PatentDe  


Dokumentenidentifikation DE60117880T2 24.08.2006
EP-Veröffentlichungsnummer 0001126589
Titel Leistungseinheit mit einem dreiphasigen Generator und einem Direktumrichter mit dreiphasiger Eingangsspannung und einphasiger Ausgangsspannung
Anmelder Honda Giken Kogyo K.K., Tokio/Tokyo, JP
Erfinder Asai, Koichi, Wako-shi, Saitama-ken, JP;
Shimizu, Motohiro, Wako-shi, Saitama-ken, JP;
Eguchi, Hiroyuki, Wako-shi, Saitama-ken, JP
Vertreter derzeit kein Vertreter bestellt
DE-Aktenzeichen 60117880
Vertragsstaaten DE, FR, GB, IT
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 26.01.2001
EP-Aktenzeichen 011016383
EP-Offenlegungsdatum 22.08.2001
EP date of grant 15.03.2006
Veröffentlichungstag im Patentblatt 24.08.2006
IPC-Hauptklasse H02M 5/27(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, EP
IPC-Nebenklasse H02P 9/48(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, EP   

Beschreibung[de]
HINTERGRUND DER ERFINDUNG Gebiet der Erfindung

Diese Erfindung betrifft eine Leistungseinheit, welche eine einphasige AC Leistung mit einer kommerziellen Frequenz oder einer ähnlichen Frequenz erzeugt.

Stand der Technik

Herkömmlich wird eine Leistungseinheit, welche eine Kombination aus einem klein bemessenen Motor und einem synchronen Generator ist, zum Beispiel breit verwendet für Notfallzwecke, Außenarbeiten, Freizeitbeschäftigung etc.

In diesem Typ von herkömmlicher Leistungseinheit hängt jedoch die Ausgangsfrequenz von der Drehzahl des Motors ab. Daher ist es in dem Fall eines bipolaren Generators, um eine AC Leistung von 50 Hz (oder 60 Hz) zu erhalten, erforderlich, die Drehzahl des Motors bei 3000 Upm (oder 3600 Upm) zu halten, d.h. bei einer relativ niedrigen Drehzahl, welche den Betriebswirkungsgrad der Leistungseinheit erniedrigt, und weiterhin ist es erforderlich, den Generator groß zu bemessen, was zu einem erhöhten Gesamtgewicht der Leistungseinheit führt.

Um diesen Nachteil zu überwinden, ist ein so genannter Invertergenerator durch den vorliegenden Anmelder vorgeschlagen worden, z.B. in der japanischen Patentpublikation (Kokoku) Nr. 7-67229 und der japanischen offengelegten Patentpublikation (Kokai) Nr. 4-355672, welcher derart aufgebaut ist, dass der Motor bei einer relativ hohen Drehzahl betrieben wird, um eine hohe AC Leistung von dem Generator zu erhalten, wobei die AC Leistung einmal auf Gleichstrom umgewandelt wird und dann der Gleichstrom in Wechselstrom mit einer kommerziellen Frequenz durch einen Inverter umgewandelt wird.

Der herkömmliche Invertergenerator erfordert jedoch das Vorsehen von zwei Leistungsumwandlungsblöcken, d.h. einen AC/DC Umwandlungsblock zum einmaligen Umwandeln der AC Leistung auf DC Leistung und einen DC/AC Umwandlungsblock zum Umwandeln der DC Leistung auf AC Leistung mit einer vorbestimmten Frequenz, sowie eine Schaltung zum zeitweisen Speichern der DC Leistung. Folglich wird die Verwendung von mehreren teuren Leistungsschaltungskomponenten benötigt. Dies macht es schwierig, die Größe des Generators zu reduzieren, und führt zu erhöhten Herstellungskosten.

Als eine Lösung dieses Problems ist ein so genannter Zyklokonvertergenerator kommerziell erhältlich geworden, bei dem ein Zyklokonverter (Direktumrichter) zur Verwendung mit dem Generator verwendet wird, um die hohe AC Leistung, die von dem Generator erzeugt wird (der Generator wird bei einer relativ hohen Motordrehzahl betrieben, und folglich ist die Frequenz des die AC Leistung erzeugenden Wechselstroms höher als eine vorbestimmte kommerzielle Frequenz), in AC Leistung mit einer vorbestimmten kommerziellen Frequenz zu erzeugen, ohne eine AC/DC Umwandlung auszuführen.

In dem herkömmlichen Zyklokonvertergenerator jedoch, da die von dem Generator erzeugte AC Leistung direkt in AC Leistung mit der vorbestimmten Frequenz (kommerzielle Frequenz) umgewandelt wird, ohne einmal auf den Gleichstrom umgewandelt zu werden, wie oben beschrieben ist, um eine übermäßige Fluktuation der Ausgangsspannung prompt zu reduzieren, die durch einen schnellen Wechsel der Eingangsspannung verursacht wird, welche unvermeidlich auftritt, wenn der Zyklokonvertergenerator in der Form eines Generators mit einer relativ kleinen Kapazität ausgebildet wird, oder, genauer gesagt, eine übermäßige Fluktuation der Ausgangsspannung, welche auftritt, wenn die Leistungseinheit zwischen einer unbelasteten Bedingung und einer belasteten Bedingung geschaltet wird, kurz gesagt, um eine Ausgangsspannungsregelung zu reduzieren, wird eine sehr große Rückkopplungsverstärkung der Leistungseinheit gefordert.

Wenn daher ein herkömmliches Steuerverfahren oder genauer gesagt ein Steuerverfahren zum Reduzieren der Ausgangsspannungsregelung einfach durch Rückkopplung der Wellenform der Ausgangsspannung auf den oben genannten herkömmlichen Zyklokonvertergenerator angewandt wird, ist, wie oben beschrieben, eine sehr große Rückkopplungsverstärkung erforderlich, was es schwierig macht, eine stabile Steuerung des Generators zu erreichen.

Eine mögliche Lösung dieses Problems besteht darin, den Zyklokonverter derart zu modifizieren, dass der Effektivwert der Ausgangsspannung über eine vorbestimmte Zahl von Wiederholperioden der Ausgangsspannung detektiert wird und eine Rückkopplungssteuerung auf der Basis des detektierten effektiven Spannungswertes ausgeführt wird, wodurch die Rückkopplungsverstärkung reduziert wird, damit der Generator eine stabilere Rückkopplungssteuerung durchführen kann.

Der wie oben modifizierte Zyklokonvertergenerator kann mit einer Fluktuation der Ausgangsspannung ausreichend fertig werden, die durch eine schnelle Änderung der Ausgangsspannung verursacht wird, welche auftritt, wenn die Leistungseinheit zwischen einer unbelasteten Bedingung und einer belasteten Bedingung geschaltet wird. Jedoch wird die AC Leistung von dem Generator erzeugt, der von einem Motor angetrieben wird, der mit einer relativ hohen Drehzahl betrieben wird, welche sich ändert, und solch eine AC Leistung wird direkt umgewandelt in AC Leistung mit einer vorbestimmten Frequenz (kommerzielle Frequenz), ohne in Gleichstrom umgewandelt zu werden. Daher ist es für den Generator unmöglich, mit Fluktuationen der Ausgangsspannung ausreichend fertig zu werden, die gemäß den Fluktuationen der Eingangsspannung auftreten, welche Fluktuationen in der Motordrehzahl zuschreibbar sind. Diese Unannehmlichkeit kann nicht eliminiert werden, sogar wenn der Effektivwert der Ausgangsspannung detektiert wird, indem die Anzahl von Wiederholperioden der Ausgangsspannung auf eine begrenzt wird, weil eine Zeitperiode, die zum Detektieren eines Effektivwertes der Ausgangsspannung pro Wiederholperiode genommen wird, beträchtlich länger als eine Zeitperiode ist, über welche eine Änderung der Eingangsspannung aufgrund einer Änderung der Motordrehzahl stattfindet. Genauer gesagt unter der Annahme, dass ein Einzylinder-Viertaktmotor bei 3600 Upm rotiert, um den Generator anzutreiben, und eine nominale Last mit der Leistungseinheit verbunden wird, variiert die Motordrehzahl bis etwa ±150 Upm von 3600 Upm. Innerhalb dieses Variationsbereiches der Motordrehzahl setzt sich insbesondere ein Explosionshub des Motors, während dem eine Änderung der Motordrehzahl mit einem scharfen Anstiegsgradienten auftritt, über eine Zeitperiode von etwa 5ms fort. Andererseits unter der Annahme, dass die Frequenz der AC Ausgabe des Zyklokonvertergenerators eine kommerzielle Frequenz, d.h. 50Hz, ist, beträgt eine für die Detektierung eines Effektivwertes der Ausgangsspannung pro Wiederholperiode genommene Zeitperiode 20ms. Dies bedeutet, dass, wenn ein Faktor detektiert worden ist, um eine effektive Rückkopplungssteuerung auf der Basis davon auszuführen, eine Änderung der Motordrehzahl, die verantwortlich für den Faktor ist, welcher gesteuert werden soll, bereits beendet ist, und folglich kann sogar das Verfahren auf der Basis der Detektierung des Effektivwertes der Ausgangsspannung pro Wiederholperiode die Leistungseinheit nicht in den Stand versetzen, ausreichend mit Fluktuationen der Ausgangsspannung fertig zu werden, die aufgrund der Fluktuationen der Eingangsspannung auftreten, welche durch Fluktuationen der Motordrehzahl verursacht werden.

Weiterhin offenbart die US 5,886,893 eine tragbare Leistungseinheit mit einem dreiphasigen Generator, der eine dreiphasige Eingangsspannung erzeugt, welche in eine einphasige Hochleistung-Ausgangsspannung mittels eines Zyklokonverters transformiert wird. Der Zyklokonverter wird verwendet, um den vom Generator gelieferten Wechselstrom einer ersten Frequenz in eine zweite kommerzielle Frequenz zu transformieren, welche von einer Last verwendbar ist.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Leistungseinheit bereitzustellen, welche eine stabile Rückkopplungssteuerung durch Reduzieren einer Rückkopplungsverstärkung durchführen und gleichzeitig mit Fluktuation der Ausgangsspannung ausreichend fertig werden kann, die aufgrund von Fluktuationen der Eingangsspannung auftreten, welche durch Fluktuationen der Drehzahl eines Motors als einer Antriebsquelle der Leistungseinheit verursacht werden.

Um die obige Aufgabe zu erreichen, stellt die vorliegende Erfindung eine Leistungseinheit gemäß Anspruch 1 bereit. Bevorzugte Ausführungsformen sind in den abhängigen Ansprüchen definiert.

Die obige und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden deutlicher aus der folgenden Detailbeschreibung, genommen in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

1 ist ein Blockdiagramm, das schematisch die gesamte Anordnung einer Leistungseinheit gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;

2A ist eine Querschnittansicht eines in 1 gezeigten AC Generators;

2B ist eine Längsschnittansicht des AC Generators;

3 ist ein Schaltungsdiagramm, das den Aufbau eines in 1 gezeigten Zyklokonverters zeigt;

4 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel einer Synchronisierungssignal-Bildungsschaltung 18 zeigt;

5 ist ein Zeitdiagramm, das Spannungsänderungen, die zwischen einer U Phase, einer V Phase und einer W Phase angelegt werden, welche jeweils in 6A bis 6D oder 7 gezeigt sind, Anschalttiming von Fotokopplern und Anschalttiming von Gates der Thyristoren zeigt;

6A ist ein Diagramm, das eine Ausgangswellenform eines positiven Wandlers zeigt, welche sich zeigt, wenn jeder Thyristor davon zu einem Zündwinkel von 120° gefeuert wird;

6B ist ein Diagramm, das eine Ausgangswellenform eines negativen Wandlers zeigt, welche sich zeigt, wenn jeder Thyristor davon zu einem Zündwinkel von 120° gefeuert wird;

6C ist ein Diagramm, das eine Ausgangswellenform des positiven Wandlers zeigt, welche sich zeigt, wenn jeder Thyristor davon zu einem Zündwinkel von 60° gefeuert wird;

6D ist ein Diagramm, das eine Ausgangswellenform des negativen Wandlers zeigt, welche sich zeigt, wenn jeder Thyristor davon zu einem Zündwinkel von 60° gefeuert wird;

7 ist ein Diagramm, das Referenzsägezahnwellen zeigt, welche zum Steuern der Zündwinkel der Thyristoren erzeugt werden;

8 ist ein Diagramm, welches beim Erklären eines zu lösenden Problems hilfreich ist, wenn der Zündwinkel auf einen Bereich von 120° bis –60° gesteuert wird; und

9A bis 9D sind Diagramme, die beim Erklären von Gründen des von der vorliegenden Ausführungsform verwendeten Verfahrens hilfreich sind, um Fluktuationen (Pulsation) der Ausgangsspannung, die von Fluktuationen der Motordrehzahl verursacht werden, zu entfernen.

DETAILIERTE BESCHREIBUNG EINER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM

Als nächstes wird die vorliegende Erfindung mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben, die eine Ausführungsform zeigen.

1 zeigt die gesamte Anordnung einer Leistungseinheit gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.

In der Figur bezeichnen Bezugsziffern 1 und 2 Ausgangswindungen, die unabhängig um einen Stator eines AC Generators gewickelt sind, d.h., Referenzziffer 1 bezeichnet eine dreiphasige Hauptausgangswindung (im Folgenden als die „dreiphasige Hauptspule" bezeichnet), und Bezugsziffer 2 bezeichnet eine dreiphasige Hilfsausgangswindung (im Folgenden als die „dreiphasige Unterspule" bezeichnet).

2A und 2B zeigen jeweils den Aufbau des AC Generators im Längsschnitt und im Querschnitt. Die dreiphasige Hauptspule 1 ist aus Spulen gebildet, die 21 Pole innerhalb einer Fläche A1 bilden, und die dreiphasige Unterspule 2 ist aus Spulen gebildet, die drei Pole innerhalb einer Fläche A2 bilden. Ein Rotor R ist mit acht Paaren von Magnetpolen von Permanentmagneten gebildet und für eine Rotation durch einen Verbrennungsmotor, nicht gezeigt, angetrieben. Der Rotor R dient auch als ein Schwungrad des Motors.

Mit Bezug wieder auf 1 hat die dreiphasige Hauptspule 1 drei Ausgangsanschlüsse U, V und W, welche mit entsprechenden Eingangsanschlüssen U, V und W jedes der positiven und negativen Wandler BC1 und BC2 eines Zyklokonverters CC verbunden sind.

3 zeigt den Aufbau des in 1 gezeigten Zyklokonverters CC. Wie in der Figur gezeigt, besteht der Zyklokonverter CC aus zwölf Thyristoren SCRk± (k = 1, 2, ..., 6), wobei sechs Thyristoren SCRk+ davon eine Brückenschaltung (im Folgenden als „der positive Wandler" bezeichnet) BC1 zum Liefern eines positiven elektrischen Stromes bilden und wobei die restlichen sechs Thyristoren SCRk– davon eine andere Brückenschaltung (im Folgenden als „der negative Wandler" bezeichnet) BC2 zum Liefern eines negativen elektrischen Stromes bilden.

Wenn der dreiphasige Generator mit 24 Polen (drei von ihnen werden verwendet, um Synchronisierungssignale zum Steuern von jeweiligen Gates der Thyristoren SCRk± zu erzeugen), die mit dem Zyklokonverter CC verbunden sind, von dem Motor angetrieben wird, werden acht Zyklen des dreiphasigen Wechselstromes an den Zyklokonverter CC je Umdrehung der Kurbelwelle des Motors geliefert. Wenn die Drehzahl des Motors auf einen Bereich von 1200 Upm bis 4500 Upm (äquivalent einem Frequenzbereich von 20 Hz bis 75 Hz) eingestellt wird, beträgt die Frequenz der dreiphasigen AC Leistung des Generators 160 Hz bis 600 Hz, acht mal so hoch wie die Drehzahl des Motors.

Mit Bezug erneut auf 1 sind die drei Ausgangsanschlüsse U, V und W der dreiphasigen Hauptspule 1 mit den jeweiligen Eingangsanschlüssen U, V und W jedes der positiven und negativen Wandler BC1 und BC2 des Zyklokonverters CC, wie oben erwähnt, verbunden. Die Ausgangsseite des Zyklokonverters CC ist mit einem LC Filter 3 verbunden, um harmonische Komponenten des Ausgangsstroms von dem Zyklokonverter CC zu entfernen. Die Ausgangsseite des LC Filters 3 ist mit einer Ausgangsspannung-Detektierschaltung 5 verbunden, um eine Spannung des von dem LC Filter 3 gelieferten Ausgangsstromes mit den daraus entfernten harmonischen Komponenten zu detektieren. Ein positiver Eingangsanschluss der Ausgangsspannung-Detektierschaltung 5 ist mit dem LC Filter 3 verbunden, und ein negativer Eingangsanschluss davon ist mit der Erde GND des Steuersystems der Leistungseinheit verbunden, wodurch eine einphasige Ausgabe von den positiven und negativen Eingangsanschlüssen der Ausgangsspannung-Detektierschaltung 5 erhalten wird.

Eine Ausgangsseite der Ausgangsspannung-Detektierschaltung 5 ist verbunden mit einer Effektivspannungswert-Berechnungsschaltung 8, um einen Effektivwert je Wiederholperiode der Ausgangsspannung der Schaltung 5 zu berechnen. Eine Ausgangsseite der Schaltung 8 ist verbunden mit einem negativen Eingangsanschluss eines Komparators 9. Verbunden mit einem positiven Eingangsanschluss des Komparators 9 ist eine Referenzeffektivspannungswert-Erzeugungsschaltung 10, um einen Effektivwert einer Referenzspannung zu erzeugen, der von der Leistungseinheit (Referenzeffektivspannungswert) erzeugt werden soll. Eine Ausgangsseite des Komparators 9 ist verbunden mit einer Steuerfunktion-Berechnungsschaltung 11, welche eine Steuerfunktion berechnet, z.B. eine lineare Funktion, auf der Basis von Ergebnissen des Vergleichs durch den Komparator 9.

Eine Ausgangsseite der Steuerfunktion-Berechnungsschaltung 11 ist verbunden mit einer Eingangsseite einer Amplitudensteuerschaltung 12, welche die Amplitude einer Zieiwellenausgabe einer Zielwellen-Bildungsschaltung 14 steuert. Die andere Eingangsseite der Amplitudensteuerschaltung 12 ist verbunden mit der Ausgangsseite eines Komparators 20, welcher die Differenz (oder einen Wert entsprechend der Differenz) zwischen einer Sinuswelle mit z.B. einer kommerziellen Frequenz von 50 Hz oder 60 Hz, die von einer Referenzsinuswelle-Bildungsschaltung 13 geliefert wird, und der Ausgangsspannung, die von der Ausgangsspannung-Detektierschaltung 5 detektiert wird, liefert. Die Amplitudensteuerschaltung 12 liefert ein Amplitudensteuersignal, um die Amplitude der Zielwelle in Antwort auf die Steuerfunktion, die von der Steuerfunktion-Berechnungsschaltung 11 geliefert wird, und der Differenz, die von dem Komparator 20 geliefert wird, zu steuern.

Eine Ausgangsseite der Amplitudensteuerschaltung 12 ist verbunden mit der Zielwellen-Bildungsschaltung 14, welche eine Zielwelle in Antwort auf das Amplitudensteuersignal von der Schaltung 12 erzeugt. Eine Ausgangsseite der Zielwelle-Bildungsschaltung 14 ist verbunden mit dem positiven Eingangsanschluss des Komparators 21. Andererseits ist eine Ausgangsseite einer Drehfluktuation-Detektionsschaltung 22, die Fluktuationen der Drehzahl des Motors detektiert auf der Basis von Synchronisationssignalen einer Synchronisationssignal-Bildungsschaltung 18, auf die unten Bezug genommen wird, verbunden mit einer Zuwachs-Anpassschaltung 23. Die Zuwachs-Anpassschaltung 23 stellt den Ausgabelevel der Drehfluktuation-Detektierschaltung 22 ein, d.h. erzeugt ein umgekehrtes charakteristisches Signal, welches durch Anpassen der Amplitude der Ausgabe der Drehfluktuation-Detektierschaltung 22 gebildet ist, derart, dass das resultierende umgekehrte charakteristische Signal eine Charakteristik umgekehrt zu einer Charakteristik einer Fluktuation der Motordrehzahl aufweist, zur Verwendung beim Ändern der Amplitude der Zielwelle, und liefert das umgekehrte charakteristische Signal an einen negativen Eingangsanschluss des Komparators 21. Eine Ausgangsseite des Komparators 21 ist verbunden mit einer Zündwinkelsteuereinrichtung 15, um den Zündwinkel eines Gates jedes der Thyristoren SCRk± zu steuern, die den Zyklokonverter CC bilden, sowie mit einem positiven Eingangsanschluss eines Komparators 16.

Die Zündwinkel-Steuereinrichtung 15 besteht aus einer Steuereinrichtung 15a mit positivem Gate zum Steuern der Zündwinkel von Gates der Thyristoren SCRk+ des positiven Wandlers BC1 (im Folgenden als „die positiven Gates" bezeichnet) und einer Steuereinrichtung 15b mit negativem Gate zum Steuern der Zündwinkel von Gates der Thyristoren SCRk– des negativen Wandlers BC2 (im Folgenden als „die negativen Gates" bezeichnet).

Die Steuereinrichtungen 15a, 15b mit positivem und negativem Gate haben jeweils sechs Komparatoren, nicht gezeigt, von denen jeder die Zielwelle mit einem Synchronisierungssignal (Referenzsägezahnwelle) vergleicht, auf das später Bezug genommen wird, und zündet ein entsprechendes Gate, wenn die zwei Wellen miteinander übereinstimmen.

Ein negativer Eingangsanschluss des Komparators 16 ist verbunden mit der Ausgangsseite der Ausgangsspannung-Detektierschaltung 5, und ein Ausgangsanschluss des Komparators 16 ist verbunden mit der Steuereinrichtung 15a mit positivem Gate und der Steuereinrichtung 15b mit negativem Gate. Der Komparator 16 vergleicht die Spannung, die von der Ausgangsspannung-Detektierschaltung 5 geliefert wird, mit der Zielwelle und liefert selektiv ein hohes (H) Pegelsignal und ein tiefes (L) Pegelsignal in Abhängigkeit von den Ergebnissen des Vergleichs.

Wenn das H Pegelsignal von dem Komparator 16 geliefert wird, wird die Steuereinrichtung 15a mit positivem Gate aktiviert, während die Steuereinrichtung 15b mit negativem Gate deaktiviert wird. Wenn andererseits das L Pegelsignal geliefert wird, wird die Steuereinrichtung 15a mit positivem Gate deaktiviert, während die Steuereinrichtung 15b mit negativem Gate aktiviert wird.

Die Ausgangsseiten der dreiphasigen Unterspulen 2 sind mit der Synchronisationssignal-Bildungsschaltung 18 verbunden.

4 zeigt den Aufbau der Synchronisationssignal-Bildungsschaltung 18. Wie in der Figur gezeigt, ist die Schaltung 18 durch sechs Fotokoppler PCk (k = 1, 2, ..., 6) und sechs Dioden Dk (k = 1, 2, ..., 6) gebildet.

Komponenten des dreiphasigen Wechselstroms (d.h. U-Phasenstrom, V-Phasenstrom und W-Phasenstrom), der von der dreiphasigen Unterspule 2 erhalten wird, werden an einen dreiphasigen Vollwellen-Brückengleichrichter FR geliefert, der durch primäre lichtemittierende Dioden (LEDs) der jeweiligen sechs Fotokoppler PCk und der sechs Dioden Dk gebildet ist. Gleichstromkomponenten der dreiphasigen Wechselstromvollwelle, die von dem dreiphasigen Vollwellen-Gleichrichter FR gleichgerichtet wird, werden von den primären lichtemittierenden Dioden in Licht transformiert, und das Licht wird dann in elektrischen Strom durch sekundäre Fotosensoren, nicht gezeigt, umgewandelt, die mit den primären lichtemittierenden Dioden des Fotokopplers PCk verbunden sind. Kurz gesagt, ein elektrischer Strom entsprechend der dreiphasigen Wechselstromvollwelle, die von dem dreiphasigen Vollwellengleichrichter FR gleichgerichtet ist, wird von den sekundären Fotosensoren der Fotokoppler geliefert. Die elektrischen Ströme werden verwendet, um ein Synchronisierungssignal mit z.B. einer Sägezahnwellenform zu bilden, um einen Phasensteuerwinkel (Zündwinkel) &agr; eines Gates jedes der Thyristoren SCRk± zu steuern, wie im Detail später beschrieben wird.

5 zeigt Änderungen der Außenleiterspannungen, die jeweils zwischen Paaren der U, V und W Phasen der dreiphasigen AC Leistung angelegt sind, wie in 3 oder 4 gezeigt ist, und das Timing des „Anschaltens" der Fotokoppler PCk.

Angenommen, dass die Außenleiterspannungen (U-V, U-W, V-W, V-U, W-U und W-V) sich wie in 5 gezeigt ändern, hat die Wellenform einer vollwellengleichgerichteten Ausgabe des dreiphasigen Vollwellengleichrichters FR eine Wiederholperiode von einem Sechstel der der Wellenform jeder Außenleiterspannung, die von der Hauptspule erhalten wird. Wenn zum Beispiel die U-V Spannung in einem Phasenwinkelbereich von 60° bis 120° liegt, wo die U-V Spannung die höchste von allen Außenleiterspannungen ist, werden die Fotokoppler PC1 und PC5 paarweise angeschaltet (die anderen Fotokoppler bleiben ausgeschaltet), wodurch die dreiphasige Vollwellengleichrichterschaltung FR einen elektrischen Strom bei einer Spannung entsprechend der U-V Spannung liefert. Das heißt, der dreiphasige Vollwellengleichrichter FR liefert einen elektrischen Strom bei einer Spannung entsprechend dem Maximalwert von allen Außenleiterspannungen, so dass die Wiederholperiode der Ausgangsspannung einem Phasenwinkel von 60° entspricht, und folglich gleich einem Sechstel der Wiederholperiode der dreiphasigen Ausgangsspannung der Hauptspule ist, welche einem Phasenwinkel von 360° entspricht.

5 zeigt ebenfalls einen steuerbaren Bereich des Zündtimings (Anschalten) des Gates jedes der Thyristoren SCRk±, welcher auf einen Phasenwinkelbereich von 120° bis 0° einer entsprechenden Außenleiterspannung eingestellt ist, mit zwei Beispielen von Zündzeitpunkten jedes Gates, welche durch schraffierte Abschnitte (d.h. Zündwinkel von 120° und 60°) angezeigt sind, wie später beschrieben wird.

Gemäß diesem Timing wird jedes Gate des positiven Wandlers BC1 gezündet (angeschaltet), um einen elektrischen Strom davon zu liefern, und jedes Gate des negativen Wandlers BC2 wird angeschaltet, um elektrischen Strom zu absorbieren.

Selbstverständlich ist es nicht erforderlich, dass die Gates kontinuierlich über einen ausgewählten Abschnitt des steuerbaren Bereiches angeschaltet sind, sondern die Anwendung eines vorbestimmten Pulses zu einem Zeitpunkt, der durch den schraffierten Abschnitt (z.B. entsprechend einem der Zündwinkel von 120° und 60°) angezeigt ist, ermöglicht es, dass der gleiche Betrieb wie oben durchgeführt wird.

6A bis 6D zeigen Beispiele von Wellenformen der Ausgabe des Zyklokonverters, die erhalten werden, wenn die Thyristoren SCRk± des positiven und des negativen Wandlers BC1 und BC2 jeweils zu Zündwinkeln von 120° und 60° gezündet werden.

6A zeigt eine Ausgangswellenform des Zyklokonverters CC, die erhalten wird, wenn jeder Thyristor SCRk+ des positiven Wandlers BC1 zu einem Zündwinkel &agr; von 120° angeschaltet wird, und 6B eine Ausgangswellenform, die erhalten wird, wenn jeder Thyristor SCRk– des negativen Wandlers BC2 zu einem Zündwinkel &agr; von 120° angeschaltet wird. 6C zeigt andererseits eine Ausgangswellenform, die erhalten wird, wenn jeder Thyristor SCRk+ des positiven Wandlers BC1 zu einem Zündwinkel &agr; von 60° angeschaltet wird, und 6D eine Ausgangswellenform des Zyklokonverters CC, die erhalten wird, wenn jeder Thyristor SCRk– des negativen Wandlers BC2 zu einem Zündwinkel &agr; von 60° angeschaltet wird.

Wenn jeder Thyristor SCRk+ des positiven Wandlers BC1 zu dem Zündwinkel &agr; von 120° angeschaltet wird, stellt die Ausgangswellenform des Zyklokonverters CC eine Vollwellengleichrichtungsstromwellenform dar, wie in 6A gezeigt ist. Wenn jeder Thyristor SCRk+ des positiven Wandlers BC1 zu einem Zündwinkel &agr; von 60° angeschaltet wird, enthält die Ausgangswellenform mehrere harmonische Komponenten, wie in 6C gezeigt ist. Diese harmonischen Komponenten können jedoch durch einen Tiefpassfilter entfernt werden, der mit der Ausgangsseite des Zyklokonverters CC verbunden ist, so dass elektrischer Strom bei einer gemittelten Spannung ausgegeben wird. Wie oben beschrieben unter der Annahme, dass die Leistungszufuhr an den Zyklokonverter ein dreiphasiger Generator mit 24 Polen ist und die Drehzahl des Motors auf 3600 Upm eingestellt ist, ist die Frequenz einer einfachen Welle der harmonischen Komponenten gegeben durch die folgende Gleichung: 60 Hz(= 3600 Upm)·8(.te harmonische)·3(Phasen)·2(Halbwellen)(=1 Vollwelle) = 2,88 kHz

Indem weiterhin der Zündwinkel &agr; jedes Thyristors des positiven Wandlers BC1 innerhalb eines Bereiches von 0° bis 120° variiert wird, kann der Zyklokonverter CC eine positive Spannung, wenn gewünscht, erzeugen, welche eine gemittelte Spannung innerhalb eines Bereiches von 0 V bis zu einer positiven Vollwellengleichrichtungsspannung hat. Indem der Zündwinkel &agr; jedes Thyristors des negativen Wandlers BC2 auf die gleiche Weise variiert wird, kann der Zyklokonverter CC eine negative Spannung, falls gewünscht, erzeugen, welche eine gemittelte Spannung innerhalb eines Bereiches von 0 V bis zu einer negativen Vollwellengleichrichtungsspannung hat.

Als nächstes wird die Art, wie der Zündwinkel &agr; gesteuert wird, beschrieben.

7 zeigt Referenzsägezahnwellen, die zum Steuern des Zündwinkels &agr; der Thyristoren des Zyklokonverters erzeugt werden. Die in der Figur gezeigten Referenzsägezahnwellen werden auf der Basis von entsprechenden elektrischen Strömen erzeugt, die von den sekundären Fotosensoren der in 4 gezeigten Fotokopplern PCk detektiert, d.h. genommen, werden.

Eine Referenzsägezahnwelle zur Steuerung des Thyristors SCR1+ des positiven Wandlers BC1 ist zum Beispiel eine, welche sich in der Spannung innerhalb eines Phasenwinkelbereichs von 120° bis –60° ändert und 0 V bei einem Phasenwinkel von 0° annimmt. Referenzsägezahnwellen, die jeweils eine Phasendifferenz von 60° von benachbarten haben, entsprechen sequenziell den Thyristoren SCRk+, d.h. SCR1+, SCR6+, SCR2+, SCR4+, SCR3+ und SCR5+.

Andererseits ist eine Referenzsägezahnwelle zur Steuerung des Thyristors SCR1– des negativen Wandlers BC2 zum Beispiel eine, welche symmetrisch zu der Sägezahnwelle für den Thyristor SCR1+ bezüglich einer horizontalen 0 Voltlinie ist, d.h. welche eine Phasendifferenz von 180° von der Sägezahnwelle für den Thyristor SCR1+ hat. Ähnlich dem positiven Wandler BC1 entsprechen Referenzsägezahnwellen, die jeweils eine Phasendifferenz von 60° zu den benachbarten haben, sequenziell den Thyristoren SCRk–, d.h. SCR1–, SCR6–, SCR2–, SCR4–, SCR3– und SCR5–.

Folglich liefern die zwölf Sägezahnwellen jeweils Referenzwellenformen zur Steuerung der Thyristoren SCRk± der positiven und negativen Wandler BC1, BC2. Diese Sägezahnwellen werden verglichen mit einer Zielwellenform r durch die Verwendung von Komparatoren, nicht gezeigt, die in zwölf Kanälen vorgesehen sind, und ein Schnittpunkt jeder Sägezahnwelle mit der Zielwellenform bestimmt einen Zündwinkel jedes entsprechenden Thyristors SCRk±.

Durch Verwenden einer Sinuswelle als Zielwelle, um dadurch sinusförmig den Zündwinkel &agr; zu variieren, ist es möglich, eine sinusförmige Ausgabewelle von dem Zyklokonverter CC zu erhalten.

In 7 erstreckt sich der steuerbare Bereich des Zündwinkels von dem Bereich von 120° bis 0°, der in 5 gezeigt ist, zu einem Bereich von 120° bis –60°. Der Grund für diese Ausdehnung des steuerbaren Bereiches des Zündwinkels ist wie folgt.

In dem herkömmlichen Zyklokonverter CC, bei dem der Zündwinkel innerhalb eines Bereichs von 120° bis 0° gesteuert wird, wenn die Ausgangsspannung des Zyklokonverters CC gesteuert wird, um abzunehmen, wenn eine kapazitive Last mit einem Ausgangsanschluss davon verbunden wird und gleichzeitig ein positives Potential an der Lastseite existiert, tritt eine Diskontinuität in der Beziehung zwischen dem Zündwinkel jedes Thyristors SCRk± und der Ausgangsspannung auf, was es unmöglich macht, die Ausgangsspannung zu stabilisieren. Das heißt, um die Ausgangsspannung zu vermindern, wenn ein positives Potential an der Lastseite existiert, ist es erforderlich, die positive Ladung auf der Lastseite zu absorbieren. Bei dem herkömmlichen Zyklokonverter jedoch, da der Zündwinkel &agr; innerhalb des begrenzten Bereiches von 120° bis 0° gesteuert wird, ist es für den positiven Wandler BC1 unmöglich, die positive Ladung auf der Lastseite zu absorbieren, und daher muss der negative Wandler BC2 sie absorbieren. Wenn der negative Wandler BC2 die positive Ladung absorbiert, da die Ausgangsspannung des negativen Wandlers BC2 sich von der negativen Vollwellengleichrichtungsspannung bis 0 V, wie oben beschrieben, ändern kann, fällt die positive Ladung an der Lastseite plötzlich ab auf 0 V, was eine Diskontinuität in der Ausgangsspannung verursacht. Wenn der steuerbare Bereich des Zündwinkels sich von 120° bis –60° erstreckt, ist es möglich, die positive Ladung von dem negativen Wandler BC2 derart zu absorbieren, dass eine positive Ausgangsspannung erreicht wird, so dass keine Diskontinuität in der Ausgangsspannung auftritt, wodurch es möglich wird, eine Stabilität der Steuerung sicherzustellen.

Wenn jedoch der steuerbare Bereich so auf die negative Seite ausgedehnt ist, wie in 8 gezeigt ist, überlappen die Ausgangsbereiche der positiven und negativen Wandler BC1, BC2 miteinander, so dass es zwei Schnittpunkte TO1 und TO2 zwischen der Zielwelle r und jeder Sägezahnwelle gibt, und folglich ist es unmöglich zu urteilen, welcher der positiven und negativen Wandler BC1 und BC2 zum Zünden der Gates eines entsprechenden der Thyristoren SCRk± davon ausgewählt werden soll. Um dieses Problem zu lösen, wird in der vorliegenden Ausführungsform einer der positiven und negativen Wandler BC1 und BC2 gemäß den Ergebnissen des Vergleichs von dem Komparator 16 ausgewählt, wie oben beschrieben ist.

Mit Bezug erneut auf 1 ist die Ausgangsseite der Synchronisationssignal-Bildungsschaltung 18 verbunden mit der Steuereinrichtung 15a mit positivem Gate und mit der Steuereinrichtung 15b mit negativem Gate. Verbindungsleitungen zwischen der Synchronisationssignal-Bildungsschaltung 18 und den Einrichtungen 15a, 15b mit positivem und negativem Gate sind jeweils durch sechs Signalleitungen ausgebildet, welche mit entsprechenden der sechs Komparatoren jeder der Gatesteuereinrichtungen 15a und 15b verbunden sind, um sie mit den entsprechenden Sägezahnwellen zu versorgen, die ausgedehnte Sägezahnabschnitte haben, die oben mit Bezug auf 7 zu dem in 7 gezeigten Zeitpunkt beschrieben wurden.

Die Ausgangsseiten der sechs Komparatoren der positiven Steuereinrichtung 15a sind verbunden mit den Gates der jeweils entsprechenden Thyristoren SCRk+ des positiven Wandlers BC1, während die Ausgangsseiten der sechs Komparatoren der negativen Steuereinrichtung 15b mit den Gates der jeweils entsprechenden Thyristoren SCRk– des negativen Wandlers BC2 verbunden sind.

Obwohl in der vorliegenden Ausführungsform die Synchronisationssignal-Bildungsschaltung 18 derart konstruiert ist, dass sie Synchronisierungssignale (Referenzsägezahnwellen) in Antwort auf die dreiphasige Ausgabe von der dreiphasigen Unterspule 2 bildet, ist dies nicht beschränkend, sondern eine einphasige Unterspule kann anstelle der dreiphasigen Unterspule 2 verwendet werden, um ein Synchronisationssignal in Antwort auf die einphasige Ausgabe zu bilden.

Als nächstes wird die Arbeitweise der wie oben aufgebauten Leistungseinheit beschrieben.

Wenn der Rotor R für eine Rotation von dem Motor angetrieben wird, werden Spannungen zwischen den dreiphasigen Ausgangsanschlüssen der dreiphasigen Hauptspule 1 wie oben beschrieben erzeugt. Dann, wenn das Gate jedes der Thyristoren SCRk± von der Zündwinkelsteuereinrichtung 15 gezündet wird, liefert der Zyklokonverter CC elektrischen Strom, und der Filter 3 entfernt harmonische Komponenten aus dem elektrischen Strom. Die Ausgangsspannung-Detektierschaltung 5 detektiert die Spannung des elektrischen Stroms. Die Effektivspannungswert-Berechnungsschaltung 8 berechnet einen Effektivwert der Spannung je Wiederholperiode auf der Basis der so detektierten Spannung und erzeugt ein Signal, das den berechneten Effektivwert angibt.

Der Komparator 9 vergleicht den Effektivwert je Wiederholperiode mit dem Referenzeffektivspannungswert, der von der Referenzeffektivspannungswert-Erzeugungsschaltung 10 geliefert wird, und die Steuerfunktion-Berechnungsschaltung 11 berechnet die Steuerfunktion (lineare Funktion) auf der Basis von Vergleichsergebnissen, um die berechnete Funktion zu liefern. Genauer gesagt berechnet die Steuerfunktion-Berechnungsschaltung 11 die lineare Funktion derart, dass ein proportionaler Koeffizient (Proportionalitätskonstante) der linearen Funktion erhöht wird, wenn die Differenz zwischen dem Referenzeffektivspannungswert von der Referenzeffektivspannungswert-Erzeugungsschaltung 10 und dem effektiven Wert je Wiederholperiode von der Effektivspannungswert-Berechnungsschaltung 8 größer ist.

Der Komparator 20 liefert die Differenz zwischen der Referenzsinuswellenausgabe der Referenzsinuswelle-Bildungsschaltung 13 und der Ausgangsspannung, die von der Ausgangsspannung-Detektierschaltung 5 detektiert wird, an die Amplitudensteuerschaltung 12.

Die Amplitudensteuerschaltung 12 erzeugt ein Steuersignal zum Steuern der Amplitude der Zielwelle (Sinuswelle von 50 Hz oder 60 Hz), die von der Zielwelle-Bildungsschaltung 14 geliefert werden soll, auf der Basis der Differenz, die von dem Komparator 20 geliefert wird, und der Steuerfunktion, die von der Steuerfunktion-Berechnungsschaltung 11 wie oben beschrieben berechnet wird, und die Zielwelle-Bildungsschaltung 14 bildet die Zielwelle auf der Basis des Steuersignals und liefert dieses an den Komparator 21.

Wenn die von der Zielwelle-Bildungsschaltung 14 gelieferte Zielwelle Komponenten enthält, die einer Fluktuation der Drehzahl des Motors zuschreibbar sind, entfernt der Komparator 21 die Komponenten aus der Zielwelle auf der Basis des umgekehrten charakteristischen Signals, das in den negativen Eingang von der Zuwachs-Anpassschaltung 23 eingegeben wird. Dann vergleicht der Komparator 16 die Zielwelle, die von Komponenten befreit wurde, welche einer Fluktuation zuschreibbar sind, mit der detektierten Spannung der Ausgangsspannung-Detektierschaltung 5. Wenn die erstere spannungsmäßig höher als die letztere ist, wird ein Signal mit hohem Pegel (H) von dem Komparator 16 geliefert, um die Steuereinrichtung 15a mit positivem Gate zu aktivieren, während, wenn die erstere spannungsmäßig kleiner als die letztere ist, ein Signal mit tiefem Pegel (L) von dem Komparator 16 geliefert wird, um die Steuereinrichtung 15b mit negativem Gate zu aktivieren.

Die Komparatoren einer ausgewählten der Steuereinrichtung 15a mit positivem Gate und der Steuereinrichtung 15b mit negativem Gate vergleichen jeweils die Zielwelle der Zielwelle-Bildungsschaltung 14 mit einer entsprechenden Sägezahnwelle der Synchronisationssignal-Bildungsschaltung 18, und, wenn die Zielwelle mit der Sägezahnwelle übereinstimmt oder diese schneidet, wird ein einmaliger Puls mit einer vorbestimmten Wellenlänge von der Gatesteuereinrichtung 15 an das Gate eines entsprechenden der Thyristoren SCRk± geliefert, um dessen Zündwinkel zu steuern.

9A bis 9D sind Diagramme, welche nützlich sind zum Erklären von Gründen des von der vorliegenden Ausführungsform verwendeten Verfahrens, um Fluktuationen (Pulsation) der Ausgangsspannung, welche durch Fluktuationen der Motordrehzahl verursacht werden, zu entfernen. 9A zeigt ein Beispiel einer Fluktuation der Motordrehzahl, die durch einen Explosionshub des Motors verursacht ist. 9B zeigt ein Beispiel einer Fluktuation einer Ausgangsspannung, die von einer vorbestimmten Phase der in 1 gezeigten dreiphasigen Hauptspule 1 erhalten wird, welche der in 9A gezeigten Fluktuation der Motordrehzahl zuschreibbar ist, während 9C ein Beispiel einer Fluktuation in einer einphasigen Ausgangsspannung, die von der in 1 gezeigten Ausgangsspannung-Detektierschaltung 5 detektiert wird, zeigt, welche der in 9A gezeigten Fluktuation der Motordrehzahl zuschreibbar ist. 9D zeigt ein Beispiel einer Charakteristik des umgekehrten charakteristischen Signals, das von der Zuwachs-Anpassschaltung 23 erzeugt wird, auf dessen Basis die Zielwelle korrigiert wird, um mit der in 9A gezeigten Fluktuation der Motordrehzahl fertig zu werden.

Wie in 9A gezeigt ist, bewirkt der Explosionshub des Motors, der während einer Zeitperiode von einer Zeit t1 bis zu einer Zeit t2 ausgeführt wird, eine Änderung der Drehzahl in einem Bereich von ±150 Upm mit einem scharfen Anstiegsgradienten bezüglich einer Nominaldrehzahl von 3600 Upm. Diese Änderung bewirkt, dass der Ausgangsstrom, der von der dreiphasigen Hauptspule 1 erhalten wird, wie in 9B gezeigt pulsiert, und im Ergebnis pulsiert auch die Ausgangsspannung, wie in 9C gezeigt ist.

Indem daher die Amplitude der Zielwelle auf der Basis der Charakteristik des in 9D gezeigten umgekehrten charakteristischen Signals, welches umgekehrt zu der Charakteristik der Änderung (Fluktuation) der Drehzahl des Motors ist, geändert wird, ist es möglich, die Pulsation der in 9B gezeigten Ausgangsspannung und die der in 9C gezeigten einphasigen Ausgangsspannung zu entfernen.

Zu diesem Zweck beliefert die Zuwachs-Anpassschaltung 23 den negativen Eingangsanschluss des Komparators 21 mit dem umgekehrten charakteristischen Signal, das durch Anpassen der Ausgangsamplitude der Drehfluktuation-Detektierschaltung 22 derart gebildet wird, dass das resultierende umgekehrte charakteristische Signal eine Charakteristik umgekehrt zu einer Charakteristik einer Fluktuation der Motordrehzahl hat, wie oben mit Bezug auf 1 beschrieben ist.

Wie oben beschrieben, wird gemäß der vorliegenden Ausführungsform eine Effektivwert-basierte Rückkopplungssteuerung (Rückkopplungssteuerung wird hauptsächlich von den in 1 gezeigten Blöcken 8 bis 11 ausgeführt) angewandt, um langsame Fluktuationen der Eingangsspannung oder der Ausgangsspannung zu steuern, während eine Wellenform-basierte Rückkopplungssteuerung (Rückkopplungssteuerung wird einfach von den in 1 gezeigten Blöcken 5, 13 und 20 ausgeführt) angewandt, um schnelle Fluktuationen der Ausgangsspannung zu steuern. Um weiterhin Fluktuationen der Ausgangsspannung aufgrund von Fluktuationen der Motordrehzahl zu steuern, wird das Verfahren angewandt, wobei die Amplitude der Zielwelle geändert wird auf der Basis des umgekehrten charakteristischen Signals, dessen Charakteristik umgekehrt zu der der Fluktuation der Motordrehzahl ist. Daher ist es möglich, eine stabilere Rückkopplungssteuerung auszuführen, indem die Rückkopplungsverstärkung reduziert wird, und gleichzeitig mit Fluktuationen der Ausgangsspannung, die in Übereinstimmung mit Fluktuationen der Eingangsspannung, welche Fluktuationen der Motordrehzahl zuschreibbar sind, auftreten, ausreichend fertig zu werden.

Weiterhin kann die Ausgangsfrequenz des dreiphasigen Generators auf eine vorbestimmte Frequenz durch den Zyklokonverter CC unabhängig von der Ausgangsfrequenz des dreiphasigen Generators gesteuert werden, d.h., die Ausgangsfrequenz der Leistungseinheit hängt nicht ab von der Drehzahl der Antriebsquelle, zum Beispiel eines Motors, ähnlich dem Invertergenerator gemäß dem oben beschriebenen Stand der Technik. Daher ist es möglich, eine hohe Ausgangsleistung von dem durch die Antriebsquelle angetriebenen Generator bei einer ziemlich hohen Drehzahl zu erhalten, wodurch der Generator in Größe und Gewicht reduziert werden kann.

Weiterhin gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist es möglich, eine Hochfrequenzausgabe des AC Generators auf eine AC Ausgabe mit einer vorbestimmten tieferen Frequenz direkt umzuwandeln, z.B. auf eine einphasige kommerzielle Frequenz. Daher kann die Anzahl an Leistungsschaltungskomponententeilen stark reduziert werden, was stark zu einer großen Verringerung der Herstellungskosten beiträgt.

Wenn jedoch ein Magnetgenerator mit mehrfachen Polen als der Generator verwendet wird, variiert die an den Zyklokonverter gelieferte Spannung stark abhängig davon, ob die Leistungseinheit sich in einem unbelasteten Zustand oder in einem belasteten Zustand befindet. Jedoch kann die vorliegende Leistungseinheit effektiv Fluktuationen der Ausgangsspannung steuern. Außerdem vereinfacht die Verwendung des Magnetgenerators die Bildung von Synchronisierungssignalen.

Noch weiter kann der Rotor R des Generators auch als das Schwungrad des Motors verwendet werden. Dies erlaubt es, die gesamte Leistungseinheit weiter kompakt in Größe aufzubauen.

Obwohl in der obigen Ausführungsform ein Effektivspannungswert je Wiederholperiode berechnet wird, um es der Leistungseinheit so zu ermöglichen, mit Fluktuationen in der Ausgangsspannung so schnell wie möglich fertig zu werden, ist dies nicht begrenzend, sondern, wenn höchste Priorität einer weiterhin stabilen Steuerung eher als schnelle Antwort gegeben ist, kann ein Effektivspannungswert über eine Mehrzahl von Wiederholperioden berechnet werden.


Anspruch[de]
  1. Leistungseinheit, umfassend:

    einen Motor,

    einen von dem Motor angetriebenen dreiphasigen Generator mit dreiphasigen Ausgangswicklungen (1, 2);

    ein Paar Brückenschaltungen (BC1, BC2) mit variabler Steuerung, die mit einer der dreiphasigen Ausgangswicklungen (1, 2) des dreiphasigen Generators und in antiparalleler Weise miteinander verbunden sind, um einen Zyklokonverter (CC) zum Erzeugen eines einphasigen Wechselstroms zu bilden, der an eine Last geliefert werden soll;

    eine Effektivspannungswert-Berechnungseinrichtung (8) zum Berechnen eines Effektivwerts einer Spannung des einphasigen Wechselstroms, der von dem Paar Brückenschaltungen (BC1, BC2) mit variabler Steuerung erzeugt wird;

    eine Referenz-Effektivspannungserzeugungseinrichtung (10) zum Erzeugen einer Referenz-Effektivspannung, um den einphasigen Wechselstrom zu steuern;

    eine Zielwellen-Bildungseinrichtung (14) zum Bilden einer Zielwelle, um den von der Effektivspannungswert-Berechnungseinrichtung (8) berechneten Effektivwert der Spannung des einphasigen Wechselstroms an einen Wert der Referenz-Effektivspannung anzunähern; und

    eine Steuereinrichtung (15) zum Ausführen einer Umschaltsteuerung des Paars Brückenschaltungen (BC1, BC2) mit variabler Steuerung auf der Basis der von der Zielwellen-Bildungseinrichtung (14) gebildeten Zielwelle, so dass das Paar Brückenschaltungen (BC1, BC2) mit variabler Steuerung abwechselnd geschaltet wird, um jede halbe Wiederholperiode des einphasigen Wechselstroms betrieben zu werden,

    dadurch gekennzeichnet, dass sie weiterhin aufweist:

    eine Drehschwankung-Detektiereinrichtung (22) zum Detektieren von Drehzahlschwankungen des Motors, die vom Motor verursacht werden, in einem Drehzyklus des Motors;

    eine Zuwachs-Anpasseinrichtung (23) zum Erzeugen eines umgekehrten charakteristischen Signals mit einer Charakteristik umgekehrt zu einer Charakteristik der Drehzahlschwankungen des Motors, die von der Drehschwankung-Detektiereinrichtung (22) detektiert werden; und

    eine Zielwellenamplituden-Korrektureinrichtung (21) zum Korrigieren der Amplitude der Zielwelle auf der Basis des umgekehrten charakteristischen Signals, das von der Zuwachs-Anpasseinrichtung (23) erzeugt wird.
  2. Leistungseinheit nach Anspruch 1, wobei die Effektivspannungswert-Berechnungseinrichtung (8) den Effektivwert über eine vorbestimmte Anzahl von Wiederholperioden der Spannung des einphasigen Wechselstroms detektiert.
  3. Leistungseinheit nach Anspruch 2, wobei die vorbestimmte Anzahl von Wiederholperioden der Spannung des einphasigen Wechselstroms eine Wiederholperiode ist.
  4. Leistungseinheit nach Anspruch 1 mit einer Synchronsiersignal-Bildungsschaltung (18) zum Bilden eines Synchronisiersignals synchron zu einer Ausgangsfrequenz des dreiphasigen Generators, und wobei die Drehschwankung-Detektierschaltung (22) die Drehzahlschwankungen des Motors auf der Basis des von der Synchronisiersignal-Bildungsschaltung (18) gelieferten Synchronisiersignals detektiert.
  5. Leistungseinheit nach Anspruch 1, wobei der dreiphasige Generator ein Magnetogenerator mit einem Permanentmagnetrotor ist.
  6. Leistungseinheit nach Anspruch 2, wobei der dreiphasige Generator ein Magnetogenerator mit einem Permanentmagnetrotor ist.
Es folgen 9 Blatt Zeichnungen






IPC
A Täglicher Lebensbedarf
B Arbeitsverfahren; Transportieren
C Chemie; Hüttenwesen
D Textilien; Papier
E Bauwesen; Erdbohren; Bergbau
F Maschinenbau; Beleuchtung; Heizung; Waffen; Sprengen
G Physik
H Elektrotechnik

Anmelder
Datum

Patentrecherche

Patent Zeichnungen (PDF)

Copyright © 2008 Patent-De Alle Rechte vorbehalten. eMail: info@patent-de.com