere Anwendung ist sehr interessant. So können beispielsweise die Fahrzeuge von einem Abstellplatz automatisch gelenkt dicht geparkt werden. Soll ein Fahrzeug aus der Mitte auf einen Wagon verladen werden, dann fahren die vor dem Fahrzeug parkenden Wagen automatisch gesteuert außen im Kreis herum, so daß das betreffende Fahrzeug zur Verladung fahren kann. Wobei die verbleibenden Fahrzeuge wieder einparken. Für eine solche Anwendung ist die eingangs vorgenommene Erläuterung für die Umschaltung vom automatisch gelenkten Betrieb in den manuell gelenkten Betrieb sehr interessant.

Auch wenn das Fahrzeug nach einem anderen Prinizip automatisch gesteuert werden sollte, kann durch die bevorzugte Kodierung eine seitliche Begrenzung der Fahrbahn gezogen werden, innerhalb der das Fahrzeug bleiben muß, oder es können durch unterschiedlich kodierte Längslinien mehrere solche Fahrbahnen als Begrenzung seitlich versetzt nebeneinander kodiert sein. Dabei kann es sich z.B. auch um die Begrenzung eines Ackerfeldes handeln, um einen automatisch gesteuerten Traktor innerhalb einer Sicherheitsbegrenzung des Feldes zu halten, usw. Verkehren mehrere Fahrzeuge auf diesen Bahnen (mit Gegenverkehr), dann können sich entgegen kommende Fahrzeuge untereinander verständigen, welches Fahrzeug zwischen welchen Längsbahnen jeweils gesteuert wird, vgl. auch zu 203b, 207, und 208. Dabei ist auch vorgesehen, die Linien in Fahrtrichtung durch Unterbrechung von Querlinien zu kodieren, wobei die Querlinien als über die Breite der Fahrbahn sich erstreckender Längenmaßstab ausgebildet ist. Somit die entgegenkommenden Fahrzeuge sich auf die Breite verständigen können, die sie jeweils benutzen und über ihre Sensoren ständig messen (203b).

Für die Erläuterung der Weiterbildungsvariante bevorzugter Markierung (ergänzend zu den bereits genannten Voranmeldungen) wird zunächst das Grundprinzip erläutert und in stufenweiser Weiterbildung perfektioniert.

203b, 207, 208, 212a,b,c, 222, 223, 225 bis 230, 236, 247a, 247b, 251 252 veranschaulichen ein Beispiel für die Kodierung eines Fußbodens oder einer Straße, etc. durch die elektrisch leitenden Linien. Das Bild 203b ist 203 der zitierten Voranmeldung entnommen und benutzt Querlinien (Bahnen), durch deren als Wirbelstromverlust in die Sensorspule(n) des Warenwagens eingekoppelter Verlustwiderstand die Kodierung erfolgt. Hier ist vereinfacht für alle Bahnen die gleiche Linienbreite dargestellt, um die Kodierung durch die Abstände vorzunehmen. Es ist evident, daß durch eine solche Kodierung auch eine Barkode Kodierung unter Verwendung unterschiedlicher Bahnbreiten und Zwischenräume möglich ist, wie bereits in der zitierten Voranmeldung erläutert. Die Sensoren sind vorne am Wagen angeordnet (vgl. auch Sensorreihe Sx in 205.). Sx symbolisiert hier eine Sensorreihe oder auch nur einen einzelnen Sensor, je nachdem welches Kodierverfahren angewendet wird. Z.B. sind diese Sensoren entsprechend 203b angeordnet und mit Sl, Sr (für die äußeren Sensoren) und Sli, Sri (für die beidseits der Mittellinie angeordneten Sensoren) bezeichnet. Für die Anwendung an einem Einkaufswagen vgl: auch Montage des Sensors/der Sensoren am Rohrgestell durch entsprechend geformten Befestigungsbügel (219/220). Die beidseits der Mittellinie angeordneten Sensoren Sli Sri tasten das Ende der betreffenden Querlinien an der Unterbrechungsstelle (zero) jeweils ab (Option), wobei die Unterbrechungen die Leitlinie für den Geradlauf (bzw. die Lenkung) des Warenwagens bei der automatischen Steuerung bildet. Dabei wird die Servo Lenkung beispielsweise so gesteuert, daß beide für die Abtastung der Unterbrechungslinie (zero) verwendeten Sensoren (Sli und Sri) beim Überfahren einer Querlinie gleichzeitig oder hintereinander (wenn schräg überfahren) die gleiche Signalintensität aufweisen. Ist dies nicht der Fall (weil sich eine Sensorspule zum Teil bereits mehr im Zwischenraum zero, und die andere Sensorspule zum Teil mehr über der Linie befindet), dann wird die Lenkung des Wagens ausgleichend gesteuert.

Da die Fahrgeschwindigkeit des Fahrzeuges, bzw. die jeweils gefahrene Weglänge über das Abrollen der Fahrrollen (oder auch Räder) und deren Lenkung ständig gemessen wird, können auch die zwischen den Bahnen als freie Fläche zu überbrückenden Weglängen genau gemessen werden (dito die Bahnbreiten, wenn eine Barkode Kodierung, oder ähnliches vorgenommen ist).

Über den gemessenen Leitwertverlauf der Querlinien (Kodierbahnen) wird dann diejenige durch Unterbrechung zero (in Fahrtrichtung) sich ergebende Längslinie ausgewählt, welche vom Fahrzeug jeweils befahren werden soll. Dabei können sich entgegenkommende Fahrzeuge auf bestimmte Breiten untereinander verständigen. Weiters können die Kodierbahnen in Fahrtrichtung noch serielle Kodes enthalten, die die Länge der Fahrbahn kodieren, wie in zahlreichen Beispielen näher erläutert ist.

In 203b ist rechts unten noch dargestellt, wie der Fehler dF erkannt wird, weil der rechte innere Sensor Sri (vgl. auch WAGEN links) einen geringeren Kontrastwert abtastet (übertrieben dargestellt) D.h. der Wagen muß in diesem Fall ausgleichend nach rechts gesteuert werden. Weiters ist evident, daß neben einer Reihe von Einzelsensoren, auch eine Sensorzeile benutzt werden kann, bei der der Abtastpunkt elektronisch abgelenkt (verschoben), und somit die Bahnunterbrechung elektronisch nachlaufend gesucht werden kann (um die seitliche Verschiebung raus zu kriegen). In 208 ist passend für diese Variante ein Schachbrettartiges Muster von kodierten Flächen verwendet, derart, daß die in entsprechenden Abständen parallel verlaufenden Linien mehrmals so unterbrochen sind, daß sich durch die Unterbrechungslinien ein Raster ergibt. Dabei sind die Sensoren einer Sensorzeile so eng angeordnet, daß mindestens ein Sensor immer die Kodierungslinie erkennt. Dabei ist 208 nur schematisch, nicht maßstäblich zu verstehen. 207 zeigt die Kodierung einer Abzweigung. Der in Fahrtrichtung gelesene Kode wird seriell als log1 (= Linie)/log.0 (= Zwischenraum), oder auch umgekehrt, gelesen, d.h. wie ein schwarz weiß kodierter Barkode.

Kodierung quer zur Fahrtrichtung:

In Weiterbildung ist quer zur Fahrtrichtung als weitere Kodierung der in die Sensorspulen eingekoppelten ohmschen Leitwert, der z.B. durch die Dicke der Farbschicht oder der Oberflächenbeschaffenheit (Ritzen, etc.) sich ergibt, längs der Querlinien in seinem Verlauf 1/RVM kodiert und als Breitenposition gemessen (212a). Diese Kodierung kann z.B. auch durch ein Punktraster mit einem Laser vorgenommen werden. Vgl. dazu später zu 247a und 247b. Dies erfolgt beispielsweise im Straßenbau für eine mit Leitfarbe vorgenommene Kodierung so, daß der Laser auf einem automatisch gesteuerten Schlitten auf einer entsprechenden Koordinatenführung untergebracht ist, welche auf einem kleinen Wagen angeordnet ist. Der Wagen wird dann Richtung der Bahnen geführt, wobei durch Kantenabtastung der Laser über den Schlitten oder (auch einer Spiegelablenkung) den Abgleich auf den Bahnen vornimmt. Dabei kann der Laser durch die als Zylinderspule ausgeführte Meßspule hindurch projiziert werden.

Dabei mißt der für die Verlustmessung vorgesehene Sensor ständig den eingekoppelten Bahnwiderstand, wobei der Laser ein über die Bahnbreite dem geforderten Leitwertverlauf des Wirbelstromverlustes entsprechendes Punktmuster erzeugt.

Der an der Lasereinrichtung verwendete Sensor entspricht der Referenz aller in den Warenwagen verwendeten Sensoren, d.h. er mißt mit der gleichen Genauigkeit, bzw. sind alle im System verwendeten Sensoren (die diese Markierung jeweils abtasten) nach diesem Sensor über eine look up table geeicht, und zwar nach erhaltenen Leitwerten, wie sie einem gemessenen Parallelleitwert entsprächen.

Für die Kodierung des zu messenden Verlust Verlaufs 1/RVM ist in der Detailbeschreibung zu 299 ein Ausführungsbeispiel für eine Abstands unabhängige Messung näher beschrieben.

Variante: Genauso, wie bei einer Kodierung quer zur Fahrtrichtung, kann auch eine Kodierung in Längsrichtung, d.h. in Fahrtrichtung durch einen entsprechenden Verlust Verlauf 1/RVM vorgenommen werden, wobei zusätzlich quer zur Fahrtrichtung durch eine Unterbrechungslinie (zero) entsprechend 203b eine exakte Leitlinie (die beiderseits durch Sensorspulen Sli, und Sri auf Symmetrie abgetastet wird) kodiert werden kann. Angewendet wird eine solche Kodierung beispielsweise für die später noch zu 249/250 näher beschriebene Anwendung, bei der ein Warenwagen mm genau längs eines Waren Regals automatisch positioniert wird, um mit einem Scanner die Etiketten der Waren zu lesen. Dabei legt die durch zero kodierte Leitlinie den Abstand vom Regal fest. Wird diese Kodierung in Verbindung mit einer seriellen Kodierung vorgenommen (vgl. später zu 222), dann wird durch Steuerzeichenkodierung der Bereich, welcher in Fahrtrichtung einen 1/RVL Verlauf aufweist, bzw. eine seitliche Leitlinie (zero) angefahren werden muß, angezeigt, bzw. eingegrenzt, wobei sich die unterschiedlichen Kodiervarianten dann entsprechend abwechseln können.

Option nach 212a, 222, 223, 226, bis 230, 236, 247a, 247b

Nachfolgend sind Weiterbildungsmaßnahmen für eine Kodierung quer zur Fahrtrichtung näher beschrieben, die sich sehr gut eignen, um große Flächen auch so zu kodieren, daß über eine Breite von einigen 100 Metern, und über eine praktisch unbegrenzte Länge jede Position des Wagens genauestens festgestellt werden kann.

Dabei besteht die Möglichkeit, die genannten Unterbrechungen (zero) in Fahrtrichtung ganz weg zu lassen, oder als Option für Spezialaufgaben beizubehalten, z.B. zur weiteren Unterteilung der Adressierung (über Gruppenadressen) über die Fahrbahnbreite oder zur Kalibrierung.

Die Breitenposition wird durch den quer zur Kodierungsrichtung verlaufenden Leitwertverlauf (1/RVM) ermittelt, der z.B. durch Laserabgleich hergestellt wurde. Wird bei unveränderlicher Breitenposition der Sensor in Fahrtrichtung bewegt, dann wird als unveränderlicher Verlustwert 1/RVL ein der Breitenposition des Sensors (in Bezug zur Fahrbahnbreite) entsprechender Verlustwert gemessen. D.h. die Breite messen wir als unmittelbaren, durch den Wirbelstromverlust kodierten Wert, die Länge in Fahrtrichtung dagegen messen wir als kodierte Schwellwerte, deren jeweilige Werte log.0 oder log.1 entsprechen.

Diese in 212a im Grundprinzip dargestellte Variante soll in schrittweiser Weiterbildung unter Einbindung zahlreicher Möglichkeiten für Optionen (je nach Anwendung) näher erläutert werden.

Dabei ist im Prinzip nur ein Sensor Sx, oder auch ein Sensor Paar, für diese Messung erforderlich (z.B. unmittelbar in Nähe des Laufrades EKW6A angebracht, 219/220). Jetzt soll der Sensor jedoch einerseits mit maximaler Empfindlichkeit messen (damit z.B. elektrisch leitende Farbe oder dünne Aluminiumfolie, etc. als Markierungsstreifen verwendet werden können), dabei brauchen wir auch eine absolute Auswertung, um den gemessenen Verlustwert einer Bahn, der Weglänge quer zur Fahrtrichtung (also der gemessenen Breite des Weges) zuordnen zu können.

Im Muster der Kodierung implizit enthaltene Referenzwertkodierung Ref:

Um die durch einen absoluten Verlustwert des spezifischen Bahnwiderstandes (entsprechend seines eingekoppelten Wirbelstromverlustes) vorgenommene Kodierung unabhängig vom Abstand des Sensors zur abgetasteten Bahn genau messen zu können, verwenden wir zusätzlich zu den für die Messung der Breitenposition verwendeten Meßbahnen noch weitere Meßbahnen, die an jeder Stelle ihrer Bahn einen unveränderlichen (homogenen) Bahnwiderstand aufweisen, der vom Sensor gleichfalls gemessen und als unabhängig von der Position gleich bleibender Referenzwert Ref verwendet wird, wie dies z.B. für die Längenmessung an Widerstandsbahnen in den Voranmeldungen bereits allgemein beschrieben wurde; dabei wird wieder auf die beiden Varianten zurück gegriffen, den Referenzwert entweder in eigenen Flächen unterzubringen, d.h. die Meßposition bestimmenden Flächen 1/RVM und die dem Referenzwert Ref entsprechenden Flächen wechseln sich alternierend ab (Kodiervariante 2), oder der Referenzwert wird durch Änderung der Erregerfrequenz an der gleichen Fläche gemessen (Kodiervariante 1), nur mit unterschiedlicher Eindringtiefe, Wobei der mit geringerer Eindringtiefe gemessene Wert dann als wesentlich hochohmiger Wert dem mit der größeren Eindringtiefe gemessenen Wert parallel liegt, was aber bei der Nachkalibrierung dann vernachläßigt wird, oder auch durch entsprechende Auflösung der sich aus dieser Parallelschaltung und der linearisierten Wegfunktion ergebenden Gleichung auch noch berücksichtigt werden kann.

D.h. um bei der Auswertung des vom Sensor (bzw. dessen Meßspule) gemessenen Verlustes zwischen dem von der Fläche CD für die Positionsbestimmung gemessenen Wert und den auf der Fläche Ref jeweils gemessenen Referenzwert unterscheiden zu können, stehen somit zwei Methoden zur Auswahl:

  • – eine Methode mißt mit zwei unterschiedlichen Frequenzen fo, fu (Kodiervariante 1) die gleiche Fläche, wobei einmal nur (ausschließlich) die in ihrem Wirbelstromverlust relativ recht hochohmig kodierte Oberfläche, welche der gewünschten Kodierung 1/RVM entspricht mit relativ hoher Frequenz fo gemessen wird, und einmal mit relativ niedriger Frequenz fu der darunter homogene Bereich gemessen wird. Der durch Ritzen oder Prägen etc., in Bezug auf seinen Wirbelstromverlust recht hochohmig gehaltene Bereich liegt dann bei der (mit niedrigerer Frequenz erfolgenden) Messung des dazu sehr niederohmigen Wirbelstromverlustes parallel. Dieser praktisch homogene Wert wird dann als Referenzwert Ref verwendet, mit dem die Abstandsmessung praktisch unabhängig von der Oberflächenkodierung erfolgt, um den an der Oberfläche gemessenen Verlust in Bezug auf Einfluß des Abstandes und der Temperatur korrigieren zu können. Da die Meßwerte zunächst auf Parallelleitwerte (Ersatzleitwert) durch Tabelle linearisiert werden und dann daraus wieder eine Linearisierung auf die gemessene Breitenposition (gleichfalls durch Tabelle) erfolgt, ist es für die erhaltene Korrektur egal, ob der Meßwert durch Abstandsänderung oder durch Temperaturänderung beeinflußt wurde. Die hochohmige Oberflächen Kodierung kann auch aus einem gut leitenden Material vorgenommen werden. Denn es geht nur um die eingekoppelten Wirbelstromverluste und die lassen sich durch Unterbrechung, z.B. Ritzen mit einem Laser sehr hochohmig machen, auch wenn das eigentliche elektrisch leitende Material eine sehr gute Leitfähigkeit hat, z.B. Alu, Cu, etc.

    Insbesondere wird bei diesem Verfahren in Weiterbildung das FQ-Switch Verfahren angewendet, d.h. die Konstanthaltung des Summenverlustes erfolgt unter direkter Verwendung der Frequenzabhängigkeit des gemessenen Wirbelstromverlustes 1/RVM (siehe dazu die zum FQ-Switck Verfahren in der Beschreibung weiterhin angegebenen Erläuterungen).
  • – die zweite Methode mißt jeweils hintereinander nebeneinander liegende Flächen (Kodiervariante 2), von denen eine für die Positionsbestimmung CD kodiert ist, und die andere für den Referenzwert Ref kodiert ist, wobei die jeweils überfahrenen Streifen, bzw. gegebenenfalls mit ihren Zwischenräumen, neben der Kodierung eines gefahrenen Längenwertes noch das Kodiermuster für die Unterscheidung der Flächen CD und Ref liefert. Kann in bestimmten Positionen der Sensor keine genaue Abtastung vornehmen, dann erfolgt zwischenzeitliche Wegbestimmung über den Weg der abrollenden Laufräder des Warenwagens. Für die Korrektur des Einflusses durch oder durch Temperaturänderung gilt das gleiche wie für die vorangehend erläuterte Kodiervariante 1.

Kopplung von Kodierwert und Referenzwert:

Die Kopplung von Kodierwert CD und Referenzwert Ref erfolgt so, daß die vom Sensor zu lesenden Kodierwerte nicht absolut, sondern im Verhältnis der gemessenen Leitwerte (als Referenz Gref, dito als Kode Gcd) ausgewertet werden:

Somit: gemessener Wert = Gcd/Gref (oder auch umgekehrt als Option).

Der gemessene Wert entspricht dabei den zu den jeweils erhaltenen Abgleichpunkten eingestellten Stellgrößen des verstellten Leitwertes 1/RVL zur Konstanthaltung des Summenverlustes = 1/RVL + 1/RVM, wobei 1/RVM, der über die Markierung in die Spule als Parallelleitwert (gemäß Ersatzschaltbild) jeweils eingekoppelte Wirbelstromverlust ist. Die erhaltenen Stellgrößen sind dann entsprechend dem verwendeten Ersatzschaltbild einer Parallelschaltung von Leitwerten nach den entsprechenden Leitwerten Gcd/Gref linearisiert, d.h. wir können die als Meßwerte erhaltenen Leitwerte Gcd, bzw. Gref unmittelbar zueinander ins Verhältnis setzen.

Abgleich der Kodierung:

erfolgt beispielsweise mit einem Laser, wobei durch Ritzen oder Prägen oder für Variante 2 auch durch Stanzen in ein als Verlust verwendetes Blech ein Vorabgleich des über die Länge sich erstreckenden gewünschten Leitwertverlaufs für den in die Meßspule eingekoppelten Wirbelstromverlust hergestellt wird, damit der Laser nur noch den Feinabgleich vornehmen muß. Für Variante 2 werden zunächst alle Flächen, die einen Referenzwert betreffen, mit dem Laser abgeglichen, z.B. indem der Laserstrahl durch die Sensorspule hindurch mißt und neben einer unmittelbaren Koordinaten Positionierung auch über eine Galvo-Ablenkung weiters seitlich abgelenkt werden kann, indem durch das Zentrum der Luftspule ein innenseitig verspiegeltes Glasrohr eingesetzt wird. Damit die Verspiegelung im Rohr nicht durch Hitze zerstört wird, ist es zweckmäßig, wenn das Rohr motorisch angetrieben rotiert (bei ruhender Meßspule). Anschließend werden bei Variante 2 die Flächen abgeglichen, welche den Kodierwert betreffen, wobei nach der Gleichung Kodierwert = Gcd/Gref gemessen, bzw. abgeglichen wird. Für Variante 1, muß bei Verwendung einer durchgehenden Blechplatte der Referenzwert nicht eigens abgeglichen werden, er ergibt sich aus der für alle Kodierbereiche über die Fläche homogenen Übereinstimmung, daß ab einer (für alle Flächen übereinstimmenden) Eindringtiefe des Bleches, der Referenzwert gemessen wird. Es geht als darum die Tiefe der Ritzen, Gravur, oder Prägetiefe möglichst genau übereinstimmend vorzunehmen. Messen können wir dies (bei der Herstellung der Gravur) z.B. durch eine Entfernungsmessung mit einem Laser, indem wir eine Entfernungsmessung vornehmen, durch Messung der Verschiebung des den Ausfallswinkel betreffenden Strahls in Bezug auf den projizierten Strahl, woraus sich aus der seitlichen Verschiebung, um die Reflexion des projizierten Strahls zu erhalten, die zugehörige Höhendifferenz zur Messung der Gravurtiefe berechnen läßt. Weiters läßt sich der Referenzwert auch nach abgleichen, indem durch Messung mit der tieferen, dem Referenzwert Ref entsprechenden Meßfrequenz fu, die Blechplatte auch auf der Unterseite durch den Laser bearbeitet wird, ritzen, etc. Da wir an den nicht kodierten Stellen, bzw. Zwischenräumen der kodierten Bahnen keine Kodierung vornehmen, erhalten wir hier zusätzlich noch den Referenzwert Ref somit wir mit einer derartigen Kodierung das Verfahren aus Variante 1 noch gut mit dem Verfahren aus Variante 2 kombinieren können. Variante 2 eignet sich auch gut um z.B. auf jedem beliebigem Material metallisierte Bahnen aufzubringen, neben bedampfen auch durch Vakuum Kathoden Emissionsverfahren, bei dem die Beschichtung von einem Kothodenmaterial auf das als Anode wirkende Material aufgetragen wird, usw. Oder es kann auch mit Silberpaste, gegebenenfalls durch einen weiteren Aufdruck mit Kohlepaste auch Temperatur kompensiert, im Siebdruck das gewünschte Kodiermuster gedruckt werden.

Um Korrosion zu vermeiden, verwenden wir als Blech z.B. Aluminium Platten oder Folien. Weiters kann für die Kodierung eines Straßenbelages auch elektrisch leitende Farbe verwendet werden, in der Aluminium enthalten ist (ähnlich wie bei bekannten Medikamenten). Die dicke und zähe Farbe wird dann über eine numerisch positionierte Düse automatisch auf die Fahrbahn aufgebracht, wobei dann dabei der Wirbelstromverlust zur Dosierung der Farbe ständig gemessen wird. Nach dem Trocknen erfolgt gegebenenfalls ein mechanische Nachbearbeitung durch Abschleifen der Farbe (oder Verdampfen durch einen Laser), gleichfalls numerisch gesteuert, wobei wieder der Verlust gemessen wird, um den Feinabgleich automatisch vorzunehmen. Diese Variante eignet sich besonders entsprechend Variante 2, wobei dann über die Farbe auch nochmals darüber asphaltiert werden kann. Die einfachste Methode mit Variante 2 die Kodierung vorzunehmen sind gestanzte Blechplatten, wobei durch das gestanzte Muster die Wirbelstromverluste an den entsprechenden Stellen reduziert sind, um über die Länge den gewünschten Verlaut zu erhalten.

Detaillierte Beschreibung von Ausführungsoptionen für Kodiervariante 2 (bei der jeweils eigene Felder für die Abtastung der Referenzwerte Ref vorgesehen sind):

Kodiervariante 2 soll nachfolgend in mehreren Weiterbildungen beschrieben werden, bei der die die Meßposition bestimmenden Flächen CD und die dem Referenzwert Ref entsprechenden Flächen sich jeweils alternierend abwechseln. Die Meßposition bestimmenden Flächen CD betreffen die Bestimmung der Breitenposition = f(1/RVM) und die Detektierung der seriellen Kodierung log.1/log.0. Die dem Referenzwert Ref entsprechenden Flächen betreffen die Abstandsmessung um die an den Meßpositionen bestimmenden Flächen CD gemessenen Meßwerie entsprechend korrigieren zu können.

Dabei wird bei der Verlusteinkopplung davon ausgegangen, daß zwischen der Fläche, welche den Referenzwert Ref liefert und der Fläche CD, die den Abtastwert für die Positionsbestimmung liefert, eine fest definierte Niveaurelation besteht, z.B. in gleicher Höhe, was heißt, daß der Abstand zwischen abgetasteter Oberfläche und Sensorspule, für die Fläche, welche den Referenzwert Ref liefert und für die Fläche, welche den Abtastwert CD für die Positionsbestimmung liefert jeweils gleich ist oder zumindest definiert unterschiedlich ist, wenn sich eine Niveaudifferenz nicht vermeiden läßt.

Die Forderung einer definierten Niveaurelation betrifft jeweils nur die kleinen benachbarten Flächepaare aufeinanderfolgender Abtastungen von Referenzwert Ref und Abtastwert CD für die Positionsbestimmung. Ist diese Forderung für eine Anwendung ausnahmsweise schwer zu erfüllen, dann wird mit der bereits erläuterten Frequenzumschaltung gemessen (vgl. dazu erste Methode, bzw. Kodiervariante 1).

Wird auf die Kodierung ein neuer Fahrbelag aufgelegt, dann bleibt die Niveaurelation der Flächen für Referenzwert Ref und Abtastwert CD erhalten, d.h. wir können auf der Fläche CD für die Positionsbestimmung absolute Wegwerte messen, obwohl die zu den gleichen Positionen (im Vergleich zur geänderten Meßhöhe) vom Sensor gemessenen Verlust-Werte sich wegen der geänderten Meßhöhe verringer haben. Dabei erfolgt einfach durch automatische Bereichsumschaltung des Sensors, z.B. durch entsprechendes Erhöhen des als Kompensationswert verwendeten negativen Leitwertes –G bis der gemessene Referenzwert Ref jeweils die gleichen Meßwerte liefert, eine Empfindlichkeitserhöhung um wieder im full scale Bereich (volle Skala) messen zu können. Das gleiche gilt natürlich auch in umgekehrter Richtung, wenn durch Federung eines Fahrzeuges sich der Meßabstand der Sensorspule verringert. D.h. über den Stellwert des negativen Leitwertes –G, regeln wir den über der Referenzfläche Ref gemessenen Referenzwert Ref konstant. Dabei kann die Veränderung des negativen Leitwertes –G auch durch Veränderung eines positiven Parallelleitwertes vorgenommen werden.

Die Stellgröße zur Einstellung des negativen Leitwertes –G wird in eine Tabelle eingegeben, welche einen Korrekturwert liefert, mit dem die an den CD Flächen gemessenen Verlustwerte korrigiert werden müssen, um die Position unabhängig vom Abstand der Sensorspule zu erhalten. Somit erfolgt die Meßwertkorrektur jeweils unmittelbar über den an einer benachbarten Fläche gemessenen Referenzwert Ref; wodurch wir trotz Änderung der Meßhöhe zum Sensor immer die richtige Positionsbestimmung erhalten. Bei der Eingabe in die Tabelle muß nicht der Absolutwert der Stellgröße zur Einstellung des negativen Leitwertes –G eingegeben werden, es ist ausreichend, die Differenz zu einem kalibrierten Eichwert, auf den sich die Tabelle bezieht, einzugeben.

Kombinierte Anwendung von Kodiervariante 2 und Kodierdariante 1:

Ein weiteres Beispiel für die kombinierte Anwendung von Kodierariante 2 und Kodiervariante 1 ist später noch als Option zu 227 beschrieben.

Die kombinierte Anwendung von Kodiervariante 2 und Kodiervariante 1 kann beispielsweise auch angewendet werden, um durch das Meßverfahren nach Kodiervariante 1 über eine Tiefenmessung mit fu eine Korrekturgröße zu erhalten, die wir bei der Messung nach Kodiervariante 2 mit einbeziehen können (Option).

Bei besonders welligen Boden, bzw. Straßen, kann sich zwischen den Flächen Ref und CD für die Positionsbestimmung CD und der Bestimmung des Referenzwertes Ref durch Welligkeit eine Höhendifferenz (dH) ergeben, wie zu 225b veranschaulicht ist (z.B. auch durch die Federung eines Fahrzeuges auf den Straßen). Daher messen wir in Weiterbildung zusätzlich (ergänzend) noch diese Höhendifferenz dH mit dem ersten Verfahren nach Kodiervariante 1 und zwar unabhängig vom Niveau der Fahrbahnoberfläche, nur in Bezug auf den Meßabstand zur darunter liegenden Kodierung, und führen das später zu 225a (als allgemeines Beispiel) beschriebene Korrekturverfahren durch.

In 225b entspricht der als Referenzwert Ref gemessene Verlustwert, jenem Wert der über der mit ZW bezeichneten Fläche gemessen wird und mit dem der nachfolgend (oder auch vorher, je nach Abtastrichtung) an der Positionskodierung CD gemessene Wert (1/RVM) zwecks Ausgleich eines gegebenenfalls variierenden Meßabstandes jeweils korrigiert wird.

Die Höhendifferenz (dH, 225b) messen wir nicht als Absolutwert, sondern mit Methode nach Variante 1 nur als Verhältnis, mit dem das zugehörig an der Positionskodierung CD erhaltene Meßergebnis jeweils zu korrigieren ist. Und zwar als Relation zwischen dem über der Fläche ZW gemessenem Wert MfuZW und MfuCD. Beide Werte sind mit der niedrigeren Frequenz fu gemessen. Aus dem Verhältnis V = MfuZW/MfuCD erhalten wir den Eingangswert einer Tabelle (225b, siehe rechts), um die richtige Korrekturadresse AD zu erhalten, damit der an der Fläche CD gemessene Wert als Kodewert richtig interpretiert wird, unabhängig von der bei der Messung auszugleichenden Höhendifferenz dH. Dabei kann wiederum der Eingangswert der Tabelle durch den bereits oben beschriebenen Abgleich der Stellgröße des negativen Leitwertes aufgefunden werden, wobei auf identische Meßwerte MfuZW = MfuCD = 1 abgeglichen wird und die erhaltene Stellgrößenänderung des negativen Leitwertes (bezogen auf einen Eichwert) als Eingangsgröße einer Korrekturtabelle gegeben wird.

Dieses Korrekturverfahren wird später zu 225b und 225a noch näher erläutert, und zwar sowohl mit einem Ausgleich von dH entsprechend 225b und nachfolgender weiterer Miteinbeziehung des auf der zu einer Kodierfläche CD benachbarten Referenzfläche Ref (betrifft Hinweis in 225a, optional auch ZW), als auch ohne Ausgleich von dH, wenn die Anwendung ein dH = 0 garantiert, z.B. für Innenanwendungen, bei denen die Markierung als den Wirbelstromverlust betreffende Widerstandsbahnen auf Keramikfließen aufgebracht ist, bzw. eingeschlossen ist, oder auf Rolle auf einem Fußbodenbelag aufgebracht ist (z.B. auch in einer Mittelschicht, etc.), der auf einem Estrich verlegt wird, usw. Wenn dH = 0 garantiert ist, dann kann die Tabellenzuordnung z.B. auch nur zum Ausgleich des Temperaturganges der Kodierung verwendet werden, usw. Das zu 2256 und 225a im späteren Teil der Beschreibung erläuterte Korrekturverfahren kann verwendet werden, wenn nur Kodiervariante 2 angewendet wird, oder wenn nur Kodiervariante 1 angewendet wird, oder wenn beide Varianten zur Anwendung kommen.

Die in 2256 (linkes Bild) nur symbolisch angedeutet eingezeichnete Höhendifferenz dH, betrifft die bei den Messungen an ZW und CD sich ergebende Niveau Differenz der Meßspule des Sensors zum Referenzniveau OF. Dabei entspricht OF nicht unbedingt der Oberfläche des Straßenbelags (Belag), sondern der jeweils momentanen Höhenposition der Meßspule des Sensors in Bezug auf die überbrückte Distanz zu den gemessenen Flächen (ZW bzw. CD), betreffend ihres in die Spule jeweils eingekoppelten, bzw. gemessenen Wirbelstromverlustes. Somit dH einerseits z.B. von der Unebenheit des Straßenbelages abhängig ist, andererseits durch die Federung des Fahrzeuges beeinflußt ist.

Um mit einer möglichst einfache Messung auszukommen, ist es für die beschriebene Anwendung an Warenwagen daher von Vorteil, wenn eine gegebenenfalls erforderliche Federung nicht über die Laufräder oder den Rahmen erfolgt, sondern, z.B. der Warenkorb an dem Rohrrahmen einfach nur federnd aufgehängt wird, wobei auch die im Warenkorb mit unterbrachte Elektronik gegen Stoß gesichert mit gefedert wird, die Sensorspule(n) jedoch am nicht gefederten Rohrrahmen montiert sind. Der Bodenbelag ist dann so beschaffen, daß die Übergangsstellen zwischen ZW und CD (entspricht in 225b der senkrechten Linie 7) keine Höhendifferenz aufweisen (dH = 0), wobei die Laufrollen der Warenwagen aus Hartgummi sind.

Variante: Eine weitere Variante ist, mehrere gleichzeitig messende Sensoren als Sensorfeld (Array) vorzusehen, und die gemessenen Werte als gemessene Referenzwerte Ref oder Positionswerte (an CD) zu interpretieren. Dies erfordert allerdings zwei getrennte Dekodierbereiche für ZW und CD, wie nachfolgend noch zu 223 erläutert.

Damit entfällt die Korrektur von dH, jedoch wird der an CD gemessene Wert über den an ZW gemessenen Referenzwert Ref nach korrgiert (unter Benutzung einer Korrekturtabelle), um weitere Einflüsse, wie absolute Abstandstoleranzen (die sich z.B. nur durch Verbiegen von Halterungen, Auswechseln von Laufrollen bzw. Abnutzung des Hartgummibelages der Rollen, etc., ergeben) und Temperatureinflüsse zu kompensieren. Die Erkennung der Trennlinie T (jeweils zwischen ZW und CD Flächen, vgl. 225b links unten) erfolgt durch entsprechend große Unterschiede der an diesen Flächen gemessenen Verlustwerte, die so groß sind, daß sie trotz (gegebenenfalls vorhandener) unterschiedlicher Höhenlagen bei der Messung innerhalb des Maximalwertes von dH, noch eine ausreichende Unterscheidung ermöglichen (innerhalb des für die Dekodierung vorgesehenen Musters der Markierung, vgl. später).

Die Referenzwerte Ref, mit denen die ständige Nachkalibrierung (bzw. Korrektur der an CD gemessenen Meßwerie) des Sensors erfolgt, bringen wir in den Zwischenräumen ZW der Querbahnen CD unter und führen sie gleichfalls als einen definierten spezifischen Leitwert (bzw. in den Sensor entsprechend eingekoppelten Verlust) aus, jedoch mit dem Unterschied zu den Kodierbahnen CD, daß der (als Wirbelstromverlust in den Sensor eingekoppelte) Leitwert von Ref über die Breite des Weges (d.h. in Querrichtung zur Fahrtrichtung) innerhalb dieser Zwischenräume ZW sich nicht ändert (1/RVM = konst.), vgl. z.B. 212a.

Jetzt muß die Auswertung des Sensorsignals noch unterscheiden können (egal ob der Wagen parallel oder schräg zur Fahrtrichtung fährt), ob der vom Sensor gerade gemessene Verlustwert (einer Bahnfläche) einem Zwischenraum ZW, d.h. einem Referenzwert, oder einem Kodierwert CD entspricht.

Neben vielen weitere Möglichkeiten, sind nachfolgend hiefür zwei Alternativen beschrieben, um den Übergang des Bereichs, der jeweils die Messung des Referenzwertes Ref (innerhalb von Fläche ZW) beim, nach dem Bereich, der jeweils, die Messung des eigentlichen Kodierwertes (innerhalb der Fläche CD) betrifft (dito auch in umgekehrter Richtung) jeweils zu erkennen:

Eine erste Variante (Option n, bei der der Übergang (vgl. Linie T in 225b) eines Zwischenraums ZW (in dem der Referenzwert Ref jeweils kodiert ist) zu einem Kodierwert CD (welcher die Kodeauswertung betrifft) unmittelbar durch unterschiedlich definierte Bereiche des kodierten Verlustwertes erfolgt (223), und eine zweite Variante als Alternative, bei der der Übergang zu einem Zwischenraum ZW, in welchem der Referenzwert Ref jeweils kodiert ist, jeweils durch einen weiteren, als Übergang weiterhin eingefügten Streifen (edge, 226 bzw. 222) vorgenommen ist (der somit die Abgrenzung eine Zwischenraumes ZW von der Bahn CD zur Kodeauswertung bildet).

Vorteil und Nachteil der ersten Variante: weniger Streifen mit dem Nachteil, daß der Referenzwert Ref mit seinem zur Unterscheidung von CD festgelegten Verlustwert (des Wirbelstromverlustes) außerhalb des Meßbereiches der für die (seitliche) Positionsbestimmung vorgesehen Kodierstreifen CD liegen muß (vgl. dazu 223). Ein weiterer Vorteil ergibt sich, wenn ein Sensorfeld (Array) von mehreren Sensoren angewendet wird, wobei aus diesem Array mindestens ein Sensor den Referenzwert Ref und ein weiterer Sensor den Kodierstreifen CD gleichzeitig abtastet.

Vorteil und Nachteil der zweiten Variante: der Referenzwert Ref kann mit seinem festgelegten Verlustwert (des Wirbelstromverlustes) innerhalb des Meßbereiches der für die (seitliche) Positionsbestimmung vorgesehen Kodierstreifen CD liegen (z.B. der Wert von Ref entsprechend der Wertebereichsmitte der Skala 1/RVM an CD definiert), allerdings besteht der Nachteil, daß mehr Streifen je Kodierwert CD erforderlich sind (vgl. dazu 226).

Weiters wird bei beiden Varianten noch die Lenkstellung mit dem jeweils gefahrenen Weg über die Rollen ausgewertet, einmal um die Bereiche fest zu stellen, zu denen keine neue Referenzwerte mehr abgetastet werden können (z.B. bei einer 90° Schrägfahrt), d.h. die alten Werte verwendet werden müssen, oder der Weg aus der Lenkstellung der Rollen abgeleitet wird.

Die Unterscheidung, ob der vom Sensor gerade (an einer Bahnfläche) gemessene Verlustwert einem Zwischenraum ZW, d.h. einem Referenzwert, oder einem Kodierwert CD entspricht, ergibt sich bei den nachfolgend beschriebenen Beispielen weiters durch die jeweilige Breite der durch genannten Übergänge dekodierten Streifenbegrenzungen. Und zwar als zusätzliche Information bei der Variante nach 223 und als ausschließliche Information bei der Variante nach 223.

Ein Beispiel nach Variante 1 zeigt 223,

bei dem die Zwischenräume ZW mit einem Referenzwert Ref, entsprechend dem Wert des in den Sensor eingekoppelten Wirbelstromverlustes, außerhalb des Bereiches der Kodierung der Kodierstreifen CD kodiert sind und somit zur Abgrenzung der Zwischenräume ZW zu den Kodierstreifen CD keine weiteren Streifen mehr vorgesehen sind, d.h. die Flanken zur Messung der Streifenbreite, unmittelbar durch die Übergänge der Zwischenräume ZW zu den Kodierstreifen CD sich ergeben. Die zugehörige geometrische Anordnung können wir uns vorstellen, wenn wir in 222 die mit edge bezeichneten Trennstreifen (zwischen ZW und CD) einfach weg lassen.

Die Weglänge in Richtung quer (senkrecht) zur Fahrtrichtung (das ist die Wegstrecke längs der Breite B) ergibt sich aus dem jeweils gemessenen Wert des über einen betreffenden überfahrenen Kodestreifen CD eingekoppelten Verlustes 1/RVM = f(B), vlg. 222, in Bezug zu dem jeweils als Referenzwert (Ref) gemessenen Verlust, welcher in den Sensor beim Überfahren eines Zwischenraumes ZW der dem Kodierstreifen CD zugehörig ist. Wobei dieser Referenzwert für alle Referenzflächen Ref als unveränderlicher konstanter Wert (Ref = 1/RVM = konst.) kodiert ist.

Soll das Verfahren eine sich gegebenenfalls durch Federung des Wagens oder durch Bodenunebenheiten ergebende Abstandsänderung mit berücksichtigen, dann wird zusätzlich noch das vorangehend zu 225b bereits angesprochene und im nachfolgenden Teil der Beschreibung noch näher erläuterte Verfahren zur Korrektur von dH durchgeführt.

Die Messung der jeweiligen Bahnbreite wird zur Dekodierung von Steuerfunktionen zur Zuordnung der gelesenen Daten und der Unterscheidung zwischen Referenzfläche Ref und Kodierstreifen CD verwendet und mit Unterstützung der an den Laufrollen (z.B. hinten) des Wagens jeweils vorgesehenen Winkelsensoren als Weg gemessen (vgl. später unter Zeitmessung/Wegmessung).

Die Start/Stopp Signale zur Messung der Breite der Zwischenräume erhalten wir jeweils durch eine relativ große Verluständerung, die sich dadurch ergibt, daß der innerhalb eines Zwischenraumes ZW eingekoppelte Verlust 1/RVM (entweder) einen wesentlich größeren Verlust aufweist, als der größte Verlust, der in einem Kodestreifen CD auftritt; oder (je nach Festlegung) einen wesentlich kleineren Verlust aufweist, als der kleinste Verlust, der in einem Kodestreifen CD auftritt.

Um aus der Stellgröße 1/RVL den über die Breite B der Fahrbahn (quer zur Fahrtrichtung, bzw. längs zu den Kodestreifen CD) gemessenen Weg (in Richtung F) zu erhalten, werden die auf der Fläche des betreffenden Kodestreifens CD jeweils gemessenen Werte auf die in dem benachbarten Zwischenraumes ZW jeweils gemessenen Referenzwert Ref bezogen, z.B. unter Verwendung von Tabellen, wie nachfolgend noch näher erläutert wird. Dabei kann der unmittelbar vor und/oder unmittelbar nach einem Kodestreifens CD gemessene Referenzwert Ref jeweils zur Korrektur des am Kodestreifens CD gemessenen Wertes verwendet werden.

Um den Weg x (vgl. dazu auch 212a) in Fahrtrichtung (F, 222) zu erhalten, werden die bereits zur Längenmessung in absoluten Werten kodierten Kodestreifen CD (welche quer zur Fahrtrichtung verlaufen) als serielle Daten gelesen. Neben einer Bar Code Kodierung kann auch eine unmittelbare binäre Kodierung vorgenommen sein, wobei unterschiedliche Möglichkeiten für die Kodierung unter weiterer Verwendung der Auswertung der Breiten (x, 222) der Zwischenräume ZW gegeben sind.

Das nachfolgend beschriebene Kodierbeispiel kann als weitere Option genauso verwendet werden, wenn keine Breitenerfassung über die Direktmessung des Verlustes vorgenommen ist, sondern nur eine log.0/log.1 Umsetzung der Kodierstreifen zum Erhalt der einzelnen seriellen Bits erfolgt, und zwar für dieses Beispiel, indem für die Kennzustände von log.0 und log.1 entsprechend unterschiedlicher Breiten festgelegt sind.

Für das Beispiel nach 222 entspricht dies für die Codestreifen CD: in Fahrtrichtung der Breite CD für den Kennzustand log.0; und für den Kennzustand für log.1 der Breite 2CD (jeweils in Fahrtrichtung F, bzw. x).

Ergänzend dazu können durch Festlegung unterschiedlicher Breiten von ZW (im Unterschied zur Breite von CD) folgende Steuerzeichen weiterhin kodiert werden: Der Beginn, dito das Ende eines durch eine Folge von Kodestreifen CD seriell gelesenen Datenwortes; oder auch Kodiermaßnahmen zur Anzeige, ob die in Fahrtrichtung nachfolgende Kodierung einen absoluten Wert oder eine Wegdifferenz zu einen vorher kodierten absoluten Wert betrifft, usw. Die Beginn/Ende Kennzeichnung, welche den Beginn oder das Ende eines neuen Datenwortes anzeigt, wird in diesem Beispiel durch die doppelte Streifenbreite 2x bzw. 2ZW markiert, im Unterschied zu der sonstigen Streifenbreite von ZW über Breite x. Diese Beginn/Ende Kennzeichnung wird nachfolgend auch als Synchronbit bezeichnet.

Vor allem die Fahrtrichtung (Pfeil F) kann auch mit kodiert werden: So wird beispielsweise definiert, daß zu jeder Beginn/Ende Kennzeichnung mit einer dieser Kennzeichnung entsprechenden Streifenbreite eines Zwischenraumes (d.h. hier 2ZW), der in Bezug auf die jeweils eingenommene Fahrtrichtung (F) diesem Zwischenraum (2ZW) vorangehende Kodestreifen CD durch seine Breite festlegt, ob es sich bei der betreffenden Beginn/Ende Kennzeichnung um den Beginn oder das Ende eines Datenwortes handelt. Bei diesem Beispiel ist für diesen Streifen in Fahrtrichtung die Streifenbreite auf 2CD festgelegt (vgl. sm = 2CD) und entgegen der Fahrtrichtung die Streifenbreite auf 4CD festgelegt (vgl. sm = 4CD). Diese Breiten sind mit sm bezeichnet und werden nicht als Kennzustand eines Bits interpretiert (wenn eine Beginn/Ende Kennzeichnung als Zwischenraum ZZW folgt). Die Fläche der Zwischenräume ZW (dito 2ZW) enthalten jedoch alle die bereits erläuterte Kodierung des Referenzwertes Ref als gemessener Wirbelstromverlust.

Damit der den Referenzwert Ref aufweisende Zwischenraum ZW, bzw. 2ZW für die Erkennung einer Beginn/Ende Kennzeichnung nicht durch Fehlinterpretation als Datenbit (CD) interpretiert wird, ist weiterhin festgelegt, daß der breiteste Zwischenraum, das ist hier der Streifen ZZW, immer schmäler ist als der schmalste Kodestreifen für die Erkennung eines Datenbits (CD), d.h. 2ZW << CD.

Anmerkung: In diesem Beispiel entspricht beim Kodestreifen für die Erkennung eines Datenbits die Breite CD = log.0 und die Breite 2CD = log.1.

Somit wir einerseits eine Beginn/Ende Markierung zur Begrenzung der jeweiligen Wortlänge als Steuerzeichen kodieren können, andererseits die Fahrtrichtung (F) kodieren bzw. dekodieren können, wodurch sich abhängig von der Fahrtrichtung ergibt, ob es sich um den Beginn oder das Ende eines durch die Streifenbreite der Kodestreifen CD kodieren seriellen Datenwortes handelt. Somit auch die Wortlänge des seriell kodierten Datenwortes frei definierbar ist. Das ermöglicht wieder eine frei definierbare Zuordnung, um die Wortlänge zusätzlich noch als Unterscheidungsadresse zu verwenden, die anzeigt, um welche Kodierung es sich handelt: Z.B. um einen absoluten Längenwert, oder auch nur um eine Inkrementierung des zuvor jeweils festgestellten Längenwertes um eine Einheit, die dem gelesenen Kodewert entspricht. Wobei entgegen der Fahrtrichtung dann logischerweise eine Dekrementierung vorgenommen ist, bzw. zum Lesen eines betreffenden Wortes das Eingangsregister des Prozessors, welches die vom Sensor gelesenen Bits zu einem Datenwort zusammenfügt, entsprechend der Fahrtrichtungsdekodierung in die richtige, der Fahrtrichtung entsprechende Leserichtung der Bits umgeschaltet wird, um deren richtige Reihenfolge (MSB....LSB) zu erhalten.

Neben weiteren Möglichkeiten sind bei diesem Beispiel die Zwischenräume ZW schmäler gewählt, als die Kodestreifen CD (was theoretisch Prinzip auch umgekehrt ginge). Das erfüllt für dieses Beispiel den Zweck, daß die Lenkung des Fahrzeuges, bei der eine Wegmessung in seitlicher Richtung erforderlich ist, über die gesamte Weglänge einen höheren Weganteil hat, da die Zwischenräume in seitlicher Richtung keine Information (sondern nur den Referenzwert Ref) liefern, sondern nur die Kodestreifen CD. Weiterhin, kann bei dieser Festlegung auch die zweite Alternative, bzw. Variante gut realisiert werden, bei der die Zwischenräume ZW von einem weiteren schmalen Streifen (edge in 222) jeweils eingesäumt werden, damit die Wahl des innerhalb der als Referenzwert Ref verwendeten Zwischenräume ZW jeweils zu kodierenden Wirbelstromverlustes frei gewählt werden kann. Dieser schmale Streifen (edge ist als Trennlinie) zwischen den Zwischenräumen ZW (bzw. 2ZW) und den Kodestreifen CD (bzw. 2DC, bzw. 4CD) jeweils vorgesehen und liefert die für die Breitenmessung der Zwischenräume und Kodestreifen nötigen Flanken edge (vgl. 226).

Über die Breite der nur als Referenzwert Ref kodierten Zwischenräume wird die Lenkung durch den letzten über den betreffenden Kodestreifen CD ermittelten Radius bestimmt.

In 222 entspricht der weiß schraffierte Teil der Markierung (2ZW über die Breite 2x) den Bahnen, die zur Kennzeichnung (als Synchronwort, bzw. Steuerzei.) des ersten (#1) bzw. letzten Bits (n) eines Datenwortes jeweils verwendet werden und liefet zusammen mit den jeweils benachbarten Streifen sm = 2CD bzw. sm = 4CD das Richtungssignal für die Umschaltung (US), ob die seriell gelesenen Bits eines Datenwortes jeweils von vorne oder von hinten zu lesen sind. Dieser Bereich ist in 222 weiterhin mit Kodierung Steuerzei: erstes/letztes bit US bezeichnet. Der schraffierte Pfeil (F) nach oben betrifft die Fahrtrichtung, wobei bei Erreichen der als doppelter Zwischenraum 2ZW (bzw. als Steuerzeichen der Breite 2x) markierten Fläche der unmittelbar zuvor kodierte Kodestreifen 2CD schmäler ist, als der nachfolgend markierte Kodestreifen 4CD (der doppelt so breit ist), woraus sich aus dem Sensorsignal die Fahrtrichtung ableiten läßt. D.h. die Reihenfolge 2CD/2ZW/4CD entspricht der Fahrrichtung, die Reihenfolge 4CD/2ZW/2CD entspricht der Gegenrichtung. Es ist evident, daß sich eine solche Kodierung z.B. auch als Erkennung, ob ein Fahrzeug gegen eine Einbahn fährt, gut verwenden läßt.

Die generelle (globale) Unterscheidung zwischen einem Kodierstreifen CD und einem Zwischenraum ZW ergibt sich bei den beschriebenen Beispielen durch die Festlegung, daß der für die Kodierung verwendete breiteste Zwischenraum 2ZW (mit der Breite 2x, hier für die Erkennung der Wortgrenze benutzt) schmaler ist, als der für die Kodierung verwendete schmalste Kodierstreifen CD, der in diesem Beispiel der Wertigkeit log.0 des betreffenden Bits entspricht. (2ZW < CD, 222). Anmerkung: Aus Platzgründen und um die einzelnen Streifen besser bezeichnen zu können, sind in 222 und den weiteren Figuren die Relationen nicht unbedingt genau maßstäblich dargestellt.

Die Wertigkeit log.1 eines seriellen Bits ist durch die doppelte Breite markiert und daher als 2CD bezeichnet. Liegt kein Synchronwort vor, dann wird beträgt der Zwischenraum ZW in diesem Beispiel zur Abtrennung der einzelnen seriellen Bits die Hälfte (x) des Zwischenraums (d.h. ZW), wie er für die Markierung (2x) des Synchronbits 2ZW verwendet wird.

Wird die Breite 2x eines Zwischenraumes 2ZW aus dem Sensorsignal dekodiert, d.h. das Synchronbit fest gestellt, dann wird das zuvor abgespeicherte Bit, welches aus der Breite des unmittelbar vor Erkennung des Synchronbits 2ZW durch den Sensor über die Streifenbreite des abgetasteten Kodierstreifens CD abgeleitet wurde, wieder aus dem gelesenen Wort genommen und je nachdem, ob es eine log.1 (sm = 2CD) oder ein doppelt so breiter Streifen (sm = 4CD) ist, die Fahrtrichtung entsprechend kodiert, bzw. die zwischen zwei Synchronbits jeweils gelesene Bitfolge in der entsprechenden Richtung gelesen.

Der dem als Synchronbit kodierte Zwischenraum 2ZW nachfolgend gelesene Kodierstreifen CD wird als Datenbit gleichfalls nicht verwertet, jedoch kann das dekodierte Bit als eine Art Paritätsbit für die Steuerzeichen Dekodierung ausgewertet werden, da es immer komplementär zum unmittelbar vor dem kodierten Zwischenraum 2ZW (bzw. Synchronbit) gelesenen Bit sein muß.

Wie immer bei solchen Verfahren, wird aus der Erkennung des Synchronbits die Rückstellung des seriellen Bit Zählers abgeleitet, d.h. daß ein neues Wort gelesen wird, wobei zur Vereinfachung die richtige Reihung der Bitfolge auch erst immer am Schluß bei der Erkennung des nächsten Synchronbits entsprechend der Fahrtrichtung vorgenommen werden kann. Oder wenn die gelesene Adresse immer gleich richtig gelesen werden soll, auch bereits zu Beginn der Erkennung von 2ZW Die Zahl der Bits eines Wortes ergibt dann die Klassifizierung der Wegadresse (absoluter Wert, kurzer Wert, etc.).

Um die Markierung 2ZW bzw. (2x) des Synchronwortes, und auch sämtliche weitere Streifen, in ihrer Breite (vgl. x) zu erkennen, erfolgt eine absolute Messung der Weglänge, die jeweils zwischen zwei Flanken einer festgestellten Änderung des eingekoppelten Verlustwertes liegt (vgl. dazu nachfolgend die ausführliche Erläuterung zu 223).

Bei der ersten Variante ohne zusätzliche Streifen edge, werden die Übergangsflanken zwischen ZW und CD dadurch erzeugt, daß die in Bezug auf den eingekoppelten Verlust vorgesehenen homogenen Flächen (1/RVM = kont.), welche als Zwischenräume ZW bzw. 2ZW verwendet sind, in den Sensor einen Verlustwert. einkoppeln, der wesentlich über oder wesentlich unter dem Bereich liegt, den die Kodierbahnen CD, 2CD, 4CD (über den gesamten Bereich der Meßskala Scale, vgl. 236 und 247a) einkoppeln.

Ein Beispiel nach Variante 2 zeigt 226,

bei der der Referenzverlust innerhalb der Zwischenräume ZW mit einem beliebigen Referenzwert Ref kodiert werden kann, z.B. mit dem Mittelwert von 1/RVM der Kodierbahnen CD. Dafür ist die Änderung des Verlustes zur Feststellung der Breite von ZW durch die am Rand von ZW vorgesehenen weiteren schmalen Streifen edge erzeugt, die in 222 als weiße Streifen dargestellt. Diese edge Streifen erzeugen bei dieser Variante die Flanken, um die Breite der Zwischenräume (ZW) und Kodierstreifen (CD) ausmessen zu können.

223, passend zur ersten Variante oder wenn wir die mit edge bezeichneten schmalen Streifen weg lassen, auch passend zum Schema nach 222 mit den Punkten p1, p2, p3, p4 als Beispiel für die Bewegungsrichtung der Sensorspule (längs dieser Punkte), zeigt ein Signaldiagramm, welches dem vom Sensor gemessenen Verlustwerten 1/RVM entspricht.

In der oberen Hälfte ist der durch den Sensor über der Markierung gemessene Verlust 1/RVM (bzw. gemessener Leitwert G) als Funktion der Zeit (t) dargestellt. Dabei ist der durch die elektrische Leitfähigkeit der Bahnen in die Meßspule des Sensors eingekoppelte Wirbelstromverlust 1/RVM entsprechend der mit unterschiedlicher Leitfähigkeit kodierten Bahnen, bzw. Flächen ZW und CD in zwei Bereiche aufgeteilt, wobei ZW die Kodierung des Referenzverlustes Ref und CD die Kodierung des zu messenden Wertes der eigentlichen Markierung betrifft. Der Bereich mit dem geringeren Verlust wird als Dekodierbereich ZW bezeichnet und betrifft für die erste Variante den über die Zwischenräume unmittelbar als Referenzverlust Ref gemessenen Verlust, oder für die zweite Variante nach 226, den nur für die Erkennung der Signalflanken SF bzw. edge gemessenen Verlust, wobei über die erkannte Streifenbreite von ZW dann jeder beliebige Wert innerhalb des Wertebereiches von CD als Referenzwert Ref kodiert werden kann, weil er nicht mehr für die Flankenerkennung erforderlich ist.

Der Bereich mit dem größeren Verlust wird als Dekodierbereich CD bezeichnet und betrifft den über den Kodierbahnen CD jeweils gemessenen Verlust. Im Prinzip könnten natürlich die beiden Dekodierbereiche (was die Größe ihres Verlustes betrifft) auch vertauscht definiert werden Im Übergang der beiden Dekodierbereiche Bereiche (CD/ZW in 223 bzw. CD/edge in 226) liegt die Ansprechschwelle US, die gegebenenfalls durch eine Schmittriggerfunktion abgetastet wird und die Signalflanken (SF, 223) des Sensorsignals beim Übergang von einem Bereich in den anderen Bereich (und umgekehrt) liefert, wie sie beim Überfahren des Sensors der Zwischenräume ZW und Kodierbahnen CD sich ergeben.

Die aus diesen Signalflanken (beim Übergang von US) abgeleiteten Zeitintervalle, bzw. eigentlich Wegintervalle, sind mit tZW, t2CD, tZW und tCD bezeichnet und betreffen die in 222 zu den betreffenden Punkten p1, p2, p3, p4 der Fahrkurve des Sensors entsprechenden Querlinien (p4 ist in 222 nicht mehr sichtbar und entsteht beim Übergang des Bit#1 (über ZW) nach Bit#2 entsprechenden Kodestreifens 2CD/ZW/CD).

Data(x), 223, entspricht dem in oder gegen die Fahrtrichtung seriell gelesenen Kode der Kodierbahnen CD. Die Dekodierung dieser seriellen Daten erfolgt so, daß zu jeder Signalflanke SF, welche den Übergängen US entspricht, eine Zeitmessung gestartet wird, die feststellt, ob die zwischen den Übergängen US (bzw. Signalflanken SF) jeweils auftretenden Zeitintervalle (Wegintervalle) tZW, t2CD, tZW und tCD, der Zeit tCD und damit einer log.0, oder der Zeit t2CD und damit einer log.1 entspricht. Liegt der gemessene Zeitwert in der Mitte der Differenz zwischen den Zeiten t2CD und tCD, ohne daß die Signalflanke (LTS) zur Beendigung der Zeitmessung eingetroffen ist, dann wird eine log.1 (hier Bit #1) abgespeichert. Tritt jedoch vorher die Signalflanke (US) auf, dann wird eine log.0 (hier Bit #2) abgespeichert.

Das den abzuspeichernden Daten zugehörige Taktsignal (ClockData) wird aus den durch den Übergangsbereich US sich ergebenden Zeitintervallen tZW, t2CD, tZW und tCD abgeleitet und übernimmt mit der Rückflanke, die über die (in oder gegen die Fahrtrichtung) abgefahrene Breite der Kodestreifens CD dekodierten Daten. Wie wir nachfolgen sehen betreffen die als Zeitintervallen dargestellten Werte tZW, t2CD, tZW und tCD keine Zeit, sondern den abgefahrenen Weg.

Nur wenn kein expliziter Wegaufnehmer zur Verfügung stünde, wie z.B. bei einem Zusatzgerät, das auf der Stoßstange eines Fahrzeuges montiert wird (zwecks Road pricing Erfassung, etc., vgl. zitierte Voranmeldungen), dann erfolgt die Messung der Streifenbreite über die Zeitmessung, wobei dann eine Verhältnissmessung erfolgt, d.h. die gemessenen Zeitwerte werden untereinander ständig ins Verhältnis gesetzt, um die Relationen zu dekodieren. Dann ist für jede Straßenkodierung ein Vorlaufmuster vorgesehen, z.B. gleicher Streifenbreiten (des Verlustes 1/RVM), mit gleichen Zwischenräumen (ohne Verlust), die als Trabanten vor jeder Kodierung vorgesehen sind, damit sich die Zeitmessung zunächst Einphasen kann, um dann sofort bei der ersten Kodierung, die Daten richtig zu dekodieren. Eine vergleichbare Synchronisation ist z.B. die bekannte Dekodierung eines Modulo 2 kodierten Datensignals, bei dem die Daten als 180° Phasensprung des Taktsignals kodiert werden.

Zeitmessung/Wegmessung: Wie üblich, wird die genannte Zeitmessung/Wegmessung durch einen inkrementierten oder dekrementierten Registennhalt vorgenommen, welches durch einen Takt getaktet ist. Steht ein Wegaufnehmer zur Verfügung, wie bei dem Beispiel der Warenwagen (vgl. dazu 206a, 206b und 246), dann ist dieser Takt jedoch kein über die bei der Abtastung von Trabanten, bzw. Streifenlängen jeweils aktuell synchronisierter Zeittakt, sondern wird als Winkeleinheit der Verdrehung der Laufrollen erzeugt (vergleichbar mit der optischen Scheibe eines Fahrzeugrades, etc.), somit in diesem Fall keine Zeitmessung sondern eine echte Wegmessung erfolgt.

Wobei der bevorzugte Sensor sehr gut zum Einsatz kommen kann, um ein am Laufrad seitlich eingesetztes Zahnrad abzutasten, etc. (206a, 206b und 246).

Die durch die Umdrehung des Laufrades erzeugten Impulse bilden dann den Takt, mit dem die genannten Intervalle zu Bestimmung der Streifenbreite (B Messung) als Wegmessung gemessen sind.

Weiteres zur (B-Messung (Breite Messung): 223 entspricht den durch Überfahren der Kodestreifen jeweils gelesenen Verlusten, wobei längs des Kodestreifen Streifen CD (d.h. quer zur Fahrtrichtung) der Verlust einer für die Messung in dieser Richtung entsprechenden Funktion (1/RVM entspricht). Die eingetragene Differenz dB der Längenmessung in Querrichtung entspricht dem in 222 gleichfalls eingezeichneten Bereich zwischen den Punkten p1 und p3 (über die Breite der Fahrbahn). Der Bereich über den die B Messung statt findet, beginnt von dem Zeitpunkt an, wo der Sensor über dem Kodestreifens CD den dem Kodestreifen entsprechenden Verlust mißt, d.h. vom Zwischenraum Streifen ZW kommend, diesen Übergang überfahren bat (Punkte p1....p4) und ab dem der Sensor den Kodestreifen CD wieder verlassen hat, um auf dem, einen über den gesamten Streifen einen homogenen Verlust aufweisenden Zwischenraum ZW wieder den Referenzwert Ref zu messen (Punkte p5...p7).

Der Bereich, in welchem jeweils die Positionsmessung über den Bahnen CD zur Bestimmung der B Messung vorgenommen wird, ist in 223, dito in 226, durch das dargestellte Gate-Signal (log.1) markiert, geschaltet an den dekodierten Punkten p1, p2 dito p3, p4. Wie die Punkte p1, p2, p3, p4.... genau dekodiert werden, darauf wird später noch eingegangen.

In diesem Bereich (über CD) wird (quer zur Fahrtrichtung) einerseits die B Messung durch unmittelbare Messung des Verlustes 1/RVM (von CD) vorgenommen, andererseits in Fahrtrichtung zu jeder B Messung das durch Messung der entsprechenden Streifenbreite (von CD) jeweils kodierte Bit gelesen. Dagegen wird der Bereich außerhalb des Gate Signals (= log.0), welcher den als Zwischenraum ZW vorgesehenen Streifen betrifft kein solches Bit gelesen, sondern, nur der auf dem Streifen als Referenzwert kodierte Verlust 1/RVM = Ref.

Der Unterschied der Variante nach 223 zu der Variante nach 226 ist dabei der, daß bei 223 der als Referenzwert kodierte Verlust 1/RVM außerhalb des Bereiches liegt, welcher für die B Messung vorgesehen ist (innerhalb CD) somit die Zwischenräume ZW ohne zusätzliche Begrenzungsstreifen sich unmittelbar an die Kodierstreifen CD abgrenzen können. Bei der Variante nach 226 liegt der als Referenzwert kodierte Verlust 1/RVM = Ref innerhalb des Bereiches, welcher für die B-Messung vorgesehen ist, wodurch der Sensor besser kalibrierbar ist, allerdings werden dafür schmale Begrenzungsstreifen (edge) benötigt, deren gemessener Verlust dann außerhalb des für die B-Messung vorgesehenen Bereiches liegt, um die Übergänge zwischen einem Zwischenraum ZW und einem Kodierstreifen CD jeweils erkennen zu können.

Die Schaltpunkte (Flanken) des Gate-Signals mit denen zwischen der B-Messung im Dekodierbereich CD (Gate = log.1) und der Referenzmessung im Dekodierbereich ZW (Gate = log.0), bzw. für Variante nach 226 zwischen den enable Streifen, jeweils umgeschaltet wird, können durch Differenzierung des Anstieges der Signalflanken (SF, 223) abgeleitet werden, um jeweils die Punkte p1...p7 zu erhalten, betreffend der sich durch die Ansprechschwelle US ergebenden relativ steilen Flanken in Bezug zu dem wesentlich flacheren Signalanstieg oder Signalabfall, der sich bei Veränderung der Lage der Fahrposition des Sensors in Bezug auf die Breite der Fahrbahn (vgl. dB) ergibt. Bzw. verläuft der als Referenzsignal verwendete Meßwert des Sensors im Dekodierbereich ZW ohnehin flach (Anstieg = 0). Die Differenzierung des Anstieges von SF ist Zeit unabhängig, da der Takt zur Messung des Anstieges (in Bezug zur Zeitachse) aus den Takten der Winkeleinheiten des (vorderen in Sensor Nähe sich befindenden) Laufrades des Wagens abgeleitet (oder zumindest synchronisiert) ist. D.h. nur die Krümmung der Funktion des Weges, die durch die zweite Ableitung festgestellt wird, maßgebend ist, um die Punkte p1, p2...p7 zu erhalten. Die Krümmung muß dabei einen vorgegebenen Schwellwert überschreiten, der sich durch das Überfahren der Bahngrenzen zwischen ZW und CD (dito umgekehrt) ergibt. Weiters erfolgt die Erkennung dieser Punkte wegen der Zeit unabhängigen Differenzierung praktisch Weg unabhängig, und, da sich beim Übergang der engen Bahngrenzen, die Geschwindigkeit des Wagens nicht so stark ändert, praktisch auch unabhängig von der Geschwindigkeit.

Mit der gefahrenen Linie p1, p2, p3 in 222 ist dargestellt, wie beim Verlassen eines Kodestreifens CD, der zuletzt (als das Gate-Signal noch log.1 war) gemessene Wert (bevor die steile Flanke einsetzt) als Positionswert für die Berechnung der Fahrposition im Bereich des Zwischenraumes ZW in dem es wegen der homogenen Leitfähigkeit des Referenz Verlustes keine Änderung des vom Sensor gemessenen Wertes mehr gibt (Ref = konst.), verwendet wird, (zur Überbrückung von ZW) die Krümmung oder Schräge einer Bahn (zwischen p2 und p3) daher beibehalten wird, bis bei Erreichen des nächsten Kodestreifens CD die aktuellen Werte für die Lenkung des Fahrzeuges wieder geliefert werden. Eine Alternative zu dieser Steuerung ist, beim Überfahren der Zwischenräume ZW das Fahrzeug jeweils (kurzzeitig) in die gerade Richtung zu lenken. Ist keine Wegmessung möglich, dann erfolgt die Differenzierung der Punkte p5, p1, p2, p6, p7, p3, p4 zwar nach dem Zeittakt, der ist jedoch dann wieder unmittelbar aus dem Kode (z.B. Modulo 2) dekodierbar, bzw. über zusätzliche Trabantenstreifen der Fahrgeschwindigkeit entsprechend synchronisiert ist.

Die soeben erläuterten Details beziehen sich auf die erläuterte Markierung, welche neben dem Beispiel des Warenwagens auch für beliebige weitere Anwendungen weiterhin eingesetzt werden kann, auch in Verbindung mit den in den Voranmeldungen gebrachten Kodierbeispielen, bei denen der serielle Kode z.B. durch ein Lochmuster eines oder mehrerer paralleler, in Fahrtrichtung ausgerichteter elektrischer Streifen kodiert ist. Beide Kodiervarianten können dabei beliebig kombiniert werden.

Das beschriebene Verfahren, bei dem die Kodierung einen Referenzwert Ref zur ständigen Kalibrierung bei der Kodeabtastung beinhaltet, kann genauso für eine Längskodierung verwendet werden, wenn z.B. rechts und/oder links von durch ein Punktmuster (Löcher, etc.) vorgenommener seriellen Kodierung eines elektrisch leitenden Streifens jeweils ein Streifen mit homogener, als über die Länge unveränderlicher Einkopplung des elektrischen Verlustes verwendet ist.

Ein Beispiel zeigt 227: Der Mittelstreifen entspricht einer durch Löcher vorgenommenen Modulo 2 Kodierung des Metallbandes. Rechts und links sind einen homogenen Verlust (als Referenz Verlust) aufweisende Kodierungen noch vorgesehen (auf entsprechenden Bändern). Dabei messen die beiden Referenzsensoren Sref den Referenzwert und der mittlere Sensor (S-CD) mißt den Kode 1/RVL. Als Alternative kann der Referenzwert Ref auch mit Variante 1, d.h. durch Umschaltung der Erregerfrequenz gemessen werden, wobei dann der Referenzwert auch unmittelbar im Mittelstreifen enthalten kodiert sein kann. Die Meßwerte der beiden Referenzsensoren Sref werden weiterhin miteinander verglichen, um die Sensorabtastung auf Spur zu halten (vgl. auch dF in 203b). Dabei muß die Markierung keineswegs nur passiv vorgenommen sein, sondern kann auch aktiv erfolgen, wie später zu 297 in einem Beispiel noch erläutert wird.

Option: Wird von der Variante Kodiervariante 1 Gebrauch gemacht, bei der die Kodierung 1/RVL (227) unmittelbar unter Verwendung zweier Frequenzen (fu und fo) für Tiefen- und Oberflächenmessung gemessen wird (vgl. auch FQ-Switch) um die Unterscheidung der Kennzustände für die z.B. nach einem Modulo 2 Kode kodierten Streifen 1/RVM zu erhalten, dann können die beiden durchgehend mit einem homogenen Verlust 1/RVM = Ref (an der Oberfläche) kodierten beiden Seitenstreifen als Adresse verwendet werden, welche dem in der Mitte als Modulo 2 kodierten Streifen zugeordnet sind (und gleichfalls nach Kodiervariante 1 kodiert sind unter Verwendung zweier Frequenzen fu und fo für Tiefen- und Oberflächenmessung). Die dargestellten Kreise in der Bahn 1/RVM sind nur symbolisch zu verstehen und entsprechend durch Ritzen an der Oberfläche über den kodierten Wirbelstromverlust hergestellten log.1/log.0 Variationen des gemessenen Verlustes.

Somit ein Längsstreifen jeweils aus einer Gruppe von in 227 dargestellten drei Bahnen (1/RVM; 1/RVL; 1/RVM mit den zugehörigen Sensoren Sref; S-CD; Sref) besteht, und beliebig viele solche Gruppen (aus jeweils drei Bahnen) parallel zueinander und in Fahrtrichtung ausgerichtet vorgesehen sein können. Dabei sind die Gruppen durch den Wert des kodierten Wirbelstromverlustes 1/RVM der jeweils zugehörigen Referenzspuren 1/RVM unterschieden. Da die drei zugehörigen Sensoren (Sref; S-CD; Sref) eine Kodebahn 1/RVL jeweils gemeinsam abtasten, nach dem zu 203b erläuterten Prinzip (unter Messung der Symmetrie zur Feststellung einer seitlichen Abweichung dF von der Bahn) wird zu der Modulo 2 Kodierung der Daten (bzw. des Weges) auch noch die Adresse der Bahn mit gemessen. Somit sich entgegenkommende Fahrzeuge auf bestimmte Adressen gemäß einem Programm einigen können.

Zusätzlich sind dann auch noch optische Sensoren, dito Infrarot, Ultraschall, usw. vorgesehen, um bei unvorhergesehenen Hindernissen abbremsen und dann mit niedriger Geschwindigkeit ausweichen zu können. Somit z.B. ein automatisch gelenkter LKW immer in der Mitte seiner Fahrbahn mit schneller Geschwindigkeit fahren kann, und wenn außer einem entgegenkommenden Fahrzeug, das eine Kennung sendet, daß es mit dem automatischen Wegleitsystem ausgerüstet ist sich kein weiteres Hindernis auf der Fahrbahn befindet, auch automatisch gesteuerte Ausweichmanöver mit hoher Geschwindigkeit vorgenommen werden können. Dabei wird z.B. über die Längenkodierung von 1/RVL im OBU (On board unit, bzw. in der Auswertung der Messung) des Fahrzeuges eine Weginformation abgerufen, zu der in einer Tabelle die Adresse des z.B. äußersten rechten und linken Fahrbahnrandes kodiert sind, damit das Fahrzeug nicht über den Fahrbahnrand hinaus fährt.

In 227 ist die Kodebahn mit 1/RVL bezeichnet, weil der gemessene Verlust über die Veränderung der Frequenz konstant gehalten wird (vgl. FQ-Switch Verfahren) Verfahren.

Das Verfahren eignet sich neben der zu 203b, 207, 208 besprochenen Variante auch sehr gut um LKW's automatisch auf Parkplätzen einzuparken indem die hinderlich geparkten LKW's einfach der Reihe nach über den äußersten Kreis weg gefahren werden um einem neu angekommenen Platz zu machen, und sich anschließend wieder hinter dem neu angekommenen anstellen, usw. Z.B. um eine vollautomatisch durchgeführte Bahnverladung (Rollende Landstraße) durchzuführen.

  • – Nähere Erläuterung der zweiten Variante (Variante 2) nach 226: Wie bei der zu 223 erläuterten Version hat der Streifen ZW die schmalste Breite, so daß die doppelte Breite 2ZW immer noch schmäler ist als der schmalste Kodestreifen CD. Am Rand von ZW, dito für 2ZW, gibt es noch die Randbegrenzung edge, die z.B. überhaupt keinen (bzw. einen vernachlässigbaren) Verlust aufweist. Wie in 223, ist in den Zwischenraumstreifen ZW der Referenzverlust Ref kodiert und in den Kodestreifen CD, der sowohl für die B Messung als auch für die Kodierung bzw. Messung der seriellen Bits verwendete Verlust 1/RVM kodiert. Wie zu 223 erläutert, wird auch hier die Breite der Fahrbahn über den gemessenen Verlust 1/RVM gemessen und es werden in Fahrtrichtung durch Auswertung der Streifenbreite die seriell kodierten Bits (CD = log.0 bzw. 2CD = log.1) dekodiert (vgl. 222).

Die Messung der Streifenbreite erfolgt gleichfalls über die Übergänge US, in welchen jeweils ein außerhalb des sonstigen Dekodierbereiches auftretender Verlust (innerhalb von edge) über die sehr schmale Breite (die schmalste Breite überhaupt) der Randbegrenzungsstreifen edge (222) gemessen wird, bzw. als Impuls (Flanken SF) detektiert wird, wie im vorherigen Beispiel wieder nicht nach absoluten Zeitwerten, sondern nach Weg differenziert.

In diesem Beispiel ist der über den Randbegrenzungsstreifen edge gemessene Verlust praktisch Null, weil die Streifenbreite edge für den in den Sensors eingekoppelten Wirbelstromverlust als Isolator ausgebildet ist (z.B. oder eine entsprechend hohe Dichte an Unterbrechungen aufweist), wodurch sich beim Überfahren dieses Streifens ein entsprechend schmaler Impuls SF ergibt. Die Pausenzeit zwischen jeweils derart gemessenen Impulsflanken gleicher Polarität des edge Signals (d.h. zwischen jeweils positiven oder jeweils negativen Flanken des durch Wegdifferenzierung dekodierten SF-Taktes) wird gemessen, und in zweierlei Richtungen ausgewertet:

Einmal um festzustellen, ob der über diese Pausenzeit erstreckende Weg einen Streifen betrifft, der einem Dekodierstreifen CD betrifft, oder ob dieser Weg einen Zwischenstreifen ZW zur Kodierung der Referenz Ref betrifft, und zum weiteren, ob dieser Weg innerhalb eines Dekodierstreifens CD (wenn ein solcher festgestellt wird) entsprechend seiner Breite eine log.0 (Breite CD) oder eine logische 1 (Breite 2CD) betrifft.

Wie bei derartigen Messungen üblich, wird beispielsweise die erste Impulsflanke (hier die negative von SF) zur Abspeicherung des Zählerstandes (t##) mit anschließender selbst haltender Rückstellung des Zählers benutzt, und die zweite Impulsflanke (hier die positive) des schmalen Impulses SF zum Triggern der Gatefunktion (count enable, bzw. Zählen ermöglicht) des Zähler benutzt um anschließend bis zum nächsten Erhalt des Impulses SF den Weg dorthin als incrementale Wegeinheiten zu messen. Dabei kann der Vorgang durch Anhalten zeitlich auch unterbrochen werden, denn wie unter Zeitmessung/Wegmessung bereits vorhin angegeben, die Zähltakte entsprechen hier keiner Zeit,. sondern an den Rollen des Warenwagens gemessenen Winkeleinheiten. So daß eine Markierung, oder ein Bit auch dann erkannt wird, wenn die Fahrt nach einem Halt fortgesetzt wird. Dito wird über die Winkelmessung des Rollweges erkannt, wenn der Wagen innerhalb eines Wortes (von Bits) vor- und zurück geschoben wird, d.h. bei Erreichen der Synchronmarkierung zur Erkennung eines Wortes wird das Wort nicht abgespeichert.

Für die Erkennung eines Zwischenstreifens ZW gilt beispielsweise folgendes Schema (vgl. auch 222):

Es wird ständig geprüft, ob der zwischen zwei SF-Impulsen jeweils gemessene Weg im für ZW oder auch 2ZW definierten Zeitbereich (kleiner CD) ist. Ist dies der Fall, dann wird der vom Sensor gemessene Verlust 1/RVM einem Steifen ZW zugeordnet und als Referenzwert Ref zwischen gespeichert. Ebenso wird die genaue gefahrene Breite (tZW) von ZW oder 2ZW zwischen gespeichert um aus diesem Wert in etwa die Schräglage, mit der eine Rolle (abweichend von der senkrechten Richtung) die Markierung überfährt fest zu stellen, wobei die Bewertung, ob zwischen zwei SF-Impulsen der jeweils gemessene Weg für ZW oder auch 2ZW im definierten Bereich liegt, nicht absolut, sondern zu jeweils aufeinanderfolgend gemessenen Steifen (die durch SF-Impulse abgetrennt sind) relativ erfolgt, wobei dann zwischen diesen Streifen gegebenenfalls die Lenkung (Winkelstellung) der Fahrrollen noch berücksichtigt wird, um möglichst genau zwischen einem ZW, bzw. 2ZW Streifen und einem CD bzw. 2CD Streifen zu unterscheiden. Wobei für einen erkannten CD Streifen die Bedingung 2ZW < CD für die Dekodierung verwendet wird.

Das in 226 dargestellte Gate-Signal wird wie zu 223 als enable Signal für die Messung eines Kodierstreifens CD verwendet, bezüglich der unmittelbaren Positionsbestimmung der Breitenposition der Fahrbahn (durch den Wert des in Relation zum Referenzwert Ref gemessenen Verlustes 1/RVL) und der Abtastung des durch die Streifenbreite von CD kodierten Bits (log.0 oder log.1) zur Abtastung der seriell kodierten Position in Fahrtrichtung.

Durchführungsvarianten: Abhängig vom Ergebnis eines jeweils relativ zur Breite des vorherigen Streifens (getrennt durch SF) vermessenen (und zugeordneten) Streifens wird jeweils intern der Referenzwert zur Erkennung, bzw. Unterscheidung von ZW, 2ZW, CD, 2CD gesetzt, wobei die Lenkung der Laufrollen gleichfalls noch berücksichtigt wird um auch bei Kurvenfahrten die Streifenbreite richtig zu zuordnen.

Entsprechend der erkannten (relativ ermittelten) Breiten von CD wird für die Breite CD = log.0 und für die Breite 2CD = log.1 interpretiert. Weiters ist es sinnvoll, wenn die über die Winkelmeßsysteme der Rollen (Drehung und Lenkung) erfaßte Wegaufnahme vom OBU an den Zentralrechner gesendet wird, der die Fahrt des Warenwagens simuliert und diese Simulation ständig mit dem vom Wegaufnahmesystem des Sensors zur Verlustmessung erfaßten Daten abgeglichen werden. Sollten einmal über den Sensor kurzzeitig (innerhalb kleiner Flächen) keine Wegdaten durch die Verlustmessung ermittelt werden können, dann wird auf diese Simulation zurückgegriffen, bis wieder brauchbare Wegdaten gemessen sind. Die vom Sensor gemessenen Wegdaten sind dann unbrauchbar, wenn die vom Sensor über die Verlustmessung ermittelten Daten nicht innerhalb einer bestimmten Toleranz in das Kodierschema entsprechend des gefahrenen Weges (durch Winkelmeßsysteme der Rollen ermittelt) passen.

Die in 223 und 226 dargestellte Adressierung ADD = CD und ADD = Ref, betrifft die Umschaltung für die vom Sensor gemessenen Werte, ob ein Wert als Referenzwert Ref oder als gemessener Positionswert zu interpretieren ist, wobei diese Umschaltung aus dem erläuterten edge Signal in Verbindung mit einer Differenzierung des gemessenen Sensorsignals (vgl. zu 223 oben) abgeleitet wird. Dabei werden die gemessenen Verluste ständig gemessen und als Positionswerte oder Referenzwerte (auch Mittelwertbildung daraus) zur weiteren Verwendung abgespeichert, im Unterschied zu dem durch das Gate Signal erzeugten Taktsignal mit dem die als log.0 bzw. log.1 erkannten Daten (jeweils gemessen, bzw. gelesen über den CD Flächen) jeweils abgespeichert werden (vgl. zu 223 oben).

Korrektur einer zwischen den Flächen Ref und CD entsprechenden Höhendifferenz durch Tabelle, z.B. für eine allgemeine Anwendung zur Abtastung einer Fahrbahnmarkierung durch ein Fahrzeug:

Auf dieses Problem wurde bereits eingegangen Nachfolgend wird die zugehörige Korrektur des Meßwertes unter Benutzung von Tabellen erläutert.

225b (linke Seite) betrifft eine Tabelle (Referenz ZW), welche den mit dem induktiven Vierpol des Sensors an der Referenzfläche (Zwischenbahn ZW) gemessenen Verlust Ref als Abstandswert entsprechend der zugehörigen Meßhöhe des Sensors Hx speichert; d.h. Hx = f(Ref).

Dabei wird der gemessene Verlust mit einer linearen Abstandsskala linearisiert. Diese Tabelle wird nachfolgend Referenztabelle genannt. Eingangsgröße der Tabelle ist der durch den Sensor gemessene Verlust (M), Ausgangsgröße ist der dabei eingehaltene Abstand Hx der Sensorspule relativ zur Meßfläche ZW. (Bild links oben in 225b).

Hx ist dabei über die Referenzfläche ZW ermittelt, wobei die Belaghöhe keine Rolle spielt, solange die Meßfrequenz so niedrig gehalten wird, damit sich durch den Belag kein nennenswerter zusätzlicher Verlust ergibt. Mit möglichst niedriger Meßfrequenz zu messen ist hier gerade der Vorteil des Sensors, z.B. wenn Straßenmarkierungen abgetastet werden sollen.

Für Anwendungen, bei denen der Meßabstand der Referenzfläche ZW zur Sensorspule unterschiedlich zum Meßabstand in Bezug zur Messung an der Kodierbahn CD ausfallen kann, z.B. wenn relativ breite Streifen durch ein federndes Fahrzeug abgetastet werden, wobei die Federung diese Änderung mit verursacht, erfolgt dann eine entsprechende Korrektur des Meßwertes, wobei der Niveauunterschied, wie bereits erläutert, nach Variante 1 durch Frequenzumschaltung über den Skineffekt gemessen wird.

Für ein auf einer Straße fahrendes federndes Fahrzeug wird sich jedoch noch zusätzlich zu dem durch die statischen Gegebenheiten des Straußenbaus gegebenen Niveauunterschied zwischen der Referenzfläche Ref und der Kodierfläche CD noch eine wesentlich größere absolute Höhenvariation durch die Federung des Fahrzeuges ergeben. Diese absolute Höhenvariation in Bezug zur Straßenoberfläche wird durch eine direkte Abstandsmessung, z.B. über einen Ultraschallsensor Reflexionsmesser, der durch das Zentrum der Meßspule direkt hindurchmißt, festgestellt und bei der Ermittlung der Meßhöhe des Sensors mit berücksichtigt. Ein solcher Sensor ist auch sinnvoll, wenn ausschließlich nur log.0 und log1 Linien eines seriellen Kodes abgetastet werden. Weiters kann mit am Straßenbelag aufliegenden Blechstreifen bestehende Kodestreifen, die ausschließlich für die Eichung verwendet werden, der Abstand mit dem Verlustmeßsensor sehr genau gemessen werden, und der mit dem Ultraschallsensor gemessene Abstand nachkalibriert werden. Daß die absolute Messung des Verlustmeßsensors einen Temperatur abhängigen Wert mißt spielt keine Rolle, da sich die Höhenkorrektur –dH nicht auf die Höhe, sondern nur auf den Höhenunterschied zwischen Referenzfläche Ref und Kodierfläche CD bezieht. Als weitere Variante, oder Ergänzung kann der am Straßenbelag aufliegenden Blechstreifen aus zwei übereinander gelegten Materialschichten hergestellt sein, einem Material mit positivem TK und einem Material mit negativem TK (des Leitwertes), wobei durch passende Wahl der Meßfrequenz mit einer Eindringtiefe gemessen wird, bei der sich für die Abstandsmessung ein TK = 0 ergibt.

In dem gezeigten Beispiel nach 225b ist die nachfolgend abgetastete Kodefläche CD um die Differenz –dH höher, d.h. näher dem Sensor, d.h. die Kodefläche CD wird um einen dieser Differenz –dH entsprechend höheren Wert gemessen. Die Korrektur ergibt Hx + (–dH) = Hw als neuen Wert, die mit Eingang und Ausgang vertauscht (invers) gelesene Referenztabelle liefert für Hw einen entsprechend höheren Verlustwert Mx zurück. Die Verlustwerte (M) und Mx sind z.B. unmittelbar in Parallel Ersatzleitwerte geeicht, d.h. wie sie unter Berücksichtigung des Eigenverlustes des induktiven Vierpols als eingekoppelte Leitwerte gemessen werden.

Die Kurve nach 225a betrifft die eigentliche Ausgangstabelle (Kodierbahn CD) um den an der Kodierbahn in den Sensor eingekoppelten, und gemessenen Verlust M = 1/RVM über eine entsprechende Funktion B = f(1/RVM) in eine der Meßposition des Sensors (gemäß dem geeichten Leitwertverlauf der Kodierbahn CD) entsprechende Meßgröße als Längenwert Bx umzuwandeln. Diese Funktion besteht aus einer Kurvenschar B = f(1/RVM), wobei jede einzelne Kurve als Parameter einem anderen Meßabstand der Sensorspule entspricht, der jedoch zuvor auf der Bahn WZ als Referenzverlust gemessen und zunächst in einen Längenwert Hw umkodiert wurde.

Um die Kopplung zwischen dem aus der Referenztabelle ermittelte Längenwert Hw und der Kurvenschar B = f(1/RVM) der Ausgangstabelle her zu stellen, verwenden wir eine Kopplungstabelle, deren Funktion AD = f(Hw) den über die Referenztabelle ermittelten Längenwert Hw als Eingangswert und eine diesem Längenwert Hw zugeordnete Adresse ADx als Ausgangswert betrifft. Diese Kopplungstabelle ist in 225b rechts unten dargestellt; AD = f(H).

Die aus der Kopplungstabelle gelesene Adresse Adx adressiert dann in der Ausgangstabelle den ihr zugeordneten Abstandswert als Parameter, d.h. wählt aus der Kurvenschar B = f(1/RVM) die zugehörige Funktion (Adx = Ad2, 225a) aus, unmittelbar, oder gegebenenfalls noch unter Einbeziehung einer weiteren Funktion, bzw. Berechnung. In 225a haben wird diese Adressen der Kurvenschar AD1...Adn zugeordnet. Hier liefert dann die Kurve mit dem Parameter Adx = AD2 zu dem Meßwert M (gemessen an CD, vgl. Referenztabelle), die Position Bx.

Temperaturabhängigkeit: Wir gehen dabei davon aus, daß die Temperaturabhängigkeit des als Wirbelstromverlust gemessenen Leitwertes der Bahn ZW, an welcher der Referenzwert Ref gemessen wird, gleichlaufend ist, mit dem des Leitwertes der Kodierbahn CD, an welcher der Längenwert (über die Fahrbahnbreite B) gemessen wird. Wodurch die Temperaturabhängigkeit der ermittelten Länge B kompensiert ist, was hier kurz besprochen werden soll. Bei erhöhter Temperatur wird bei gleichem Abstand Hx ein entsprechend höherer Verlust Mx gemessen (Funktionstabelle Referenz ZW, 225b links), somit eine entsprechend niedrigere Adresse Adx über die Kopplungstabelle ausgelesen wird (225b rechts), daher in der Ausgangstabelle (225a) aus der Kurvenschar jene ausgewählt wird, welche zu einem um die Temperaturabhängigkeit höher gemessenen Verlust M, die gleiche Position Bx liefert. Bx daher über die Temperatur stabil bleibt. Damit einigermaßen ein guter Gleichlauf zwischen der Messung an der CD Bahn und der Referenz Bahn ZW gegeben ist, wird die Kodierung des Referenzwertes der Referenz Bahn ZW als Mittelwert des auf der CD Bahn (durch den Sensor) abfahrbaren Bereiches definiert.

Für eine Anwendung als Warenwagen Sensor ist das beschriebene Prinzip auch ohne zusätzliche Höhenkorrektur ausreichend genau. Praktische Ausführungen sind: Neben der Möglichkeit die Bahnen unmittelbar auf dem Estrich oder einem Fußbodenbelag mit Paste zu drucken, können die elektrisch leitenden Bahnen auch in Steinfließen eingebrannt werden, usw. Oder die Bahnen werden auf dem Estrich durch eloxierte Aluminimumbänder realisiert, usw. Wobei darauf noch eine Dicke Schicht des Fußboden Belages aufgetragen werden kann.

Für eine Anwendung an einem Warenwagen ist somit eine weitere Abstandsmessung in der Regel nicht erforderlich, da die jeweils als benachbarte Bahnen ausgeführte Referenzbahn ZW und Kodierbahn CD auf einer planen, festen Unterlage aufgebracht werden können. Und weiters der Sensor praktisch 1 mm über dem Boden sehr schmale Bahnen abtasten kann.

228 zeigt eine Variante, bei der ein CD Streifen (Bahn) mit zu jeder Seite (in Fahrtrichtung) sich fortsetzenden aus jeweils einem Halbstreifen (ZW/2) bestehenden Zwischenstreifen als Grundelement auf einem harten Trägermaterialstreifen aufgebracht ist, wobei eine beliebige Anzahl solcher Trägermaterialstreifen eine Sollbiegestelle (jeweils) längs der Mittellinie der Zwischenstreifen ZW aufweisen und der an dieser Stelle gemessenen Referenzwerte Ref nicht verwendet wird, sondern nur die jeweils beim Verlassen der Zwischenstreifen ZW gemessenen Werte (wo das Trägermaterial hart ist) um nach Überschreiten der Grenze edge den Meßwert des Sensor mit dem Referenzwert Ref in Bezug zu reizen (über Tabellen).

229 betrifft eine Variante, welche die bereits in den genannten Zusatzanmeldungen gemachten Vorschläge zur Messung bzw. Berücksichtigung des Skin Effektes benutzt, wobei zwei Frequenzen, bzw. gegebenenfalls Frequenzbereiche an der gleichen Stelle messen. Dabei kann die Meßfrequenz entweder durch schnelles alternierendes Multiplexen jeweils umgeschaltet werden, dito die zugehörigen Filter, oder es sind zwei Kaskadenwiderstände 1/RVLfo und 1/RVLfu für den Abgleich vorgesehen, welche ihre Strombelastung nach einer Filterfunktion steuern. Die Filterfunktion zur Trennung von oberen (fo) und unteren Frequenzbereich (fu) betrifft auch die Messung der Spannungen am Eingang und Ausgang für den Brückenabgleich. Wenn zusätzlich eine Kompensation des Skin Effektes zu einer gegebenenfalls vorhandenen Einstreuung vorgenommen werden soll, dann erfolgt dies z.B. nach der zitierten Voranmeldung P 103 42 538.1. Eine weitere Alternative ist die Verwendung zweier Trafoschaltungen nach 253 (für jede Frequenz eine, fo bzw. fu), die mit entsprechend unterschiedlichen Speisefrequenzen, fo bzw. fu, eine gemeinsame Meßspule Lmeß (z.B. über getrennte Spulenwicklungen an Lmeß) speisen.

In 229 werden Referenzmessung zum Erhalt des Referenzwertes Ref (an ZW) und des eigentlichen Meßwertes M (an CD) nicht an unterschiedlichen Meßflächen (ZW bzw. CD) hintereinander vor genommen, sondern an der gleichen Stelle übereinander liegender Bahnwiderstände, wobei die Unterscheidung, ob der Referenzwert Ref als Verlust1/RVM gemessen wird, oder ob der eigentliche als Weg kodierte Bahnwiderstand (CD) gemessen wird durch die Eindringtiefe, somit durch die Wahl der Frequenz vorgenommen wird. Findet zusätzlich zu diesen beiden Meßfrequenzen fu und fo, bzw. Erregerfrequenzen, noch eine Einkopplung eines Störfrequenzbandes statt, dann kann mit dergleichen Nachbildung der Meßverhältnisse eines (weiteren) Referenzverlustes, wie bereits in der P 103 42 538.1 beschrieben mit einem Referenzsensor auch dieser Fehler kompensiert werden. Die übereinander liegenden Schichten der zu messenden Bahn sind in ihrer Leitfähigkeit so bemessen, daß die untere Schicht MK2 einen homogenen niederohmigen spezifischen Widerstand aufweist und die obere Schicht MK1 einen dem gewünschten Längenverlauf entsprechenden, jedoch relativ zur unteren Schicht hochohmigeren spezifischen Widerstand aufweis, was z.B. durch Ritzen, Prägen, etc., zum Erhalt von Unterbrechungsstellen für den Wirbelstromverlust an der Oberfläche erreicht werden kann.

Hergestellt wird dies z.B. so (vgl. 230), daß ein Blechstreifen von oben nur bis zur halben Dicke mit Laser punktiert oder geritzt wird, um den einer gewünschten Längenfunktion entsprechenden relativen Leitwertverlauf (oben hochohmig kodiert unten niederohmig konstant) zu erhalten. Eine Variante ist, zwei übereinander gelegte Blechstreifen (MK1 und MK2) zu verwenden und nur den oberen Streifen MK1 mit Laserpunkten oder Strichen durch zu schießen. Der obere Streifen kann auch durch Beschichtung, z.B. als Metallfilm hergestellt werden, wobei die spezifische Leitfähigkeit des oberen Streifens sogar höher sein kann, als der des unteren Streifens, jedoch der hochohmigere Leitwert sich durch die extrem dünne Beschichtung ergibt. Eine weitere Vorzugsalternative ist die zu 299 im Detail beschriebene Variante mit voneinander unabhängiger Bemessung des mit höherer Frequenz fo und niedrigerer Frequenz fu gemessenen Verlustes bei der Kodierung.

Mißt der Sensor S mit einer hohen Frequenz fo, dann ist von der Messung nur die dünne Oberfläche der Markierung (MK1) betroffen, z.B. im um Bereich, die untere, wesentlich dickere Schicht ist davon nicht betroffen, da hier kaum Wirbelströme induziert werden.

Mißt der Sensor S mit einer niedrigen Frequenz fu, dann wird parallel zur oberen Schicht MK1, vor allem in der untere Schicht MK2 ein hoher Wirbelstromverlust auftreten, d.h. der dazu entsprechend induktiv in die Meßspule eingekoppelte Parallel Ersatz Leitwert entsprechend groß sein, so daß der durch die Lasereinkerbung der oberen Schicht sich ergebende Widerstandsverlauf kaum auf das Meßergebnis auswirkt. Diese Messung (mit fu) verwenden wir zur Referenzmessung zum Erhalt des Referenzverlustes (Ref), der wegen der Homogenität des in den Sensor S eingekoppelten spezifischen Leitwertes der unteren Bahn MK2 als induktive Abstandsmessung verwendet werden kann.

Das Meßergebnis wird in erster Linie durch die Laserpunktierung (Konzentration der Punkte der) oberen dünnen Schicht MK1 bestimmt. Dabei wird so abgeglichen (vgl. auch 212c), daß die Messung des induktiv eingekoppelten Ersatz Parallelleitwertes der oberen Schicht MK1 parallel zu dem noch (sehr) geringfügig eingekoppelten Ersatz Parallelleitwert der unteren Schicht MK2 den gewünschten Längenverlauf ergibt. Die Leitwerte der beiden Schichten von MK1 und MK2 haben gleichen Temperaturgang, somit sich bei der Berechnung und dem Bezug auf die Referenzmessung gleichlaufende Verhältnisse ergeben. Es ist evident, daß die Variante nach 229 gleichfalls auch für Längenmeßsysteme in unterschiedlichsten Anwendungen (z.B. auch für Auslegerarme, Füllstandsmessungen, etc.) benutzt werden kann.

Auch diese Variante kann mit elektrisch leitender Farbe hergestellt werden, da die Höhe der Gesamtschicht keinesfalls homogen sein muß. Es wird eine erste einfache Farbschicht, die für eine bestimmte Wellenlänge eines Lasers reflektierend ist, möglichst dick aufgetragen, um eine entsprechende Linie zu markieren. Anschließend wird diese Farbschicht mit einem Laser mit einer Wellenlänge, welche die Farbschicht absorbiert auf einen homogenen Wert, den Referenzwert Ref abgeglichen. Danach wird eine sehr dünne Farbschicht darüber gesprüht, welche mit einem Laser entsprechend dem Verlauf nach einer bestimmten Länge abgeglichen wird, dessen Wellenlänge von der unteren dickeren Farbschicht reflektiert wird.

Fortsetzung von Seite 82:

Spezielles betreff. Ausgestaltung der Warenwagen und Infrastruktur:

205 zeigt die verwendeten Grundkomponenten des Warenwagens zunächst nur symbolisch. Wie diese Komponenten örtlich am Warenwagen angeordnet werden können zeigt hingegen 210. Konstruktiv weitergebildete Ausführungsvarianten betreffen z.B. 219, 220 und 246.

Energieversorgung: Da der Antrieb für die Fortbewegung des Warenwagens immer erst dann zu geschaltet wird, wenn der Benutzer den Wagen angeschoben hat und einen Freilauf aufweist, kommen wir mit einem relativ kleinem Akku aus. Das gleiche gilt, wenn der Antrieb nur unterstützend wirkt. Neben Standart Akkus, könnte auch noch eine Methyl Alkohol Batterie zum Einsatz kommen, die an der Kasse gegen Einsatz zur Benutzung des Wagens ausgegeben wird, usw.

Weiters wird noch eine Impulsenergie für höhere Kräfte benötigt (Bremsen und Kuppeln). Als weitere Ergänzungsoption zu einer elektrischen Energieversorgung mittels Akku, wird aus Gründen einer besonders schnellen Aufladung und eines geringeren Gewichtes vorgeschlagen, einen kleinen Druckluftbehälter zu verwenden, der zusammen mit dem Akku bei der Rückgabe des Warenwagens über einen Kombi Stecker aufgeladen wird, wobei der Kombistecker einen Druckluftanschluß mit zusätzlich elektrischen Ladekontakten betrifft und in vorzugsweiser Ausbildung wie bei den üblichen, für eine Münzentriegelung verwendeten Sperrketten in den jeweils vorherig eingeschobenen Warenwagen eingesteckt wird, der die Energieverbindung durchschleift. Dabei ersetzt der Druckluftschlauch mit der integrierten Stromverbindung, die z.B. auch durch ein im Schlauch durchgezogenes loses Kabel für den Innenleiter, mit einem geerdeten Metallschlauch als Außenleiter, oder zwei innen geführte Kabeln realisiert ist, die Sperrkette. In diesem Zusammenhang wird der Schlauch daher nachfolgend auch als Sperrkette bezeichnet. Die elektrischen Kabel können natürlich auch außerhalb des Druckschlauches an diesem befestigt (angebunden, verschweißt, etc.) geführt sein.

Dem Druckluftbehälter (vgl. P, z.B. in 210) ist ein Druckregler nach geschaltet, damit die entnommene Druckluft besser dosiert wird. Die aus 210 zu ersehende Länge lx mit der die eingeschobenen Warenwagen jeweils überstehen, wird durch entsprechende Absenkung (hx) des Bodens über diese Teillänge als Raum genutzt, um den Akku, den Druckluftbehälter und die Steuerelektronik (EL) unterzubringen.

Der Vollständigkeit halber: Ein interessanter Alternativantrieb wäre z.B., ein kleiner Druckluftmotor, der mit stark unterkühlter Luft gespeist wird, die in einem entsprechend thermisch isolierten Tank gespeichert wird und die sich beim Ausströmen entsprechend erwärmt (und dadurch den Antriebsdruck erzeugt), Damit ausreichend Zeit zum Laden bleibt, wird die Ketten-Entriegelung der Sperrkette (bzw. des Druckluftschlauches) der Warenwagen völlig anders gesteuert, als es bei den üblichen Münzentriegelungen der Fall ist. Es wird sichergestellt, daß die Wagen nur von hinten in die Reihe eingeschoben werden können und nur von vorne entnommen werden können, und daß die Reihe immer so positioniert wird, daß der Ladeanschluß für die gesamte Reihe sich örtlich nicht verschiebt, z.B. am Ende der Reihe (aus psychologischen Gründen, der jedoch genauso gut zu Beginn der Reihe eingesteckt werden könnte).

Die Wagen sind in üblicher Weise miteinander verkettet, wobei die Ketten als in entsprechende Steckverbinder einsteckbare Verbindungsstücke, welche ein durch die Wagenreihe durchgeschleiftes Versorgungsanschlußkabel (Ladekabel) bilden, ausgeführt sind.

Die zurück gebrachte Wagen werden von hinten in die Reihe eingeschoben werden, wobei vorher, damit der Wagen eingeschoben werden kann, das Versorgungskabel aus dem letzen Wagen herauszuziehen ist, damit der zurück gegebene Wagen eingefügt werden kann. Vergleiche dazu die beschriebenen Varianten nach 217 und 235.

Variante nach 217 verwendet einen Ladewagen, in welchem auch der erforderliche Chipkartenleser untergebracht werden kann und der eine leistungsfähige Batterie und einen großen Druckluftspeicher enthält, damit an jeder beliebigen Stelle im Laden zusätzliche Wagenreihen über den Ladewagen geladen werden können. Variante nach 235 benutzt dagegen ausschließlich ortsfeste Zapfsäulen (am Boden oder an der Decke montiert) und benötigt keinen Ladewagen.

VariKodiervariante1ante: Ladewagen (217).

Der mit einem Versorgungsanschlußkabel (Kabel, 217) aufladbare Ladewagen hat eine feste Rückwand (mit Chipkartenleser, vgl. DATEN in 217) und ist über ein Ladekabel an die zentrale Versorgung angeschlossen. Dieser Wagen wird Ladewagen genannt, weil er alle weiteren Wagen, die vor ihn gereiht sind, aufladet. Wie üblich stehen auf der Chipkarte stehen die Kundendaten, usw.

Der Zugang zu diesem Automaten, z.B. Diskettenschlitz, Kartenleserschlitz, etc. ist an der Rückwand des stets als letzten Wagen in die Wagenkette eingeschobenen Ladewagens vorgesehen und gegen Stoß durch einen Rahmen RM geschützt. Weiters ist der Ladewagen, wie sämtliche weiteren Warenwagen auch, mit einer entsprechenden Funkverbindung (Funk LAN) zum Zentralrechner ausgestattet, Will der Kunde seinen Warenwagen zurückgeben, dann ließt er z.B. an der Rückseite des Warenwagens folgende Instruktionen (von einem Schild):

ACHTUNG hier nur Wagenrückgabe, keine Wagenentnahme !
  • 1. Stecken Sie die Chipkarte in den Schlitz des Wagens.
  • 2. Lösen sie die Kette (Schlauch SL) dieses Schlußwagens (in der üblichen Weise) und ziehen Sie den Wagen aus der Reihe heraus.
  • 3. Schieben Sie anstelle dieses Schlußwagens ihren Wagen in die Reihe und schließen sie die Kette, da sie sonst an der Kasse den Einsatz nicht zurück bekommen.
  • 4. Fahren Sie den herausgezogenen Schlußwagen wieder als letztes in die Reihe und schließen sie die Kette, da sie sonst an der Kasse den Einsatz nicht zurück bekommen.
  • 3. Chipkarte wieder heraus nehmen und an der Kasse/oder Geldausgabeautomaten benutzen.

Hat der Kunde einen Fehler gemacht, dann erhält er einen entsprechenden Hinweis.

Das Steckschloß der Kette der Warenwagen ist jeweils im an der Schiebestange (Haltestange) des Wagens angeordneten OBU untergebracht und mit einem Sensor Sobu versehen, der das eingesteckte Gegenstück (des vorderen Wagens, in welchen der Wagen eingeschoben wurde) erkennt und der Steuerung im OBU meldet (zum weiter Senden dieser Info an den Zentralrechner und zur elektronischen Verriegelung der Kette).

Entnahme eines Wagens:

Die Entnahme eines Wagens ist nur von der Vorderseite möglich und von der Rückseite der Wagenreihe (d.h. vom hintersten Wagen) nicht möglich, was durch eine elektromagnetisch, bzw. elektronisch geschaltete Sperre (Sobu, 217) der Ketten an der Steckbuchse (betrifft hier Ladewagen oder alternativ die Zapfsäule, siehe später) gesichert ist. Der elektronisch gesteuerte Entriegelungsmechanismus wird am Beispiel der Steckverbindung nach 215 später noch näher erläutert und verhindert auch die Herausnahme eines beliebigen Wagens aus der Wagenreihe (ausgenommen es erfolgt eine Freischaltung durch das Personal, etc.).

Die Entriegelung des Ladewagens (bzw. der Zapfsäule) wird nicht frei gegeben, wenn der betreffende Kunde zuvor (unter Verwendung seiner ID-Karte) noch keinen Wagen entnommen und benutzt hatte. Hatte er den Wagen jedoch nur entnommen, um ihn gleich wieder zurück zu geben (ohne ihn zu benutzen), dann kann er ihn vorne wieder einstecken, was über die Positionsabtastung (daß der Wagen noch nicht in den Laden gefahren wurde) erkannt wird.

Um einen Wagen auf der Vorderseite der Wagenreihe (d.h. vom vordersten Wagen) zu entnehmen, muß die Kundenkarte (Chipkarte) in den Leseschlitz des Ladewagens eingeschoben werden. Solange dies nicht erfolgt, gibt der Zentralrechner die Entnahme der Kette (Sobu) für den ersten Wagen nicht frei (Verriegelung der Kette erfolgt am zweiten Wagen vorne, in welchen die Kette des ersten Wagens in das OBU des zweiten Wagens eingesteckt ist).

Nachdem die Kundenkarte (Chipkarte) aus dem Lesegerät wieder herausgezogen und erkannt wurde, kann nach elektronisch gesteuerter Freigabe und Lösen der Kette (welche dem Ladekabel entspricht) der Wagen entnommen werden, wobei diesem Wagen dann die über das Lesegerät eingegebene Kundennummer zugeordnet wird.

Option: Um bei großem Andrang ganz sicher zu gehen, welcher Wagen zu welcher Chipkarte zugehörig ist, ist es sinnvoll, beim Chipkartenlesen gleichfalls eine Steckbuchse vor zu sehen, in welche der Kunde das als Kette verwendete Kabel einzustecken hat, als Bedingung, daß er seine Chipkarte wieder herausziehen kann. Oder es ist neben dem Kartenleser einfach eine Bodenmarkierung vorgesehen, auf die der Wagen zu stellen ist, damit die Chipkarte heraus gezogen werden kann. Die Zuordnung erfolgt dann über die Positionsmeldung des Wagens. Gegebenfalls weist auch das OBU des Wagens einen Chipkartenleser auf, etc.

Nach dem die Identifizierung des Wagens zur Chipkarte des Kunden hergestellt und der Wagen entnommen ist, wird der Kunde durch den Wagen zu den gewünschten Waren geführt.

Variante: Zapfsäule.

235 betrifft die Variante, bei der die Ladestation (anstelle eines Ladewagens) als Zapfsäule vorgesehen ist, die an der Decke montiert ist und soweit nach unten in Höhe der Einkaufswägen reicht, daß unter dem Anschlußgehäuse (BOX) ein Warenwagen noch hindurch geschoben werden kann. Anstelle an der Decke kann auch ein entsprechender Rahmen (Brücke) aufgestellt sein, etc., oder es kann auch eine Säule am Boden aufgestellt sein, usw.

Am Anschlußgehäuse (BOX) der Zapfsäule ist dann die als Steckschloß Sobu verwendete Buchse angeordnet, in welche das Kabelstück SL des letzten Wagens der Wagenreihe zum Anketten des Wagens einzustecken ist. Dabei ist über diese Steckverbindung die Versorgung geführt (Druckluft/Strom/und gegebenenfalls auch Daten), vgl. dazu 215, und ein Sensor Sv vorgesehen, der dem zentralen Leitrechner (Steuerung) meldet, ob ein Wagen an die BOX der Zapfsäule angesteckt ist oder nicht, wobei auch die Steckschlösser im OBU aller Wagen jeweils eine solche Überwachung haben, ob ein Wagen an den nächsten jeweils angekettet ist. Um die ineinander gesteckten Wagen an einem bestimmten Platz zu reihen, sind für den ersten Wagen ein oder zwei Geländer (239) vorgesehen (als Leitbügel) neben dem, oder zwischen denen, der zurückgegebene Wagen jeweils eingeschoben wird und anschließend mit dem Steckschloß Sobu über das Versorgungskabelstück SL an die Säule angekettet wird. Wie bereits zu dem Beispiel für einen Ladewagen besprochen, ist dieser Vorgang durch die Chipkarte überwacht und eine Entnahme eines an die Säule (BOX) angeketteten Wagens grundsätzlich verhindert, wenn nicht zuvor unter der selben Benutzeradresse (ID) der jeweils vorderste Wagen der Reihe entnommen wurde.

D.h. die Rückgabe eines Wagens kann nur unter Verwendung einer Chipkarte (oder Magnetkarte, ID Karte, auch Diskette, usw.) erfolgen, wenn mit dieser Karte zuvor von vorne (der Wagenreihe) ein Wagen entnommen worden ist. Zu diesem Zweck ist auch im Bereich der ersten Wagen der Reihe ein Kartenlesegerät aufgestellt, wobei die Entnahme eines Wagens nur möglich ist, wenn dabei die Karte in das Lesegerät eingesteckt wird (oder optional, auch in ein am OBU des entnommenen Wagens gegebenenfalls vorhandenes Lesegerät eingesteckt wird).

Unmittelbar nachdem ein Wagen beim Zurückgeben in die Wagenreihe von hinten eingeschoben wurde, werden sämtliche (autark angetriebene) Wagen der ineinander gesteckten Wagenreihe, um eine Position automatisch nach vorne gefahren (gesteuert durch den zentralen Leitrechner) über das Positionserfassungsmeßsystem. Dabei sind als Weglängen z.B. nur incrementale Schritte kodiert (erkannt durch die Wortlänge). Sollte dabei ein Wagen ausfallen (d.h. keine entsprechenden Sensorsignale an den Leitrechner melden), dann signalisiert der Leitrechner dies sofort dem Personal, das den Wagen dann aus der Reihe nehmen kann.

Entnahme eines Wagens (von vorne): Beim Einstecken der Karte in den Leser (vorne an der Wagenreihe) wird die elektronische Verriegelung (Sobu, 215) des Kettenschlosses frei gegeben und die Buchse mit dem Kabelschlauch SL kann heraus gezogen werden, um den in der Reihe an vorderster Stelle eingeschobenen Wagen heraus zu nehmen.

Option: Um bei großen Andrang den Durchsatz zu beschleunigen, ist es sinnvoll, die gesamte Wagenreihe seitlich an beiden Seiten mit einem Geländer oder einem Band, etc., auch vorne abzusperren und die Wagenentahme so vorzunehmen, daß das in die Einsteckbuchse (215) eingesteckte Ende der „Verriegelungskette" bzw. des Versorgungskabelstückes (Ladekabel) nach der elektronisch vorgenommenen Entriegelung durch ein geschaltetes elektromagnetisches Feld herausgeschoben wird, d.h. nicht herausgezogen werden muß, und der Wagen anschließend bis zum vordersten Platz, das ist die Entnahmestelle, von selbst (durch den zentralen Leitrechner gesteuert) nach vorne fährt. Zu diesem Zweck ist der Stecker SK1 mit einem aufgesetzten Magnetring (Dauermagneten) DMR, 255 versehen, der beim Einstecken plan an der Abdeckung der Steckbuchse (vgl. Abdeckung Frontseite) aufliegt. Wobei die Steckbuchse einen starken Elektromagneten Emg aufweist, der zum Magnetring des Steckers beim Einstecken ein anziehendes Feld erzeugt. Dabei entspricht dann der Elektromagnet Emg der in 215 (symbolisch) dargestellten Sensorspule Sv, wobei die Sensorspule einfach zusätzlich auf die Spule des Elektromagneten gewickelt ist und der Verlust der Polflächen des Elektromagneten durch den negativen Leitwert der Sensorspule kompensiert wird. Somit erhalten wird ein starkes Wechselfeld (z.B. impulsweise, wenn impulsweise gemessen wird) und ein starkes Gleichfeld um den eingesteckten Stecker beim Einstecken fest an die als Kreisring ausgebildete Polfläche des Elektromagneten mit einem starken Kraftimpuls anzuziehen, der nur solange andauern muß, bis die drei Einstaststifte Sobu der gleichfalls elektromagnetisch (EM) geschalteten Verriegelung Sobu einrasten. Dann kann der Elektromagnet wieder stromlos geschaltet werden. Die Einraststifte Sobu der geschalteten Verriegelung sind dann durch Federkraft in ihrem Rastzustand gehalten (wo sie in der Rille des Steckers SK1 eingreifen) und werden gleichfalls nur immer kurzzeitig elektromagnetisch (EM) angezogen (zum Einstecken bzw. Ausschieben des Steckers SK1 aus der Buchse). Zwischen der Auflagefläche des am Stecker SKI aufgesetzten Dauermagnetrings DMR und der Polfläche des Elektromagneten, welche die Stirnfläche der Buchse bildet (Abdeckung Frontseite in 255, vgl. auch 215) ist noch ein Gummidichtring (Dichtung) zur Abdichtung der Druckluft vorgesehen. Um den Stecker SK1 aus der Buchse heraus zu schieben, wird dann das Feld des Elektromagneten einfach umgepolt. Der Elektromagnet ist dann wesentlich, wenn z.B. keine Druckluft, sondern nur eine elektrische Steckverbindung verwendet wird, da ansonsten der Druck der Druckluft den Stecker heraus schiebt. Auf der Speiseseite ist unmittelbar vor der Ladebuchse ein Absperrventil vorgesehen, das schließt, bevor der Ladestecker SK1 elektronisch entriegelt wird (beim Herausschieben von SK1) und solange geschlossen bleibt, bis der Ladestecker SK1 in die Buchse wieder eingesteckt wird, bzw. eingesteckt ist, was durch die Sensorspule Sv erkannt wird. Das Ventil öffnet erst dann, wenn die die drei Einstaststifte Sobu in der Verriegelungsrille des Steckers SK1 einrasten, was durch eine entsprechende Abtastung der Wegstellung der Einstaststifte Sobu im Elektromagneten EM zum Schalten der Stifte erkannt ist (z.B. durch eine Meßwicklung Lmeß) zur Messung des von der Stellung der Stifte abhängigen Wirbelstromverlustes der Stifte oder einer angeflanschten Scheibe als Meßteil, etc.

Weiters wird für ein kurzes Stück vor diesem Ventil der durch durch eine weitere Ventilschaltung zur Entlüftung oder Überströmen in ein Gefäß, herab gesetzt, so daß beim Herausschieben des Steckers SKI nicht der volle Druck anliegt. Bei der Verwendung eines Elektromagneten zum Herausschieben, kann der Druck vorher auch bis auf den atmosphärischen Druck entlüftet werden, oder gerade soweit reduziert werden, daß die elektrischen Steckkontakte sicher noch getrennt werden.

Beim Einstecken der Chipkarte kann z.B. durch Drücken einer Taste auch angegeben werden, ob gegebenenfalls mehrere Wagen entnommen werden sollen, wenn ja, dann fährt z.B. ein weiterer Wagen hinter dem ersten Wagen in ausreichendem Abstand (damit der Kunde dazwischen gehen kann) hinter her.

Rückgabe eines Wagens (hinten): Bei der Rückgabe eines Wagens, kann der jeweils letzte Wagen der Reihe gleichfalls automatisch von der BOX der Zapfsäule entriegelt werden (nachdem die Chipkarte gelesen wurde), wobei anschließend die gesamte Wagenreihe zum einen Einschiebeplatz nach vorne fährt damit der zurückgegebene Wagen eingeschoben und verriegelt werden kann. Abschließend wird der zurückzugebende Wagen in die Reihe eingeschoben und wie bei Einkaufswägen üblich, die Kette (hier Versorgungsleitung) des vorderen Wagens in das Steckschloß, bzw. hier Buchse des OBU, des zurück gegebenen Wagens eingesteckt. Weiters muß auch die Kette (hier Versorgungsleitung) des zurück gegebenen Wagens an die BOX der Zapfsäule (entspricht Steckschloß bzw. Buchse) eingesteckt werden, damit die Chipkarte aus dem Lesegerät wieder heraus gezogen werden kann.

Sollte die Entnahme beispielsweise an letzter Stelle der Wagenreihe versucht werden obwohl mit der aktuell gelesenen Chipkarte noch kein Wagen entnommen wurde, dann bleibt der (als Kette verwendete) Kabelschlauch SL im Kettenschloß (d.h. in der Buchse von Sobu) verriegelt. Gegebenenfalls wird Beim Lesen der Chipkarte (wenn noch kein Wagen entnommen wurde) eine Sprachsignal Meldung ausgegeben: "Die Wagen bitte von vorne Entnehmen". Zu diesem Zweck sind an den Wagen jeweils auch vorne noch ein Griff angeordnet, an welchem z.B. durch gewickelte Spulen eine weitere Sensorzeile vorgesehen sein kann, zur Verlustmessung als Näherungsanzeige, um notfalls bei einem erkannten Hindernis zu bremsen. (Diese Applikation kann für jedes Fahrzeug angewendet werden, z.B. zum Einbau in eine Stoßstange, etc.) Dieser Griff verhindert auch, daß sich die Wagen, wie ansonsten bei Einkaufswägen üblich, beim ineinander Stecken verkeilen können.

Weiteres Maßnahmen:

Sollte der Kunde die Chipkarte zum Zwecke der Wagenrückgabe in das Lesegerät eingesteckt haben, und gibt jedoch trotz Aufforderung (akustische Meldung) keinen Wagen zurück, dann bleibt die Chipkarte im Lesegerät solange verriegelt, bis er entweder seinen Wagen zurück gibt, oder auf die Storno Taste des Lesegerätes drückt. Ist dies der Fall, dann wird der Kunde aufgefordert, daß er die Steckkette des letzten Wagens wieder in die Buchse der Zapfsäule (BOX) einstecken soll, damit seine Chipkarte wieder aus dem Leseschlitz des Lesegerätes heraus geschoben wird.

D.h. immer, wenn der Kunde etwas tun soll, wird seine Chipkarte solange im Lesegerät fest gehalten, bis er die Anweisungen befolgt hat. Den Laden kann der Kunde nur mit einer Chipkarte über eine entsprechende Sperre (Gate) verlassen. Weiters kann auch durch Bremsen (Blockieren) eines Wagens einer durch den Lautsprecher des OBUS an den Kunden gegebenen. Anweisung Nachdruck verliehen werden, bzw. verbindert werden, daß der Kunde mit dem Wagen eine markierte Zone verläßt, usw. Mit diesen Bausteinen läßt sich somit jede gewünschte Prozedur realisieren, z.B. wenn der Kunde mit mehreren Wagen unterwegs war (die automatisch hinter ihm herfahren), daß er solange aufgefordert wird, bis er alle Wagen zurückgegeben hat, oder wenn er nochmals zurück in den Laden will, eine entsprechende Stornotaste betätigt, usw.

Weiters wird durch entsprechende Abfrage der Statusmeldungen sichergestellt, daß gegebenenfalls ein Alarm (z.B. an der Kasse, etc.) angezeigt wird, darmit ein betreffender Wagen in die Reihe eingefähren wird, oder eine Karte aus dem Lesegerät entfernt wird, usw. Das gleiche gilt, wenn ein Wagen seinen Solldruck im Druckluftspeicher oder seinen (überwachten) Soll Ladezustand im Akku nicht erreicht.

Fortsetzung siehe ab Seite 105 (Erläuterung zu den Figuren).

Format für die Datenübertragung:

Für die Datenübertragung zwischen OBU und zentralem Rechner könnten wir eine Standart LAN HF Verbindung wählen. Wenn wir jedoch gleichzeitig einige 100 OBUS vernetzen wollen, und mit relativ geringem Aufwand sehr kostengünstig einen hohen Datendurchsatz erreichen wollen, dann lohnt es sich, wenn wir uns zu dieser Problemstellung etwas trickreiches einfallen lassen.

209 zeigt einen Vorschlag, wie ein Standart gemäßer TV-Chip eines Fernsehers vorteilhaft eingesetzt wird um mit möglichst geringen Aufwand eine Vielzahl von Kanälen (OBU's) der Warenwagen an die Funkschnittstelle des Zentralrechners anzukoppeln. 209 betrifft die im OBU jeweils untergebrachte Elektronik.

Dabei gilt folgendes Format. Alle digitalen Daten, (dito Positionssignale, Koordinaten, etc.) auch analoge Sprachsignale, etc., werden für alle Teilnehmer als Videosignal gesendet. In diesem Signal können auch Standart mäßige Videosignale enthalten sein, allerdings in kleinen Abschnitten zerlegt gesendet, damit weitere Daten oder die Daten weiterer OBUS dazwischen eingefügt werden können, wobei die gesendeten Zeilen jeweils einem Halbbild des Videosignals zu entsprechen.

Dabei erfolgt die Formatierung unmittelbar durch Zuteilung von geringen Zeitabschnitten innerhalb der Fernsehzeilen zu jedem OBU. Um das Verfahren einfach besprechen zu können gehen wir davon aus, daß kein Zeilensprung statt findet, obwohl das Verfahren genauso gut (bei entsprechender Anpassung der Adressierung) mit Zeilensprung durchgeführt werden könnte Um Sprachsignale zu übertragen ist es ausreichend, das Signal als Analogsignal entsprechend komprimiert als kurze Pakete wie ein Videosignal zu übertragen. Die Daten hingegen werden direkt als log.1/log.0 Kontrast Pegel Schwellwerte übertragen. In jedem OBU dekodiert ein Chip den empfangenen Bildwechsel und Zeilensprung, wobei z.B. eine Zeile jeweils einem OBU zugeordnet ist (bei Bedarf auch mehrere). Diese Zuordnung muß nicht fest sein, sondern kann durch ein Adressenprotokoll gesteuert werden, bei dem der Zentralrecher an die OBUS die Zuordnung sendet, zu welchem OBU jeweils welche Zeilenadressen, gegebenenfalls auch Empfangskanalfrequenzen (wenn mehrere Kanäle benötigt werden) aktuell zugehörig sind. Somit nur der Adreßraum für die Übermittlung des jeweils aktuellen Adressenprotokolls innerhalb des Videobildes für alle OBUS fest vereinbart werden muß, alle weiteren Vereinbarungen für die Adressierung können dynamisch veränderlich gehalten werden.

In einer Vereinfachung der Adressierung kann z.B. unmittelbar nach dem Zeilensprung ein Steuerzeichen gesendet werden, welches bestimmt, ob die betreffende Videozeile Daten, oder ein komprimiertes Sprachsignal enthält. Das gleiche gilt für die OBU's, die jedoch das Signal auf einer anderen Trägerfrequenz senden und keine Synchronsignale mit senden. D.h. wird ein OBU durch eine Videozeile adressiert um Empfangsdaten zu empfangen, dann sendet es synchron dazu seine Sendedaten auf einer anderen Trägerfrequenz. Zusätzlich kann, auch wenn ein Sprachsignal übertragen wird, ein kleiner Restteil der Zeilenfrequenz immer für Daten verwendet werden. Senderseitig wird das Audiosignal mit der Sample Taktfrequenz in ein Sende-FIFO eingeschrieben, und mit der Taktfrequenz, mit der eine Zeile aufgelöst wird, ausgelesen (z.B 10 MHz). Empfangsseitig wird dann das als Videosignal komprimierte Audiosignal mit der Taktfrequenz, mit der eine Zeile aufgelöst wird in das betreffende Empfangs-FIFO eingelesen und mit der Sample Taktfrequenz wieder ausgelesen, um es hörbar zu machen. Das gilt für beide Übertragungseinrichtungen (OBU, dito Sender/Empfänger des Rechners). 209 veranschaulicht die Weiterverarbeitung des vom Dekodierchip DEC dekodierten Bildwechsels BW und Zeilenwechselimpulses ZW. In einem ASIC-Sequenzer werden die Zeilen mit einem Zähler (rückgestellt mit Bildwechsel) durchgezählt und entsprechend der eingestellten Adresse (OBUO Adresse des Gerätes) dekodiert und als Rahmensignale (Frame Data), welche die betreffenden Zeitabschnitte, innerhalb einer Zeile (zur Unterscheidung von Daten und Audio) betreffen ausgegeben, dito weiden die entsprechenden Takte für das Sende- und Empfangs FIFO dem Komprimierungsverhältnis/Dekomprimierungsverhältnis entsprechend erzeugt. Das vorgestellte Verfahren hat den Vorteil, daß auf hoch komplexe Chips aus der Video Technik zugegriffen werden kann und nur ein kleiner Sequenzer (z.B. als programmierbare Logik ausgeführt) zusätzlich erforderlich ist, um die FIFO's entsprechend anzusteuern. Um den für den Empfang eines Sprachsignals auf der OBU Seite erforderlichen Flash-Wandler nicht zu verteuern (damit die Signalfragmente über das FIFO entkomprimiert werden können), lohnt es sich das gesendete Audiosignal zu zerlegen. Sind wir beispielsweise mit einer Auflösung von 10 bit zufrieden, dann wird das Signal A (10 bit) Senderseitig (vom Zentralrechner gesendet) in A = a(5bit) + b(bit) zerlegt und z.B. über jeweils aufeinanderfolgende Fernsehzeilen (bzw. Abschnitte), die dem gleichen OBU zugeteilt sind, gesendet. Auf der Empfangsseite wird der Signalteil a mit dem 5 bit FLASH-Konverter gewandelt und zwischen gespeichert, dito der Signalteil b nachfolgend mit dem 5 bit FLASH-Konverter und bei der Wiedergabe die beiden Signalteile mit den Verstärkungen 32*a + b (auf 0.1% genau) analog summiert um das Audiosignal zu erhalten. In umgekehrter Richtung werden die 10 bit direkt gesendet, da ein langsamer 10 bit Wandler (oder höher) ausreichend ist. Auf der Rechnerseite kann dann ein entsprechend höherer Aufwand getrieben werden.

In. 209 bedeuten: E ...drahtloser Empfänger mit Videoformat Dekoder DEC, der die abgetrennten Zeilenimpulse ZW und den Bildwechsel einem ASCI-Sequenzer zuführt (als Peripherie von DU). DU betrifft die digitale Unit (Mikro Prozessor, DSP), die auch die Anzeige (Display), die Tasteneingabe, die Sensorelektronik, und die gesamte Steuerung enthält. Der ASTC-Sequenzer erzeugt autark das Format und die Taktsignale für das Empfangs-FIFO (Einschreibtakt) und für das Sende-FIFO (Ausgabetakt). Dito den Ausgabetakt des Empfangs-FIFO's für die Audio Signalwiedergabe und den Einschreibtakt für das Telefon Audiosignal. Die beiden FIFO's können auch intern durch das RAM des DSP realisiert werden. FW... Flashwandler für das Empfangs-FIFO; Standart A/D...Analog Digitalwandler für das Telefon-Audiosignal. S... Kleinleistungssender, der FM moduliert das komprimierte Audiosignal und die Daten an den Zentralrechner absendet, wobei das Format durch den Empfänger (DEC) konstrolliert wird. Die Datenleitung ist jedoch in 209 nicht mehr dargestellt. S... verwendet eine andere Trägerfrequenz als der Empfänger E. Mit der Schaltung können somit je 100 OBU's und mehr mit jeweils zwei Trägerfrequenzen betrieben werden, so daß z.B. für 2000 Warenwagen nicht mwehr als 40 Trägerfrequenzen erforderlich sind. Da der Betrieb nur im Hause erfolgt werden entweder extrem geringe Leistungen verwendet, wobei die Sender/Empfänger des Zentralrechners an der Decke vernetzt untergebracht sind, oder es werden Infrarot Übertragungsstrecken verwendet, wobei. die Warenwagen mit an der Decke angebrachten Geräten kommunizieren.

Anwendung für IT-Telefonie: Das beschriebene Verfahren läßt sich auch sehr gut für Internet Telefonie verwenden. Dabei geht es vor allem um die Synchronisation kurzer Blöcke, die unter Benutzung unterschiedlicher Kommunikationswege übertragen und möglichst synchron zusammengesetzt werden müssen. Dabei besteht auf der Client Seite die Problematik, das wir ein Plug In (eine Zusatzsoftware) benötigen, die erstens weit verbreitet ist, und zweitens von einer breiten Masse auch akzeptiert wird (aus Sicherheitsgründen).

Denn Aktiv X Controls (von Microsoft) sind in Bezug auf Sicherheit ohnehin auszusperren, Java Applets läßt auch nicht mehr jeder auf seinen Rechner, und CGI blockiert bei einer solchen Anwendung den (bzw. die) Server. Verwenden wir jedoch eine Standart Videoübertragung für eine entsprechende Internetverbindung, dann sind diese Probleme bereits gelöst, sowohl Serverseitig, als auch auf der Client Seite für den Benutzer des Browsers bzw. Media-Players. Ja wir können sogar soweit gehen, daß wir Sprachkommunikation und Bildtelefon als Standartaufrufe in die WEB-Seiten mit einbauen, wenn die gängigen Video Player Programme und Kamerasoftware im IT Bereich unter Benutzung des Verfahrens entsprechend erweitert werden.

Für diese Anwendung wird daher um eigenständigen Schutz angesucht, derart, daß ein Telefon oder Audiosignal wie eine Bildinformation als durch Zeilensynchronisationsimpulse eines Videosignals flankiertes Signal in die Übertragungsstrecke durch einen entsprechenden Encoder eingespeist ist, und über einen entsprechenden Dekoder wieder empfangen wird.

Weitere Alternativen sind: Das durch Verlust kodierte Sende/Empfangsverfahren zu verwenden, wie in der zitierten PCT/AT/00/00198 bereits angegeben, wobei dann um die Regale Leiterschleifen gelegt sein können, um dieses drahtlose Übertragungsverfahren mit um die Warenwagen gelegte Korrespondenz Leiterschleifen, bzw. durch die Leiterschleifen gebildete Spulen durchführen zu können. Dabei sind diese Leiterschleifen jeweils als induktive Vierpole, bzw. Lufttrafos ausgebildet, (als Empfänger) und können so Störsignal sicher induktiv eingekoppelte Verluste (als Sender) messen, wobei die Verluste gleichfalls an Spulen angeschaltet sind und entsprechend dem zu sendenden Modulationssignal moduliert werden, wobei durch entsprechende Bandfilterschaltungen der induktiven Vierpolschleifen sowohl beim eingekoppelten Verlust, als auch bei den Meßspulen passende Frequenzunterteilungen möglich sind. Wegen der großen Bandbreite, die nach diesem Verfahren erzielt werden kann, ist es möglich auch das oben beschriebene Video Format für die Adressierung der OBUS anzuwenden.

Weitere Erläuterungen zu den Figuren:

203b, bereits erläutert. Ergänzend sei darauf hingewiesen, daß die auf der rechten Hälfte der Fahrbahn durch parallele Unterbrechungslinien (zero) vorgenommenen Markierungen mit den vorangehend beschriebenen Varianten auch gut kombiniert werden können.

201, bereits erläutert.

205, bereits erläutert. Die beiden Verlustmeßsensoren SnL und SnR sind zur Abtastung der Körperbewegung benutzt und tasten den Gang des Benutzers, der hinter dem Wagen frei geht, ab.

206a, b zeigen ein Beispiel, um an einer senkrecht drehbar (da) gelagerten Laufrolle EKW6, wie sie z.B. an Warenwagen verwendet werden, in jedem beliebigen. Drehwinkel der senkrechten Lenkungsachse die Rotationsverdrehung (als Winkeleinheit) der Rollen messen zu können. Durch asymmetrische Gestaltung eines Zahnrades aus Metall (vgl. 231a) erhalten wir durch Verlustmessung (vom Umfang her) von der Drehrichtung v/-v abhängig unterschiedliche Anstiegsverhältnisse des von oben (von der Zahnspitze her) durch eine Sensorspule (Sensor) gemessenen Verlustes, entsprechend Diagramme nach 231b und 231c. Die Winkeleinheiten erhalten wir durch Schwellwertabtastung des der Verzahnung entsprechenden Sägezahnsignals um je Periode des Signals einen der Zahnteilung entsprechenden Takt zu erhalten. Dieser Takt wird nach dem Phase looked loop Prinzip oder durch Berechnung in einem DSP weiter hoch gesetzt und entspricht keiner Geit, sondern einer innerhalb der Zahnteilung ermittelten erhöhten Wegauflösung, mit der wir den Anstieg des Sägezahnes (relativ zur Teilung) ermitteln, und daraus die Winkelteilung der Verdrehung des Zahnrades berechnen können.

Zur Ermittlung der Drehrichtung wird der ansteigende Anstieg zum abfallenden Anstieg des Sägezahns ins Verhältnis gesetzt. Je nachdem ob das Verhältnis kleiner oder größer 1 ist ergibt sich daraus die entsprechende Drehrichtung (231b und 231c).

Die Anordnung der Meßspule veranschaulichen 206a und 206b:

Wie aus 206a ersichtlich (und auf der vergrößerten Figur, plaziert zwischen 236 und 237 nochmals vergrößert dargestellt), ist auf einem Trägermaterial, z.B. einem Teller aus Epoxy (z.B. mit entsprechender weiterer Verstärkung aus Kunststoff), durch dessen Mitte die senkrechte Drehachse da durchgeführt ist, auf dessen Unterseite, d.h. über der Verzahnung EKW-7 des oben besprochenen Zahnrades (welches an der Laufrolle EKW-6 angeflanscht ist, vgl. 206b mit einer stark vergrößerten Ansicht) eine gedruckte Spiralspule angeordnet, welche den Lufttrafo mit den Wicklungen L1, L2, oder auch nur eine einfache Meßwicklung Lmeß bildet unter der dazu senkrecht stehend das Zahnrad zur Messung des gefahrenen Weges läuft, dessen Verzahnung (EKW-7, 206b) über eine Abstandsmessung durch diese Spiralspule gemessen ist. Diese Meßspule entspricht dem in 231a symbolisch dargestellten Sensor S. Der Trägerteller der Spiralspule ist dabei an der Lagerhülse (Haltebolzen) der Drehachse da stationär befestigt, somit keine störenden Anschlußdrähte die mehrfache Verdrehung (um die senkrechte Achse da) der selbstlenkenden Laufrolle EKW-6 behindern.

206b (vgl. auch 206a) zeigt eine Draufsicht der auf dem Halteteller (bzw. Trägermaterial) aufgedruckten Spiralspule (L2, L1, grau dargestellt) mit der Breite B und ihren Anschlüssen an einer Elektronikeinheit, als Bestandteil einer Leiterplatte, auf die auch die Spiralspule L2, L1 aufgedruckt ist, und welche den Sensor S zur Abtastung des Zahnrades bildet, wobei, wie in der Voranmeldung bereits angegeben, auch nur ein Multiplexer vorgesehen sein kann, um gegebenenfalls mit mehreren Spulen mehrerer Räder an eine gemeinsame Auswertung alternierend an zu schalten, usw. Durch die relativ hohe Windungszahl der gedruckten Spule (bzw. des Lufttrafos) mit der geringen Steigung ist die Abhängigkeit der durch das Zahnrad erzeugten Impulse von der Verdrehung der senkrechten Achse unbedeutend. D.h. über die Verlustmessung der Spiralspule wird die der Fortbewegung der Laufrolle(n) EKW6 entsprechende Winkelabtastung unabhängig vom jeweiligen Stellwinkel der selbstlenkenden Laufrolle(n) EKW6 vorgenommen. D.h. über alle Rollen, einschließlich dem Antriebsrad EKW6A (vgl. 219 und 220) werden die gefahrenen Wege der Rollen dem zentralen Rechner übermittelt.

Die sich jeweils zugehörige Winkelstellung der selbst lenkenden Rollen wird durch ein weiteres Winkelmeßsystem folgendermaßen abgetastet:

In 206a ist diese Sensorik zur Feststellung der bei der Lenkung der Laufrollen (EKW6) sich in Bezug zur senkrechten Achse (da) einstellenden Verdrehung folgendermaßen untergebracht:

Dabei ist der an der senkrechten Achse bzw. Drehlager da gelagerte Drehhebel dh (entspricht Dreharm in 206b), an welchem das Laufrad EKWL gelagert ist, nach hinten abstehend, mit einem Verlängerungsbügel BG versehen um den Verdrehungswinkel des Drehhebel dh (bzw. Dreharms) abzugreifen. Dabei kann dieser Bügel zugleich als eine nach unten geöffnete Drehbüchse ausgeführt sein wie dies für eine detailliert beschriebene Weiterbildungsoption in 246 später noch näher erläutert ist.

An diesem Bügel BG befestigt, bzw. davon abstehend, ist ein als Meßteil für die Verlustmessung verwendeter Drehteller SB (aus Blech) angeordnet, der als Winkelscheibe verwendet ist, um die Verdrehung der senkrechten Drehachse da, die am selbstlenkenden Drehlager der Laufrolle EKW6 gelagert ist, zu messen. Dabei ist im Zentrum des Drehtellers SB ein Loch vorgesehen, um den Haltebolzen für das selbstlenkende Drehlager der Laufrolle EKW6 durchzuführen, somit der Drehteller SB um den Haltebolzen (als Zentrum) frei drehbar ist, bzw. entsprechend der Winkelstellung des Drehhebels dh entsprechend um den lose durchgeführten Haltebolzen verdreht wird. An der Unterseite des Drehtellers SB ist über eine Haltestange bx (z.B. aus Kunststoff) eine Sensorspule S (Vierpol bzw. Lufttrafo oder auch nur eine einfache Sensorspule Lmeß) am Halterohr (bzw. Haltebolzen) des Drehlagers stationär montiert, deren Streufeld die Unterseite des Drehtellers SB abtastet. In Übereinstimmung mit der Meßfläche des Sensor ist der vom Streufeld der Meßspule S erfaßte konzentrische Streifen auf der Meßseite (Unterseite) des Drehtellers SB mit Laserpunktierung (Ritzen, etc.) so bearbeitet, daß der in die Sensorspule eingekoppelte Wirbelstromverlust eine nach dem Verdrehungswinkel entsprechende lineare Funktion liefert. Dabei kann, um einen Referenzwert zu erhalten, neben der hohen Meßfrequenz, die nur die Oberfläche der Unterseite des Drehtellers SB mißt, auch noch weiters mit niedriger Frequenz über die volle Lindringtiefe des Bleches als Referenzwert gemessen werden, wie bereits für die Anwendung der Abtastung einer Markierung beschrieben.

Durch die Bearbeitung mit dem Laser läßt sich die vom Sensor erfaßte konzentrische Kreisbahn in Bezug auf Induktion eines Wirbelstroms, z.B. um den Faktor 1000 bis 10.000 hochohmiger gestalten (als kleinster Widerstand) als es dem Wert entspricht, wenn mit der vollen Eindringtiefe gemessen wird. Dabei können wir auch die gleiche Meßspule S für beide Frequenzen verwenden, wenn z.B. primärseitig und sekundärseitig entsprechende Filterschaltungen (Bandpässe) zur Trennung vorgesehen sind, oder auch mit alternierender Umschaltung der Frequenzen messen.

Zwischen dem Trägermaterial der unteren Meßspule (mit L1, L2 bezeichnet) zur Abtastung der Zahnradimpulse des in die Laufrolle (EKW6) eingelassenen Zahnrades EKW-7 und dem Blech-Drehteller SB ist ein Schirmblech gelegt MT, dessen Verlust durch den an die Meßspule mit angeschalteten negativen Leitwert kompensiert wird und weiters noch außenseitig (in Bezug auf das Trägermaterial von L1, L2) mit einem Ferrit Fe (auch Folie) abgedeckt sein kann, damit der Drehteller SB die Messung nicht beeinflußt.

Für die vordere mittlere Rolle des Wagens, die durch die Antriebsrolle EKW-1 motorisch angetrieben wird (vgl. 219 und 220) ist der Durchmesser des vom Sensor abgetasteten konzentrischen Kreises Dkod., bzw. des Drehtellers SB, bei entsprechender Versetzung des Sensors S nach innen, kleiner gehalten, damit das Antriebsrad EKW-1 Platz mäßig noch untergebracht werden kann. In 219 und 220 ist jeweils nur das Winkelabtastsystem S(phi) zur Feststellung der Hebelverdrehung von dh dargestellt, nicht jedoch die Messung der Drehzahl der Rollen. Dafür zeigt 246 eine Detailzeichnung, in der alle Sensoren mit dargestellt sind.

207 zeigt ein Beispiel, einer Verzweigungskodierung entsprechend 203b.

208 bereits erläutert, zeigt ein Beispiel einer Vergrößerung von 207.

209 bereits erläutert.

210 bereits erläutert, siehe vor allem auch 211a und 211b. Ergänzend wird hervor gehoben, daß die Einkaufswägen auch einen vorderen Griff (Griff vorne) haben, da die Entnahme aus der Reihe (wie oben beschrieben) jeweils von vorne, und die Rückgabe jeweils von hinten erfolgt.

211a zeigt ein Beispiel für den Antrieb (vgl.EKW-5, 21O), der an einer mittleren Schrägstange EKW10 (vgl. Draufsicht von unten in 214, und auch 210) montiert ist, mit dem Antriebsrad EKW-5 und dem Sensor Sx. Dabei können zusätzlich an weiteren vorderen Schrägstangen EKW10 (seitlich vorne) außenseitig weitere Laufrollen EKW6 (vorne) vorgesehen sein, die jedoch den Wagen nicht abstützen, d.h. in geringem Abstand vom Boden abheben, und nur verhindern, daß der Wagen vorne nicht umkippen kippen kann, da nur eine Dreipunktabstützung vorgesehen ist, mit dem Antriebsrad EKW-5 und den hinteren Rollen EKW6.

Das Gehäuse des Antriebsblockes wird durch die in der Mitte schräg nach vorne gerichtete Haltestange EKW10 gehalten, durch die auch die elektrischen Leitungen EKW11 und die Druckluftleitung EKW12 durchgeführt sind. Im Zentrum ist der Pneumatik Zylinder mit dem Kolben EKW-4 vorgesehen, dessen senkrecht nach unten gerichtete Kolbenstange verdrehungssicher (durch weitere Schiebestange mit Buchsenführung, etc.) geführt ist und am Ende der Kolbenstange eine Servolenkung EKW-3 befestigt ist, an welcher an einer Halterung (hier dargestellt durch eine senkrechten Stange) die durch den Kolben gesteuerte Andruckrolle Antriebsrad EKW-5, bzw. entspricht EKW6A in 219 und 220 montiert ist, weiters noch die Halterung für den induktiven Verlust Meßsensor (Sx) montiert ist, und der elektrische Antrieb EKW2, der die Andruckrolle (EKW-1, 219 und 220) antreibt.

219 und 220, zum Teil bereits erläutert, zeigen weiterhin im Detail, die Kupplung des Antriebes, welche im besonderen vorne am Warenwagen für das mittlere Laufrad vorgesehen ist. Das besondere daran: Die vom Antrieb angetriebene Laufrolle ist Standart gemäß ausgeführt, und wie die beiden hinteren Rollen um eine senkrechte Achse da drehbar gelagert (an Verlängerungsarm dh). Aus diesem Grund ist die in 211a und 210 mit EKW-5 bezeichnete Rolle in 219 und 220 (Detailzeichnung) mit EKW6A bezeichnet, wobei sich die Bezeichnung EKW6 auf identisch zu den weiteren nicht angetriebenen Rollen (hinten) ausgeführte Rolle und der Zusatz A auf die Zuschaltbarkeit einer Antriebsrolle EKW-1 bezieht.

Detailzeichnungen 119 und 220:

Die pneumatisch gekuppelte Antriebsrolle EKW-1 ist als zentrierende Kegelrad ausgeführt, um den bereits oben beschriebenen Vorgang der Zentrierung der Laufrolle beim Einkuppeln zu begünstigen (219 und 220).

219 zeigt den eingekuppelten Zustand, in welchem die Antriebsrolle EKW1 an das Antriebsrad EKW6A zentrierend andrückt. 220 zeigt hingegen, der ausgekuppelten Zustand, in dem der Antrieb EKW2 mit der Antriebsrolle EKW1 abgehoben ist. Rechts unten ist jeweils eine Seitenansicht der Antriebsrolle EKW1 im entsprechenden Kuppelzustand dargestellt.

Als Weiterbildungsvariante ist eine Maßnahme vorgesehen, bei der mit möglichst geringem Druckverlust für die Pneumatik gearbeitet wird, bzw. gegebenenfalls die Pneumatik Betätigung auch durch eine elektromagnetischen Linearbetätigung ersetzt werden kann, und betrifft die Verwendung von Haltemagneten MG, die durch eine Gegenfeldspule GF gesteuert werden. Wie aus 220/219 ersichtlich, wird bei entlüfteten Ventil EVL der Kolben EKW-4 durch die Rückstellfeder FD angehoben, d.h. es wird der Antrieb EKW2 angehoben und somit ausgekuppelt. Die mechanische Rückstellfeder FD hebt somit das Gewicht des Motors inkl. Getriebe EKW2 und der Servolenkung und ist z.B. so bemessen, daß sie im entspannten Zustand eine etwas größere Federkraft hat, als es diesem Gewicht entspricht. Gegen dieses Gewicht muß der durch Druckluft betätigte Kolben EKW-4 andrücken. Da die Bauform des Wagens eine etwas höhere Länge des Antriebes zuläßt (vgl. dazu 235, bestehend aus EKW-4, EKW-3, EKW-2, vgl. die strichlierte Linie Option), kann auch die Druckfeder FD ausreichend lang gemacht werden, so daß sie nur etwa 10 % zusammen gedrückt werden muß, wenn der Antrieb auf die Rolle (EKW6A) abgesenkt wird, wodurch Druckluft Energie gespart wird.

Wird über die Druckluftleitung durch Öffnen eines entsprechenden Ventils (elektrisch gesteuert) Druckluft in den Zylinder eingelassen, d.h. der Kolben EKW-4 gegen die Rückstellfeder FD angedrückt, wird der Antrieb EKW2 abgesenkt, dann liegen die sich anziehenden Magnetflächen MG aneinander an, wobei eine Ausgleichfeder Fa im Andruckweg zwischen Kolben und angedrückter Antriebsrolle EKW-1, bzw. Antrieb EKW2 dafür sorgt, daß die Magnetflächen plan anliegen können. Ein weiterer Druckausgleich erfolgt z.B. an der Andruckrolle des Antriebes (EKW-1), die als Stahlrolle ausgeführt, auf die Gummibeschichtung der Laufrollen drückt. Soll ausgekuppelt werden, dann wird in die Gegenfeldspule GF des Magneten ein Feld eingespeist, welches zum Dauermagnetfeld gegenpolig ist, wodurch die aufliegende Magnetfläche abgestoßen wird, bzw. wenn nur ein Eisenblech aufliegt, dieses los gelassen wird, damit bei gleichzeitiger Entlüftung des Zylinders, angetrieben durch die Druckfeder (FD) der Kolben zum Auskuppeln wieder nach oben gehen kann. Um bei leerem Akku für den Antrieb das normale Schieben des Warenwagens in ausgekuppelten Zustand zu ermöglichen, wird bei fest gestellter Verminderung der Leistung, durch den Mikroprozessor der Steuerung das Auskuppeln eingeleitet (z.B. auch mit einem weiteren kleineren Akku eines geringen Stromverbrauchs) und durch die Druckfeder FD der ausgekuppelte Zustand gehalten. Das gleiche gilt, wenn die Druckluft (überwacht durch Druckmesser) im Speicherbehälter unter einem bestimmten Wert sinkt.

Die Druckluft kann auch für die Bremsen verwendet werden, die, wie zu 205 (unten) vereinfacht dargestellt, jeweils aus einer waagrecht über die Laufräder verschiebbar angeordneten Scheibe bestehen, welche durch Federkraft nach oben gehalten und durch ein (hier) über ein Pleuel gelagertes Gestänge eines Druckluftzylinders (Angetrieben beim Bremsen nach unten) auf die Rollfläche der Laufräder gedruckt wird, wobei sich die Bremswirkung erhöht, wenn die Laufräder Gummi beschichtet sind. Die Elektrische Betätigung der Bremsen (EL-Bremse) erfolgt dann wieder durch Ventile. 246 veranschaulicht eine Weiterbildung, bei der anstelle der Scheibe ein Bremsring an der Öffnung eines Glockengehäuses (Dose) vorgesehen ist, der unmittelbar pneumatisch (oder gegebenenfalls auch elektromagnetisch) betätigt wird; (die genaue Erläuterung erfolgt später, weiter unten).

Weiters bedeuten in 219 und 220:
  • FL...Führungsbolzen zur Verdrehungssicherung des Pneumatikkolbens. FD...Druckfeder. POSL... Längenmeßsystem zur Messung des Hubes. SA...induktiver Sensor zur Abtastung eines an der Andruckrolle angeflanschten Zahnrades.

Wird der Pneumatik Zylinder durch ein elektrisch gesteuertes Ventil EVL soweit entlüftet, daß die Druckfeder FD den Kolben EKW-4 gegen den Restdruck p zurückschiebt (festgestellt durch POSL), dann hebt der Antrieb (EKW2) mitsamt der Andruckrolle EKW-1 ab und kuppelt aus (in 220 EKW-1 um Abstand a abgehoben), wodurch die Laufrolle EKW6A des Warenwagens um ihre vertikale Achse frei drehbar, bzw. wieder setbstlenkend ist. In dieser Position wird der Kolben durch die Druckfeder FD auch ständig nach oben gehalten, wenn das Entlüftungsventil EVL öffnet und das Einblasventil schließt (z.B. wenn die Batterie leer ist, oder auch die Druckluft leer ist). Wird der Druck jedoch eingelasssen (p) und drückt gegen den Kolben EKW-4, dann wird der Antrieb (EKW2) mitsamt der Andruckrolle soweit abgesenkt, daß die Andruckrolle EKW-1 auf die sich zu diesem Zeitpunkt im Geradeauslauf befindende Laufrolle (EKW6A) des Warenwagens andrückt, vgl. Erläuterung zu S(phi) oben. U Ergänzung (als Option) kann zusätzlich noch die zu 213 weiterhin besprochene Zentrierung vorgesehen sein. (dito die zu 218 besprochene Alternative), um unmittellbar bevor der Antrieb einkuppelt, die Rollen im Geradeauslauf kurzzeitig während des Kupplungsvorganges zu verriegeln, überwacht durch den Winkelsensor S(phi). D.h. nur wenn der Winkelsensor während des Verriegelungsvorganges des Geradeauslaufs ständig den Geradauslauf angezeigt hat, und auch weiterhin angezeigt wird, wird der Antrieb eingekuppelt. Anschließend wird der Geradauslauf wieder entriegelt, damit die Antriebsrolle gelenkt werden kann. Gegebenenfalls ist an der Verriegelung weiterhin ein Verlustmeßsensor zur Feststellung des Verriegelungsstatus vorgesehen.

Hinter der Sensorspule Sx ist als durch den negativen Leitwert –G kompensierten Verlust ein Schirmblech BL angeordnet, welches außenseitig mit einem Ferrit Fe belegt ist, um eine Verluständerung durch die Bewegung der Laufrolle (EKW6A) selbst zu verhindern. EKW6A weist wie üblich einen Gummibelag auf.

211b betrifft eine Variante für das Gehäuse der Sensorspule, welches nur unten stirnseitig offen ist. Das als Mantel ausgeführte elektrisch leitende Gehäuse der Zylinderspule bildet eine oben geschlossene and unten offene Kapsel und ist aus einem Blech gefertigt, welches einen reproduzierbaren Temperatur Koeffizienten TK des spezifischen Leitwertes des Materials aufweist. Im Zentrum der Spule ist ein Bolzen (Z) gleichfalls aus elektrisch gut leitendem Material eingesetzt, jedoch mit negativem Temperaturkoeffizienten TK. Mantel und Bolzen koppeln somit eine Parallelschaltung eines Summenleitwertes, bestehend aus einem negativem TK und einem positiven TK als vom negativen Leitwert –G zu kompensierenden Verlust ein. Beide Leitwerte sind so bemessen, daß der TK auf den Wert Null kompensiert wird. Die Bemessung des im Zentrum der Spule eingekoppelten Leitwertes erfolgt durch entsprechende Wahl des Durchmessers des Bolzens (bei gegebenem Material), die Bemessung des im Mantel der Spule eingekoppelten Leitwertes kann bei gegebenem Material und gegebener Blechdicke noch durch die Wahl des Abstandes der Spule an der Zylinderwand beeinflußt werden, was die praktische Dimensionierung erleichtert, wenn z.B. nur der Spulendraht und die Wicklung für den genauen Abgleich modifiziert werden muß, gegebenenfalls auch durch Kurzschließen von heraus geführten Anzapfungen, die so abgestuft sind, daß sich die Abweichung des TK vom Wert Null (z.B. entsprechend einer binären Abstufung) ausgleichen läßt diesem Abgleich mit einbezogen kann auch der Serienwiderstand der Wicklung mit kompensiert werden. Als Bolzen, der wie ein Kern (Z) in das Zentrum der Spule ragt, wird beispielsweise Kohle als Material verwendet, um den negativen TK zu erhalten. Ebenso kann mit einer Abgleichschraube im Zentrum der Verlustanteil mit dem positiven TK weiterhin abgeglichen werden.

Da sich der eingekoppelte Verlust im Zentrum der Spule wesentlich stärker auswirkt und der Durchmesser des Bolzens entsprechend groß gemacht werden kann, kann trotz des vielfach höheren spezifischen Widerstandes von Kohle die Kompensation des TK erreicht werden. Außenseitig ist die Gehäusehülse mit einer Hülse aus Ferrit (Fe) gekapselt (mit Kappe), somit durch weitere Metallteile von außen (geschirmt durch das Ferrit) kein weiterer Wirbelstromverlust mehr eingekoppelt werden kann, auch wenn bei Verwendung besonders niedriger Frequenzen, das Gehäuse über die gesamte Dicke einen Wirbelstromverlust aufweisen sollte (denn wo kein Streufeld, da keine Induktion). US...symbolisiert optionale Ergänzung durch einen Ultraschallsensor für Abstandsmessung.

212a bereits erläutert,

212b zeigt ein Beispiel, wie durch schrittweise Versetzung, aufeinandergelegter dünner Alufolien ein Verlauf des Bahnwiderstandes hergestellt werden kann.

212c betrifft eine Variante, bei der ein betreffender Streifen durch Laserpunktierung abgeglichen wird, derart, daß durch Erhöhen der Punktedichte längs der Streifenlänge der Verlauf des in die Sensorspule eingekoppelten Leitwertes abgeglichen wird, wobei z.B. der Sensor bei diesem Vorgang längs des Streifens mit dem Laser zusammen verschoben wird. Dabei wird jedoch zu jeder Längeneinheit der Sensor auch über die Breite (b) des Streifens positioniert, damit der Leitwert über die Breite unveränderlich bleibend abgeglichen wird. Rechts ist veranschaulicht, wie der Laser durch das Gehäuse (durch ein Loch) einer gekapselten Zylinderspule im Zentrum hindurch projiziert wird. Wird ein Kern verwendet, vgl. Z in 211, dann weist dieser Kern gleichfalls ein entsprechendes Loch auf.

213, bereits erläutert, zeigt eine Ergänzungsvariante zum Abschalten der Zentrierwirkung der Feder nach 221, mittels Steuersignalimpuls.

214 bereits erläutert, zeigt eine Draufsicht von unten des betreffenden Warenwagens. Dabei sind die beiden vorderen äußeren Laufrollen EKW6, welche zu beiden Seiten der mittleren Rolle EKW5 (Antriebsrolle) angeordnet sind, in der Höhe in geringem Abstand (spl) vom Boden abgehoben (vgl. auch 142a) angeordnet und nur als Kippschutz verwendet. Eine Ausnahme bildet die Variante (Option), bei der durch geringes Anheben/Absenken (Entlasten/Belasten) die mittleren Rolle EKW5 (Antriebsrolle) den Antrieb auskuppeltleinkuppelt und im Bedarfsfall der Warenwagen auch auf allen drei Rollen vorne abgestützt ist.

215 betrifft ein Beispiel für einen Kupplungsstecker, der die Steckkette (zum Aneinanderketten der ineinander eingefahrenen Einkaufswägen) eines üblichen Warenwagens ersetzt. Die Steckkette wird dabei durch ein Stück Druckluftschlauch KB ersetzt, dessen Steckanschluß SKI in eine übliche Druckluftbuchse SK3 eingesteckt wird, welche den üblichen durch Druckfeder selbst schließenden Einlaßkanal aufweist, oder der selbstschließende Einlaßkanal wird durch die Sensorik Sv und eine entsprechende elektronisch geschaltete Ventilschaltung realisiert, damit der Steckanschluß SK1 aus der Druckluftbuchse SK3 automatisch ausgeworfen werden kann (vgl. Erläuterung zu Wagen Entnahme/Rückgabe). Vgl. dazu auch 255.

Als Ergänzung ist ein zentrischer Kontakt (wie bei einem Koaxialkabel) vorgesehen, bestehend aus einem im Druckluftschlauch durch einen Steg Sk1b zentrisch gehaltenen Kontaktstift k2, der in ein an der Einsteckbuchse des Druckluftschlauches gleichfalls zentrisch gehaltene Führungshülse SK2 eingesteckt wird und am Ende dieser Hülse an einen federnden (F) Kontaktteller k1 angedrückt wird. Durch den Druckluftschlauch KB wird dann das Ladekabel hindurch geführt (erster Pol), wobei der zweite Pol, z.B. außenseitig des Schlauches über ein starkes Drahtgeflecht, etc. geleitet wird (z.B. noch durch einen Außenschlauch isoliert). Oder beide Pole werden außen geführt, mit einer seitlichen Durchführung für den wie bei einem Koaxialkabel ausgeführten Mittenkontakt (abgestützt durch Stern artige Zentrierhalterung durch die die Druckluft strömen kann). Der zweite Pol der Steckverbindung wird dann durch die Außenhülse des Steckers gebildet, die von entsprechenden Kontaktfedern der Buchse abgegriffen wird.

Es ist evident, daß bei Bedarf auch Daten über diese Versorgungsspannungsleitung übertragen werden können, um die Funkstrecke zum OBU zu entlasten (vgl. auch zu 217). Sv ist eine Sensorspule zur Feststellung, ob der Steckanschluß SK1 in der Buchse eingesteckt ist (d.h. der Wagen angekettet ist) oder nicht. Da die Sensorpule Sv als Zylinderspule wie ein Ring am Rand der Einsteckbuchse SK3 eingesetzt ist, erkennt die Sensorpule (Lufttrafo) Sv bereits die Annäherung des Einsteckstiftes SK1 (über das Einsteckloch an der Frontseite), bevor der Einsteckstift SK1 das Druckluftventil im Steckanschluß SK1 öffnet (entsprechend einem Standart gemäßen Druckluft Steckanschluß). Dabei wird das von der Sensorpule Sv, bzw. der zagehörigen Sensorschaltung abgegebene Signal dazu verwendet, um über die Dauer des Einsteckvorganges (bzw. beim Herausziehen des Steckers SK1) die zentrale Druckluftversorgung abzuschalten. Diese Abschaltung erfolgt so, daß beim Ziehen oder Auswerfen des Steckanschlusses, was entweder durch den Sensor Sv erkannt ist, oder durch Steuersignal initialisiert wird (beim Auswerfen), die Zuleitung vom zentralen Druckluftspeicher DLFT (durch ein elektrisch geschaltetes Ventil VS gesperrt wird, und unmittelbar darauf (wenn das Sperrventil VS geschlossen hat), die derart gesperrte Druckluftleitung vom anderen Ende (welches den Versorgungsanschluß der aufzuladenden Wagenreihe betrifft) durch ein sich öffnendes Ventil VAE entlüftet wird, jedoch nicht nach außen sondern in ein Gefäß USP mit einem Unterdruck (zum Zwecke einer Druckreduzierung). Erst wenn das Ventil VAE, das durch VS abgesperrte Stück Leitung entlüftet hat und wieder geschlossen wurde, wird die Entriegelung Sobu zum Lösen der Steckverbindung SK1 frei gegeben und der Stecker SK1 ausgeworfen. Da die Druckluft nur jeweils kurzzeitig (als Impuls) gesperrt bzw. entlüftet wird, stört dieser Vorgang die Aufladung der Druckluftbehälter nicht. Der Unterdruck im Gefäß USP wird durch einen Zusatzkompressor ZKP erzeugt, der die Druckluft von diesem Gefäß USP in den zentralen Druckluftspeicher DLFT einspeist, wobei nur der gewünschte Differenzdruck entsprechend dem gewünschten Unterdruck zu erzeugen ist (gemessen und gesteuert durch die Druckdifferenz zwischen Unterdruckgefäß USP und zentralem Druckluftspeicher DLFT). Somit durch diese Maßnahme ein definierte Druckreduzierung entsprechend dem im Unterdruckgefäß USP durch den Zusatzkompressor ZKP erzeugten Unterdruck an der Steckverbindung SK1 vorgenommen wird (vgl. dazu 256).

Wird umgekehrt der Stecker SK1 in die Buchse eingesteckt, dann wird nach Verriegelung des Steckers SK1 mit der Verrieglung Sobu das VS wieder geöffnet.

Durch die Positionserfassung kann auch festgestellt werden, ob über die selbe Chipkarte mehrmals hintereinander Wagen entnommen und sofort wieder zurück gegeben werden. Ein derartiges Herumspielen wird dann einfach vermieden, indem diese Chipkarte eine Zeit lang nicht mehr vom Chipkartenleser akzeptiert wird.

216a zeigt ein Beispiel für eine Ausgestaltung des hinteren Griffes, mit dem der Wagen geschoben wird, und an dem auch das OBU montiert ist. Der Griff ist als der Länge des Griffes entsprechend lange Zylinderspule (Lmeß), bzw. gegebenenfalls auch Lufttrafo (L2, L1) ausgebildet, welche in ein. Kunststoffrohr (als eigentlicher Griff) eingeschoben ist. Dieser Sensor kann zweierlei Funktionen erfüllen: einmal zur Feststellung, ob eine Person den Griff hält oder wieder losläßt (siehe auch oben) und weiters ob die Person hinter dem Wagen und in welchem Abstand geht. Für die letztere Funktion kann die Zylinderspule der Länge nach auch in 3 Spulen unterteilt werden, damit die Ränder nicht mit gemessen werden. Die Stirnseiten der Spulen sind beispielsweise mit Metallscheiben zur Schirmung und Einkopplung eines weiteren Verlustes versehen, der durch den weiterhin bevorzugten negativen Leitwert –G wieder reduziert wird.

Bei diesem Sensor wird der Körperwiderstand gemessen, wobei für die Feststellung, ob eine Person den Griff losläßt, als Option zu einem fest vorgegebenen Wert, auch ein automatischer Richtwert (zur Kalibrierung) jeweils abgespeichert werden kann, der dann entspricht, wenn der Wagen dabei durch den Benutzer angeschoben wird (detektiert über die zusätzliche Beschleunigung durch die Impulsgeber an den Laufrollen, wenn der Benutzer den Wagen jeweils anschiebt). Weiters ist noch ersichtlich, wie der zu 215 erläuterte, durchgeschleifte Druckluftschlauch (KB) anstelle einer üblichen Kette die Wagen miteinander über eine Steckverbindung KB verwindet, welche zusätzlich noch eine elektromagnetische Verriegelung (Sobu, vgl. auch 217) aufweist, die durch den Zentralkomputer gesteuert wird, z.B. indem ein elektromagnetisch (EM) betätigter Schaltstift (Sobu) in eine Rille des Steckverbinders bzw. Steckstiftes SK1 (vgl. 215) eingefahren wird (um den Steckanschluß zu verriegeln), bzw. wieder herausgezogen wird (um Steckanschluß wieder frei zu geben). Dabei ist es zweckmäßig drei im Winkel von jeweils 120° sternförmig versetzte Stifte (Sobu) vorzusehen, um eine symmetrische Dreipunktabstützung zum abhalten es Einsteckens des Steckstiftes SK1 zu erreichen.

216b, Option, betrifft eine Weiterentwicklung des zu 216a erläuterten Sensors unter Verwendung der durch die Anschaltung eines negativen Leitwertes vorgenommenen Kompensation der mit dem ohmschen Widerstand der Wicklungen L1, L2 (oder auch nur von Lmeß) jeweils in Serie liegenden Widerstände der Multiplexer, vgl. –G, jeweils angeschaltet an e2 (primär) und e1 (sekundär) der Multiplexer. Über die Multiplexer wird der sekundär und primär in eine Reihe von Anzapfungen (als Teilwicklungen unterteilte Lufttrafo L1, L2 oder Meßspule Lmeß), zyklisch alternierend der Reihe nach an die Meßanordung angeschaltet, um zu messen, ob sich jeweils zwischen zwei oder mehreren benachbarten Teiltrafos (z.B. zwischen n und n-1, etc. in 216a) entsprechend der Handbreite eine Verluständerung ergibt, und für die außerhalb der Handbreiten entsprechenden Trafos, bzw. Meßspulen Lmeß nicht (entspricht Prinizip einer Abtastzeile) um eine Unterscheidung vom Umgebungsverlust zu erhalten. L1, L2 mit den Anzapfungen sind symbolisch neben der Griffstange in 216a dargestellt (welche in dem Kunststoffrohr der Griffstange als jeweils einzeln gewickelte kurze Zylinderspulen, oder als lange mit Anzapfungen versehene Zylinderspule eingeschoben sind, bzw. ist.).

Das gleiche Prinzip kann angewendet werden, um die Beinbewegung einer hinter dem Wagen gehenden Person abzutasten, wobei dann eine entsprechende Spulenzeile an der Rückwand, bzw. am Rahmen des Wagens angeordnet ist.

117 bereits erläutert, zeigt wie der hintere Wagen (als Ladewagen),. dessen kombiniertes Druckluft/Ladekabel an einer Feststation angeschlossen ist, als letzter Wagen in die abgestellte Wagenreihe eingeschoben wird. Sind mehrere Reihen parallel aufgestellt, dann ist für jede Reihe solch ein Abschlußwagen vorgesehen, wobei das Druckluft/Ladekabel auf einer Spulvorrichtung oder einem elektronisch gesteuerten Gelenk Hebelarm z.B. an der Decke aufgehängt ist (vergleichbar mit der Führung einer flexiblen Spindel eines Zahnbohrers, oder anderer Werkzeuge, etc). Dieser Hebelarm (ARM) wird dann synchron zur von Hand geschobenen Fahrbewegung des Ladewagens gesteuert. SVB...Kupplung zum Anschluß des Kabels, Servoantriebe...steuern den über mehrere Gelenke gefalteten und an der Decke positionierten Haltearm (ARM) des Kabels nach der Bewegungsrichtung des Ladewagens so, daß das Kabel senkrecht zum Wagen sich bewegt. Alternative: X-Schere, etc. Da die Ladewagen mit großem Druckluftspeicher und leistungsstarkem Ladeakku ausgerüstet sind, können sie überall auch ohne Energieversorgung aufgestellt werden. Ist ein der Akku oder Druckluftspeicher eines Laderwagens leer, dann wird er durch einen aufgeladenen ersetzt, nachdem eine entsprechende Statusmeldung an den Zentralrechner abgesendet worden ist. Bzw. steht stets ein Reservewagen bereit, den der Kunde dann nach entsprechendem Hinweis benutzen kann. Solange der erste Wagen nicht leer ist, bleibt der Reservewagen über die Bremsen blockiert. Hinweis: SnZ in 217 symbolisiert einen Näherungsdetektor (z.B. als durch aufgereihte Sensorspulen bestehende Abtastzeile) für die Abtastung des hinter dem Wagen gehenden Benutzers

218, bereits erläutert, zeigt ein Beispiel, wie durch einen elektromagnetisch (EKW22) betätigten Schaltstift, welcher in ein Arretierblech des Dreharms des der vertikalen Achse (da) der Laufrollen EKW6 entsprechenden Gelenkes (Drehlager) eingreift, um die hinteren Laufräder während der automatischen Steuerung ständig im Geradeauslauf zu halten (vgl. auch Option nach 213).

219 und 220 bereits ausführlich erläutert.

221, bereits erläutert, zeigt ein Beispiel wie die hinteren Pollen (EKW6A) als Alternative zu einer elektromagnetisch geschalteten Verriegelung (218) nur durch Federkraft 31 im Geradeauslauf gehalten werden, es sei denn, es wird durch seitlichen Druck an am Schiebegriff des Wagens die Federkraft überwunden, oder optional auch durch Steuersignal über elektromagnetische Beeinflussung die Federkraft ausgekuppelt, vgl. 213.

Unten ist eine Seitenansicht, oben der zugehörige Schnitt A-B (aus dieser Seitenansicht) dargestellt. Unter dem Drehlager wird mittels Sensorspule ein durch Widerstandsbahnverlauf (R-Bahn auf Scheibe) kodierter 360° Winkelgeber angeordnet (um eine kodierte Scheibe zu ersetzen). Diese Sensorspule S(phi) kann auch wie die weiteren Sensoren zu Wegmessung (Wegaufnehmer an den Rollen, etc.) über einen gemeinsamen FET Multiplexer an eine gemeinsame Auswertung angeschaltet werden, da der Serienwiderstand der Multiplexer durch den angeschalteten negativen Leitwert kompensiert wird. Unter der Trägerscheibe für den 360° Winkelgeber (R-Bahn) ist als Zentrierfeder eine Ringfeder vorgesehen 31, die einen fast kreisförmigen Umfang hat, ausgenommen an einer bestimmten Winkelstellung, welche dem Geradeauslauf der hinteren Laufrollen des Warenwagens in Fährtrichtung entspricht. In dieser besonderen Winkelstellung ist der Radius etwas verkürzt, etwa entsprechend einer (halben) Ellipse und in der Raststellung AB so ausgebuchtet, daß ein durch die senkrechte Drehachse der Laufrolle verdrehter Nippel NIP, der an einer innerhalb der kreisförmigen Feder durch die Drehachse verdrehten Scheibe 30 angeordnet ist, einrastet. Im unmittelbar neben dieser Einrastung liegenden Verdrehungsbereich (abx) liegt der Nippel NIP noch an der (an dieser Stelle elliptisch geformten) Feder 31 an, über diesen Bereich wird der Drehradius des Nippel zunehmend konzentrisch zur im weiteren als Kreisbogen geformten Feder 31, wodurch die Drehachse außerhalb des Bereichs abx völlig ungehindert drehbar ist. Querverweis: 213.

213 wurde bereits vor 221 (im vorderen Teil der Beschreibung erläutert). 222 bis 231 bereits ausführlich erläutert.

232 zeigt ein Beispiel für den Näherungsdetektor, der an der Rückseite (am Rahmen) des Warenwagens befestigt ist, um die Entfernung, der dahinter laufenden Person einstreuungssicher abzutasten. Die als Meßspule (L2, L1, bzw. Lmeß) Zylinderspule ist dabei (in Bezug zur Breite des Waagens mittig angeordnet. Die Meßspule (L2, L1, bzw. Lmeß) ist dabei in einem Zylindergehäuse mit offenem Fenster zum Austritt des Streufeldes für die Messung angeordnet.

Weitere Details:

218 und 221 bzw. 213 betreffen die Maßnahme, daß die hinteren Rollen (EKW6) im Fahrstatus durch Blockierung der senkrechten Schwenkachse geradeaus (im Geradeauslauf) ausgerichtet sind und im Ruhestatus diese Blockierung wieder aufgehoben ist, bzw. die übliche Benutzung des Warenwagens beim Schieben (in alle beliebigen Richtungen) nicht behindert.

218 betrifft die bereits angesprochene elektronische Kupplungsvariante, dabei bedeuten: Arretierblech...ein U-förmig gebogenes Blech, das in Verlängerung an den Dreharm (hinter dem Drehlager der Drehachse da) als Fortsatz angebracht ist und in das ein durch Steuersignal gesteuerter Kegelstift (Schaltstift) geschaltet einrastet (eingeschoben wird) bzw. wieder herausgezogen wird, um die freie Verdrehung des Drehlagers zu verhindern, bzw. wieder zu ermöglichen. EKW22 Hubmagnet oder elektro-pneumatische Betätigung des Schaltstiftes.

Fußbodenbeläge, Varianten:

236 veranschaulicht in Ergänzung zur Erläuterung von 228 eine Draufsicht auf eine Variante für einen Fliesenboden mit den Verlege Einheiten Fließenbreite-Y mal Flbr-X, wobei der Pfeil FR der Fahrtrichtung entspricht. Diese Abmessungen entsprechen dem Umriß der Blechstreifen, welche von unten auf die Fließen aufgeklebt sind und können mit der Fließe übereinstimmen, oder es sind mehrere Fließen innerhalb eines Blechstückes mit den Abmessungen. Fließenbreite-Y mal Flbr-X auf dem Blechstück aufgeklebt. Wie zu 228 bereits erläutert verläuft die Trennlinie, bzw. Stoßkante durch die Mittellinie (Spalt sp) der Zwischenraumstreifen ZW, welche die Referezkodierung Ref = 1/RVM = const. aufweisen, wobei jeweils jener Referenzwert verwendet wird, der gemessen wird, wenn der Sensor die mit edge bezeichnete Linie überschreitet, die ausgespart ist und somit praktisch den Verlust 1/RVL =0 aufweist.

Als Alternative zu einem Blechstück, kann auch in Siebdruck z.B. eine elektrisch leitende Paste mit aufgebrannt sein, oder ein Eisenpulver in die Fließe mit eingebrannt sein, usw.

Wird anstelle mit Fließen von einem Bandmaterial gearbeitet, dann kann das Material so verlegt werden (bzw. bei der Fertigung auf Rolle gebracht werden), daß die Abschnitte (d.h. Beginn und Ende) einer Bandrolle jeweils der Trennlinie, bzw. der Stoßkante des genannten Spaltes sp, das ist für die Mittellinie des als für den Referenzwert kodierten Zwischenraumes ZW, entsprechen und die verlegten Rollenstreifen dann durch die Fugen (fge) getrennt nebeneinander aufliegen, d.h. die Füge (fge) verläuft an den abgerollten Rändern der Rolle. Oder die Fuge (fge) verläuft quer (senkrecht) zur abgerollten Länge der Bandrolle und die abgerollten Ränder der Rolle verlaufen dann längs der Trennlinie, bzw. der Stoßkante des Spaltes sp (der Mittellinie des als für den Referenzwert kodierten Zwischenraum ZW).

Weiters kann der für die Stoßkanten zwecks aneinander Reihung vorgefertigter Flächen betreffende Spalt sp, anstelle, daß er durch die Mittellinie (ZW/2) der Streifen für die Referenzflächen ZW geht, auch durch die Mittellinie (CD/2) der Streifen CD, welche die eigentliche Kodierung betreffen, gehen. Oder es können die Stoßkanten einfach breiter gemacht werden, als der ohne Wirbelstromverlust vorgesehene Zwischenraum edge (vgl. 226), der die Signalflanken SF zur Messung der jeweiligen Streifenbreite (von ZW, dito CD) kodiert. Dabei wird dann einfach die Breite gemessen, über die kein wesentlicher Verlust auftritt. Praktisch sieht dies so aus, daß bei entsprechend enger Bemessung der Streifen edge und gegebenenfalls weiterer Zwischenräume die Grenzen jedoch fließend sind, da der Sensor über sein Meßfeld hinaus von den benachbarten Streifen noch einen geringen Verlust mit einkoppelt. Die Unterscheidung, ob ein Streifen edge oder ein weiterer zu ignorierender etwas breiterer Streifen vorliegt, kann daher auch durch eine Minimumwert Erkennung des gemessenen Verlustes getroffen werden: ein geringer Minimumwerkt entspricht dann z.B. eine Stoßkante, ein besonders geringer Minimumwert betrifft dann die Streifen edge, die dann fast so breit ausgestaltet sind, wie die Abtastfläche des Sensors.

Die Beispiele zeigen, daß im Prinizip viele Varianten der gemachten Vorschläge möglich sind.

Die Blechflächen sind mit Laserpunktierung (bzw. auch Striche, Gravierung, Ritzen, etc.) bearbeitet, um den Wirbelstromverlust einzustellen. Die Abmessungen sind nicht maßstäblich. Es können als Alternative auch viele schmale Streifen parallel auf einer oder mehreren Fließen aufgeklebt sein. Die Einheiten sind innerhalb einer Zeile (quer zur Fahrtrichtung) numeriert. Hier mit Nr.3 und Nr.4, die durch die Stoßfuge fge getrennt sind. Die Stoßfuge fge ist mit Standart mäßigem Fließenmörtel, etc. ausgekleidet und weist daher einen relativ hochohmigen Verlust auf (praktisch 1/RVM = 0), im Unterschied zu den Flächen der CD Bahn (Kodierbahn) und der Referenzbahn ZW. Somit durch einen Differential Sensor (jeweils symbolisiert durch schwarzen Punkt), bestehend aus einer linken Spule Sli und einer rechten Spule Slr, die Stoßfuge fge genauestens abgetastet werden kann, um intern bei der Auswertung den quer (bzw. senkrecht) zur Fahrtrichtung FR verlaufenden Längenmaßstab 1/RVM als Stützpunkt zu kalibrieren. (Vgl. dazu auch 2036). Messen die beiden Sensoren Sli und Slr gleiche Werte, dann wird durch geringes abwechselndes links/rechts/links.... steuern geprüft, ob die Differenz der gemessenen Verluste um den Nullwert entsprechend variiert. Ist dies der Fall, dann fährt das Sensorpaar genau über die Trennfuge fge und die vorher/anschließend am Rand gemessenen Werte 1/RVM werden den Begrenzungswerten der entsprechenden Felder (hier Nr.3 und Nr.4) zugeordnet. Auf diese Weise kann zusätzlich zur gemessenen Referenz eine weitere Kalibrierung der Auswertung erfolgen. Außerhalb der Trennfuge fge sind auch die gemessenen Absolutwerte wesentlich höher, somit keine Fehlinterpretation der durch die Sensoren Sli und Slr gemessenen Verlustwerte in Bezug auf die Erkennung der Trennfuge fge auftreten kann.

Der Verlust der benachbarten Felder ist durchgehend nach einer linearen Längenskala über die gesamte Verlegungsbreite der Fließen kodiert (über die Stoßfuge fge hinweg), kann sich jedoch bei Bedarf nach einigen Feldern periodisch wiederholen, z.B. wenn die in Fahrtrichtung ausgerichteten Zwischenräume einen bestimmten von der Messung am Rand wesentlich abweichenden Verlust aufweisen (anstelle 1/RVM = 0), um Kodierwerte einer über geordneten Adresse in Richtung Breite zu ermöglichen, welche dann den Gruppen sich periodisch wiederholender Kombinationen der Felder zur Unterscheidung zugewiesen wird.

Eine weitere Möglichkeit ist z.B., das hoch genaue Positioniersystem mit einer weniger genauen Mikrowellen Positionserfassung zu koppeln und aus den Koordinatendaten des Mikrowellensystems übergeordnete Adressen abzuleiten.

Eine Option, die in 247a mit eingezeichnet ist, betrifft die Variante in der Fuge fge in der Mitte (Mittellinie) eine Metalleiste ML einzulegen, die durch entsprechende Oberflächenbearbeitung mit Laser (Ritzen)oder auch Tiefprägen, etc. einen bestimmten Wirbelstromverlust, abweichend vom besonders hochohmigen Wert (1/RVM = 0) der Fuge einkappelt. Dabei kann in weiterer Option die Oberfläche der Metalleiste M1 beidseits am Rand rnd einen definierten Verlust aufweisen, der sich wiederum vom Verlust (bzw. den benutzten Bereich der Metalleiste soweit unterscheidet, daß er als Referenzwert (für die Metalleiste) erkannt wird. Dadurch ist es unwesentlich, wenn die Metalleiste nicht genau in der Höhe verlegt wird, da der nachfolgend abgetastete Verlust der Metalleiste auf den zuvor oder danach (beim Überfahren der Metalleiste durch den Sensor) gemessenen Referenzverlust bezogen wird, oder auch mit zwei Frequenzen gemessen wird (vgl. oben). Das Überfahren der Metalleiste kann optional, oder zusätzlich auch über die dabei in Relation zur Rollgeschwindigkeit des Wagens gemessenen Impulsbreite des über der Metalleiste gemessenen Verlustes dekodiert werden.

Die Maßnahme einer zusätzlichen Kodierung der in Fahrtrichtung FR ausgerichteten Fuge fge ist dann sinnvoll, wenn sieh die Werte Skala Scale (236) der quer zur Fahrtrichtung vorgenommenen Kodierung über die Fuge fge nicht fortsetzen, sondern wiederholen soll, damit extreme Breiten (über mehrere Felder Flbr-X) abgetastet werden können, wobei die in der Fuge beim Überfahren der Metalleiste ML gelesene Kodierung, dann die Adresse des als CD-Streifen kodierten Feldes (jeweils zwischen zwei Fugen fge) bezeichnet und sich die Kodierungen dieser Felder (nach mehreren solcher Felder) wiederholen können. Da die Werte 1RVM (entsprechend Scale) innerhalb der Felder von benachbarten Feldern jeweils unterschiedlich sind, kann die Adressierung eines Feldes, bestehend aus dem am Rand des Feldes auf der Metalleiste ML abgetasteten Verlustes und der auf dem Feld vorgenommenen Kodierung des CD-Streifens, bzw. des entsprechend gelesenen Verlustes, auch unabhängig von der jeweiligen Richtung, in der die Metalleiste ML durch den Sensor überquert wird, gelesen werden.

Es ist evident, daß das gleiche Prinizip auch in der anderen Koordiatenrichtung (FR) unter Verwendung eines Sensorpaares angewendet werden könnte, hier jedoch nicht erforderlich ist, weil die Fahrspuren eine Vorzugsrichtung (in Fahrtrichtung FR) aufweisen und bei Kurven oder Abzweigungen die Streifenkodierung der Krümmung auch senkrecht (tangential) zur Fahrtrichtung erfolgen kann (vgl. 207). Wird z.B. eine 360° Kehre gefahren, oder der Wagen schräg zur Fahrtrichtung (FR) gefahren, und soll innerhalb der in Fahrtrichtung getroffenen Markierung, die sich beispielsweise auch durch kurze relative Adressierwörter und lange absolute Adressierwörter ablösen kann (da die jeweilige Wortlänge durch Kodierung von Synchronbits festgelegt ist), eine höhere Auflösung erzielt werden, dann wird dies aus der über die Rollenverdrehung (sowohl Winkelstellungen der senkrechten Achse, als auch des über die Rollen jeweils abgerollten Weges) zusätzlich ermittelt. Zu diesem Zweck sind im Leitrechner die Fahr- und Lenkeigenschaften der Einkaufswägen (bzw. Warenwägen) durch ein mathematisches Modell genau nachgebildet, dito die Wegkodierung, d.h. auch wenn kurzzeitig das Kodiersystem alleine keine so genauen Positionen liefern kann, wird die Position der Warenwagen auf den cm genau erfaßt.

Weiters ist evident, daß das zu 236 erläuterte Fliesenmuster z.B. auch auf einer Rolle aufgedruckt sein kann (Linoleum), usw. Anstelle der Blechstreifen können auch Kohleflächen aufgedruckt sein, dito eingebrannt sein, usw. Über den elektrisch leitenden Streifen kann nachdem sie abgeglichen sind, auch noch eine weitere Keramikschicht darüber gebrannt sein, usw.

Wird das Material von der Rolle verlegt, dann sind die nachfolgend angegebenen zwei Varianten (I und II) bevorzugt:

Bei Variante nach I ist das Material so verlegt, bzw. bei der Fertigung auf Rolle gebracht, daß Beginn und Ende einer Bandrolle, welche die Stoßkante bei der Verlegung ergibt, der in Fahrtrichtung ausgerichteten Fuge (fge, bzw. Mittallinie von fge) entsprechen, welche weiterhin für die Kalibrierung der sich über die Breite erstreckenden Positonsbestimmung verwendet werden kann und die abgerollten (außenseitigen) Längsränder der Rolle dann der in der Mitte des Zwischenraumes ZW (d.h. längs ZW/2) verlaufenden Stoßkante des Spaltes sp entsprechen. Somit wird die Rolle bei der Verlegung in Richtung X, d.h. quer zur Fahrtrichtung abgerollt.

Bei Variante nach II ist das Material so verlegt, bzw. bei der Fertigung auf Rolle gebracht, daß Beginn und Ende einer Bandrolle, welche die Stoßkante bei der Verlegung ergibt, der in der Mitte des Zwischenraumes ZW (d.h. längs ZW/2) verlaufenden Stoßkante des Spaltes sp entsprechen, wobei die abgerollten (außenseitigen) Längsränder der Rolle dann als in Fahrtrichtung ausgerichtete Fugen (fge bzw. Mittellinie von fge) nebeneinander aufliegen, und diese Fugen fge weiterhin "für die Kalibrierung der sich über die Breite erstreckenden Positonsbestimmung verwendet werden können. Somit wird die Rolle bei der Verlegung in Richtung Y, d.h. in Fahrtrichtung FR abgerollt. Als Trägermaterial (bei der Verlegung von Rolle) ist z.B. Linoleum oder ein Kunststoffbelag vorgesehen, auf dem die Bahnen zur Erzeugung des Verlustes, z.B. Kohlebahnen, elektrisch leitende Farbe (auch mit Eisenfeilspänen, oder Silberpaste, etc.) aufgedruckt sind. Werden dagegen Fließen verwendet (die einzeln oder in größeren Platten verlegt werden), dann wird beispielsweise ein dünnes Blech (Messing, Alu, etc.) untergelegt, das weiterhin auch ein entsprechendes Lochmuster zur Kodierung des Verlustes aufweisen kann, vgl. später zu. 246a und 247b.

In 236 bedeutet die Pfeilrichtung in Richtung Scale (Skala) die Richtung, in welcher sieh der gemessene Verlust 1/RVL ändert. In der anderen Richtung, der Fahrtrichtung FR, bleibt der Verlust unverändert. Eine weitere Erläuterung zur Herstellung dieser Kodierung wird später noch ergänzend zu 247a und 247b gegeben.

Zusatzoptionen sind: im Markt, z.B. durch eine Markierung von der Decke her gut sichtbar Lesegeräte anzuordnen, in denen der Kunde seine Karte einstecken kann, um Informationen über Telefon, etc. abzufragen, weiters um auf Tastendruck (bei eingesteckter Karte) seinen Wagen zu suchen (rufen), der autamatisch, wieder zum Kunden, bzw. zu dem betreffenden Lesegerät von dem der Ruf erfolgt ist, fährt. Dabei weist der Wagen vorne eine montierte Querstange (SnZm in 235) auf, die auch aus den bereits zu 276a erläuterten Teilspulen bestehen kann, damit der Wagen Hindernisse, wie z.B. Fußgänger durch Verlustmessung automatisch erkennen kann und anhält. Oder sind zwei optische Halbleitersensorzeilen (auch zusätzlich) verwendet, deren Schnittpunkt des Sehstrahls der Entfernung entspricht, bei der gebremst werden muß, usw. Diese Halbleitersensorzeilen können auch die Interruptsignale für eine Bildverarbeitung erzeugen, wobei diese Signale dann die an den Leitrechner zu übersendenden Videobilder einer Minikamera auswählen, usw.

Hindernisse, wie aufgestellte Waren können in ihrer Lage auch gut durch Lernen kodiert werden, indem mit einem Wagen in dem betreffenden Betriebsmodus einmal rund um den Stapel gefahren wird, um diese Hindernisse in den Leitrechner neu einzuprogrammieren oder wieder zu löschen, das gleiche gilt für Regale, den Standorten von Waren, usw. Dafür weisen diese dann nur für das Personal modifizierte Wagen entsprechende Eingabe- und Kontrollmöglichkeiten, Tastatur, Display, etc., auf (als modifiziertes OBU).

Optionen für die Energieversorgung: Im Prinzip werden für die Anwendung an einem Einkaufscenter zwei grundsätzliche Varianten-unterschieden:

  • – die bereits erläuterte Komfort Variante, bei der die Warenwagen vor dem Benutzer alleine herfahren können,
  • – und eine Sparvariante, bei der der Benutzer den Wagen zwar schieben muß, aber die Wahl hat, ob der Wagen von ihm gelenkt wird, oder vom Leitrechner zentral nach den Markierungen gesteuert wird,
  • – weiters können noch beide Varianten kombiniert angewendet werden.

Dabei ist für die Bedienung wieder die Aufgabe gestellt, daß der Benutzer auch bei der Sparvariante keinerlei besondere Umschaltungen vornehmen muß, wenn zwischen manueller Lenkung und zentraler Steuerung jeweils umgeschaltet werden soll. Das gleiche gilt, wenn beide Varianten, die Komfort Variante und die Sparvariante möglich sind.

Die Sparvariante hat dem Vorteil, daß die Wägen einen wesentlich niedrigerem Energieverbrauch haben und kann dabei stets dann angewendet werden, wenn der Akku des Wagens schon ziemlich leer ist, oder es soll an den Komponenten gespart werden,

237 zeigt eine Weiterbildung des bereits zu 216a und 216b beschriebenen Griffstangensensors, bei dem in der Griffstange eine Vielzahl kurzer Zylinderspulen eingelassen ist, welche so kurz gehalten sind, daß bei Berührung der Griffstange mit der Hand für mindestens 2 benachbarte Spulen durch Verlustmessung der Unterschied zu allen weiteren Messungen, erkannt wird. Derart, daß für die Steuerungsmäßige Verwendung des durch den Griffsensor erkannten Signals zwei unterschiedliche Bereiche kodiert sind:

  • – ein Bereich der Mitte, das ist in der Mitte des Griffes eine sieh über eine entsprechende Teillänge des Griffrohres entsprechende Zone, und beispielsweise mit GUIDE ("Führer" beschriftet,
  • – ein Bereich der Randzone, das ist auf jeder Seite des Griffes ein entsprechender Bereich, der sich bis zum Ende des Griffrohres bzw. der verwendeten Sensorspule erstreckt, und beispielsweise mit DRIVE ("Lenken, Fahren, Steuern") beschriftet.

Je nachdem, wo sich die Hände des Benutzers auf der Griffstange befinden, wird in den entsprechenden Modus für die Lenkung des Warenwagens geschaltet.

Wird eine Hand (oder werden die Hände jeweils) an der Randzone (DRIVE) aufgelegt, bzw. die Griffstange dort gehalten, dann ist die motorische Lenkung des Warenwagens abgeschaltet. Wird die Griffstange mit einer Hand oder beiden Händen in der Mitte (Zone GUIDE gehalten, bzw. die Hand dort aufgelegt, dann ist die motorische Lenkung des Warenwagens eingeschaltet und erfolgt nach den Steueranweisungen des Leitrechners, bzw. Programmes. Dabei ist auch eine Hand ausreichend (die die Griffstange an der Zone GUIDE) anfaßt. Werden beide Zonen (GUIDE und DRIVE) gleichzeitig berührt, dann bleibt der Status, der gerade aktuell ist erhalten, es erfolgt noch keine Umschaltung.

Somit auch eine sehr einfache Version ohne Antrieb für die Laufrollen des Warenwagens (nur für die Lenkung) und ohne Abstandssensor möglich ist. Möchte der Benutzer den Warenwagen von Hand lenken, dann braucht er den Wagen nur an den äußeren Bereichen der Griffstange innerhalb der Zonen DRIVE (an der Randzone) zu schieben. Möchte der Benutzer sich vom Leitrechner lenken lassen, dann braucht er nur die Hände in den Innenbereich GUIDE (in der Mitte) der Stange zu verschieben. Diese kann er so oft wechseln, wie er möchte. Die Bereiche DRIVE/GUIDE/DRIVE sind an der Stange farblich entsprechend markiert und beschriftet. Wenn der Benutzer dann an eine gewünschte Position geführt worden ist, erhält er aus dem Lautsprecher des OBU seines Wagens, dann die entsprechende Meldung. Das gleiche erfolgt, wenn er durch Verschieben der Hände auf der Griffstange die Modi umschaltet, z.B. "Sie werden von jetzt ab nicht mehr durch den Computer geführt". Bzw. Sie werden jetzt zu dem Produkt "Kaffe" (wenn im Programm) geführt, usw. Es evident, daß die beschriebene Umschaltung auch für die Variante, bei der der Warenwagen vollautomatisch fährt, benutzt werden kann. Dabei kann der Antrieb in der bereits beschriebenen Weise zu geschaltet werden, indem der Wagen einfach angeschoben und dann die Stange losgelassen wird.

238 als Auszug von 219 und 23a zeigt eine Variante, bei der die durch den Pneumatikzylinder mit Kolben EKW-4 ausgeführte Kuppelstellung des durch den Kolben EKW-4 in der Höhe verschobenen Antriebsrades EKW-1 in einer Höhe gehalten ist, daß das als Kegelrad mit Schienenradprofil ausgeführte Antriebsrad EKW-1 mit seiner Zylinderfläche einen geringen Spalt a zur Mantelfläche der (hier nicht!) angetriebenen, sondern durch EKW-1 nur gelenkten Rolle EKW6A bildet (238). Die Lenkung findet dabei durch die zu beiden Seiten der Laufrolle EKW6A die Laufrolle einschließenden und somit zentrierenden Schrägflächen statt. Der genaue Spaltabstand kann z.B. durch das im Hubweg des Kolben EKW-4 sich befindende Längenmeßsystem POSL gemessen werden. Das an EKW-1 angeflanschte Zahnrad ist dann wieder zur Drehzahlabtastung (Winkelmessung mit Sensor SA) verwendet.

Um beim Schieben des Wagens durch den Benutzer zwischen der Laufrolle EKW6A und der hier nur hier die Lenkung vorgesehenen Triebrolle EKW-1 keine Reibung (auch wenn sie gering ist und nur beim Lenken entsteht) entstehen zu lassen, ist es sinnvoll die Triebrolle mit einer sehr geringer kleinen Leistung (zur Überwindung dieser Reibung) anzutreiben. Dabei wird so vorgegangen, daß die an der Laufrolle gemessene Drehzahl (in Winkeleinheiten) als Sollwert vorgegeben wird und an der Triebrolle EKW-1, die durch ein angeflanschtes (weiteres) Zahnrad gemessene Verdrehung der Triebrolle (über weiteren Sensor SA) als Istwert gemessen und dem Sollwert nach geregelt wird. Über die Messung des bei einer Verringerung des Spaltabstandes a sich (bei Berührung) erhöhenden Motorstroms kann dann auch noch das sich im Hubweg des Kolben EKW-4 sich befindende Längenmeßsystem POSL nach kalibriert werden, um den genauen Berührungspunkt (minimal einzuhaltenden Abstand a) automatisch zu erkennen und als Grenzwert abzuspeichern.

Daß die Triebrolle EKW1 einen Freilauf hat, unterstützt die Verminderung der Reibung noch weiterhin. So daß sich der Wagen zwar lenken läßt, aber der Antrieb völlig entkoppelt ist, und bei Bedarf auch voll zu geschaltet werden kann. Z.B. Wenn der Wagen automatisch fahren soll, weil die Benutzerin einen Kinderwagen vor sich herschiebt. In diesem besonderen Fall kann für die Erkennung der Abstandsmessung auch ein Modus vorgesehen sein, bei dem der Warenwagen vor dem Kinderwagen gefahren wird, die Benutzerin anschließend auf eine Taste drückt, um die Abstandsmessung zu kalibrieren, und in diesem Modus der Warenwagen ständig vor dem Kinderwagen unter Einhaltung des kalibrierten Abstandes vor fährt, bzw. hält, wenn der Kinderwagen hält, usw.

Eine weitere Variante betrifft einen sehr kleinen Motor für den Antrieb zu verwenden, wobei der Anlaufstrom verringert ist, da der Motor immer erst ab einer bestimmten Mindestdrehzahl eingeschaltet wird (entkoppelt durch den Freilauf und die Kupplung). Die Motordrehzahl des elektrischen Antriebes wird dann so gesteuert, daß durch den motorischen Antrieb des Motors die Drehzahl der angetriebenen Laufrolle nur gehalten wird, jedoch nicht beschleunigt wird, was beispielsweise durch getaktete Regelung eines eingeprägten Motorstromes erfolgt, der so bemessen ist, daß die Reibungsverluste der Rollen des Warenwagens gerade kompensiert werden und daher auch Geschwindigkeits abhängig gemacht werden kann. Dabei muß jedoch vermieden werden, daß ein Motorstrom weiterhin eingeprägt wird, wenn der Benutzer den Wagen durch zurück halten abbremst. Dabei läßt sich gut das Prinzip des zu 237 beschriebenen Griffstangensensors mit den Bereichen DRIVE/GUIDE/DRIVE verwenden, da der Motorantrieb (über die Kupplung) bei dieser Variante ohnehin nur eingekuppelt ist, bzw. wird, wenn der Wagen erstens zunächst mit Geradeauslauf angeschoben wird und zweitens ausschließlich im Bereich der Mitte (GUIDE) der Griffstange weiter gehalten bzw. geschoben wird. Soll gebremst werden, dann reicht es aus, wenn mindestens eine Hand den Außenbereich der Griffstange (DRIVE) berührt, damit der Motor auskuppelt, bzw. seinen Strom abschaltet. Der Wagen wird dann von Hand gebremst, benötigt dann eigentlich keine Bremsen. Ein weiteres Kriterium ist die Motorspannung. Da der Strom eingeprägt wird, wird sie bei absinkender Drehzahl des Motors absinken. Ab einer gewissen Unterspannung wird der Strom einfach abgeschaltet. Werden die ineinander eingeschobenen Warenwagen in der Reihe nach dem Einschieben eines Wagens automatisch nach vorne gesteuert, dann wird der Motor mit maximaler Leistung betrieben. Weiters ist es zweckmäßig ansonsten in der Ruhestellung der Reihe die Wagen mit Bremsen zu blockieren.

Sind Bremsen vorgesehen, dann wird im ausgekuppelten Zustand des Antriebes über das Winkel-/Drehzahlmeßsystem der Laufrollen festgestellt, ob die Drehzahl spontan sich verringert, ist dies der Fall, dann wird ein Bremsimpuls eingespeist, anschließend wird wieder getestet, ob sich die Drehzahl weiter verringert, ist dies der Fall dann wird der nächste Bremsimpuls eingespeist, usw. Eine weitere Variante den Bremsvorgang eines von einem Benutzer geführten Wagens zu erkennen, ist die Auswertung der bereits erwähnten in Fahrtrichtung, bzw. gegen die Fahrtrichtung verschiebbaren Griff bzw. Haltestange nach 224.

Eine Alternative für Bezeichnung DRIVE/GUIDE/DRIVE an der Griffstange ist z.B. MANUELL/AUTOMATIK/MANUELL, d.h. im Bereich MANUELL wird der Warenwagen ausschließlich Benutzer gesteuert (bis auf die gegebenenfalls vorhandene Bremsfunktion) und im Bereich AUTOMATIK durch den Leitrechner. Dabei bleibt die Steuerung jeweils in dem betreffenden Status, wenn z.B. die Hand vorübergehend von der Griffstange genommen wird.

Für die zweite Variante sind die Komponenten mit so kleinen elektrischen Leistungen betrieben, daß sie beispielsweise auch aus der Serienproduktion für ferngesteuerte Modellfahrzeuge genommen werden können.

239 zeigt noch ein Beispiel, bei dem die Zapfsäule zur Ankettung/Anbindung an den Energieversorgungsschlauch des letzten Wagens seitlich der Wagenreihe am Boden aufgestellt ist und durch entsprechende Abwinkelung des Schlauches an den Steckverbinder einer Säule angeschlossen ist, an dem auch eine Karteleser vorgesehen ist. Ein kurzes Geländerstück und eine Bodenmarkierung zeigen dem Benutzer wie die Wagen aufzustellen sind.

240 zeigt ein Prinizip, das sich gut verwenden läßt, um pneumatisch betätigte Kolbenwege hydraulisch zu stabilisieren, falls erforderlich (z.B. für schwere Lasten, etc.).

Zu diesem Zweck ist der durch die Ventile V1 und EVL pneumatisch gesteuerte Kolben EKW-4, bzw. Zylinder KCY, über seine Kolbenstange mit einem weiteren Kolben EKW444 verbunden, dessen beiden Arbeitsräume SPCY (Zylinder) mit Hydrauliköl gefüllt und durch eine Druckleitung VBL miteinander verbunden sind. Diese Druckleitung VBL kann durch eine Ventil V2 gesperrt werden. Wird die Druckleitung gesperrt, dann ist der Kolben blockiert, da kein Hydrauliköl mehr überströmen kann. Somit der gekuppelte Zustand gespeichert bleibt. Außerdem wird das Hydrauliköl bei geöffnetem Ventil als Reibungsdämpfer, damit der Kolben sich nicht schneller bewegt, als die Druckluftventile schalten können. Die Ventile sind so ausgelegt, daß der Durchfluß im Hydraulikventil V2 möglichst schnell geschaltet werden kann, und mit den pneumatischen Ventilen V1 (für Einlaß) und EVL (für Entlüftung) langsam dosiert werden kann. Somit bei Erreichen des dem gewünschten Hub entsprechenden Wertes (gemessen mir POSL) durch Schließen von V2 der Wert gehalten wird. Das gleiche Prinizip kann auch für einen Drehkolben bei der Lenkung eines nach der Markierung automatisch gesteuerten Hubstaplers oder Kraftfahrzeuges angewendet werden, derart, daß das Überbrückungsventil V2 (zur Verbindung der Arbeitsräume der beiden Kolbenseiten als gegen Federkraft sich öffnendes Ventil ausgelegt ist, so daß der Fahrer jederzeit in die automatische Lenkung eingreifen kann, um gegen den Widerstand der über Hydraulikleitungen erfolgten automatischen Betätigung die Lenkung zu verdrehen. Eine weitere Anwendung wäre z.B. das Nachführen eines automatisch gesteuerten Hebels, damit der Benutzer bei der Umschaltung von Automatik auf manuell, sofort von der richtigen Hebelstellung ausgeht.

241a und 241b mit Detailzeichnungen 241c und 241d betreffen einen Vorschlag für ein kostengünstiges Ventil, das für den angegebenen Zweck völlig ausreichend ist, und auch hohe Drücke elektromagnetisch schalten und auch dosieren kann.

241a zeigt das Ventil im geschlossenen Zustand, bei dem die Verbindung zwischen Einlaß und Auslaß geschlossen ist (zu). 241b zeigt das Ventil im geschlossenen Zustand, bei dem die Verbindung zwischen Einlaß und Auslaß offen ist. Die Bezeichnung Einlaß und Auslaß bezieht sieh jeweils auf die betreffende Seite des Ventils mit den betreffenden Durchströmkanälen (vgl. LFT und Bohrung).

141c und 141d zeigen dabei das Detail der (in Weiterbildung) mit einem Dauermagnetfeld versehenen Schaltscheibe SB, die innerhalb eines Spaltes (sps) zwischen zwei Magnetpolen (von Elektromagneten) bewegt wird, um das Ventil zu. öffnen oder zu schließen, wobei die Schaltscheibe SB in einen Dichtungsring eingepreßt ist, der auf einem entsprechenden Sitz üstR (vgl. 241a, 241b) mit Schneideprofil pX (241c) das eigentliche Ventil bildet. Detail 241c betrifft den geschlossenen Zustand, 241d den geöffneten Zustand, wobei die dicke Linie durch die seitliche Öffnung LFT in 241d den Durchfluß symbolisiert, der in 241c durch ein x angedeutet, gesperrt ist.

Neben der einfachen Möglichkeit ein nur unter Strom geschaltetes Ventil zu bilden, ist in Weiterbildung bevorzugt, ein beide Schaltzustände (offen/zu) im stromlosen Zustand selbst haltendes Ventil zu bauen und nur impulsweise zu schalten, weshalb die Schaltscheibe SB für eine solche Ausführung dauermagnetisch ist.

Bei dieser weitergebildeten Ausführung sind zu beiden Seiten der Schaltscheibe SR die Polflächen jeweils eines Elektromagneten vorgesehen, mit jeweils einer Zylinderspule bestehend aus einem Weicheisenkern, um den direkt eine Spulenwicklung gewickelt ist. Diese Spulen sind in einem Rohr eingegossen. (vgl. 241a, 241b). Der Kern, der die Schaltscheibe SB in Öffnungsrichtung anzieht, bzw. magnetisch hält, ist mit CR-cl bezeichnet (mit der zugehörigen Wicklung COIL-cl); der Kern der die Schaltscheibe SR in Schließrichtung anzieht, ist mit CR-op bezeichnet (mit der zugehörigen Wicklung COIL-op). Dabei ist es sinnvoll, mit den Elektromagneten zusätzlich zur anziehenden Kraft der Schaltscheibe SB mit dem jeweils anderen Pol noch eine abstoßende Kraft zu polarisieren (CR-cl) abstoßend wenn SB schließt, bzw. CR-op abstoßend, wenn SB öffnet).

Der Kern CR-op weist an einer Stirnseite einen als überstehende, konzentrische Kreisbahn aus der Fläche heraus stehenden Ring üstR auf, der sich zu einer Schneide pX zuspitzt und gerade nur soviel übersteht, daß bei Aufliegen der Schaltscheibe SB, die Scheibe, bzw. deren als Dichtungsring ausgeführte Randfläche, nur auf der überstehenden Ringschneide und nicht auf der Stirnseite, bzw. auf der Polfläche des Kerns aufliegt, damit der zwischen Scheibe und Polfläche sich ergebende Luftspalt (dx in 241c) möglichst gering ausfällt. Dieser Luftspalt dx ist nur zur besseren Dichtung des Ventils im geschlossenen Status erforderlich.

Die Schaltscheibe SB ist aus Weicheisen, bzw. direkt aus einem Dauermagneten und in den genannten Dichtungsring eingepreßt, wobei der Dichtungsring plan an der überstehenden Ringschneide pX der Polfläche anliegt, wenn das Ventil geschlossen ist. Der Weicheisenkern CR-op der Spule hat entsprechende Durchgangsbohrungen, die alle innerhalb des vom Dichtungsring abgedichteten Zentrums liegen, und somit verschlossen sind, wenn der Dichtungsring an der Ringschneide pX anliegt.

Der Abstand zwischen den beiden Polen der Elektromagnete, zwischen denen die Scheibe SB dem Schaltvorgang entsprechend hin und her gezogen wird, ist um das Schaltspiel größer als die Dicke der Scheibe SB, damit eine dem Schaltspiel entsprechende Durchlaßöffnung als Spalt sps(offen, dito für zu) gebildet werden kann. Dabei liegt die Scheibe, je nach Schaltzustand (offen/zu) jeweils an einer Seite der betreffenden Polfläche der beiden Elektromagneten an, bzw. hat zur jeweils anderen Polfläche des Elektromagneten den betreffenden Spalt als Luftspalt.

Somit das Dauermagnetfeld der Schaltscheibe SB den Dichtungsring (zwischen den beiden Polen der Spulen) entweder an die Polfläche (von CR-op) mit den Durchgangslöchern zwischen der Ringschneide pX anzieht (zum Sperren des Durchflusses), oder an die andere Polfläche angezogen wird (zur Freigabe des Durchflusses zu den Durchgangslöchern), je nachdem welche Polarität des elektromagnetischen Feldes an den Spulen anliegt. Wird als Kernmaterial für die Spulen weiterhin jeweils ein Dauermagnet verwendet, dann speichert das Ventil seinen Schaltzustand (geschlossen/offen). Herrscht vom Einlaß her ein ständiger Überdruck, dann kann der Kern der Spule, der die Durchgangslöcher aufweist auch nur aus Weicheisen bestehen und ohne dauermagnetische Eigenschaften sein. Ansonsten ist für diese Variante, der Dauermagnet dem MAG dem aus magnetisch leitenden Material gefertigten Ventilsitz üstR einfache untergelegt (241c).

Optional kann im Öffnungsweg der Schaltscheibe SB noch eine Druckfeder Fopt zwischen gelegt sein (hier Spiralfeder), um beim Öffnen ein bessere Dosieren zu ermöglichen. Das mit dem Ventil zu schaltende oder zu dosierende Gas dringt seitlich durch entsprechende Löcher im Mantel des Kerns (hier CR-op) oder eines übergepreßten Ringes (241b) ein, bzw. gegebenenfalls eine Hydrauliklfüssigkeit, für die das Ventil gleichermaßen zu verwenden ist. In 241b ist der Durchfluß LFT durch eine durchgehende Linie mit Pfeilen markiert, in 241a hingegen, ist mit einer strichlierten Linie der gesperrte Kanal symbolisiert.

Geschaltet wird die Schaltscheibe SB so, daß der Pol an dem die Scheibe gerade anliegt und magnetisch angezogen wird, durch entsprechende Polarität eines Gegenfeldes geschwächt wird und der andere Pol ein anziehendes Feld auf die Schaltscheibe SB ausübt, wodurch die Schaltscheibe SB die Seitenlage (bezogen auf die beiden Pole der Elektromagneten) wechselt und dann am anderen Pol anliegt, bzw. elektromagnetisch gehalten wird.

Das beschriebene Ventil eignet sich gleichermaßen für pneumatische oder auch hydraulische Schaltvorgänge und kann auch unabhängig von der beschriebenen Anwendung vielseitig eingesetzt werden, vor allem als sehr kostengünstiges, präzises Dosierventil, wie nachfolgend noch erläutert wird:

Die vorgeschlagenen Ventile sind vor allem sehr kostengünstig und können ohne viel Aufwand billigst hergestellt werden. Außerdem lassen sich die Spulen der Elektromagnete unmittelbar in die bevorzugte Sensorschaltung schalten. indem z.B. eine der Spulen (CR-op) noch zusätzlich die bevorzugte Vierpol Trafo Wicklung oder Meßspule Lmeß aufweist (je nach Schaltungsvariante, bestehend aus einem zusätzlichen Wicklungspaar, der Primärwicklung und der Sekundärwicklung oder einer einfachen ausgelagerten Meßwicklung Lmeß). Der Kern ist in diesem Fall kein Kern der das Meßfeld des Sensors unterstützt, sondern ein großer Verlust, der durch den negativen Leitwert –G des Sensors kompensiert wird, um die Annäherung der Schaltscheibe SB an die Pole zu messen. Da im Prinzip ein jedes elektromagnetisch geschaltete Ventil eine Veränderung des auf die Spule rückwirkenden ohmschen Verlustwiderstandes (entsprechend einer eingespeisten Meßfrequenz) entsprechend dem eingenommenen Schaltzustand verursacht, andererseits die Beeinflussung des elektromagnetischen Feldes durch den Schaltvorgang des Ventils bei dem Prinizip als eingekoppelten Störsignal nichts ausmacht, ist dies eine weitere allgemeine Anwendung für den Sensor. Dabei wird die genaue Erkennung des Schaltzustandes oder auch Messung des Dosierzustandes eines beliebigen elektromagnetisch geschalteten Ventils durch präzise Messung des elektrischen Verlustes des elektromagnetischen Kreises des Ventils (unabhängig des beim Schaltvorgang entstehenden, von der Schaltgeschwindigkeit abhängigen Einflusses, der als Störsignal auftritt) ermöglicht. Diese Anwendung, die auf jedes elektromagnetisch geschaltete Ventil anwendbar ist, benötigt keine zusätzliche Mechanik des Sensors. Die zur Messung verwendete(n) Wicklung(en) wird (werden) unmittelbar auf den Spulenkern des Ventils gewickelt.

242a und 242b betrifft eine Variante für eine Ergänzungsmaßnahme, bei der die Warenwagen für einen Bedienservice konfiguriert werden können. Der Kunde bestellt die Ware via Internet vor, das Programm erstellt für das Personal ständig nach kürzesten Wegzeiten optimierte Listen, um unterstützt durch die automatisierten Warenwagen, für jeden Kunden einen entsprechenden Warenwagen mit den gewünschten Waren jeweils zu beladen. Daß es unproblematisch ist, wenn z.B. zu einem von einem Benutzer geschobenen Warenwagen noch einige Wagen voraus oder auch hinter her fahren (durch die Markierung geortet und über den Leitrechner drahtlos gesteuert) wurde bereits besprochen. Für diese Option weist das OBU einen ansteckbaren Aufsatz als Scanner Gerät auf (242c), das z.B., auch nur durch einen einfachen autarken Handscanner mit entsprechender Funkschnittstelle gebildet werden kann.

Der Benutzer (das Personal) erhält z.B. über Kopfhörer die Informationen, welche Waren er bei jedem Halt in welchen Wagen legen soll, wobei die Wagen entsprechend numeriert sind, wobei er mit einer (an einem Band umgehängten) Fernbedienung oder über das OBU, z. B. auch eine Wiederholung starten kann. Legt der Benutzer (bzw. Personal) die betreffenden Waren in den Warenwagen, dann bestätigt er dies jedesmal durch Einscannen der betreffenden Ware an dem OBU des betreffenden Wagens, bevor er die Ware in den Wagen legt. Das in den Wagen etwas hinein gelegt wird, wird durch eine am oberen Rand des Warenwagens montierte Ringspule erkannt, die nach dem bevorzugten Verlustmeßprinzip arbeitet. Wobei der Benutzer eine Meldung erhält, wenn er zu Scannen vergessen hätte. Gleichfalls erhält er eine Meldung, wenn eine falsche Ware in den Wagen gelegt wurde. Ist dies der Fall, dann wird die Ware wieder herausgenommen und die heraus genommene Ware nochmals gescannt werden und zusätzlich kann auch noch eine Storno Taste beim OBU nach dem Scannen gedrückt werden (diese Vorgänge werden alle überwacht, und bei einem Fehler erfolgt eine Korrekturansage). Weiters wird nach jedem Scannvorgang ein OK angesagt, worauf der Benutzer die Ware in den Korb legt. Daß für jeden Wagen ein eigener Scanner vorgesehen ist bzw. zum OBU eines Wagens eine bestimmte (adressierte oder über Kabel des Scanners oder über montiertes Gehäuse zugeordnete) Datenverbindung aufrecht erhält, macht Sinn, damit der Leitrechner kontrollieren kann, ob die Waren in den richtigen Wagen hineingelegt werden.

Nach dem die Einkaufswägen mit den Waren bestückt sind, fahren sie im Verbund (hintereinander) zur Wartebox (automatisch selbsttätig oder unter Kontrolle eines Benutzers).

Die Wartebox besteht entsprechend Draufsicht nach 2426 aus einer Reihe von Abteilen (z.B. mit Drahtgitter oder Zaun unterteilt und laufend numeriert), in die nebeneinander die Warenwagen abgestellt werden, wobei für jeden Wagen ein eigenes abgetrenntes Abteil als solche Box jeweils vorgesehen ist und oben ein durchgehendes Abdeckgitter die widerrechtliche Entnahme der Waren aus den Wagen verhindert.

242a betrifft eine Seitenansicht in eine solche Box. Am Ende (Wand oder Gitter) der Box ist ein Servo gesteuerter Drehhebel HK montiert (über Drehgelenk GL), der durch Verdrehung als Haken sich in das an betreffender Stelle etwas breiter gehaltene Gitter des Wagens von unten her einhakt (gesteuert durch den Servo Motor, wobei die Steuerung mit dem Leitrechner vernetzt ist). Dadurch wird ein Rausziehen aus der Box verhindert, solange die elektronische gesteuerte Verriegelung des Hakens HK den Wagen nicht frei gibt. Damit der Wagen genau mittig an die betreffende Stelle zum Einhaken eingeschoben wird, erfolgt eine entsprechende Vermessung über die bevorzugte Markierung und eine entsprechende Steuerung der Servolenkung (über EKW-3 bzw. EKW-4) der vorderen mittigen Laufrolle. Da in 242a nur ein Wagen dargestellt ist, ist auch gut sichtbar, daß vorne der Wagen nur auf seiner mittigen Rolle EKW-5 (bzw. EKW6A) rollt und die beiden seitlichen Stützräder vorne geringfügig sich vom Boden abheben (spl). Sie dienen nur der Kippsicherung des Wagens. Wobei im Prinzip auch über ein Rollenpaar die Servolenkung vorne (anstatt nur in der Mitte) realisiert werden könnte um eine Vierpunktabstützung anstelle einer Dreipunktabstützung zu erhalten. Der Verbindungsstecker ist zum Anketten und für die Energieversorgung ist in einer hinten an der Seitenwand des Wagens vorgesehenen Schlaufe gehalten. Oben ist über die gesamte parallel aufgestellte Wagenreihe ein Abdeckgitter vorgesehen, somit keine Waren entnommen werden können. Das vom Personal bei der Beschickung der Wagen benutzte Scannergerät wird vom OBU abgenommen, bevor der Wagen in die Box eingestellt wird. Dabei ist beispielsweise auch eine kontaktlose Verbindung für die Daten (induktiv oder kapazitiv) und zum Laden (Trafo, bzw. Halbtrafo wie bei Zahnbürsten üblich usw.) vorgesehen, wobei das Scannergerät z.B. in einem Zentrierrahmen (Vertiefung) eingesteckt ist und durch zwei seitliche Federklappen an einem Rand gehalten wird, so wie dies z.B. auch zur Befestigung von Putzlappen an Reinigungsbürsten üblich ist. Derartige Schnellverschlüsse halten sehr gut und nützen sich praktisch nicht ab.

Chipkarten und weitere Automatisierung bei der Rückgabe (entsprechend der Entnahme):

Für dieses System sind Chipkarten von Vorteil, da sich Chipkartenleser mit kapazitiver Abtastung sehr kostengünstig realisieren lassen (daher auch im OBU mit untergebracht werden können) und der bediente Kunde nach Bezahlung zunächst seine Chipkarte in ein aufgestelltes Lesegerät steckt, um die Nummer der Box (242b) des vom Personal bereit gestellten (und mit den gewünschten Waren befüllten) Wagens angezeigt zu bekommen, oder die Meldung "Wagen noch nicht bereit„ erhält, „drücken Sie bitte die rote Taste, und kommen Sie nach 15 Minuten, um ihren Wagen in Empfang zu nehmen". (In diesem Fall wird das Personal aufgefordert, den betreffenden Kunden vor zu ziehen). Wird die Nummer der Box, in dem sich der Warenwagen des Kunden befindet angezeigt, und hat der Kunde anschließend in das OBU dieses Wagens seine Chipkarte eingesteckt, um sich zu identifizieren, dann wird der Wagen entriegelt.

Diese Entriegelung erfolgt, indem der an die vordere Gitterseite des Wagens eingehakte Drehhaken HK über das Servo Gelenk GL nach unten geschwenkt wird, damit der Kunde den Wagen heraus ziehen kann. Zweckmäßigerweise erfolgt stets eine bargeldlose Anzahlung bereits bei der Bestellung via Internet, die an der Kasse abgezogen wird. Bevor der Kunde mit dem Wagen zu eigens hiefür eingerichteten Kasse geht, kann er noch in Kühlfächern gelagerte Waren dazu kaufen, die er z.B. auch bereits bestellt, hat, etc. und die ihm am OBU eines weiteren, vom Kunden entnommenen Wagens der Reihe angezeigt werden, bzw. zu denen er durch diesen weiteren Wagen geführt wird. Damit er nicht vergißt auch diese Waren mit zu nehmen, wird er beim Einschieben seiner Chipkarte in die Box (242b) eigens darauf hingewiesen, daß er zunächst einen Wagen entnehmen soll und die Tiefkühlwaren holen, und anschließend wird der in der Box für ihn bereitgestellte Wagen frei gegeben. Dabei wird in der Weiterbildungsversion der angeforderte Warenwagen, bzw. Einkaufswagen automatisch zum Kunden hin gefahren. Ein Kunde der einen Einkaufswagen zusätzlich zu den bereits bereit gestellten Waren benutzt, kann die bereit gestellten Waren auch nachher bezahlen, damit er sich an der Kasse nicht zweimal anstellen muß. Sämtliche Vorgänge, welche den Kunden betreffen, werden wie üblich durch die Chipkarte identifiziert, und unmittelbar dem Leitrechner übermittelt.

In einer weiteren Variante sind die Boxen nach 242b etwas modifiziert und so ausgebildet, daß der in 242a dargestellte, Servo (GL) gesteuerte Drehhaken HK nicht von hinten, sondern von der Seite her in das Gitter des Warenwagens einhakt, und die Boxen hinten offen sind. Wobei der hintere Bereich der aus Gittern bestehenden Boxenwand nur für das Personal zugänglich ist, damit die Warenwagen ungehindert frei schnell fahren können. Hat nun ein Kunde zusätzlich noch Waren aus dem Tiefkühlbereich bestellt, dann wird ihm neben dem vom Personal beladenen Wagen ein leerer Wagen bereit gestellt, der z.B. von hinten automatisch in die zum beladenen Warenwagen benachbarte Box einfährt. Das gleiche gilt auch für die durch das Personal beladenen Wagen, die dann nicht durch das Personal in die Box gestellt werden müssen, sondern automatisch in die Box einfahren können. Damit der Wagen exakt übereinstimmend zur Position des (für diese Variante) seitlich in der Box vorgesehenen Servo gesteuerten Verriegelungshacken HK hält, ist beispielsweise das Verriegelungsloch in einen am Wagengitter befestigten kleinen Blechschild vorgesehen, dessen Verlust durch einen vor dem Verriegelungshacken montierten Sensor gemessen wird um nach Feststellung des Punktes, wo das dem Loch entsprechende Minimum wieder ein Maximum wird, den Wagen genau an dieser Position zu stoppen und den Hacken Servo gesteuert einzuschwenken. Der Kunde wird dann darauf hingewiesen, daß er zuerst den (z.B. rechts von ihm stehenden) leeren Wagen zum Einkauf der Tiefkühlprodukte oder noch beliebiger weiterer Produkte benutzen soll und anschließend zur eigens für den bedienten Kunden vorgesehenen Schnellkasse gehen soll.

Hinweis: Durch seitliche Positionsabtastung mit stationär angeordneten Verlust Meßsensoren kann auch die Positionierung und der Geradeauslauf z.B. zum (später noch beschriebenen) automatischen Andocken der als elastische Stäbe ausgeführten Steckerbinder an die Buchse des OBU (für die Versorgungsleitung), ergänzend gesteuert werden. Dabei sind die Sensoren dann an einem Geländer, welches seitlich der Wagenreihe aufgestellt ist, montiert, wobei die Sensoren die Blechschilder mit den Löchern abtasten.

Da die restlichen Waren bereits beim Beladen des Wagens durch den Kundendienst (bzw. durch das Personal) erfaßt worden sind, müssen an der Kasse nur die zu gekauften Waren noch erfaßt werden. Um zu verhindern, daß der Kunde Waren an der Kasse vorbei schmuggeln kann, ist der Bereich, in dem die Boxen mit den vom Kunden abzuholenden bereits befüllten Wagen stehen vom Laden getrennt (durch eine Gate Schranke). Der Kunde verwendet für seinen Zukauf also nur den neuen Wagen, wobei er nur über den Laden heraus (über das Gate) zu dem bereits befüllten Wagen kommt, jedoch nicht mehr mit dem Wagen in den Laden zurück. Weiters können die in der Box (durch Gitter) gesicherten Wagen nur dann entnommen werden, wenn der Kunde bereits durch die (eigens für diesen Service eingerichtete) Schnellkasse durchgegangen ist und bezahlt hat, wobei er dies unmittelbar oder nach einem Zukauf mit dem dafür benutzten weiteren Wagen tun kann. Nach der Bezahlung kann er die Waren aus seinem Wagen entnehmen, die zu gekauften Wären aus dem zweiten Wagen dazu tun, die leeren Wagen in eine betreffende Wagenreihe oder auch unmittelbar in die Box (je nach Ausbaustufe) zurück stellen, und wie gewohnt den Laden verlassen. Er kann dabei mit beiden Wagen im Verbund fahren, wobei ein Wagen automatisch dem Kunden nachfährt. Die durch die Kunden in die Box zurückgestellten leeren Wagen werden dann automatisch in die Wagenrehe zum Aufladen gefahren und jeweils zwischen Ladewagen und letztem Wagen der Reihe eingefügt. Wird ein leerer Wagen benötigt, dann fährt der Wagen wieder in eine betreffende Box. Aus dieser Wagenreihe werden auch die Wagen entnommen, bzw. können automatisch zum Kunden fahren, der seine Chipkarte zur Anforderung eines leeren Wagens in ein entsprechendes Lesegerät steckt. Für die vollautomatische Version sind als Rückgabeplätze einfache Markierungen vorgesehen, in denen der Wagen einfach abgestellt wird. Nach dem Abstellen auf einen solchen Rückgabeplatz (nach dem der Kunde bezahlt und seine Waren entnommen hat), wird der Kunde über die Sprachansage des OBU aufgefordert, seine Chipkarte in das OBU seines Wagens einzustecken. Anschließend wird der Kunde darauf hingewiesen, „Wenn Sie die Chipkarte aus dem Wagen ziehen, dann fährt der Wagen zur Rückgabe", was auch geschieht. Wobei der Kunde seine Waren vorher aus dem Wagen nimmt. Ist keine automatische Rückgabe vorgesehen, dann sorgt beispielsweise ein Gate mit Kontrolle der Chipkarte dafür, daß der Kunde die Wägen in die Wagenreihe auch zurück gebracht hat, oder die Wägen werden vom Personal übernommen, wobei die betreffenden Wagen dann längs eines markierten Weges, z.B. an der Wand automatisch zur Wagenreihe fahren, wo das Personal die Wagen in die Reihe einschiebt. Oder auch vom Kunden selbst in die Reihe eingeschoben werden müssen, je nach Ausführung des Systems. Automatisches Andocken bei der Rückgabe: Ist eine vollautomatische Rückgabe vorgesehen, dann wird die Verriegelungskette, bzw. der Schlauch, durch einen federnden elastischen Stab (KB vgl. 210; bzw. SL 217) ersetzt, damit der Verbindungsstecker automatisch in die betreffenden Buchsen der OBUS gesteckt werden kann. Wobei jedoch im Unterschied zu den in 210 bzw. 217 dargestellten Schläuchen, die Stäbe im umgekehrter Richtung (als die üblichen Kettenverschlüsse) am OBU montiert sind, und zwar so, daß sie von der Frontseite des OBU weg in Richtung zum Korb gerichtet sind und den Benutz so nicht stören. Optional können die Stäbe während der Benutzung des Wagens auch durch einen kleinen Motor senkrecht nach oben geschwenkt werden, z.B. mit einer Wimpel versehen (als zusätzliche kurze Fahnenstange). Für das automatische Andocken ist die Version der Verwendung eines ständig an einer bewegbaren Versorgungsleitung angeschlossenen Ladewagens (217) von Vorteil (vgl. von der Decke zugeführtes durch Servo gesteuertes Kabel in 217), da die Steckerbindungen dann immer in gerader Richtung über kurze Distanzen (zwischen den OBUS der ineinandergeschobenen Wagen) automatisch durchgeführt werden können, d.h. auch die Wagenrückgabe vollautomatisch abgewickelt werden kann. Die Steckbuchse weist dann lediglich eine ausreichend große Kegelöffnung als Zentrierung auf, damit die Spitze des als Steckverbinder verwendeten elastischen Stabes sicher in die Öffnung der Buchse hineinrutscht (25S). Der Querschnitt dieser Kegelöffnung kann gegebenenfalls auch eine sich verjüngende Kurvenform aufweisen, usw.

Der über einen +/– 180° Radius horizontal und in schwenkbarer Richtung vertikal steuerbare Servoarm (ARM) des von der Decke zugeführten Ladekabels (Kabel, 217) wird dann übereinstimmend zur Bewegungssteuerung des durch den Zentralrechner gesteuerten Ladewagens gleichfalls durch den Rechner entsprechend gesteuert. Die Verwendung eines federnden, elastischen Stabes (KB, bzw. SL) als Kettenverbindung hat den weiteren Vorteil, daß bei Versagen des Systems jederzeit diese Kettenverbindung von Hand gelöst, bzw. wieder hergestellt werden kann. Genauso wie der Ladewagen im Notfall von Hand verschoben werden kann. Dadurch erhalten wir ein hierarchisch abgestuftes System, bei dem auch bei Störungen zentraler mechanischer Komponenten der Betrieb aufrecht erhalten werden kann. Wenn ein Einkaufswagen ausfallt ist dies unproblematisch, da er durch einen anderen jederzeit ersetzt werden kann. Um den an der Spitze des elastischen Stabes (KB, bzw. SL) vorgesehenen Stecker SK1/SK1b (215) genau zentriert an die Buchse SK3 andocken zu können, ist für die Markierung eine als Mittellinie der Wagenreihe verlaufende Bodenmarkierung entsprechend einer zu 203b (linke Hälfte, bzw. linker Fahrstreifen) erläuterte Unterbrechungslinie (zero) vorgesehen, die durch ein Sensorpaar (Sli/Sri) entsprechend auf Mittenposition abgetastet wird. Damit der Wagen auch parallel zu dieser Linie fährt, bzw. gelenkt werden kann, ist es zweckmäßig auch am hinteren Wagenende ein derartiges Sensorpaar für die Abtastung vorzusehen. Die Sensoren sind dann genauso an einer am Rohrgestell des Wagens vorgesehener Befestigung angeordnet, wie dies z.B. für die vordere Rolle (Antriebsrolle EKW6A) in 219/220 dargestellt ist.

In der Box (242b) stehende Wagen, die vom Kunden nicht abgeholt wurden, werden dem Personal am Computerschirm angezeigt. Erkannt werden sie daran, daß der Kunde beim Verlassen des Ladens nochmal seine Chipkarte in den Kartenleser steckt. Hat der Kunde seinen mit Waren beladenen Wagen in der Box nicht abgeholt, dann wird ihm dies durch Lautsprecheransage am Kartenlesegerät mit geteilt.

Weiters kann das Personal zur Generalinventur auf Tastendruck alle Wagen der Boxen automatisch vorfahren lassen. Ist ein beladener Wagen darunter, dann hat der Kunde den Wagen vergessen (weil er beim Verlassen des Ladens zwar die Karte eingesteckt hat, jedoch seinen Wagen vorher nicht entladen hatte und auch die Ansage nicht beachtet hatte und schneller den Laden verließ als das Personal aufgrund der automatischen Ansage des Zentralrechners reagieren konnte).

Ein vergessener Wagen kann dann vom Personal (nach Klärung der über die Karte registrierten Zeiten am Bildschirm über die Software) wieder in die Box zurückgeschickt werden, oder in einer separaten Zone geparkt werden, zum späteren Entladen, bzw. bis zum nächsten Tag stehen gelassen werden, wenn keine Kühlwaren im Wagen sich befinden, usw.

Ebenso wird ein Kunde durch ein Gate am Verlassen des Ladens gehindert, wenn auf seiner Karte die Einträge fehlen, daß er die benutzten Wagen wieder zurückgebracht hat (z.B. auch nicht auf die Rückgabefläche abgestellt hat, oder je nach Systemvariante, nicht selbst in die Reihe geschoben hat, usw.

Wird ein Wagen jeweils in der Box an seiner Rückwand verriegelt, dann ist eine weitere Option für die Box, ein an der Rückwand der Box montierter Näherungssensor SN (an Säule VST oder Gitter befestigt, etc.), der den vorderen Griff des Wagens erkennt, wenn er an die Rückwand eingefahren wird. Dabei kann dieser Sensor auch über eine Zeile mehrere Punkte abtasten und meiden, wenn am vorderen Griff ein bestimmter Verlustwert (z.B. durch abwechselnde Plastik- und Metallhülsen am Griff) nicht mittig gemessen wird (d.h. symmetrisch von zwei Sensoren). Das hieße, daß der Wagen nicht genau mittig eingefahren wurde, und daher der Hacken sich nicht einhackt. Der Benutzer wird durch den Lautsprecher am OBU des Wagens aufgefordert, den Wage nochmals heraus zu ziehen und langsamer einzufahren (damit die Lenkung den Wagen nach der gelesenen Kodierung richtig zentrieren kann.). Diese Variante wird verwendet, wenn in einer einfacheren Version, die Wagen vom Personal von vorne in die Box eingeschoben werden.

243 zeigt ein Schaltschema als Weiterbildung, welche die Servo Lenkung der vorderen Laufrolle betrifft. Bei einer elektrisch betriebenen Servo Lenkung besteht das Problem des Anlaufstromes da die Geschwindigkeit des Motors bei der Richtungsumkehr den Wert Null annimmt, somit die Gegen-EMK gleichfalls Null wird. Dabei wird jedoch für die Anwendung meist ein höheres Anlaufmoment benötigt, z.B. um die Hartgummirolle des Laufrades bei langsamer Geschwindigkeit zu lenken. Nach Lösung der Reibung (zwischen Gummirad und Fußboden) wird daher wieder ein überschüssiges Moment entstehen, daß wieder gegen gelenkt werden muß. D.h. der Motor wird, was die Energiebilanz der Servo Lenkung betrifft ständig übersteuert, da im Umkehrpunkt der Lenkung ein Energieüberschuß besteht. Eine für die Regelung sehr zweckmäßige Regelung (wegen der Reibung der Hartgummirolle) ist, die Lenkung über Impulse in incrementalen Schritten zu regeln. Dabei wird aus der IST-Sollwertabweichung der Winkelstellung die Differenz gebildet. Die erhaltene Differenz in eine Tabelle eingegeben, aus der, der durch Tastverhältnis einzustellende Motorstrom ausgelesen wird, wobei die Tabelle so definiert ist, daß sich dabei noch eine Überschußenergie ergibt. Diese Überschußenergie wird aufgrund der Beschleunigung der Regelung fest gestellt (differentiell) und daraus der Zeitpunkt des einzuspeisenden Bremsimpulses abgleitet, damit die Servolenkung nicht über den Sollwert hinaus gesteuert wird. Der Bremsimpuls wird durch Kurzschluß des Motors (über Schalttransistor) eingespeist, wobei der im Generatorbetrieb des Motors entstehende Stromimpuls des Kurzschlusses über einen Trafo ausgekoppelt und entweder in den Akku eingespeist, oder z.B. direkt in den elektrischen Antrieb für die Fortbewegung eingespeist wird. In 243 ist der z.B. mit einem Riemengetriebe ausgebildete Servomotor (SERVO) in eine Vollbrücke geschaltet und weist für jede Stromrichtung jeweils einen bipolaren mit in Serie geschalteter Schutzdiode (gegen Umpolung) versehenen Schalttransistor auf, der den getasteten Kurzschluß zum Abbremsen des Motors jeweils ausführt, wobei der dadurch gewonnene Generatorimpuls auf der Sekundärwicklung des Trafos gleich gerichtet wird (GL), und über einen Ladekondensator über die Gleichrichter Dioden entkoppelt einmal über einen Schalttransistor geschaltet auf die Speisung des Antriebs des Motors für die Fortbewegung des Warenwagens gelegt wird und gegebenenfalls weiters über einen Schalttransistor der Ladeschaltung für den Akku zugeführt wird um den überschüssigen Anteil zu abspeichern, der vom Motor für die Fortbewegung nicht gerade verarbeitet werden kann (weil z.B. der Motor stromlos geschaltet oder der Strom reduziert wird). Dies wird festgestellt, wenn die Drehzahl des Antriebs für die Fortbewegung gegenüber seinen vorgegebenen Sollwert zu hoch ausfällt (festgestellt über Winkeldetektor) auch wenn die Regelung bereits auf Null zurückgefahren wird. In diesem Fall wird der vom Servo für die Lenkung entnommene Generatorimpuls solange in den Akku als Ladestrom eingespeist, bis die Drehzahl des Motors für die Fortbewegung wieder stimmt oder absinkt. Gegebenenfalls wird der überschüssige Stromimpuls in die zentrale Versorgungsspannung eingespeist, damit auch die Ventile zur Steuerung der pneumatischen Kupplung und Bremsen in ihrem Stromverbrauch reduziert werden.

Hinweis: Die in 243 dargestellten bipolaren Transistoren sind zur Vereinfachung alle als pnp Transistoren dargestellt und werden dann den Erfordernissen entsprechend als npn oder pnp Transistor mit entsprechender Ansteuerungsschaltung (st ...Steuersignale der Transistoren) ausgewählt. Die oben über dem Motor mittig dargestellte Transitorschaltung entspricht einem Halbleiterschalter HS (Rs reduziert die Sperrspannung) oder auch einer Überbrückungsschaltung (zwischen den Mittenanschlüssen der Vollbrücke) um den als Strombremse wirkenden Kurzschluß zu schalten. Diese Strombremse kann auch realisiert werden, indem die an die Versorgungsspannung angeschlossenen Halbleiter HS oder gegen das Bezugspotential (GND) angeschlossenen Halbleiter gleichzeitig durchgesteuert werden (wobei die beiden anderen Halbleiterschalter HS dann gesperrt sind), wenn sie entsprechend der über dem Motor dargestellten Transistorschaltung entsprechend bidirektional ausgeführt sind, wobei dann jeweils nur jene Transistoren dieser Transistorpaare leitend geschaltet sind, die der beim Kurzschluß zu erwartenden Stromflußrichtung im Motor entsprechen.

Optionen für die Drucklufterzeugung: Anstelle, oder ergänzend zur Speicherung der Druckluft in einem Behälter, und deren Aufladen in der Parkreihe der Wagen, könnte auch ein (über den Zigarettenanzünder anzuschließender) Batterie betriebener autarker Kleinstkompressor, wie er zum Aufpumpen für Autoreifen am Markt ist, verwendet werden (zu Vereinfachung der Steckkupplungen, mit denen die Wagen aneinander gekettet werden). Nachfolgen wird zu 244 jedoch ein besonders leiser Kompressor von geringem Gewicht vorgeschlagen, der sehr kostengünstig realisiert werden kann.

Die vorgeschlagene pneumatischen Kupplungen und Bremsen sind wegen der gleichfalls sehr kostengünstig herzustellenden Kleinstventile kostengünstiger auszuführen, als wie wenn sie mittels elektromagnetischen Antriebe realisiert würden. Dabei ist die zu 240 vorgeschlagene Kombination mit einer Hydraulikbremse nur eine Option, wenn bei der Kupplung, z.B. Mittenstellungen auch gehalten werden sollen (Alternative, vgl. in 219 und 220 unterstützende Magnetkupplung MG mit Gegenfeldansteuerung GF).

244 zeigt einen Vorschlag, über einen interessanten besonders leisen Mini Kompressor zur Erzeugung der benötigten Druckluft für Kupplung und Bremsen, wenn diese autark erzeugt werden soll, und nicht ausschließlich durch Aufladen gespeichert werden soll.

Die Bauart ist lang und schmal, so daß er auch längs eines schräg von hinten nach vorn geneigten Fußes (EKW10, 242a) an dem die Rollen (z.B. die vordere mittlere Antriebsrolle) befestigt ist, angebaut werden kann (über Befestigung mit entsprechender Abdeckung). Eine einfache Pumpe, die wie eine Fahrradpumpe aufgebaut ist (vgl. Griff, hier zum Einspannen in einen Schlitten verwendet, weiters Kolbenstange und Zylinder) wird von einem über eine Wickelrolle WKLa, WKLb gespannten Seilzug, wie dies vom Antrieb eines Schreibmaschinenwagens bekannt ist, hin und her bewegt, um den Druckluftbehälter weiter aufzuladen; während des Ladens in der Wagenreihe oder unterwegs während des Betriebes, falls erforderlich. Dabei sind von einem Motor angetrieben, auf gemeinsamer Achse sitzend, ein Paar Wickelrollen WKLa, WKLb vorgesehen, mit für jede Wickelrolle jeweils vorhandenen Seilzug (vgl. Z bzw. ZLa, ZLb) und vorhandener Umlenkrolle Ula, Ulb damit der Schlitten zwischen diesen Seilzügen symmetrisch eingespannt (vgl. Seitenansicht) durch Umlenkung des Motors (Getriebemotor) hin und her bewegt werden kann. Im Schlitten ist das als Griff dargestellte Ende der Kolbenstange eingespannt. Die Erkennung für die Umlenkpunkte erfolgt durch Sensoren (S1, S2), die jeweils den Verlust des elektrisch leitenden Stangenendes (Griff) als Markierung (gegebenenfalls durch Scheiben markiert, etc.) abtasten. Lag...Lager der betreffenden Rollen.

Die Kühlung des Zylinderrohres der Pumpe erfolgt durch ein in entsprechendem größerem Durchmesser über geschobenes konzentrisches Rohr als Kühlrohr, wobei im zwischen den beiden Rohren (Zylinderrohr der Pumpe und Kühlrohr) verbleibenden Raum (konzentrischen Querschnitt) durch einen auf der Seite des abgeschlossenen Ende des Zylinderrohres der Pumpe angeflanschten Ventilator VTL (mit Motor M) ein Luftstrom durchgeblasen wird, um die im Zylinderrohres der Pumpe entstehende Wärme abzuführen. Wie immer, kann das Zylinderrohr an seiner Oberfläche auch Kühlrippen entsprechend einem Kühlsternprofil aufweisen, über die dann in entsprechend größerem Durchmesser auf das Kühlrohr geschoben ist. Eine Kühlung hat vor allem Vorteile, wenn beim Aufladen der Druckluftbehälter des Warenwagens über die autarke Pumpe mit hohem Druck aufgeladen werden soll, um sich bei den Steckverbindern der Verriegelungsketten der Wagen den Druckluftanschluß zu ersparen.

Die Pumpe ist sehr kostengünstig, da sie aus einer Standart Produktion genommen werden kann, die Wickelrolle mit dem Antrieb eines kleinen Elektromotors ist gleichfalls unproblematisch und kostengünstig. Es können auch zwei solche Pumpten vorgesehen sein, die durch einen gemeinsamen Motor mit durchgehender Achse im Gegentakt betrieben werden. Die beiden Pumpen sind dann jeweils 180° versetzt gegeneinander angeordnet, wobei in Bezug auf die Lage der Antriebsrolle sowie Umlenkrolle, die Umlenkrolle UL und Antriebsrolle WKL der beiden Pumpen zueinander vertauscht sind, so daß sich eine gemeinsame Drehachse mit entgegengesetzten Linearbewegungen der durch die Rollen bewegten Zugseile ZL und somit der daran befestigten Schlitten jeweils ergibt. Der Druckauslaß der Pumpen ist dann durch Ventile zu einer gemeinsamen Druckleitung zusammengefaßt, so daß sich eine stetige Druckerzeugung ergibt. Für diese Pumpe wird um eigenständigen Schutz angesucht. Es ist immer von Vorteil, wenn ein für ein Serienprodukt benötigtes Teil auch für ein anderes Produkt verwendet werden kann, z.B. für einen PKW, um über ein Kabel, das in den Zigarettenanzünder eingesteckt wird, die Reifen aufzupumpen, oder die Pumpe kann auch als Fahrradpumpe verwendet werden, wobei z.B. eine sehr leichte Methylalkohol Batterie verwendet werden kann. Oder die Pumpe wird in einem Büro verwendet, um über ein Schlauchsystem hermetisch abgeschlossene Bürogeräte (PC, Drucker, Kopierer, etc.) zu entlüften, wobei der Schlauch dann über eine Entlüftung ins Freie (außerhalb des Raumes) geführt wird, oder über einen großen geschlossenen Behälter z.B. über eine mit Kühlkörpern versehene Rohrschlange (mit aufgeschobenen Kühlsternen oder in Silkonöl, etc.) in geschlossenem Kreislauf gepumpt wird. Eine derartiges System ließe sich auch problemlos nachrüsten.

245 zeigt einen Vorschlag zur Schalldämmung der durch die pneumatisch geschalteten Linearantriebe entstehenden Entlüftungsgeräusche. In bevorzugter Weiterbildung wird dabei der für die Abstützung der Gleitrollen ohnehin vorhandene Rohrrahmen genutzt, an dem z.B. auch die zuvor beschriebene Pumpe montiert ist. Dabei erfolgt die Entlüftung der Zylinder (EVL) für die Kupplung und die Bremsen über die Länge des für den Rohrrahmen verwendeten Rohres, das zu diesem Zweck z.B. noch mit einem Füllmaterial (aber Luft durchlässig) Schall gedämmt ist (mit Watte, etc.). In optionaler Ergänzung ist am Ende ein nur sehr kleines Entlüftungsloch (Düse) vor gesehen, aus dem die Druckluft entweichen kann. Da das Rohr gegenüber dem jeweils dem Schaltvorgang entsprechenden Entlüftungsvolumen der Luft ein einige 100 mal größeres Volumen hat, wird der Wirkungsgrad nur unwesentlich schlechter bei optimaler Vermeidung der ansonst lauten Zischgeräusche, da die Luft nur langsam durch die Düse entweichen kann. Neben der Düse ist (als Option) ein Mikrofon vorgesehen, welches direkt über einen Verstärker, der als Gegenschallquelle einen Lautsprecher speist, die Grundwelle des Zischgeräusches kompensiert. Dabei ist für den Verstärker eine einfache Phasenschieberschaltung ausreichend, um die Gegenphase zusätzlich zur Verstärkung genau abzugleichen. Die im Rohr vorgenommene Dämmung läßt im wesentlichen nur die Grundwelle durch. 245 zweigt den einfachen Aufbau, bei der der Lautsprecher in einer Art Schallaustritt am Schallaustritt des Rohres eingebaut ist und sich mit dem Schall des Austrittsgeräusches mischt, bevor das Geräusch den Kasten wieder verläßt. Das Rohr entspricht dann z.B. der in 242a entsprechenden Stützstange EKW10 des Antriebssatzes (EKW-4, EKW-3 mit Sx und EKW-5).

246 zeigt die kompletten Komponenten für die Ausbildung der hinteren Laufrollen und deren Lagerung, bzw. Befestigung am Rahmenrohr, welche beinhalten:

  • – die durch elektrisches Steuersignal betätigte Bremse (hier eine durch gesteuertes Ventil gesteuerte Druckluftbremse).
  • – die zu 206a bereits erläuterte Sensorik, zur Feststellung der Verdrehung der Laufrollen betreffend der jeweils zurückgelegten Wegstrecke und die weitere Sensorik, zur Feststellung des von der senkrechten Lenkachse der Rollen jeweils eingeschlagen Lenkwinkels;
  • – die zu 221 bereits erläuterte federnde Einrastzentrierung zur Zentrierung der Lenkung durch die Lenkachse der hinteren Laufrollen im Geradeauslauf. Dabei ist jedoch eine geringfügige Modifizierung derart vorgenommen, daß nicht wie zu 221 erläutert, der Bolzen 30 innerhalb einer am Drehlager befestigten Feder 31 sich durch die gelenkte Lenkachse verdreht, sondern der Bolzen 30 als Verlängerungsansatz des Drehlagergehäuses einen stationärer Bezugspunkt für den daran angeordneten Nippel NIP bildet, (welcher in die stationär ruhende Feder 31 einrastet 221) ist und die Feder 31 durch die gelenkte Lenkachse da verdreht wird, indem sie direkt am Achsenteil da, welcher den Drehhebel dh zur Lagerung der Laufrolle EKW6 trägt, befestigt ist. Durch Ergänzung nach Variante 213 kann die federnde Einrastzentrierung durch Steuersignalimpulse abschaltbar und wieder zuschaltbar gemacht werden (entsprechend den unterschiedlichen Anforderungen der Steuerung).

Je nach Ausführung können die aufgezählten Komponenten auch an der Antriebsrolle EKW6A zur Anwendung kommen.

Ansonsten entsprechen die Komponenten den bereits zu 206a und 221 erläuterten Merkmalen. Neu hinzu gekommen ist die Weiterbildung der Bremse, bestehend aus einem in vertikaler Richtung (hier pneumatisch) gesteuerten Glockengehäuse (Glocke) innerhalb dem auch die erläuterte Zentrierfeder 31 für die Lenkachse und gegebenenfalls auch der Elektromagnet EMAG zum Ein- oder Auskuppeln der Federkraft (vgl. 213) untergebracht ist. Am unteren (geöffneten) Rand des Glockengehäuses ist der Bremsring angeordnet, wobei dieser Ring auch aus Metall sein kann (das ist dann der Innenrand der Glocke), wenn wie üblich, die Laufrolle EKW6 (bzw. auch Antriebsrolle EKW6A) einen Gummibelag aufweist. Innerhalb dieser Glocke sind dann die zu 206a bereits erläuterten Komponenten angeordnet, wie der am Drehhebel da, dh befestigte Bügel BG an dem die Scheibe SB mit der als Verlust 1/RVM kodierten Kreisbahn (CODierung) befestigt ist, welche von einem über eine Halterung stationär am Haltebolzen (des Drehlagers DLG) befestigten Sensor S in ihrer Verdrehung um den Haltebolzen (als stehende Achse in Flucht zu dh) abgetastet wird (über Kreisbahndurchmesser Dkod.). Dabei ist der Bügel BG als Dose ausgebildet und wird in 246 als Drehbüchse bezeichnet, welche unten einen Schlitz aufweist. Dieser Schlitz ist deckungsgleich zum Abtastpunkt der weiteren Sensorspule L1, L2 bzw. gegebenenfalls LMEß, (vgl. dazu 206b), welche das in die Laufrolle EKW6 eingelassene, bzw. angeflanschte Zahnrad (EKW-7, 206b) zum Zwecke der Wegumfangsabtastung (des zurückgelegten Weges der Laufrolle EKW6) abtastet. Da die Drehbüchse am Drehhebel da, dh befestigt ist und somit bei der Lenkung der sich um das Drehlager DLG selbst lenkenden Laufrolle EKW6 mit gedreht wird, bleibt die relative Lage dieses Abtastschlitzes der Drehbüchse, durch den die Sensorspule L1, L2 (bzw. Lmeß) hindurch mißt, unverändert, bzw. dreht sich die Drehbüchse innerhalb des über die Drehbüchse konzentrisch über gestülpten Glockengehäuses, das am Kolben befestigt ist (vgl. auch nähere Erläuterung weiter unten) und über dessen Führung an der Lenkachse (vgl. Drehlager DLG, befestigt am Haltebolzen) mit gehalten ist.

Dabei ist, wie zu 206b bereits erläutert, diese Sensorspule (Lufttrafo, oder Lmeß) an einem betreffendem Trägermaterial bzw. Leiterplatte (vgl. 206a, 206b) aufgebracht und am Drehlager stationär befestigt und nach oben mit einem Schirmblech MT, gegen die Messung des oberen Sensors S abgeschirmt, gegebenenfalls noch mit einer Ferritscheibe (Fe) außenseitig (vgl. 206a) weiterhin geschirmt. Der obere Sensor S mißt dann die oberhalb von S als Kreisbahn (über Durchmesser Dkod.) angeordnete Kodierbahn zur Messung der Radlenkung. Dieser Sensor S entspricht somit S(phi) in 219/220.

Das im Gegensatz zur leicht gängigen Lenkung der selbstlenkenden Radrolle EKW6 sich nicht mit drehende Glockengehäuse bildet das Außengehäuse und wird von einem gegen den Haltebolzen des Rahmenrohres verschiebbaren Kolben getragen. Dieser Kolben ist in einem vom Rahmenrohr gehaltenen Zylinder verschiebbar als Druckluftkolben angeordnet und betätigt die Bremse. Derart, daß das vom Kolben getragene Glockengehäuse beim Bremsen nach unten gedrückt wird, wodurch der Bremsring am Umfang der Radrolle EKW6 zum Aufliegen kommen, bzw. dagegen drückt. Dabei wird der Kolben vom in das Rahmenrohr eingesteckten sowie durch den Kolben durchgesteckten Haltebolzen in seinem Mittelpunkt zentriert, derart daß die Kolbenringe nicht nur nach außen zur Zylinderwand (vgl. Außenring), sondern auch nach innen zum Haltebolzen hin (Innenring) abdichten. Das am Rahmenrohr befestigte Zylindergehäuse (Zylinder) weist im Arbeitsraum des Kolbens eine Linearführung GB, hier als Bolzen ausgebildet auf, die durch eine im Kolben eingelassene Gleitbuchse GB, in welcher der am Zylinder befestigte Bolzen gleitet, gebildet wird; um den Kolben gegen Verdrehung zu sichern, damit das Längenmeßsystem SL, bestehend aus einer Spule zur Verlustmessung und einem eintauchenden Kern als Verlust, welches gleichfalls innenseitig zwischen Zylinder und Kolben angeordnet ist, nicht abgeschert wird. Das Längenmeßsystem SL mißt den Kolbenhub und somit den Hub des Glockengehäuses, bzw. der am unteren Rand des Glockengehäuses angebrachten Bremsringe.

Somit drei nach dem Verlustmeßprinzip funktionierende Sensoren vorgesehen sind: 1. der auf einer Trägerplatine als gedruckte Kreisspule L1, L2 aufgebrachte Lufttrafo oder auch nur einfache Meßspule Lmeß, zur Messung der Verdrehung der Laufrolle EKW6 (über das Zahnrad mit Meßabstand Ma), weiters, 2. der am Haltebolzen befestigte Sensor S zur Abtastung der darüber liegenden, als Kreisbahn (über Laserpunktierung) für die Wirbelstrom Einkopplung hochohmig punktierten Winkelskala zur Feststellung der Verdrehung der selbst lenkenden Achse, und 3. das Längenmeßsystem SL zur Feststellung des Kolbenhubes und somit der Bremsglocke.

Das elektrisch gesteuerte Einlaßventil VT (z.B. ausgeführt nach 241a und 241b) steuert die zum Betätigen des Kolbens bzw. der Bremse benötigte Druckluft und sitzt beispielsweise direkt innenseitig im Arbeitsraum des Zylinders. In diesem Beispiel ist VT im Zentrum des als Haltebolzen bezeichneten Rohres eingesetzt, wobei die Druckluft durch den Haltebolzen gleitet ist und der Haltebolzen am Rahmenrohr eingesetzt, bzw. angeflanscht ist und das Rahmenrohr die Druckluftleitung bildet. Unmittelbar nach dem Ventil weist das Rohr des Haltebolzens einen Ring mit Löchern auf, damit die Druckluft seitlich in den Arbeitsraum des Zylinders einströmen kann. Der Kolben ist durch Anschlag so begrenzt, daß diese Löcher immer frei bleiben.

Die Kabelführung der Anschlüsse des Ventils VT und der Sensoren SL, S, und L1, L2 sind durch den Druckeinlaß im inneren als Haltebolzen bezeichneten Rohres geführt und z.B. über eine serielle Schnittstellen Elektronik ELS zusammengefaßt und durch das Rahmenrohr dann weiter geführt. Dabei kann neben dem Rahmenrohr noch ein weiteres Rohr geführt sein (aus Platzgründen nicht mehr dargestellt), durch das die ausgelassene Druckluft beim Entlüften der Bremsen abgleitet wird (über geschaltetes Auslaßventil V2 des Zylinders), um das Auslaßgeräusch zu dämmen. Die im Rahmenrohr gleichfalls untergebrachte Elektronik ELS ist dann beispielsweise noch vergossen und gegenüber dem Rohrdurchmesser ausreichend klein gehalten, damit noch die Druckluft vorbeiströmen kann. Weiters sind sämtliche Sensorspulen, bzw. Meßspulen der verwendeten Sensoren, einschließlich der auf der Spule des Einlaßventils (VT) weiterhin aufgebrachten Sensorspulen zur Messung des Durchlasses, über entsprechende Verstärker an die Elektronik ELS heran geführt. Nur die Abgleichkaskaden 1/RVL mit digitaler Ansteuerung und der negative Leitwert sind dann in unmittelbarer Nähe der Spulen angeordnet, wobei die Ansteuerschaltung als serielle Schnittstelle mit den Funktionen langes Wort = Setzen eines Anfangswertes, plus Impulse für Decrementieren und Incrementieren, vorgesehen ist, gesteuert vom zentralen Prozessor, dem alle Leitungen der Schnittstellen Elektronikmodule ELS zugeführt sind. einschließlich der verstärkten Analogsignale. Das Rahmenrohr dient dabei als Schirmung nach außen. Daß alle Teile als Rundteile zusammengesetzt werden können ist sehr vorteilhaft, da an beliebiger Stelle durch Rohrverbinder (Überwurfmutter, etc.) die Vorrichtung aus praktisch zerlegbaren Einzelteilen zusammengesetzt werden kann.

247a entspricht der bereits erläuterten 236, ergänzt um die bereits erläuterte Metall Leiste ML. Jedoch ist weiterhin dargestellt, wie der in Richtung scale (in 236) mit Laser kalibrierte Leitwertverlauf 1/RVL, der als Wirbelstromverlust in die Sensorspule eingekoppelt wird, so abgeglichen wird, daß in Fahrtrichtung FR der Leitwert unveränderlich bleibt. Bei diesem Abgleich wird zwischen Sensorspule und abzugleichender Fläche der Abgleich bei quer zur Fahrtrichtung zeilenweisem Vorschub vorgenommen (in Richtung scale, vgl. 236), wobei für jede neue Zeile in Richtung zur Fahrtrichtung der einer bestimmten Breite der Fahrbahn entsprechende Verlust ständig gemessen (durch den Sensor) wird und für jede Zeile (durch Abgleich) unveränderlich gehalten wird, so daß sich für eine bestimmte Breitenposition der gemessene Verlust in Fahrtrichtung FR nicht ändert.

Ausgehend von einer nach allen Seiten einigermaßen homogenen elektrisch leitenden Schicht als Widerstandsfläche, werden in Fahrtrichtung (FR) möglichst dicht nebeneinander Unterbrechungslinien graviert, oder geätzt, etc. Dabei kann die übliche Leiterplattentechnik angewendet werden, um z.B. durch mit Kupfer auf der Unterseite beschichtete Fliesen durch Ätzen die entsprechenden Bahnen herzustellen. Bzw. kann die Beschichtung auch durch (Hochspannung erzeugte) Emissionsverfahren im Vakuum, etc. erfolgen.

In Fahrtrichtung soll dabei die Breite der Bahnen und die Dicke möglichst unveränderlich sein. Die Abstände der Leiterbahnen und die Dicke variiert in Richtung X, bzw. Scale = 1/RVM (bzw. quer zur Fahrrichtung) derart, daß durch stetige Vergrößung des Abstandes der Leiterbahnen bei zusätzlich stetiger Verringerung der Breite (oder auch nur eines von beiden), der eingekoppelte Wirbelstromverlust über die Breite entsprechend stetig abnimmt, aber über die zu einer Breite gegebenen Position über die Länge in Fahrrichtung sich nicht verändert. Um diese Bahnen (z.B. mit einem Laser) besser abgleichen zu können, sind in engem Raster (entsprechend der Fahrrichtung) noch dünne Querstege (Q) vorgesehen, welche jeweils nebeneinander liegende Leiterbahnen RB1, RB2, RB3 ...u.s.w. (vgl. Detail RB1, RB2 in 247b) über die Abstände der Bahnen verbinden (überbrücken).

Durch diese Überbrückung wird über die Dichte der Querstege (Q) der dem in die Meßspule eingekoppelten Wirbelstromverlust entsprechende spezifische Leitwert der Abstände bestimmt, bzw. der über die gesamte Sensorfläche gemessene Leitwert entsprechend erhöht. Dabei ist anzumerken, daß in 247a die Bahnen nicht maßstäblich gezeichnet, sondern wesentlich dichter sind (aber sonst könnte man auf dieser Zeichnung nichts mehr sehen, vgl. dazu 247b). Die senkrechte Punktelinie in den Bahnen (247a) symbolisiert die Dichte, mit der die Bahnen wesentlich enger und schmäler aufgebracht sind.

Die Querstege (Q, 247b) werden dann vom Laser beim Abgleich durchgetrennt, um den Leitwert an der Stelle soweit zu verringern, bis sich der Sollwert einstellt. Beim Abgleich mit dem Laser kann ein Bodenbelag auf Rolle, oder es können auch Fliesen abgeglichen werden, oder auch bei einer entsprechend fahrbaren Vorrichtung (z.B. auf Schienen aufgebaute koordinatengemäß gesteuerte Längs- und Querschlitten, usw.) kann z.B. auch ein mit leitender Farbe bestrichener Fußboden abgeglichen werden. Z.B. auf Basis einer Kohlepaste oder auch Ruß, etc. Da Keramikfließen ausgezeichnet elektrisch isolieren, kann problemlos durch sie hindurch gemessen werden.

Wird z.B. Leitfarbe verwendet (Variante), ist es z.B. dann zweckmäßig, die Kodierung direkt auf dem Estrich aufzustreichen und mit dem Laser abzugleichen, einen Fußodenbelag als Schutzbelag aufzulegen und anschließend zu fließen. Da die Kodierung jedoch durch die weiterhin kodierten Referenzwerte unabhängig vom Abstand gemessen wird, kann jederzeit an den Linien sp bzw. ZW/2, dito an der Fugenlinie fge beliebig ausgebessert werden, auch wenn sich dadurch ein Höhenunterschied bei der Kodierung ergeben sollte.

Anmerkung: die in den Figuren, z.B 220 und 219 an der Oberfläche dargestellten Kodierungen (CDE) sind nur symbolisch zu verstehen, selbstverständlich kann diese Kodierung auch an der Unterseite eines Bodenbelages, oder von Bodenfließen angebracht sein.

An den mit ZW (Zwischenraum) bezeichneten Flächen, welche den Referenzwert einkoppeln, kann das gleiche Prinizip angewendet werden, nur wird dann über die gesamte Fläche (in allen Koordinatenrichtungen) mit möglichst hoher Punktauflösung, auf homogenen (gleichen) Wirbelstromverlust (Leitwert 1/RVM) abgeglichen.

Optionen für der Sensor: Weiters kann z.B. die Markierung auch mit einem Standart Sensor zur Verlustmessung abgetastet werden, der zwar einen negativen Leitwert –G, jedoch nicht die optimale Störsignalunterdrückung aufweist. In diesem Fall (vgl. 248 ist der Sensor als einfache Spule in einem Kunststoffrohr eingebaut, über das ein leicht verschiebbares (vgl. Gleitfläche) weiteres Rohr aufgesetzt ist, das durch sein Eigengewicht oder unterstützt durch eine Zugfeder (FZ zwischen a und b, wobei b...Befestigung des Sensors und a...Befestigung des Außenrohres) auf den Boden nach unten gedrückt wird und z.B. auf einer Filzauflage (aufgeklebt an Kunststoffscheibe) am Boden schleift. Soll die Schirmung weiter verbessert werden, dann ist über dieses äußere Metallrohr an der Außenseite noch eine Ferrithülse darüber aufgesetzt (Option), um für Felder von außen einen magnetischen Kurzschluß zu bilden. Das Außenrohr bildet für die Meßspule LMeß einen weiteren Verlust, dessen TK z.B. durch einen Kohlekern im Zentrum der Meßspule kompensiert werden kann, wobei dieser zusätzliche Gesamtverlust wieder durch den negativen Leitwert –G kompensiert wird.

Weiters wird für die Anwendung der bevorzugten Steuerungsmaßnahmen an einem Warenwagen um eigenständigen, allgemeinsten Schutz (in eigener Anwendung) angesucht, z.B. auch wenn ein alternatives physikalisches Meßprinzip zur Anwendung käme, wie ein optisches Prinzip mit optischen Markierungen, usw.

Weitere Ergänzungsoptionen für die Markierungsabtastung:

Es kann gegebenenfalls auch sinnvoll sein, die beschriebene Abtastung der Markierung mit einem System nach einem anderen physikalischen Prinizip zu kombinieren. Z.B. mit einer Infrarot Verschiebungserkennung, wie dies bei einer Computermaus z.B. zur Anwendung kommt. Dann kann die durch die Verlustmessung vorgenommene Erkennung in wesentlich gröberem Raster ausfallen, wobei dann durch dieses gröbere Raster die nur relative Verschiebungen erkennende Infrarot Abtastung jeweils kalibriert ist (um Bezugspunkte für die relative Messung zu erkennen).

Weitere Anwendungen für die Markierungsabtastung sind:

Neben Gabelstaplern, etc. läßt sich ein derartiges Positionserfassungs – und Kontrollsystem z.B. auch verwenden, um in großen Parks, auf Messegeländen, auf breiten Gehsteigen, etc. automatische Elektrotaxi Fahrzeuge zu betreiben. Diese Taxis sind seitlich offen gut zugänglich und weisen an jedem Sitzplatz zwei Knöpfe auf einen Go (Start) und einen Stopp Knopf. Weiters wird der absolut Störsignal unempfindliche Abstandssensor dazu verwendet, um im Falle einer Annäherung einer Person eine Notbremsung auszulösen, oder auch wenn eine höhere Annäherungsgeschwindigkeit festgestellt wird (Fahrrad, etc.) ein Warnsignal abzugeben, usw.

Das Taxi ist beispielsweise wie eine Garten Modelleisenbahn ausgeführt, mit der Breite für jeweils einen Sitzplatz hintereinander gereihter Sitzplätze, wobei ein Wagon z.B. der Batteriewagen ist, der als selbstfahrender Wagen auch automatisch an eine Ladestation (durch Trafo Induktiv gekoppelt geladen) gefahren werden kann, dito ersetzt werden kann, usw.

Eine weitere Anwendung sind die in Kaufläden eingesetzten Bürsten Reinigungsfahrzeuge, welche derzeit noch von Hand geschoben werden. Diese können gleichfalls durch die Näherungsdetektoren automatisch anhalten und durch seitlich angeordnete Spulen (gegebenenfalls ergänzt durch optische Systeme) auch Personen, die sich von der Seite nähern automatisch erkennen, usw.,

Für die bevorzugte Internet E-buy Anwendung sollen in einer Übersicht kurz die Organisationsvorteile und weitere erfinderischen Merkmale erläutert werden:

  • a) der Kunde stellt sich auf der WEB-Seite des Ladens die Einkaufsliste zusammen und verwendet den Warenwagen als Lotsenwagen, der in zu den gewünschten Waren bringt,
  • b) der Kunde stellt sich auf der WEB-Seite des Ladens die Einkaufsliste zusammen und das Personal verwendet den Warenwagen als Lotsenwagen, um die gewünschten Waren für den K zusammenzustellen. Dabei wird ein an das OBU aufsteckbarer Scanner verwendet, um die mit dem Wagen eingesammelten Waren auch gleich zu registrieren,
  • c) das Personal verwendet die Wagen, um die Regale schnell mit Waren zu bestücken, wobei der Leitrechner die Wagen zu den einzelnen Ablageplätzen lenkt,
und als weitere Option, die clevere Verbindung von:

Vom einfachen Regalmanagement zur gemeinsamen Nutzung der Logistik unterschiedlicher Unternehmen und deren Vernetzung unterschiedlicher Unternehmen im E-Business
  • d) der Kunde kann über den Einkaufsladen auch Fremdprodukte beziehen, die er über das Internet über eine Fremdfirma bestellt hat. Dabei wirkt der Supermarkt nur als Warenausgabe und Inkassostelle, bzw. Vertrauensstelle.

Und das geht so:

Problem: Mißbrauch und Betrug der Anbieter hat das Vertrauen der Kunden im E-Buy Segment zerstört. Es ist daher schlau, wenn die Kunden einer Supermarktkette möglichst viele Waren von weltweiten Anbietern beziehen können. Dafür soll die ohnehin bestehende Logistik der Marktkette benutzt werden, um den über die WEB-Seite vom Kunden bestellten Artikel auszuliefern und abzurechnen. Dabei ist dem Supermarkt eine Schauhalle angegliedert, wo die Muster der Waren begutachtet werden können, egal ob High-Tech Produkte, Textilien, Gartenmöbel, usw.

Der Kunde hat auf der WEB-Seite sein eigenes Merkformular, wo er zunächst alle Produkte, die ihn zur Begutachtung interessieren, anklickt. Im Supermarkt wird er in der Schauhalle, dann durch den Warenwagen zu diesen Produkten geleitet. Es ist evident, daß es auch Sinn macht auf Messen dieses Prinizip anzuwenden, indem der Kunde dann einen kleinen Wagen zum Transport der Prospekte benutzten kann, um nach dem gleichen Prinizip zu vorher ausgewählten Ständen oder zu bestimmte Sachthemen betreffenden Ständen geführt zu werden, usw.

Anschließend kann zu Hause oder im Laden diese Produkte über die WEB-Seite bestellen, und erhält eine SMS, wann das Produkt da ist, wobei diese Produkte bereits bei der Bestellung im Laden angezahlt werden. Der Versand erfolgt vom Hersteller unter Benutzung der Logistik der Ladenkette, wobei am Paket ein entsprechender BAR Code, bestehend aus Adresse des Zielladens, Produktnummer und Adresse der dem Paket zugehörigen Daten im Leitrechner, sowie gegebenenfalls weitere besondere Daten, z.B. die Paketgröße nach einer Klassifizierung. in entsprechend großer Darstellung kodiert ist.

Unter der Adresse der dem Paket zugehörigen Daten im Leitrechner ist unter anderem auch die Kundennummer gespeichert. Die Kundennummer am Paket zu kodieren macht dabei wenig Sinn; denn wenn z.B. mehrere gleiche Produkte an die Kunden abgegeben werden, diese dann übereinander gestapelt werden können, und der Kunde immer das oberste Paket, das er z.B. durch einen über Scanner abgelenkten Lichtzeiger (Laser, etc.), der an seinem Einkaufswagen am OBU mit montiert ist angezeigt bekommt. Und dann das angeigte Paket aus dem Regal nehmen kann.

Die Ladenkette tritt nur als Spediteur auf, der die Lieferung der Ware, die Abrechnung und gegebenenfalls, falls erforderlich die Verzollung übernimmt. Da sämtliche Vorgänge des Warentransfers genauestens über vernetzte Computerprogramme überwacht werden, kann eine Verzollung auch in Form eines offenen Zoll Lagers erfolgen. Der große Vorteil liegt in der Logistik, da die eigentliche Zustellung vom Lieferanten gebündelt an das ohnehin mit eigenem Warentransfer von der Supermarktkette betreute Auslieferungslager (zu dem der betreffende Supermarkt gehört) erfolgt. Auf diese Weise ist daher erstmals ein brauchbares Direktmarketing zwischen Hersteller und Verbraucher weltweit global ermöglicht. Daß die Auslieferung der Waren im Supermarkt stattfindet bewirkt weiterhin auch für die Standartwaren des Supermarktes hohen Umsatz.

Auch Privatverkäufe können so hervorragend unter Benutzung des Internet abgewickelt werden, um Kunden an den Laden zu ziehen.

250 veranschaulicht ein Beispiel zur technischen Umsetzung eines Verfahrens, bei dem die Ablage der Waren nicht an feste Lagerplätze der Regale gebunden ist: Auf das OBU des Wagens ist ein Laserscanner aufgesteckt, der seitlich in beiden Koordinantenrichtungen (flächenmäßig) den Laserstrahl positionieren und damit einerseits eine Anzeige (z.B. einen Pfeil projizieren) und andererseits durch Reflexionsmessung einen Strichkode abtasten kann.

Die Waren können im Prinizip an beliebigen Lagerplätze gelagert werden, wobei jedoch zweckmäßigerweise für unterschiedliche Paketgrößen, die z.B. am Barkode mit kodiert sind, unterschiedlich große Regalfächer verwendet sind, um Platz zu sparen.

Regale mit den Waren beschicken:

Dabei genügt es wenn beim Aufladen der Pakete durch das Personal auf die Wägen (oder auch Hubstapler, etc.) der BAR Code des Paketes gescannt wird, um die Zuordnung der Pakete zu den Wagen in den Leitrechner einzugeben. Der Rechner prüft dabei gleich, ob das Paket auch an den richtigen Laden bzw. Paketumschlagplatz geliefert wurde. Weiters ist im BAR Code des Paketes noch die Klassifizierung, welche Lagergröße erforderlich ist, enthalten. Damit z.B. in Bezug auf die beanspruchte Höhe der Regalfächer, diese Höhe jeweils möglichst gut ausgenutzt wird. Dabei kann (optional) um die Fahrwege abzukürzen auch gleich eine Vorsortierung vorgenommen werden: Z.B. sind 5 verschiedene Höhen der Regalfächer vorgesehen, in welchen die Waren jeweils ausschließlich nebeneinander gelagert sind, wenn es sich um nicht austauschbare, bestimmten Adressaten zugehörige Pakete handelt. Bzw. wenn es sich um austauschbare (gleiche) Pakete (gleicher Artikel) handelt, diese Pakete auch übereinander gestapelt werden können.

Die Zugehörigkeit zu dieser Klassifizierung (nach Regelhöhe) ist zweckmäßigerweise in der BAR Code Kennzeichnung des Paketes enthalten. So können z.B. 5 Warenwagen nebeneinander gestellt werden (mit Schildern versehen von 1 bis 5) und mit Computerstimme wird angesagt, in welchen Wagen das aktuell gescannte Paket jeweils zu legen ist, und durch eine am oberen Rand des Wagenkorbes vorgesehen Verlustmeßspule wird festgestellt (bzw. geprüft), ob zu der betreffenden Ansage das Paket auch in den richtigen Korb gelegt worden ist. Durch das Scannen wird zugleich eine Lieferbestätigung im zentralen Leitrechner erstellt, der dem im BAR Code gleichfalls enthaltenen Lieferanten quittiert wird, und z.B. dem Überbringer als SMS (E-Mail) angezeigt wird, daß der (Firmen) Rechner des Überbringers die betreffenden Quittungen erhalten hat, bzw. gegebenenfalls die Angabe, daß die Quittung zu einem Paket fehlt, usw.

Die Wagen führen den Benutzer unter Verwendung des bevorzugten Leitsystems zu freien Regalfächern mit der entsprechenden Regalhöhe. Dabei ist es zweckmäßig wenn die Regalböden mit einer Maßstabsmarkierung versehen werden, deren Rasterteilung einen Bezug zu einer Rasterung der am Boden abgetasteten Markierungsposition, gegebenenfalls unter weiterer Berücksichtigung des von den Rollen des Wagens zurückgelegten Fahrweges, usw., hat. Dabei kann der Laserzeiger des Wagens genau auf jene Ziffer zeigen, die z.B. an der linken Paketkante, etc. sein soll, wenn das Paket in das Regal gelegt wird.

Durch dieses Verfahren kann jedermann, auch Kunden, ein Paket über die Logistik der Ladenkette an einen Laden in einen anderen Ort oder auch nur in ein anderes Stadtteil zu einem Interessenten verschicken, der sich über eine WEB-Seite für ein Produkt interessiert und dabei die in Selbstbedienung dieses Paket zu einem Regalplatz des Ladens mit dem Wagen fahren, der durch den Wagen und dem Lichtzeiger des OBU angezeigt wird, und auch kontrolliert wird. Dabei hat der Kunde an der Kasse einen BAR Kode Aufkleber erhalten, seitlich an das Paket geklebt wird. Dieser BAR Kode wird auch nochmals durch einen Laserscanner oder Reflexionsmesser, etc. gelesen, nachdem das Paket in das Regal gelegt wurde.

Weiters können automatische fahrende Wagen ständig neben dem Regal fahren und die Pakete abscannen, um eine ständige Kontrolle über den Bestand zu haben. Wird z.B. festgestellt, daß ein Paket fehlt und nicht von der autorisierten Person (identifiziert durch die Chipkarte, z.B. an der Kasse erstellt, nach Vorlage eines Ausweises, etc.) entnommen wurde (d.h. im Zentralrechner ist die Entnahme des Pakets durch diese Person nicht registriert), dann wird an den Kasse ein Alarm ausgegeben, um durch erhöhte Aufmerksamkeit einen Diebstahl zu verhindern. Bzw. sind die Pakete zusätzlich durch einen üblichen HF-Meldestreifen (Frequenzverdoppler über Diode, etc.) geschützt. Oder im Paket ist ein Chip enthalten, der die gleiche Kodierung liefert, wie das gescannte Etikett, usw. In diesem Fall wird beim optischen Scannen, mit einem Handscanner der Chip zugleich mit ausgelesen, um die Echtheit des gelesenen Etikettes zu überprüfen, usw.

Auch wenn Pakete durch die Kunden verschoben oder in ein anderes Regalfach gelegt werden, wird durch die ständig scannenden Wagen kontrolliert und aktualisiert.

Waren aus den Regalen entnehmen:

Bei der Kontrolle des Ausweises (z.B. an der Kasse), wird unter Benutzung der Chipkarte des Kunden als ID Nummer, dem Leitrechner die Berechtigung für die Entnahme eines bestimmten Paketes übermittelt, wenn das Paket an einen bestimmten Adressaten adressiert ist. Dabei kann es sich auch um eine Berechtigung handeln, ein Paket aus einem Stapel (gleicher Pakete, bzw. Produkte) entnehmen zu dürfen, usw.

Der Kunde wird wieder durch den Warenwagen zu dem betreffenden Regal, bzw Ablageplatzplatz des Paketes geführt, wo ihm mit dem Lichtzeiger des OBU das Paket angezeigt wird und auch die Entnahme überwacht wird (ob das richtige Paket entnommen wird und in den richtigen Warenwagen (kontrolliert durch die am Korbrand angeordnete Spule) eingelegt wurde.

Das gleiche Verfahren kann natürlich für jedes beliebige Lager, ob in der Industrie, in der KFZ-Technik usw. angewendet werden, um den Durchsatz zu erhöhen.

Weitere Details:

Der Wagen hält zu einem aufgefundenen Ablageplatz so, daß sein seitlicher Abstand X (250) zum Regal (die Zugangsseite betreffend) möglichst genau ist, wobei am besten von der bereits beschriebenen, in Fahrtrichtung verlaufenden Kalibrierungsmarkierung fge zusätzlich zur Kodierung über den nach einer Skala (Scale) seitlich verlaufenden Verlustwert 1/RVM Gebrauch gemacht wird, um den Wagen Millimeter genau seitlich zu positionieren. Oder als ergänzende Option könnte auch eine seitliche Abstandsmessung zu einer am Regal angebrachten Metalleiste knapp über den Boden weiterhin erfolgen, usw., wie sie z.B. auch neben der parkenden Wagenreihe angebracht werden kann, wenn die Ankupplung des durch die Wagenreihe durchgeschleiften Ladekabels automatisch erfolgt und somit eine hohe Präzision (im Bruchteil eines Millimeters von Vorteil ist), vgl. auch Blechschild für die Positionierung passend zum Verriegelungskacken einer Box, usw.

Hinweis: Die zur Abstandsmessung verwendete Metalleiste, bzw. das Blechschild, kann auch an der Oberfläche mit Kohlepaste bedruckt werden, deren Wirbelstromverlust durch Laserpunktierung, etc., auf einen über die Fläche homogenen Wert abgeglichen wird. Die Kompensation des Temperaturganges erfolgt so, daß die Erregerfrequenz (Meßfrequenz der Meßspule) des Sensors auf einen Wert eingestellt wird, bei dem in Bezug auf die gemessene Eindringtiefe, sich der negative TK der Kohlepaste und der positive TK der Metalleiste kompensieren. Damit dies immer genau der Fall ist, kann in einer weiteren Option die Meßfrequenz des Sensors, abhängig vom jeweiligen Meßwert nach einer Eichtabelle eingestellt werden. Dieses Verfahren ist für sämtliche Abstandsmessungen an einem betreffendem elektrisch leitenden Meßteil und auch Kodierungsmessungen, anwendbar.

Wird der Wagen zusätzlich von Hand geschoben, dann bremst dieser vorher, zum Zeichen, daß der Benutzer den Wagen losläßt, damit er genau automatisch auf die vorgegebene Position fahren kann. Auch in freier Fahrt kann der Wagen hoch genau präzise positioniert werden, weil wie bereits ausführlich erläutert, mit einer seriellen Adressenkodierung variabler Wortlänge gearbeitet wird, bei der nicht nur die Fahrtrichtung und somit die Leserichtung, sondern auch Anfang und Ende einer somit in richtiger Reihenfolge gelesenen Bitfolge beliebiger Länge gelesen werden kann. Dabei kann durch vorher gelesene Adressenkodierung auch festgelegt werden, wie die Adresse zu bewerten ist, z.B. absolut oder nur als incrementaler oder (je nach dekodierter Fahrtrichtung auch decrementaler) Schritt eines zuvor über eine weitere Längenkodierung gelesenen Offsetwertes, usw.

Nachdem der Wagen eine genaue, dem Rechner bekannte Position eingenommen hat, beginnt der Scanner mit einer Orientierungsabtastung, wenn bereits Pakete in dem Regal abgelegt sind.

Neben der Möglichkeit eine Standart gemäße BAR Code Kodierung nach dem Streifenmuster zu verwenden, wird in Weiterbildung als weiter entwickeltes BAR Code Muster die BAR Code Kodierung in Form konzentrischer Kreise (vgl. 249) vor genommen. Wobei, anstelle daß die Kodierung des BAR-Code z.B als Streifenmuster längs einer Zeile von rechts nach links oder von links nach rechts verläuft, verläuft sie von außen nach innen oder von innen nach außen über konzentrischer Kreise (ähnlich dem Aussehen einer Zielscheibe), welche die Streifen des Kodes mit entsprechenden Zwischenräumen bilden; mit den entsprechenden Streifendicken (hier Linienstärke der Kreise) und Abständen, wie sie sonst bei einem BARC-Code üblicherweise verwendet sind. Nur daß die Leserichtung anstelle von links nach rechts, oder umgekehrt, von außen nach innen, oder umgekehrt (durch das Zentrum hindurchgehend) erfolgt.

Vorteil: Während der Scanner eine Orientierungsabtastung vornimmt, kann mit einigen Stichproben in einem groben Raster, schnell eine Übersicht über die gelagerten Pakete mit eingescannt werden. Weiter können auch Pakete gescannt werden, deren Kodierung um 90° versetzt ist, oder schräg, weil Pakete schräg runter gerutscht sind, usw. Ansonsten müßte das gescannte Schild erst durch eine Bildverarbeitung ausgerichtet werden.

Als Lageradresse dient z.B. gleich das Zentrum der BAR Code Scheibe, wobei der Wagen dann in Längsrichtung (Fahrrichtung FR) jene Position einnimmt, die der Mittellage des Scanners entspricht oder zumindest auf diese Bezugslage eine rechnerische Korrektur erfolgt.

Zur Ablenkung der Spiegel sind in diesem Falle zwei kleine Elektromotoren ausreichend, anstelle teurer Galvos. Oder es wird in einer Koordinatenrichtung der Laser mit einem Polygon abgelenkt, usw.

Als Winkelerfassung wird das bevorzugte Verlustmeßsystem verwendet, das auf der Motorenachse eine Motors jeweils eine mit einem entsprechenden Punktmuster durch Laser kodierte Leiterbahn verdreht, welches mit einem ruhenden System abgetastet wird.

In Beispiel nach 249 wird der BAR Code z.B. von außen nach innen gelesen, indem der Laserstrahl einfach in senkrechter Richtung abgelenkt wird und dabei in Fahrtrichtung die Position (Yfr). In einem nächsten Schritt bei grober Versetzung der Position Yfr in Fahrtrichtung, wird dieser Vorgang wiederholt, um die Außenbegrenzung am äußersten Kreisumfang fest zu stellen. Dabei wird unter Versetzung der Position (Yfr) in Fahrtrichtung der Übergang zum maximal gemessenen Durchmesser (an Punkten P3 und P4) fest gestellt, wobei bei einer Verringerung, z.B. Punkte P1 und P2 dann einfach die Richtung zur incrementalen Fortschaltung der Position Yfr in Fahrtrichtung geändert wird, um den Übergang zu P3/P4 zu erhalten, d.h., so daß der jeweils als Kreisabschnitt geschnittene Durchmesser immer größer wird, bis er wieder kleiner wird, daß ist dann genau die Zone die ausreichend innerhalb dem kleinsten Kreisdurchmesser des inneren Kreises di liegt, und die dann durch die Senkrechtbewegung des Lesers gelesen werden kann. Dabei muß der Laser (bzw. gegebenenfalls Wagen) keinesfalls so genau positioniert sein, daß der Scanner in seiner Mittelstellung (waagrecht) genau im Lot des maximalen Schnittdurchmessers (hier Linie P3/P4) entsprechend dem zunächst groß gehaltenen Suchraster von Yfr (in Fahrtrichtung) auftrifft. Aus den beiden seitlich (rechts und links) von P3/P4 vorgenommenen Messungen des Schnittdurchmessers wird einfach der Mittelpunkt des Kreises berechnet, von dem aus die Ablenkung in Prinizip in beliebiger Richtung vorgenommen werden kann, um den Kode zu lesen. In 249 entspricht diese Richtung der Schattierung des Winkels &bgr;, innerhalb dem der Kode auch bei ständig variierender Ablenkung noch einwandfrei gelesen werden kann, weil die Linienbreite und die Abstände zueinander im proportionalen Verhältnis gemessen werden, wie dies bei der BAR Code Kodierung üblich ist. Die Berechnungen erfolgen dann beispielsweise ON- Line mit einem im OBO angeordneten DSP, welcher auch die Bodenmarkierungen auswertet und die motorischen Steuerfunktionen vornimmt.

Der Wagen bleibt weiterhin jeweils solange durch elektrisches Steuersignal gebremst, bzw. blockiert (über die beschriebene Druckluftbremse), bis der Benutzer das Paket ordnungsgemäß auf dem Regal positioniert hat und dies vom Scanner auch registriert worden ist, bzw. vom mit dem OBU kommunizierenden Leitrechner.

Will der Benutzer oder Kunde beispielsweise ein falsches (anderes) Paket entnehmen, dann erhält er über Lautsprecher die Anweisung, es ist das falsche Paket, mit der Aufforderung das Paket wieder zurück zu legen, was vom Scanner auch überwacht wird.

Besonderheiten: Der Wagen fährt in unmittelbarer Nähe der Position des Paketes, z.B. so daß der Laser das Etikett durch Reflexionsmessung noch schräg abtasten kann (bzw. die Stelle, wo ein Paket gegebenenfalls abzustellen ist, anzeigen kann) und der Kunde unmittelbar vor dem Regal stehend das Paket entnehmen, oder gegebenenfalls abstellen kann. Entfernt sich der Kunde von dem Wagen, dann wird dies durch den Personen Näherungsdetektor (Verlustmessung und/oder optische Reflexionsmessung, etc.) festgestellt und über Lautsprechermeldung des OBU der Kunde aufgefordert, das angezeigte Paket sofort zu entnehmen, bzw. das betreffende Paket sofort an die angezeigte Stelle abzustellen. Im letzteren Fall wird noch geprüft, ob der Kunde sein Paket auch mit dem Etikett zur Frontseite des Regals abgelegt hat und gegebenenfalls aufgefordert dies zu tun. Bzw. kann durch Kantenabtastung des Paketes festgestellt werden, ob ein Paket ohne sichtbares Etikett auf dem Regal liegt, usw.

Der Scanner liest die Markierung, und zeigt dann dem Benutzer z.B. durch einen abgelenkten Pfeil, etc., wo sich sein Paket befindet, und überwacht dessen Entnahme. Die am Wagen über den Umfang der Korböffnung gewickelte Spule, detektiert dann, ob der Kunde auch tatsächlich das vom Scanner gelesene Paket, welches gerade aus dem Regal entfernt wurde, auch in den Wagen gelegt hat. Dabei ist es zweckmäßig, das über diese Spule zugleich der im Paket enthaltene Chip, welcher die Kodierung liefert, gelesen wird. Somit diese Spule einerseits als Sende-Empfangsspule für den Chip, andererseits als Verlustmeßspule zur Messung eines Verlustes verwendet wird. Enthält das Paket z.B. kein elektrisch leitendes Material, dann kann durch Aufkleben eines Alustreifens dieser Verlust erzeugt werden. Die Verlustmessung stellt dabei nur fest, ob der gemessene Verlust sich vergrößert (Paket wird in den Wagen hinein gelegt), oder sich verringert (Paket wird aus dem Wagen heraus genommen). Zusätzlich könnten auch eine Geräuschabtastung vorgesehen sein, um festzustellen, ob ein Paket in den Wagen gelegt wird. Eine weitere Alternative ist, auch am Boden des Wagens eine Empfangs-Sendespule vorzusehen und so über eine Differenzmessung zur an der Öffnung des Warenkorbes vorgesehenen Spule festzustellen, ob mit dem Chip versehene Waren in den Korb eingelegt oder herausgenommen werden, usw.

Solange der Kunde den Aufforderungen und Anweisungen, die durch den Lautsprecher des OBU an ihn gegeben werden nicht nachkommt, werden die Bremsen des Warenwagens blockiert.

Weiters ist vorgesehen, auch an die Sende-Empfangsspule einen negativen Leitwert –G mit anzuschalten, der den Abschlußwiderstand auf einen konstanten Summenverlust hält (z.B. auch etwas größer als, Null), um die ungewollte Verlusteinkopplung in die Sende-Empfangsspule, die durch das Eisengitter des Wagenkorbes entstünde, zu unterbinden. Dabei ist es sinnvoll auch für die Übertragung durch den Chip das Verfahren einer Verlustmessung anzuwenden, z.B. indem durch den Chip eine Spulenwicklung mit einem Serienresonanzkreis (Saugkreis) nach einem bestimmten Kode geschaltet wird.

Die in den Korb des Warenwagens gelegten Waren werden zunächst vom Leitrechner vor registriert und dann an der Kasse verglichen, ob alle Waren an der Kasse erfaßt sind. Ist dies nicht der Fall, blockieren solange die Räder des Warenwagens, bis der Kunde alle Waren vorgelegt hat. Bzw. kann nach Klärung der Wagen auch durch das Personal (über ein Intranet Terminal des Leitrechners) wieder entriegelt werden, usw.

Eine Alternative zum Laserscanner ist eine mit einer entsprechenden billigen Optik versehene digitale Pocket Kamera mit Videomodus, die auf einem motorisch positionierbaren Kugelgelenk gelagert ist, wobei die Kamera die Bildkoordinaten der BAR-Code Markierung, z.B. das Zentrum des konzentrischen Kreisbündels, erfaßt und zusammen mit den ermittelten Koordinaten des Warenwagens, dito des Einstellwinkels des Kugelgelenks, als Ablageadresse der Ware speichert.

Wie auch bei der Variante unter Verwendung eines Laserscanners, wird zur Positionsadresse des Wagens ein Bereich eines Winkels des Scanners, bzw. der bewegten Optik, oder auch nur Bildkoordinaten (je nach Auflösung der Kamera, etc.) gespeichert, da die Waren auf dem Regal auch nach hinten verschoben werden können, bzw. werden dann einfach alle im Näherungsbereich gelagerten Waren gescannt. Bzw. werden diese Werte durch automatisches Scannen automatisch fahrender Kontrollwagen ständig aktualisiert.

Die Kamera kann z.B. auch für den beschriebenen Warenscanner benutzt werden, mit dem das Personal die Einkäufe der Kunden erledigt, wobei dann das Videobild an den Leitrechner übertragen wird, dessen Programm die Bildverarbeitung übernimmt.

In 250 ist auch die bereits zu 216a, 216b, und 237 vorgeschlagene Einteilung der Berührungserkennung für die Griffstange des dargestellten Warenwagens DRIVE/GUIDE/DRIVE ersichtlich.

224 veranschaulicht die Option, bei der der Griff des Warenwagens als auf ein Rohr (z.B. aus Kunststoff) BZR aufgeschobene Kunststoffhülse H ausgebildet ist, die auf dem Rohr seitlich verschiebbar ist und kann mit der Variante nach 216a auch kombiniert werden, d.h. auf der Hülse können auch die 216a entsprechenden Spulen aufgesetzt sein. Zentriert wird die Kunststoffhülse H durch zu beiden Seiten vorgesehene Zentrierfedern FD (Druckfedern für Richtung x). Wobei die Hülse H gegen diese Druckfedern in beide Richtungen verschoben werden kann (Schiebeweg sx). Der Schiebeweg sx wird dann durch Außenseitig an der Abstützung des Rohres BZW (vgl. jeweils Teil SNY) gehalten Spulen LSx, die auf das Rohr BZW aufgeschoben sind als Verlust (Näherungsmessung) gemessen. Als Verlust sind Metallscheiben SB verwendet, die Stirnseitig an der Kunststoffhülse H anliegen. Somit eine der seitlichen Verschiebung der Kunststoffhülse H entsprechende Lenkinformation an die Steuerung abgegeben werden kann. Soll keine Lenkinformation gegeben werden, d.h. der Wagen soll ausschließlich durch den Zentralrechner gelenkt werden, dann wird die Griffstange z.B. in der Mitte angefaßt, wodurch sich die Hülse nicht seitlich verschiebt. (Für Option vgl. zu 237).

In Weiterbildung erfolgt die außenseitige Abstützung des Rohres BZW an gegen die Haltestäbe WEG-100 des Griffes in Richtung zum Warenkorb hin durch eine gegen den Haltestab verschiebbare Schiene SNY, welche gleichfalls durch eine Feder (hier kombinierte Zug- und Druckfeder FDZ zwischen zwei Anschlägen (um die Feder nicht zu überspannen) stabilisiert wird. Einer dieser Anschläge (as) in Schieberichtung ist aus Kunststoff und sichtbar, der für die andere Richtung ist nicht mehr sichtbar und begrenzt die Verschiebung der Haltestange, bzw. der Schiene SNY wenn gebremst werden soll. Der Verschiebeweg sy der Schiene SNY wird gleichfalls durch eine Verlustmeßsensor LSy als Abstandsmessung (von) eines an der Schiene abgewinkelten Metallteiles gemessen. Die Schiene SNY ist in Gleitkunststoff Führungen gelagert, oder als Kugel geführte Schiene ausgeführt, etc. Der durch den Sensor LSy abgetastete Verschiebeweg wird dann dazu verwendet, um einen einzuleitenden Bremsvorgang zu erkennen, wenn der Wagen an der Stange zurückgehalten wird, oder um eine Beschleunigung zu erkennen, wenn der Wagen angeschoben wird. D.h. bei dieser Variante wird der Wagen beim Schieben an der Stange gehalten und der Antrieb (falls vorhanden) unterstützt die Fahrbewegung, bzw. die jeweils aktuelle Fahrgeschwindigkeit wird durch die von dem Sensor LSy gelieferten Steuersignale verändert, als Alternative oder Ergänzung zum Sensor der die Gehbewegung der den Wagen schiebenden Person abtastet. Die Verwendung des Meßergebnisses (von LSx) für die seitliche Verschiebung der Haltehülse H des Haltegriffs, wurde bereits eingangs erläutert.

Je nachdem welche Varianten realisiert werden sollen, wird die Version nach 216, gegebenenfalls auch mit nur einer Spule (zur Feststellung, ob der Wagen losgelassen wurde), oder auch nach 224 bzw. auch nach 237 (oder beides zusammen) ausgeführt. Dabei sind die beiden Grundversionen unterschieden: der Wagen soll durch Anschieben fortbewegt werden, während er automatisch gelenkt wird, und/oder der Wagen soll automatisch gelenkt vor dem Benutzer autark angetrieben voraus fahren und in Bezug auf seine Geschwindigkeit der Gehbewegung des Benutzers folgen.

213 betrifft die bereits erläuterte Variante, bei der die zu 221 beschriebene Rastfeder (Ringfeder 31) durch Elektromagnet EMAG aus der Raststellung gebracht werden kann, unter Verwendung eines Dauermagneten DAUMAG an der Feder, nur durch Impulse (bipolar) geschaltet (anziehend, bzw. wie Lösen durch Gegenfeld).

255 betrifft die bereits erläuterte Variante, bei der die Ladebuchse BU um einen Elektromagneten Emg, auf den auch zugleich die Sensorspule Sv gewickelt ist, erweitert ist, um den Steckerverbinder SK1 über die angeflanschte Magnetscheibe DMR wahlweise anziehen oder abstoßen (bzw. Ausstoßen) zu können. Soll neben dem automatischen Auswurf auch noch ein manueller Auswurf ermöglicht sein, dann ist an der Frontseite der Buchse eine Taste vorgesehen, durch deren Betätigen ein Initialisierungssignal für das Auswerfen (Sperren betreffender Ventile, vgl. auch zu 246) ausgelöst wird.

256 betrifft die bereits erläuterte Variante, bei der für die Steckverbinder Buchse BU zum Anschluß an die Zapfsäulen, bzw. an den Druckluftspeicher, unmittelbar vor dem Auskuppeln eine Druckreduzierung (USP) vorgenommen ist. Die beschriebene Druckreduzierung ist jeweils nur für den Kuppelvorgang vorgenommen, nicht ständig, damit die Druckluftbehälter der Wagen schnell geladen werden. Weiters ist die Druckreduzierung nur in einem jeweils möglichst kurzen Leitungsteil (in 256 punktiert dargestellt) vorgenommen, wobei gegebenenfalls bei örtlich weit verteilten Zapfsäulen für jede Zapfsäule eine eigene Ventilkombination VS und VAE mit Unterdruckbehälter und Kompressor ZKP möglichst Nahe an die Zapfsäule angeordnet ist, um für möglichst wenig Druckluft den Unterdruck erzeugen zu müssen. Der Kompressor ZKP erzeugt im Behälter USP ständig einen Unterdruck, so daß sich bei gesperrtem Ventil VS und geöffnetem Ventil VAE der gewünschte Unterdruck (gemessen mit pu Drucksensor) einstellt, um die Stecker in den Buchsen elektronisch entriegeln zu können (Sobu). Dabei unterstützt der noch verbleibende Druck pu das automatische Ausstoßen des Steckers, wobei gegebenenfalls noch unmittelbar vor der Buchse weitere Ventile vorgesehen sind (V+), welche nach Detektierung (Sv, 255) dieses Vorganges sofort schließen (zusammen mit VAE) und erst wieder öffnen, bis die Sensorik erneut die Verriegelung der in die Buchsen wieder eingefahrenen Stecker meldet. Mit dem Schließen von V+ und VAE wird das Hauptventil VS wieder geöffnet, damit der Ladevorgang der durchgeschleiften Wagenkette sich mit dem maximalen Druck des Druckspeichers DLFT fortsetzt.

257 ist ein Ausschnitt aus 217 und zeigt eine Wagenkette mit 2 Wagen (aus Platzgründen nur Wagen X als vorderster Wagen und Wagen X-1 als nachfolgender Wagen) und dem als Abschluß verwendeten Ladewagen, damit die als Kettenverbinder verwendeten elastischen Druckrohre SL jeweils in die Buchsen BU der jeweils vordersten Wagen eingefahren werden können. Da die Rohre SL sich durchbiegen können, können die etwas mit Überlänge dimensionierten Rohre SL auch Längendifferenzen ausgleichen, bzw. sich (vorübergehend) durchbiegen, wenn die (nicht dargestellten) an der Frontseite der Wagen jeweils vorgesehenen Gummipuffer (aus Weichgummi) an die Innenwand der Frontseite des vorderen Wagens jeweils anstoßen. Nach dem Auskuppeln werden die eingeschobenen Wagen durch die Federwirkung der Rohre wieder geringfügig zurückgeschoben. Eine Option ist, die Rohre vom Ansatz her federnd zu lagern, bzw. wie erwähnt über die interne Schlauchverbindung beweglich zu machen und durch einen Servo während der Benutzung, z.B. als dekorative Fahnenstange, senkrecht nach oben zu stellen. Weiters ist noch das T-Stück zum Durchschleifen der Druckleitung p1 mit dargestellt, p...entspricht dem Druckspeicher. VSL ist ein optionales Abschaltventil das unmittelbar abschaltet, nachdem die Buchse des vordersten Wagens aus dem Steckverbinder SKI des nachfolgenden Wagens heraus gefahren worden ist. Um einen Wagen als jeweils letzten der Reihe einzuschieben, wird nach dem Auskuppeln des Steckers SK1 (des Ladewagens) aus der Buchse BU des vorderen Wagens der Ladewagen automatisch soweit zurückgefahren, daß der zurückgegebene Wagen automatisch in den letzen Wagen der Reihe eingeschoben werden kann (wobei SK1 des hinteren Wagens in die Buchse BU des vorderen Wagens eingefahren wird) und anschließend der Ladewagen wieder eingeschoben wird und mit seinem Stecker SK1 an die Wagenreihe als letzter Wagen gleichfalls wieder andockt. In der in 257 dargestellten Variante (Option) wird das von der Decke an den Ladewagen geführte Kabel durch einen Servo entsprechend den Fahrbewegungen des Ladewagens folgend gesteuert. Wobei das Ladekabel auch fest an der Decke mit einer Zugfeder gehalten montiert sein kann und der Fahrbewegung des Ladewagens entsprechend schräg bewegt wird.

Das beschriebene Verfahren mit der entsprechenden Vorrichtung ermöglicht somit eine völlig neue Gestaltung von Märkten und Warenumschlagplätzen, wobei für die angewendeten Verfahren und Abläufe und die Ausgestaltung der Vorrichtungen eigenständiger Schutz beantragt wird, unabhängig vom verwendeten Positionserfassungssystem. So kann z.B. auch als Alternative ein auf Mikrowelle basierendes Telematik System verwendet werden, usw., welches gegebenenfalls durch ein Markierungssystem ergänzt wird.

Weiters können auch optische Systeme zur Positionserfassung der Wagen zur Anwendung kommen, die beispielsweise an der Decke des Ladens angebrachte optische Markierungen abtasten. Auch für diese Variante wird um Schutz angesucht, was die Neuerung für die Verwendung der Einkaufswägen, bzw. Warenwägen etc., zur Führung durch den Laden betrifft, insbesondere die wechselseitige Umschaltung der Lenkung oder gegebenenfalls auch des Antriebes, von manueller Führung des Wagens auf Computer gesteuerte Führung und umgekehrt. Weiters die Methoden für das Aufladen der Wägen und die damit verbundenen Kupplungsstücke zum Durchschleifen der Energieversorgung.

Wir erhalten mit vorliegender Erfindung somit erstmals ein Warenlager, in das wir Waren auf üblichen Regalen Computer überwacht und gesteuert hineinlegen oder herausnehmen können, und das Programm des zentralen Rechners kann diese Vorgänge als Eingabeinformation verarbeiten, betreffend der Identifizierung der Ware, den genauen Lagerplatz der Ware, und den Zeitpunkt des Einlagerns, bzw. des Herausnehmens, weiters die Identifizierung des für den Transport der Ware zum/vom Lagerplatz verwendeten Warenwagens. Wobei die Wahl des Lagerplatzes im Prinizip als Variable behandelt werden kann und vom Benutzer oder der Software des Rechners frei bestimmt wird. Somit kann vorliegende Erfindung im übertragenen Sinne z.B. als Hardware und Betriebssystem für die erfolgreiche Verbindung von E–Commerce und Supermarkt aufgefaßt werden.

In anderen Bereichen, wie z.B. bei der Gepäckabfertigung an Flughäfen, oder Paketservicezusteller lassen sich mit diesem System natürlich gleichfalls gute Rationalisierungseffekte erzielen. Vor allem da mit diesem System auch bestehende Liftverbindungen in Gebäuden mit einbezogen werden können, welche die automatisch fahrenden Wagen benutzen können.

263 zeigt eine Option, bei der die Einkaufswagen vorne mit einem Paar lenkbarer Antriebsräder ausgestattet sind (Option), anstelle nur mit einem in der Mitte.

261a bis 261c betreffen eine Ausführung, bei der der Vierpol durch Kondensatoren mit Gyratoren realisiert ist. kp, ks sind hier (primärseitig) gegenphasig angesteuert, damit auf der auf der Sekundärseite (Lastseite) zwischen geschaltete Meßübertrager T mit in Serie geschalteten Spannungen angesteuert wird. AZ von T betrifft die Option für jede Gyratorseite eine eigene Wicklung vor zu nehmen um die Last an Trafo 1 und Trafo 2 dem gewünschten Verhältnis entsprechend anzupassen.

264 bis 268 bereits erläutert. Dabei betrifft 265 eine Variante zu 204, die unmittelbar jeweils einen Trafo als Brückenzweig verwendet, wie zu 253 im Detail beschrieben. Jedoch mit einem Allpaß zur Herstellung des Gleichlaufs der Ortskurven in Bezug auf eine Störsignaleinstrahlung als Option zu einer Schaltung nach 204 bei der mit einer zusätzlichen Serieninduktivität die Anpassung des Gleichlaufs der Ortskurven in Bezug auf eine Störsignaleinstrahlung erfolgt, (vgl. zu 253 verwendet mit 204). Dieser Gleichlauf kann entfallen, wenn unmittelbar die induktive Komponente der Lastaufteilung durch eine Resonanzkapazität symmetriert wird, d.h. die Last ausschließlich reell ist. Was durch das L-Expander Verfahren begünstigt wird, weil die Meßbandbreite dadurch extrem ansteigt, besonders bei sehr hochohmiger Messung unter Verwendung des Q-Expander Verfahrens.

269a, b zeigt ein U-Boot mit auf der Brücke längs des U-Bootes aufgesetzten Meßspulen Lmeß. Wie die Seitenansicht (von hinten) zeigt, sind mehrere Meßspulen in versetztem Winkel zueinander aufgefächert so angeordnet, daß in allen Richtung ein Meßfeld ausgesendet werden kann. 269c zeigt das gleiche für einen Torpedo.

Da ein solcher Torpedo neben der Zielverfolgung, weiters der Verwendung einer Freund-Feind Erkennung, das Verfahren auch zur Datenkommunikation unter Wasser nutzen kann, können ganze Schwärme, die miteinander in Verbund kommunizieren, sich wie Treibgut auf See unter Wasser ruhig verhalten und wenn es darauf ankommt wie Piranhas gleichzeitig und völlig unerwartet unter Wasser anzugreifen. Und zusätzlich mit Sensoren zur akustischer Fernmessung (z.B. durch Richtmikrofone) ausgerüstet, um z.B. die Schraube(n) großer Schiffe und auch von U-Booten exakt ansteuern und ausschalten können. Wodurch sich mit einer unblutigen Methode ganze Heere bereits beim Aufmarsch zum Krieg gekonnt ausbremsen lassen. Der Zoll und Polizeiboote leider auch, falls eine solche, an und für sich sehr humane Waffe, in die falschen Hände gerät. Die Einsatzmöglichkeit eines solchen Sensors für einen Torpedo ist natürlich nicht auf Schraubenantriebe begrenzt. So kann durch eine derartige Sensorik z.B. ein Torpedo selbsttätig als Roboter genau backboardseitig oder steuerboardseitig unter einem Raketenboot automatisch zur Explosion gebracht werden, nicht um es zu zerstören, sondern um die Fahrt mit einem Salto Mortale zu beenden. Diese Reisnägel des Meeres können auch unter Wasser mit Leitschiffen oder U-Booten nach dem bevorzugten Verfahren kommunizieren und machen alles platt, was der Freund-Feind Erkennung nicht entspricht. Der mechanische Aufbau eines solchen Torpedos ist denkbar einfach. Entsprechend einer üblichen Rohrkonstruktion verfügt er Achtern (am Heck) über einen langsam laufenden Schraubenantrieb mit Steuerruder, und zu beiden Seiten (angeflanscht) einen Rückstoß Antrieb, wobei der Gasausstoß über ein Flatterventil erzeugt ist, das zwischen Ansaugen und Explosion des Gases hin und her flattert. Solche Antriebe waren in den 60-er Jahren ein beliebter Raketenantrieb für Modellflugzeugbauer. Das Rohr weist dann die notwendigen Behälter für Treibstoff, Gas (mit hohen Druck) zum Zünden des Raketenantriebes und einen Sauerstoffbehälter auf, aus dem gleichfalls durch ein Flatterventil gesteuert der notwendige Sauerstoff in die Brennkammer des Antriebes eingelassen wird. Der Propeller (für den Treib-Modus) wird dann z.B. mit einer Alkoholbatterie angetrieben, die Tauchtiefe über ein Flutventil geregelt und über Öffnungen seitlich am Rohr angebrachte Drucksensoren gemessen, die Geschwindigkeit wird mit einem Differenzdruckmeßsystem zwischen Staudruckmessung am Bug und Unterdruckmessung am Heck gemessen. Die Navigation wird neben der Verwendung eines üblichen Kreiselkompaß noch zusätzlich über die Leitschiffe ermittelt, die die Torpedoschwärme nach dem erfindungsgemäßen Verfahren peilen.

269d zeigt wie die Meßspule mit Abstandsstützen am Turm eines Panzers montiert ist, wobei die Stützen auch aus Holz oder Kunststoff gefertigt sein können und die Meßspule mit einer Hartgummi Verkleidung abgedeckt werden kann, ähnlich einem großen Reifen. Dabei ist der durch den Turm eingekoppelte Verlust durch einen negativen Hochleistungsleitwert –G kompensiert.

270a und 270b bereits erläutert.

271a bis 271c betrifft ein Beispiel für eine dünne Unterlage FL, die beispielsweise in eine Klarsichthülle mit einem Papierblatt mit eingesteckt oder eingeschweißt werden kann. Dabei sind als Markierungen einfache Zeilen als Linien mit entsprechenden Zwischenräumen vorgesehen, die in waagrechter Richtung, d.h. in Längsrichtung der Zeilen einen homogenen Verlust (1/RVM = konst.) aufweisen, dagegen in senkrechter Richtung, d.h. Zeile für Zeile, einen sich ändernden Verlust (1/RVM = f(1)) aufweist, um die einzelnen Zeilen zu kodieren. Wird nun über eine solche Folie ein bedrucktes Blatt darüber gelegt (oder gegebenenfalls auf einer solchen Folie auch direkt gedruckt), dann kann mit diesem Linienmuster eine Kodierung der bedruckten Zeilen eines Blattes vorgenommen werden, wobei auch mehrere (enge) Linien auf eine solche Druckzeile entfallen können. Die Kodierung der Unterlage FL erfolgt dann beispielsweise so, daß wir ein sehr dünnes Blech verwenden, in welches die Zeilen durch ein Strichmuster zur Erzeugung der Kodierung durch den Wirbelstromverlust durch auf den Zeilen senkrechten Strichen eingraviert sind, wobei Strichdicke und Abstand den absoluten Wert ergeben, und daß mit hoher Frequenz der Wirbelstromverlust und mit niedrigerer Frequenz über die volle Dicke der Bahn gemessen wird. Dabei könnten z.B. auch Kohlebahnen verwendet werden, etc. Gemessen wird mit einer sehr kleinen Sensorspule Lmeß, die an der Spitze eines Zeigestiftes angeordnet ist, über dessen verschiebbare Griffhülse (Hülse) gegen den Innenstift (Stift), an dem die Meßspule befestigt und durch durchgeführte Spulenanschlüsse kontaktiert ist, ein Kontakt gegen eine Federkraft (Feder) betätigt wird. Somit während der Kontakt Betätigung die Meßspule am Papier aufliegt. Durch eine Feder wird der Innenstift (Stift) in der Ruheposition des Kontaktes gehalten. Der Kontakt wird durch Abstandsmessung x einer Metallscheibe 1/RVM mittels Sensor S gemessen, der Bestandteil der am Ende des Griffels untergebrachten Elektronik ELE ist und weiters, über ein Kabel ASKA an einen Mikroprozessor angeschlossen ist. 271c zeigt wie die Griffel aus Köchern kch, die unter einer Tischplatte (am Rand) jeweils montiert sind, heraus gezogen werden können. Dabei ist das am Köcher montierte Kabel kbl als Spiralkabel vorgesehen. Die Köcher weisen auch noch eine Sprachansage (Lautsprecher spk) auf. Das System wird z.B. als automatisches Bestellsystem in Restaurants eingesetzt. Wobei die Köcher z.B. noch ein Chipkartenlesegerät und die Chipkarte z.B. gegen Einsatz erstanden werden kann.

Road Pricing Anwendung

258 veranschaulicht ein, z.B. mit den bevorzugten Markierungen zu realisierendes Kodierverfahren, um nach dem Prinizip der Tacho Methode ein Maut Erfassungssystem zu realisieren, bei dem das Fahrzeug ein OBU (On Board Unit) mit an der vorderen Stoßstange montierter Sensoreinheit aufweist, in welches die vom Sensor gelesenen Bodenmarkierungen, als Tacho Impulse zur Erfassung der Wegstrecke eingeschrieben werden und bei Aufnahme einer Funkverbindung an eine Zentrale zusammen mit dem elektronisch kodierten Kennzeichen des Fahrzeuges gesendet werden (wie dies in den zitierten Zusatzanmeldungen in mehreren Beispielen auch bereits angegeben wurde).

Erweitertes Kodierschema (258):

Jede, vom Sensor des Fahrzeuges gelesene Kodierung (einer Markierung) auf der Fahrbahn (dargestellt durch ein kleines Quadrat mit Nummer) hat eine Adresse (die Nummer) kodiert. Diese Adresse wird jeweils im OBU des Fahrzeuges lokal abgespeichert (bzw. im RAM eines entsprechenden Prozessors DSP). Die abgespeicherten Adressen werden benötigt, um bei den nachfolgend überfahrenen Markierungen, bzw. Kodierungen festzustellen, welche Kodierungen, bzw. Adressen (der den Adressen entsprechenden Markierungen) zuvor überfahren wurden.

Jede Markierung enthält zu den Adressen weiters noch km Distanzen kodiert, welche die Entfernung zu auf der Wegstrecke vorherigen Markierungen betrifft, wobei eine Vielzahl von Distanzen entsprechend einer Vielzahl von Markierungen kodiert sind. Dabei sind für die Kodierung unterschiedliche Varianten vorgesehen:

  • a) Rein passiv kodierte Adressen ohne Signalunterstützung. Hier erhält das OBU seine Informationen ausschließlich über die passive Kodierung der Markierung, indem der Sensor des OBU die in der Fahrbahn als Wirbelstromverluste kodierten Verlustwerte der Markierung durch seine Meßspule mißt.
  • b) Elektronisch kodierte Adressen, passiv. Hier erhält das OBU seine Informationen ausschließlich über die passive Kodierung der Markierung, indem der Sensor des OBU über eine Leiterschleife (Saugspule, Saugkreis), welche die induktive Einkopplung durch Veränderung der Leitfähigkeit (des Widerstandes) der Leiterschleife (Stromschleife) moduliert, was durch die Meßspule des Sensors im OBU als Verlust gemessen und dekodiert ist.
  • b) ist auch als Alternative oder Option zu a) anzusehen.
  • c) Nach a) und/oder c) kodierte Adressen mit (Funk-)Signalunterstützung. Überfährt das Fahrzeug eines solche Kodierung, dann erhält es zu der gelesenen Adresse der Kodierung weiterhin noch eine Signalunterstützung. Diese muß keinesfalls in Echtzeit vorgenommen werden, sondern kann z.B. beim Überfahren einer Kodierung über Funk die Signalunterstützung für die nächsten 100 Markierungen unter Berücksichtigung aller Verzweigungen und unter Berücksichtigung einer Löschbedingung für diese Signalunterstützung empfangen werden. Wird eine betreffende Markierung mit Funksignalunterstützung überfahren, dann ladet das OBI Informationen, mit denen die über die aktuelle oder auch nachfolgende Kodierungen gelesene Information überschrieben werden, z.B. die Taxe für den km Preis, usw., oder daß das OBU bei Erreichen einer bestimmten Markierung, bzw. Adresse, seine Daten senden soll, wobei dies genau zu dem Zeitpunkt erfolgt, wo sich das Fahrzeug über der betreffenden Markierung befindet. Dieser Sendvorgang kann beispielsweise mit einem Laserscanner oder einer Videokamera synchronisiert werden, welche das Kennzeichen scannt.

Ist das Kennzeichen verschmutzt, dann gibt es nichts zu scannen. Außerdem müßten neben der Vielzahl der sehr kostengünstig zu errichtenden und vor allem eine sehr lange Lebensdauer aufweisenden passiven Markierungen, dann doch einige Kontrollpunkte mit Laserscannern installiert werden um sicher zu gehen, daß das Kennzeichen des Fahrzeuges mit dem elektronisch gesendeten Kennzeichen des OBU übereinstimmt. Was z.B. auch für die Gebührenerfassung wichtig wäre, wenn unterschiedlich schwere LKW's unterschiedliche Tarife bezahlen sollen. Oder wie bereits in zahlreichen Beispielen der zitierten Voranmeldungen vorgeschlagen, das System auch zur generellen Verkehrsüberwachung (Geschwindigkeitsmessung zwischen zwei Markierungen, Feststellen von Geisterfahrern, oder Feststellen des Haltens bei Stoptafeln, oder Abstandsmessung zwischen den Fahrzeugen, usw.) zusätzlich noch genutzt werden soll, ohne daß zusätzliche Markierungen oder sonstige zusätzliche Hardware noch erforderlich wären. Das heißt bei der Erfassung der Maut gibt es die Verkehrüberwachung, bei der wir das gesamte Sündenregister der Kraftfahrer im OBU speichern und mit der Kennzeichenkennung an ein Rechenzentrum weitersenden können, als kostenlose Zugabe (bis auf die erforderliche Softwareerweiterung). Da wir weiters noch ohne Videoscanner, ohne Brücken, d.h. extrem kostengünstig weg kommen, bei einer ständig zusätzlichen Einnahmequelle durch die zusätzliche Verkehrsüberwachung, und der Mautschlupf praktisch auf Null gehalten werden kann, ist das vorgeschlagene Verfahren allen am Markt befindlichen überlegen. Denn wir erhalten nahezu die gleiche Performance wie für ein GPS System (nur viel, viel billiger und zuverlässiger) und wir brauchen (im Vergleich zu einem GPS System) die Verfassung der Länder nicht umschreiben, in denen die Überwachung angewendet wird, weil trotz der Menge verteilter Erfassungskodierungen, die Bürger keiner ständigen Überwachung wie bei einer Rasterfahndung ausgesetzt sind.

Im späteren Teil der Beschreibung sind zahlreiche Beispiele beschrieben, wie wir das physikalische Kennzeichen des Fahrzeuges an das elektronisch gesendete Kennzeichen koppeln.

Adressierung der Markierung durch Datenübertragung (aktive Markierung):

Die z.B. mit elektrisch leitender Farbe vorgenommenen passiven Markierungen haben den Vorteil, daß sie an beliebiger Stelle bei Bedarf temporär schnell errichtet und wieder entfernt werden können. Eine weitere Erweiterung der Funktionalität ermöglichen aktiv vorgenommene Markierungen mittels Chip.

In 281, 282 ist eine Option veranschaulicht, welche die Kodierung der Markierung durch eine in die Fahrbahn verlegte Leiterschleife (LOOP) oder auch Spule betrifft. Dabei ist die Spule/Leiterschleife als „Saugspule" (LOOP) ausgebildet, die durch einen Halbleiterschalter HS den durch das Meßfeld einer Meßspule Lmeß eingekoppelten Strom durch Veränderung des Schleifenwiderstandes steuert (digital ein-/aus oder auch analog, vgl. dazu die PCT/AT/00/00198). Dabei, und daß ist der in der PCT/AT/00/00198 angegebene Trick, können wir mit der „Saugspule" nicht nur positive, sondern auch negative Verluste in eine Meßspule einkoppeln (vgl. dazu das in der PCT/AT/00/00198 veröffentlichte Beispiel für einen Security Transfer von Daten zum Zwecke einer Zugangssicherung von Verpackungen, bzw. Echtheitskodierung von Teilen). Entsprechend dem Verfahren in der PCT/AT/00/00198 können wir zwischen einer solchen Saugspule (LOOP) und der Meßspule Lmeß Daten austauschen, wenn wir über die Steuerung des Schleifenwiderstandes der Leiterschleife (LOOP) eine Modulation (des Verlustes) vornehmen, um die Daten zu kodieren, bzw. zu modulieren und über den mit der Meßspule Lmeß gemessenen Verlust die Daten wieder zu dekodieren, bzw. zu demodulieren.

Dabei ist es wichtig, daß während der Messung, d.h. für unsere Anwendung während des Überfahrens der als Markierung in der Fahrbahn verlegten Leiterschleife (LOOP), der durch das Fahrzeug selbst verursachte Verlust durch die Einkopplung eines negativen Verlustes möglichst entkoppelt wird, und an von beiden Seiten, einmal an der Sensorspule bzw. Meßspule Lmeß des Fahrzeuges (bzw. des OBU), und einmal an der Saugspule (LOOP) ein negativer Verlust vorgesehen ist, der optimal bemessen ist, so daß der in der Fahrbahn verlegten Leiterschleife (LOOP) modulierte Verlust maximal in der Sensorspule auftritt und weiters weder der Meßkreis der Meßspule Lmeß (im OBU), noch die Stromschleife der Saugspule (LOOP) schwingt. Um diese Bemessung automatisch geregelt zu steuern, darum geht es hier in vorliegender Verbesserung. Dabei können wir auch für die in der Fahrbahn verlegte Leiterschleife (LOOP) den L-Expander vorsehen, und damit die Saugspule (LOOP) in einen Resonanzkreis geringer Güte und hoher Bandbreite schalten. Dabei gilt für die Saugspule (LOOP, in der Fahrbahn verlegt) das Gleiche wie für bereits eingangs der Beschreibung für die Meßspule Lmeß (hier am OBU des Fahrzeuges) besprochen:

Die Saugspule (LOOP) selbst weist wegen des angeschalteten negativen Leitwertes –G (282) wieder eine sehr hohe Güte auf, die durch den eingespeisten rein induktiven Strom (über eine Nachbildung, vgl. auch B-Nachbildung für Meßspule) igen in ihrer Induktivität (auf Lext) drastisch erhöht wird. Im Unterschied zur Nachregelung der Resonanz bei der Meßspule über die Indultivität Lext bzw. igen (über dig des u/i Wandlers) bei der Meßspule L (vgl. zu 267a bis 268b) ist die Saugspule (LOOP) in einen Serienresonanzkreis geschaltet, in welchen nur zum Zwecke für diese Nachstellung (zum Ausgleich der Drift von igen) eine Spannung utest (282) eingespeist wird, angeschaltet mit dem vom DSP ausgegebenen Signal Test. Dabei wird dann wieder die Phase des Resonanzstromes zur Spannung gemessen (in 282) aus Platzgründen nicht mehr dargestellt, wobei der ausgekoppelte Resonanzstrom wieder über einen durch einen negativen Leitwert –G (Parallel zur Spule LOOP, bzw. zu Cres geschaltet) entdämpften Serienwiderstand oder durch einen Gyrator für diese Phasenmessung ausgekoppelt ist. Die Testspannung utest ist dann eine Quarz stabile Frequenz Rest, übereinstimmend mit der Quarz stabilen Frequenz der Sensorspulen der OBUs in den Fahrzeugen. Im Prinizip könnte die Testspannung utest auch ständig angeschaltet sein, da sie wegen des an der Meßspule Lmeß des OBU verwendeten Verlust Richtkopplers die Messung des Verlustes und somit den Datenempfang des OBU's, nicht beeinflußt.

Um jedoch den Stromverbrauch zu senken, ist die Testspannung utest nur jeweils kurzzeitig angeschaltet. Neben dem Nachziehen von Lext der in die Fahrbahn eingebetteten Saugspule (LOOP) durch die Nachsteuerung (dig, vgl. 273 und 274) der Verstärkung des u/i-Wandlers für die Erzeugung von igen, wird während des Anschaltens der Testspannung utest weiterhin dazu verwendet, um den an die Saugspule (LOOP) angeschalteten negativen Leitwert –G so abzugleichen (mit dig), daß er einerseits auf ein Maximum eingestellt ist, andererseits der Schwingkreis der Saugspule (LOOP) nicht schwingt, was an für sich nicht so problematisch wäre, da die Sensorspule Lmeß des OBU trotzdem richtig mißt, jedoch unter Umständen die Empfindlichkeit für die Verlustaufnahme durch den Saugkreis herab gesetzt werden könnte (je nachdem mit welcher Frequenz der Saugkreis schwingt). Deshalb auch im Chip des Saugkreises ein Filter dessen Durchlaßbereich im Bereich von Rest liegt, angeschaltet ist, um bei Abschaltung der Testfrequenz festzustellen, ob der Saugkreis schwingt (durch Monostabile Schaltung MN als Fehlersignal detektiert). Im Unterschied zur Schaltung des L-Expanders betreffend der B-Nachbildung nach 273 und 274 wird hier jedoch geprüft ob ein Schwingkreis schwingt und nicht die Induktivität alleine (die mit wesentlich höherer Frequenz schwingen würde), weshalb das Filter auf die Resonanzfrequenz des Saugkreises abgestimmt ist (damit die Frequenz gegebenenfalls von einer Versorgungsspannungseinkopplung unterschieden wird).

In 282 ist weiterhin noch die OPTION dargestellt, daß die Saugspule (LOOP) auch als Meßspule Lmeß zum Empfang von Daten, die von einer Saugspule des Fahrzeuges (OBU) durch Verlust Variation gesendet werden im Halbduplex Betrieb benutzt werden kann.

Die in 281 quer zur Fahrbahn ausgerichtete Saugspule kann im Prinzip auch als in Längsrichtung der Fahrbahn ausgerichtetes Leiterpaar (Hin- und Rückleitung), bzw. Spule, ausgeführt werden (297), wobei z.B. diese in Längsrichtung ausgerichtete und jeweils in sich abgeschlossene Leitungsbündel (bzw. Spulen LOOP) jeweils von einem Chip gespeist werden und auf diese Weise eine Vielzahl solcher Spulen mit Chips der Reihe nach verbunden sind, wodurch sich ein Kabel ergibt. Die in robusten Gehäusen (geschützt vor Feuchtigkeit) vergossenen Chips (297) sind dann durchgehend mit einer Versorgungspannungsleitung und seriellen Datenleitung zu einem Strang verbunden. So kann z.B. alle zig km ein Anschluß aus der Fahrbahn von einem betreffenden Chip herausgeführt werden, um den Datenbus und die Versorgungsspannung des von Chip zu Chip durchlaufenden Busses zu kontaktieren. Da jeder Chip eine autarke Spule (LOOP) aufweist, kodiert eine derartige Spule (LOOP) einen Längenabschnitt mit einer betreffenden Adresse des Längenabschnittes. In 297 sind diese Längenabschnitte (in Fahrtrichtung) mit AD9.* bis AD13.* bezeichnet, wobei diese Längenabschnitte beliebig kurz oder lang gewählt sein können. Die Ziffer hinter dem Punkt (.) * bezieht sich auf die Spur, hier (.)1 bis (.)3, für drei Spuren, bzw. Stränge mit jeweils autarken Spulen und Chips.

Durch die Feststellung der Intensität der Absorptionswirkung des von der Meßspule Lmeß des OBU (am Fahrzeug gemessen) ausgehenden elektromagnetischen Feldes betreffend der Saugspulen LOOP des in Fahrtrichtung ausgerichteten Stranges (was durch den über Lmeß gemessenen Verlust angezeigt wird), läßt sich weiterhin durch Differenzmessung (rechts und links vom Strang) die Mittenposition zum Strang hin ausmessen, was in 297 durch die am OBU weiterhin befestigten Sensorspulen Sl und Sr ausgemessen wird (vgl. auch zu 2036), so daß der Strang durch nach diesem Meßsignal vorgenommener Lenkung des Fahrzeuges sich genau in der Mitte der beiden Sensorspulen Sl und Sr befindet. Im Unterschied dazu ist die Meßspule Lmeß des OBU als Mäanderspule (in mehreren Lagen, bzw. Wicklungen) ausgeführt und erstreckt sich über die gesamte Fahrzeugbreite B. Die Pfeile symbolisieren den Wickelsinn.

Sollen die Chips nicht nur Daten einer Markierung senden, sondern auch empfangen, dann werden die Saugspulen LOOP gegebenenfalls auch als Meßspulen Lmeß im Halbduplexbetrieb verwendet. Dabei erfolgt dann die Synchronisation nach einem zeitraster. Die Chips variieren den Verlust in der ihnen zugeordneten Saugspule LOOP ständig und lassen dabei nach dem Senden eines betreffenden (durch die Verlustvariation kodierten Steuerzeichens) eine kurze Pause offen, in der sie die Saugspule LOOP als Meßspule Lmeß verwenden. Nach Ablauf der Pause wird die Spule wieder als Saugspule LOOP verwendet, die Adresse der Markierung gesendet und mit dem Steuerzeichen abgeschlossen, worauf wieder die Pause mit der Verwendung als Meßspule erfolgt, usw. Dabei wird in den Markierungen unterschiedlicher Stränge mit versetzten Zeiten der Verlust variiert (Zeitmultiplex), oder die Stränge weisen in ihren Saugspulen LOOP Saugkreise mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen auf, wobei über die Meßspule Lmeß, z.B. mit alternierend umgeschalteten Frequenzen gemessen wird, oder auch gleichzeitig mit getrennten Richtkopplern, vgl. vorangehende Erläuterung fo und fu Messung.

Das OBU des Fahrzeuges hingegen, mißt im Prinizip ständig mit der Meßspule Lmeß, ausgenommen es empfängt das Steuerzeichen zu dem die Markierung empfangsbereit ist, dann verwendet das OBU die Meßspule als LOOP Spule und variiert den Verlust um Daten zu senden, über eine Zeit, die kürzer ist, als die von den Chips der Markierung eingehaltene Pause.

Für die andere Variante, bei der der Chip einer LOOP-Spule (Markierung) durch einen induktiven Burst Impuls mit Spannung versorgt wird (283) wird der Sendevorgang des Chips der Markierung jeweils erst durch diesen Spannungsimpuls gestartet.

Die parallelen Stränge (LOOP, 297) mit den unterschiedlichen Adressen entsprechen einer Option zu einer passiven Kodierung nach 203b, 208 und ermöglichen bei entgegenkommenden Fahrzeugen und Ausweichmanövern die absolute Orientierung in Bezug zur Fahrbahn.

Somit sowohl für eine passive Markierung, als auch eine aktive Markierung die Markierung quer oder längs zur Fahrbahn vorgenommen werden kann, weiters eine Längenkodierung mit einer Breitenkodierung (Erfassung der Position über die Fahrbahnbreite) für beide Varianten kombiniert werden kann.

Ein Beispiel für eine dynamische Messung mit dem bevorzugten Verlust Richtkoppler:

Eine andere Anwendung mit durch Chips in Längenabschnitte eingeteilte und jeweils verbundene Stränge (297), bzw. über eine sehr schmale Breite gewickelte Spulenbänder, ist z.B. die Errichtung von elektronischen Zäunen, z.B. für Hunde. Dabei werden zwei solche Stränge parallel zueinander verlegt um (über die zeitliche Reihenfolge der detektierten Signale) eine Unterscheidung zu treffen, ob es sich um eine Überschreitung des Zaunes von außen nach innen oder von innen nach außen handelt. Die Spulen werden hier jedoch nicht als Saugspule sondern nur als Meßspule betrieben (vgl. zu 282).

Jeder Strang, bzw. jede Spule ist jeweils in einen Meßschwingkreis geschaltet und durch einen negativen Leitwert –G kompensiert, wobei der negative Leitwert mit einer Wechselgröße dG moduliert wird. Diese Wechselgröße wird dem „Gleichwert" des negativen Leitwertes –G überlagert. Der maximal mögliche „Gleichwert" wird dabei weiterhin durch Modulation des über den Verlust Richtkoppler eingespeisten Stromes ständig getestet. Wird mit zwei Strömen gespeist (vgl. iqA und iqB) und eine asymmetrische Schaltung, z.B. nach 204 bevorzugt, dann werden die beiden Ströme in dem einem Abgleich des Summenverlustes jeweils entsprechenden Verhältnis iqA/iqB = konstant variiert (um dem Unterschied von Rs und (n + 1)*Rs zu entsprechen), damit an den Punkten e11 und e1 immer die dem gemessenen Verlust entsprechende Spannungsdifferenz gemessen wird.

Dabei wird der „Gleichwert" des negativen Leitwertes –G ständig durch incrementale Erhöhung/Verringerung zwischen zwei Eckwerten geregelt, die sich aus folgender Auswertung der am Bewerter BW auftretenden Differenzspannung ergibt:

  • – Der Eckpunkt, der hier auch als Grenzwert bezeichnet wird, welcher dem maximalen, bzw. maximal möglichen „Gleichwert" des negativen Leitwertes –G entspricht, ist jener, bei dem eine Verringerung des Speisestromes (z.B. gespeist mit iqA und iqB) gerade noch einer Verringerung der gemessenen Differenzspannung bewirkt. Ist dies nicht mehr der Fall, – dann würde dies bedeuten, daß der Meßschwingkreis bereits unabhängig von der Speisung schwingt. Um diesen Test durchführen zu können, wird für dieses Beispiel als Referenzwert, auf den der Summenverlust durch die Kaskade 1/RVL jeweils abzugleichen ist, eine Differenzspannung ungleich Null definiert.
  • – Der weitere Eckpunkt ergibt sich dann aus dem Hub mit dem der Grenzwert des negativen Leitwertes –G positiver gemacht wird.

Den Grenzwert können weiterhin wir leicht feststellen, wenn wir den Verlust Richtkoppler in Bezug auf die Festlegung der Speiseströme und der Längswiderstände Rs und (n + 1)*Rs, dito Abschlußwiderstände Rp so bemessen, daß der entsprechend konstant zu haltende Summenverlust in Nähe dieses Grenzwertes sich befindet und eine Anstiegsmessung der gemessenen Differenzspannung zu einer Verringerung des Speisestromes (z.B. gespeist mit iqA und iqB) erfolgt. Wenn die Verringerung des Speisestromes eine Anstiegsverringerung der Differenzspannung nicht bewirkt (was z.B. auch durch eine Phasenmessung relativ zum Speisestrom detektiert werden kann), dann ist der Grenzwert überschritten.

Eine außerordentliche Verlusteinkopplung wird dann festgestellt, indem die Stellgröße von 1/RVL zur Konstanthaltung des Summenverlustes eine entsprechende Änderung erfährt. Dabei wird dann der konstant zu haltende Verlust nicht nach einer Konstante, sondern durch die Wechselgröße dG definiert und mit ihr der Referenzwert der Differenzspannung, der diesem Verlust entspricht. Dabei wird der „Gleichwert" von –G (als Kompensationsgröße) entsprechend langsam verändert (getestet), und die schnellere Änderung des gemessenen Verlustes als Meßgröße ausgewertet (wie bei einer AC-Kopplung).

Um auf das Beispiel des elektronischen Hundezaunes zurück zu kommen: Das Halsband des Hundes ist als Saugspule (LOOP) ausgeführt, wobei z.B. einige Windungen mit einem Steckkontakt, der zusammen mit dem Schnappverschluß des Halbsandes geöffnet oder geschlossen wird, zwischen zwei Stoffbändern, oder Lederbändern eingenäht sind. Dito auch eine kleines Gehäuse für die Elektronik und die Batterie mit vorgesehen ist. Diese Saugspule LOOP moduliert durch Veränderung ihres Serienwiderstandes den in die betreffende Meßspule, oder Spulen (wenn benachbarte, durch die Chips versorgte Spulen gleichzeitig betroffen sind) des Hundezaunes (LOOP) eingekoppelten Verlust. Die Chips des elektronischen Zaunes sind an einen durchgeschleiften Bus an die Zentrale, z.B. einen PC, etc. angeschlossen, der bei Feststellung einer außerordentlichen Verlusteinkopplung, d.h. daß das Hundehalsband den elektronischen Hundezaun überschreitet, eine Rückruf Prozedur in Gang setzt. Z.B. ist in der Mitte des elektronisch eingezäunten Hundegartens ein Lautsprechersystem installiert, daß bei Bedarf das Gebell eines befreundeten oder stark verfeindenden Hundes (auch abwechselnd) wiedergibt, damit der Hund sein Revier nicht verläßt. Auf die gleiche Weise lassen sich z.B. auch Hirsche in der Nähe von Landesgrenzen einzäunen, usw.

Durch die Modulation des Verlustes in der Saugspule des Hundehalsbandes läßt sich eine „Freund Feind" Erkennung realisieren. Z.B. Wenn Personen den elektronischen Zaun überschreiten, dann erkennt der PC über die Chipadresse (des betreffenden Strangabschnittes) die Stelle und gibt im Haus ein vorgesehenes Alarmsignal mit der Anzeige, der betreffenden Position ab. Die Unterscheidung, ob Hund oder eine Person den elektronischen Zaun überschreitet, erhalten wir durch Dekodierung des vom Chip des Halsbandes als modulierter Verlust gesendeten Signals. Dabei kann wie bei Chipkarten auch eine wechselseitige Kommunikation zwischen dem Chip des Halsbandes und dem an den elektronischen Hundezaun angeschlossenen PC erfolgen, wobei dann die betreffenden Spulen in ihrer Funktion als Meßspule und einen Verlust modulierenden Saugspule jeweils umgeschaltet sind.

Eine weitere Anwendung ist, z.B. der allgemeine Schutz von Grenzen, oder auch eines Werkgeländes, etc. Um sogenannte Illegale von den Berechtigten (Grenzpolizei, etc.) Personen zu unterscheiden, tragen die Berechtigten Personen ein Fußband mit der betreffenden Spule (zur Kommunikation) und den Chip.

In 281 wird symbolisiert, daß die in die Fahrbahn (quer zur Fahrrichtung über die Breite der Fahrspur) eingebettete Saugspule (LOOP) zu beiden Seiten von passiven Markierungen CODEFELD begrenzt wird, die vom Sensor des Fahrzeuges vor überfahren der elektronischen Markierung gelesen wird, wodurch die Abtastung der elektronischen Markierung im OBU vorbereitet werden kann und weiters die Aussendung eines Speiseimpulses (vgl. TNF) zur Speisung des Chips der Saugspule (Option nach 283b) noch synchronisiert werden kann.

Diese Vorbereitung betrifft beispielsweise die Initialisierung des Abgleichs des negativen Leitwertes –G auf ein mögliches Maximum mit zugehöriger Einschaltung der Versorgungsspannungserzeugung im OBU, die an den Chip der in die Fahrbahn eingebettete Saugspule (LOOP) in folgender Weise transformiert wird (OPTION):

283a) bis c) zeigt hierfür ein Beispiel: In Ergänzung zu 202 plus extra, die die Anbringung des OBU an der vorderen Stoßstange zeigt (mit den beiden äußeren Sensorspulen Sr und Sl und der Kommunikationsspule Lring, vgl. spätere Erläuterung zu 202 plus extra) ist noch eine zwischen den beiden äußeren Sensorspulen Sr und Sl und innerhalb von Lring vorgesehene Leistungsdrossel (Spule TNF mit Trafoblechen NFK), die im Niederfrequenzbereich gespeist wird, angeordnet. Hinweis: Die Spule Lring ist die Meßspule Lmeß, über deren elektromagnetisches Feld der in der Saugspule (LOOP) durch das. Modulationssignal des Datensenders variierte Verlust gemessen wird. Die als rechteckige Zylinderspule mit eingelegtem Trafoblech (Rahmen) ausgeführte Leistungsdrossel ist unten geöffnet und weist nach unten ein starkes Streufeld auf, das in einer neben der Saugspule (LOOP, bzw. Schleife) in der Fahrbahn ausgelegten Feldspule NWF1, NWF2 eine Spannung transformatorsich induziert. Wegen des enormen Luftweges ist dafür eine sehr hohe Leistung erforderlich, jedoch nur als Impuls für die Dauer des Datenaustausches (d.h. maximal einige Millisekunden) zwischen der Kommunikationsspule Lring des OBU und der Saugspule (LOOP). Wird mit den Sensoren Sr, Sl die passive Markierung CODEFELD erkannt (als Information, daß eine elektronische Erweiterungsmarkierung LOOP folgt, vgl. 281), dann wird die Drossel z.B mit 12V, 100A im Niederfrequenzbereich (z.B. 10 kHz) für einige Millisekunden eingeschaltet, um die Spannungsversorgung des Chips für die LOOP Schleife zu ermöglichen.

Das OBU hat hiefür, wie bereits in den Voranmeldungen erläutert eine starke Batterie, die durch Ventilatoren ständig geladen wird. Bzw. ist die Elektronik gebenenfalls ohnehin Standart mäßig in das Fahrzeug eingebaut, wie z.B. für ein Anwendung bei der Bahn, usw.

283b veranschaulicht in einer Draufsicht das Überfahren der Markierung, bestehend aus der Kombinationsspule (Für Meßspule und Saugkreis) LOOP, die von zwei Induktionsspulen NWFW1 und NFW2 zur Spannungsaufnahme flankiert ist. Die rein passive Wirbelstrommarkierung (CODEFELD) zum Einschalten der Drossel TNF (des Fahrzeuges) entsprechend 281 ist nicht mehr dargestellt und noch vor den Induktionsspulen NWFW1 und NFW2 angeordnet. Anmerkung: In 281 sind die neben der Spule LOOP liegenden Induktionsspulen NWFW1 und NFW2 nicht mehr dargestellt. Sr, Sl (283a, b) sind die Sensorspulen zur Abtastung der passiven Wirbelstrommarkierung (vgl. 281).

Es ist evident, daß die zu 283b dargestellte Spannungsversorgung, welche quer zur Fahrtrichtung verläuft, auch mit einer in Längsrichtung ausgerichteten Leiterschleife kombiniert werden kann, wobei dann eine weiterhin vorgesehene quer zur Fahrtrichtung ausgerichtete passive Kodierung (CODEFELD, 281) die Synchronisation für das Aussenden des Speiseimpulses übernimmt.

TNF (2836) ist die Drosselwicklung des die Markierung überfahrenden Fahrzeuges und induziert die Versorgungsspannung in der in der Fahrbahn verlegten Wicklung NWFW1 und NFW2, wobei diese Spannung gegebenenfalls über den weiteren Kleinstübertrager T, 283c noch hoch gesetzt wird, z.B. um aus dem über das Streufeld der Drossel abgegebenen 1.2 kW Impuls einige mW für die Versorgungsspannung zu erhalten, mit der z.B. über einen Gleichrichter ein Kondensator mit sehr geringem Leckstrom (z.B. auch Goldkondensator, etc.) aufgeladen wird, etc. Dabei ist der Chip der Saugspule (LOOP) so aufgebaut, daß sozusagen als Watch-Dog an der Saugspule (LOOP), bzw. an Cres, ein Verstärker mit einem monostabilen Multivibrator (oder Latch, etc.) angeschlossen ist, um das Auftreten einer Spannung an der Saugspule (LOOP) zu erkennen und darauf hin die Spannungsversorgung an den weiteren Chip durch zu schalten, so zu sagen im Master-Slave Betrieb. Worauf der Schnellabgleich des negativen Leitwertes –G in wendigen Mikrosekunden durchgeführt wird, dito der Abgleich auf Resonanz von Lext durch igen, damit die getasteten log.0 und log.1 Verluste mit möglichst gutem Kontrast durch die Saugspule (LOOP) über den Halbleiterschalter HS moduliert werden.

Variante: Da der ohmsche Serienwiderstand der Saugspule gleichfalls durch einen negativen Leitwert –G kompensiert wird, kann die Spule LOOP beispielsweise auch mit Hilfe einer Schablone mit einer elektrisch leitenden Farbe auf die Fahrbahn aufgebracht werden und der Chip (oder auch eine Leiterplatte) z.B. mit Leitplastik an dieser Spule kontaktiert werden (angedrückt durch ein an der Fahrbahnoberfläche aufgebrachtes Heftpflaster, welches mit Asphalt abgedeckt wird).

Option: Vernetzung mit dem Autoradio, erfolgt beispielweise so, daß die Lautsprecheranschlüsse über elektronische Umschalter wahlweise auf das Autoradio und wahlweise auf einen Verstärker des OBU Gerätes (Remote Control Gerätes) geschaltet sind. Jedesmal, wenn eine Durchsage über die Handy Verbindung an den Fahrer zu erfolgen hat, wird auf den Kanal des OBU umgeschaltet (bzw. der Kanal des Autoradius abgeschaltet).

Dadurch läßt sich z.B. folgendes realisieren, wenn ein Fahrer auf der Autobahn aus seinem Lautsprecher die durch eine Computerstimme erzeugte Durchsage hört: Sie haben so eben auf der rechten Fahrbahn einen anderen Verkehrsteilnehmer überholt, außerdem sind sie vorhin auf einen weiteren Verkehrsteilnehmer zu dicht aufgefahren. Weiter haben Sie vor einer Minute die zulässige Höchstgeschwindigkeit für die Dauer von 10 Minuten um mehr als 40 km/h überschritten. Ihr Kontostand: Für alle drei Vergehen erhalten Sie ein Bußgeld von 2000 Euro. Im Wiederholungsfall werden Sie von einer Streife angehalten und es folgt der sofortige Entzug ihres Führerscheines. Genauso kann ein Schlangenlinien fahrender Fahrer aufgefordert werden an den Straßenrand oder Pannenstreifen zu fahren und auf die Polizeisfreife zu warfen, oder einem Geisterfahrer können die richtigen Instruktionen durchgesagt werden, usw.

Anwendung für die Bahn (Schiene):

Neben einer Anwendung für den Straßenverkehr läßt sich diese Kombination aus passiver Kodierung, und aktiver Kodierung auch auf einem Blech (z.B. Aluminium) aufbringen, die auf den Schwellen eines Bahngeleises befestigt werden können. Dabei kann der Chip gemäß Option nach 282 auch Daten empfangen. Z.B. die Kennung (ID-Nummer) und Uhrzeit und die zugehörigen Datensätze des zuvor auf dem Geleise gefahrenen Zuges. Die nachfolgenden Züge können diese Daten lesen, und falls in einem Zug die Funkverbindung ausgefallen sein sollte, wichtige Warnungen aufnehmen, die über einen vorher gehend gefahrenen Zug (auch Güterzug etc.) hinterlegt wurden, z.B. daß für einen bestimmten Zug der Gegenzug noch nicht gefahren ist, oder wegen einer falschen Weichenstellung einer anderer Zug sich als Gegenzug auf dem Gleis befindet, usw. (was durch die Markierungen festgestellt und bei funktionierender Funkverbindung an die Zentrale weitergegeben wurde). D.h. funktioniert die Funkverbindung eines Zuges mit der Zentrale nicht, dann werden die betreffenden Daten einfach auf der Wegstrecke in dem Chip der Markierung deponiert und vom nächst fahrenden Zug aufgenommen, der über Funk die weiteren Züge alarmiert, bzw. die weiteren Züge die Botschaft an alle betreffenden Markierungen ablegen, damit der Zug dessen Verbindung zur Zentrale z.B. nicht funktioniert diese Botschaft über diese Markierung (später) erhalten kann. Dabei können aus Sicherheitsgründen im Prinizip alle Gefahrenmeldungen immer im Chip zwischengespeichert deponiert werden.

Somit läßt sich auf diese Weise einerseits ein komplexes vernetztes Überwachungssystem ausbauen, z.b. um auch Weichen zu steuern, etc. und zu überwachen (wie in der PCT/AT/00/00198 bereits vorgeschlagen), andererseits ist dieses Überwachungssystem in viele kleine autarke Subsysteme gegliedert, die eine eigenständige Überwachung durchführen können, wenn das vernetzte Gesamtsystem versagt, was ein ganz wichtiger Sicherheitsaspekt ist.

Somit erhalten wir eine mehrfach redundante Überwachung des Zugverkehrs, in die wir durch die weiterhin bevorzugte Ausbildung mit einem quer (senkrecht) zur Schienenrichtung ausgerichteten Längenmaßstab, die Veränderung der Spur, bzw. die Spur vermessen, wobei der Längenmaßstab (1/RVM) an der Oberfläche von auf eigenen Schwellen (Schwelle/Auflage in 285) aufgelegten Meßblechen als Wirbelstromverlust kodiert ist und durch unter den Wagons am Fahrwerk, bzw. insbesondere unter den Radlagern angebrachte Sensoren, die seitlichen Schlingerbewegung der Wagons relativ gegen die Schienen gemessen wird. Diese Sensoren sind in 285 durch schwarze Punkte Sl, Sr symbolisch angedeutet, wobei dann vom Radlager zum Sensor die Strecken xl, xr über den abgetasteten Maßstab vermessen sind und sich somit auch die Spurbreite, bzw. Die Verschiebung der Schienen, bzw. der Spur durch die Belastung (in Kurven, etc.) messen läßt. Dabei kann der Maßstab (hier mit 1/RVL) bezeichnet so kodiert werden, daß er z.B. jeweils symmetrisch von außen nach innen (xl, w) verläuft, da in der Mitte nicht gemessen wird. Somit erhalten wir eine Aussage über eine Änderung der Spurbreite und somit über die Festigkeit des Gleiskörpers (der Schienen). Die Schwellen an denen die mit einem Wirbelstromverlust kodierten Meßbleche aufgelegt sind, tragen dann nicht den Gleiskörper, sind daher nicht durch den Gleiskörper bewegt. Auf diesen Schwellen kann dann auch die Leiterscheife LOOP als Saugspule, dito gegebenenfalls eine Meßspule, und die Spule zur Aufnahme der gleichfalls induktiv übertragenen Spannungsversorgung (vgl. zu 281, 282, 283) neben dem Meßblech angeordnet werden. Das Meßblech weist dann über die Länge, d.h. senkrecht zur Schienenrichtung ausgerichtet (in Längsrichtung des auf den Schwellen jeweils aufgelegten Bleches) den durch Oberflächengestaltung (Ritzen, Kerben, Prägen, Aufrauhen, etc.) über eine Wirbelstrom Verlustmessung gemessenen Längenmaßstab auf, wobei über die Breite des Bleches sich der gemessene Verlust nicht ändert. Dabei erfolgt die Abtastung der Sensoren so, daß festgestellt wird, wann der beim Überfahren des Bleches ansteigende Verlust ein (kurzzeitig) anhaltendes Maximum aufweist (dann wenn der Sensor direkt über dem Blech ist) und dann der Reihe nach die Werte paarweise (linker Sensor Sl und rechter Sensor Sr) gemessen werden. Die an der Radlagerbefestigung innenseitig, z.B. in senkrechten Rohren (mit außenseitiger Hartgummi Manschette) montierten Sensorspulen, bzw. Rohre sind dann an einem Federgelenk (Scharnier, etc.) aufgehängt, damit wenn ein Hindernis (Stein, etc.) gegen das Rohr, bzw. die Gummimanschette stößt, das Rohr nur seitlich geschwenkt und seitlich nicht zerstört wird, bzw. ist vor und hinter dem Rohr noch ein schwenkbar gelagertes Schutzblech (BFB) vorgesehen, das jeweils über eine federnde Gelenkstange (Fgl) mit dem Sensor Rohr verbunden ist, wodurch der Stoß gedämpft wird, da das Rohr dann durch die federnde Gelenkstange an der Aufhängung AH (vgl. 286) geschwenkt wird.

Neben der erläuterten Speisung einer aktiven Markierung durch NF, kann auch eine HF-Speisung zu einer am Fahrbahnrand oder am Gleiskörper aufgestellten Antenne vorgesehen sein, oder eine Solarzellen Ladung vorgesehen sein, usw.

287a (Seitenansicht) und 2876 betreffen die Variante, bei der am Lagerbock (Lager) der Schienenräder (Rad) über eine Stütze in einem daran befestigten Rohr eine Sensorspule (Meßspule LMeß) den Abstand zur Schiene mißt. Im Unterschied zum Beispiel nach 285 wo durch senkrechte Messung an einer durch Wirbelstromkodierung vorgenommenen Längenskala 1/RVM der Abstand des Sensors zur Schiene gemessen wird, ist bei der Messung nach 287a, die Messung abhängig vom Temperaturgang des Materials, d.h. der Schiene, somit in senkrechter Richtung eine Referenzmessung (auf die Lauffläche der Schiene, hier nicht mehr dargestellt) erforderlich wäre. Bei der Variante nach 285 wird hingegen eine Längenmessung unabhängig vom Abstand des Sensors und unabhängig vom Temperaturgang des Materials über die bevorzugte Verwendung zweier Meßfrequenzen (für Tiefenmessung fu und Oberflächenmessung fo) an einem durch Wirbelstromverlust an der Oberfläche kodierten Blech durchgeführt.

In 287b ist weiterhin noch dargestellt, wie dieses Verfahren außerdem noch für eine Materialprüfung eingesetzt werden kann. Dabei mißt ein Sensor (Reifensensor) seitlich am Randrand, den auch als Radreifen bezeichneten Teil des Schienenrades, wobei hier mit mehreren unterschiedlichen Frequenzen (fu1, fu2, fu3 ...fun) in unterschiedlichen Tiefen gemessen wird, z.B. indem die Meßfrequenz fu entsprechend durchgestimmt (gewobbelt) wird. Durch Vergleichsmessung der Werte untereinander, als auch der Werte die sich über den umlaufenden Umfang ergeben, können Risse und Unregelmäßigkeiten erkannt werden. Dabei wird mit dem bevorzugten negativen Leitwert –G der gemessene Verlust bis zur Schwinggrenze kompensiert. Somit wir nur denn Unterschied des Verlustes messen, der sich z.B. durch einen Riß ergibt. Diese Messung ist wesentlich sensibler als eine Ultraschallmessung und auch wesentlich kostengünstiger. Da wir den negativen Leitwert –G auch für die Kompensation von Durchgangswiderständen an Multiplexern (zur wahlweisen Anschaltung der zu den einzelnen Rädern jeweils vorgesehenen Meßspulen) verwenden können) können, z.B. sämtliche Räder eines Wagons jeweils mit Sensorspulen überprüft werden, mit einer gemeinsamen Elektronik für die Messung und Auswertung. Dabei kommt dann für jede Meßspule der sehr einfach und kostengünstige Selbsttest zur Anwendung (mittels Kaskadenleitwert 1/RVL), der TÜV gerecht angewendet kann (mit zwei unabhängigen Kaskaden für jede Meßspule) und für jeden mit dem Sensor gemessenen Wert feststellen kann, ob der Sensor richtig mißt.

288 betrifft eine Seitenansicht des nach unten auf die Markierung 1/RVM messenden Sensors, vgl. auch 285. Dabei ist gut ersichtlich, daß die Meßbleche des Längenmaßstabes (1/RVL) an eigenen Schwellen-Auflagen aufliegen, mit gesondertem Fundament, und unabhängig von den Schwellen, welche die Schienen tragen montiert sind, damit die seitliche Schienenbewegung (xl, xr), insbesondere in Kurven, etc. gut vermessen werden kann.

Für eine Fahrbahnüberwachung im Straßenverkehr kann das gleiche Prinizip vorgesehen werden wie bei der Überwachung des Zugverkehrs. So können z.B. festgestellte Verkehrsverstöße direkt im OBU „deponiert" werden, d.h. von dem betreffenden OBU des Fahrzeuges zusammen mit der zugehörigen Kennzeichenkennung eingelesen werden. Ein nachfolgendes Streifenfahrzeug hat gleichfalls ein „OBU" mit Sensorspulen montiert. Wird beim Überfahren der Markierung von der Markierung das Streifenfahrzeug vom Chip der Markierung erkannt, dann sendet der Chip an das OBU des Streifenfahrzeuges das abgespeicherte „Sündenregister" zusammen mit den zugehörigen Kennzeichenkennungen. Dieses Verfahren kann als zusätzliche Sicherheit neben verkabelten oder über Funk übertragenen Überwachungen eingesetzt werden. Für eine Geschwindigkeitsmessung reicht daher eine kurze Kabelverbindung zwischen den beiden induktiven Meßlinien, wobei die Geschwindigkeitsmessung genauso wie die Datenübertragung durch das Überfahren der Fahrzeuge mit einer Leistungsdrossel gespeist wird (neben weiteren Möglichkeiten, wie Solarzellen, usw.).

Als Speicher wird z.B. ein FLASH Speicher im Chip verwendet, oder ein EEPROM, etc. Dabei kann auch in einem CMOS RAM zwischen gespeichert werden, und erst beim Überfahren der zweiten Induktionsschleife (nach der LOOP Spule, vgl. 283b) die Daten vom CMOS-RAM in den nicht flüchtigen Speicher übernommen werden, um für diese Prozedur die nötige Energie zu liefern.

Und jetzt weiter, zu unserem Beispiel nach 258 für die Ermittlung der gefahrenen Wegstrecke (Road Pricing):

In den überfahrenen Markierungen sind in jeder Markierung die Distanzen zu den vorherigen Markierungen, die auf dem Weg liegen, zusammen mit jeweils einer Referenzadresse kodiert, bzw. bei Verwendung einer aktiven Kodierung im Chip eingespeichert. Dabei sind auch die Distanzen zu Verzweigungen, die zu der betreffenden Markierung führen, zusammen mit den Wegdistanzen abgespeichert. Dabei bezeichnet eine Referenzadresse (in 258 jeweils die in Kästchen angegebenen Nummern 3, 4, 5, 12) jeweils die Markierungen, auf die sich die Distanzangaben beziehen, und die ein Fahrzeug das eine Markierung, bzw. Kodierung mit diesen Distanzangaben passiert, überfahren haben könnte (dem Wegenetz entsprechend).

Im Beispiel nach 258 werden daher z.B. in der gelesenen Markierung

entsprechend der Adresse 3 (betr. „3" in kleinem Quadrat):

folgende Distanzen kodiert, bzw. gespeichert, wobei die Ziffer links die Referenz auf die Adresse jener Markierung symbolisiert, auf die sich die auf der rechten Seite stehende zugewiesene Distanz bezieht. Somit sind in der Markierung zur Adresse 3 gespeichert:

4 = C + P; 5 = C + P + E; 12 = C + 0; 11 = C + O + F; 8 = H + D + C; 6 = R + G + D + C; 7 = N + R + G + D + C; 9 = I + H + D + C; usw... (es sind hier nicht alle Werte angegeben, es reicht, wenn das Prinzip verstanden wird).

D.h. es werden die im Einzugsgebiet entsprechenden Distanzwerte jeweils zu einer Markierung kodiert. Dabei kann auch mit kurzen Adressen gearbeitet werden, wobei z.B. durch einen langen Wert einer Adresse jeweils eine Trennadresse eingefügt werden kann, damit die Adressen sich wiederholen können. Auch als Absolutwerte können beispielsweise die Adressenwerte 0..32 kodiert werden, wenn der Verlustwert mit 5 bit Auflösung gemessen wird, usw., (selbstverständlich unabhängig vom Abstand des Meßsensors unter Verwendung der erläuterten Referenzmessungen). Werden aktive Kodierungen verwendet, bei denen beim Überfahren ein Chip ausgelesen wird, dann können die Adressen und zugehörigen Angaben sehr lange Wörter aufweisen.

Die zu einer Markierung nach obigem Schema auf bestimmten Referenzadressen (bzw. Markierungen) bezogenen Distanzen werden bei Überfahren der Markierung durch das Programm des DSP im OBU dahingehend untersucht, ob im RAM des DSP Adressen von zuvor überfahrenen Markierungen gespeichert wurden, welche die gelesenen Distanzenangaben, bzw. deren Referenzadressen betreffen, z.B. Adressen aus der möglichen Menge... 4 bis 13, wenn das zu 258 dargestellte Umfeld zur aktuell überfahrenen Markierung der Adresse 3 berücksichtigt werden soll. In der Praxis gehört gegebenenfalls auch das aus Platz Gründen nicht mehr dargestellte Umfeld der Gegenrichtung dazu, usw.

Die weiß punktierte Linie betrifft den Fahrkurs des LKW, der gerade Markierung 3 überfahren hat, somit zu Markierung 3 folgende Auswertung durch das Programm im DSP des OBU vorgenommen wird: Aus der zur Markierung 3 gelesenen Datenmenge werden die Referenzadressen 7 und 6 als zuvor überfahrene und daher im RAM des DSP enthaltene Markierungen 7 und 6 erkannt, weshalb die Distanzen N, R, G, D und C als Weg zwischen 7 und 3 summiert werden.

Dabei wurde jedoch bereits bei Überfahren der Markierung 6 nach der gleichen Methode die Distanz N erkannt, dito zur Markierung 3 wird noch für die Referenz 6 die Distanzen R, G, D und C als Weg zwischen 6 und 3 erkannt. Die bei Überfahren der Markierung 3 wiederholt festgestellte Differenz zwischen Markierung 7 und Markierung 6 muß daher die Distanz N ergeben, was bereits zur Markierung 6 fest gestellt wurde. Wir haben daher bei diesen Verfahren eine Redundanz, die ein anderes Ergebnis brächte, wenn eine der Summenbildung (bzw. zur Prüfung Differenzbildung) beteiligten Markierungen ausfallen würde, was durch das OBU erkannt ist und gemeldet wird.

Da wir mit für die Markierungen möglichst kurze Adressen vergeben wollen, die sich auch wiederholen können, und zwischen sich wiederholenden Markierungen eine oder mehrere lange absolute Markierungen setzen, die gewährleisten, daß sich wiederholende Markierungen sauber getrennt sind, andererseits auch verhindern wollen das im RAM „Geistermarkierungen" enthalten sind, welche zu Verwechslungen führen können, enthalten die als Trennzeichen eingefügten langen Markierungen Löschadressen für all jene Markierungen, die nicht mehr gültig sind und daher aus dem RAM gelöscht werden. Weiters ist bei jeder Auswertung ein Distanzen Check vorhanden, um Fehlerinterpretationen von zu großen Distanzen (wenn Markierungen ausfallen) zu vermeiden. Weiters ist es zweckmäßig das jeweils aktuelle Distanzschema (als Auszug aus dem Streckennetz) in das OBU zum Vergleich über Funkt zu laden, damit später auch im OFF Line Betrieb Fehler sofort lokal durch das DSP Programm des OBU erkannt und durch Senden der Rechenzentrale gemeldet werden können.

Das beschriebene Verfahren hat neben der hohen Redundanz den Vorteil, daß neben einigen aktiven Kodierungen, (welche einen Chip zur Übermittlung der Distanzen an das OBU des Fahrzeuges aufweisen), auch zahlreiche rein passive Kodierungen verwendet werden können, die nur Offsetadressen (bzw.-markierungen) im Straßennetz betreffen, sich auf diese Distanzenangaben bezieht.

Überwachung der gesendeten Kennzeichen ID des OBU:

Um das physikalische Kennzeichen des Fahrzeuges untrennbar mit dem durch die Sendeeinrichtung das OBU gesendeten zu koppeln, sollen nachfolgend einige Vorzugsbeispiele beschrieben werden.

259 zeigt ein Beispiel, bei dem das über eine Adapterzwischenlage (FIX, vgl. 200 plus extra) vor der Stoßstange (z.B. auch anstelle des Kennzeichens), befestigte OBU, bzw. dessen Gehäuse (vgl. Gehäusewand von OBU), einen Wechselrahmen beinhaltet, in das das vordere Kennzeichen eingelegt ist. Vgl. glnk...Scharniere mit aufklappbarem Klapprahmen, der das Kennzeichen abdeckt. Wie auch aus der Seitenansicht zu ersehen, sind über Servomotor(en) MS1, MS2 in im Rahmenblech eingelassene Schlitze einschwenkbare Verriegelungsstifte vrg (als Kodeschloß) vorgesehen, die nur durch einen in das OBU eingegebenen Kode heraus gedreht werden können, so daß das die Abdeckklappe nur über das Kodeschloß geöffnet werden kann. Die Kodeeingabe zur Öffnung, bzw. zum Wechseln des Kennzeichens erfolgt über einen Kode, der z.B. mit einem Notebook (über Steckverbinder oder auch über einen im OBU vorgesehenen Akustikkoppler, auch über Handy übermittelt) eingegeben wird. Die Schlitze sind z.B. durch einen Aussparung des aus mehreren Schichten (Lagen) gefertigten Abdeckrahmens des Kennzeichens realisiert. Die Gehäusewand des OBU ist dann z.B. weiterhin durch Scharnier zu öffnen und mit einem Standart Schloß verschlossen, das geöffnet werden kann, wenn die Servoverriegelung des Kodeschlosses defekt ist.

Eine weitere, oder zusätzliche Alternative ist, z.B. den in der PCT/AT/00/00198 bereits beschriebenen Sicherheitsdetektor zu verwenden, der eine Verlustmessung benützt, um festzustellen, ob eine Verbindung aus zwei Teilen gelöst wird, oder nicht, z.B. ein Paket geöffnet wird, oder nicht, ein Teil herausgenommen wird, oder nicht, usw. Dabei werden die Vorteile des Verfahrens, daß die Verlustmessung nicht manipuliert werden kann herausgestellt. Diese Vorteile wurden durch die Verbesserung des Sensors nochmals verbessert.

Mit diesen Eigenschaften wollen wir das auf die vordere Stoßstange eines Wagens aufgesetzte OBU untrennbar mit dem Kennzeichen verbinden. Dabei muß dies keineswegs das Kennzeichen sein, es kann auch z.B. eine fest an einem LKW angeschweißtes Gehäuse sein, weiches das mit dem Fahrzeug verbundene unverfälschbare Gegenstück bildet.

Am einfachsten technisch Umsetzen läßt sich eine durch Datenkopplung vorgenommene Kennzeichensicherung. wenn wir eine behördliche Plakette, wie sie z.B. als TÜV Plakette im Gebrauch ist auf das Kennzeichen mit fest bindendem Klebstoff aufkleben. Diese Plakette enthält einen Chip, vergleichbar mit dem in der PCT/AT/00/00198 bereits gebrachten Beispiel. Der Kreisform der Plakette angepaßt enthält die Plakette eine sehr flache Spule, z.B. auch als auf eine Folie aufgedruckte Spule ausgeführt, in welche eine Serienresonanzkapazität angeschaltet ist, jedoch nicht unmittelbar, sondern über einen Schalttransistor, der im Chip untergebracht ist und den Resonanzkreis ein- und ausschaltet. Eine weitere Spule, die unmittelbar über die erste Spule darüber gedruckt werden kann liefert für den Chip die Spannungsversorgung. Eine Variante dazu wäre ein Zweipunkt kapazitive Datenkopplung zwischen OBU und dem Chip der Plakette, wobei gleichfalls vom OBU aus über eine Kapazitätsmessung zwischen den beiden für die Datenübertragung verwendeten Punkte, festgestellt wird, ob das OBU von der Plakette des Kennzeichens entfernt, d.h. die Datenverbindung aufgetrennt wurde.

Bei der Montage des OBU an der Stoßstange drückt die Kontaktierung für die Datenverbindung (Spule, oder Kapazitiv, etc.) an das Gegenstück des Kennzeichens über einen Federdruck an. Dabei wird z.B. von der Behörde, Zoll, etc., durch (vorübergehendes) Anschließen eines betreffenden Gerätes, PC, etc., eine Berechtigung im OBU identifiziert, um die über das Gerät eingegebene Kennzeichennummer als elektronisch eingegebene Kennzeichennummer zu akzeptierten. Damit ist die Sicherheitsüberwachung des OBU scharf gemacht, wobei das OBU mit dem Chip einen ständigen verschlüsselten Datenaustausch unterhält. Bei der Entfernung des OBU wird gleichfalls ein spezielles Gerät (PC, etc.) als Identifizierung einer Berechtigung (vorübergehend) angeschlossen, um die Berechtigung einzugeben. Wird hingegen das OBU ohne vorheriger Eingabe dieser Berechtigung entfernt, d.h. die induktive oder kapazitive Datenverbindung unterbrochen, was dadurch festgestellt wird, daß der ständige verschlüsselte Datenaustausch zwischen Chip und OBU unterbrochen wird, ohne daß dazu die Berechtigung vorlag, dann wird diese Erkennung im OBU als Alarmmeldung abgespeichert und entweder bei der nächsten Möglichkeit gesendet, oder bei der Rückgabe/Inspektion erkannt. Die Daten zwischen Chip und OBU nach dem bevorzugten Verlustmeßverfahren bei praktisch unveränderlicher Amplitude der Meßfrequenz des Sensors zu übertragen (weil ständig ausgeregelt), ist zeitgemäßer als die kapazitive Kopplung, da sie von einem Hacker nur schwer anzuzapfen ist (Transfer Security), d.h. bereits durch das Datenübertragungsverfahren selbst und nicht nur durch die Verschlüsselung ein hohes Maß an Abhörsicherheit gegeben ist. Weshalb für diese Kopplung, insbesondere in Verbindung mit einer Abstandsmessung (zu Überwachung, ob die Kopplung gelöst wird), um eigenständigen Schutz angesucht wird.

Weitere Optionen, betreffend der Datenübermittlung an das OBU (vgl. auch später):

Um für das Senden der Daten eine kostengünstige Lösung zu finden, ist in Weiterbildung vorgesehen, daß in der Fahrbahn eine einfache schmale Drahtschleife als Sensorspule (einer Verlustmessung) eingelassen ist, bestehend aus Hin- und Rückleitungen des Drahtes, wobei diese Spule an einer Straßenseite an die bevorzugte Sensorschaltung angeschlossen ist, welche als Datenempfänger wirkt und die vom OBU eines über die Drahtschleife fahrenden Fahrzeuges gesendeten Daten z.B. über Funk weiter sendet.

Das Ausenden der Daten vom OBU (d.h. vom Fahrzeug) erfolgt durch eine unter dem OBU längs der Stoßstange verlegte weitere Spule, deren von der in die Fahrbahn eingelassenen Spule (Sensorspule) induktiv aufgenommener Strom über einen Schalttransistor geschaltet wird (Stromtastung), entsprechend einem Daten Sendeverfahren nach PCT/AT/00/00198. Dabei kann (als Option) die unter der (unterseitig offene) Stoßstange verlegten Spule, welche die Daten sendet, gegebenenfalls mit einer Serienresonanzkapazität, abgestimmt auf die Meßfrequenz der Drahtschleife der Fahrbahn, weiterhin als (Resonanz-) Saugkreis ausgebildet sein (vgl. später).

In umgekehrter Richtung ist gleichfalls diese Datenübertragung möglich. Wobei eine unter der Stoßstange des Fahrzeuges verlegte Sensorspule (als Datenempfänger), in einer in der Fahrbahn verlegten, und als Saugkreis geschalteten Drahtschleife (als Datensender), den Verlust induziert (der in der Drahtschleife entsprechend den zu sendenden Daten durch Stromtastung variiert wird).

Für die Messung der Kodierung durch die Sensorspulen wird natürlich eine andere Erregerfrequenz verwendet, als für die Sensorspule der Fahrbahn für den Empfang der Datenübertragung, dito für das Senden der Daten.

Da die Erregerfrequenz der Sensorpule des Fahrzeuges für die Messung der Fahrbahnkodierung ausreichend weit außerhalb der Resonanzfrequenz für die Verlustvariation an der Datensendespule liegt, wird die Messung der Kodierung nicht durch das Senden der Daten beeinträchtigt.

Die vom Sensor des OBU gelesene Markierung initialisiert den Beginn des Datenaustausches, wobei dieser Datenaustausch über die Induktionsspule, oder auch über Funkt vorgenommen sein kann. Bei dieser Initialisierung sendet das OBU neben dem elektronisch kodierten Kennzeichen noch die Adresse der Markierung, wobei die Adresse der Markierung durch die Leiterschleife noch gestützt werden kann.

Dimensionierung:

Fährt ein Wagen beispielsweise mit 50m/Sekunde (180 km/h), und beträgt die Breite der quer über die Fahrbahn eingelassenen Spule 5 cm, dann wird die Spule in 1 Millisekunde überfahren. Verwenden wird als Variationsfrequenz zur Verlustmodulation des Sendesignals (bei der nichts gesendet, sondern nur der Verlust in der Spule variiert wird) z.B. 2 MHz, und tasten mit der Sensorspule im OBU mit einer Frequenz von 200 kHz (d.h. mit einer 10 mal niedrigeren Frequenz, als die Modulationsfrequenz !) ab, wobei wir dann als Spektrum zwar eine AM mit 1 MHz +/– 50 kHZ an der Meßspule LMeß für die erforderliche Bandbreite zur schnellen Ausregelung des Verlustes erhalten, jedoch wegen der Ausregelung auf einen konstanten Verlust eine praktisch unveränderliche Amplitude von 200 kHZ an der Meßspule auftritt (und außer der Meßfrequenz der empfangenden Meßspule LMeß hier nichts gesendet wird), verschmutzen wir bei unserer Datenübertragung eines mit 2MHz modulierten Signals auch nicht die Gegend). Wie immer bei diesem Prinizip: Das Stellsignal zur Konstanthaltung des Summenverlustes liefert dann die Modulationsfrequenz (hier 2 MHz). Für eine einfachere Version können wir auch die 200 kHz mit einem Verlust variieren der nur jede Periode sich ändert (d.h. 200 kHz +/– 200 kHz Bandbreite). Wobei der Datensender die Verluste in der betreffenden Spule dann mit den Nulldurchgängen des in der Spule gemessenen Stromes kompensiert.

Anmerkung zum Sensor: Werden über die Periode der Meßfrequenz ständig Messungen vorgenommen, dann wird in Nähe der Nulldurchgänge der Meßfrequenz mangels ausreichender Amplitude (am Bewerter BW) das Abgleichverfahren jeweils unterbrochen (gesteuert über die Zeit). Soll dies verhindert werden, dann können wir die Meßspule auch mehrphasig speisen, wobei wie bei einem Drehstrom Trafo für jede Phase eine Wicklung vorsehen sein kann, da sich die Spannungen am Bewerter nicht gegenseitig beeinflussen. Anstelle, daß in Nähe der Nulldurchgänge der einzelnen Phasen die Messung unterbrochen wird, wird dann einfach auf die jeweils nächste Phase umgeschaltet. Dabei können wir dann beispielsweise drei zu 120° versetzte Phasen (oder auch mehr) mit jeweils einer eigenen über einen Verlust Richtkoppler vorgenommenen Speisung verwenden, wobei die Meßergebnisse dann von den einzelnen Verlust Richtkopplern geliefert werden und nur jene verwendet werden, deren Phase gerade den größten Amplitudenwert aufweist. Diese Variante ist für alle Beispiele anwendbar.

200 plus extra und 202 plus extra (in den Zeichnungen zwischen den Figuren 258 und 259 eingeordnet) sind den zitierten Voranmeldungen (betreffend Mauterfassung, z.B. P 103 48 360.8) entnommen und zeigen den OBU-Aufsatz (Gehäuse bzw. Frontboard, der die Sensoren Sl, Sr mit der OBU-Elektronik trägt und auf einer ständig am LKW bzw. Fahrzeug montierten Halterung FIX befestigt ist, auf die er schnell demontiert (dito wieder demontiert) werden kann. Dabei wird der OBU-Aufsatz mittels seitlich vorgesehener Einsteck-Schienen (oder in einen Falz, etc.) in die Halterung FIX eingeschoben.

Dabei besteht die Möglichkeit entweder das OBU am Fahrzeug gegen widerrechtliche Demontage zu sichern (durch elektronische Verbindungssicherung oder Schloß), oder das Kennzeichen am OBU zu sichern (durch elektronische Verbindungssicherung oder Schloß).

Obwohl das OBU Gehäuse in die fixe Halterung sehr schnell einzusetzen ist (durch Anschlag unten gehalten) und z.B. durch 2 Schrauben BZ noch fixiert wird, weiters entsprechend der genannten Voranmeldung mit einem über Funksignale zu einem in der Fahrerkabine montierten Zusatz OBU (Bedienkonsole) eine Diebstahlsicherung aufweist, d.h. ohne diese Bedienkonsole des OBU nicht funktionsfähig ist und bei Demontage sofort ein Warnsignal absendet wird (vgl. Voranmeldung), ist weiterhin Vorsorge getroffen, daß das Kennzeichen (Nummernschild) und der OBU-Aufsatz, wie vorangehend (als Option) erläutert, elektronisch gesichert untrennbar miteinander verbunden sind. Bei dieser Ausführung (vgl. 200 plus extra), ist in der am LKW verbleibenden Halterung (FIX) der genannte Sensor SI eingelassen, der einerseits zum Nummernschild hin eine Abstandsmessung vornimmt, andererseits zu einer auf dem Nummernschild aufgeklebten Plakette (FLAK), bzw. zu einem auf der Plakette (unterseitig auf der Klebestelle) mit aufgebrachten Chip (entsprechend einer Chipkartentechnologie) eine Datenverbindung aufrechterhält, z.B. durch kapazitive Kontaktierung Standart mäßig kontaktiert, oder auch über Verlustvariation, etc. Die Versorgungsspannung des Chips wird über eine HF-Spule abgegriffen und vom Sensor SI mit gesendet (wie gleichfalls üblich). Das Besondere daran ist die Abstandsmessung in Verbindung mit der verschlüsselten Datenübertragung (vgl. auch PCT/AT/00/00198), zwischen (in die Kennzeichenhalterung eingesetzten) Sensor SI und auf dem Kennzeichen über die Plakette aufgeklebten Chip (200 plus extra). Stellt der Sensor SI durch die Abstandsmessung über eine Veränderung des gemessenen Verlustes fest, daß das Nummernschild entfernt wird, oder eine Manipulation vorgenommen wird, dann werden keine gültigen Verschlüsselungsdatendaten mehr gesendet, und in den Sensor SI wird dieser Vorgang als Entfernungsversuch oder entferntes Kennzeichen eingeschrieben. (Transfer Security). Wird das bevorzugte Verlustmeßprinzip als Datenübertragungsverfahren zwischen Chip (auf Plakette PLAK) und Sensor SI verwendet, dann weist das Nummernschild an der Stelle wo die Plakette aufzukleben ist, ein Loch dm auf, durch das das elektromagnetische Feld der Sensorspule SI hindurchgeht, bzw. wenn bidirektional gemessen wird, auch das elektromagnetische Feld das von einer auf die Plakette mit aufgedruckten Spule (angesteuert über den Chip) erzeugt wird. Dabei kann der Verlust dieser Spule auch ausschließlich durch einen auf der Sensorspule des Sensors SI angeschalteten negativen Leitwert erfolgen, der über die OBU Elektronik gespeist wird, somit der Chip mit kleinster Leistung auskommt. Da die Summenverluste bzw. Amplituden an den betreffenden Sensorspulen SI, dito Chip durch Konstanthaltung des Summenverlustes konstant geregelt sind, kann die Schnittstelle auch nicht abgehört werden. Für diese Transfer Security Schnittstelle wird um allgemeinsten Schutz angesucht. Die Spannungsversorgung des in der fix angeordneten Halterung eingelassenen Sensors SI, welche gegebenenfalls mit einer auf der Spannungsversorgung erfolgenden Datenübertragung kombiniert ist, erfolgt. über einen weiteren Sensor SII, der gleichfalls in die am Fahrzeug fest montierte Halterung FIX eingelassen ist und equivalent zu Sensor I eine gesicherte Datenverbindung K zwischen der Halterung FIX und dem in die Halterung eingesetztem Gehäuse des OBU-Aufsatzes herstellt. (der die Spulen zur Abtastung der Fahrbahn Markierung enthält). D.h. für diese Ausführung haben wir eine Serienschaltung von Chip der Plakette des Kennzeichens/zu gesicherter Datenverbindung über SI (in der Halterung FIX) und weiters über SII (innerhalb der Halterung FIX) zum eingeschobenen OBU Aufsatz.

Die Stromversorgung von SII und SI kann auch über einen HF-Trafo (mit hier senkrecht ineinander geschobenen Wicklungen, wie bei elektrischen Zahnbürsten üblich oder nebeneinander angelegt, etc.), inklusive überlagertem Datensignal, vom OBU Aufsatz gespeist weiterhin vorgenommen sein. (Der OBU Aufsatz verfügt über Windräder Generatoren und einem Ladeakku).

200 plus extra und 202 plus extra zeigen auch die Unterbringung der Kommunikationsspule Lring, am unteren Gehäuserand, wobei 202 plus extra die Spule bei abgenommener Kunststoffabdeckung (an der Front) zeigt. Die Kunststoffabdeckung (hier nicht eingezeichnet) bildet dann eine Art zweite Stoßstange und kann auch noch gepolstert sein. Um die elektronischen Umschalter einzusparen besteht die Kommunikationsspule Lring aus zwei Wicklungen, einer Wicklung, die über einen Serientransistor getastet kurzgeschlossen werden kann, um an eine in die Fahrbahn eingelassene Meßspule LFB Verluste zu senden, und einer Wicklung als Meßspule, welche die über eine in die Fahrbahn eingelassene (weitere) Wicklung gesendeten Verluste mißt. Synchronisiert wird die Umschaltung von Empfangen auf Senden z.B. durch über die äußeren Sensoren Si, Sr gelesene Markierungsstreifen (als Trabanten, etc.) und. gegebenenfalls in weiterer Unterstützung durch im Datenaustausch enthaltene Steuerzeichen, gegebenenfalls auch durch festgelegte Umschaltzeiten, bezogen auf Synchronisationszeichen. Die Daten werden dann zwischen Lring und der in der Fahrbahn eingelassenen Spule z.B. im Halbduplexverfahren ausgetauscht.

Weitere Anwendungen für das bevorzugte Verlust Meßverfahren:

276 betrifft ein Beispiel, bei dem der Füllstand einer Tintenpatrone (TPR) eines Tintendruckers nach dem Prinizip einer Messung des ohmschen Verlustes der in einem Schwamm aufgesaugten Tinte (induktiv, Lmeß) gemessen ist. Der Sensor SG ist dabei auf einer durch Zugfeder Fz gehaltenen Klappe (KLP), die an eine Seitenwand der Tintenpatrone drückt montiert, und kann zum Wechseln der Tintenpatrone unproblematisch aufgeklappt werden kann. FBK ...Flachbandkabel für Sensoranschlüsse, P-Kopf ...Druckkopf.

278 zeigt ein Beispiel, bei dem die Meßspulen Lmeß in einem Reifen eingebaut sind, um durch das Erdreich hindurch zu messen. KR...Kontaktringe mit Schleiferabgriff SLF für Senoranschlüsse, LG...Lager. 277 betrifft einen Ultraschall Pflug, der mit betreffenden Sensorreifen nach 278 ausgebildet ist.

280a zeigt als weitere Anwendung für eine passive Markierung ein Beispiel einer Linearführung für einen Kran oder ähnliche Anwendungen, z.B. zum Beton Gießen, usw. Bei diesem Beispiel ist die mit einem Harz vergossene (gegebenenfalls noch in einen Hartgummi Zylinder als Zylinderspule eingesetzte) Sensorspule S geschützt in einem Ring an einem Behälter BH (mit einem Ausgießer, etc.) untergebracht, wobei die Sensorspule S nach unten mißt (&#8709; ...elektromagnetischer Fluß). Gemessen wird der Verlust einer als Gitter ausgeführten aus voneinander isoliert geschichteten Blechen bestehenden Blechplatte &egr;, dargestellt in 280b, die in einer Vorzugsrichtung einerseits einem homogenen Leitwert aufweist, in der anderen Richtung eine kodierten Wirbelstromverlust (1/RVM) aufweist, z.B. realisiert nach 299b, wobei dann entsprechend dem FQ-Switch Verfahren mit zwei unterschiedlichen Frequenzen, einer höheren Meßfrequenz fo und einer niedrigeren Meßfrequenz fu gemessen wird. Die Gitterbleche (z.B. aus eloxierten Aluminiumfolien) sind dann kongruent übereinandergelegt und beidseitig durch zwei Gummimatten geschützt. Bei dieser Konstruktion ist weiterhin noch vorgesehen, die Löcher und Durchbrüche des aus mehrlagig geschichteten, voneinander isolierten Blechen bestehenden Gitters (vgl. 300a) mit passenden Gummieinlagen auszufüllen, um die Druckbelastbarkeit zu erhöhen. Diese wie ein Sandwich aufgebaute Matte ist an den schmalen Rändern geschlossen (z.B. vulkanisiert), so daß nach außen hin eine druckfeste Gummimatte als Sensorfläche entsteht. Es ist evident, daß nach dem weiterhin erläuterten Prinizip einer aktiven Kodierung auch Leiterschleifen mit einem Chip versehen, wie zu 282/281 beschrieben mit eingeschlossen werden können, um neben der Peilung eines passiven Verlustes, die Peilung über einen aktiv geschalteten Verlust durchzuführen (um die Markierungen durch den Kode unterscheiden zu können). Weiterhin können z.B. auch bei Straßenmarkierungen die betreffenden Kodierbleche (als Alternative zu einer Kodierung mit elektrisch leitender Farbe an der Oberfläche) in einer solchen Gummimatte eingeschlossen sein und die Gummimatten in den Asphalt eingebettet verlegt werden.

Die Richtung x entspricht in 280b der Richtung 1/RVM des in 299b dargestellten Streifens. Dabei entspricht weiterhin in 280b die Streifenbreite dy den Rasterabständen, in denen gegebenenfalls der (homogene) Verlust. (1/RVM = const.) mit abgeglichen wird. Die Strichdichte in Richtung x entspricht dem Verlustverlauf des mit der höheren Meßfrequenz fo kodierten, bzw. abgeglichenen Verlustes (vgl. insA, insI in 299a und 299c). Somit kann diese Wegerfassung in Richtung X unabhängig vom Meßabstand der Sensorspule S (280a) vorgenommen werden und über eine automatische Steuerung, der Behälter BH automatisch längs einer durch die Richtung X vorgegebenen Linie positioniert werden, z.B. um Mörtel oder Beton längs vorgegebenen Linien zeilenweise aufzutragen. Die Bewegung längs der Linie wird dann z.B. neben der Möglichkeit die der Kranführer hat, durch einen zweiten Knopf am Behälter von dem Arbeiter gesteuert, der auch die Betonschleuse überwacht. Wobei hier auch zusätzlich optische Systeme. Laser, usw. eingesetzt werden können, um die Aufschüttungshöhe des Betons zu überwachen, usw. Der vom Behälter ausgehende Verlust wird wieder kompensiert, wobei am Behälter auch weitere Verlust Meßssensoren (Referenzsensor) nach außen geschirmt fest angeordnet sein können, die den Temperaturgang des Verlustes (vom Behälter) messen, der dann ausgleichend durch den Sensor S (über einen Parallelleitwert durch DSP gestellt) entgegenwirkend der Abweichung geregelt ist (vgl. Voranmeldungen). Dieser Verlustwert wird dann als Summand des vom negativen Leitwert –G zu kompensierenden Gesamtverlustes verwendet. Dieser durch –G zu kompensierender Gesamtverlust setzt sich (als linearisiert gemessener Parallelleitwert zur Meßspule) zusammen aus dem Umgebungsverlust (des Behälters) und dem Eigenverlust der Sensorschaltung einschließlich des ohmschen Serienwiderstandes der Meßspule. Dabei kann der zur ständigen Nachkalibrierung für –G verwendete Referenzwiderstand Rref (vgl. 234, 294) aus einer Parallelschaltung zusammengesetzt werden, welche einen Kaskadenleitwert aufweist, der jeweils auf den mit dem Referenzsensor gemessenen Verlust des Behälters eingestellt wird (zur Kompensation der Umgebungsverluste), und weiters eine Widerstandsschaltung aufweist, welche dem Wert und Temperaturgang des als Parallelleitwert transformierten Serienwiderstandes der Meßspule Lmeß entspricht, gegebenenfalls erweitert mit einem Parallelleitwert, der dem Parallelleitwert der speisenden Schaltung (LOWCOP) entspricht. Der Umgebungsverlust kann alternativ auch unter Verwendung einer aktiven Kodierung gemessen werden, wenn diese beispielsweise eine Absorptionsspule für zwei unterschiedliche Resonanzfrequenzen verwendet.

280c betrifft eine Ausführung bei der die Meßspule an einem Hacken hängt, um die Linienführung des Hackens automatisch zu steuern. Modifikationen: Wie bereits für die Kodierung einer Fläche in vorangegangenen Beispielen erläutert (212a, 222, 236, 247a) kann die Positionserfassung nicht nur längs einer Linie, sondern Koordinaten gemäß auch über eine Fläche vorgenommen werden, was für das Beispiel aus 280a, b gleichfalls angewendet werden kann. Weiters kann die Metallplatte &egr; beispielsweise kann auch in mehrere Streifen, welche dann die Leitflächen bilden, aufgeteilt sein, wobei in der Mitte zwischen diesen beiden Streifen dann die Steuerung längs einer Linie erfolgt und z.B. zu beiden Seiten des Behälters BH entsprechende Sensorspulen (auch verstellbar) angeordnet sind, usw., vgl. dazu Beispiel nach 203b. Der durch –G eingekoppelte Offsetverlust ist z.B. abhängig von der jeweils gewünschten Meßempfindlichkeit einstellbar gemacht.

In der PCT/AT/00/00198 des gleichen Anmelders wurde bereits vorgeschlagen, durch Steuerung oder Schalten des Stromes in einem Serienresonanzkreis der als Verlust sich im Meßfeld der Sensorspule befindet, Daten zu senden und mit dem Sensor zu empfangen, drahtlos oder für hohe Bandbreite z.B. um über ein Stromversorgungskabel ein LAN Netz aufzubauen. Durch entsprechende Abstimmung der Resonanzfrequenzen (der Verluste) in Anpassung der Meßfrequenz des jeweils zugehörigen Sensors können beliebig viele Kanäle in beide Übertragungsrichtungen gesendet werden.

Eine einfache weitere Applikation ist Z.B. in der Installationstechnik zu finden. Es ist mittlerweile üblich, Schaltsignale und Stellsignale über Installationsleitungen als kodierte Datensignale zu übertragen und damit an die Leitungen angeschlossene Verbraucher über Dekodierung der Datensignale zu steuern, wie ein- und auszuschalten oder zu stellen, usw.

Soll der Schalter, oder Dimmer, hier allgemein Stellglied genannt, jedoch an einer Stelle plaziert werden, wo keine Leitung verlegt ist dann benötigen wir eine drahtlose Verbindung, welche eine Signalumsetzung vom Stellglied zu einer Umsetzereinrichtung, bzw. auch umgekehrt, ermöglicht. Wobei die Umsetzereinrichtung an der nächst möglichen Leitung des Installationsnetzes angeschlossen ist und die weitere Kodierung zur Dekodiereinrichtung des Verbrauchers vornimmt. Durch entsprechende Anwendung des bevorzugten Verfahrens können wir eine solche Umsetzereinrichtung realisieren, indem die drathlose Stecke durch die über eine Absorptionsspule (einem Saugkreis) „gesendete" Verluste (die an der Gegenstelle durch den Sensor gemessen sind) überbrückt wird.

Das Stellglied wird dann durch einen Miniakku, oder Goldkondensator, etc. versorgt, der durch Solarzellen aufgeladen wird.

Militärische Anwendungen

Neben der Möglichkeit zur Realisierung eines Absorptionsradars, z.B. zum Aufspüren von Tarnkappenbombern, etc., weiters Benutzung des Datenübertragungsverfahrens zur Steuerung von unter Wasser fahrenden Mini Torpedos, usw., ist eine weitere Anwendung z.B. große Flächen mit einer amorphen Halbeiterschicht zu versehen, um durch gesteuerte Veränderung des Leitwertes der Halbleiterschicht (zur Modulation des von einer Meßspule aufgenommenen Verlustes) ein Freund Feind Erkennungssystem für militärische Anwendung zu realisieren. Der Vorteil gegenüber einem Saugreis für die zum Senden von Daten benutzte Verlustvariation ist der, daß diese Vorrichtung wesentlich empfindlicher ist und keine Vorzugsrichtung hat, wie z.B. sie jede Spule aufweist. Dabei können beispielsweise neben Panzerfahrzeugen, Flugzeugen, vor allem auch Raketensysteme zur kombinierten Zielerkennung und Freund Feind Erkennung mit solchen Schildern ausgestattet werden. Da der bevorzugte Sensor mit besonders niederfrequenten Signalen z.B. durch einen Berg hindurch messen kann, kann ein Jagdflugzeug auch ein hinter einem Berg fliegendes Flugzeug erkennen, welches jedoch einen nach der Uhrzeit (die über ein empfangenes Funksignal ständig nach kalibriert ist) ständig variierten Freund Feind Erkennungskode durch Veränderung des Verlustwiderstandes der amorphen Halbleiterschicht des Schutzschildes aussendet, der von der Sensorspule des hinter dem Berg fliegenden Flugzeuges als Erkennungssystem erkannt wird. Sollte der Sensor nur mehr das Flugzeug erkennen, jedoch nicht in der Lage sein, den Kode zu empfangen, dann wird das erkennende Flugzeug auf alle Fälle eine zielerfassende Abwehrrakete auf diese Flugzeug abfeuern. Diese Rakete weist dann wieder einen Sensor auf, der gegebenenfalls einen Freund Kode des vom angegriffenen Objekt gesendeten Signals erkennt und die Rakete dann an dem angegriffenen Ziel vorbei gesteuert wird falls die Erkennung ein Freund Signal detektiert.

Zivile und militärische Applikation/Korridorsicherung/Terrorabwehr:

Dieses Verfahren kann z.B. auch für zivile Aufgaben angewendet werden, wenn am Turm von Windpropellern von Off-Shore Anlagen eine Ringspule mit einem Resonanzkreis angebracht wird, der durch ein Kodesignal mit einem Halbleiter ein und ausgeschaltet wird.

In der Regel gilt es nicht nur einen Windgenerator, sondern die Fläche eines ganzen Off-Shore Windparkes einem nahenden Schiff zu übermitteln, bzw. wie weit es jeweils von dieser Fläche entfernt ist. Zu diesem Zweck sind die Resonanzkreise auf den Türmen der einzelnen Windpropeller auf unterschiedliche Frequenzen abgestimmt, die der Reihe nach von der Sensorspule eines nahenden Schiffes als Verlust (Saugkreis) gemessen werden. Somit, und das ist der Sinn der Sache, die Entfernung zu jedem einzelnen Windturm vor allem bei Nebel gut gemessen werden kann.

Dabei sind die Resonanzwiderstände der Kreise identisch, so daß auch eine unmittelbare Entfernungsmessung vorgenommen werden kann. Entweder über die Intensität mit dem Sensor (am Schiff) des gemessenen Verlustes oder über eine Laufzeitmessung, wie sie später noch als Absorptionsradar noch näher erläutert wird. Die Stahlkonstruktion des Turmes stört dabei nicht, da dem Resonanzkreis ein negativer Leitwert –G angeschaltet ist, der genau diesen (sich praktisch nicht ändernden Verlust) ausgleicht.

Eine weitere Unterdrückung der Umgebungsverluste findet statt, weil das von einem betreffenden Resonanzkreis ausschließlich durch Veränderung seines Verlustes (als Saugkreis), „gesendete Signal" wie es sich durch Ein-Ausschalten des als Verlust gemessenen Resonanzstromkreises für den „sendenden" Resonanzkreis nach der PCT/AT/00/00198 als Datensignal ergibt, vom messenden Sensor wie bei einer AC Kopplung nur betreffend dem Verlust gemessen wird und der Nullpunkt entsprechend einer AC Kopplung durch den negativen Leitwert –G des die Verlustmessung als Empfänger durchführenden Sensors automatisch nach geregelt wird.

Durch Dekodierung des vom Sensor empfangenen Datensignals können beliebige Erkennungsdaten übertragen werden, dito die Entfernung zu den einzelnen durch jeweilige Frequenzumschaltung der Meßfrequenzen des Sensors gemessenen Resonanzkreise auch ziemlich genau gemessen werden.

Eine ständige Selbstkalibrierung der Entfernungsmessung kann beispielsweise unternommen werden, wenn neben der Meßspule gleichfalls an der Reling des Schiffes eine weitere jedoch geschirmte Resonanzspule in einem gleichfalls geschalteten Resonanzkreis als Nachbildung zum aus der Ferne (z.B. an Windrädern) gemessenen Resonanzkreis vorgesehen ist, deren Verlust gleichfalls durch einen einstellbaren negativen Leitwert –G durch Stellgröße gesteuert, bzw. dosiert, verringert werden kann. Diese Resonanzspule sendet in Pausen der aus der Ferne (z.B. an Windrädern) empfangenen Verlustvariationen (z.B. synchronisiert durch diese Variationen oder über Eichzeitwerte einer Uhr, etc.). Wobei durch den einstellbaren negativen Leitwert –G dann die Schirmwirkung, der zu durch ein loses Drahtgeflecht geschirmten Resonanzspule eingestellt werden kann, was der Kalibrierung einer jeweiligen Entfernungsmessung entspricht.

Eine weitere gute Möglichkeit ist die Entfernungsmessung nach der Laufzeit zu bestimmen. Dabei wird die am Windpropeller montierte Spule auch als Sensorspule verwendet, z.B. auch mit einer anderen Meßfrequenz, etc., wobei diese Messung z.B. auch im Multiplexbetrieb vorgenommen werden kann. Das gleiche findet mit der Resonanzspule, welche an der Reling des Schiffes vorgesehen ist, statt. Somit in beiden Richtungen nach dem gleichen Verfahren gesendet und empfangen werden kann. D.h. nach dem Aussenden eines Impulses durch Änderung des Verlustes im Resonanzkreis der einen Gegenstelle, wird dieser Impuls an der anderen Gegenstelle durch den Verlust Meßsensor empfangen und anschließend erfolgt das gleiche in umgekehrter Richtung, somit eine Zeitmessung möglich ist (halbe Zeit ergibt Laufzeit). Dabei können gesendete Datensignale auch das Timing synchronisieren.

Es ist evident, daß dieses absolut einstrahlungssicher funktionierende Verfahren der Entfernungsbestimmung durch Zeitmessung an einem Verfahren nach der PCT/AT/00/00198 sehr gut in der allgemeinen Telematik weiterhin eingesetzt werden kann, z.B. auch um Gebäude vor Luftangriffen durch gekaperte Zivilflugzeuge zu schützen.

Korridorsicherung:

Wird festgestellt, daß ein Flugzeug den geschützten Korridor überschreitet, dann erhält der Board Computer des Flugzeuges eine entsprechende Korrekturinformation mit der der Autopiloten des Flugzeuges eine Kurskorrektur vornimmt. Bei der Kommunikation wird gleichfalls das erfindungsgemäße Verfahren verwendet,. um mit möglichst niedriger Meßfrequenz des Sensors (als Empfänger) die Daten zu übermitteln. Der Vorteil ist dabei, daß eine genau definierte Reichweite für die Datenkommunikation eingehalten werden kann. D.h. nur wenn das Flugzeug tatsächlich in Nähe des betreffenden Gebäudes, z.B. eines Atomkraftwerkes innerhalb der Reichweite des Sensormeßsignals fliegt, nur dann kann der Autopilot zur Korrektur des Gebäudes aktiviert werden, sonst nicht. Durch den besonderen Selbsttest nach der DE 42 40 739 C2 kann dabei die Reichweite des Sensors genau getestet werden, z.B. auch indem ein durch Steuersignal geschalteter Selbsttest Resonanzkreis in einer der Reichweite entsprechenden Entfernung angeordnet ist, oder auch mehrere für eine Fenstermessung, und diese Resonanzkreise, bzw. deren Halbleiterschalter zum Schließen des Stromkreises über eine standardisierte Datenverbindung in Kommunikation mit dem am Gebäude angeordneten Sensor dem Selbsttest entsprechend angesteuert werden. Sind z.B. zwei Selbsttest Resonanzkreise mit einem Entfernungsunterschied von 100 m (zueinander versetzt) angeordnet, dann wird die Sendeleistung über die von der Meßspule LMeß der Gebäudesicherung (z.B. um Gebäude herum gelegt) so geregelt, daß die nähere Resonanzspule einen zur Erkennung eines entsprechenden Datensignals ausreichenden Verlust in der Meßspule LMeß der Gebäudesicherung erzeugt, die entferntere Spule jedoch nicht mehr. Dann ist die Sendeleistung richtig eingestellt. Die Bemessung der für den Selbsttest verwendeten Resonanzkreise entspricht dann (in Abstimmung auf die Entfernung von der Meßspule LMeß an zu schützenden Gebäude) der Bemessung des im Flugzeug, z.B. als gespannte Antennenspule ausgeführten Resonanzkreises, wenn dieser durch den betreffenden Halbleiter durchgeschaltet ist. Weiters kann bei jedem Start und bei jeder Landung dieser Resonanzkreis durch einen angeschalteten durch Stellgröße verstellbaren Verlust (auch negativen, –G) gleichfalls in Anpassung an dazu passend aufgestellte Referenzverluste (z.B. unter Mitwirkung einer am Tower angeordneten Meßspule LMeß) automatisch nachkalibriert werden. Bei diesem Kalibrierungsvorgang sind die mitwirkenden Stationen dann entsprechend vernetzt.

Für Schiffe können beispielsweise gleichfalls derartige Korridorsicherungen realisiert werden, die dann bei Erkennen einer Gefahr automatisch den Kurs ändern. Oder wie in genannter Zusatzanmeldung gleichfalls bereits angegeben, können auch Schiffahrtsstraßen mit ausgelegten Metallbändern gesichert werden, um die Schiffe automatisch zwischen Untiefen schnell hindurch zu lotsen.

Die erläuterte Korridorsicherung, welche die Übertragung eines Datensignals mit einer Entfernungsmessung verbindet, ähnlich dem gleichfalls vorgeschlagenen Freund-Feind Erkennungssystem, kann z.B. auch sehr gut für die vielseitigsten Zwecke im militärischen Bereich eingesetzt werden. Sicherung von Unterwasserfurten (in trüben Wasser) für Panzerüberquerungen (auf alles was durch das Absorptionsradar allgemein erkannt wird und durch den Korridorsensor nicht erkannt wird, bzw. dem über das Verlustmeßprinzip weiterhin durchgeführten Datenaustausch nicht entspricht, wird geschossen). Da Gleiche kann auch für die Leitung von Angriffen im dichten Nebel erfolgen, da das Verfahren bei dichtem und feuchtem Nebel mit niedrigen Trägerfrequenzen noch sehr gut anwendbar ist, wo Laser und Standart Radar (wenn die Panzer eine Absorptionsschicht aufweisen) versagen, usw. Es können z.B. mit durch Propeller gelenkten Fallschirmen Zielverluste abgeworfen werden, das ist eine über Absorptionskreise die Daten sendenden Elektronik, um für automatisch ablaufende Raketenangriffe Freund-Feind Sektoren zu markieren.

Nachfolgend wird auf das benutzte Datenübertragungsverfahren nochmals kurz eingegangen.

Datenübertragung mit niedrigsten Trägerfrequenzen, erfolgt durch Modulation eines von der Trägerfrequenz beaufschlagten Verlustes, z.B. durch einen ein-/aus geschalteten Resonanzkreis, der auf die Trägerfrequenz abgestimmt ist, und der durch diese Tastung eine Verlustvariation entsprechend einem zu auszusendenden Datensignal Signal vornimmt (als Datensender), welches als Trägerfrequenz durch den bevorzugten absolut störsicheren Sensor (als Datenempfänger) zum Zwecke der Verlustmessung als Erregersignal ausgesendet wird; d.h. Trägerfrequenz = Erregerfrequenz bzw. Meßfrequenz des Sensors. Dieses Verfahren ist in der PCT/AT/00/00198 bereits veröffentlicht, wird jedoch durch die nachhaltige Verbesserung des Sensors in Bezug auf absolute Immunität in. Bezug auf Einstreuung noch wesentlich interessanter. Diese einstreuungssichere Eigenschaft des Sensors, der das eigentliche Trägersignal als Erregersignal für die Erzeugung des Verlustes im Resonanzkreis des bis auf die Umschaltung des Resonanzwiderstandes (z.B. ein-/ausschalten) rein passiven Datensenders (der kein direktes Signal aussendet, vgl. PCT/AT/00/00198) bildet, funktioniert hier wie ein Richtkuppler. Die externe Beeinflussung des ausgesendeten Erregersignals wird gemessen, dagegen werden zurückempfangene Signale, egal welcher Freuqenz, auch der gleichen Frequenz, nicht gemessen (d.h. natürlich gemessen schon, aber durch das erfindungsgemäße Verfahren bei Erhalt des Meßwertes voll unterdrückt).

An diesem Beispiel, geltend auch für alle anderen Beispiele, soll der besondere Pfiff des Verfahrens neben den ansonst üblichen Wirbelstrommessungen kurz herausgestellt werden. Dabei ist in der DE 42 40 739 C2 und in der PCT/AT/00/00198 bereits ausreichend herausgestellt, daß es für die Verlustmessung im Prinzip egal ist, ob der Verlust als induktiv eingekoppelter Wirbelstromverlust, oder als transformatorisch oder galvanisch angeschalteter Leitwert, oder durch drahtlos einwirkende Resonanzkreisspulen, usw., eingekoppelt wird.

Wenn wir beispielsweise eine Trägerfrequenz fu von einigen Hz verwenden, die als Erregerfrequenz von der Meßspule zur Verlustmessung LMeß, welche den Empfänger bildet, als elektromagnetisches Feld abgestrahlt wird, und einen vom elektromagnetischen Feld der Meßspule betroffenen (d.h. durch Induktion angekoppelten) Verlust nach einer wesentlich höheren Frequenz fo als Modulationssignal entsprechend variieren (bzw. aussteuern) dann entsteht eine Amplitudenmodulation (AM) als von der Meßspule ausgesendetes elektromagnetisches Feld, die durch die Stellgröße des an der Meßspule gesteuerten Verlustes ständig (bis auf die für die Regelung erforderliche Regelabweichung) ausgeregelt wird. Der Stellgröße des Sensors entspricht daher unmittelbar dem empfangenen Modulationssignal fo des „gesendeten" Verlustes (der allerdings nicht gesendet, sondern nur passiv variiert wird).

Oder es ist die Sensorspule LMeß dann z.B. an der Reling eines Schiffes angebracht, oder für militärische Zwecke z.B. wird LMeß durch Abstandshalterung abgestützt um eine Panzerwanne gewickelt, oder auch über einem Turm als Ringspule angebracht, usw. Dabei kann die Sensorspule LMeß zugleich auch als Strom gesteuerter Serienresonanzkreis, rein passiv, d.h. durch eine als Empfänger dienenden weitere Sensorspule gespeist, verwendet werden, um die Trägerfrequenzen der Gegenstellen auseinander zu halten, vgl. PCT/AT/00/00198.

Oder es befindet sich unter Wasser eine Gegenstelle (Taucher, fern gesteuertes U-Boot, etc.) mit der Daten ausgetauscht werden soll: Dabei sendet die Gegenstelle ihre Daten z.B. durch Ein-/Ausschalten des Stromkreises ihres auf die Trägerfrequenz (der empfangenden Meßspule LMeß) von einigen Hz abgestimmten Absorptionsresonanzkreises (Saugkreises, bzw. mit Halbleiterschalter ein/aus geschaltet L-C Stromschleife), dessen Induktivität zur induktiven Absorption eines Verlustes in Anpassung an eine niedrige Resonanzfrequenz z.B. durch den L-Expander entsprechend erweitert ist (vergleichbar mit den beschriebenen Beispielen zur Induktivitätsvergrößerung der Meßspule des Sensors). Gegebenenfalls wird mit einem negativen Widerstand der Serienwiderstand des Halbleiterschalters zum Ein-Ausschalten des Resonanzstromes kompensiert. Dito kann wieder durch ein entsprechend hohes L/C Verhältnis eine ausreichend große Bandbreite erhalten werden. (Trotz relativ hoher Güte der durch den L-Expander von L auf Lext vergrößerten Spule L, – jedoch sehr geringer Güte des Resonanzkreises). Da durch die relativ gering gehaltene Indultivität L des Saugkreises wieder ein relativ großer Strom fließt, induziert das von der Sensorspule abgestrahlte elektromagnetische Feld, in der Absorptionsspule L (des Datensenders) einen Stromfluß, der sehr intensiv ist, daß die Induktivität L selbst relativ klein ist, jedoch wegen der niedrigen Resonanzfrequenz und der geforderten schlechten Güte des (das Erregersignal des Sensors absorbierenden) Saugkreises, die Induktivität L für den angeschalteten relativ kleinen Resonanzkondensator durch den L-Expander von L auf Lext wesentlich vergrößert ist.

D.h. das eingangs der Beschreibung erläuterte Prinzip des L-Expanders können wir sowohl für den Sensor (des Datenempfängers), als auch für den Absorptions- bzw. Saugkreis (des Datensenders) anwenden um die Spule L unter Verwendung einer hohen Güte empfindlich zu machen, und dann in einem Schwingkreis die Güte zum Erhalt einer großen Bandbreite unter Verwendung eines relativ kleinen Resonanzkondensators wieder zu reduzieren.

Entsprechend dem Ein-Ausschalten des Stromkreises im Resonanzkreis des Datensenders wird an der Sensorspule des Schiffes (als Datenempfänger) eine entsprechende Verlustvariation fest gestellt. Da das Meerwasser als Tiefpaß wirkt, je höher die Frequenz, um so größer die Dämpfung, werden wir an der Meßspule nur eine sehr geringe Amplitudenänderung (entsprechend dem aufgenommenen 1/RVM) feststellen, die sofort durch den durch Stellsignal gesteuerten Parallelleitwert 1/RVL der Sensorspule wieder ausgeglichen wird. Daß wir überhaupt das über den Kurvenverlauf der wesentlich niedrigeren Trägerfrequenz fu sich erstreckende, und eine (je nach Bandbreite des als Sender verwendeten Saugkreises) auch eine höhere Frequenz fo aufweisende Modulationssignal mit seiner extrem geringen Amplitude durch den Sensor messen können, ermöglicht dessen Eigenschaft, daß er wie Richtkoppler wirkt, d.h. gegen aufgenommene Signale immun ist und nur das abgestrahlte Signal mißt, dabei jedoch ausreichend breitbandig gemacht ist, d.h. die Wirkung eines Richtkopplers erhalten wir bei ausreichender Bandbreite damit die Trägerfrequenz fu über die Belastungsvariation (Verluständerung) mit fo moduliert werden kann, entsprechend dem Spektrum einer AM: fu +/– fo. Werden z.B. zwei Frequenzen foA und foB für die Modulation verwendet, dann können mit foA und foB die beiden Kennzustände log.0 und log.1 eines seriellen Datensignals eines beliebigen Formats (Modulo2, Start Stopp, usw.) dargestellt werden, bzw. durch Filterung (z.B. foA für log.0, und foB für log.1) dekodiert werden. Dabei erfolgt über das Nachstellen der Stellgröße auf einen konstanten Summenverlust zugleich die Demodulation dieser AM an der als Empfänger verwendeten Sensorspule LMeß. Wählen wir z.B zusätzlich zu f1 = fu1 +/– fo1 ein zweites Band mit f1 = fu2 +/– fo2 (wieder mit weiterer Unterteilung von foA und foB für fo2), dann kann über das zweite Band f2 dann auch in die Gegenrichtung gesendet werden, wobei die Resonanzkreise der beiden Gegenstationen auf f1 bzw. f2 mit der entsprechenden Bandbreite abgestimmt sind oder auch an jeder Station jeweils zwei schmalbandigere Resonanzkreise foA und foB (jeweils den Werten von f1 und f2 entsprechend) filtern. Anstelle das die Sensorspule LMeß zugleich als Verlust Sendespule (Resonanzspule) verwendet ist, ist ein Sonderfall, es kann natürlich auch noch eine zweite gesonderte Spule für den Datensender verwendet sein, wobei die Meßfrequenzen der Sensoren (als Trägerfrequenzen) dann angepaßt an die Resonanzfrequenzen der als Datensender verwendeten, in ihrem Verlust geschalteten Resonanzkreise zwischen den Gegenstationen aufeinander abgestimmt sind (zur Frequenz mäßigen Trennung der Trägerfrequenzen).

Die Spule unter Wasser, z.B. für ein Modell U-boot wird dann gleichfalls um das Boot in entsprechendem Abstand gespannt. Der an die Meßspule angeschaltete negative Leitwert –G kompensiert dann jeweils den kompletten Eigenverlust, inklusive der Stahlkonstruktion des Schiffs, das gleiche erfolgt für das Modell U-Boot.

LAN-Netzwerk über Hausdächer: Eine weitere interessante Applikation ist, unter Hausdächern mit Sensorspulen, bzw. mit als Antennenspulen ausgeführten Meßspulen Lmeß leistungsstarke elektromagnetische Felder abzustrahlen (um die Daten zu empfangen) und mit als sehr breitbandig ausgeführte Resonanzkreise ausgeführten Absorptionsspulen den Verlust zu modulieren um die Daten zu senden. Dabei kann mit dem Q-Damper, gegebenenfalls unter Verwendung des L-Expanders der Absorptionskreis besonders breitbandig (bzw. mit besonders großer Dämpfung d) ausgeführt werden, damit die Modulationsfrequenz für die Verlustvariation ein Vielfaches der Erregerfrequenz der Meßspulen sein kann. Dabei ist es zweckmäßig über einen üblichen UKW, UHF- oder VHF Sender ein Framing an Synchronisationsimpulsen mit Adressen auszusenden, um die über das Verlust-/Modulations-/und Meßverfahren vorgenommene Datenübertragung zu synchronisieren. Zweckmäßigerweise verwenden wir die Bildwechsel- und Zeilensynchronimpulse üblicher Fernsehkanäle für diese Synchronisation. Dabei wird zu den Bildwechselsignalen im Bereich der Trabanten eine Adresse übertragen, die als Startadresse kodiert ist und mit den weiteren Bildwechseln inkrementiert wird. Die Zeilenwechsel inkrementieren die Adressen innerhalb der Bildwechselimpulse zur Adressierung von Paketen, welche die einzelnen über den Dächern verteilten Relaisstationen nach dem Verlust-/Modulations-/und Meßverfahren senden, bzw. empfangen. Dabei kann die Konfigurierung der Stationen, d.h. die Adressenzuordnung z.B. über Telefonnetz erfolgen. Weiters kann eine Trennung von Kanälen noch über die Modulationsfreugenzen erfolgen. Daß die Sensorspulen, bzw. Antennenspulen (Lmeß) der anderen Sensoren der Umgebung jeweils Einstrahlen stört nicht, da sie durch den Verlust Richtkoppler bei der Demodulation (d.h. bei der Messung der Verlustvariationen) unterdrückt werden. Die als Datensender arbeitenden Absorptionsspulen hingegen werden einerseits durch das Framing synchronisiert (auch Zeitmultiplex, etc.) oder verwenden für die Verlustvariation ein beliebiges Modulationsverfahren, um mehrere Kanäle gleichzeitig zu trennen (vgl. PCT/AT/00/00198), wobei alle Antennenspulen bzw. Meßspulen (Lmeß) die gleiche Information durch das Q-Switch Verfahren gleichzeitig demodulieren und aus diesem demodulierten Signal die einzelnen Kanäle entsprechend dem bei den Datensendern verwendeten Modulationsverfahren in entsprechende Kanäle wieder getrennt werden. Nach diesem Verfahren kann jedes beliebige Computernetz, dito Breitbandnetz über Hausdächer übertragen werden. Die Antennenspulen/bzw. Absorptionsspulen können dabei unter dem Dach untergebracht werden. Bei Spulenströmen von 100 A, einem Rs von 0.01 &OHgr;, einem Tastverhältnis von 1:10 für jede Station, senden wir mit 10 Watt an der Meßspule Lmeß und erhalten eine Reichweite von einigen 100 m bis 1 km um die Stationen vernetzen zu können. Bei einer Erregerfrequenz von einigen 200 kHz können wir beispielsweise noch mit 200 MHz modulieren, um bei einem Tastverhältnis vom 1:10, 20 MHz für die Verbraucherstationen an Bandbreite zu erhalten, bzw. bei 100 W Sendeleistung 200 MHz Bandbreite zu erhalten.

Absorptionsradar, nähere Erläuterung:

Das Verfahren für die Datenübertragung wurde hier nochmals erläutert, weil es z.B. auch für Telematik eingesetzt werden kann, oder z.B. als Absorptionsradar, z.B. um Wasser in großen Tiefen zu finden, wobei dann z.B. eine entsprechend große Meßspule ausgelegt ist, oder um unter Wasser schwimmende Container anzupeilen und zu erkennen (z.B. auch durch Rotationsantenne (wobei dann für jede Winkeleinheit ein bestimmter Kompensationswert –G zur Kompensation des Eigenverlustes am negativen Leitwert –G adressiert wird) oder Off-Shore Windkraftanlagen passiv zu erkennen, usw.

Wir senden durch den Sensor ein Erregersignal mit der niedrigen Frequenz fu als elektromagnetisches Feld aus, und messen dabei ständig den Verlust unter Verwendung des Q-Expanders mit dem wir (der notwendigen Bandbreite entsprechend) die höchst mögliche Güte einstellen. Aus dem Stellgrößenverlauf der sich z.B. über eine Periode oder auch nur über einen geringen Teil der Periode des ausgesendeten Erregersignals ergibt, erhalten wir ein genaues Profil der durch den gemessenen Verlust hindurch wandernden Welle, die z.B. von einer großen, am Boden ausliegenden Leiterschleife als Meßspule (als elektromagnetisches Feld sehr niedriger Frequenz) ausgesendet wird. Dabei können wir den Summenverlust 1/Rp auf einige 1000 Mega Ohm mit einem entsprechenden Q-Expander kompensieren, auch wenn wir eine große ohmsche Leistung zu diesem Zweck in die Spule einspeisen müssen. Dabei ist es dann ausreichend mit Impulsen, die z.B. von Null an für einen kurzen Teil einer Periode den Beginn einen Sinus förmigen Verlaufs, etwa so wie er sich als Einschwingvorgang als Teil des Signals ergäbe, aufweisen, zu messen und wegen der großen Leistung lange Pausen einzuhalten. Wir können z.B. jeweils eine Sinuswelle mit nachfolgender langer Pause aussenden und am Beginn der Sinuswelle (für ein kurzes Stück) messen. Wir nennen den vom Q-Expander eingespeisten Verlust booster Verlust, weil durch diesen zu Kompensationszwecken eingespeisten großen negativen Verlust erst die geringe Verlustvariation, die uns z.B. das Vorhandensein von Wasser in großen Tiefen anzeigt, gemessen werden kann.

Da wir wissen, daß der in die Meßspule eingekoppelte Verlust nach der Funktion 1/x mit dem Abstand x zur Meßspule abnimmt (die genaue Funktion können wir z.B. empirisch durch Lernen ermitteln, indem wir über eine auf dem Boden ausgelegte Meßspule eine Metallplatte mit einem Ballon oder Seilzug von einem Turm, etc. heben), und weiters den genauen Kurvenverlauf des ausgesendeten elektromagnetischen Feld Impulses kennen, können wir die als Stellgröße bei der Nachstellung des negativen Leitwertes auf den Summenverlust 1/Rp festgestellten Änderungen (während die niederfrequente Welle des elektromagnetischen Feldes sich ausbreitet) auf diese Abnahme der Empfindlichkeit unter Berücksichtigung des Kurvenverlaufes des ausgesendeten elektromagnetischen Feldes normalisieren, indem wir sie mit der umgekehrten Charakteristik verstärken, wobei wir z.B. von einem Nulldurchgang der ausgesendeten Erregerfrequenz ausgehen und die von diesem Nulldurchgang bis zum nächsten Nulldurchgang, oder auch nur über einen kurzen Signalanstieg erhaltenen Stellgrößen (bei über die Periode des Erregersignals konstant gehaltenem Summenverlust 1/RVM + 1/RVL = 1/Rp) entsprechend korrigieren. In dieser Korrektur ist dann der Anstieg des ausgesendeten elektromagnetischen Feld berücksichtigt. Zunächst beginnend mit dem Faktor 1, dann die Funktion 1/x ausgleichend immer größer werdend den Meßwert der jeweils erhaltenen Stellgröße multiplizieren. Die Umkehrfunktion der Funktion 1/x (oder einer durch Lernen aufgenommenen Funktion) erhalten wir durch die Zeitmessung mit der sich die Welle des elektromagnetischen Feldes ausbreitet. Verwenden wir z.B. 30 Hz (dann entspräche dies einer Wellenlänge von 10.000 km über 33 ms. Messen wir über 1 % des Signals vom Nulldurchgang, d.h. über 333 &mgr;S und erhalten 100 Stellwerte für den Abgleich des Summenverlustes im Zeitintervall von 3.3 &mgr;S (mit einer Nachstellrate von 1/RVL von z.B. 50 ns), dann benötigen wir für die 30 Hz etwa 1 Mhz Bandbreite an der Meßspule. Durch die eingangs erläuterten Methoden ist dies machbar, vor allem weil durch die Verwendung des Q-Switch praktisch extrem geringe Amplituden bei der an der Meßspule auftretenden Amplitudenmodulation von 30 Hz + 1 Mhz auftreten. Wir können uns die an der Meßspule auftretende Signalspannung, die dem von der Meßspule ausgesendeten elektromagnetischem Feld entspricht, auch umgekehrt als AM mit unterdrücktem Träger von 1 Mhz vorstellen.

Erhalten wir nach einer Pause ab Beginn des als Anstieg eines elektromagnetischen Flusses ausgesendeten Signals beispielsweise die Stellgrößenwertereihe bd0, bd1, bd2, bd3, ...bdx ...usw. bis ...bdn, dann multiplizieren wir die erhaltenen Werte mit k0* bd0; kl*bd1; k2*bd2, k3*bd3, ...kx*bdx ...kn*bdn. Wobei k0 ...kn jenen Faktoren einer Reihe entsprechen, die wenn der zu einem Faktor kx zugehörige Meßwert bdx an der Meßstelle jeweils einem gleichen Leitwertzuwachs entspricht (Verlustzuwachsänderung d1/RVM bzw. dbdx) für über die Stellgrößenwertereihe bd0, bd1, bd2, bd3, ...bdx ...usw. bis ...bdn, sich ergebende gleiche Verlustzuwächse, diese Zuwächse als Meßwert durch die Multiplikation von k0 ...kn auch erhalten werden (mit einer dem Abstand von der Meßspule entgegenwirkend vorgenommenen Verstärkung zum Ausgleich der Abhängigkeit des gemessenen Verlustes vom Abstand zur Meßspule). Auf diese Weise können wir unser elektromagnetisches Feld z.B. durch den Boden (oder auch über oder in die Wasseroberfläche, bzw. auch unter Wasser) in große Tiefen hindurch jagen und wenn wir eine größere Verluständerung (über die erläuterte Normalisierung) fest stellen, über die gemessene Zeit in Relation zur Ausbreitungsgeschwindigkeit die Entfernung zwischen Sensor und erkannten Verlust berechnen. Wobei wir laufend den gemessenen Verlust kompensieren, d.h. immer nur den sich über die Ausbreitung der Welle des elektromagnetischen Feldes sich ergebenden Zuwachs messen.

Weiters können wir über den L-Multiplier mehrere tausend Ampere in eine einfache Leiterschleife als Meßspule Lmeß schicken, um bis in großen Tiefen zu messen.

Weitere Anwendungen sind: Um an einer an der Reling angebrachten Leiterschleife größere Metallhindernisse (unter Wasser treibende Container, U-boot, etc.) zu erkennen und die Entfernung zu messen. Oder auch von U-Booten aus über dem Boot fahrende Schiffe zu erkennen und zu orten.

Das interessante daran ist, daß wir das an der Meßspule ausgesendete Signal nicht schmalbandig filtern müssen, daher ein ideales Absorptionsradar erhalten, mit dem sogar Tarnkappenbomber oder feindliche Raketen entdeckt und auch gepeilt werden können.

Flugschreiber

Eine weitere interessante Anwendung dieses Verfahrens ist die Datenübertragung unter Wasser. So kann z.B. derzeit nach dem Stand der Technik ein Flugschreiber unter Wasser mit 30 bis 40 kHZ geortet werden. Mit dem vorliegenden Verfahren wäre es jedoch möglich den Flugschreiber nicht nur zu orten, sondern auch dessen Daten über sehr nieder frequente magnetische Felder zu senden und zu empfangen, wobei der Flugschreiber unter Verwendung des bevorzugten Sensorprinzips für die Verlustmessung sporadisch prüft, ob ein entsprechendes Suchsignal detektiert wird. Wenn ja, dann beginnt er über die Variation eines als' Antenne angeschlossenen Serienschwingkreises eine Verlustmodulation vorzunehmen und unter Benutzung des in der PCT/AT/00/00198 bereits angegebenen Verfahrens mit der das Suchsignal sendenden Sende-Empfangseinrichtung kommunizieren. Kann er ein Protokoll aufbauen. Dann sendet er die Daten, bis er ein kodiertes Quittungssignal zurück erhält.

Abschließend soll noch eine Anwendung für die Bahn kurz beschrieben werden: Es ist evident, daß die erläuterte Markierung beispielsweise auch an Bahnschwellen aufgebracht werden kann, um mit unter den Wagons angebrachten Sensoren die Markierung abzutasten und auch die seitliche Verschiebebewegung zu messen, dito die Verkantung über die Höhe und zu beiden Seiten den unmittelbaren Abstand zur Schiene, weiters die Temperatur am Radreifen, durch Abstandsmessung zum Radreifen, dessen Ausdehnung, und zur Schwingungsabtastung an der Oberfläche, um über die Schwingungsabtastung an mehreren Stellen Aussagen über die Homogenität des Materials (um Risse zu erkennen, etc.) fest zu stellen. Bei dieser Anwendung sind z.B. auf den Bahnschwellen eloxierte Aluminiumplatten vorgesehen, deren Oberfläche in senkrechter Richtung (Quer) zur Schienenführung die absolute Längenkodierung aufweist und in Richtung der Schienen der CODE kodiert ist, wobei dies auch über mehrere Bahnschwellen hintereinander verteilt erfolgen kann. Passiert ein Triebwagen oder ein Wagon eine solche Markierung, dann sendet ein mit dem Sensor in Verbindung stehender Sender (z.B. Handy Verbindung, etc.) ein entsprechendes Signal an einen zentralen Leitrechner.

Als weiteres Beispiel zeigt 292 einen Durchflußmesser für Gase, der abhängig von der Strömungsgeschwindigkeit eines Gases einen Meßwert liefert. Geeignet für alle Gase die ionisiert werden können, somit auch für Luft, z.B. um während des Ansaugens eines Motors die angesaugte Luft während des Ansaugens dosieren zu können, usw.

Prinizip: Das Gas wird ionisiert und durchströmt ein elektrisch nicht leitendes Rohr (Kunststoff, Glas, Keramik, etc.) in welchem die Leitfähigkeit des Gases durch eine über das Rohr über geschobene Meßspule (Lmeß) gemessen wird. In Weiterbildung erfolgt die Ionisation mit Impulsen, deren Pausenzeit als Meßparameter der Durchströmgeschwindigkeit angepaßt ist. Dabei kann die Leitfähigkeit des Gases einfach gemessen werden, oder auch unmittelbar konstant geregelt werden, indem die Pulsfrequenz der Ionisation entsprechend ausgleichend verändert wird. Damit ersparen wir uns den Kaskadenleitwert 1/RVL und können das FQ-Switch Verfahren durchführen um den Verlust in der Meßspule konstant zu halten. Die Stellgrößen, bzw. die jeweils eingestellte Pausenzeiten, bei denen der Verlust, d.h. die Leitfähigkeit des Gases konstant bleibt, liefern dann den Meßwert, der über Tabelle dann noch als Durchfluß geeicht umgewertet wird. Dabei kann über einen Bypaß mit einem Rohr, das einen sehr geringen Durchfluß hat (z.B. durch eingesetzten Abschluß mit kleinem Loch als Drossel) noch eine Korrekturgröße als Referenzwert gemessen werden. In vereinfachter Version bildet dann dieser Referenzwert (als gemessener Verlust 1/Rp, z.B. eines Meßschwingkreises) den Verlust (Leitwert) auf den der gemessene Durchlußwert konstant gehalten ist. Dabei kann mit einer Kaskade 1/RVL der als Referenzwert gemessene Wert auf einen grundsätzlichen konstanten Wert erweitert werden. Der Referenzwert wird mit einer Kaskade 1/RVL gemessen, deren eingestellter Wert den Wert 1/Rp, gegebenenfalls um einen geringen Anteil (mit einer Kaskade) erweitert wird, damit für die Messung und Bewertung ein konstanter Summenverlust eingehalten werden kann, oder der Summenverlust des Bewerters wird durch Kaskaden auf den jeweils gemessenen Referenzwert abgeglichen, was in der Regel aufwendiger ist.

Beispiel nach 290 betrifft einen künstlichen Horizont, oder Neigungs- bzw. Verkantungsmesser ähnlich einer Wasserwage, jedoch ausgeführt als Gaswaage. Mit dem Vorteil, daß die Masseträgheit die bei einer Wasserwage durch die Flüssigkeit gegeben ist, entfällt.

Prinizip: In einem geschlossenen elektrisch nicht leitenden Behälter (damit wird den Verlust auch hindurch messen können), sind zweierlei Gase, die eine unterschiedliche Dichte aufweisen, eingeschlossen, somit das leichtere Gas auf dem schwereren „schwimmt". Dabei weisen die Gase eine unterschiedliche Ionisationsspannung (oder auch Ionisationsfeldstärke) auf, so daß bei anlegen einer Spannung über eine entsprechende Elektrode eines ionisiert wird und daß andere nicht. Dabei wird die Leitfähigkeit des ionisierten Gases mit einer oder mehreren Meßspulen (L1..L2 ..Ln) gemessen.

Behälter und Elektroden für die Ionisation sind der jeweiligen Anwendung entsprechend ausgebildet. Z.B. als Rohr, wobei die Elektroden dann sowohl mantelseitig als auch stirnseitig angeordnet sein können, dito mit beliebigen Unterbrechungen (z.B. an Stelle x, stirnseitig) versehen sein können, usw. um das auf Luft schwimmende Edelgas zu ionisieren.

Teilung der Induktivitäten:

Für viele Anwendungen ist es sinnvoll, die für die Verlusteinkopplung verwendete(n) Induktivität(en) für die örtliche Anordnung zu teilen und (galvanisch) in Serie zu schalten. Ein Beispiel, bei dem nach dem Prinzip zweier Halbtrafos, welche zusammen über einen Luftspalt ein gemeinsames elektromagnetisches Feld aufweisen, ein Schlitz zum Durchziehen einer Kodierung (an einem Geldschein oder Dokument), gebildet wird, betrifft 75b/80. Z.B. um über eine an einem Geldschein angeordnete elektrisch leitende Folie eine Echtheitsprüfung vorzunehmen. In Weiterbildung ist dabei vorgesehen, daß die in regelmäßigen Zeitintervallen bei der Bundesbank oder Landesbank, etc., wieder eintreffenden Geldscheine mittels eines Laserbeschrifters, der den Laserstrahl z.B. durch das Loch der als Zylinderspule (gegebenenfalls auch Schalenkern, etc.) ausgeführten Meßspule hindurch projiziert, jeweils umkodiert werden, z.B. nach dem zu 299a bis d beschriebenen Verfahren. Wobei dann der Metall Folienstreifen auf eine Wellenlänge abgestimmt ist, die den verwendeten Laser gut absorbiert und unter dem Metallfolienstreifen ein sehr harter Lack vorgesehen ist, der durch den Laser zwar etwas aufgeweicht wird, jedoch das Papier des Geldscheines schützt.

Das in 80/75b dargestellte Prinzip kann auch extrem flach (mit sehr dünnem Ferrit-Plättchen oder auch ohne HF-Eisen) in eine Geldbörse eingebaut werden, um die Geldscheine zu scannen. Via IT-Verbindung zu einem Zentralrechner wird dann der gelesene Kode auf Authentizität geprüft.

Beidseits des Schlitzes (mit als Spaltflächen 22 verwendeten Blechen in 80 zum Durchziehen des Scheines 25, oder auch eines Dokumentes, etc.) sind die aufgeteilten Wicklungen angeordnet. 75a zeigt dazu die passende Schaltung, wobei die Anschlüsse A und B, den Anschlüssen der Meßspulen in 204, dito als Variante in 298a bis 298c entsprechen und die beiden Spulen jeweils an den Anschlüssen a3/a5 und a4/a6 physikalisch geteilt und in Serie geschaltet sind.

Die in 75b und 80 weiterhin angegebenen Bezeichnungen primär (prim.) und sekundär (sek.) treffen nur dann zu, wenn die Ströme in die betreffenden Wicklungen gegenphasig eingespeist werden, vgl. dazu Variante (Option) nach 298b, bei vertauschtem Wickelsinn der beiden Spulen und entsprechender Berücksichtigung der Eingangspolarität (Invertierung) am Bewertet. In 204 hingegen addieren sich die Ströme in den beiden Spulen uA(S) und uB(S) bei gleichphasiger Speisung, wobei eine Spule, z.B. uA(S), jeweils die Induktivitäten L2 (in 75a, 80) mit den Anschlüssen a1, a3 und a5, a7 (75a) betrifft und die andere Spule, z.B. uB(S), jeweils die Induktivitäten L1 (in 75a, 80) mit den Anschlüssen a2, a3 und a6, a8 (75a) betrifft. Die Schrägneigung der Spulen von L1 deutet an, daß durch unterschiedliche Kopplung die gewünschte Asymmetrie (in Vorwärtsrichtung der Speisung) bei symmetrischer Rückspeisung (in Verbindung mit den erläuterten Schaltungen) hergestellt werden kann.

Weiters bedeuten (in 75b, 80): 445... Spulenkörper mit Loch; 337... Abdeckung oder Ferrit Schalenkern; L1, L2...betreffende Wicklungen der Spulen. Die Blechstreifen 22 weisen am Ende jeweils eine Erweiterung auf (nicht mehr dargestellt), damit das Dokument oder der Geldschein von Hand oder über eine Transporteinrichtung eingeschoben und durchgezogen werden kann. Dabei bilden die Bleche (22) eine Schirmung zur kodierten Metallfolienbahn (z.B. mit Silberpaste bedruckt, etc.) des Dokumentes, d.h. einen konstanten Wirbelstromverlust (als Kurzschluß), welcher über den negativen Leitwert –G des Sensors kompensiert wird. Nur in der Mitte ist zu beiden Seiten 21 AS eine Öffnung vorgesehen, über die im Zentrum des elektromagnetischen Feldes der Verlust entsprechend der Wirbelstromkodierung der Metallbahn variiert wird. Im Besonderen ist dabei eine Steuerung des negativen Leitwertes –G so vorgenommen, daß als Bitmuster ein Rechtecksignal als Vor Trabanten kodiert ist, welches den Verlust des Sensor so verändert, daß er eine besonders intensive Aussteuerung für die Konstanthaltung des Verlustes liefert. Wobei die nachfolgenden Bits als Datenbits gelesen werden. Neben einer Modulo 2 Kodierung können z.B. auch zwei Spuren (Daten und Takt) vorgesehen sein, mit 2 Leseköpfen. Dabei kann auch eine Kodierung bzw. Messung des Verlustes mit 2 Frequenzen erfolgen, wie zu 299 und 300 beschrieben.

Modulation von Nachrichten durch Verlustvariation, mit Kabel übertragen:

52a bis 53b und 67 betreffen Ausführungsbeispiele, die gleichfalls die Variante der örtlichen Teilung der Induktivitäten benutzen, zum Zwecke der Benutzung des Meßverfahrens für die Datenübertragung durch Modulation über Verlustvariation (vgl. dazu auch PCT/AT/00/00198). Wobei auf einer Seite des Kabels durch Variation eines Widerstandes eine Verluständerung auftritt, die auf der anderen Seite durch die Sensorschaltung gemessen wird. Dabei wird dieser Widerstand (jeweils) zwischen den Anschlüssen eingefügt, an denen die örtliche Teilung der Induktivitäten vorgenommen ist, und das ist eine Ende der Leitung, (an welcher der Verlust moduliert wird, wobei am anderen Ende der Verlust gemessen wird.

Hinweis: Die in 52a bis 53b und 67 mit e1 und e2 bezeichneten Anschlüsse entsprechen in 204 (dito als Variante in 298a bis 298e) den Anschlußbezeichnungen A und B, da noch die seriellen Netzwerke, bzw. Brückenpfade (SEITE A, SEITE B) zwischen den eigentlichen Meßanschlüssen e1 und e2 angeschaltet sind (asymmetrische Version) im Unterschied zur Variante nach 279, bei der die Symmetrierung durch Parallelnetzwerke erfolgt (symmetrische Version) und daher die Anschlüsse A und B unmmittelbar e1 und e2 entsprechen.

Um dem Differenz Meßverfahren zu entsprechen, benötigen wir für jeden Brückenpfad (SEITE A, SEITE B), bzw. jeder Anschlußseite des zu messenden Verlustes jeweils eine Zweidrahtleitung (Hin- und Rückleitung) zwischen deren Adern auf der Senderseite (X) der zu messende Verlust als seriell eingefügter Stellwiderstand (DSA, DSB, 53c) jeweils angeschaltet ist, welcher auf der Empfängerseite (Y) über das Differenz Meßverfahren (z.B. auch 204) gemessen wird. Die Aufteilung des gemessenen Verlustes erfolgt bei dieser Variante unmittelbar durch Verwendung zweier, synchron gesteuerter Kaskaden (DSA, DSB, 53c), die neben der ansonst bevorzugten Realisierung über spannungsgesteuerte Ströme, z.B. unmittelbar durch ein sehr schnell zu schaltendes Widerstandsnetzwerk, oder auch durch Umschaltung eines einfachen ohmschen Widerstandes, etc., für eine digitale Datenübertragung realisiert werden können. Als Format wird. z.B. ein Modulo 2 Synchronverfahren mit Blockwiederholung verwendet (oder ein alternatives Synchron Verfahren).

Da die Messung des mit den synchron gesteuerter Kaskaden (DSA, DSB, 53c) auf der Senderseite (X) variierten Verlustes, auf der Empfängerseite (Y) nach dem Prinizip des Verlust Richtkopplers unabhängig der an den Differenzeingängen des Bewerters BW auftretenden Gleichtaktspannung erfolgt, welche an der Verlustseite, d.h. an der Senderseite (X), bzw. an den synchron gesteuerter Kaskaden (DSA, DSB, 53c) als Störspannung auftritt, und weiterhin die für jeden Brückenpfade (SEITE A, SEITE B, 204) vorgesehenen Leitungspaare exakt identisch sind, dito die an der Senderseite (X) jeweils eingestellten Verlustwiderstände identisch sind, und weiters die für beide Brückenpfad (SEITE A, SEITE B, 204) vorhandenen Meßschwingkreise auf der Empfängerseite Y (d.h. der Sendorseite) durch für beide in jeden Brückenpfad (SEITE A, SEITE B, 204) geschaltete und jeweils die Schwingkreisinduktivität bestimmende Präzisionsinduktivitäten Lv mit entsprechenden Resonanzkapazitäten Cp realisiert sind, wird der auf der Senderseite (X) variierte Verlust als Serienwiderstand der Resonanzinduktivitäten Lv zu den auf der Empfängerseite Y am Kabel angeschalteten Meßschwingkreisen (Lv//Cp) gemessen, wobei dieser Serienwiderstad (Rs) als transformierter Parallelleitwert 1/Rp durch den Verlust Richtkoppler gemessen wird. Dabei ist im Serienwiderstand Rs die Leitungsinduktivität zwar enthalten, bei sorgfältigem Verdrillen der zu einem Paar zusammengefaßten Leitungen jedoch unwesentlich, da die Ströme auf diesen Leitungen entgegengesetzt gerichtet sind (vgl. 67) und somit die verbleibende Induktivität nur sehr gering ist, bzw. mit Lv in Serie liegt. D.h. die Leitungsinduktivitäten L&#8709;p und L&#8709;s wie bei einer bifilaren. Wicklung sich kompensieren.

Die Schaltkapazität kann bei Bedarf mit dem C-Shrinkage Verfahren durch direkte Einspeisung eines entsprechenden Stromes igen(C) in die Leitung, weiterhin reduziert werden. Dito wird, wie zu 204 bereits erläutert, durch Einspeisung eines induktiven Blindstromes igen(L), vgl. auch 293, das L-Expander Verfahren angewendet, um die Indultivität(en) Lv (jeweils) auf die Induktivität Lext zu vergrößern (vgl. 204). Dabei wird der an der Senderseite (X) variierte Verlust, unabhängig von Reflexionen auf der Empfängerseite (Y) über die Differenzspannungsmessung (BW) des Verlust Richtkopplers gemessen, wobei für jeden Brückenpfad (SEITE A, SEITE B, 204) ein verdrilltes Leiterpaar vorgesehen ist und die beiden Leiterpaare voneinander geschirmt sind (jeweils 1011), bzw. je nach Anwendungsvariante, auch alle vier Leitungen (d.h. beide Paare) miteinander verdrillt sein können (Option) um das Kabel zu vereinfachen. 1010 ...ist dann der Gesamtschirm der Leitung. Die Schirmung 1011 eines Leiterpaares ist dann beispielsweise jeweils auf der Sensorseite (wo der Verlust gemessen wird) angeschlossen, wobei weiterhin das C-Shrinkage Verfahren angewendet werden kann, d.h. Einspeisung von igen(C) in die betreffenden Adern, um die Schaltkapazität zu verringern.

Für eine Variante nach 204 entsprechend die Anschlüsse e1, e2 (53a, 536, 67, 52a, 52b) dann den Spulenanschlüssen A und B der Meßinduktivität.

In 52a links unten, ist noch die Option angegeben, daß die Einspeisung des in Serie mit den Leitungen geschalteten seriellen Kaskadenwiderstandes Rs (an Klemmen Xa2, Xa1) durch einen Trafo (T-RMVM) über einen gesteuerten hochohmigeren Parallelwiderstand RVM erfolgen kann, der entsprechend nach unten transformiert wird. In den Figuren ist auch noch der negative Leitwert –G mit eingezeichnet, um den ohmschen Eigenverlust der Leitung (für die Brückenpfade SEITE A, SEITE B symmetrisch eingestellt) zu kompensieren. Dabei wird –G dann einfach so eingestellt, daß sich für die log.0/log.1 Änderungen der auf der Empfangsseite Y gemessenen Verluste, ein maximaler Unterschied (für den sich ändernden Verlustwert) ergibt.

Ausgleich des gemessenen Summenverlustes durch eine Kaskade 1/RVL: Wie in Variante zu 204, kann gleichfalls für jeden Brückenpfad (SEITE A, SEITE B, 204) eine Kaskade 1/RVL vorgesehen sein, die den Summenverlust konstant hält, oder eine der zu 298a bis 298c erläuterten Schaltungen verwendet werden.

Die vereinfachte Variante nach 52a stellt die paarweise zusammengefaßten Leitungsinduktivitäten als Lufttrafo dar, mit den beiden Strompfaden e1, e2, die in 204 wieder den Anschlüssen A und B entsprechen. Die Anschlüsse Y entsprechen den Anschlüssen des Sensors, wobei Ya4 und Ya2 an den Brückenpfaden (SEITE A, SEITE B, 204) angeschlossen sind und über den Verlust Richtkoppler gespeist werden. Dabei ist die Leitung Ya2-Xa2 mit der Leitung Xa1-Ya1 verdrillt und z.B. am Pfad SEITE A angeschlossen, dito die Leitung Ya4-Xa4 mit Xa3-Ya3 verdrillt und z.B. am Pfad SEITE B angeschlossen. Die weitere Aufteilung in Trafo Ta und Trafo Tb veranschaulicht die Variante, bei der alle vier Leitungen miteinander verdrillt, d.h. in Bezug auf die beiden Brückenpfaden (SEITE A, SEITE B, 204) miteinander induktiv gekoppelt sind, im Unterschied zu Variante nach 53a, wo nur die Leitungen jeweils paarweise (Hin- und Rückleitung) verdrillt und für jeden Brückenpfad (SEITE A, SEITE B) gesondert geschirmt sind. Dabei kann für eine Sparvariante der Verlustwiderstand 1/RVM auch nur in einem Brückenpfad den Verlust variieren, der sich durch die transformatorische Kopplung, auf den anderen Brückenpfad überträgt. Radj symmetriert dann die Reflexionsspannung, vergleichbar mit der Symmetrierung einer Störspannung. Verwenden wir anstelle der asymmetrischen Variante nach 204, die symmetrische nach 279, mit dem Unterschied, daß die Symmetrierung im wesentlichen durch ein Parallel Netzwerk erfolgt, dann kann gegebenenfalls an e1, e2 auch unmittelbar eingespeist werden, unter weiterer Verwendung des zu 279 bereits erläuterten Kompensationsstromes icomp.

Für die Variante nach 204 sind die Kaskadenleitwerte 1/RVL identisch symmetrisch ausgeführt (vgl. RVMa, RVMb in 67). In 53a ist weiterhin eine Phasenmessung am Schwingkreis Lv//Cp dargestellt, um die Speisefrequenz (mit VCO) so nachzustellen, daß der Schwingkreis ständig auf Resonanz gehalten ist. Dabei wird neben dem Gleichlauf der Induktivität Lv für beide Brückenpfade (SEITE A, SEITE B) auch für einen exakten Gleichlauf der Resonanzkapazitäten (Cp) und der eingespeisten Ströme igen(L) zur Erweiterung der Indultivität auf Lext geachtet (vgl. 204). An RM erfolgt die Stromauskopplung (symbolisch dargestellt) zur Phasenmessung mit der Spannung des Schwingkreises, Ck sind Koppelkondensatoren, Radj ...Abgleichwiderstand, wobei auch eine einseitige Speisung als Variante nach 279 möglich (dafür auf der zweiten Seite ein Kompensationsstrom eingespeist wird).

Es ist evident, daß die in den Figuren 52a bis 53b und 67 dargestellten Masseanschlüsse GND für Sender – und Empfängerseite, d.h. in Bezug zu den Enden des Kabels, galvanisch nicht miteinander verbunden sind. Weiters ist evident, daß für eine Vollduplex Übertragung in beide Richtungen insgesamt 2 × 4 = 8 Adern notwendig sind, wenn keine Trägerfrequenzen verwendet werden.

52b veranschaulicht weiterhin noch die Möglichkeit der Verwendung von Bandpässen BP zur Unterscheidung zwischen zwei auf der Leitung überlagerten Trägerfrequenzen f1 und f2. Das hat den Vorteil, daß wir beispielsweise mit nur 1 × 4 = 4 Adern zwei Kanäle realisieren können, die als 1 Vollduplexkanal verwendet sind. Somit für jede Übertragungsrichtung eine andere Frequenz f1 und f2 als Speisefrequenz des zur Verlustmessung verwendeten Sensors verwendet wird.

Somit für einen Kanal, bei dem in 52b der Datensender DS1, mit seinem nach der Nachricht (von DS1) varrierten Widerstand RVM an der X Seite (links) des Kabels über den Bandpaß BP entsprechend der Frequenz f1 angeschlossen ist, mit dem zugehörigen Empfänger (DE1), bzw. Sensor (Verlust Richtkoppler) auf der anderen Seite des Kabels (Y Seite rechts), vgl. –G//1/RVL zur Konstanthaltung des Summenverlustes, der gleichfalls über einen der Frequenz f1 entsprechenden Bandpaß BP angeschlossen, bzw. betrieben ist (Speisefrequenz f1). Dito in umgekehrter Richtung an der Y Seite (rechts) des Kabels der Datensender DS2, mit seinem nach der Nachricht (von DS2) variierten Widerstand RVM über den Bandpaß BP entsprechend der Frequenz f1 angeschlossen ist, dito auf der anderen Seite (links) des Kabels der gleichfalls. mit der Frequenz f2 betriebene Empfänger (DE2), bzw. Sensor (Verlust Richtkoppler) über einen der Frequenz f2 entsprechenden Bandpaß BP angeschlossen ist (Speisefrequenz f1). Die Realisierung der Bandpässe kann beispielsweise durch das erläuterte L-Expanderfilter Verfahren und/oder Q-Expanderfilter vorgenommen sein. Dabei kann der auf der Senderseite (Modulationsseite) angeschaltete variable Widerstand 1/RVM auch als Serienresonanzkreis realisiert sein, bei dem ein der zu filternden Meßfrequenz entsprechender Blindstrom igen eingespeist wird, dito ein entsprechend gegenphasiger ohmscher Strom –ig zur Realisierung eines negativen Leitwertes –G, über den auch die Modulation des Verlustes vorgenommen werden kann, d.h. wir können den Verlust auch modulieren, indem der durch den ohmschen Serienwiderstand der Leitung gegebene Verlust durch die Steuerung des negativen Leitwertes –G vermindert wird. Z.B. über die Trafo Option links unten zu 52a am Parallelwiderstand RVM, der auch als negativer Leitwert –G ausgeführt sein kann. Dito kann auf der Sendorseite gleichfalls die gleiche Filterung unter Verwendung eines entsprechenden Blindstromes igen, dito eines entsprechend gegenphasigen ohmschen Strom –ig, vorgenommen sein (am als Parallelschwingkreis Lv//Cp ausgeführten Meßschwingkreis).

Hinweis: In den Figuren ist wegen Platzmangel der Verlust Richtkoppler nicht explizit eingezeichnet und entspricht dem Strompfad über Ri, der durch die Speisespannung uo einen eingeprägten Strom der Meßfrequenz f erzeugt, wobei Ri um Zehnerpotenzen größer ist (d.h. praktisch „unendlich" ist) als der gemessene Verlust (inklusive Leitungswiderstand), d.h. der in die Last eingespeiste Strom einem von der Spannung des Speisepunktes (innerhalb des Aussteuerbereiches), bzw. der Spannung an der eingespeisten Schiene unabhängigen eingeprägten Strom entspricht. Dies gilt für alle der in vorliegender Erfindung genannten, in die Meßimpedanz oder Meßadmittanz eingespeisten Ströme (iq0, iqA, iqB, –ig, igen(L), igen(C)).

Eine weitere Vereinfachung ist, den zweiten Kaskadenleitwert zur Verlustvariation 1/RVM (vgl. DSA, DSB in 53c bzw. DS1, DS2 in 67) einfach durch einen Kurzschluß oder einen unveränderlichen Widerstandswert (der auch durch den ohmschen Leitungswiderstand realisiert sein kann) zu ersetzen, wie in 52a, 52b, 53a dargestellt. Dann wird an dem Brückenpfad (SEITE A, SEITE B, 204), wo auf der Senderseite der variable Widerstand RVM eingefügt ist, der negative Leitwert –G im Vergleich zum negativen Leitwert des anderen Bückenpfades (wo der Kurzschluß eingefügt ist) so eingestellt, daß mir RVM im Abgleichpunkt des Summenverlustes die Serienwiderstände symmetrisch sind. Bei dieser einfachen Version ist dann die Symmetrierung der Reflexionsspannung (am Bewerter) nur im Abgleichpunkt gegeben.

74 zeigt ein Beispiel, wo durch Gegenfeldspulen GF (igf) oder durch wahlweise Stromanschaltung einer Spulenreihe (LT) eine Meßzeile gebildet wird. Anwendungen solch einer Meßzeile sind, z.B. eine von 2 Modellhellikoptern an den Enden jeweils aufgehängte Meßspule, welche als Metalldetektor den Boden abtastet.

Selbsttest:

82a bis 82c veranschaulicht den zur DE 42 40 739 C2 bereits vorgeschlagenen Selbsttest unter weiterer optionaler Verwendung eines negativen Kompensationsleitwertes –G nach der PCT/AT/00/00198, wobei jeder übliche Sensor nach dem Verlust Meßprinzip damit getestet werden kann. Dabei wird der Sensorspule ein zusätzlicher Kaskadenleitwert 1/RVL zum Zwecke des Selbsttestes angeschaltet (82c). 82b veranschaulicht dabei weiterhin die alternative zusätzliche Verwendungsmöglichkeit eines negativen Leitwertes (Option –G). In 82c kann der negative Leitwert zwar eingespart werden, jedoch reduziert sich der nutzbare Meßbereich um die Hälfte. Das zugehörige Diagramm mit einem negativen Leitwert –G ist in 82a dargestellt.

Der physikal Offset (Y) entspricht dem Wert des Verlustes der Spule Y, so wie er ohne Anschaltung eines dem Selbsttest entsprechenden positiven Kakaskadenleitwertes 1/RVL, dito ohne Verminderung durch den negativen Verlust von –GM, als Mindestverlust auftritt. Durch die Anschaltung des zum Selbsttest verwendeten positiven Kaskadenleitwertes 1/RVL erhalten wir bei der Variante nach 82c den um den Maximalwert von 1/RVL verschobenen Nullpunkt NP des Sensors (Strecke a), der als exp. OFFSET bezeichnet ist. Dabei ist dieser exp. OFFSET exakt so bemessen, daß durch seine Verringerung von jedem Meßwert des Sensors der gesamten Skala (beginnend mit dem verschobenen Nullpunkt NP), d.h. über den gesamten Meßbereich GVM (Strecke b), durch Verringerung von 1/RVL der Nullpunkt NP eingestellt werden kann. Dabei wird der Selbsttest wie folgt durchgeführt: Zu jedem Meßwert x (82c) ist in einer Tabelle die Stellgröße des zum Selbsttest verwendeten positiven Kaskadenleitwertes 1/RVL abgelegt, weiche jeweils jenen Wert (–GM) betrifft, um den 1/RVL (als Leitwert) vermindert werden muß, damit der Nullpunkt NP sich einstellt. Bei einem Standart Sensor, dessen Meßwert über die Amplitude des Meßsignals gemessen wird, wird die Tabelle mit dieser Amplitude adressiert, bei einem Sensor dessen Meßwert über die Stellgröße zur Nachregelung des Verlustes auf einen konstanten Wert erhalten wird, wird die Tabelle über diese Stellgröße adressiert. In Weiterbildung können wir den Selbsttest erweitern, indem zwischen Endwert E und Reduktion des Verlustes (durch 1/RVM) um GM(K) bis zum Erhalt von NP die Differenz (Rest) festgestellt wird, wabei bei Durchführung des Selbsttestes (d.h. Erhalt des Nullpunktes NP) weitere Anschaltung (Genable, 82b) eines negativen Leitwertes –G im Ausmaß von –GM = GM(K), dann als zusätzlicher Test ein Wert erhalten wird, von dem wir genau diese Differenz (Rest Sr) abziehen müssen, um den physikalischen Offsetwert zu erhalten. Dies entspricht in 82b der weiteren optionalen Anschaffung von –G für den Selbsttest.

Es ist evident, daß wir bei diesem Verfahren nur mit dem halben Meßbereich arbeiten können, wobei der exp. OFFSET dem Meßbereich GVM entspricht (a = b) und eher etwas größer dimensioniert wird, damit durch seine Verminderung der verschobenen Nullpunkt NP garantiert erreicht wird (wegen der Nichtlinearität).

Das in Variante nach 82a dargestellte Schema eignet sich besonders für den Selbsttest des in vorliegender Erfindung verwendeten Sensors. Dabei entspricht Gmess dem durch das Q-Switch Verfahren oder FQ-Switch Verfahren konstant gehaltenen Verlust. Wird dieser Wert. zu jeder Messung als negativer Leitwert –GM hinzu addiert, dann müssen wir den Wert des Nullpunktes NP erhalten. Abweichungen davon entsprechen einem Fehler err, vergleichbar mit 82c, wobei in 82c e1, e2 Fehler und C = ok einem richtigen Wert entsprechen.

Für Sensoren, die mit Meßausgängen arbeiten, welche Ströme liefern, kann die Einstellung der Kaskade für den Selbsttest auch über einen Strom, z.B. mit entsprechendem A/D Konverter zur Einstellung der Kaskade erfolgen. Weiters können auch mehrere Sensoren oder auch nur Spulen über Multiplexer alternierend angeschaltet werden, wobei z.B. intern ein Zähler vorgesehenen ist, um der Reihe nach diese Sensoren zu adressieren (mit gemeinsamen Takt und Rückstellung und entsprechend versetzten Zählerständen des Adresszählers, bzw. Adressen).

Weitere Beispiele:

85 betrifft das bereits erläuterte Beispiel unter Verwendung einer Mäanderspule L(Länge) mit einer sich stetig ändernden Steigung als Längenmaßstab und einer neben der Mäanderspule vorhandenen weiteren Mäanderspule L(Abstand) mit unveränderlicher Steigung zur Messung des Referenzwertes. Dabei kann die Metallscheibe K zur Positionsabtastung auch mit einer Kodierung nach 299/300 ausgeführt sein (Option), um mit zwei unterschiedlichen Prinzipien (und Frequenzen fo, fu) unabhängig vom Abstand zu messen, und somit noch genauer zu werden. Die Metallscheibe K beeinflußt dann den Verlust in beiden Mäanderspulen (Länge, Abstand). Als Variante kann die optional mit einer Kodierung nach 299/300 ausgeführte Metallscheibe K auch nur mit einer einzigen Mäanderspule L(Länge) mit einer sich ständig ändernden Steigung unter Verwendung einer hohen und einer niedrigen Frequenz fo, fu gemessen werden.

Das Prinizip der Verwendung zweier Mäanderspulen (Länge mit einer sich stetig ändernden Steigung als Längenmaßstab, und Abstand mit unveränderlicher Steigung zur Messung des Referenzwertes) können wir auch sehr gut für eine Pegelmessung in einer Flüssigkeit verwenden. Die Mäanderspule L(Abstand) mit unveränderlicher Steigung taucht dann ganz in die Flüssigkeit ein (und ist z.B. am Boden des betreffenden Behälters flach angeordnet) und liefert deren spezifischen Leitwert als Referenzwert. Die Mäanderspule L(Länge) hingegen taucht senkrecht in die Flüssigkeit ein und erstreckt sich über das gesamte zu messende Füllniveau und schaut dementsprechend als Längenmaßstab aus der Flüssigkeit heraus. Der gemessene Leitwert wird dann (im Verhältnis) zur Leitwertmessung der Mäanderspule-L(Abstand) ausgewertet. Schäumt die Flüssigkeit, dann messen wir mit der Mäanderspule L(Länge) neben einer tiefen Meßfrequenz noch mit einer hohen Meßfrequenz und setzten diese beiden Meßwerte ins Verhältnis um so auf den Anteil des Schaumes zu schließen 8gegebenenfalls unter Verwendung einer Tabelle, welche zu unterschiedlichen Schaummengen der schäumenden Flüssigkeit erstellt wurde.

Varianten für Längenmeßsysteme: Für Längenmaßstäbe (Lineale, Kreise, etc.) kann somit entweder eine Mäanderspule (gegen die ein Verlust Meßteil verschoben ist), oder eine Widerstandsbahn gegen die eine Meßspule relativ verschoben ist, vorgesehen sein. Dabei kann auch beidseits gemessen werden, usw. Dito kann anstelle einer Widerstandsbahn die bevorzugte Wirbelstromverlust Kodierung abgetastet werden. Beim Beispiel unter Verwendung einer Mäanderspule können wir die Spule auch durch eine Isolationsschicht elektrisch voneinander getrennt, zweilagig ausbilden, in dem wir einfach eine weitere Schicht darüber drucken. Die zweite Lage entspricht dann der zweiten Spule, z.B, für eine Ausbildung nach 204 um durch zwei galvanisch getrennte Ströme (iLA, iLB) in der Spule ein den Strömen gemeinsames elektromagnetisches Feld für die Verlusteinkopplung zu erzeugen.

Mehrlagige Mäanderspulen: Nachfolgend soll ein Verfahren beschrieben werden, mit dem in vorteilhafter Weise mehrlagige Mäanderspulen gedruckt werden können, um die Windungszahl zu erhöhen. Siehe dazu 134a bis 134e und 135.

Diese Variante ist sowohl für gedruckte Mäanderspulen, als auch für gedruckte Ringspulen anwendbar. Eine gedruckte Spule (Mäander L-Array) wird in sich wiederholenden Lagen mit jeweils zugehöriger Isolationsschicht zur jeweiligen Isolation der Lagen kongruent übereinander gedruckt, z.B. wie Bild a bis Bild e veranschaulicht. Bild a zeigt die erste Lage mit dem Spulenanfang a, wobei das Wicklungsende b (der ersten Lage) als längs (neben) der Spule geführte Leiterbahn zum Anfang der Spule rück geführt ist. Dabei bedeutet die am Wicklungsende b bezeichnete Stelle x, daß bis zu dieser Stelle eine Isolationsschicht A auf die erste Spule aufgedruckt wird, wobei das Anschlußstück b des Wicklungsendes von der Isolationsschicht A nicht bedruckt ist, damit die nächste bzw. Wicklungslage kontaktiert werden kann (senkrechte Verbindung von b nach a). Diese Isolationsschicht entspricht der Fläche A in Bild b, wobei jedoch in Bild b die auf die Isolationsschicht A bereits weitere aufgedruckte Lage dargestellt ist, mit einer weiteren Rückführung, die jedoch unterbrochen ist. Und zwar von links nach rechts versetzt (bezogen auf Stelle x) an der Stelle y. An dieser Stelle ist in der nachfolgend aufgebrachten Isolationsschicht B (vgl. Bild c) ein Fenster vorgesehen, um die Kontaktierung zur nächsten Lage zu ermöglichen. Auf diese. Weise bilden jeweils eine Vielzahl von durch eine Isolationsschicht jeweils getrennten, kongruent übereinander gedruckten Leiterbahnen eine mehrlagige Wicklung (Bilder b, c, d, e) deren Rückführung jeweils am Ende der betreffenden Wicklung unterbrochen ist (vgl. x/y; y/z; z/end) und jeweils nach der Unterbrechung durch ein Fenster in der Isolationsschicht (jeweils weiß dargestellte Fläche innerhalb der Isolationsschicht) die Kontaktierung zur nächsten (auf die Isolationsschlicht auf gedruckten) Lagenwicklung vorgenommen ist. Wobei die betreffenden Fenster zur Kontaktierung, dito die entsprechend zugehörigen Unterbrechungen nach jeder aufgedruckten Lage jeweils schrittweise versetzt sind, u, die betreffenden Leiterbahnen übereinander drucken zu können. In Beispiel nach 134 erfolgt die Kontaktierung der zweiten Lage (Bild b) somit über das aus der Isolationsschicht A hervorragende Stück b (Bild a), die Kontaktierung der dritten Lage (Bild c) erfolgt über das in die Isolationsschicht B eingelassene Fenster an der Stelle y.

Über die dritte Lage ist wieder eine Isolationsschicht C aufgebracht, mit einem Kontaktierungsfenster (Z) zur Fortführung der Leiterbahn in die vierte Lage (auf der Isolationsschicht C). Die Rückführung der vierten Lage (Bild d) weist wieder eine Unterbrechung mit einem entsprechenden Fenster auf (end), über die die fünfte Lage über eine Isolationsschicht (D) aufgedruckt, bzw. über das Fenster kontaktiert ist. In Beispiel nach 134, Bild e ist dies die letzte Lage. Durch die beschriebene Maßnahme erhalten wir entsprechend der Anzahl von n rück geführten und kongruent aufgedruckten Wicklungen eine Mäanderspule, die je Mäander n Wicklungslagen aufweist, weiters erhalten wie eine der rück geführte Leitung dm mit n Lagen. In der Weiterbildung nach 135 verwenden wird diese Rückführungsleitungen als Spulenwicklung eines Zusatztrafos, wobei über dieses Leitungsbündel von n Leitungen noch weitere Lagen einer zusätzlichen Primärspule lh aufgedruckt sind, die zusammen mit dem rück geführten Leitungsbündel des Mäanders lm einen Zusatztrafo bilden, über den ein negativer Leitwert –Gh eingespeist wird. Die Primärspule lh des Zusatztrafos hat nichts zu tun mit der weiterhin über dieses beschriebene Spulenarray (Mäander aufgedruckten) Primärwicklung, die gleichermaßen mehrlagig ausgeführt sein kann, wie die zu 134 bis 135 beschriebene Sekundärwicklung, um den als mehrlagige Mäanderspule ausgeführten Vierpol zu bilden. Dabei ist dann Zusatztrafo Lh der Primärseite (falls vorhanden, je nach Erfordernis) spiegelbildlich zum Zusatztrafo Lh der Sekundärseite aufgedruckt (Option). Weiters ist auch für den Zusatztrafo Lh, wie für die eigentliche Trafo Induktivität des Vierpols (Mäanderspule) ein Kompensationskondensator (vgl. Ch) vorgesehen. Wird dies für die Primär- und Sekundärseite vorgesehen, dann erhalten wir ein (auch breitbandig einzustellendes) Vierkreis Bandfilter (bestehend aus vier Parallelkapazitäten (Cs und Ch auf Primär und Sekundärseite und den beschriebenen vier Induktivitäten L-Array und Lh auf Primär- und Sekundärseite mit der Gegeninduktivität LM von L-array). Die gesamte Schaltung wird dann für den als Meßkonstante konstant gehaltenen Summenverlust wieder so symmetriert, daß sich für die Vierpolmessung bei einer Störsignaleinstreuung die bevorzugte Störsignalkompensation ergibt, bzw. gegebenenfalls als Alternative auch die Variante wie zu 204 beschrieben angewendet werden kann.

Weitere Anwendungen für Mäanderspulen:

133a bis 133 zeigt ein Beispiel, wie eine punktweise Verlustmessung durchgeführt werden kann. Im Gegensatz zur für solche Aufgaben ansonsten verwendeten üblichen kapazitiven Messung, kann die Messung wesentlich unabhängiger von der Oberflächenbeschaffenheit erfolgen (d.h. unabhängig von feinen Rissen im Material, etc.). Eine vorteilhafte Anwendung ist die Abstandsmessung eines unmittelbar durch ein Werkzeug (z.B, eine Keramikfeile, etc.) hindurch messendes Sensorsystem, um den jeweils erforderlichen Anstellwinkel automatisch nach steuern zu können, wie nachfolgend zu 136 (Bild a bis d) noch näher erläutert wird. Sollen besonders kleine Flächen integral gemessen werden dann würde bei kapazitiver Messung das Meßergebnis durch die Punktkapazität bestimmt und nicht linear über die Meßfläche gemessen werden. Eine bessere Abgrenzung erhalten wir, wenn die gedruckte Meßspule (bzw. gegebenenfalls auch das gedruckte Meßspulenpaar, oder Trafo) bis auf ein kleines Meßfenster (w) allseitig geschirmt wird. Dabei erzeugt z.B. eine Blech Ummantellung einen geschirmten Verlust, der hier als Boosterverlust bezeichnet wird und in einer Option auch durch Bedrucken eines elektrisch leitenden engen Gittermusters, etc., gegebenenfalls erzeugt werden kann. Dabei kann nur durch das nicht geschirmte Meßfenster ein Streufeld nach außen dringen. Wird eine besonders scharfe Abgrenzung benötigt, dann kann das Meßfenster ergänzend auch mit einem Subminiatur Ferrit Fenster (als Einrahmung) versehen werden. In den Figuren ist das Mäandermuster der Mäanderspule nur grob gerastert symbolisch dargestellt und in der praktischen Ausführung so eng als möglich gehalten.

Eine weitere Variante, um gleichfalls ein Meßfenster zu erzeugen, die sich gut für eine Ausführung als Chip oder in Dickfilmtechnik eignet, ist in 142 dargestellt. Dabei wird dort wo sich das Meßfenster (w) befindet, die ansonsten verwendete Mäanderspule als eine über die Fläche des Meßfensters sich erstreckende Spiralspule (vgl. L Spiral 142) ausgeführt. In weiterer Option ist dabei die Sekundärspule des Meßtrafos als bis ins Zentrum durchgehende Spiralspule gedruckt, wobei durch sich ändernde Abstände zwischen den konzentrisch geführten Leitbahnen die ansonsten nach außen zur Spiralspule, bzw. Ringspule abnehmende Feldkonzentration etwas ausgeglichen wird. Die Primärspule des Trafos (L2) erstreckt sich nur über den Rahmen des Meßfensters kongruent und weist somit zu diesem Wicklungsteil der sekundären Meßspule eine Gegeninduktivität LM auf, die das Streufeld am Rahmen des Fensters schwächt. Somit durch Zusammenwirken von Streuinduktivität und Gegeninduktivität im Meßfenster ein brauchbarer Mittelwert über die Fläche des Meßfensters gemessen wird. Dabei ist der restliche Induktivitätsverlauf von Primär- und Sekundärspule, betreffend der beidseits des Meßfensters w sich fortsetzenden Mäanderspulen kongruent, d.h. es ist eine optimale Gegeninduktivität vorgesehen über die sich eine gegebenenfalls von der Spiralspule LSpiral aufgenommene Einstreuung durch die bevorzugte Bemessung der Vierpolmessung symmetriert, wenn z.B. eine symmetrische Schaltung nach 279 verwendet wird. Für eine asymmetrische Schaltung nach 204 sind beide Spulen (von LSpiral mit LM), dann deckungsgleich ausgeführt und führen die Ströme iqA und iqB. Da iqA ungleich iqB ist, ist weiterhin vorgesehen, die Spulen von Lspiral zueinander so zu bemessen, daß eine Symmetrierung eines gegebenenfalls an der Spiralspule eingekoppelten Störsignals am Bewerter des Verlust Richtkoppler unterstützt wird (vgl. zu 204 und auch zu 253, und 298a und 298c).

Die Spiralinduktivität LSpiral (142) wird beispielsweise als Chip oder in Dickfilmtechnik hergestellt. Dabei erfolgt gegebenenfalls die Wärmeabfuhr durch entsprechende Kühlung über das auf einer Seite des Meßfensters gegebenenfalls vorhandene Kühlblech, das einseitig einen bestimmten Booster Verlust einspeist. Bzw. kann wegen der hohen Bandbreite die Meßfrequenz zur Verringerung der Verlustleistung der Wicklung auch gepulst eingespeist werden.

Die Anschlußpunkte a und b (142) entsprechen einer Spulenseite (hier als Sekundärseite bezeichnet), die Anschlüsse der anderen Seite (hier als Primärseite bezeichnet) sind nicht mehr dargestellt. Dabei kann die Spiralspule auch über eine geschirmte Mäanderspule an die Anschlüsse herausgeführt werden (Option), wobei diese Schirmung als Leiterbahn ausgeführt ist, die hier als K-Booster bezeichnet ist. Da die Induktivität der Meßspule bei diesem Beispiel sehr gering ist, gleichen durch Veränderung des negativen Leitwertes –G den konstant zu haltenden Summenverlust ab (was auch durch einen positiven parallelen Kaskadenleitwert 1/RVL vorgenommen sein kann). Dabei kann durch Festlegung der zu jedem Schritt dieses Abgleichs vorgenommenen incrementalen Schrittweite die gegebene Nichtlinearität des gemessenen Verlustes 1/RVM wieder ausgeglichen werden (vgl. auch DE 42 40 739 C2).

Da sich in der Regel für die beschriebene Bauweise ein sehr geringer induktiver Widerstand ergibt (wenn die Frequenz nicht zu hoch gewählt werden soll), erfolgt mit einem entsprechend großen Parallelkondensator eine Kompensation des induktiven Widerstandes, wobei der Parallelleitwert durch den bevorzugten negativen Leitwert –G weiters erhöht wird. Die geringen Induktanzen der Induktivitäten sind dann durch den eingespeisten Blindstrom (igen) auf Lext erweitert.

Eine bevorzugte Anwendung für die beschriebene Punktmessung ist das automatische Nachfeilen einer Kettensäge. Dabei ist die Bewegung und Steuerung der Feile weniger problematisch, wenn auf moderne Technologien beim Roboter Bau zurück gegriffen wird, als vielmehr die genaue Positionserfassung, damit die Feile an der Schneide eines betreffenden Sägezahnes beim Feilen in allen beiden Koordinaten Richtungen richtig (plan) aufsetzt, damit der Sägezahn nicht stumpf, sondern scharf gefeilt wird.

Anhand von 136 soll eine betreffende Vorrichtung zum automatischen Nachfeilen der Sägezähne einer Kettensäge besprochen werden. Neben der Möglichkeit beim Feilen eines Sägezahnes die Kette anzuhalten und über einen Vibrator die Feile zu bewegen, oder die Feile als rotierende Schleifscheibe auszubilden, etc., kann auch bei ruhender Feile durch Bewegung der Kette die Materialabtragung vorgenommen werden, bzw. können beide Verfahren zur Materialabtragung auch kombiniert werden.

In beiden Fällen geht es darum, daß aufgrund der üblichen Konstruktion einer Kettensäge, der jeweils gefeilte Sägezahn (sge, 137a) sich während des Feilens geringfügig bewegen kann, dabei jedoch die Feile exakt plan zur Oberfläche des Sägezahnes die Materialabtragung vornehmen muß, d.h. in den richtigen Neigungswinkeln (a-N und a-S) und in die richtige Höhe x-H positioniert werden muß (136), was durch vier im Werkzeug (bzw. an der Feile) festgelegte Meßpunkte (w1, w2, w3, w4) erfolgt, die durch die bevorzugte Meßsensorik (bzw. über die Fenster w1, w2, w3, w4) eine Abstandsmessung zur Oberfläche des Sägezahnes sge vornehmen. Dabei sind diese Fenster durch Schirmung (vgl.133a bis 133c) und/oder durch eine Micro Spiralspule, deren Induktivität durch Einspeisung von igen(L) jeweils auf Lext erweitert ist, nach 142 jeweils realisiert. In 137a symbolisieren die schwarzen Quadrate diese Spiralspulen, bzw. Fenster, und sind z.B. für alle Meßpositionen in einem gemeinsamen Chip oder einzelnen Chips untergebracht. 137b bis 137d zeigen Ausführungsbeispiele zum Einbau in ein entsprechendes Werkzeug.

Die Feile ist in einer Einspannvorrichtung Bef (136, 137b bis 137d) befestigt, die durch eine Robotervorrichtung die genannte Winkelsteuerung des Werkzeuges vornimmt: Einmal über ein Drehgelenk ADJ-N (136, Bild a) zur Steuerung der Neigung (a-N), und einmal durch eine Drehachse ADJ-S zur Steuerung der Schräglage (a-S, Bild b Seitenansicht). Die Höhe des Werkzeuges (der Feile) wird durch die Höhenverstellung ADJ-H positioniert.

Die Feile ist so positioniert, daß sie am abstehenden Ende, d.h. an der Kette jeweils eingreift und dabei an der Klinge des an der Kette befestigten Sägezahns (sge) jeweils plan aufliegt. Da bei einer Kettensäge die Sägezähne (sge) abwechselnd entgegengesetzt ausgerichtet angeordnet sind, ist noch eine zweite Position mit einer weiteren Feile vorgesehen (nicht dargestellt), die spiegelbildlich zur dargestellten Position angeordnet ist. Die Antriebe (ADJ-H, ADJ-S und ADJ-N) für die Positionierung der Feile werden z.B. elektrisch oder pneumatisch bewegt, z.B. über einen externen Kompressor angetrieben, wobei der Feilzusatz mit den Antrieben gleichfalls als auf die Kettensäge aufsetzbares Steckmodul ausgeführt sein kann, so daß sich deren Gewicht nicht vergrößert. Dabei ist ein weiterer Sensor zur Abtastung der Kettglieder vorgesehen, um in Übereinstimmung mit den Feilpositionen das als gesteuerte Drehwippe ausgeführte Auflagerad (wr, Bilder c und d), welches unter einem Sägezahn (sge) an der Feilposition jeweils eingreift, zu steuern. Dieses Auflagerad wr bildet die Auflagefläche des Sägezahnes zu dessen Abstützung an der Feilposition während des Nachfeilens und weist zwei Schaltzustände auf: einen, bei der der Sägezahn frei in einem entsprechenden Abstand von dieser Stützfläche passieren kann (während des Betriebes, bzw. während des Sägens) und einen bei der der Sägezahn auf dieser Stützfläche aufliegt (während des Feilens).

Bild c und Bild d veranschaulichen diesen Vorgang: Bild d zeigt den Status passieren, wobei die Drehwippe wr sich in ihrer flachen Stellung befindet, so daß die Unterseite des Sägezahnes (sge) in ausreichendem Abstand darüber vorbei bewegt werden kann. Befindet sich jedoch die Drehwippe wr in ihrer senkrechten Stellung und drückt an die Unterseite des Sägezahnes (sge), dann wird der Sägezahnes (sge) gegen den Druck der von oben angreifenden Feile gut abgestützt. wobei sich der Sägezahn durch den Feilvorgang bewegen darf, da die Feile über die bevorzugte Annäherungsmessung (w1, w2, w3 w4) bezogen auf die gefeilte Oberfläche exakt plan zu dieser Oberfläche nach gesteuert wird (über Die Antriebe ADJ-H, ADJ-S und ADJ-N), bis auf einen geringen Vorhalt, der so bemessen ist, daß die Schneidekante des Sägezahnes (sge) ausreichend spitz zu gefeilt wird.

Wird die Steuerung dieser Antriebe ADJ-H, ADJ-S und ADJ-N (der Feilenlage) und der Drehwippe wr ausreichend schnell gemacht, dann kann die Kettensäge ständig langsam laufen (durch einen entsprechenden Abbremsmechanismus gesteuert), wobei sämtliche Sägezähne durch die Bewegung der Kette nach gefeilt werden. Ist die Steuerung weniger schnell, dann wird die Kettensäge für das Nachfeilen der Sägezahne (sge) zu jedem Sägezahn erneut angehalten und die Feile mit einem Vibrator bewegt. Das Abbremsen erfolgt z.B. mit einer elektronisch gesteuerten Hydraulikbremse, wobei der Bremsvorgang durch eine Positiontsabtastung des Sägezahnes gesteuert wird, dito der Drehvorgang der Drehwippe wr.

Die einzelnen Bilder a, b, c, d in 136 zeigen: Bild n zeigt eine Seitenansicht in Front zur Transportrichtung der Kette; Bild b einen Schnitt dieser Ansicht; Bild c den Status der Drehwippe wr während die Feile (WZ) an die Oberfläche des Sägezahns (sge) andrückt; Bild d zeigt den Status der Drehwippe während der Sägezahn (sge) der Kette die Feilposition passiert ohne, daß gefeilt wird. Dies betrifft die bereits gefeilten Positionen der Kette, bzw. das Einlaufen eines betreffenden Sägezahnes (sge) der Kette unmittelbar vor dem Feilen, wobei die Drehwippe wr durch ihre Verdrehung den betreffenden Sägezahnes (sge) an die Feile andrückt. Die Drehwippe wr ist beispielsweise über die Abtastposition der Teilung mit der die Sägezähne (sge) an der Kette befestigt sind, gesteuert (abgetastet durch ein entsprechendes Näherungsmeßsystem) und wird durch einen elektrisch oder pneumatisch angetriebenen Schrittmotor gesteuert. Dabei ist beispieisweise an der Motorsäge ein Steckverbinder vorgesehen, der den elektrischen und den pneumatischen Anschluß an einen kleinen Kompressor ermöglicht, wobei in dem mit einem Verbrennungsmotor angetriebenen Kompressor ein kleiner Generator für die Stromversorgung mit angetrieben wird.

137a betrifft eine in starker Vergrößerung dargestellte Draufsicht auf die Fläche eines zu feilenden Sägezahns (sge) in rein schematischer Darstellung. Auf der durch Umrißlinie sge abgegrenzten Oberfläche des Sägezahns liegt die Keramikfeile WZ auf. Dabei ist das Sensorsystem mit den vier Spulenpaaren S1, S2, S3, S4 (gedruckten Meßtrafowicklungen mit Spiralspulen w1, w2, w3, w4) beispielsweise direkt im Werkzeug eingelassen, wie 137b in schematischer Darstellung veranschaulicht. Über diese Fenster, bzw. Spiralspulen w1, w2, w3, w4, wird dann die Abstandsmessung zur Bestimmung der relativen Lage der Feilenoberfläche zur gemessenen Oberfläche des Sägezahns (sge) vorgenommen. Wie aus 137a ersichtlich, ist die Feile in senkrechter Richtung zur Schneide ausgerichtet. 137c veranschaulicht ein Beispiel für eine Kabelführung, innerhalb der mechanischen Befestigung der Feile (am Positionierantrieb, gegebenenfalls auch am Vibrationsantrieb). Dabei ist der Steckverbinder SVB der Kabelführung mit der Befestigung kombiniert, oder es kann nach dem Transponder Prinzip auch eine kabellose Verbindung zu den Sensorspulen, bzw. deren Elektronik vorgesehen sein, etc. (EL ...Elektronik).

Die besprochenen Figuren sind nur schematisch und nicht maßstäblich zu verstehen. So besteht die zu 137 besprochene Keramikfeile (siehe 137b, WZ Schnitt Seitenansicht) aus einer dünnen auf geraubten Keramikplatte durch die die gedruckten Sensorspulen S1 ...S4 unmittelbar hindurch messen, wobei die Bearbeitungsoberfläche z.B. durch Diamant Beschichtung weiterhin gehärtet ist (137b).

Im Besonderen ist dieses Keramikplättchen (Diamant) über eine elastische Zwischenlage (z.B. Gummi. etc.) auf dem Trägermaterial (z.B. einer weiteren Keramikplatte) aufgeklebt, wobei in diesem Trägermaterial die Sensoren S1 ...S4 mit ihren Meßfenstern w1, ...w4 eingegossen sind. Die Gummi Zwischenlage bildet dabei den Druckaufnehmer, damit die Sensoren über die Abstandsmessung auch den Auflagedruck an den Meßpunkten messen können, der der Elastizität der elastischen Zwischenlage entspricht. Dabei kann die Messung noch mit einem weiteren Verfahren zur Messung des Andruckes (entsprechend dem Stand der Technik) kombiniert sein (z.B. Hall Effekt, oder Vibrationsverfahren, etc.), wobei dann bei einem bestimmten allgemeinen Andruck (auf eine Referenzfläche oder auch einem ruhenden Werkstück) die Trägerplatte so gesteuert wird, daß die Sensoren S1 ...S4 übereinstimmend gleichen Verlust messen und weiterhin die mit dem weiteren Verfahren gemessene Andruckkraft mit dem gemessenen Verlust zur Kalibrierung in Bezug gesetzt wird. Dadurch wird das Meßverfahren dann unabhängig vom Elastizitätsmodul der Gummiauflage.

Als Option zu Kabelverbindung der Sensoren kann auch eine transformatorische Kopplung (über Halbtransformatoren, z.B. aus Schalenkernhälften SK, 137d gebildet) die Versorgungsspannung einspeisen und das überlagerte Datensignal auskoppeln. Dabei sind dann die Schalenkernhälften SK jeweils in der Einspannvorrichtung Bef des Werkzeuges eingelassen. Oder die Sensoren können auch als Transponder ausgebildet werden (Option).

Die Messung des Auflagedrucks begünstigt die Variante, bei der die Feile der zu feilenden Oberfläche der Sägezähne nur plan angepaßt wird und die eigentliche Feilbewegung durch den Kettenantrieb der Sägezähne bei ruhender Feile erfolgt. Dabei wird die Druckauflagekraft durch die Antriebe so positioniert, daß die Feile zur feilende Schneide sx hin etwas stärker belastet ist, wie dies auch bei einer durch Handbewegung geführten Feile der Fall wäre. In 136, Bild b, ist noch der Schieber SB eines Druckluflantriebes eingezeichnet, mit dem die seitliche Verstellung der Feile in einem Differenzantrieb ADJ-S gesteuert wird. Dabei ist zu jeder Seite des Schiebers ein elektrisch gesteuertes Einlaß- und Auslaßventil vorgesehen um zu beiden Seiten einen Differenz Druck steuern zu können. Der Hubantrieb ADJ-H sind gleichfalls als pneumatisch gesteuerter Kolbenantrieb ausgeführt, der Antrieb von ASJ-N zur Steuerung des Neigungswinkels erfolgt wir für ADJ-S. Die Wippe wr zur Abstützung der Sägezähne sge beim Feilen, kann anstelle eines Schrittmotors gleichfalls pneumatisch gesteuert werden, wobei die Kettenglieder durch eine Annäherungsmessung durch einen weiteren Sensor (nicht mehr dargestellt) seitlich abgetastet sind, um die Wippe war synchron zum Antrieb der Kettensäge zu steuern, dito die Antriebsgeschwindigkeit der Kettensäge entsprechend zu steuern, bzw. gegebenenfalls eine Scheibenbremse elektrisch zu betätigen, damit die Feile schnell genug nach gesteuert werden kann.

Es ist evident, daß das für eine Kettensäge beschriebene Verfahren zum Nachfeilen eines Werkzeuges auch für ähnliche Anwendungen adaptiert werden kann, z.B. um einen Bohrer wenn er aus dem Bohrloch heraus gefahren wird automatisch nach zu schleifen (wobei dann eine Sichtblende zum Schutz eingeschwenkt wird (oder als transparentes Plexiglas Rohr aus einer entsprechenden Halterung ausgefahren wird, um die Schleifposition abzudecken, usw.). Dieses Rohr kann dann auch über einen Zahnstangenantrieb motorisch automatisch bewegt werden, wobei die Schleiffunktion erst startet, wenn die Sicherheitsabfrage (mit Metallrand des Rohes und einsprechender Sensurabtastung) dies bestätigt. 146 veranschaulicht diese Anwendung in einer Skizze. Se-cal ist dabei ein Kalibrierungssensor, der z.B. am Schaft des Bohrers einen Referenzverlust mißt, um die Annäherungsmessung mit den im Werkzeug eingelassenen Sensoren S1...Sn unabhängig von der spezifischen Leitfähigkeit, weiters vom Temperaturgang und vom Durchmesser des Bohrers zu machen. Für die weiterhin beschriebene Anwendung an einer Kettensäge ist gleichfalls so ein Kalibrierungssensor (Referenz Sensor) vorgesehen.

143a und 143b zeigen eine schematische Darstellung in Ergänzung zu 136, wobei jedoch beide mit ihren Antrieben spiegelbildlich versetzte Werkzeuge WZ1 und WZ2 dargestellt sind, die die alternierend abwechselnd gleichfalls versetzten Schneiden der betreffenden Sägezähne (sge) bearbeiten (feilen). Nicht mehr dargestellt sind die Meßspulen der seitlich induktiv abtastenden Positonsmeßsysteme, welche den von der Kette seitlich eingekoppelten Verlust messen, wobei die vorbei rotierenden Sägezähne einen größeren Verlust erzeugen und die durch ihre größere Verlusteinkopplung erkannten, bzw. vorbei bewegten Kettenglieder nur abgezählt werden müssen, um den Feilvorgang eines Kettengliedes unter weiterer Unterstützung der im Werkzeug integrierten Sensoren (bzw. gemessenen Positionen) korrekt zu steuern, um den richtigen Anstellwinkel des Feilwerkzeuges der gefeilten Schneide (137a) eines betreffenden Sägezahnes sge durch den Positionierantrieb (ADJ-S, ADJ-N, ADJ-H) während der Linearbewegung des Sägezahnes (durch den Kettentrieb) jeweils nach zu stellen. Gegebenenfalls kann das von den die Kette seitlich abtastenden Sensoren gelieferte Signal auch zur Beeinflussung eines gesteuerten Bremsvorganges, z.B. über eine Bremsscheibe, etc., des Kettenantriebes (Vorschub Geschwindigkeit) mit verwendet werden, dito für die Steuerung der Drehwippe wr.

Die für das Schärfen eines Werkzeuges vorgesehene Vorrichtung könnte im Prinzip auch mit kapazitiven Sensoren ausgebildet werden, wobei wir dann gleichfalls Schirmmaßnahmen zur Bildung der Abtastfenster haben, die sich entsprechend der kapazitiven Messung jedoch dann anders auswirken und durch einen negativen ohmschen Leitwert –G nicht kompensierbar sind, weiters die Aufteilung der Meßkapazitäten innerhalb der Meßfläche beeinflußen.

140a und 140b veranschaulichen weitere Anwendungen für Mäanderspulen, frei denen die Erfindung zur elektronischer Markierung von Fahrbahnstreifen verwendet wird. In 140a ist die Mittellinie als gedruckte Spule oder Spulenpaar ausgeführt (L-Array). Dabei kann neben der Verwendungsmöglichkeit einer Metallfolie die Spule (L-Array) auch in elektrisch leitender Farbe auf die Fahrbahn aufgebracht sein (mit Schablone gestrichen), wobei im Falle der Verwendung eines Spulenpaares (vgl. auch Schaltung nach 204 oder 279), ein harter Lack als Isolation zwischen den Spulen sowie auch zur Abdeckung verwendet wird. Oder es wird eins durch Isolation elektrisch getrennte mehrlagige Aluminiumfolie verwendet, aus der die Mäanderlinien der Spule herausgeschnitten sind, etc. Die von der Seite der Fahrbahn geführte Zuleitung (Bahn) ist z.B. eine Litze, die durch eine elektrisch leitende Auflage (Bahn) zur Erzeugung eines vom negativen Leitwert –G der Sensorschaltung kompensierten Booster Verlustes geschirmt wird, damit die Gesamtinduktivität gering gehalten werden kann. Stellt der Sensor S eine Überschreitung des gemessenen Verlustes fest, dann heißt dies ein Fahrzeug hat die durch die Spule markierte Leitlinie/Sperrlinie überragt und löst z.B. einen Fotoalarm aus, oder das Fahrzeug weist einen Sensor auf, in den über die Mäanderspule als Saugkreis ein Verlust eingekoppelt wird, usw. wie bereits erläutert.. Die Mäanderspule ist dabei eine Alternative zum Spulenstrang (LOOP) nach 297, der in 297 nicht als Mäanderspule, sondern als zu einem sehr schmalen und langen Strang zusammengedrückte Spule ausgeführt ist, oder in weiterer Alternative, wie bereits in der PCT/AT/00/00198 vorgeschlagen, auch Flachbandkabelabschnitte verwendet werden können, welche durch entsprechende Zusammenschaltung an den Enden jeweils entsprechend schmale und lange Spule ergeben, die durch vergossene Chips miteinander verbunden sind.

Dies beschriebene Anwendung eignet sich, in Ergänzung zu den bereits gemachten Angaben, auch sehr gut für ein Gesamtsystem, bei dem neben Verkehrsüberwachung z.B. auch eine Mautabrechnung mit verbunden werden kann. Dabei wird (vgl. auch die PCT/AT/00/00198) vom erkannten Objekt, d.h. in diesem Falle von einem Kraftfahrzeug, eine Verlustvariation des eingekoppelten Verlustes vorgenommen. Durch dieses Verfahren können auch allgemein zu einer in eine Fahrbahn eingelassene Markierung, durch deren Kodierung bestimmte Stellen erkannt werden (passiv oder auch aktiv, wie bereits erläutert) um durch zugehörige Funksignale das Fahrzeug nach dieser Kodierung entsprechenden Ereignissen (Weichen, Haltepunkte, etc.) zu steuern. Dito können mittels dieser Verlustmessung weiterhin eine Nachricht zu übermittelt werden.

Somit kann z.B. von zwei Ausführungsvarianten ausgegangen werden, um z.B. bei Erkennung eines Fahrzeuges durch eine mittels Verlustmessung erkannte Kodierung das Fahrzeug zu identifizieren:

  • – Erfolgt die Kodierung rein passiv, z.B. durch eine mit elektrisch leitender Farbe gestrichene Linie (z.B. in Modulo 2 kodiert) oder ein Metallband, etc., dann wird durch den im Fahrzeug angeordneten Sensor diese Kodierung erkannt und durch eine entsprechende Meldung (z.B. über Funk) das Fahrzeug identifiziert, wobei zu dieser Meldung neben der Kennung des Fahrzeuges die erkannte Kodierung mitgesendet wird damit die Empfangsstelle (bzw. der entsprechende Rechner) z.B. die Stelle erkennen kann, an der ein Fahrzeug eine entsprechend kodierte Leitlinie überschritten hat. Dabei ist durch die Kodierung der Leitlinie die genaue Wegstelle markiert, die vom im Fahrzeug angeordneten Sensor erkannt wird. Vorteil dieser Methode: billigere Ausführung der Fahrbahnkodierung, da diese Kodierung rein passiv erfolgen kann. Nachteil: Das Fahrzeug muß über eine Funkverbindung weitgehend vernetzt sein, weiters ist für die Fahrbahnkodierung eine enorme Datenmenge an Kodierpositionen (großer Adressenbereich) erforderlich, der z.B. durch Zoneneinteilung durch reservierte Zonenadressen verringert werden kann, da dann in unterschiedlichen Zonen die gleichen Kodierungsmuster jeweils verwendet werden können.
  • – Erfolgt die Kodierung aktiv, durch die Meßspulen selbst (was wegen der guten Störsignalunterdrückung ermöglicht wird), dann ersparen wir uns für das Fahrzeug die gesonderte Funkverbindung, wenn das Fahrzeug von der weiterhin bevorzugten Methode über die Sensorik durch kodierte Verluste weiterhin noch Daten zu übertragen, Gebrauch gemacht wird. Ein weiterer Vorteil ist, daß die hohe Datenmenge hier nicht den durch graphische Gestaltung zu kodierenden Adressenbereich betreffen, sondern nur den durch elektronische Veränderung der Verlustwerte kodierten Adressenbereich der zu identifizierenden Fahrzeuge. In praktischer Ausführung hat z.B. jedes Fahrzeug eine elektrisch geschaltete Leiterschleife am Fahrzeugboden eingelassen, mit der die von der Sensorspule aufgenommenen Verlustwerte moduliert werden. Dabei können die gleichen Mittel zur Trennung der Datenkanäle angewendet werden, wie z.B. im Handy Funk üblich, nur daß die Modulation durch Variation der eingekoppelten Verlustwerte erfolgt. Somit z.B. bei Überragung der Leitlinie, dieses Ereignis für das betreffende Fahrzeug über die zugehörige Adresse festgestellt werden kann, weil durch den höheren Grundverlust eine Amplitudenabschwächung des empfangenen, der Fahrzeugadresse entsprechenden kodierten Signals auftritt (bedingt durch den Eigenverlust des Fahrzeugbodens).

In beiden Varianten kann das Fahrzeug nur in Betrieb genommen werden, wenn die Sensorik zur Erkennung der Fahrbahnkodierungen entsprechend funktioniert, was durch einen Sebsttest bei der Inbetriebnahme entsprechend festgestellt wird.

140b betrifft induktiv erkennende Querstreifen, wobei die zugehörigen am Fahrbahnrand vorgesehenen Sensoren entweder durch galvanische Anschaltung miteinander vernetzt sind, oder z.B. durch die in der PCT/AT/00/00198 bereits ausführlich beschriebene Methode unter Verwendung des Transponder Prinzips, usw.

141 zeigt ein Beispiel, wie z.B. mit einem nach dem Prinzip der elektrostatisch steuerbaren Tinte (bei der kleine Tinten Kügelchen durch Drehung transparent oder durchscheinend sind) hergestelltes Verkehrsschild ein elektronischer Spiegel realisiert wird. Durch die in 140b veranschaulichte Sensorik (vgl. auch PCT/AT/00/00198) wird der Verkehrsfluß festgestellt und auf dem Schild durch sich zum Kreuzungssymbol (x) hin bewegende Fahrzeugsymbole (OBJ1, OBJ2, OBJ3, OBJ3, OBJ4) dargestellt.

Es ist evident, daß durch die beschriebene Verkehrsüberwachung, z.B. nicht mir die passive Sicherheit erhöht wird, und Maut Abrechnungen durchgeführt werden können, sondern z.B. im Falle eines Unfalles der zeitliche Ablauf exakt protokolliert werden kann, wenn eine entsprechende Vernetzung zu einem Rechner vorgenommen wird. Als Strom- und Signalleitungen können z.B. die Ampelleitungen verwendet werden.

Kompensation der Umgebung (Eis, Schnee, etc.): Über die in der Fahrbahn eingelassenen Spule(n) kann durch den bevorzugten Selbsttest im an die Spule(n) jeweils angeschalteten Chip stets die geforderte Empfindlichkeit durch entsprechende Einstellung des mit angeschalteten negativen Leitwertes –G eingestellt werden. Dabei wird einfach ein dem vorbeifahrenden Fahrzeuges und oder dessen Sensor, etc. entsprechender Verlust simuliert, indem ein entsprechender Leitwert zum Zwecke des Selbsttestes angeschaltet wird und getestet wird, ob der gemessene Leitwert der dem Selbsttest entsprechenden erwarteten Variation entspricht. Ist dies nicht der Fall, dann wird der zur Kompensation verwendeten negative Leitwert –G (oder ein positiver Parallelleitwert) solange ausgleichend verändert, bis der Selbsttest dem Sollverhalten entspricht. Bei passiven Markierungen kann z.B. an gemessenen Vortrabanten (der Markierung) am Sensor des Fahrzeuges ein solcher Abgleich vorgenommen werden.

Eine weitere Anwendung für eine durch Verlust aktiv oder passiv vorgenommene Kodierung ist eine Leitlinie in Wasserstraßen zu verlegen, damit die Schiffe durch automatische Steuerung Untiefen passieren können, wobei dann am Rumpf des Schiffes, oder auch über die Reling an Steuerbord- und Backbord-Seite z.B. Schwimmkörper ins Wasser gelassen werden, welche einen im Bett der Wasserstraße verlegten Kabelstrang abtasten, bzw. den gemessenen Verlust auf Symmetrie bewerten. Da der gemessene Verlust Steuersignale moduliert wird, ist eine Fehlmessung ausgeschlosen, denn jeder gemessene Verlustwert wird auch auf den Informationsinhalt geprüft. Weiters kann bevor der Kabelstrang erreicht wird, der zu beiden Seiten des Schiffes gemessene Verlust weiterhin auf Symmetrie mit den angeschalteten negativen Leitwerten –G abgeglichen werden (um die Umgebungsverluste zu kompensieren).

Ergänzungshinweis für die Nutzung des Verfahrens zur Datenleitung über Kabel: Die Sender, welche einen Verlust variieren, um Daten zu senden, können neben der Verwendung weiterer Trägerfrequenzen zur Modulation, auf denen weiterhin die zu sendende Nachricht nach einem üblichen Verfahren moduliert ist, auch die Modulation in einem Zeitmultiplex Verfahren vornehmen, wobei dann ein für alle Sender empfangener Synchronkanal, die Synchronisation vornimmt (Auslösung des Sendevorganges der einzelnen Stationen über Taktsignale und Rücksetzung des Adressierzyklusses, usw.), damit die nach einer Zwangsfolge adressierten Stationen der Reihe nach Senden können. Wobei für jede Anschaltung über ein (relativ langsames Verständigungsprotokoll, auch über Telefon, etc.) die Anmeldung des Senders zur Einbindung in diese Synchronisation vornimmt. Die Synchronisation kann auch über einen Satelliten TV-Kanal erfolgen, usw. Die Kabelverbindung dient dann vor allem als extrem breitbandiger und schneller Rückkanal. Dabei können z.B. auch mehrere Empfänger (Sensoren) an eine Leitung geschaltet werden, um den gesendeten Verlust zu messen, wobei der Meßschwingkreis mit der betreffenden Verlängerungsinduktivität Lv auch nur am Ende einer Leitung als Abschlußinduktivität vorgenommen sein kann, bzw. gegebenenfalls auch mehrere Empfänger (Sensoren) einen Blindstrom igen(L), bzw. gegebenenfalls igen(C), in die Leitung einspeisen und nach einer für alle Empfänger gemeinsamen Resonanzfrequenz auf die Phase Null abgleichen. Bei einem Zeitmultiplexverfahren kann jeder Empfänger (Sensor) dann z.B. jeweils eine Periode des Meßsignals über seinen Verlust Richtkoppler einspeisen (aufeinanderfolgend für alle beteiligten Empfänger, bzw. Sensoren) und innerhalb einer Periode z.B. der Verlust mit einer wesentlich höheren Frequenz moduliert werden. Die Kabelverlegung kann z.B. durch Kanalrohre über Roboter erfolgen, damit keine weiteren Grabarbeiten notwendig sind, um die einzelnen Haushalte zu verkabeln.

Weitere Optionen bei der Kalibrierung des negativen Leitwertes und bei der Einspeisung eines Blindleitwertes (siehe Kapitel "Variante für die Kalibrierung des negativen Leitwertes –G, 234, 291, 294"): Wie bereits erläutert, geht die Phasenlaufzeit der Verstärker (bzw. bei einer Laufzeitkompensation der nicht kompensierte Anteil) bei der Kalibrierung des negativen Leitwertes –G an einem Eichschwingkreis SW in die Kalibrierung als Blindleitwert mit ein, was jedoch keine Rolle spielt, wenn der Meßschwingkreis ständig auf Resonanz gehalten wird. Das gleiche gilt vor allem auch für die um 90° Phasen verschobene Einspeisung des Blindstromes zur Realisierung von igen(L) bzw. gegebenenfalls von igen(C). So setzt sich z.B. ein durch die Phasenlaufzeit der Verstärker um mehr als 90° verschobener induktiver Blindstrom aus einem idealen um 90° versetzten Blindstrom und einem um –180° gegenphasigen ohmschen Strom zusammen (d.h. einem negativen Leitwert –G) und ergibt so den tatsächlich eingespeisten (um die Laufzeit der verwendeten Verstärker verzögerten) Strom igen(L). Wie zu 291 bereits ausreichend erläutert wurde, dito zu 273, 274, wird bei der Einspeisung des Blindstromes igen(L), dito für igen(C), ein angeschalteter negativer Leitwert –Gref jeweils so eingestellt, daß der Blindleitwert gerade nicht schwingt, bei alternierend sich abwechselnder Kalibrierung (am Eichschwingkreis SW) und Anschaltung an den Meßschwingkreis unter Verwendung zweier Blindleitwerte, (vgl. 291, vgl. QLNB1, QLNB2 mit MUX). Die dabei jeweils aufgefundene Stellgröße des zur Entdämpfung von Lref (der Nachbildung) verwendeten negativen Leitwertes –Gref enthält natürlich auch den Anteil des sich aus der Phasenlaufzeit ergebenden ohmschen Realteiles der bei der Kalibrierung des negativen Leitwertes –G, welcher den Summenverlust am Meßschwingkreis einstellt (bzw. kompensiert), vgl. 234, berücksichtigt wird, entweder (in Vereinfachung) als Konstante, oder wenn auch die Drift der Laufzeit der betreffenden Verstärker mit berücksichtigt werden soll, dann indem Ref des Eichschwingkreis SW gleichfalls durch den DSP einstellbar gemacht wird, um diese weitere Messung zu berücksichtigen. Der gleiche Effekt tritt natürlich auch auf, wenn ein um 180° Phasen verschobener Blindstrom, d.h. ein kapazitiver Blindstrom igen(C) als Blindleitwert eingespeist wird, somit der durch die Laufzeit der Verstärker bedingte Realanteil dieses Stromes einem positiven Anteil entspricht, der gleichfalls bei der Einstellung bzw. Kalibrierung von –G (für die nachfolgende Anschaltung an den Meßschwingkreis) berücksichtigt wird. Ebenso kann dieses Prinizip zur Anwendung gelangen, um bei der weiteren Kalibrierung einer gegebenenfalls verwendeten positiven Kaskade 1/RVL, vgl., die 294, zu kalibrieren.

Anwendungsbeispiel für Vakuum Beschichtung: Dem Stand der Technik ist ein Verfahren bekannt, um im Vakuum von einer Material Elektrode, welche gegenüber einem zu beschichtenden Objekt, oder auch zu einer elektrisch leitenden Paste des zu beschichtenden Objektes, ein Potential aufweist, um das Material von der Material Elektrode abzutragen und das Objekt damit zu beschichten. Durch eine entsprechende Meßspulenanordnung, aus mehreren Spulen, oder einer Zylinderspule, durch die das Material durch das elektrische Feld hindurch transportiert wird, läßt sich über den in die Meßspulenanordnung eingekoppelten Verlust (des transportierten Materials) das durch das elektrische Feld transportierte Material messen. Dabei kann auch ein Impulsbetrieb aufrecht erhalten werden, bei dem das elektrische Feld gepulst und zu jedem Impuls oder einer Burst Reihe von Impulsen, das dadurch transportierte Material gemessen wird, um eine optimale Dosierung zu erhalten. Nach dem Stand der Technik wird zu diesem Zweck nur der Strom gemessen, was für die Regelung nicht ganz unproblematisch ist. Daher kann durch Verwendung des Verlustmeßverfahrens auch diese Technik verbessert werden, z.B. um Leiterplatten mit exakter Schichtdicke herzustellen, usw. Dabei ist es auch möglich, das gepulste Feld durch sehr dünne Trägerschichten hindurch kapazitiv an die gewünschte Stelle mit einer numerisch gesteuerten Punktelektrode einzukoppeln, um so beliebige Bahnen auf dem Trägermaterial herzustellen.

Anwendungsbeispiel für die Ermittlung der Bremsleistung an einer Bremsscheibe und weitere ähnliche Anwendungen: In der PCT1AT100/00198 wurde bereits vorgeschlagen, das Verfahren zur Temperaturmessung an einer Bremsscheibe vorzunehmen und daraus die Bremsleistung zu bestimmen, indem ein elektrisch geheizter Wärmewiderstand (Oberfläche, nachfolgend als Referenz Wärmewiderstand bezeichnet), dessen Temperatur gemessen wird, sich unter gleichen Bedingungen wie die Bremsscheibe in der Fahrtwindkühlung befindet und die elektrische Heizleistung so geregelt wird, daß die Temperatur des elektrisch geheizten Wärmewiderstandes der an der Bremsscheibe gemessenen Temperatur folgt, somit die elektrisch aufgewendete Leistung des Wärmewiderstandes gleich der Bremsleistung ist, somit die Bremsleistung über die elektrische Heizleistung bestimmt werden kann. Eine ähnliche Anwendung betrifft die Ermittlung der Reibungsleistung eines Lagers, um das rechtzeitige Nachschmieren anzuzeigen, z.B. mit einem neben dem Gehäuse des Kugellagers durch die gleiche Kühlung gekühlten Referenz Wärmewiderstand.

Für das Beispiel der Temperaturmessung an einer Bremsscheibe bringt die Verbesserung des Meßverfahrens den Vorteil, daß wir die Temperatur an der Bremsscheibe über eine hohe Winkelauflösung über den eingekoppelten Wirbelstromverlust extrem schnell und besonders hochauflösend messen können. Deshalb soll in Weiterbildung diese Möglichkeit zur Verbesserung eines ABS-Systems verwendet werden. Als Referenz Wärmewiderstand verwenden wir einen hauchdünnen, Draht (geringer Zeitkonstante), der durch das Zentrum einer Zylinderspule geführt ist, welche über die bevorzugte Verlustmessung die Temperatur des Drahtes mißt und über eine Stromregelung geheizt wird.

Eine weitere Anwendung ist z.B. die Messung der Temperatur von Sicherungen zu einem eingeprägten Normal Stromimpuls, bei der Serienfertigung, wodurch jede einzelne Sicherung exemplarisch getestet werden kann.

Da der Serienwiderstand der Meßspule einschließlich des Kaltwiderstandes des als Wirbelstromverlust gemessenen Widerstandsdrahtes mit einem negativen Leitwert –G (als Offsetwert) kompensiert wird, können wir unmittelbar genau die Änderung messen, die sich im gemessenen Temperaturbereich ergibt. Das gleiche gilt für die Messung der Temperatur der Bremsscheibe. Dabei können wird als Kaltwiderstandes z.B. auch den zuvor gemessenen Wert (inklusive einer Toleranz als Aussteuerbereich, damit in beide Richtungen gemessen werden kann) definieren, um z.B. in Schritten von ms bis auf 1/1000 °C zu messen. Aus der dabei am Referenz Wärmewiderstand aufgewendeten elektrischen Heizleistung erhalten wir dann den Momentanwert der Bremsleistung uns können in folgender Weise ein ABS-System verbessern, um eine Aussage über die Bodenbeschaffenheit zu machen (trockener Asphalt, Glatteis, Schnee, Sand, Split, usw..). Dabei geht es darum, während der Bremsung, die sich bei einem ABS-Systems bei einer Vollbremsung bekanntlich in sich. ständig abwechselnden Bremsabschnitten und Rollabschnitten abwechseln, wobei auf jede Blockierung wieder ein Rollabschnitt folgt, um erneut zu Bremsen, die Bremskraft einerseits möglichst maximal zu dosieren, d.h. möglichst knapp unter der Schwelle einer Blockierung zu halten, andererseits nicht zu blockieren, da durch das erneute Anbremsen wieder Zeit verloren wird, was sich z.B. besonders bei Schnee und Split bemerkbar macht.

Um dies zu erreichen, wird wie folgt vorgegangen:

Um den Wert der unmittelbar vor dem Einsatzpunkt der Blockierung auftretenden Bremsleistung zu erhalten, wird über den Drehwinkel des Rades von Beginn des Auslösung für das Anpressen der Bremsbeläge bis zu dem Zeitpunkt, daß eine Blockierung festgestellt wird, die gesamte Meßfolge oder hintereinander an der Bremsscheibe gemessenen Temperaturwerte in einen Speicher eingeschrieben, und weiters wird zu jedem Temperaturwert der an der Modellnachbildung (durch die Regelung) geringfügig schwankende Temperaturwert eingeschrieben. Bei Einsatz der Blockierung wird zu jedem Temperaturwert Paar die Bremsleistung errechnet, wobei für eine vereinfachte Version es ausreichend ist, aus der Werte Reihe den Maximalwert zu bestimmen. Dieser Maximalwert gibt Aufschluß über die Fahrbahnglätte. Eine noch genauere Analyse erhalten wir, wenn der gesamte Bereich bis zum einsetzen der Blockierung analysiert wird.

So wird z.B. bei Eis glatter Fahrbahn die Blockierung bei geringer Bremsleistung einsetzen, während bei feuchtem Schnee z.B. die Bremsleistung unmittelbar vor dem Einsetzen der Blockierung kurz ansteigt (Spitze).

D.h. nicht nur der absolute Maximalwert, sondern auch der Verlauf der Bremsleistung vor dem Blockieren gibt Aufschluß über die Beschaffenheit der Fahrbahn (z.B. Feststellen von Schnee, etc.). Bei trockener Fahrbahn steigt die Bremsleistung z.B. spontan bis zur Blockierung an. Zweckmäßiger weise werden die Diagramme durch Lernen, d.h. Befahren unterschiedlicher Fahrbahn Verhältnisse erstellt. Neben der Feststellung des Maximalwertes der Bremsleistung dienen diese Diagramme dann als Erkennungskriterium, um die Fahrbahn zu klassifizieren. Dabei kann durch lange Meßreihen, die durch Testfahrten aufgenommen werden, die Zuordnung des Verlaufs der aufgezeichneten Bremsleistung (d.h. Erkennung der Fahrbeschaffenheit) zu dem jeweils zu einer Fahrbahnbeschaffenheit zugehörigem Tastverhältnis von Blockierung und Lösen (zwecks Erreichen des kürzesten Bremsweges) festgestellt werden, d.h. das Tastverhältnis als Geschwindigkeits abhängiges Zeitverhältnis der Zeitspanne, in der die Bremse blockiert zum Winkel in dem die Bremse bei rollendem Rad bremst. Somit bei feuchtem balligem Schnee das ABS-System die Räder im Verhältnis länger blockieren läßt, als z.B. bei Eisglätte.

Anmerkung: über eine alternative Fahrverzögerungsmessung, z.B. durch Ultraschall, etc., kann diese hochauflösende Erkennung nur schwer realisiert werden, da die Stoßdämpfer das Meßergebnis verfälschen.

Allgemeine weitere Verbesserung: Allgemein kann durch die Temperaturmessung, bzw. Messung der aktuellen Bremsleistung festgestellt werden wann die Blockierung jeweils einsetzt. Dieser Wert wird als Leistungswert ermittelt und über die Drehzahl, bzw. über die jeweils momentane Umlaufgeschwindigkeit auf das aktuelle Bremsmoment (als verzögerndes. Drehmoment) umgerechnet und als Referenzwert abgespeichert. Nach der Lösung der Bremse, für das nächste Anziehen der Bremsbacken (bis zur Blockierung), wird das (über die Temperaturmessung) aktuell erhaltene Bremsmoment ständig überwacht, und unmittelbar bevor es den zuvor als Referenzwert abgespeicherten Wert erreicht, wird die Druckerhöhung mit der die Bremse angezogen wird, vermindert und langsamer erhöht. Durch diese langsamere Erhöhung bremst das Rad dann entsprechend länger, bis der Blockierwert erreicht ist. Dabei bremst das Rad dann mit optimaler Bremskraft im unmittelbaren Grenzbereich der Blockierung.

Da sich zu jeder Umdrehung der Bremsscheibe die Bremsscheibe einerseits etwas abkühlt, andererseits beim Bremsen wieder erhitzt, entspricht während einer Rubbelbremsung das Temperaturdiagramm in etwa 109. (Siehe dazu nachfolgende Erläuterung).

Ein weiterer zur Verringerung des Bremsweges sehr wichtiger Aspekt ist die absolute Symmetrie beim Bremsen. Dabei ist es etwa nicht ausreichend, daß die Bremskräfte der sich gegenüberliegenden Räder gleich groß sind, da dann zwar daß Fahrzeug stabil bremst, jedoch wenn durch unterschiedliche Fahrbahnverhältnisse (an sich gegenüberliegenden Radseiten) unterschiedliche Reibungskräfte an den Reifen wirken, dann bei einem Rad die Rubbelbremse des ABS die Bremse löst, weil es blockiert und das gegenüberliegende Rad dann den Bremsvorgang gleichfalls kurzzeitig unterbrechen muß. durch die Temperaturmessung kann. auch hier hilft eine vorzeitige Begrenzung der Bremskraft bevor die Räder blockieren.

Verwendung eines Schwellwertes bei der Dekodierung des Fahrbahnprofils: Es ist zweckmäßig eine Umschaltung vorzusehen, welche zwischen zwei alternativen Zuständen umschaltet:

  • – einem Standart ABS-System
  • – und einem ABS-System, welches die Blockierzeit abhängig von einem Fahrbahnprofil steuert.

Dabei wird immer dann, wenn kein vorgesehenes Fahrbahnprofil erkannt werden kann, auch das Standart-ABS-System umgeschaltet. Diese Vorgehensweise ermöglicht es das ABS-System schrittweise zu verbessern. Im einfachsten Fall erfolgt die Umschaltung auf das ABS-System, welches die Blockierzeit abhängig von einem Fahrbahnprofil steuert immer dann, wenn die der maximal festgestellte Bremsleistungswert (als Momentanwert) unter einem bestimmten Wert absinkt, bzw. die Rückschaltung auf das Standart ABS-System, wenn der maximal festgestellte Bremsleistungswert (als Momentanwert) den festgelegten Minimalwert wieder überschreitet, oder ein Fahrbahnprofil nicht mehr erkannt wird, bzw. bleibt das Standart ABS-System aktiv solange ein Fahrbahnprofil nicht erkannt wird.

Eine weitere Möglichkeit ist, bei Erkennung eines besonderen Fahrbahnprofils mehrmals zwischen dem Profil gesteuerten und einem Standart ABS-System umzuschalten, um den Unterschied der Verzögerung festzustellen, wobei dann dem wirkungsvolleren System der Vorzug gegeben wird.

Die bevorzugte Messung der Bremsleistung ermöglicht es, auch den Schlupf während die Räder sich drehen zu messen, da je niedriger die auf die Fahrtwindkühlung (über die Modellnachbildung) bezogene Temperatur der Bremsscheibe (z.B. bei der Rubbelbremse oder auf einen bestimmten Bremsruck bezogen) um so größer ist der Schlupf.

107 zeigt ein Ablaufdiagramm für diese bevorzugte Steuerung:

  • I. Bei Einsetzen der Blockierung wird das über die Temperaturmessung 1 (T-Messung, bzw. Leistungsmessung) ermittelte Bremsmoment jeweils als Referenzwert Ref abgespeichert,
  • II. Nach Freigabe 3 der Blockierung wird die Bremskraft wieder erneut zu geschaltet (12) und das Bremsmoment (über Temperaturmessung 1) ständig gemessen. Dabei wird unmittelbar vor Erreichen des zur vorherigen Blockierung erhaltenen Referenzwertes (eines bestimmten Prozentsatzes %) der Anstieg der Bremskraft gemindert, z.B. durch einen elektronisch gesteuerten Ausgleichkolben, oder über den gesteuerten Hauptbremszylinder, etc., wobei die Bremskraft bis zur Blockierung ansteigt.
  • III. Wiederholung von Schritt 1.

In Schritt II wird noch zusätzlich, wie zuvor beschrieben, das Fahrbahnprofil abgefragt. Wird z.B. eine Schneefahrbahn delektiert, dann wird die Blockierzeit entsprechend verlängert. Wird z.B. Glatteis delektiert, dann wird die Blockierzeit besonders gering gehalten und die Rollzeit des Rades mit einer Bremskraft, die unmittelbar vor der Blockierung liegt möglichst lange gehalten, was durch entsprechend langsame Erhöhung des Bremsdruckes erfolgt.

Somit erhalten wir eine Verbesserung eines Standart ABS-Systems mit folgenden Eigenschaften:

  • – Erkennung des Fahrbahnprofils (Eis, Schnee, trocken, naß, etc.),
  • – Steuerung der Blockierzeit nach dem Fahrbahnprofil,
  • – Verläregerung der Rollzeit bei maximal möglicher Bremskraft. Dabei wird die Bremskraft umnittelbar vor dem Blockierungseinsatz über eine verlängerte Zeit gehalten und trotzdem der Wert für die Blockierung erkannt.

In 107 bedeuten:

Solange das Rad nicht blockiert ist, wird das Bremsmoment über die Temperaturmessung an der Bremsscheibe ständig gemessen (z.B. mit der weiterhin bevorzugten Ermittlung der Bremsleistung und der Bestimmung des Bremsmomentes über die Bremsleistung und der Drehzahl), vgl. 1 mit 7. Dabei wird das aktuelle Bremsmoment aus der Bremsleistung unter Einbeziehung der von der Kodierscheibe gelieferten Impulsfrequenz ständig ermittelt.

Ist das Rad blockiert (2), dann wird das unmittelbar vor der Blockierung ermittelte Bremsmoment (entnommen aus Aufzeichnungsspeicher 7) als Referenzwert % Ref abgespeichert. Das ist jener Wert, bei der sich das Rad unmittelbar vor der Blockierung noch gedreht hat. Weiters wird das Fahrbahnprofil ausgewertet, um Festzustellen, ob die Blockierdauer gegebenenfalls verlängert werden soll, wenn z.B. Schnee festgestellt wird, etc. Nachdem das Fahrbahnprofil ausgewertet wurde, wird der entsprechende Aufzeichnungsspeicher 7 (bzw. dessen Zeigeradresse) zurückgesetzt.

Wird z.B. als Fahrbahnprofil Glatteis erkannt, dann ist die Blockierdauer besonders kurz. Wird solange das Rad noch nicht blockiert ist, der zuvor abgespeicherte Referenzwert % Ref erreicht, dann sind Maßnahmen vorgesehen, um den weiteren Bremsdruckanstieg etwas abzuflachen. Dabei kann auch die Intensität der Abflachung noch durch das ausgewertete Fahrbahnprofil mit gesteuert sein. So daß z.B. bei Glatteis es wesentlich länger dauert, bis die Blockierung erreicht ist und somit sich die Rolldauer verändert.

In 107 sind die Blöcke zur Fahrbahnprofil Bestimmung dunkel umrandet, die Blöcke für die Referenzwert Bestimmung und Anstiegsverringerung des Bremsruckes sind hell umrandet. Beide Systeme (Fahrbahnprofil Bestimmung und Referenzwert Bestimmung) können entweder getrennt, oder zusammen verwendet werden.

108 zeigt eine Skizze (nur schematisch, nicht maßstäblich) mit der Anordnung der Meßwicklung(en) L1, L2 (des Verlustsensors für die Temperaturmessung) auf einem Trägermaterial und in radialer Linie darunter liegend (außerhalb der Bremsklötze an einem Arm der Bremsbacken befestigt) das weitere Abstandsmeßsystem Mess_RB, welches zur Messung des Abstandes in Bezug auf eine konzentrisch auf der Bremsscheibe angebrachten Widerstandsbahn RB vorgesehen ist. Wobei die Widerstandsbahn RB Temperatur kompensiert ist und über eine thermische Isolation an der Bremsscheibe befestigt ist. Die gedruckte Spule mit den Meßwicklungen L1, L2 ist statisch gleichfalls an den Bremsklötzen befestigt. 108b veranschaulicht diese Variante in schematischer Darstellung (nicht maßstäblich): Für die Temperaturmessung der Bremsscheibe, oder Abstandsmessung (x) kann die gedruckte Spule (L1, L2) mit gleichbleibender Steigung gewickelt werden. Soll z.B. eine Positionsmessung (Punktmessung) vorgenommen werden, dann wird die Steigung der Spule(n) entsprechend verändert. Die in 108 dargestellte Variante, bei der längs der Radiuslinie r zusätzlich zum Temperaturmeßsystem (L1, L2) noch ein Abstandsmeßsystem Mess_RB als weiteres Meßsystem zur Abstandsmessung einer Temperatur kompensierte Widerstandsbahn RB vorgesehen ist, kann gleichfalls auch für das gegebenenfalls in der Auflage der Bremsbeläge eingelassene Meßsystem zur Messung der Dicke der Bremsbeläge (beim Bremsen gemessen) mit einem solchen weiteren Sensor unterstützt werden. In 108 ist dies längs der Radiuslinie r2 angedeutet, wobei dieses zur Meßwicklung für die Messung der Bremsbelagdicke (Wicklungen Lb (1, 2)) vorgesehene weitere Meßsystem Messt RB die gleiche Widerstandsbahn RB abtastet, wie das Meßsystem Mess_RB. Die Widerstandsbahn RB weist einen über die Kreislänge konstanten homogenen Temperatur kompensierten Bahnwidertstand auf und liefert so die längs der Radiuslinien r bzw. r2 angeordneten Meßsysteme für die Temperaturmessung (L1, L2), bzw. dito für die Messung der Bremsbelagdicke Lb (1, 2), genaue Korrekturwerte, falls es die Scheibe beim Bremsen verzieht. Dabei ist evident, daß die Bremsbeläge auch auf zwei konzentrische Bremsbahnen verteilt sein können und in der Mitte der Bremsbahnen (Angriffsflächen der Bremsbeläge) die Widerstandsbahn RB für die Abstandsmessung vor gesehen ist (Option m in 108). Fig. c) von 108, veranschaulicht die Unterbringung der Meßwicklung Lb (1, 2) für die Abtastung 109 zeigt das Temperaturdiagramm bei einer Rubbelbremsung, wobei T ...Temperatur an der Bremsscheibe, weiters tblock ...die Zeit, in denen das Rad blockiert, tbr... die Zeit, in der das Rad bremst. Ist der bei der vorherigen Blockierung jeweils abgespeicherte Wert des Bremsmomentes fast erreicht, dann wird die Erhöhung des Bremsdruckes gedrosselt, was z.B. durch einen zusätzlichen, elektrisch gesteuerten Bremszylinder vorgenommen werden kann, der geregelt über einen Drucksensor das Volumen geringfügig vergrößert um den Anstieg des Bremsdruckes zu vermindern. Durch diese Maßnahme werden zwei Kriterien erfüllt:

  • – Die Bremsbacken werden nach Lösung (wegen Blockierung) wieder sehr schnell an die Bremsscheibe angepreßt, bis die Kraft unmittelbar vor der Blockierung erreicht ist,
  • – Anschließend wird die Bremskraft nur relativ langsam erhöht, um eine möglichst lange Bremsung, bis zur Blockierung zu erreichen.

D.h. durch diese Maßnahme erfolgt eine Rubbelbremsung mit möglichst kurzer Blockierzeit und möglichst langer Bremszeit bei optimaler Bremskraft (kurz vor dem Blockieren). Das die Bremskraft jeweils bis zum Blockieren angezogen wird ist notwendig, da die Fahrbahn nicht homogen sein muß und sich die Haftung der Reifen jederzeit jeweils verbessern oder verschlechtern kann.

In 109 bedeuten weiterhin: Ref veranschaulicht, wie sich die abgespeicherten Referenzwerte wegen der Erwärmung der Bremsscheibe langsam erhöht. x ...Zeitpunkt, wo Ref jeweils erreicht wird und der Bremsdruck P flacher ansteigt (über Bereich Abflachung AS). Weiters ist die Zeitspanne der Blockierung tblock zeitlich gespreizter dargestellt (im Vergleich zu tbr), um den Ablauf gut erkennen zu können.

Anmerkung: Abschließend sei noch festgestellt, daß die Vorrichtung einer gedruckten Spule für die Temperaturmessung z.B. auch für die Temperaturmessung an einem Lager verwendet werden kann, wenn die gedruckte Spule z.B. als Ring ausgeführt {in Deckung mit den Kugeln des Lagers) stirnseitig angeordnet wird.

109b zeigt eine gedruckte Spiralspule als Meßspule (L1, L2), die seitlich eines Kugellagers an der Stirnseite so befestigt ist, daß über ihr Streufeld der ohmsche Verlustwiderstand der Kugeln eingekoppelt ist, wobei die Spule kongruent zur Gleitrille der Kugelllager angeordnet ist. Das gleiche Prinzip ist auch für ein Linearlager anwendbar.

Anstelle, daß der Referenz Wärmewiderstand mit besonders geringer Zeitkonstante ausgelegt wird, kann auch ein Referenz Wärmewiderstand verwendet werden, der eine größere oder auch die gleiche thermische Zeitkonstante, wie die Bremsscheibe aufweist und dabei der Mittelwert für den Einfluß der Kühlung verwendet werden.

Um sowohl die Temperatur, als auch die Dicke der Bremsbeläge möglichst unabhängig von den eingravierten Rillen der Bremsscheibe zu messen, müssen wir die Wirbelströme möglichst tief eindringen lassen, d.h. mit möglichst niedriger Frequenz, von z.B. einigen 100 Hz messen. Daß die induzierte Spannung dabei gering ist, ist egal, da wir über die Kompensation des negativen Leitwertes –G auch extrem hochohmige Leitwerte messen können (denn wir messen als Wirbelstromverlust immer auf die induzierte Spannung bezogene Leitwerte). Wie bereits ausführlich besprochen, erhalten wir bei Anwendung des Q-Switch Verfahrens auch bei extrem schneller Änderung des gemessenen Verlustes (Leitwertes) eine sehr geringe (praktisch vernachlässigbare) AM, somit auch bei sehr breitbandiger Messung durch den negativen Leitwertes –G deshalb kein wesentlich höherer Verlust kompensiert werden muß.

Verwendung einer Referenzmessung:

Um sowohl Abstands unabhängig, als auch noch unabhängig von der Beschaffenheit der Oberfläche der Bremsscheibe die Temperatur zu messen, ist eine Referenzmessung vorgesehen, die gleichfalls zu jeder Winkelstellung den Verlust mißt und in den nach Winkeleinheiten adressierten Speicher einschreibt. Diese Referenzmessung Ref erfolgt jedoch nur dann, wenn längere Zeit nicht gebremst wurde, so daß die Bremsscheibe die Umgebungstemperatur entsprechend ihrer Kühlung aufweist. Zweckmäßigerweise wird bei der Messung das FQ-Switch Verfahren verwendet, so daß ohne Summand der als Temperaturwert gemessene Verlust VT konstant gehalten werden kann, und für jeden Winkelwert in Relation gesetzt werden kann. Somit aus dem Verhältnis VT/Ref für jeweils gleiche Winkelwerte der Scheibe der zu messende Temperaturwert, bezogen auf die Umgebungstemperatur abgeleitet werden kann. Da sowohl VT als auch Ref jeweils an den selben Flächen (jeweils gleicher Winkel) über das gesamte Winkelraster gemessen werden, wird unabhängig von eventuellen Rillen, etc. gemessen.

Bilden wir den Referenz Wärmewiderstand als Haar dünnen Faden aus (z.B. einer Kupferlitze, oder ähnliches) und regeln die Temperatur ständig den zu den einzelnen Winkelwerten der Bremsscheibe gemessenen Werten nach, dann erhalten wir beim Bremsen die als Differenzleistung, der jeweils vor der Erhitzung und nach der Erhitzung in den Referenz Wärmewiderstand eingespeisten elektrischen Leistungen, die zu den Winkeleinheiten zugehörige Bremsleistung der Bremsscheibe. Wobei die vor der Erhitzung gemessenen Werte der Referenzmessung Ref entsprechen und die nach der Erhitzung gemessenen Werte dem als Temperaturwert gemessenen Verlust VT entsprechen, der jeweils auf den Referenzwert Ref normiert wird.

In der DE 103 18 619.0 erfolgt beispielsweise eine zusätzliche Abstandsmessung über eine Kapazitätsmessung zur Scheibe, die gleichfalls nach dem bevorzugten Verlust Meßverfahren durchgeführt werden kann.

Eine Alternative für diese Abstandsmessung ist die Durchführung einer weiteren Referenzmessung. Zu diesem Zweck ist zusätzlich zur seitlichen Messung des Verlustes der Bremsscheibe eine weitere Meßspulen (bzw. Vierpol, Meßtrafo, etc.) zur Messung des Verlustes am Rand, bzw. am Mantel (des Zylinders) der Scheibe vorgesehen (Vgl. gedruckte Spulen 120-ref in 120a, 120b und 120c. Dabei mißt die Meßspulenanordnung des Referenzmeßsystems 120-ref den Verlustwiderstand an der schmalen Oberfläche des Scheibenrandes (über die Scheibendicke).

Hauptzweck für die Verwendung einer zusätzlichen Referenzspule 120-ref ist nicht wie ansonsten üblich eine Temperaturkompensation, sondern eine Abstanddkompensation, wobei durch den erfinderischen Grundgedanken nicht nur der Einfluß des Abstandes, sondern vor allem weiterhin der Einfluß von allmählich an der Bremsscheibe sich festsetzenden Rillen oder Riefen in diese Abstandskompensation mit einbezogen sind und die Temperaturmessung entsprechend korrigiert wird. Dabei wird durch die für die Temperaturmessung verwendete Meßspulenanordnung eine Abstandsmessung durchgeführt, wenn die Temperatur der Bremscheibe einen definierten Zustand aufweist. Dies ist z.B. dann der Fall, wenn über eine angemessene Zeit nicht gebremst wird, wobei die gemessenen Verlustwerte Vs als Korrekturwerte bzw. Referenzwerte für die spätere Temperaturmessung in entsprechenden Drehwinkeln des Rades zugeordnet eingeschrieben werden. D.h. für jeden Drehwinkel (entsprechend der benutzten Rasterteilung einer Winkelscheibe oder eines Winkelmeßsystems, etc.) wird zu jeder Winkeleinheit ein für die spätere Temperaturmessung verwendeter Referenzwert eingeschrieben. Dabei entsprechen diese Werte einer "kalten Messung", d.h. wenn nicht gebremst wird. D.h. die für die Temperaturmessung verwendete Meßspulenanordnung wird zweimal verwendet, einmal für eine Abstandsmessung im "kalten Zustand" der Bremsscheibe (wenn nicht gebremst wird) und einmal für eine Temperaturmessung, wenn gebremst wird. Der "kalten Zustand" der Bremsscheibe definiert sich so, daß längere Zeit nicht gebremst wird, wobei dann auch noch die Umgebungstemperatur durch einen gesonderten Sensor zu berücksichtigen wäre. Oder entsprechend der Weiterbildungsvariante nach Anspruch 2 so, daß anstelle eines absoluten "kalten Zustandes" der Bremsscheibe, dieser Zustand durch Messung mit einer weiteren Meßspule, einer Referenz Spule virtuell nachgebildet wird.

Dabei sind folgende Maßnahmen getroffen:

Um die zur Abstandskompensation, dito (Rillenkompensation, etc.) gemessenen Referenzwerte weitgehend Temperatur unabhängig messen zu können, d.h. daß bei der Abspeicherung der Referenzwerte nicht solange gewartet werden muß bis sich die Bremsscheibe abkühlt, bzw. sogar auch gebremst werden darf, ist in Weiterbildung eine Referenz Sensorspulenanordnung verwendet, die so angeordnet wird, daß sie in etwa die gleiche Temperatur mißt, wie die Temperaturmeßspulenanordnung, jedoch mit einer etwas längeren Zeitkonstante. D.h. wenn sich die Temperatur nicht sehr schnell ändert, z.B. nur langsam ändert (z.B. beim Abkühlen), dann wird der von der Referenz Sensorspulenanordnung gemessene Verlust, dem von der Temperaturmeßspulenanordnung gemessenen Verlust in Bezug auf an den betreffenden Meßstellen gemessenen Temperaturen annähernd entsprechen. Während bei schnellen Temperaturänderungen, z.B. beim Temperaturanstieg einer Vollbremsung, eine entsprechende Zeitverschiebung des Temperaturanstieges an den Meßstellen auftritt. Da jedoch in diesem Fall der zuvor bei geringem Temperaturanstieg fest gestellte Referenzwert abgespeichert wurde und bei hohem Temperaturanstieg verwendet wird, spielt dies für die Nachkalibrierung eines gemessenen Verlustwertes durch den Referenzwert keine Rolle.

Die Feststellung des jeweils aktuellen Referenzwertes erfolgt daher nur, wenn sich die gemessene Temperatur nur unwesentlich ändert. In diesem Fall brauchen wir auch die Umgebungstemperatur der Bremsscheibe für die Feststellung des aktuellen Referenzwertes nicht besonders berücksichtigen. Diesen Vorteil erhalten wir durch die Weiterbildung der Erfindung nach Anspruch 2. Wir können diese Weiterbildung auch so auffassen, daß die "Umgebungstemperatur" durch die Referenz Spulenanordnung gemessen wird, wobei dies an der Schmalseite der Bremsscheibe erfolgt.

Diese Weiterbildungsversion soll in einem Ausführungsbeispiel nachfolgend näher beschrieben werden:

Dabei kann unter unterschiedlichen Voraussetzungen beidseitig der Bremsscheibe gemessen werden:

  • – Wird längere Zeit nicht gebremst, dann kann prinzipiell davon ausgegangen werden, daß die Bremscheibe an der Seite (gemessen mit 120-7) und an der Schmalseite (gemessen mit 102-ref2) jeweils die gleiche Temperatur aufweist.

Dabei wird aus dem linearisierten Verhältnis beider Meßwerte Werte ein Korrekturfaktor abgeleitet, unter dessen Berücksichtigung das Verhältnis der Meßwerte immer 1:1 beträgt. Dies entspricht einer Brückenschaltung, die jedoch nur virtuell, rein rechnerisch, vorhanden ist. Der Korrekturfaktor wird dabei später für die Abstandskorrektur verwendet und wird nachfolgend als Brücken Korrekturfaktor BK bezeichnet. Die ständige Ermittlung des Brücken Korrekturfaktors BK wird nachfolgend als Abgleich bezeichnet.

  • – Wird gebremst, dann wird dieser Abgleich unterbunden und die tatsächliche Werte Differenz gemessen: Die Abweichung vom Verhältnis 1:1 gibt eine Aussage darüber, ob die Bremsbacken zu beiden Seiten der Bremsscheibe symmetrisch angreifen.

Weiters wird während des Bremsens der während des nicht Bremsens, bzw. während einer unwesentlichen Temperaturänderung erhaltene Korrekturfaktor BK dazu verwendet, um den Einfluß der Meßwerte der Temperaturmessung zu korrigieren. Da zur Feststellung der Abstandskorrekturmessung die gleichen Meßspulen verwendet sind, wie bei der Temperaturmessung, wird so nicht nur der Einfluß der Abstandsänderung, sondern auch der Einfluß der Oberflächenänderung der Bremsscheibe (Riefen, Rillen, etc.) korrigiert.

Der Trick dabei ist (als erfinderischer Grundgedanke), daß während des nicht Bremsens von einer übereinstimmenden Temperatur seitlich der Bremsscheibe und an der Schmalseite der Bremsscheibe ausgegangen wird, die auf ein bestimmtes Verhältnis (hier 1:1) normiert wird und der für diese Normierung auftretende Korrekturfaktor (Brücken Korrekturfaktor BK) während des Bremsens als Abstandskorrektur (bzw. Oberflächenkorrektur) verwendet wird, um eine Abstandsänderung (z.B. auch bedingt durch Oberflächenänderung/Oberflächenstruktur der Bremsscheibe) für die Temperaturmessung auszugleichen, da ja nicht die Temperatur, sondern nur der in die Meßspulen eingekoppelte elektrische Verlust unmittelbar gemessen wird.

Wie bereits für die Beispiele der Messung mit zwei Frequenzen erläutert (vgl. fo, fu) ist es auch hier vorteilhaft, den Summenverlust ohne Konstante unmittelbar unter Anwendung des FQ-Switch Verfahrens abzugleichen. Bei der Miteinbeziehung der Referenzmessung in die eigentliche Temperaturmessung kann daher genauso vorgegangen werden, wie die zur fo, fu Messung bereits erläutert wurde.

Beispiel:

Nach Montage einer neuen Bremsscheibe wird das System neu kalibriert. Derart daß die während des nicht Bremsens gemessenen Verlustwerte auf ein Verhältnis von 1: 1 kalibriert werden. Da hier nur das Prinzip erläutert werden soll, werden hier einfache Zahlen verwendet. Der außenseitig der Bremsscheibe gemessene Verlust wird mit Va bezeichnet, der an der Schmalseite gemessene mit Vref (Referenzwert).

Während des nicht Bremsens wird beispielsweise gemessen: Va = 5 Vref = 4.9

Somit für Va = Vref gilt: Va = 1.02 bzw. ist der Brücken Korrekturfaktor BK = 1.02.

Für die Temperaturmessung ist eine Tabelle erstellt, die den Einfluß einer Abstandsanderung auf den einer bestimmten Temperatur der gemessenen Bremsscheibe entsprechenden Verlust ausgleicht. Diese Tabelle wird nachfolgend Abstandskorrekturtabelle genannt. Dabei ist es egal, ob dieser Einfluß durch Abstandsänderung oder durch Oberflächenänderung (Rillen, etc.) in der Bremsscheibe verursacht ist. Weiters muß bei der Aufnahme der Tabellenwerte nicht die Temperatur des Meßobjektes (hier Metallteil der Bremsscheibe) tatsächlich verändert werden, sondern nur der gemessene ohmsche Leitwert des Meßteils, wobei es wiederum egal ist, ob dieser Leitwert induktiv oder durch einen an die Meßspule elektrisch angeschalteten Leitwert (1/RVL siehe auch DE 42 40 739 C2) verändert wird, wobei gemäß der Patentschrift DE 42 40 739 C2 der ohmsche Wert 1/RVL galvanisch oder transformatorisch eingekoppelt sein kann.

D.h. bei der Aufnahme der Abstandskorrekturtabelle ist es ausreichend zu unterschiedlichen Abständen der Meßspule(n) des Meßobjektes (z.B. Bremsscheibe) jeweils die Wertereihe zu unterschiedlich eingestellten Werten von 1/RVL aufzunehmen und eine mathematische Korrekturfunktion daraus zu bilden.

Da der an der Schmalseite der Bremsscheibe durch entsprechende Meßspule(n) gemessen Abstand (ref 120b) auf Grund des mechanischen Ausbaus unveränderlich ist, wird der Korrekturwert BK (Brücken Korrekturfaktor) unmittelbar aus einer Relation des diesem Abstand ref entsprechenden Verlustwertes (wie in obigem Beispiel veranschaulicht) in Bezug zum durch das seitlich der Bremsscheibe messende Verlustmeßsystem (Spule 120-7) abgeleitet.

Um die Tabellenfunktion aufzunehmen, ist es daher ausreichend das z.B. an den Bremsbacken montierte Spulen System stationär zu fixieren (z.B. in eine Vorrichtung einzuspannen) und die Bremscheibe dazwischen aufzustellen, im entsprechenden Abstand, wie er nach der Montage austritt, d.h. wie der dem montierten Teil (des Fahrzeuges) dann entspricht. Dabei wird entweder die Bremsscheibe oder das an den Bremsbacken montierte Spulen System durch einen motorisch gesteuerten Vorschub (z.B. durch Schrittmotor bewegt) seitlich bewegt, wobei dies von der Mittellinie der Bremsscheibe aus gesehen in beiden Richtungen erfolgt (für rechte Hälfte und linke Hälfte). In 120c ist dies symbolisch dargestellt, wobei die Bremsscheibe (120-4) oder ein der Bremsscheibe entsprechender elektrischer Verlust über eine Spannvorrichtung entsprechend positioniert wird.

Zu jedem incrementalen Schritt dieser seitlichen Verschiebung (v) der Meßspulenanordnung in Bezug des Abstandes der Meßspulenanordnung (vgl. 120-7 in 120c, dito das gleiche für 120-2) zur Bremsscheibe (120-4) wird der elektronische Wert von 1/RVL im Meßraster, welches dem Meßraster der Temperaturmessung entspricht, durchgefahren. Somit erhalten wir eine durch 1/RVL simulierte Werteskala für die Temperaturmessung. Dazu erhalten wir zu jedem eingestellten Abstandswert des numerischen Vorschubes (v) die Wertereihe einer sich über den gesamten Meßbereich erstreckende Skala von mit 1/RVL simulierten Temperaturwerten.

Aus diesen Daten wird dann mittels einer rein mathematischen Software die Abstandskorrekturtabelle erstellt, wobei diese Tabelle neben den Stützpunktwerten die üblichen Interpolationskonstanten enthält, gegebenenfalls auch noch eine Nummer (Adresse), welche die Formel bezeichnet, die in einem bestimmten Linearisierungsbereich anzuwenden ist, usw. Als Eingangswert der Abstandskorrekurtabelle sind daher zwei Größen vorhanden:

Der gemessene Verlust, hier repräsentiert durch die zu jedem Abstandsraster simulierte Wertereihe 1/RVL, und der von der Mittellinie der Bremsscheibe sich jeweils verändernde Abstandswert +/– x. Dabei wird jedoch nicht der Abstand x als Eingangsgröße der Abstandskorrekturtabelle verwendet, sondern, daß durch ein Lernverfahren bestimmte Verlustverhältnis. Da die zu beiden Seiten der Bremsscheibe messenden Sensoren symmetrisch sind, ergibt sich für die genaue Mittelstellung der Bremsscheibe ein Verlustverhältnis von 1:1, das sich entsprechend der seitlichen Verschiebung ändert, z.B. von 0.9 bis 1.11, d.h. der Brücken Korrekturfaktor BK hat z.B. einen Bereich von 0.9 bis 1.11 und dieser Bereich (von 0.21) entspricht z.B. 1 mm und wird in 14 bit aufgeteilt (1/16.000), d.h. es wird mit 62 nm Auflösung gemessen. Dies ist nur ein Beispiel. Selbstverständlich kann die Auflösung in Bezug auf die kleinste erfaßbare Längeneinheit noch weiterhin reduziert werden. Dito kann für jede der zu beiden Seiten der Bremsscheibe jeweils vorgesehenen Meßspulenanordnungen der Brücken Korrekturfaktor BK in einer Tabelle geeicht abgespeichert sein, bzw. ermittelt werden.

Somit werden im Betrieb zu jeder Meßposition (entsprechend dem Winkekaster, bzw. der Winkelstellung der Bremsscheibe) folgende Meßwerte erfaßt:

  • – solange nicht gebremst wird, oder die Temperatur sich nicht wesentlich ändert, wird das Verhältnis des (jeweils) an der Seiten der Bremsscheibe gemessenen Verlustes Va in Relation zum an der Schmalseite weiterhin gemessenen Referenzverlust Vref gemessen, bzw. bestimmt um den Wert BK (Brücken Korrekturfaktor) zu erhalten. Ob dieser Wert mit einer Brücke oder aus einzelnen Werten, etc. gemessen und anschließend errechnet wird, entspricht dem bei solchen Messungen üblichen Varianten des Standes der Technik;
  • – es wird der Brücken Korrekturfaktor bestimmt, bzw. auf den der durch BK jeweils festgestellten Abstandswert unter Benutzung der Abstandskorrekturtabelle normalisiert;
  • – anschließend werden die normalisierten Verlustwerte VA über eine weitere Tabelle, nachfolgend Temperaturwertabelle in Temperaturwerte umgerechnet. Das gleiche gilt auch für den auf der anderen Seite der Bremsscheibe (z.B. Innenseite) gemessenen Verlustwert Vi um VI zu erhalten.

Bei der Aufnahme der Kennlinien für die Abstandskorrekturtabelle wird beispielsweise symmetrisch vorgegangen, wobei die Mittellinie der Bremsscheibe (eines idealen Systems) z.B. dem Normalwert entspricht, auf den sich das Verhältnis Va = Vi = BK = 1:1 bezieht. Je nachdem ob BK < oder > 1, verschiebt dieser Abstand nach außen der nach innen (auf das Fahrzeug bezogen).

Verzieht sich die Bremsscheibe im Laufe der Zeit, dann wird für eine Annäherung an eine Meßspule der Wert von BK z.B. = 1.05. Wäre BK z.B. = 0.95, dann würde sich die Annäherung auf die andere Seite auswirken.

Das gleiche gilt für eine einseitige Rille, dann ist z.B. BK gleichfalls = 1.05. Übersteigt oder unterschreitet die Abweichung von BK einen bestimmten Wert abweichend von 1:1, dann wird eine Warnung ausgegeben, daß das Fahrzeug in die Werkstatt muß, weil es nicht optimal bremst.

Dabei sind die während des Nicht Bremsens, bzw. während einer konstanten Temperatur erhaltenen Werte von BK zu jedem Winkelwert (des Winkelrasters) abgespeichert und zu jedem dieser Winkelwerte bei der Messung der Temperatur (beim Bremsen) später verwendet.

Stellt die Werkstatt z.B. fest, daß es sich z.B. nur um unwesentliche Rillen in der Bremsscheibe handelt, die dieses Meßergebnis verursachen, dann wird in der Werkstatt die Sensor Elektronik erneut kalibriert, damit wieder das Verhältnis Va/Vi = BK = 1:1 gemessen wird. Diese Kalibrierung findet durch den Auswertalgorithmus im DSP statt (Signalprozessor), welcher die Bewertung der Meßspulen vor nimmt. Das gleiche ist der Fall, wenn die Bremsscheibe erneuert wird, dito bei der Erstmontage.

Temperaturwerttabelle: In der Temperaturwerttabelle ist die Funktion T = f(1/RVM) abgespeichert, wobei T...Temperatur; 1/RVM...gemessener Verlust, wobei für die Eichung ein elektrisch angeschalteter Leitwert 1/RVL benutzt werden kann. Dabei gelten die gleichen Voraussetzungen, wie in der DE 42 40 739 C2. D.h. es kann auch ein negativer Leitwert –G verwendet werden, um ausgehend von der Umgebungstemperatur, bei der die Eichung statt findet, in beiden Richtungen den Temperaturgang des ohmschen Leitwertes der Bremsscheibe zu simulieren.

Anmerkung: Als Variante oder zusätztich kann noch eine Abstandsmessung über eine in die Bremsscheibe eingelassene, Temperatur kompensierte Widerstandsbahn erfolgen, die z.B. mit einer konzentrisch versetzten weiteren Meßspule (bei gleichem Abtastwinkel, bzw. auf der gleichen Radiuslinie) liegend, erfolgt. Jedoch sind dann die Rillen nicht erfaßt, bzw. kann dann die Temperaturmessung nicht auf der gleichen konzentrischen Spur, bzw. Kreislinie vorgenommen werden, wie sie der Angriffsfläche der Bremsbeläge entsprechen.

Durch Benutzung der Anschaltung eines negativen Leitwertes an die Meßspule und der extrem geringen Abstrahlung/Einstrahlung an der Meßsstelle (der Gegenfluß der Gegeninduktivität LM des als Vierpol verwendeten Meßtrafos kann nahezu, bzw. praktisch auf Null eingestellt werden, somit erfolgt nur eine sehr geringe Abstrahlung über die Primärseite), kann einerseits ein gedrucktes Spulenpaar als Meßtrafo oder als Dualspule (204) verwendet werden, andererseits messen wir durch die geringe Eindringtiefe einer hohen Meßfrequenz nur die Oberflächentemperatur der Bremsscheibe, d.h. mit besonders geringer Zeitkonstante, weshalb sich diese Messung für das weiterhin vorgesehene und mit Schutzrecht abgesicherte Verfahren für die Verbesserung eines ABS Systems besonders gut eignet.

Dabei kann zusätzlich zur Verwendung eines (in Bezug zur Drehrichtung) unmittelbar nach den Bremsbelägen (120-1) angeordneten Spulensystems für die Messung der Temperatur (120-7, 120b), ein weiteres Meßspulensystem für die Messung der Bremsbelagdicke z.B. auch direkt unter den Bremsbelägen als gedruckte Spulen angeordnet sein. Eine solche Variante zeigt 120, wobei in Weiterbildung für jeden Bremsbelag 120-1 längs des Umfangs des Bremsbelages an jeder Seite ein Meßspulenpaar (vgl. 204) vorgesehen ist (vgl. 120-a, 120-b, 120-c, 120-d), somit für jede Koordinatenrichtung eine ungleichmäßige (schräge) Abnutzung der Bremsbeläge festgestellt werden kann. Dabei kann der Messung der Bremsbelagdicke ein eigenes Referenzspulensystem (120-ref) zugeordnet sein, unabhängig vom Referenzspulensystem (120-ref2), welches der Messung der Temperatur (120-7) zugeordnet ist. Oder ein gemeinsam verwendetes Referenzspulensystem ist beiden Temperaturmeßsystemen zugeordnet.

In 120b/120a betreffen Schnitt A-B die Meßspulenanordnung für die Messung der Bremsbelagdicke, in 120b/120c betreffen Schnitt C-D die Meßspulenanordnung für die Temperaturmessung. Das Referenzspulensystem mißt (jeweils) an der Schmalseite der Bremsscheibe.

Es bedeuten weiterhin in den Figuren:
  • 120-2i, 120-2a ...unter den Bremsbelegen (120-1i, 1201a) auf einem Trägermaterial aufgebrachte gedruckte Spulen, wobei der Index i, ..a,. sich auf außenseitig und innenseitig (bezogen auf das Fahrzeug) der Bremsscheibe sich bezieht. Jeweils 120-3 ...Elektrisch isolierende Zwischenlage (Keramik, etc.).
  • 120-7i, 120-7a ...auf einem Trägermaterial aufgebrachte gedruckte Spulen zur Temperaturmessung, wobei der Index i, ..a, sich auf außenseitig und innenseitig (bezogen auf das Fahrzeug) der Bremsscheibe sich bezieht. Jeweils 120-6 ...Elektrisch isolierende Zwischenlage (Keramik, etc.).
  • fix...symbolischer Hinweis, daß sich dieser Abstand nicht ändert, da die zu beiden Seiten der Bremsscheiben vorgesehenen gedruckten Spulensysteme am Trägerarm (120-5) der Bremsbackenhalterung angeordnet sind. Dieser Trägerarm weist im Unterschied zur ansonsten üblichen Bauweise eine in Drehrichtung der Bremscheibe (bezogen auf vorwärts fahren) sich fortsetzende Verlängerung (120-9) auf, an welcher das Spulensystem befestigt ist, bzw. gehalten wird. Der durch die betreffenden Metallteile der Spulenhalterung sich ergebende elektrische Verlust wird durch einen entsprechenden negativen Leitwert (welcher den gleichen TK aufweist) kompensiert. Bestandteil dieser Verlängerung ist auch eine U-förmige Halterung (120-9), an welcher die Referenzpule(n) zur Messung des Referenzverlustes Vref (an der Schmalseite der Scheibe), vgl. 120-ref und 120-ref2, angeordnet ist, bzw. gegebenenfalls sind (Abstandsmessung des Abstandes reg.
  • k ...betrifft die Kontaktierungsstifte (isoliert) zum Herausführen der Anschlußkontakte für Primär- und Sekundärspulen. Dabei kann die Elektronik (A, B, D, C, E) auch gleich unmittelbar außenseitig der Halterung befestigt werden.
  • 120-5 betreffen jeweils die seitlich bewegten Bremsbacken (Pfeil),
  • 120-7 betreffen die an der Bremsvorrichtung stationär ruhend weiterhin befestigten Metallteile zur Anbringung für die Temperaturmessung. Sowohl der Verlust von 120-5, als auch der Verlust von 120-7 sind durch die bevorzugte Anschaltung eines negativen Leitwertes (–G) kompensiert, wobei der TK (Temperaturkoeffizient des negativen ohmschen Leitwertes) den TK der Metallteile 120-5 und 120-7 ausgleicht. Zu diesem Zweck wird die Temperatur an den betreffenden Metallteilen 120-5 und 120-7 gleichfalls gemessen (mit TUg), z.B. durch Halbleiter oder durch das bevorzugte Meßsystem, um den (z.B. durch einen DSP simulierten) TK des negativen Leitwertes dem Temperaturgang des in seinem Verlusteinfluß kompensierten Metallteiles entsprechend auszugleichen.

Um den TK der einzelnen negativen Leitwerte zu simulieren, wird die Temperatur an den Leitwerten, welche die unterschiedlich zu simulierenden negativen Leitwerte betrifft, jeweils gemessen und aus diesen Messungen der sich gemäß der Temperaturdrift sich aus den einzelnen Leitwerten ergebende Parallelleitwert errechnet und am negativen Leitwert (–G) den entsprechenden Wert einzustellen.

147 betrifft ein weiteres Anwendungsbeispiel die bereits in der PCT/AT/00/00198 und in der genannten Hauptanmeldung angegebenen kombinierten Anwendungen von Verlustmessung und elektronisch gesteuerter Datenkodierung durch den gemessenen Verlust, wie z.B. für ein Freund Feind Erkennungssystem beschrieben worden ist. 147 veranschaulicht eine Gebäudesicherung zur Vermeidung von terroristischen Anschlägen, insbesondere zur Verhinderung der Verwendung entführter Verkehrsflugzeuge, etc. Dabei ist offenkundig, daß beispielsweise nach der gleichen Methode auch z.B. Atomkraftwerke zerstört werden könnten und so ganze Landesteile eines Landes liquidiert werden können, bevor die Luftwaffe auch nur eine Maschine hoch kriegt. Vorliegende Anwendung der Erfindung schafft Abhilfe, indem ein elektronischer Korridor um die zu schützenden Gebäude gelegt wird.

Die gleiche Aufgabe z.B. mit einem GPS System zu lösen, könnte fatale Folgen haben, wie zahlreiche Zugunglücke und weitere Fehlerquoten bei der zivilen Luftfahrt eines derartigen Systems beweisen.

Wichtigste Voraussetzung ist, daß die Abgrenzung des elektronischen Korridors und die Erkennungsfähigkeit nicht manipuliert werden können. Bei dem vorliegenden Prinzip ist dies der Fall, da völlig Störsignal unabhängig gemessen werden kann. D.h. würde z.B. ein Störsender unmittelbar in die Sensorspule(n) des Sensors mit dessen Meßfrequenz ein Signal einspeisen, dann wird dieses Signal durch die Kompensationsmessung kompensiert. Da für die Erkennung eines Korridors nicht nur die absolute Messung maßgebend ist, sondern der über die Verlustmessung ausgetauschte Datenaustausch, ist eine dynamische Messung, bei der der Arbeitspunkt durch entsprechende Einstellung des an der Meßspule angeschalteten negativen Leitwertes bis zur Schwinggrenze kompensiert werden kann, möglich (vgl. auch PCT/AT/00/00198), wobei diese Einstellung jeweils automatisch durch die Erkennung der Eigen – Schwinggrenze nachgestellt wird.

Eine solche dynamische Messung ermöglicht auch noch die Erkennung von in einer Absorptionsspule gesteuerten Verlusten, wenn die Verluständerung sehr gering ausfällt, z.B. weil zum Zwecke der Störung mit weiteren Spulen gesteuerte Verluste absorbiert werden. Dabei wird die physikalische Gegebenheit ausgenutzt, daß zwar Energie zu nahezu 100 % abgestrahlt werden kann, jedoch nur ein geringer Teil davon an einer bestimmten Ortsposition (GPS Koordinate) absorbiert werden kann. Da der Sensor gegen Einstreuung völlig unempfindlich ist, kann das System somit nicht lahm gelegt werden. Dabei können wir alle bekannten Modulationsarten für die Datenübernagung verwenden, einschließlich Trägerfrequenztechniken mit sich ständig nach einer bestimmten Zeitfunktion ändernder Trägerfrequenz (z.B. nach gesendeter Zeituhr synchronisiert) usw.

Wie z.B. für eine Minenkodierung mit Freund Feind Erkennung (damit die eigenen Leute nicht durch die eigenen Minen liquidiert werden) gleichfalls möglich, wird für die Erzeugung eines kodierten Verlustes eine durch Schalttransistor geschaltete Leiterschleife Ls verwendet, die z.B. als große Luftspule um den Umfang des zu schützenden Gebäudes gewickelt wird (z.B. um einen Tower, Turm, 147).

Sowohl im zu schützenden Gebäude, als auch im Verkehrsflugzeug (als Standart Einrichtung) sind jeweils ein Sensor mit Sensorspule(n) Lmeß zur Verlustmessung und eine Saugspule Ls, die als geschalteter Verlust verwendet ist, vorgesehen (mit der Möglichkeit Lmeß und Ls als gemeinsam verwendete Spule auch in Halbduplex zu verwenden), um die kombinierte Verlustmessung als Abstands (Korridor) Messung und weiterhin für die Datenübertragung durchzuführen.

Für das Ausführungsbeispiel nach 147 ist die am Flugzeug vorgesehene Spule Ls (für die Erzeugung eines Verlustes) um den Rumpf und am Außenrand der Tragflächen angebracht (für Militärmaschinen, die die Spule Ls weiterhin als Absorptionsradar zu verwenden, z.B. um zu erkennen, ob hinter einer Bergkette ein Flak Panzer wartet, etc.) oder wie eine Antenne längs des Rumpfes gespannt.

Der Datenaustausch erfolgt so, daß durch das über den Sensor, welcher die Meßfrequenz zum Zwecke der Verlustmessung sendet, ausgesendete Signal die über den gemessenen Verlust im Sensor dekodierten Daten empfangen werden und umgekehrt jeweils über die in ihrer Belastung gesteuerte Spule, welche das vom Sensor ausgesendete Signal absorbiert, die Daten gesendet, bzw. kodiert (moduliert) sind.

In 147 erfolgt die Verlustmodulation über mehrere durch unterschiedliche Filterfrequenzen (f1 ...f3 ...fn) getrennte Stromkreise, wobei die Ströme durch entsprechende Widerstände R1....R3 eingestellt sind. Somit sowohl eine Amplitudenmodulaiton, als auch eine Frequenzumtastung für die Datenkodierung möglich ist. Weiters können die einzelnen Filterfrequenzen, die sich am Sensor beim Datenempfang ergeben in entsprechende Verhältnisse der Amplituden gesetzt werden, um die Dekodierung zu erleichtern. Das Flugzeug sendet während des Fluges ständig Daten durch Steuerung der in seiner Empfangs- Antennenspule Ls auftretenden Belastung (Ein-/Ausschalten mit Steuersignal st1 ...t3 ...stn) aus, die durch den Sensor in den betreffenden Gebäuden, bzw. abzusichernden Korridoren erkannt werden, worauf in deren Empfangs-Antennenspule(n) Ls dazu passende Daten durch Steuerung der jeweiligen Spulenbelastung gesendet werden. Auf diese Weise kann ein Protokoll zur Verschlüsselung ausgetauscht werden, wobei zugleich über die Verlustmessung der verbotene Korridor erkannt ist. Berechnet der Boardrechner des Flugzeuges, daß die aktuelle Flugbahn in die Verbotszone des Korridors steuert, dann wird das Flugzeug durch entsprechende Gegensteuerung aus der verbotenen Zone gesteuert.

BP(f1) ...BP(f3) sind Filterschaltungen, mit denen die durch R1 ...R3 definierten Belastungen nur für bestimmte Frequenzen sich auf der als Sender verwendeten Spule Ls jeweils auswirken. st1 ...stn sind die Steuersignaleingänge zur Modulation des durch Ls jeweils eingekoppelten Verlustes.

Das beschriebene Verfahren hat vor allem den Vorteil, daß von jeder in Korridornähe sich befindenden Position ein Selbsttest durch „Senden" eines Verlustes (über eine Saugspule) vorgenommen werden kann.

Ein guter Vergleich für dieses Prinizip (des Senden eines Verlustes) ist die früher altbewährte Methode, mit der Kleingärtner ihre Glühlampen eines in der Nähe sich befindenden Senders mit dessen Sendeleistung betrieben und dabei den Sendetransistor zum Durchbrennen brachten. D.h. das Verfahren funktioniert nicht nur über das geschlossene elektromagnetische Feld einer Spule, sondern auch über das offene Feld mit HF und vor allem auch im Übergang vom NF zum Langwellenbereich.

Option für Einkaufsladen/Logistik System: Eine weitere Variante, zu den für dieses Anwendungsgebiet bereits zahlreich angegebenen Optionen ist, die Indikatorschleife am oberen Rand Einkaufswagens, welche auch die Handbewegungen zum Hineinlegen der Waren abtastet, im Bedarfsfall als Antenne für RFID-Funkchips zu verwenden, deren Funksignale unmittelbar im OBU des Wagens bewertet werden, oder zumindest (über eine Relaisstation) an den Zentralrechner weiter geleitet werden. Dabei ist in Weiterbildung eine zweifache Antennen Spule vorgesehen, vgl. 217: Eine ganz oben (Antennen Ring oben) am oberen Rand und eine in einem Abstand darunter liegende (Antennen Ring unten).

Dabei wird über eine Relationsmessung der Intensität des Funksignals der RFID-Funkchips an den beiden Antennen Spulen, zusätzlich zum Nachrichteninhalt der gesendeten Daten des Chips eine Information abgeleitet, ob der betreffende RFID-Funkchip, der gerade seine Daten über die Drahtschleife übermittelt (bzw. die betreffende Ware), in den Wagen hinein gelegt wird, oder aus dem Wagen wieder heraus genommen wird. Je nachdem, welche von den beiden untereinander (wie ein Rahmen am Wagenrand) angeordneten Antennenschleifen zuerst das Signal mit der größeren Intensität empfängt. Dabei ist in Weiterbildung vorgesehen, an die beiden Antennenspulen (Antennen Ring oben, Antennen Ring unten) jeweils einen negativen Präzisionsleitwert (z.B. realisiert mit Tunneldioden, vgl. PCT/AT/00/00198), zur Erhöhung der Empfindlichkeit für diese Messung mit anzuschalten und gegebenenfalls, unter Verwendung unterschiedlicher Frequenzen (dito Filter) über die beiden Antennenspulen (Antennen Ring oben, Antennen Ring unten) noch eine Verlustmessung mit dem bevorzugten Sensor weiterhin vorzunehmen, um für den Fall, daß der Benutzer die Ware mit der Hand (tief) in den Wagen hineinlegt eine Korrekturmessung bzw Kontrollmessung (parallel dazu) vorzunehmen, welche eine Fehlinterpretation durch die Hand ausschließt, bzw. durch die weitere Messung gesondert erfaßt.

Ein Ausführungsbeispiel für einen Temperatur kompensierten Drucksensor mit zusätzlichem Temperaturausgang für hohe Drücke und Temperaturen bis 3000°C zeigen 110 bis 110c. Dabei ist 110b eine Detailzeichnung aus 110. Als zylindrischer Gehäusekörper mit Einschraubgewinde (Gew) ist ein Stahlrohr 5008 verwendet und in den Motorraum 5000 (Zylinderkopf, etc.) eingeschraubt (oder in einen anderen Behälter, oder in eine Rohrleitung, deren Druck gemessen werden soll, etc.). Dabei ist in das Stahlrohr eine mit Sicken (5009) versehene Stahlmembrane K als Druckmeßfläche eingesetzt, die durch in das Rohr eingesetzte Stahlringe (5010) gehalten wird. Die Sicken gewährleisten, daß die Membrane wie bei einem Lautsprecher sich federnd bewegen kann, wobei die Federkraft dem zu messenden Druck angepaßt ist. Wie bei jedem Drucksensor kann oberhalb der Membrane ein Entlüftungsloch nach außen vorgesehen sein, oder das Rohr ist aus Sicherheitsgründen am oberen Ende geschlossen, wobei Durchführungsstifte als Kontakte k1...k5 vorgesehen sind. Diese Durchführungsstifte sind wie der Zündkontakt einer Zündkerze durch eine in das Stahlrohr eingesetzte Keramikisolation (5002) abgedichtet herausgeführt (Kontakte, jeweils 5007). k1....k4 kontaktieren vier Spulenanschlüsse, k5 den Masseanschluß (GND). Diese Kontakte sind dann mit einem Steckverbinder 2020 (ähnlich wie bei einer Zündkerze) am Kopf des Stahlrohres 5008 abgegriffen, wobei die Auswertelektronik 5003 der Meßspulen im Kabel möglichst nahe am Steckerverbinder 2020 eingefügt ist (mit 5006 als Schnittstelle zum zentralen Prozessor, DSP). Dabei ist es für die Zuleitung der Spulen (LT2, LP, LT) von Vorteil, wenn die jeweils zugehörigen Trafoleitungspaare (von Primär und Sekundärseite) jeweils verdrillt und geschirmt sind, vgl. auch die Hauptanmeldung DE 103 18 619.0. Dabei ist auf das Stahlrohr wie bei einer Zündkerze eine Mutter (5001) aufgesetzt, damit das Stahlrohr mit einem Kerzenschlüssel (Steckschlüssel) in den Zylinderkopf eingeschraubt werden kann. Oberhalb oder unterhalb der Mutter (5001) ist eine Temperaturmeßspule LT2(1, 2) auf das Stahlrohr durch eine thermische Isolation 5011 getrennt, aufgewickelt, z.B. aus einer Primär (2) und einer Sekundärwicklung (1) bestehend, wie in der DE 103 18 619.0 als Hauptanmeldung bereits beschrieben. Dabei kann die Spule LT2(1, 2) beispielsweise aus einem eloxierten Aluminiumband bestehen und falls erforderlich, auch durch einen Kühlkreislauf 5012 (Silikonöl) umschlossen sein, falls erforderlich. Der induktive Vierpol, bzw. die Meßspule LT2(1,2) führt an dem Stahlohr 5008 eine Verlustmessung zur Temperaturbestimmung durch. Über diesen Meßwert mT2 (von LT2(1, 2)) erfolgt eine den Temperaturgang des ohmschen Leitwertes des Stahlrohres ausgleichende Veränderung des für die Verlustkompensation des Stahlrohres verwendeten negativen Leitwertes (–G), vgl. dazu auch die Hauptanmeldung DE 103 18 619.0 und die PCT/AT00/00198. Dabei ist diese ausgleichende Veränderung des negativen Leitwertes (–G) so abgeglichen, daß sich eine Temperaturänderung des Stahlrohres 5008 über den gesamten Temperaturbereich von z.B. –50°C bis einige 100°C nicht auswirkt. Dabei wird dieser negativen Leitwertes (–G) für die nachfolgend erläuterten Meßspulen jeweils benötige, welche einerseits die Abstandsmessung zur Druckmembran (K) durchführen, vgl. LP(1, 2) und weiters nochmals ein negativer Leitwert für die Meßspulen benötigt, welche die Temperaturmessung der auf die Druckmembran K einwirkenden Erwärmung über eine Verlustmessung durchführen, vgl. LT(1, 2). Somit erhalten wir: –GP für LP(1, 2), –GT für LT(1, 2), wobei diese beiden negativen Leitwerte durch den durch die weitere Spule LT2(1, 2) erhaltenen Meßwert mT2 (zum Kompensation des Temperaturganges des Stahlrohres 5008) beeinflußt werden. Diese Beeinflußung erfolgt z.B. durch eine look up table, die empirisch (bei der Fertigung automatisiert) aufgenommen wurde. Dabei kann für die Messung des Temperaturwertes des Stahlrohres 5008 gleichfalls ein an die betreffende Meßspule LT2(1, 2) angeschalteter negativer Leitwert verwendet sein, gegebenenfalls wird durch Veränderung der Stellgröße des Leitwertes unmittelbar die Temperatur gemessen, vgl. dazu auch DE 42 40 739 C2. Wie aus 110 und der Detaildarstellung 110b gut ersichtlich, ist die das Druckrohr 5008 nach oben abschließende Druckmembran (aus hitzebeständigem Federstahlblech,) durch einen Stahlring 5010 gehalten und darunter zwei dünne Stahlbleche L1(sek.), L2 (prim.) eingesetzt, die aus dem gleichen Material gefertigt sind, wie die Druckmembran und die beiden Wicklungen des zur Verlustmessung verwendeten Trafos (induktiven Vierpols) bilden. Das unmittelbar in geringem Abstand von der Druckmembran K angeordnete Stahlblech (bzw. die entsprechende Wicklung L1) bildet die Sekundärwicklung, in welche der durch den ohmschen Leitwert der Membran eingekoppelte Verlust eingekoppelt wird. Der Abstand von L1 zur Druckmeßmembrane K ist der gewünschten Meßempfindlichkeit entsprechend angepaßt. Dabei ist der Abstand zwischen den Stahlblechen L1 und L2 in 110 und 110b übertrieben dargestellt (um noch das Schema erkennen zu können), wobei gegebenenfalls auch ein mit Öffnungen durchbrochenes Trägermaterial verwendet sein kann. Oder es sind die geeätzten Stahlbleche in geringem Abstand voneinander direkt in Keramikringen (5005) eingespannt. Dabei ist die Wicklung entsprechend 110c z.B. als Mäander oder in beliebig anderen Freiformen ausgebildet. Die Zwischenräume sind dann aus dem Stahlblech heraus geätzt, so daß nur ein sehr geringer Strömungswiderstand zur Membrane gegeben ist. Weiters ist evident, daß diese Spulenbleche auch mehrlagig mit jeweils geringem Abstand zwischen den Blechen geschichtet und über die Kontaktierung in Serie geschaltet sein können. Die Kontaktierung wird dann durch parallel zum Rohr durch den Keramikring durchgesteckte Kontaktstäbe (5007) vorgenommen. Der in 110c dargestellte Keramikring (5005) ist dann im Stahlrohr eingesetzt, das Stahlrohr 5008 ist nicht mehr dargestellt. die beiden Wicklungen L1 und L2 ergeben somit einen Lufttrafo, wobei L1 und L2 aus mehreren Blechen bestehen können, die abwechselnd übereinander geschichtet sind L1, L2, L1, L2, usw. Der Wärmeübergang zu Luft, ist für die Wicklungen L1, L2 der Spule LP die gleiche, wie der Wärmeübergang der Druckmembran zu Luft. D.h. die Bleche L1, L2 welche die Wicklung des für die Verlustmessung der Membran verwendeten Trafos bilden, weisen die gleiche Temperatur auf wie die Druckmembran. Wird der Drucksensor in einem Verbrennungsmotor verwendet, dann kann die Temperaturdifferenz von –50°C bis 1500°C betragen, bei Keramikmotoren noch höher. Deshalb wird die Temperatur als Korrekturgröße gemessen, was durch das darunter angeordnete Wicklungspaar LT(1, 2) erfolgt, das äquivalent zum bereits erläuterten Wicklungspaar LP(1, 2) ausgeführt ist, jedoch nur für die Temperaturmessung verwendet ist. Dabei wird einerseits der Eigenverlust der Wicklungen gemessen und weiters der Verlust der Primärwicklung von LP und wie für alle Wicklungen ist auch der Verlust des Stahlrohres 5008 mit gemessen, dessen Temperaturgang durch den zu jeder Spule (bzw. jedem Trafo) mit angeschalteten negativen Leitwert ausgleichend kompensiert wird (über den Meßwert mT2 von LT2, bzw. look up table). Symmetrie: aus Symmetriegründen ist für das Wicklungspaar LT(1, 2), welches die Temperaturmessung betrifft, eine Nachbildung der Druckmembrane K als weiterer Verlust, bzw. als weiteres Meßteil K2 vorgesehen, in Form einer gelochten Blechplatte (K2), die jedoch in einem etwas geringeren Abstand zu dem Wicklungspaar LT(1, 2) angeordnet ist, als die Druckmembrane K zu den Meßwicklungen LP(1, 2), um trotz der Lochung von KZ eine identische Verlusteinkopplung zu erhalten. Dabei wird für den Verlust von K2 von einem Mittelwert des gemessenen Druckes, wie er durch die Abstandsmessung an K mittels der Meßwicklungen LP(1, 2) gemessen wird, ausgegangen. Weiters ist, wie aus Detailzeichnung nach 110b ersichtlich, die gelochte Blechplatte für den Verlust K2 unterhalb der Spulen platten) angeordnet, so daß die Meßspulen eingeschlossen sind, d.h. einigermaßen gut geschirmt sind. Weiters ist, vgl. auch Hauptanmeldung (DE 103 18 619.0), jeweils die Sekundärwicklung (sek.) an der Seite der gedruckten Spule angeordnet, wo der Verlust eingekoppelt wird. Somit wegen der symmetrischen Anordnung nach 110b, wo der gemessene Verlust außenseitig (Membrane K oben, Verlust für die Temperaturmessung K2 unten) der Spulen LP(1, 2) bzw. LT(1, 2) angeordnet ist, die Primärwicklungen (prim) der gedruckten Spulen (von Trafo LP, bzw. Trafo LT) sich innenseitig gegenüber liegen und mit der gleichen Erregerspannung (über identische Innenwiderstände) gespeist werden. Anstelle der symmetrischen Schaltung mit Trafo könnte auch die Variante von 204 als Meßschaltung verwendet werden.


Anspruch[de]
  1. Verfahren bzw. eine das Verfahren durchführende Anordnung in allgemeiner Anwendung mit einer Schaltung, welche eine Impedanz oder Admittanz betrifft, die eine Induktivität und/oder Kapazität enthält,

    und/oder Verfahren bzw. eine das Verfahren durchführende Anordnung für eine allgemeine Meßvorrichtung, welche eine ohmsche Verlustmessung und/oder die Messung einer Impedanz oder Admittanz betrifft, mit einer induktiven oder kapazitiven Meßimpedanz oder Meßadmittanz (Meßspule L Lmeß oder Meßkondensator C = Cmeß), in welche durch galvanische oder kapazitive Anschaltung oder durch induktive Einkopplung ein Verlust (1/RVM, bzw. 1/Rp) galvanisch eingespeist oder induktiv eingekoppelt ist,

    dadurch gekennzeichnet, daß ein dem Blindstrom der Meßimpedanz oder Meßadmittanz entsprechender Stromanteil igen (induktiv für eine Meßspule L, bzw. kapazitiv für einen Meßkondensator C) zusätzlich zum durch die Speiseschaltung der Meßvorrichtung (z.B. LOWCOP, Loss One Way Coupler) eingespeisten Speisestrom (iq0, bzw. iqA, iqB, bzw. ip und icomp) in Bezug zum Speisestrom als weitere Stromquelle in die Meßimpedanz bzw. Meßadmittanz eingespeist ist, um den Blindleitwert der Meßimpedanz oder Meßadmittanz im Verhältnis zum ohmschen Verlust der Meßimpedanz oder Meßadmittanz zu verringern, was sich in einer dem eingespeisten Strom igen entsprechenden Vergrößerung der Induktivität L, bzw. entsprechenden Verringerung der Kapazität C sich auswirkt (vgl. zu L-Expander, C-Shrinkage in der Beschreibung), wobei das Verhältnis des von der Meßvorrichtung in die Meßimpedanz oder Meßadmittanz fließenden Speisestroms iLext, bzw. iCext (als verbleibende Stromdifferenz iLext = it – igen bzw. iCext = iC – igen) in Bezug zum in der Meßspule (L, Lmeß), bzw. gegebenenfalls im Meßkondensator (C, Cmeß) fließenden Summenstrom iL = iLext + igen (bzw. iC = iCext + igen), einer Vergrößerung der Induktivität Lext = L*(iL/iLext), bzw. einer entsprechende Verringerung der Kapazität Cext = C*(iCext/iC) in Bezug auf eine an die Meßimpedanz oder Meßadmittanz weiterhin angeschaltete Schaltung entspricht,

    und/oder daß gegebenenfalls der genannte dem Blindstrom der Meßimpedanz oder Meßadmittanz entsprechende Stromanteil igen (induktiv für eine Meßspule L, bzw. kapazitiv für einen Meßkondensator C), welcher zusätzlich zum durch die Speiseschaltung der Meßvorrichtung eingespeisten Speisestrom (iq0, bzw. iqA, iqB, bzw. ip und icomp) in die Meßimpedanz bzw. Meßadmittanz eingespeist wird, in Bezug zum Speisestrom als Stromsenke in die Meßimpedanz bzw. Meßadmittanz eingespeist ist, um den Blindleitwert der Meßimpedanz oder Meßadmittanz im Verhältnis zum ohmschen Verlust der Meßimpedanz oder Meßadmittanz zu vergrößern, was sich in einer dem eingespeisten Strom igen entsprechenden Verringerung der Induktivität L, bzw. entsprechenden Vergrößerung der Kapazität C sich auswirkt (vgl. zu L-Expander, C-Shrinkage in der Beschreibung), wobei das Verhältnis des von der Meßvorrichtung in die Meßimpedanz oder Meßadmittanz fließenden Speisestroms iLext, bzw. iCext (als sich ergebende Stromerhohung iLext = iL + igen bzw. iCext = iC + igen) in Bezug zum in der Meßspule (L, Lmeß), bzw. gegebenenfalls im Meßkondensator (C, Cmeß) fließenden Differenzstrom iL = iLext – igen (bzw. iC = iCext – igen), einer Verringerung der Induktivität Lext = L*(iL/iLext), bzw. einer entsprechenden Vergrößerung der Kapazität Cext = C*(iCextl/iC) in Bezug auf eine an die Meßimpedanz oder Meßadmittanz weiterhin angeschaltete Schaltung entspricht,

    wobei gemäß dem Oberbegriff des Anspruches, der die genannte Einspeisung des Blindstromanteiles igen betreffende Blindleitwert anstelle einer Meßspule L, bzw. anstelle eines Meßkondensators C, auch eine allgemeine Schaltungsinduktivität L bzw. Schaltungskapazität C betreffen kann oder eine von der Impedanz oder Admittanz der Meßspule L, bzw. gegebenenfalls des Meßkondensators C, durch Transformation (Trafo, Gyrator, etc.) abgeleitete Impedanz oder Admittanz betreffen kann.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der in die Meßimpedanz bzw. Meßadmittanz eingespeiste Strom igen der Meßfrequenz (bzw. Erregerfequenz) entspricht, jedoch dabei eine geringeres Frequenzspektrum aufweist, als es an der Meßimpedanz bzw. Meßadmittanz auftritt, bzw. auftreten kann, wobei für das fehlende Frequenzspektrum mangels Rückspeisung dieser Frequenzen, an der Meßimpedanz bzw. Meßadmittanz keine Vergrößerung der Induktivität L, bzw. Verringerung der Kapazität C auftritt, wodurch eine Filterwirkung an der Meßimpedanz bzw. Meßadmittanz für unerwünschte, im eingespeiste Strom igen nicht enthaltene Frequenzanteile am Blindleitwert (1/&ohgr;*L bzw. &ohgr;*C) der Meßimpedanz bzw. Meßadmittanz gegeben ist (vgl. zu L-Expanderfilter, C-Shrinkagefilter in der Beschreibung).
  3. Verfahren und/oder eine das Verfahren durchführende Anordnung für eine allgemeine Meßvorrichtung, welche eine Verlustmessung betrifft, mit einer Meßimpedanz oder Meßadmittanz, in welche durch galvanische oder kapazitive Anschaltung oder durch induktive Einkopplung ein Verlust (1/RVM) eingespeist, bzw. eingekoppelt ist, wobei ein Anteil des in der Meßimpedanz (z.B. Sensorspule LM), oder Meßadmittanz (z.B. Kapazität Cp) auftretenden Verlustes die Messung beeinträchtigt (daher nicht gemessen werden soll) und zu dessen Kompensation ein in die Meßstelle bei anstehendem zu messenden Verlust, bzw. Leitwert (1/RVM) eingekoppelter Zusatzverlust (bzw. Leitwert) einen der Meßgenauigkeit entsprechend kalibrierten oder/und genau meßbaren negativen Anteil hat (–G), der zu dem Summenverlust als Meßkonstante hinzu addiert ist [1/RVM + (–G)], wobei dies durch einen dem Speisestrom (iq0, bzw. iqA, iqB, bzw. ip und icomp) der Meßimpedanz oder Meßadmittanz unmittelbar (galvanisch) oder über induktive Kopplung hinzu addierten gegenphasigen Strom –iG erfolgt, in eigener Anwendung oder in Verbindung mit einem der vorhergehenden oder nachfolgenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der in die Meßimpedanz bzw. Meßadmittanz eingespeiste, zum Speisestrom (iq0, bzw. iqA, iqB, bzw. ip und icomp) gegenphasige Strom –iG ein der Meßfrequenz entsprechendes geringeres Frequenzspektrum aufweist, als es an der Meßimpedanz bzw. Meßadmittanz auftritt, wobei für das fehlende Frequenzspektrum mangels Rückspeisung dieser Frequenzen an der Meßimpedanz bzw. Meßadmittanz keine Kompensation des betreffenden Verlustes (1/RVM) erfolgt, wodurch eine Filterwirkung an der Meßimpedanz bzw. Meßadmittanz für unerwünschte, im eingespeiste Strom –iG nicht enthaltene Frequenz Spektren am ohmschen Verlust (1/Rp) der Meßimpedanz bzw. Meßadmittanz gegeben ist. (vgl. zu Q-Expanderfilter, in der Beschreibung).
  4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren in allgemeiner Anwendung zur Einstellung einer Induktivität L (wobei igen induktiv, vgl. L-Expander) oder zur Einstellung einer Kapazität C (wobei igen kapazitiv, vgl. C-Shrinkage) verwendet ist.
  5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßimpedanz oder Meßadmittanz als mit einem in die Meßimpedanz, bzw. Meßadmittanz zusätzlich eingespeisten Blindstrom igen erweiterte Induktivität Lext, bzw. gegebenenfalls verringerte Kapazität Cext in einen Schwingkreis geschaltet ist (Lext//Cres bzw. Cext//Lres), in den nachfolgenden Ansprüchen Meßschwingkreis (LMeß//Cres bzw. Cmeß//Lres) genannt, wobei der Blindleitwert der Meßimpedanz oder Meßadmittanz bei Resonanzfrequenz (= Meßfrequenz) kompensiert ist.
  6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstimmung (d.h. die Abweichung von der Resonanzfrequenz) des Meßschwingkreises (LMeß//Cres bzw. Cmeß//Lres) gemessen wird (z.B. durch Messung der Phase des in den Schwingkreis fließenden Stromes in Relation zur Schwingkreisspannung mit entsprechenden, gegebenenfalls, bzw. erforderlichenfalls mit über Filtermittel ausgekoppelten Phasenbezugssignalen Phi, 268a, 268b) und daß über eine Verstärkungsregelung oder Amplitudenmodulation der zusätzlich zum eigentlichen Speisestrom (iq0, bzw. iqA, iqB, bzw. ip und icomp) der Meßvorrichtung in die Meßimpedanz oder Meßadmittanz weiterhin eingespeiste Blindstrom igen auf einen der Resonanzfrequenz des Meßschwingkreises entsprechenden Wert geregelt wird, somit der Schwingkreis (LMeß//Cres bzw. Cmeß//Lres) ständig einem reinen ohmschen Leitwert (bzw.Verlust 1/Rp) entspricht, wobei gegebenenfalls (als Option je nach Anwendung) neben der Steuerung des für die Messung verwendeten Blindleitwertes (Lmeß, CMeß) auch der, der Resonanz des Schwingkreises entsprechende komplementäre Blinaleitwert (Cres bzw. Lres) zur Nachregelung der Resonanz (j&ohgr;Lext = 1/j&ohgr;Cres, bzw. gegebenenfalls j&ohgr;Cext = 1/j&ohgr;Lres, vgl. 267a bis 268b) über die Verstärkung von igen gesteuert werden kann (d.h. ein L-Expander und/oder als Option ein C-Shrinkage realisiert werden kann, dito gegebenenfalls bei Umkehr der Phasenlage von igen ein L-Shrinkage und/oder als Option ein C-Expander realisiert werden kann).
  7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, oder Verfahren zur Verlustmessung in eigener Anwendung, mit einer Meßvorrichtung, bei der die Verlustmessung durch ein Verfahren durchgeführt ist, bei dem der Verlust in der Meßspule (L, Lmeß,) bzw. am Meßkondensator (C, Cmeß) durch eine ausgleichende Veränderung des Verlustes unter Verwendung eines steuerbaren Widerstandes, bzw. Leitwertes auf einen konstanten Wert geregelt ist (nachfolgend als Abgleichpunkt des Summenverlustes 1/Rp bezeichnet), wobei die jeweils im Abgleichpunkt des Summenverlustes erhaltene Stellgröße zur Steuerung des Widerstandes den Meßwert ergibt, bzw. der Meßwert von dieser Stellgröße abgeleitet ist (vgl. zu Q-Switch Verfahren in der Beschreibung und weiters noch Abspruch 20).
  8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6 mit Verfahren nach Anspruch 7 oder nach (dem nachfolgenden) Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß ein Nachbildungswert der induktiven (L = Lmeß) oder kapazitiven (C = Cmeß) Meßimpedanz oder Meßadmittanz vorgesehen ist, welche unter den gleichen Umgebungsbedingungen, wie die Meßimpedanz oder Meßadmittanz an einen ohmschen Eichwert als ohmscher Verlust (1/Rp) angeschaltet ist und einen Korrekturwert für den Meßwert liefert mit dem die Drift des induktiven, bzw. gegebenenfalls kapazitiven Blindleitwertes der Meßimpedanz oder Meßadmittanz kompensiert wird, wobei der als ohmsche Eichwert angeschaltete Verlust (1/Rp) an der Nachbildung dem konstant geregelten Summenverlust entspricht (vgl. OPTION, in 267a, 268a).
  9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, oder nach einem der nachfolgenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mit einem negativen Leitwert –G eine Kompensation des in die induktive oder kapazitive Meßimpedanz, bzw. Meßadmittanz eingekoppelten Verlustes vorgenommen wird (oder eines in deren Nachbildung entsprechend nachfolgendem Anspruch 10 eingekoppelten Referenzverlustes), wobei (als Option) gegebenenfalls der Anteil des negativen Leitwertes –G unmittelbar oder über einen parallelen positiven Leitwert geregelt ist.
  10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte, in die Meßimpedanz, bzw. Meßadmittanz eingespeiste Blindstromanteil igen an einem Blindwiderstand, nachfolgend Nachbildungsschaltung (273, 274, 291) genannt, (unmittelbar oder auch über einen Gyrator, etc.) als Richtwert (Meßwert) entsprechend dem in der Meßimpedanz, bzw. Meßadmittanz fließenden Strom abgegriffen wird, welcher durch den der Meßimpedanz, bzw. Meßadmittanz entsprechenden Spannungsverlauf (z.B. über einen Trennverstärker) gespeist ist, dabei jedoch eine wesentlich höhere Güte aufweist als die eigentliche Meßimpedanz, bzw. Meßadmittanz, bzw. eine möglichst maximale Güte aufweist und daß der als Spannung (z.B. über einen Gyrator oder über einen durch einen negativen Leitwert –G kompensierten Serienwiderstand der Nachbildung, etc.) abgegriffene Stromwert als Steuerspannung einer Stromquelle zur Erzeugung eines eingeprägten Blindstromes igen verwendet ist, wobei gegebenenfalls (falls erforderlich) durch Verwendung eines Laufzeitgliedes (VZ, 274) ein Zeitausgleich der Phasenlaufzeiten der verwendeten Verstärker erfolgt und/oder ein weiterer Kompensationsstrom zum Ausgleich dieser Laufzeit eingespeist ist (Option), der unter Verwendung des Verfahrens nach nachfolgendem Anspruch erzeugt ist und/oder der im eingeprägten Blindstromes igen unerwünscht enthaltene Wirkstromanteil (der sich z.B. durch sich durch die Laufzeit der zur Erzeugung des eingeprägten Blindstromes igen verwendeten Verstärker ergibt) durch Kompensation mit einem parallel an die betreffende Meßimpedanz (unmittelbar oder auch über ein Gyrator Tor, etc.) angeschalteten negativen Leitwert –G kompensiert wird (vgl. 291, Spannungsabgriff u von Gref für jede Nachbildung).
  11. Verfahren nach Anspruch 10 mit Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Güte der (unmittelbaren, oder über einen Gyrator realisierten) Nachbildungsschaltung durch den genannten negativen Leitwert –G auf ein Maximum bis zur Schwinggrenze gehalten wird, wobei eine Detektorschaltung (Filter + MN, 273, 274, 291, oder Signal Test in 204b, welches einer Detektorschaltung zugeführt ist) einen gegebenenfalls selbsttätig einsetzenden Schwingvorgang der Nachbildungsschaltung anzeigt, und/oder daß über eine Phasenmessung (phi1/phi2, vgl. 274, Strom/Spannung) die Güte der durch die Nachbildungsschaltung, nachgebildeten Impedanz, bzw. Admittanz gemessen wird, und der Wert des Phasenwinkels, bei dem die Nachbildungsschaltung selbsttätig schwingt als einzuhaltende Schwinggrenze (unter Einhaltung eines Sicherheitsabstandes) abgespeichert wird und für die Nachregelung der durch den negativen Leitwert –G hoch gesetzten Güte über Verstellung des negativen Anteils (gegebenenfalls auch durch einen parallel geschalteten positiven Leitwert) verwendet wird (falls sich die Güte z.B. durch Drift eines Bauteiles verschlechtern sollte), wodurch die Nachbildungsschaltung auf die maximal mögliche Güte automatisch eingestellt ist (und gegebenenfalls auch durch entsprechende Schirmung der Nachbildung eine Störsignalaufnahme am Bauteil der Nachbildung vermieden wird).
  12. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelung der Verstärkung des über die Spannungs gesteuerte Stromquelle erzeugten Stromes igen (z.B. Nachregelung von j&ohgr;Lext = 1/j&ohgr;Cres bzw. gegebenenfalls j&ohgr;Cext = 1/jLres) durch einen multiplizierenden D/A Konverter (mit der Steuerspannung am Referenzeingang) realisiert ist,

    und/oder Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der negative Leitwert –G durch eine Spannungs gesteuerte Stromquelle (z.B. einen D/A Konverter mit der Steuerspannung am Referenzeingang) realisiert ist,

    und/oder Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Widerstand 1/RVL durch eine Spannungs gesteuerte Stromsenke (z.B. einen D/A Konverter mit der Steuerspannung am Referenzeingang) realisiert ist.
  13. Verfahren nach Anspruch 8, mit einer zur Driftkompensation verwendete Spule, die in einem Schirmgehäuse {Metallgehäuse) untergebracht ist, oder Verfahren nach Anspruch 10, mit einer als Nachbildung verwendeten Spule, oder Verfahren nach Anspruch 1 mit einer entsprechenden Meßspule L, dadurch gekennzeichnet, daß der positive Temperaturkoeffizient der Spule mit einem Spulenkern aus Kohle kompensiert ist (falls die Spule eine besonders hohe Güte aufweist), oder daß der positive Temperaturkoeffizient der Spule durch einen Parallelwiderstand aus Kohle kompensiert ist, wobei gegebenenfalls mit angeschalteter negativen Leitwert –G den Verlust auf die einzustellende Güte 1/Rp reduziert.
  14. Verfahren nach Anspruch 1 und/oder nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte, in die Meßimpedanz oder Meßadmittanz eingespeiste Blindstromanteil igen durch einen Generator (z.B. DSP, bzw. Signalprozessor) erzeugt ist, der auch die Speisung des durch die Meßvorrichtung eingespeisten Stromes (iq0, bzw. iqA, iqB, bzw. ip und icomp) erzeugt, wobei der Blindstromanteil igen mit einer dem Blindanteil entsprechenden Phasenverschiebung zum durch die Meßvorrichtung eingespeisten Strom erzeugt ist und der genannte Blindstromanteil igen gesondert oder als Überlagerung des durch die Meßvorrichtung eingespeisten Stromes (iq0, bzw. iqA, iqB, bzw. ip und icomp) in die Meßimpedanz oder Meßadmittanz mit eingespeist wird (Optionen) und/oder daß gegebenenfalls bei weiterer Verwendung zu Anspruch 6, der durch den Generator (z.B. DSP, bzw. Signalprozessor) erzeugte Blindstromanteil igen durch Verstärkungsregelung oder Amplitudenmodulation entgegengesetzt zur gemessenen Abweichung der Verstimmung der Resonanzfrequenz geregelt wird, wodurch der über die Meßimpedanz oder Meßadmittanz gebildete Meßschwingkreis auf Resonanz gehalten ist.
  15. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte, in die Meßimpedanz oder Meßadmittanz eingespeiste Blindstromanteil igen wahlweise entweder autark entsprechend dem Wert (1/Rp) des nach Anspruch 7 oder nach (nachfolgendem) Anspruch 20 geregelten und entsprechenden einem Abgleichpunkt eingehaltenen Summenverlustes erzeugt ist, oder über die an der Meßimpedanz oder Meßadmittanz abgegriffene Spannung. (unmittelbar oder zumindest danach geregelt, z.B. durch eine Differenzspannung Anspruch 22) erzeugt ist, wobei über die Bewertungsanzeige des Bewerters, die den Abgleichpunkt des Summenverlustes anzeigt, bzw. steuert, diese Umschaltung vorgenommen ist.
  16. Verfahren nach Anspruch 6 mit Anspruch 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, daß eine Filterung des an der Meßimpedanz oder Meßadmittanz abgegriffenen Spannungswertes und des abgegriffenen Stromwertes vorgenommen ist um die Verstimmung des Meßschwingkreises (d.h. die Abweichung von der Resonanzfrequenz) zu messen, wobei die der Spannung und dem Strom entsprechenden Signale in den Generator (z.B. DSP, bzw. Signalprozessor) eingespeist ist, um durch diese Phasenmessung den durch Phasenverschiebung erzeugten induktiven Strom igen in seiner Amplitude zu regeln, wobei gegebenenfalls diese Filterung durch ein im Prozessor (DSP) realisiertes Filter vorgenommen ist und/oder daß die genannte Filterung des an der Meßimpedanz oder Meßadmittanz abgegriffenen Spannungswertes und des abgegriffenen Stromwertes zum Zwecke der Messung der Verstimmung des Meßschwingkreises entsprechend Anspruch 2 und/oder Anspruch 3 erfolgt, wobei für den Fall der Verwendung von Anspruch 3. optional eine zusätzliche Filterung des Stromes, welcher die Stromquelle zur Bezeugung des negativen Leitwertes –G betrifft, vorgenommen sein kann (im DSP oder extern) und/oder daß der in über seine Amplitude der Verstimmung des Meßschwingkreises entgegenwirkend, bzw. die Verstimmung ausgleichend regelnde induktiven Strom igen weiterhin nach einer Funktion gesteuert ist, welche aus der gemessenen Differenzspannung eines Verlust Richtkopplers nach (nachfolgendem) Anspruch 22 abgeleitet ist.
  17. Verfahren nach dem Oberbegriff und/oder dem kennzeichnenden Teil des Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zusätzlich zu dem genannten zur Einspeisung in die Meßimpedanz oder Meßadmittanz hinzu addierten gegenphasigen Strom –iG ein weiterer Strom ((-IGN_DSP) in die Meßimpedanz oder Meßadmittanz eingespeist wird, dessen Amplitude und Phasenlage durch den an der Meßimpedanz oder Meßadmittanz gemessenen Verlust als Funktion (up – us) des Verlustes (1/Rp) mit gesteuert ist und dessen Überlagerung mit dem gegenphasigen Strom –iG die Phasenlaufzeit für die Erzeugung des gegenphasigen Strom –iG ausgleicht.
  18. Verfahren nach Anspruch 3 und Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Funktion (up – us) des Verlustes nach welcher der weitere Strom (-IGN_DSP) gesteuert wird, nach einer Funktion gesteuert ist, welche aus der gemessenen Differenzspannung eines Verlust Richtkopplers nach Anspruch 22 abgeleitet ist.
  19. Verfahren nach Anspruch 17 oder 18 mit Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der zusätzlich zu dem genannten zur Einspeisung in die Meßimpedanz oder Meßadmittanz hinzu addierte gegenphasigen Strom –iG in die Meßimpedanz oder Meßadmittanz eingespeiste weitere Strom (–IGN_DSP) im Abgleichpunkt des Summenverlustes in seinem Phasenwert durch eine Phasenmessung (phi_Rp, 273) zwischen dem ohmschen Anteil des durch die Meßimpedanz oder Meßadmittanz, bzw. durch den Meßschwingkreis fließenden Stromes (vgl. R1, R2, 273) und dem eingespeisten Strom (vgl. RM, 267a, 268a) kalibriert ist und in seinem Amplitudenwert einem definierten Anteil des zu erzeugenden negativen Leitwertes entspricht, wodurch die Phasenlage jeweils im Abgleichpunkt des Summenverlustes kalibriert ist und außerhalb des Abgleichpunkt des Summenverlustes die Amplitude durch die Funktion (up – us) des Verlustes (1/Rp) gesteuert ist (z.B. über Tabelle), wobei gegebenenfalls auf ein Verfahren nach nachfolgendem Anspruch 22 zurück gegriffen wird.
  20. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die ausgleichende Veränderung des Verlustes unter Verwendung eines steuerbaren Widerstandes, bzw. Leitwertes auf einen konstanten Wert unmittelbar über die Frequenzabhängigkeit des gemessenen Verlustwertes 1/RVM des Meßteils erfolgt, wobei die jeweilige Frequenz, bzw. gegebenenfalls deren Stellwert, als Meßwert verwendet ist, bzw. der Meßwert davon abgeleitet ist (vgl. zu FQ-Switch Verfahren in der Beschreibung).
  21. Verfahren zur Messung eines ohmschen Verlustes, oder einer beliebigen Impedanz oder Admittanz zum Zwecke einer rückwirkungsfreien Verlustmessung (zur Erzielung einer Richtkoppler Wirkung), wobei die Belastung des ohmschen Verlustes, bzw. der Impedanz oder Admittanz an einer Bewertereinrichtung (BW) gemessen oder angezeigt wird, in eigener Anwendung oder in Verbindung mit einem Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß ein Vierpol oder Mehrpol verwendet ist, in dessen Stromkreis der zu messende ohmsche Verlust, oder die zumessende (beliebige) Impedanz oder Admittanz als den Vierpol belastender Strompfad (bzw. als Last) galvanisch oder kapazitiv oder durch induktive Einkopplung angeschaltet, bzw. eingekoppelt ist, derart, daß sich der gemessene ohmsche Verlust, oder die zumessende (beliebige) Impedanz oder Admittanz in zwei Hälften Brückenzweige unter Verwendung einer entsprechenden Transformationsschaltung (über Trafo, Lufttrafo, Gyratorschaltung, etc.) als die Brückenzweige jeweils belastende Last aufteilt (vgl. 204, 265, 279) und zwischen zwei Anschlüssen (e1, e2) dieser Brückenzweige die Einspeisung des diese Last betreffenden Meßstromes (iqA, iqB, oder ip, icomp) vorgenommen ist, sowie zwischen zwei Anschlüssen (z.B. e11, e2) dieser Brückenzweige eine Messung der Belastung durch Messung der an diesen Anschlüssen auftretenden Differenzspannung (up – us, bzw. uaa – ub) vorgenommen ist, daß für eine gegebenenfalls am zu messenden ohmschen Verlust, bzw. an der zu messenden Impedanz oder Admittanz vorgenommenen Einkopplung oder Einspeisung (eines unerwünschten Signals oder Störsignals uSTÖR) die dieser Einkopplung oder Einspeisung entsprechenden Spannungsanteile zwischen den Anschlüssen (z.B. e2, e11) zwischen denen die Belastung als Differenzspannung gemessen ist, sich als Differenzspannung in Betrag und Phase kompensiert, und/oder daß (gegebenenfalls weiterhin) über den Wert der Differenzspannung in Betrag und/oder Phase der unmittelbar gemessene ohmsche Verlust oder der ohmsche Verlust der gemessenen Impedanz oder Admittanz als Belastung in Bezug auf die Einspeisung in den Vierpol oder Mehrpol unmittelbar gemessen oder auf einen vorgegebenen Wert entsprechend der Ansprüche 7 oder 20 (unter Verwendung der Stellgröße als Meßwert) abgeglichen wird.
  22. Verfahren nach Anspruch 21 mit Anspruch 7 (Q-Switch Verfahren) oder 20 (FQ-Switch Verfahren), dadurch gekennzeichnet, daß neben einer Messung des über eine allgemeine Meßvorrichtung über den Richtkoppler gespeisten und durch eine Bewertung (BW) der Differenzspannung (up – us, bzw. uaa – ub) gemessenen ohmschen Verlustes oder einer allgemeinen, induktiven oder kapazitiven Meßimpedanz, diese Differenzspannung (up – us, bzw. uaa – ub) zur Steuerung der Verstärkung oder Amplitudenmodulation der weiterhin eingespeisten Nachbildungs- oder Kompensationsströme (induktiv igen, bzw. gebenenfalls. kapazitiv igen, oder auch ohmisch –ig) entsprechend einem Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 20 verwendet ist, wobei hiefür gegebenerfalls eine oder mehrere entsprechende Funktionstabellen vorgesehen, bzw. benutzt sind, welche dem Zusammenhang zwischen der gemessenen Differenzspannung (up – us, bzw. uaa – ub) und der Abweichung des dieser Differenzspannung entsprechenden Verlustes vom vorgegebenen Summenverlust (im Verlauf der Regelschwingung während der Nachstellung zur Konstanthaltung des Summenverlustes) entsprechen, und/oder diese Tabelle gegebenenfalls weiterhin noch die nach Anspruch 6 gemessene Verstimmung berücksichtigt.
  23. Verfahren nach Anspruch 22 und nach einem der Ansprüche 3 oder 9 oder 19, dadurch gekennzeichnet, daß zu dem. in die Meßimpedanz oder Meßadmittanz unmittelbar (galvanisch) oder über induktive Kopplung hinzu addierten gegenphasigen Strom –iG, welcher durch einen mit angeschalteten (bzw. gegebenenfalls mit eingekoppelten) negativen Leitwert (–G) erzeugt ist, ein Überlagerungstrom (–iGN_DSP) eingespeist ist, der für den als eigentlichen negativen Leitwert (–G) zu erzeugenden Strom einen Summenstrom vektor(–iG) + vektor(– iGN_DSP) liefert mit dem im zu erzeugenden negativen Leitwert (–G) in Bezug zum durch die Speiseschaltung der Meßvorrichtung (z.B. LOWCOP, Loss One Way Coupler) eingespeisten Strom (iq0, bzw. iqA, iqB, bzw. ip und icomp) eine exakte Gegenphase von 180° erzeugt und daß dieser Überlagerungstrom (–iGN_DSP) durch Abgriff der am Vierpol gemessenen Differenzspannung erzeugt wird, indem aus dieser Differenzspannung (z.B. über Tabelle) eine Funktion abgeleitet wird, die der Meßimpedanz oder Meßadmittanz abgeleiteten Spannung in Bezug auf die eingespeiste Erregerfrequenz (ohne Störsignalanteile) voll entspricht,

    und/oder daß die zur Erzeugung des negativen Leitwertes (–G) verwendete Schaltung, bestehend aus einer den Stromfluß durch die zu messende ohmsche Last (gegebenenfalls als Bestandteil einer beliebigen Impedanz oder Admittanz) als Meßwert (z.B. als an einem Meßwiderstand auftretender Spannungswert) abgreifenden Schaltung und einer weiteren Schaltung, welche über den abgegriffenen Meßwert einen dem negativen Leitwert (–G) entsprechenden gegenphasigen Strom zurück speist, zwischen der Schaltung, welche den genannten Meßwert liefert und der Schaltung, welche den gegenphasigen Strom liefert ein Filter zwischen geschaltet ist, das jenes Frequeuzspektrum liefert, für das nach Anspruch 3 keine Filterwirkung am gemessenen Verlust auftreten soll (z.B. für die Meßfrequenz), wobei die Laufzeit des Filters durch den nach Ansprach 23 erzeugten Überlagerungsstrom (–iGN_DSP) ausgeglichen ist,

    und/oder in Verbindung mit Anspruch 7 oder 20, wobei eine Phasenmessung (phi_Rp) zwischen dem in der Last fließenden ohmschen Stromanteil (vgl. R1, R2 in 213) und dem Speisestrom der Last erfolgt, um die Phase des Überlagerungsstroms (–iGN_DSP) zu steuern, wobei die Amplitude des Überlagerungsstroms (– iGN_DSP) nach der nach Anspruch weiterhin gefilterten Spannung kalibriert ist, gegebenenfalls unter Einbeziehung einer Nachkalibrierung, immer wenn der Abgleichpunkt des Summenverlustes entsprechend Anspruch 7 oder 20 erkannt ist.
  24. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei ein stellbarer negativer ohmscher Leitwert –G als Stromquelle einen Strom in die Meßimpedanz, bzw. Meßadmittanz, bzw. in den Meßschwingkreis mit einspeist (z.B. realisiert über einen u/i-Wandler oder D/A-Konverter), dadurch gekennzeichnet, daß der negative Leitwert –G durch Anschaltung an einen Eichschwingkreis (der gegebenenfalls der Resonanzfrequenz des Meßschwingkreises entsprechen kann), welcher einen definierten Referenzverlust Rref aufweist, kalibiert wird, wobei der Leitwert –G so eingestellt wird, daß sich der Eichschwingkreis in der Anschwinggrenze befindet, um eigenständig zu schwingen, wobei der Verlustleitwert des Eichschwingkreises als Referenzwert für den Wert des negativen Leitwertes –G festgelegt ist (vgl. 234),

    und/oder daß über die Kalibrierung des negativen Leitwertes –G auf einen Wert, welcher einem Eichwert eines stellbaren positiven ohmscher Leitwertes 1/RVL, der als Stromsenke an die Meßimpedanz, bzw. Meßadmittanz, bzw. in den Meßschwingkreis mit angeschaltet ist (z.B. realisiert über einen u/i-Wandler oder D/A-Konverter) entspricht, dieser positive ohmsche Leitwert 1/RVL kalibriert wird, indem er gleichzeitig mit dem negative Leitwert –G an einen Eichschwingkreis angeschaltete wird, wobei der positive ohmsche Leitwert 1/RVL so eingestellt wird, daß sich der Eichschwingkreis in der Anschwinggrenze befindet, um eigenständig zu schwingen, wobei der Verlustleitwert des Eichschwingkreises im positiven Leitwert enthalten, bzw. bei der Kalibrierung entsprechend berücksichtigt ist (vgl. 294),

    und/oder daß die Kalibrierung des negativen Leitwertes –G an einem Blindwiderstand (vgl. Lref Cref, 291) vorgenommen ist, wobei der negative Leitwert –G jeweils auf einen Wert kalibriert wird, der den Verlust des Blindwiderstandes maximal reduziert,

    und/oder daß über die genannte Kalibrierung des negativen Leitwertes –G der Verlustwiderstand eines in der Schaltung verwendeten Gyrators abgeglichen, bzw. kompensiert ist, wobei zu diesem Zweck gegebenenfalls ein zum Blindleitwert komplementärer Blindleitwert angeschaltet wird, um einen Eichschwingkreis zu bilden (vgl. 204b),

    und/oder daß die genannten negativen, bzw. positiven Leitwerte (–G, 1/RVL) jeweils paarweise vorhanden sind, wobei jeweils ein Leitwert eines Paares an die betreffende ihm zugeeignete Schaltung angeschaltet ist, (z.B. an den Meßschwingkreis, oder an den Vierpol, vgl. 204b) und der jeweils andere Leitwert des Paares einen betreffenden Eichschwingkreis (SW, SWP) für die Kalibrierung angeschaltet ist, wobei sich der jeweils kalibrierte Leitwert und. der an die betreffende, an die einen Leitwert jeweils zugeeignete Schaltung angeschaltete Leitwert alternierend abwechseln (bzw. gleichzeitig alternierend abwechselnd an die betreffenden Schaltungen angeschaltet werden).
  25. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 24, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem angegebene Verfahren eine Meßadmittanz als Parallel Ersatzschaltbild gemessen wird und/oder daß dem gemessenen Parallel Ersatzschaltbild folgende reale Schaltung entspricht, bzw. das Verfahren für folgende Zwecke angewendet wird:

    – induktiv über ein elektromagnetisches Feld bzw. in eine Meßspule eingekoppelte Verluste (Wirbelstrom, etc.),

    – kleine ohmsche Serienwiderstände an einer Spule (als Dehnung von Drähten, etc.),

    – große ohmsche Parallelwiderstände eines Kondensators, oder auch an einer Spule,

    – Kapazitäten (auch besonders kleine), wobei die Meßschaltung aus der Serienschaltung des Meßkondensators CMeß und einem Eichwiderstand Rconst. besteht (262a, 262b) und die gemessene Kapazität über die Umrechnung des als Parallelschaltung gemessenen Verlustes 1/RVM in die real gemessene Serienschaltung bestimmt wird (Cmeß = √1/&ohgr;*(1/RVM)/(1/Rconst)

    – Induktivitäten (z.B. an Spulen, wie Trafos, Drosseln, etc. die unter Spannung stehen), wobei die Meßschaltung aus der Serienschaltung der Meßinduktivität LMeß und einem Eichwiderstand Rconst. besteht und die gemessene Induktivität über die Umrechnung des als Parallelschaltung gemessenen Verlustes 1/RVM in die real gemessene Serienschaltung bestimmt wird (Lmeß = √1/&ohgr;*RVM*Rconst),

    – über Verlustvariationen gesendete Signale und Daten,

    – über Verlustmessung vorgenommenes Absorptionsradar.
  26. Verfahren nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß als Vierpol oder Mehrpol zur Aufteilung der Last in zwei Brückenzweige (vgl. SEITE A und SEITE B) ein induktiver Vierpol verwendet ist.
  27. Verfahren nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß als Vierpol oder Mehrpol zur Aufteilung der Last in zwei Brückenzweige (vgl. SEITE A und SEITE B) ein Lufttrafo oder eine aus mehreren solchen Transformatoren bestehende Schaltung verwendet ist.
  28. Verfahren nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß als Vierpol öder Mehrpol zur Aufteilung der Last in zwei Brückenzweige (vgl. SEITE A und SEITE B) ein Eisentrafo oder eine aus mehreren solchen Transformatoren bestehende Schaltung verwendet ist.
  29. Verfahren nach einem der Ansprüche 26 bis 28, dadurch gekennzeichnet, daß der zu messende ohmschen Verlust, bzw. die zu messende Impedanz oder Admittanz über das Streufeld (m) des induktiven Vierpols eingekoppelt ist.
  30. Verfahren nach einem der Ansprüche 26 bis 28, dadurch gekennzeichnet, daß der zu messende ohmschen Verlust, bzw. die zu messende Impedanz oder Admittanz durch galvanische Anschaltung eingespeist ist.
  31. Verfahren nach einem der Ansprüche 21 bis 30, dadurch gekennzeichnet, daß die als Belastung gemessene (bzw. der Last entsprechende) Differenzspannung in Relation zu einer zur Speisung des gemessenen Verlustes verwendeten Erzeugerspannung gemessen, bzw. bewertet ist.
  32. Verfahren nach einem der Ansprüche 21 bis 31 mit einem Verfahren nach Anspruch 7 oder 20, dadurch gekennzeichnet, daß als Abgleichwert für die genannte Differenzspannung eine dem Abgleichpunkt des Summenverlustes entsprechende Referenzspannung verwendet ist, die gegebenenfalls unter (optionaler) Einbeziehung von Anspruch 25, der zur Speisung des gemessenen Verlustes verwendeten Erzeugerspannung entspricht, oder davon abgeleitet ist.
  33. Verfahren nach einem der Ansprüche 21 bis 31 mit einem Verfahren nach Anspruch 7 oder 20, dadurch gekennzeichnet, daß als Abgleichwert für die genannte Differenzspannung eine dem Abgleichpunkt des Summenverlustes entsprechende Zeitmessung, Phasenmessung oder Tastverhältnismessung verwendet ist, die sich gegebenenfalls unter (optionaler) Einbeziehung von Anspruch 31, sich auf die Speisung des gemessenen Verlustes verwendeten Erzeugerspannung bezieht.
  34. Verfahren nach einem der Ansprüche 21 bis 31 mit einem Verfahren nach Anspruch 7 oder 20, dadurch gekennzeichnet, daß als Abgleichwert des Summenverlustes (Nullpunkt) für die genannte Differenzspannung der Wert Null (als Kompensation der Differenzspannung in Betrag und Phase) bemessen, bzw. definiert ist.
  35. Verfahren nach einem der Ansprüche 21 bis 34, dadurch gekennzeichnet, daß der Vierpol zur Aufteilung der Last in zwei Brückenzweige (vgl. SEITE A und SEITE B) in Bezug auf seine Anschlüsse als Meßpunkte, und in Bezug auf seinen Anschaltpunkt oder Einkopplungspunkt des gemessenen ohmschen Verlustes, bzw. der gemessenen Impedanz oder Admittanz, über welchen die genannte Einkopplung oder Einspeisung eines über die Last aufgenommenen unerwünschten Signals (uSTÖR) erfolgt, symmetrisch ausgebildet ist, indem die an den Meßpunkten zur Differenzmessung auftretenden Störsignalspannungsanteile sich unmittelbar in Bezug auf das unerwünschte Signal als Differenzspannung in Betrag und Phase kompensieren, wobei dies durch vom Einspeisepunkt (m/2) oder Einkopplungspunkt (m) aus zu den betreffenden Anschlüssen des Vierpols hin gemessenen, in der Phase übereinstimmenden (geometrisch ähnlichen) Ortskurven der Impedanzen Zp, Zs (bzw. Admittanzen) erfolgt, und die unterschiedlichen Amplitudenwerte up, us der Störspannungsanteile (bei übereinstimmender Phase) durch entsprechende Anpassung der Eingangsverstärkung (V1, V2) der Differenzmessung (202) angepaßt sind (auf up – us = 0) sowie eine gegebenenfalls vorgesehene Einstellung des Arbeitspunkts, bzw. Symmetrierung der Brückenzweige in Bezug auf eine von der Lastseite her erfolgende (rückwirkende) Speisung entsprechend nachfolgendem Anspruch 38 vorgenommen wird.
  36. Verfahren nach einem der Ansprüche 21 bis 34, dadurch gekennzeichnet, daß der Vierpol zur Aufteilung der Last in zwei Brückenzweige (vgl. SEITE A und SEITE B) in Bezug auf seine Anschlüsse als Meßpunkte, und in Bezug auf seinen Anschaltpunkt oder Einkopplungspunkt des gemessenen ohmschen Verlustes, bzw. der gemessenen Impedanz oder Admittanz, über welchen die genannte Einkopplung oder Einspeisung eines über die Last aufgenommenen unerwünschten Signals (uSTÖR) erfolgt, asymmetrisch ausgebildet ist, wodurch die einem Verlust entsprechende, an den Anschlüssen des Vierpols abgegriffene Differenzspannung erzeugt ist, und daß, die an den Meßpunkten zur Differenzmessung auftretenden Störsignalsspannungsanteile, welche von der Lastseite her eingekoppelt sind, durch. eine Beschaltung zum Ausgleich dieser Assymmetrie in der Phase übereinstimmenden (geometrisch ähnlichen) Ortskurven der Impedanzen Zp, Zs (bzw. Admittanzen) symmetriert werden (vgl. n*Rs in 204, Allpaß 777 in 265) sich in Betrag und Phase kompensieren, so daß sie bei der Messung der Differenzspannung als Gleichtaktsignal unterdrückt werden.
  37. Verfahren nach Anspruch 35 oder Anspruch 36, mit Bemessung, bzw. Definition nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstellung des Nullpunktes durch Einstellung der Amplitude und Phasenlage zweier zur Messung eines ohmschen Verlustes, oder einer beliebigen Impedanz oder Admittanz eingespeisten Ströme (iqA, iqB) vorgenommen ist (Summenspeisung), wobei jeweils einer der beiden Ströme auf jeweils einer Seite des Vierpols eingespeist wird.
  38. Verfahren nach Anspruch 34 und 35, dadurch gekennzeichnet, daß einer der beiden Ströme der eigentliche Speisestrom (ip) des Vierpols ist und der andere Strom ein Kompensationsstrom (icomp) ist, mit dem die Einstellung des Nullpunktes (entsprechend einer Differenzspannung des Wertes Null), welche dem Abgleichpunkt des Summenverlustes entspricht,
  39. Verfahren nach Anspruch 34 und 35 oder 38 (symmetrische Ausführung, vgl. 279) mit Verfahren nach Anspruch 7 oder 20 und/oder Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß eine Meßschaltung verwendet ist (BW2), welche durch Stromauskopplung an der Primärseite und Sekundärseite des als Vierpol verwendeten Trafos durch Differenzmessung der Ströme die Stromflußrichtung des Querstroms (d.h. von Primär- nach Sekundär- oder von Sekundär- nach Primärseite) feststellt und durch Regelung der Symmetrie des auf den Trafo einwirkenden Verlustes durch Balance eines primärseitig angeschalteten verstellbaren Leitwertes (1/RVLp) und sekundärseitig angeschalteten verstellbaren Leitwertes (1/RVLs) bei sich nicht veränderndem Gesamtverlust (des sich aus der transformiertem Parallelschaltung von 1/RVLp und 1/RVLs ergebenden Leitwertes) der Mittelwert des Querstroms durch den Trafo auf Null gehalten ist, wobei die zugehörigen Stellgrößenwerte 1/RVLp und 1/RVLs für den Abgleich des Summenverlustes bis auf diese geringfügige Balanceregelung synchron so verstellt sind, daß sich die Störspannungsanteile bei der Differenzmessung up – us kompensieren, und der durch die Balanceregelung von 1/RVLp und 1/RVLs verursachte Stellgrößenfehler durch Mittelwertbildung kompensiert ist.
  40. Verfahren nach Anspruch 39, dadurch gekennzeichnet, daß zu beiden Seiten des Trafos ein negativer Leitwert –G zur Kompensation des Verlustes mit angeschaltet ist und daß der gemessene Verlust unmittelbar in das Streufeld des Trafos (insbesondere eines Lufttrafos) eingekoppelt ist.
  41. Verfahren nach Anspruch 35 (symmetrische Ausführung) oder 36 (asymmetrische Ausführung) oder Anspruch 37 (Summenspeisung), mit Anspruch 26, 27 oder 28, dadurch gekennzeichnet, daß der zur Aufteilung der Last in zwei Brückenzweige (vgl. SEITE A und SEITE B) verwendete induktive Vierpol aus zwei Trafos (253) besteht (als Mehrpol), von denen der eine Trafo mit seiner Primärwicklung die eine Seite des Vierpols und der andere Trafo mit seiner Primärwicklung die andere Seite des Vierpols realisiert, daß diese aus zwei Trafos bestehende Vierpolschaltung zu beiden Seiten des Vierpols über in die Eingangswiderstände des Vierpols eingeprägte Ströme (iqA, iqB) gespeist wird (wobei an diese Eingangswiderstände gegebenenfalls jeweils noch Abschlußwiderstände Rp optional parallel angeschaltet sind oder die Eingangswiderstände unmittelbar diese Abschlußwiderstände Rp betreffen), wobei die gemessene Differenzspannung an den beiden (Speise-) Seiten des Vierpols unmittelbar (z.B. wenn symmetrische Ausführung abgegriffen wird oder über entsprechende Brückenzweige (wenn asymmetrische Ausführung) abgegriffen wird, daß die Sekundärseiten der beiden Trafos den zu messenden ohmschen Verlust, bzw. die zu messende Impedanz, bzw. Admittanz speisen (parallel oder in Serie), und dieser Verlust unter Verwendung unterschiedlicher Induktanzen bzw. Querinduktivitäten der beiden Trafos (z.B. durch unterschiedliche Kopplungen) mit unterschiedlichen Innenwiderständen (welche zwischen Primärseite und Sekundärseite der Trafos wirken) auf die Primärseite (eines jeden Trafos), bzw. an die Speise- und Meßseite(n) des induktiven Vierpols, bzw. der betreffenden Brückenzweige (vgl. SEITE A und SEITE B), transformiert wird.
  42. Verfahren nach Anspruch 21 und Anspruch 36, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Beschaltung zum Ausgleich der genannten Assymmetrie, welche die Symmetrierung einer über die Brückenpfade von der Lastseite zu den Meßpunkten (e11, e2, 204) zurückwirkenden Differenzspannung vornimmt durch einen ohmscher Serienwiderstand vorgenommen ist (vgl. n*Rs + Rs in Pfad SEITE A = (n + 1)*Rs in Pfad SEITE B, 204), wobei die unsymmetrische Speisung (der eingeprägten Ströme iqA, iqB) über einen entsprechenden Anzapfungspunkt (vgl. e1 in 204 für SEITE A im Unterschied zu e2 SEITE B) des ohmschen Serienwiderstandes realisiert ist, wobei. die gemessene Last einem Schwingkreis unmittelbar (oder über Trafo 7 gespeist, 298a, etc.) entspricht, der unmittelbar die Meßimpedanz oder Meßadmittanz enthält (204, 298b, 298c) oder die Meßimpedanz oder Meßadmittanz in diesen Schwingkreis transformiert ist (z.B. auch über eine Gyratorschaltung, 298a), wobei gegebenenfalls die in Anspruch 6 genannte, durch einen eingespeisten Blindstrom igen(L), und/oder gegebenenfalls igen(C), vgl. 291, vorgenommene Regelung eines Schwingkreises auf Resonanz diesen, die gemessene Last betreffenden Schwingkreis betrifft.
  43. Verfahren nach Anspruch 41 mit Anspruch 42 (asymmetrische Ausführung), dadurch gekennzeichnet, daß die nach Anspruch 42 genannte ohmsche Symmetrierung, bzw. Brückenzweige (vgl. SEITE A und SEITE B) an die Primärseiten der genannten beiden Trafos (über welche der gemessene Verlust eingekoppelt wird), angeschaltet sind, wobei die genannte ohmsche Symmetrierung der in den Brückenpfaden von der Lastseite zu den Meßpunkten (e11, e2, 204) zurückwirkenden Differenzspannung durch die Beschattung einer induktiven Komponente erweitert ist, welche die unterschiedlichen Induktanzen bzw. Querinduktivitäten der beiden Trafos (z.B. durch unterschiedliche Kopplungen erzeugt) mit den damit verbundenen unterschiedlichen Innenwiderständen (welche zwischen Primärseite und Sekundärseite der Trafos wirken), ausgleichen, bzw. die Ortskurven der Brückenzweige (vgl. SEITE A und SEITE B) symmetrieren.
  44. Verfahren nach Anspruch 43 mit Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Phase zur Messung der Verstimmung des den gemessenen Verlust betreffenden Meßschwingkreises über die an den betreffenden Brückenzweigen gemessene Differenzspannung (vgl. uaa, ub) gemessen wird.
  45. Verfahren nach einem der Ansprüche 43 oder 44, dadurch gekennzeichnet, daß die Asymmetrie der Querinduktivitäten des als Trafoschaltung ausgebildeten induktiven Vierpols durch Einspeisung eines induktiven Stromes igen (nach Anspruch 1) realisiert ist, wobei gegebenenfalls auch identische Trafos oder auch nur