Die vorliegende Erfindung bezieht sich generell auf Kommunikationssysteme. Insbesondere bezieht sich die vorliegende Erfindung auf eine Suchermethode und auf ein drahtloses Kommunikationsgerät zum Auffinden eines Signals, welches eine Frequenzabweichung von einer erwarteten Frequenz hat.

Das Spektrum der Funkfrequenz (HF bzw. RF = radio frequency) ist ein limitiertes Gut. Nur ein kleiner Teil des Spektrums kann jeder Kommunikationsindustrie zugewiesen werden. Das zugewiesene Spektrum muss deswegen effizient benutzt werden, um so vielen Frequenzbenutzern wie möglich zu erlauben, Zugriff zum Spektrum zu haben.

Vielfache Zugriffsmodulationstechniken sind einige der effizientesten Techniken für die Ausnutzung des HF-Spektrums. Beispiele für solche Modulationstechniken beinhalten Zeitmultiplex-Vielfachzugriff (TDMA = time division multiple access), Frequenzmultiplex-Vielfachzugriff (FDMA = frequency division multiple access) und Codemultiplex-Vielfachzugriff (CDMA = code division multiple access).

CDMA-Modulation verwendet eine Spektrumstechnik für die Übertragung von Information. Das Spreizspektrumsystem benutzt eine Modulationstechnik, die das gesendete Signal über ein weites Frequenzband spreizt. Dieses Frequenzband ist typischerweise wesentlich weiter als die minimale Bandbreite, die für das Übertragen des Signals benötigt wird. Ein Signal mit einer Bandbreite von nur ein paar Kilohertz kann über eine Bandbreite von mehr als einem Megahertz gespreizt werden.

CDMA-Kommunikationssysteme benutzen typischerweise gerichtete Antennen, die im Zentrum einer Zelle lokalisiert sind und in die Sektoren der Zelle ausstrahlen. Die Zellen sind in größeren städtischen Arealen, entlang Straßen und entlang Bahngleisen platziert, um Anwendern zu erlauben, Zuhause und auf der Reise zu kommunizieren.

All die Mobiltelefone, die in CDMA-Systeme kommunizieren, senden auf derselben Frequenz. Deswegen wird, um der Basisstation zu ermöglichen jedes Mobiltelefon zu identifizieren, jedem Mobiltelefon ein einzigartiger Pseudozufalls-(PN)-Spreizcode zugewiesen, der das jeweilige Mobiltelefon im System identifiziert.

Das Mobiltelefon beginnt den Registrierungsprozess mit einem CDMA-System durch Aussenden eines Präambelsignals, welches Chips aufweist. Eine Basisstation sucht nach der Präambel um zu bestimmen, wenn eine mobile Station versucht, mit dem System zu kommunizieren. Die Basisstation muss möglicherweise über tausende von Chips zu integrieren, um das Präambelsignal des Mobiltelefons zu finden. Das ist typischerweise kein Problem, wenn das Präambelsignal sich auf der richtigen Frequenz befindet, die von der Basisstation durchsucht wird.

Wegen dem Dopplereffekt sind die kritischen Zellen die Zellen, die sich in der Nähe von Straßen oder Bahngleisen befinden. Wenn sich ein Mobiltelefon einer Basisstation nähert erhöht der Dopplereffekt die Frequenz des Signals, wie beobachtet von der Basisstation. Wenn sich das Mobiltelefon von der Basisstation wegbewegt, beobachtet die Basisstation ein Signal, das eine Frequenz hat die kleiner ist als die Frequenz, die vom Mobiltelefon gesendet wurde. Die Größe der Frequenzverschiebung ist eine Funktion der Geschwindigkeit des Mobiltelefons.

Die Frequenz des Signals, das von dem Mobiltelefon gesendet wurde, ist mit dem lokalen Oszillator des Mobiltelefons abgestimmt. Die Frequenz der Basisstation ist synchronisiert mit dem globalen Positionssystem. Wenn das Mobiltelefon ein Signal von der Basisstation akquiriert, wird die Frequenz des Signals verschoben sein. Das Mobiltelefon benutzt diese verschobene Frequenz um seinen lokalen Oszillator anzupassen, um auf der gleichen Frequenz zurück zu senden, die es empfangen hat. Die Basisstation empfängt dann ein Signal, welches wiederum durch den Dopplereffekt verschoben wurde. Die Basisstation empfängt daher ein Signal, das den doppelten Frequenzfehler hat. Die Zwei-Wege-Dopplerversätze können im Bereich von 420 Hz bei Straßenverkehr bis zu 1200 Hz bei Hochgeschwindigkeitszügen sein.

Ein typischer Frequenzsucher erfährt bzw. hat die Schwierigkeit die Signale, die von den Mobiltelefonen gesendet wurden, wegen dem doppelten Dopplereffekt zu finden. Der doppelte Dopplereffekt kann das Signal des Mobiltelefons bis zu 24 dB unter die Schwelle verringern, die von dem Sucher benutzt wird die mobilen Signale zu finden. Es gibt einen resultierenden Bedarf für einen Frequenzsucher, der dazu fähig ist, mobile Signale zu akquirieren, die durch die Dopplerverschiebung beeinträchtigt wurden.

WO 0065797 A offenbart einen Sucher zum Auffinden der Frequenz eines empfangenen Signals, das einen Phasenfehler aufweist, wobei der Sucher Folgendes aufweist: eine frequenzverriegelte Schleife, die ein Phaseninkrementsignal ansprechend auf den Phasenfehler des empfangenen Signals generiert; und einen programmierbaren Rotator bzw. Dreheinrichtung, der mit der frequenzverriegelten Schleife gekoppelt ist, wobei der programmierbare Rotator eine Phasenrotationsfunktion ansprechend auf das Phaseninkrementsignal durchführt. Jedoch fehlt einem solchen Sucher die Effizienz und Genauigkeit für die Verwendung zum Beispiel in der Mobiltelefontechnologie.

Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung eine verbesserte Such- und Phasenkorrektur für empfangene Signale vorzusehen, die typischerweise einen Phasenfehler von der Phase, nach der ein Sucher sucht, erfährt. Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Suchermethode, wie beansprucht in Anspruch 1, vorgesehen.

Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein drahtloses Kommunikationsgerät, wie beansprucht in Anspruch 7, vorgesehen.

1 zeigt ein Blockdiagramm der frequenzverriegelten Schleife mit dem programmierbaren Rotator der vorliegenden Erfindung.

2 zeigt ein Flussdiagramm eines programmierbaren Rotatorprozesses der vorliegenden Erfindung.

3 zeigt eine Tabelle von Segmentlängen (in PN-Chips) und Phaseninkrementen für verschiedene Frequenz-Bins.

4 zeigt eine Zeichnung über die Wahrscheinlichkeit einer Pilot-Signal-Detektion gegenüber der Frequenzabweichung gemäß dem programmierbaren Rotator der vorliegenden Erfindung.

5 zeigt ein Blockdiagramm einer Basisstation, die den Sucher mit dem programmierbaren Rotator der vorliegenden Erfindung beinhaltet.

Der Sucher der vorliegenden Erfindung, der eine frequenzverriegelte Schleife (FLL = frequency locked loop) mit einem programmierbaren Rotator inkorporiert, eliminiert den kohärenten Verlust des Suchers, der aus einem Dopplereffekt resultiert. Die vorliegende Erfindung sieht eine signifikante Verbesserung der Sucherempfindlichkeit durch ersetzen einer periodischen 90°-Rotation mit einer programmierbaren Rotation mit Vielfachen von 45° vor. Die Performance des Suchers ist im Wesentlichen gleichzusetzen mit der Suchertechnik, die auf dem Fachgebiet bekannt ist, wie Frequenz-Binning.

Bei Frequenz-Binning stimmt die Zwischenfrequenz (IF = intermediate frequency) des lokalen Oszillators die Versatz-Frequenz-Kontroll-Logik ab, so dass das Basisbandsignal bereits durch den benötigten Betrag korrigiert wurde. Der Betrag der Korrektur oder der Versatz durch den lokalen Oszillator repräsentiert den Bin-Abstand bzw. das Bin-Spacing.

Jedoch, um Frequenz-Binning auszuführen, Bedarf es der Hardware, den Frequenzversatz in das empfangene Signal einzuführen. Dies kann nicht auf einer Pro-Mobiltelefon-Basis gemacht werden, da alle Mobiltelefone zusammen empfangen werden als ein CDMA-Signal. Zusätzlich wird, in den Fällen, in denen der Frequenz-Bin-Versatz in das Basisbandsignal eingeführt wird, grundsätzlich Multiplikation benötigt und die Bitbreite des Datenpfades muss erhöht werden. Das erhöht die Hardware-Komplexität auf eine nicht lineare Art und Weise.

Der Sucherprozess der vorliegenden Erfindung ersetzt den Frequenz-Binning-Prozess durch Phasenkompensation oder -rotation, die auf die I/Q-Samples des Basisbands angewandt wird. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die Rotation limitiert auf Vielfache von 45° Stufen. Alternative Ausführungsbeispiele benutzen andere Rotationsgrenzen, wie zum Beispiel 90° Phasenrotationen.

Das Blockdiagramm in 1 repräsentiert den Sucher der vorliegenden Erfindung, eine FLL mit hardwaremäßigem &pgr;/4-Rotator. In der nachfolgenden Diskussion der vorliegenden Erfindung ist jeder Schlitz in vier 512-Chip-Intervalle unterteilt, anschließend als "Segmente" bezeichnet. Jedes Segment ist weiterhin unterteilt in 8 "Untersegmente", wobei jedes Untersegment eine Länge von 64 Chips hat. Die Pilot-Kanal-Filterung basiert auf zuerst Akkumulieren der entspreizten, hardwarerotierten Pilotchips über jedes Segment und anschließend auf das Kombinieren des Resultats über vier Segmente, wobei ein Intervall der Länge 2048 Chips überspannt wird.

Bezogen auf 1, das bevorzugte Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung weist einen Rotatorteil (101) zusammen mit einem FLL-Teil (102) auf. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der Rotator-Teil (101) in Hardware implementiert, während der FLL-Teil (102) in einem digitalen Signalprozessor (DSP = digital signal processor) implementiert wurde.

Im Allgemeinen rotiert die FLL jede Segmentsumme und gibt es weiter an einen Sliding-Window-Akkumulator bzw. Gleitfensterakkumulator, der seine Eingänge über vier Segmente aufsummiert. Der Ausgang des Sliding-Window-Akkumulators ist anschließend de-rotiert, um eine Ausgabe des Pilotfilters zu generieren, das für ein gegebenes Segment gültig ist. Die Rotation von Segmentsummen wird dazu benutzt, die Phase des Pilots, der über jedes Segment relativ zueinander akkumuliert wurde, abzustimmen bzw. auszurichten. Der De-Rotationsschritt wird durchgeführt, um die Phase der Pilot-Filter-Ausgabe mit der Phase des Signals im Mittelpunkt des Segments, über das die Pilot-Filter-Ausgabe für die Demodulierung benutzt wurde, abzustimmen.

Bezogen auf 1, der erste Schritt für die Pilotfilterung ist die Enthüllung bzw. Freilegung des Pilotkanals von dem Hardware-Rotator-Ausgang und der Akkumulation des Resultats über jedes Segment von 512 Chips (105). Die Enthüllungsoperation wird durchgeführt von dem Multiplizierer (126), der die Phase des Eingangssignals

Die Ausgabe des Multiplizierers (126) ist das enthüllte Pilotsignal, welches als Eingabe für einen Summierer (105) für die Akkumulation über 512 Chips dient. Das akkumulierte Signal wird multipliziert mit der lokalen Schätzung des Frequenzfehlers

Die Ausgabe des Diskriminators (110') wird mit dem "G"-Ausdruck skaliert, um die erwünschte Zeitkonstante/Jitter-Varianz zu erreichen. Das Kreuzprodukt wird angewandt auf einen Schleifenfilter (Akkumulator) (115), der alle 512 Chips aktualisiert wird. Der Ausgang des Schleifenfilters (115) sieht die Schätzung f^_m des Frequenzversatzes vor.

Die FLL befolgt auch die Phasenbeziehung zwischen verschiedenen Segmenten durch Zuordnung von jedem Segment mit einer durchschnittlichen Phase. Dies wird erzielt durch Multiplizierung der Schätzung des Frequenzversatzes mit 512T_C (116). Bei hohen Frequenzversätzen kann die momentane Phase des Signals beträchtlich innerhalb jedes Segments variieren. Die Frequenzschätzung, die vom Schleifenfilter generiert wurde, definiert die Phasenverschiebung zwischen einem Segment und dem Nächsten. Es definiert auch die Differenz in der momentanen Phase des Signals vom Beginn des Segments zum Ende.

Die Schätzung der durchschnittlichen Phase des Segments wird von der Rotation und der De-Rotation des Pilots in dem DSP-Teil (102) benutzt. Der Hardware-Rotator (110) benutzt die geschätzte Phasendifferenz, um das Signal innerhalb jedes Segments zu rotieren, um die Änderung in der momentanen Signalphase über dem Segment zu kompensieren.

Der Rotator (110) operiert unter der Hypothese, dass die Differenz zwischen der momentanen Phase des Signals und der durchschnittlichen Phase des Signals bei dem gegebenen Segment linear mit der Zeit variiert. Es startet mit einem Anfangswert, &dgr; bzw. Bogenmaß, am Beginn des Segments und endet mit einem Endwert von –&dgr; Radian am Ende des Segments. Mit der Annahme, dass der Rotator (110) die durchschnittliche Phase bei jedem Untersegment (64-Chip-Intervall) berechnet, quantisiert auf das nächste Vielfache von &pgr;/4 Radian. Die resultierende Rotation wird auf jedes Untersegment des empfangenen Signals über dem gegebenen Segment angewandt. Als Resultat bleibt die momentane Phase des Signals am Ausgang des Hardware-Rotators (110) nahezu konstant über jedes Segment. Die Ausgabe des Hardware-Rotators (110) wird von den Verfolgungsschleifen, der Pilotfilterung und der Demodulation von einem Kommunikationsgerät benutzt.

Die durchschnittliche Phase des Signals über das Segment ist das gleiche mit oder ohne den Hardware-Rotator (110) der vorliegenden Erfindung. Deswegen ist der Hardware-Rotationsprozess transparent zur Pilot-Filterung und der Demodulation. Der Hardware-Rotator (110) sieht jedoch eine Kohärenzverstärkung vor durch Reduzierung der Varianz der momentanen Phase innerhalb jedes Segments. Wenn der Frequenzversatz klein ist, dann sieht der Hardware-Rotator (110) keine Rotation vor und das System degeneriert zu einer Implementierung einer FLL nach dem Stand der Technik.

In der Implementierung, nochmals bezogen auf 1, ist die Ausgabe des Multiplizierers (116) Eingabe für einen Akkumulator (117), der alle 512 Chips aktualisiert wird. Die Ausgabe des Akkumulators (117) ist der Winkel der Rotation &thgr;_L[m] der als Eingabe zum DSP-Rotator (120) dient, um die lokale Schätzung des Frequenzfehlers

Die Ausgaben der FLL kann mit den Ausdrücken x (Anfangsphase) und y (Phaseninkrement) folgendermaßen ausgedrückt werden: x = {–f^_m·(^N/₂ – 32)T_C + ^&pgr;/₈}mod2&pgr; y = f^_m·64T_C wobei N die kohärente Akkumulationslänge darstellt, die 512 Chips für die FLL und die Demodulation beträgt. Der x-Ausdruck ist näherungsweise einem negativen der halben Phasenverschiebung gleichzusetzen, die vom empfangenen Signal über die Länge des Segments ertragen wurde. Der "32"-Ausdruck wird dazu benutzt, die Anfangsphase zu dem ersten Untersegment der 64-Chips-Länge zu zentrieren. Der zusätzliche &pgr;/8-Ausdruck wird dazu benutzt, damit die Hardware den Wert seiner Statusvariable kürzen und nicht abrunden muss, um die aktuelle Phasenrotation zu bestimmen. In der 8-Bit-Skalierung, die dazu benutzt wird, um x zu repräsentieren, bedeutet &pgr;/8 Radian die Nummer 16. Der Phaseninkrement y repräsentiert die Phasenverschiebung des Signals über ein Untersegment (64-Chip-Intervall). Dieselben Phasenparameter können für die Demodulation aller RAKE-Empfängerfinger in einem Kommunikationsgerät, zugeordnet zu einem gegebenen Anwender, benutzt werden. Während einer Frequenzsuche werden die oben genannten Ausdrücke für x und y leicht durch die Ersetzung der Frequenzverschiebungsschätzung f^_m von der FLL mit der Frequenzhypothese f_H und durch das Festlegen von N gleich der Anzahl der Chips der kohärenten Akkumulation, die dazu benutzt wird, um die Suchenergien zu berechnen, ersetzt. Dies resultiert in den folgenden Ausdrücken für x und y: x = {–f_H·(^N/₂ – 32)T_C + ^&pgr;/₈}mod2&pgr; y = f_H·64T_C

Während einer Suche nach Frequenzen von mobilen Kommunikationsgeräten, die bereits verfolgt bzw. tracked werden, kann in einem alternativen Ausführungsbeispiel die Suche auf eine einzelne Frequenzhypothese begrenzt werden. Dies ist die Frequenzverschiebungsschätzung, die der Schätzung der FLL für dieses spezielle Mobiltelefon am nächsten kommt. Der Hardware-Rotator (110) der vorliegenden Erfindung erhält eine 8-Bit-Statusvariable aufrecht, deren Wert den Phasenwinkel bei einer hohen Auflösung von Radian repräsentiert. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist diese Auflösung &pgr;/128 Radian. Während einer Demodulation oder Suchausführung programmiert der DSP-Teil (102) der vorliegenden Erfindung den Hardware-Rotator (110) mit einem 16-Bit-Wort, welches je zwei 8-Bit-Parameter x und y enthält.

Wieder einmal bezogen auf 1, das 16-Bit Programmierungswort wird aus der Kombination (150) von x, das um 8 Bits nach links geschoben wurde, um die 8-LSBs zu kürzen, und von y generiert. Diese Kombination wird folgendermaßen ausgedrückt: z = (x << 8)|y.

Das höher wertige Byte des 16-Bit-Wortes enthält den Anfangswert der Zustandsvariable, welche die Phase des Rotators über das erste Untersegment (64-Chip-Intervall) bestimmt. Das niedrigere wertige Byte des 16-Bit-Wortes enthält den Phaseninkrement, welcher die Menge bestimmt, mit der die Zustandsvariable von einem Untersegment zum nächsten Untersegment inkrementiert wird. Die Phasenakkumulation wird durchgeführt modulo 256, welches einer vollen Rotation von 2&pgr; Radian entspricht. Die tatsächliche Phasenrotation für ein gegebenes Untersegment wird erhalten durch kürzen der 5 LSBs der Zustandsvariable und durch Multiplizieren des 3-Bit-Resultats mit &pgr;/4 Radian.

Während den Ausführungen von einer Demodulation wird die Anfangsphase und der Phaseninkrement aus der Schätzung der Frequenzversatzes vorgesehen von der FLL und aus der Länge des Segments (N = 512 Chips) berechnet.

Die x- und y-Ausgaben der FLL sind Eingabe für den Rotatorteil (101) der vorliegenden Erfindung. Der Rotatorteil (101) wird mit der Anfangsphase (x) von der FLL initialisiert. Der Phaseninkrement (y) ist Eingabe für einen modulo-256-Akkumulator (140), der mit einer 64-Chip-Rate aktualisiert wird. Beide Eingaben x und y haben 8 Bit Breite.

Die Ausgabe des 8-Bit-Akkumulators (140) ist Eingabe eines Schieberegisters (125) oder eines anderen Schiebegeräts, das das akkumulierte Signal um fünf Stellen nach rechts verschiebt. Dies generiert ein auf drei Bits verbleibendes Signal (R = R₂R₁R₀), das Eingabe für den Hardware-Rotator (110) der vorliegenden Erfindung ist. Dies sind die Bits, die auf den Hardware-Rotator (110) angewendet werden, die den Rotator instruieren, die Phasenrotation einen vorbestimmten Betrag durchzuführen. Zum Beispiel würde in einem Ausführungsbeispiel R = 001 (R₂ = 0, R₁ = 0, R₀ = 1) den Rotator instruieren &pgr;/4 zu rotieren.

Der Hardware-Rotator (110) in dem Rotator-Teil (101) minimiert den Kohärenzverlust in der Anwesenheit von großen Frequenzverschiebungen zwischen dem Rückwärts-Verbindungssignal, empfangen von der Basisstation, und dem lokalen Oszillator. Dies wird erreicht durch Phasenverschiebung des Signals um einen (möglicherweise) unterschiedlichen Betrag während jedem 64-Chip-Untersegment. Auf diesem Weg bleibt die momentane Phase des Signals nahe der durchschnittlichen Phase des Signals über jedes Segment.

Der Hardware-Rotator (110) wendet die Phasenverschiebungen auf das entspreizte Signal (112)

2 zeigt ein Flussdiagramm eines Sucherprozesses gemäß dem programmierbaren Rotator der vorliegenden Erfindung. Der Prozess beginnt mit der Zentrierung des Suchers auf die erwarteten Frequenz-Bins (Schritt 201). Der erwartete Frequenz-Bin unterscheidet sich für unterschiedliche Applikationen und Orte der Basisstationen, die den Sucher der vorliegenden Erfindung inkorporieren. Zum Beispiel, wenn die Basisstation an einer Straße platziert ist, kann der Sucher auf Frequenz-Bins von +400 Hz bis –400 Hz zentriert werden. Wenn die Basisstation an einem Bahngleis platziert ist, können die Frequenz-Bins abhängig von den erwarteten Geschwindigkeiten der Züge +1200 Hz bis –1200 Hz sein.

Die Basisstation empfängt das Pilotsignal und enthüllt es (Schritt 205). Der Enthüllungsprozess (decovering process) ist auf dem Fachgebiet bekannt und wird nicht weiter diskutiert.

Die FLL der vorliegenden Erfindung bestimmt dann den Phasenfehler, der in dem Signal vorliegt (Schritt 210). Dieser Fehler wird bestimmt nach einem 64-Chip-Intervall, wie oben beschrieben. Alternative Ausführungsbeispiele benutzen andere Intervalle von Chip-Längen.

Der Phasenfehler wird so lange akkumuliert, bis es einen vorbestimmten, akkumulierten Fehler erreicht hat (Schritt 215). In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Schwelle für den vorbestimmten, akkumulierten Fehler 45. Wenn zum Beispiel nach jedem 64-Chip-Intervall der Fehler 6° beträgt, wird der Fehler so lange akkumuliert, bis der Fehler 45° erreicht. Wenn der akkumulierte Fehler die vorbestimmte Schwelle für den akkumulierten Fehler erreicht (Schritt 220), wird die Rotation durchgeführt (Schritt 225), wie oben beschrieben. Wenn die Schwelle nicht erreicht wurde (Schritt 220) geht der Prozess zurück zum Empfang und zur Akkumulierung der Phasenfehler (Schritte 205 bis 220), bis die Schwelle erreicht wird.

Nachdem die Rotation durchgeführt wurde (Schritt 225), wird der akkumulierte Phasenfehler auf Null zurückgesetzt (Schritt 230). Der Prozess fährt dann mit dem Verfolgen durch Zurückkehren zum Empfangsschritt (Schritt 205) und zum Wiederholen fort.

In einem alternativen Ausführungsbeispiel kann derselbe 8-PSK-Rotator für beide, die FLL und den Sucher, benutzt werden. Die Rotatorsteuerung in dem Sucher bedarf der Separierung von der Phasenschätzungsausgabe von der FLL. Stattdessen muss der Wert der Phase von dem DSP überschrieben zu werden und muss mit einer höheren Ebene der Software verbunden werden, die den Sucherprozess implementiert.

Durch die Bereitstellung des Phaseninkrements steuert der DSP den Punkt bei dem die Rotatorphase tatsächlich umschaltet. Die Phasenaktualisierung wird alle 64-Chips ermöglicht.

Der DSP des bevorzugten Ausführungsbeispiels ist begrenzt auf eine 8-Bit-Phasenrepräsentation. Somit müssen die erwünschten Phaseninkremente quantisiert werden, um mit einer 8-Bit-Integerzahl dargestellt zu werden. Diese Berechnung betrifft nur einen 45°-Rotator, da es das bevorzugte Ausführungsbeispiel ist. Die Berechnungen für einen QPSK-Rotator würden unterschiedlich sein.

Es gibt einen Tradeoff bzw. Kompromiss zwischen optimaler Bin-Platzierung und Hardware-Vereinfachung und Optimierung. Die grundsätzliche Regel beim Wählen der Phasenrotatorsegmente in Chips, angegeben als L, war die Minimierung der Durchschnitts-Verlust-Funktion und der Maximal-Verlust-Funktion über den spezifizierten Doppler-Bereich. Für einen spezifizierten Suchermodus (zum Beispiel 3-Bin 45°), ist L eine Funktion des Bereichs. Zum Beispiel ist L = 464 optimal für den Bereich Fd = +/–400 Hz, aber L = 272 ist optimal für den Bereich von +/–800 Hz. Die Definition des Bereichs ist beliebig und muss nicht festgelegt sein. Man kann annehmen, dass L = 448 ein optimaler L-Wert für einen gewissen Bereich gerade über +/–400 Hz und gut unter +/–800 Hz ist.

Unter Verwendung dieses Ansatzes können wir Phaseninkrementwerte erhalten, um einen Wert nahe einem passenden L zu erhalten. Die Prozedur für die Berechnung des Integer-Phaseninkrements (&thgr;) wird folgendermaßen ausgedrückt: (L/64)_&thgr; = 256/8 wobei 256 die 8-Bit-Repräsentation einer vollen 360°-Phase ist und 256/8 die Repräsentation für 45°. Somit kann &thgr; = 256·8/L benutzt werden, um &thgr; Inkremente für den DSP zu berechnen. 3 zeigt die Phaseninkremente in LSBs und die entsprechenden L in PN-Chips, unter Verwendung des Ansatzes dieses alternativen Ausführungsbeispiels.

In dem Ausführungsbeispiel, wo die FLL und der Sucher das Rotatorkonzept teilen, kann das Wissen der Frequenz zwischen diesen zwei Blöcken geteilt werden. Während der anfänglichen Akquisition, wenn das Suchersignal in einem der Frequenz-Bins gefunden wurde, kann diese Bin-Zentrierung benutzt werden, um die FLL zu initialisieren. Auf ähnliche Weise, wenn Satz-Aufrechterhaltungs-Suchen durchgeführt werden, kann der Sucher programmiert werden, um nur einen Frequenz-Bin entsprechend dem Verschiebungswert in dem FLL-Akkumulator zu durchsuchen.

4 zeigt einen Graphen der Wahrscheinlichkeit einer Pilotsignaldetektion gegenüber der Frequenzabweichung eines Pilotsignals. Dieser Graph zeigt einen Vergleich zwischen der Wahrscheinlichkeit der Detektion des Pilotsignals unter Verwendung eines Suchers ohne einen Rotator und eines Suchers unter Verwendung des programmierbaren Rotators der vorliegenden Erfindung.

Beide Graphen nehmen an, dass EcNt = –18dB, Anzahl der Chips (Nc) = 1024, und die Anzahl der nicht kohärenten Akkumulationen (Nn) = 6. Zusätzlich (ist) der verwendete Rotator in dem Graphen ein 2-Bin, 45°-Rotator.

Bezogen auf 4 kann gesehen werden, dass die Wahrscheinlichkeit für einen Sucher ohne einen Rotator (401), der den Pilot detektiert, wesentlich kleiner ist als bei dem Sucher mit dem Rotator (402) der vorliegenden Erfindung. Dies ist vor allem wahr, wenn der Pilot eine +/–400 Hz oder größere Doppler-Verschiebung erfährt.

5 zeigt ein Blockdiagramm einer Basisstation, die den Sucher der vorliegenden Erfindung inkorporiert. Die Basisstation weist einen Transmitter (501), der Signale moduliert und über einen Luftkanal unter Verwendung der Antenne (502) sendet, auf. Der Transmitter bekommt seine Signale, die moduliert und gesendet werden, von dem Netzwerk, das mit der Basisstation verbunden ist. Dieses Netzwerk kann ein zellulares Infrastruktur-Netzwerk, das öffentliche Telefonnetzwerk oder irgendein anderes Netzwerk, das Verbindung zu einer drahtlosen Basisstation benötigt, sein.

Die Antenne (502) empfängt auch Signale von mobilen Kommunikationsgeräten. Diese Signale sind verbunden mit dem Empfänger (505) der Basisstation für die Demodulation und Übertragung zum Netzwerk. Der Empfänger (505) weist einen Sucher auf, der die FLL und den programmierbaren Rotator der vorliegenden Erfindung inkorporiert.

Die Basisstation weist weiterhin einen Basisstationscontroller bzw. eine Basisstationssteuerung (510) auf. Die Steuerung (510) ist verantwortlich für die Steuerung des Transmitters, des Empfängers und anderer Komponenten der Basisstation, die nicht gezeigt sind, aber auf dem Fachgebiet bekannt sind.

Zusammenfassend kann der Sucher der vorliegenden Erfindung eine beliebige Anzahl von Frequenz-Bins spezifizieren und Frequenzsuche, wie auch Code-Abstands-Suche bzw. Code-Space-Suche durchführen. Unter Verwendung eines programmierbaren Rotators ist der Sucher dazu in der Lage, ein Signal mit einem großen Frequenzfehler zu finden und zu verfolgen, wie zum Beispiel Signale, die einen Dopplereffekt verursacht durch Bewegung von und zu der Basisstation hin/weg erfahren.