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Dokumentenidentifikation DE102005009593A1 07.09.2006
Titel Verfahren und Vorrichtung zum Einstellen der Ausgangsimpedanz einer Treiberstufe
Anmelder Infineon Technologies AG, 81669 München, DE
Erfinder Mauthe, Manfred, 85655 Großhelfendorf, DE;
Icking, Henrik, 80803 München, DE
Vertreter Patent- und Rechtsanwälte Kraus & Weisert, 80539 München
DE-Anmeldedatum 28.02.2005
DE-Aktenzeichen 102005009593
Offenlegungstag 07.09.2006
Veröffentlichungstag im Patentblatt 07.09.2006
IPC-Hauptklasse H04L 25/03(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, DE
Zusammenfassung Um ein Steuersignal (BN0, ..., BNn, BP0, ..., BPn) zum Einstellen einer Treiberstufe mit einstellbarer Ausgangsimpedanz zu erzeugen, wird vorgeschlagen, dass zunächst ein Impedanzsignal (VImp) erzeugt wird, welches ein Maß für die Ausgangsimpedanz der Treiberstufe darstellt. Es wird dann die Differenz des Impedanzsignals (VImp) und eines Referenzsignals (VRef) gebildet, wobei das auf diese Weise erzeugte analoge Differenzsignal einem Sigma-Delta-Modulator (58) zugeführt wird, um ein digitales Bitstromsignal zu erzeugen. Das Steuersignal (BN0, ..., BNn, BP0, ..., BPn) wird dann abhängig von dem Bitstromsignal erzeugt, wobei vorzugsweise die Häufigkeiten der beiden Signalzustände "0" und "1" in dem Bitstromsignal mittels digitaler Zähler ausgewertet werden. Abhängig von der Differenz der ermittelten Häufigkeiten der beiden Signalzustände wird ein Zähler (68) erhöht bzw. erniedrigt, wobei das Steuersignal (BN0, ..., BNn, BP0, ..., BPn) abhängig von dem Zählerstand (CNT) des Zählers (68) erzeugt wird. Das Impedanzsignal (VImp) wird vorzugsweise mittels einer Replica-Schaltung (75, 85) eines Pull-Up-Bereichs bzw. eines Pull-Down-Bereichs der einzustellenden Treiberstufe erzeugt.

Beschreibung[de]

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Einstellen der Ausgangsimpedanz einer Treiberstufe sowie eine entsprechend ausgestaltete Vorrichtung, insbesondere zum Einsatz bei der Datenübertragung zwischen Halbleiterbausteinen.

Bei der Datenübertragung zwischen Halbleiterbausteinen sind speziell bei hohen Datenraten die Eigenschaften der verwendeten Verbindungsleitung von erheblicher Bedeutung. Sind der Ausgangswiderstand eines Senders oder der Eingangswiderstand eines Empfängers nicht an die Leitungsimpedanz angepasst, kommt es zu Reflexionen an den Leitungsenden und es treten Über- und Unterschwinger auf, die das Signal verfälschen. Aus diesem Grund werden in Sendermodule und Empfängermodule eines Halbleiterbausteins üblicherweise Abschlusswiderstände integriert, welche möglichst genau an die verwendete Leitungsimpedanz angepasst sein müssen. Dabei besteht jedoch insbesondere das Problem, dass in Halbleiterbausteine integrierte Widerstände auf Polysilizium-Basis eine gewisse Schwankung des Widerstandswerts abhängig von Prozesseigenschaften, Temperatur und der Versorgungsspannung aufweisen.

7 zeigt schematisch ein Modell für die Datenübertragung zwischen zwei Halbleiterbausteinen, von welchen einer die Funktion eines Senders 100 und der andere die Funktion eines Empfängers 140 aufweist. Die Verbindung zwischen den Halbleiterbausteinen ist mit 120 bezeichnet und über zwei Leitungen bewerkstelligt, welche jeweils eine Leitungsimpedanz Z aufweisen. Entsprechend den zwei Leitungen weist der Sender 100 einen differenziellen Ausgang mit einem positiven Datenausgang DP und einem negativen Datenausgang DM auf. Die jeweiligen Ausgangswiderstände des Senders sind schematisch durch R1 dargestellt, während die jeweiligen Eingangswiderstände des Empfängers 140 schematisch durch Widerstände R2 dargestellt sind.

8 zeigt eine typische Ausgestaltung der Treiberstufe eines Senders, wie zum Beispiel des Senders 100 von 7. Der Sender 100 verfügt über eine Vortreiberstufe 11, deren Funktion in erster Linie darin besteht, dass über eine Einzelleitung zugeführte Eingangssignal in ein differenzielles Signal zur Übertragung über die beiden Leitungen umzuwandeln. Den beiden Signalkomponenten des differenziellen Signals ist dann jeweils eine von zwei Ausgangstreiberstufen 12, 14 zugeordnet.

Die Ausgangstreiberstufen 12, 14 weisen jeweils eine Inverterstruktur auf, wobei eine Reihenschaltung aus einem Pull-Up-Transistor 15, zwei Widerständen 18 und einem Pull-Down-Transistor 16 in dieser Reihenfolge zwischen eine positive Spannungsquelle und eine negative Spannungsquelle, in diesem Fall eine positive Versorgungsspannung und Masse, geschaltet sind. Der Pull-Up-Transistor ist dabei als PMOS-Transistor ausgestaltet, während der Pull-Down-Transistor als NMOS-Transistor ausgestaltet ist. Ein Abgriff für das Ausgangssignal DP bzw. DM ist zwischen den beiden Widerständen 18 vorgesehen. Der Ausgangswiderstand bzw. die Ausgangsimpedanz der Ausgangstreiberstufen 12, 14 ist somit im Wesentlichen durch den Wert der Widerstände 18 bestimmt.

Um die Ausgangsimpedanz einer Treiberstufe möglichst genau an die verwendete Leistungsimpedanz anpassen zu können und die Einflüsse von Schwankungen aufgrund des Herstellungsprozesses, der Temperatur oder Schwankungen der Versorgungsspannung ausgleichen zu können, ist es bekannt, die Treiberstufe derart auszugestalten, dass ihre Ausgangsimpedanz einstellbar ist. Dies kann beispielsweise dadurch bewerkstelligt werden, dass die Treiberstufe aus mehreren Inverterzweigen aufgebaut wird, wie es in 9 dargestellt ist.

9 zeigt eine Treiberstufe, deren Ausgangsimpedanz abhängig von Steuersignalen BP0, ..., BPn und BN0, ..., BNn einstellbar ist. Jeder der Inverterzweige umfasst wie in 8 eine Reihenschaltung aus einem Pull-Up-Transistor 25 zwei Widerständen 28 und einem Pull-Down-Transistor 26. Der Abgriff zwischen den beiden Widerständen 28 jedes Inverterzweigs ist mit dem Signalausgang der Treiberstufe verbunden. Darüber hinaus umfassen die Inverterzweige jeweils einen Steuertransistor 21, welcher die Reihenschaltung mit der positiven Spannungsquelle verbindet und einen Steuertransistor 22, welcher die Reihenschaltung mit der negativen Spannungsquelle oder Masse verbindet. Es ist somit jedem Pull-Up-Transistor 25 ein Steuertransistor 21 zugeordnet, und jedem Pull-Down-Transistor ist ein Steuertransistor 22 zugeordnet. Die Steuertransistoren 21, 22 sind dabei vom gleichen Ladungsträgertyp wie die ihnen zugeordneten Pull-Up-Transistoren 25 bzw. Pull-Down-Transistoren 26.

Über die Steuertransistoren 21, 22 können nun die einzelnen Inverterzweige aktiviert bzw. deaktiviert werden. Auf diese Weise kann die Ausgangsimpedanz der Treiberstufe abhängig von den Steuersignalen BP0, ..., BPn und BN0, ..., BNn eingestellt werden. Insbesondere wird die Ausgangsimpedanz um so niedriger, je mehr Inverterzweige aktiviert sind. Dabei versteht es sich, dass der Pull-Up-Teil und der Pull-Down-Teil eines Inverterzweigs separat voneinander aktiviert bzw. deaktiviert werden können, so dass die Ausgangsimpedanz des Pull-Up-Bereichs und des Pull-Down-Bereichs der Treiberstufe separat voneinander und aneinander angepasst werden können. Der Pull-Up-Bereich der Treiberstufe ist dabei durch die Pull-Up-Teile der Inverterzweige gebildet, während der Pull-Down-Bereich der Treiberstufe durch die Pull-Down-Teile der Inverterzweige gebildet ist. Die Widerstände 28 dienen der Linearisierung der Strom-Spannungs-Kennlinie des Pull-Up-Bereichs bzw. des Pull-Down-Bereichs.

Zum Einstellen bzw. Regeln der Ausgangsimpedanz wird somit ein Steuersignal bzw. eine Vielzahl von Steuersignalen, BP0, ..., BPn und BN0, ..., BNn benötigt, welches abhängig von der Ausgangsimpedanz der einzustellenden Treiberstufe erzeugt wird.

In diesem Zusammenhang ist es bekannt, die Anzahl parallel geschalteter Treiberelemente, d.h. die Anzahl von Inverterzweigen derart einzustellen, dass die Ausgangsimpedanz von Pull-Up-Bereich und Pull-Down-Bereich einem Referenzwiderstand oder einem Vielfachen eines Referenzwiderstands entspricht. Es wird eine Spannung, welche über dem Pull-Up-Bereich bzw. dem Pull-Down-Bereich abfällt, ermittelt und mit einem Spannungsabfall über dem Referenzwiderstand mittels eines Komparators verglichen. Anhand des Ausgangssignals des Komparators wird die Zählrichtung eines Zählers gesteuert, wobei abhängig von dem Zählerstand Inverterzweige aktiviert bzw. deaktiviert werden. Wenn der Zählerstand nur noch zwischen zwei benachbarten Werten wechselt, ist die Ausgangsimpedanz des Pull-Up-Bereichs bzw. des Pull-Down-Bereichs mit dem Referenzwiderstand abgeglichen. Es besteht hierbei jedoch das Problem, dass nur Störungen, welche im Frequenzbereich oberhalb der Taktfrequenz der Regelschaltung auftreten, herausgefiltert werden können. Es verbleibt somit ein störendes niederfrequentes Rauschen.

In der US 6,703,908 B1 wird vorgeschlagen, den Spannungsabfall an der Treiberstufe durch Oversampling zu mitteln. Auf diese Weise kann Rauschen-, welches bei der Ermittlung der Ausgangsimpedanz auftritt, unterdrückt werden.

Bei den bekannten Lösungen zum Einstellen der Ausgangsimpedanz besteht jedoch ein Problem dahingehend, dass durch eine Versatzspannung des Komparators und durch das Rauschen an den Komparatoreingängen Fehler hervorgerufen werden. Als Rauschquelle kommt insbesondere die Versorgungsspannung der Schaltung in Betracht. Dieses Rauschen betrifft beide Eingänge des Komparators, d.h. sowohl die an der Treiberstufe abfallende Spannung, welche ein Maß für die Ausgangsimpedanz darstellt, als auch die Referenzspannung. Insgesamt kann es daher zu Abweichungen der Ausgangsimpedanz von der Soll-Impedanz, d.h. der Leitungsimpedanz, kommen, welche größer sind als die minimale Schrittweite der Impedanzeinstellung.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Verfahren bzw. eine Vorrichtung bereitzustellen, welche eine verbesserte Genauigkeit bei der Einstellung der Ausgangsimpedanz einer Treiberstufe ermöglicht. Speziell soll ermöglicht werden, die Ausgangsimpedanz der Treiberstufe mit einer Genauigkeit einzustellen, die gewährleistet, dass die tatsächliche Ausgangsimpedanz der Treiberstufe um weniger als die minimale Schrittweite der Einstellung von einem Referenzwiderstand abweicht.

Diese Aufgabe wird gelöst durch ein Verfahren gemäß dem unabhängigen Anspruch 1 und durch eine Vorrichtung gemäß dem unabhängigen Anspruch 22. Die abhängigen Ansprüche definieren bevorzugte und vorteilhafte Ausführungsbeispiele der Erfindung.

Die vorliegende Erfindung betrifft das Einstellen der Ausgangsimpedanz von Treiberstufen, welche zum Beispiel in der eingangs dargestellten Weise mit einstellbarer Ausgangsimpedanz ausgestaltet sind. Zu diesem Zweck wird zunächst ein Impedanzsignal erzeugt, welches ein Maß für die Ausgangsimpedanz der Treiberstufe darstellt. Dieses Impedanzsignal kann beispielsweise direkt am Signalausgang der Treiberstufe abgegriffen werden, wofür bevorzugt ein Strom über den Signalausgang der Treiberstufe in einen Pull-Up-Bereich oder einen Pull-Down-Bereich der Treiberstufe eingeprägt wird.

Erfindungsgemäß ist vorgesehen, dass die Differenz zwischen dem Impedanzsignal und einem Referenzsignal gebildet wird, um ein Differenzsignal zu erzeugen. Das Differenzsignal wird dann einem Sigma-Delta-Modulator zugeführt, um ein Bitstromsignal zu erzeugen. Abhängig von dem Bitstromsignal des Sigma-Delta-Modulators wird dann ein Steuersignal zum Einstellen der Ausgangsimpedanz erzeugt.

Die Verwendung des Sigma-Delta-Modulators zum Verarbeiten des analogen Differenzsignals, bei welchem es sich um ein analoges Signal handelt, liefert ein digitales Bitstromsignal, welches in einer Taktperiode einen von zwei möglichen Signalzuständen annehmen kann, wobei die Häufigkeit, mit welcher der eine oder der andere der beiden Signalzustände auftritt, von dem Wert des in den Sigma-Delta-Modulator eingespeisten Differenzsignals abhängt. Das Bitstromsignal ist dabei unempfindlich gegenüber Rauschen und bedingt durch das Prinzip des Sigma-Delta-Modulators werden Probleme durch die Versatzspannung eines Komparators vermieden.

Vorzugsweise wird zum Erzeugen des Steuersignals die jeweilige Häufigkeit erfasst, mit welcher die beiden Signalzustände auftreten, und eine Häufigkeitsdifferenz ermittelt, wobei diese Häufigkeitsdifferenz in digitaler Form die Differenz des Impedanzsignals und des Referenzsignals widerspiegelt. Die Häufigkeitsdifferenz wird dann mit einem Schwellenwert verglichen und abhängig von dem Vergleichsergebnis wird ein Zähler erhöht bzw. erniedrigt. Das Steuersignal zum Einstellen der Ausgangsimpedanz wird dann abhängig von dem Zählerstand des Zählers erzeugt. Diese Maßnahmen zur Implementierung der Erfindung bieten den Vorteil, in zuverlässiger Weise im Wesentlichen durch den Einsatz digitaler Zähler realisierbar zu sein.

Das Erfassen der Häufigkeit, mit welcher einer der beiden Signalzustände auftritt, umfasst vorzugsweise ein Erhöhen eines Häufigkeitszählers für diesen Signalzustand, wenn der Signalzustand erfasst wird, und ein Auswerten des Zählerstands des Häufigkeitszählers nach einer vorbestimmten Anzahl von Taktperioden. Nach Auswertung des Zählerstands wird der Häufigkeitszähler zurückgesetzt. Diese Implementierung zur Ermittlung der Häufigkeit gewährleistet gleichzeitig eine Mittelung über mehrere Taktperioden des Sigma-Delta-Modulators, wodurch niederfrequentes Rauschen, d.h. Rauschen im Frequenzbereich unterhalb der Taktfrequenz des Sigma-Delta-Modulators, herausgefiltert wird.

Die Häufigkeit der beiden Signalzustände in dem Bitstromsignal kann mittels eines separaten Häufigkeitszählers für jeden der beiden Signalzustände erfolgen. Alternativ kann nur für einen der beiden Signalzustände die Häufigkeit mittels des Häufigkeitszählers erfasst werden, während die Häufigkeit des anderen Signalzustands als die Differenz zwischen der vorbestimmten Anzahl von Taktperioden und der mittels des Häufigkeitszählers erfassten Häufigkeit berechnet wird.

Besonders vorteilhaft ist es, wenn der Betrag der ermittelten Häufigkeitsdifferenz mit dem Betrag der beim vorherigen Auswertevorgang ermittelten Häufigkeitsdifferenz verglichen wird, und, wenn die neu ermittelte Häufigkeitsdifferenz größer als die beim vorherigen Auswertevorgang ermittelte Häufigkeitsdifferenz ist, die Steuersignale auf Basis desjenigen Zählerstands erzeugt werden, welcher der niedrigeren Häufigkeitsdifferenz entspricht. Hierdurch wird erreicht, dass im abgeglichenen Zustand nicht ein abwechselndes Umschalten zwischen zwei Einstellungen der Ausgangsimpedanz erfolgt, welche oberhalb bzw. unterhalb des Sollwerts für die Ausgangsimpedanz liegen, sondern vielmehr der dem Sollwert am nächsten liegende Wert der Ausgangsimpedanz beibehalten wird. Zur schaltungstechnischen Implementierung des Vergleichs der beim vorherigen Auswertevorgang ermittelten Häufigkeitsdifferenz mit der neu ermittelten Häufigkeitsdifferenz ist ein zusätzliches Register erforderlich, in welchem der jeweils zuletzt ermittelte Wert für die Häufigkeitsdifferenz abgespeichert wird.

Weiterhin ist es bevorzugt, eine Tiefpassfilterung des Impedanzsignals vor der Differenzbildung mit dem Referenzsignal vorzunehmen. Durch die Tiefpassfilterung des Impedanzsignals wird hochfrequentes Rauschen, d.h. Rauschen in einem Frequenzbereich oberhalb der Taktfrequenz des Sigma-Delta-Modulators, unterdrückt, und es wird ein so genanntes Aliasing, d.h. eine Faltung von hochfrequenten Störungen in den Bereich niedriger Frequenzen, vermieden.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung ist vorzugsweise zur Implementierung der zuvor beschriebenen Maßnahmen ausgestaltet. Zu diesem Zweck umfasst die erfindungsgemäße Vorrichtung zum Einstellen der Ausgangsimpedanz einer Treiberstufe zunächst Impedanzerfassungsmittel, welche derart ausgestaltet sind, dass sie ein Impedanzsignal erzeugen, welches ein Maß für die Ausgangsimpedanz der Treiberstufe darstellt. Weiterhin sind Differenzbildungsmittel vorgesehen, welche dazu ausgestaltet sind, die Differenz zwischen dem Impedanzsignal und einem Referenzsignal zu bilden, um ein Differenzsignal zu erzeugen. Weiterhin ist ein Sigma-Delta-Modulator vorgesehen, welchem das Differenzsignal zugeführt ist, um abhängig von dem Differenzsignal ein Bitstromsignal zu erzeugen. Das Bitstromsignal ist Steuermitteln zugeführt, welche dazu ausgestaltet sind, abhängig von dem Bitstromsignal das Steuersignal zum Einstellen der Ausgangsimpedanz zu erzeugen. In Übereinstimmung mit den obigen Ausführungen umfassen die Steuermittel zu diesem Zweck vorzugsweise digitale Zähler, durch welche die Häufigkeit erfasst wird, mit welcher einer der beiden Signalzustände in dem Bitstromsignal auftritt.

Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert.

1 veranschaulicht schematisch verschiedene Varianten einer Schaltung zum Einstellen der Ausgangsimpedanz gemäß der vorliegenden Erfindung.

2 veranschaulicht als Blockschaltbild eine schaltungstechnische Implementierung einer Vorrichtung zum Einstellen der Ausgangsimpedanz einer Treiberstufe gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung.

3 veranschaulicht zeitliche Signalverläufe beim Einstellen der Ausgangsimpedanz gemäß der vorliegenden Erfindung.

4 veranschaulicht eine schaltungstechnische Implementierung einer Vorrichtung zum Einstellen der Ausgangsimpedanz einer Treiberstufe gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung.

5 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Vorrichtung, wobei der Abgleich sowohl für einen Pull-Up-Bereich der Treiberstufe als auch für einen Pull-Down-Bereich der Treiberstufe erfolgt.

6 zeigt eine Variante der Vorrichtung von 5, wobei alternative Mittel zum Erzeugen eines Referenzsignals und eines Impedanzsignals vorgesehen sind.

Im Folgenden wird das Einstellen der Ausgangsimpedanz einer Treiberstufe der Form, wie sie in 9 dargestellt ist näher erläutert. Wie bereits zuvor anhand von 9 erläutert, können einzelne Inverterzweige der Treiberstufe durch Steuersignale BP0, ..., BPn und BN0, ..., BNn aktiviert bzw. deaktiviert werden. Dabei ergibt sich die Ausgangsimpedanz für den Pull-Up-Bereich bzw. den Pull-Down-Bereich der Treiberstufe aus der jeweils parallel geschalteten Anzahl von Pull-Up-Teilen bzw. Pull-Down-Teilen der Inverterzweige. Die Inverterzweige können dabei identisch ausgestaltet sein, so dass die Steuersignal BP0, ..., BPn und BN0, ..., BNn einer digitalen Thermometerkodierung eines Werts entsprechen. Alternativ kann auch eine andere Kodierung gewählt werden, beispielsweise eine binärgewichtete Kodierung, bei welcher die Widerstände 28 und/oder die Pull-Up-Transistoren oder Pull-Down-Transistoren für jeden Inverterzweig unterschiedlich ausgestaltet sind. Das Steuersignal zum Einstellen der Ausgangsimpedanz lässt sich somit in einfacher Weise aus einem digital kodierten Wert ableiten.

1 veranschaulicht schematisch eine Schaltungsanordnung zum Einstellen der Ausgangsimpedanz einer Treiberstufe des in 9 dargestellten Typs. Die dargestellten Schaltungsanordnungen sind prinzipiell jedoch auch zum Einsatz im Zusammenhang mit abweichend ausgestalteten Treiberstufen geeignet, sofern sie derart ausgestaltet sind, dass ihre Ausgangsimpedanz durch ein Steuersignal einstellbar ist.

Die in 1a) dargestellte Schaltungsanordnung umfasst Mittel 55, 60 zum Erzeugen eines Impedanzsignals, welches ein Maß für die Ausgangsimpedanz einer Treiberstufe darstellt. Im Fall von 1a) ist eine Treiberstufe 60 selbst Teil der Mittel 55, 60 zum Erzeugen des Impedanzsignals. Weiterhin ist ein Stromquellenmittel 55 vorgesehen, welches dazu ausgestaltete ist, einen Strom in den Pull-Up-Bereich oder den Pull-Down-Bereich der Treiberstufe 60 einzuspeisen. Das Impedanzsignal entspricht dann der Spannung, welche über dem Pull-Up-Bereich bzw. dem Pull-Down-Bereich der Treiberstufe abfällt. Das Impedanzsignal ist einem Tiefpassfilter 51 zugeführt, welches dazu dient, hochfrequente Störungen zu unterdrücken und ein Aliasing zu vermeiden. Das gefilterte Impedanzsignal wird dann einem Subtraktionsknotenpunkt 54 zugeführt, wo es von einem Referenzsignal VRef subtrahiert wird.

Das Referenzsignal VRef wird durch ein Referenzsignalerzeugungsmittel 52 erzeugt, welches zu diesem Zweck vorzugsweise einen externen Widerstand umfasst. In dem Subtraktionsknotenpunkt 54 wird das gefilterte Impedanzsignal VImp von dem Referenzsignal VRef subtrahiert, um ein Differenzsignal zu erzeugen. Das Differenzsignal wird einem Sigma-Delta-Modulator 58 zugeführt, um als Ausgangssignal des Sigma-Delta-Modulators 58 ein digitales Bitstromsignal zu erzeugen. Der Sigma-Delta-Modulator 58 arbeitet mit einer Taktfrequenz, welche durch ein entsprechend zugeführtes Taktsignal (nicht dargestellt) vorgegeben ist. Das Bitstromsignal kann in einer Taktperiode des Taktsignals jeweils einen von zwei möglichen Signalzuständen einnehmen, welche im Folgenden als „0" und „1" bezeichnet werden. Die Häufigkeit, mit welcher die beiden Signalzustände „0" und „1" in dem Bitstromsignal auftreten, ist durch den Wert des dem Sigma-Delta-Modulator 58 zugeführten Differenzsignals bestimmt.

Ein Steuermittel 50 wertet das Bitstromsignal aus und erzeugt abhängig von dem Auswertungsergebnis das digitale Steuersignal BP0, ..., BPn und BN0, ..., BNn zum Einstellen der Ausgangsimpedanz, welches der Treiberstufe 60 zugeführt wird.

Bei dem in 1a) dargestellten Fall wird das Impedanzsignal VImp direkt an der einzustellenden Treiberstufe 60 erzeugt. Zu diesem Zweck wird ein Strom in den Pull-Up-Bereich oder den Pull-Down-Bereich der Treiberstufe 60 eingespeist. Weiterhin ist es erforderlich, dass sich die Treiberstufe in einem definierten Zustand ihres Signalausgangs befindet. Die Erzeugung des Impedanzsignals VImp während des normalen Betriebs zur Datenübertragung ist daher nicht möglich. Das Einstellen der Ausgangsimpedanz erfolgt folglich während einer Initialisierungsphase der Treiberstufe 60 bzw. eines Halbleiterbausteins mit der Treiberstufe 60. Eine derartige Initialisierungsphase kann bei Inbetriebnahme des Halbleiterbausteins erfolgen. Weiterhin ist es auch möglich, den normalen Datenübertragungsbetrieb zu unterbrechen, um eine Initialisierungsphase einzuleiten.

1b) zeigt eine Schaltungsanordnung, welche im Wesentlichen derjenigen von 1a) entspricht. Im Unterschied zu 1a) ist jedoch vorgesehen, dass das Steuersignal in einem Register 70, 80 zwischengespeichert wird. Auf diese Weise ist das Steuersignal zum Einstellen weiterer Treiberstufen verfügbar, wobei diese Treiberstufen nicht über einen eigenen Regelkreis zum Einstellen der Ausgangsimpedanz verfügen müssen. Auf diese Weise wird bei Halbleiterbausteinen mit einer Vielzahl von Ausgangstreiberstufen das Einstellen der Ausgangsimpedanz erheblich vereinfacht.

1c) zeigt eine Schaltungsanordnung, welche ähnlich derjenigen von 1b) ist, wobei jedoch das Impedanzsignal VImp nicht an der einzustellenden Treiberstufe selbst erzeugt wird. Vielmehr ist zu diesem Zweck eine Replica-Schaltung 75, 85 vorgesehen, in welcher der Pull-Up-Bereich bzw. der Pull-Down-Bereich der einzustellenden Treiberstufe dupliziert ist. Das Impedanzsignal Vimp wird somit erzeugt, indem ein Strom in den duplizierten Pull-Up-Bereich bzw. den duplizierten Pull-Down-Bereich eingespeist wird, wobei das Impedanzsignal Vimp dem Spannungsabfall über dem Pull-Up-Bereich bzw. dem Pull-Down-Bereich entspricht. Die Replica-Schaltung 75, 85 ist dabei genau wie die einzustellende Treiberstufe durch die Steuersignale BP0, ..., BPn und BN0, ..., BNn angesteuert, um die einzelnen Inverterzweige des Pull-Up-Bereichs und des Pull-Down-Bereichs zu aktivieren bzw. zu deaktivieren. Da die Replica-Schaltung 75, 85 mit der einzustellenden Treiberstufe auf demselben Halbleiterbaustein integriert ist und somit denselben Schwankungen im Herstellungsprozess, denselben Temperaturschwankungen und denselben Schwankungen der Versorgungsspannung unterliegt, stellt das an der Replica-Schaltung 75, 85 erzeugte Impedanzsignal Vimp ein genaues Maß für die Ausgangsimpedanz der einzustellenden Treiberstufe dar.

Die gemäß 1c) vorgesehene Schaltungsanordnung bietet insbesondere den Vorteil, dass das Impedanzsignal Vimp auch während des normalen Datenübertragungsbetriebs der einzustellenden Treiberstufe erzeugt werden kann, so dass eine Regelung der Ausgangsimpedanz der Treiberstufe auch im laufenden Betrieb möglich ist. Ferner werden die für das Einstellen der Replica-Schaltung 75, 85 verwendeten Steuersignale in dem Register 70 bzw. 80 zwischengespeichert, so dass neue Werte für die Steuersignale nur dann übernommen werden müssen, wenn die Replica-Schaltung 75, 85 bereits auf eine besser angepasste Ausgangsimpedanz eingestellt ist. Schwankungen beim Einregeln der Ausgangsimpedanz der Replica-Schaltung 75, 85 wirken sich somit nicht nachteilig auf die einzustellende Treiberstufe aus. Selbstverständlich ist es bei der in 1c) dargestellten Schaltungsanordnung auch möglich, mehrere Treiberstufen mit den in den Registern 70 und 80 gespeicherten Werten für die Steuersignale einzustellen.

2 zeigt einen detaillierteren Schaltungsaufbau zum Erzeugen der Steuersignale BP0, ..., BPn und BN0, ..., BNn zum Einstellen der Ausgangsimpedanz einer Treiberstufe, welche dem in 1c) dargestellten Aufbau entspricht, d.h. eine Replica-Schaltung verwendet. Komponenten, wobei der Schaltungsaufbau grundsätzlich denjenigen von 1 entsprechen, sind mit den gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet.

Gemäß dem in 2 dargestellten Schaltungsaufbau wird das Referenzsignal VRef mittels einer Bandlückenschaltung 78 erzeugt, welche eine präzise definierte Referenzspannung liefert, die nur geringen Temperaturschwankungen unterliegt. Die Referenzspannung VRef ist dem nichtinvertierenden Eingang eines Differenzverstärkers 77 zugeführt, dessen Ausgang mit dem Steueranschluss eines Transistors 72 verbunden ist. Ein weiterer Transistor 73, der Transistor 72 und ein externer Widerstand 71 sind in dieser Reihenfolge in Reihe zwischen eine positive Versorgungsspannung VDD und Masse geschaltet. Der Transistor 72 ist in diesem Fall als NMOS-Transistor ausgestaltet, während der Transistor 73 als PMOS-Transistor ausgestaltet ist. Der Drain-Anschluss des PMOS-Transistors ist mit seinem Steueranschluss verbunden. Ein Spannungsabgriff zwischen dem Transistor 72 und dem externen Widerstand 71 ist mit dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers 77 verbunden und weiterhin als Eingangssignal dem Subtraktionsknotenpunkt 54 zugeführt. Die Schaltung ist somit derart ausgestaltet, dass durch die Transistoren 72, 73 und den externen Widerstand 71 ein Strom I0 fließt, welcher einen solchen Wert annimmt, dass die Spannung an dem Abgriff zwischen dem Transistor 72 und dem externen Widerstand 71 der Referenzspannung VRef entspricht.

Eine Replica-Schaltung 85 des Pull-Down-Bereichs der einzustellenden Treiberstufe ist in Reihe mit einem Transistor 74 zwischen die positive Versorgungsspannung VDD und Masse geschaltet. Der Steueranschluss des Transistors 74, welcher wie der Transistor 73 als PMOS-Transistor ausgestaltet ist, ist mit dem Steueranschluss des Transistors 73 verbunden. Die Transistoren 73 und 74 bilden einen Stromspiegel, wobei die Transistoren 73, 74 derart bemessen sind, dass der Strom durch den Transistor 74 und die Replica-Schaltung 85 um einen Faktor N größer ist als der Strom I0.

In der Replica-Schaltung 85 des Pull-Down-Bereichs der einzustellenden Treiberstufe fließt der Strom N·I0 durch die entsprechend der einzustellenden Treiberstufe parallel geschalteten Pull-Down-Transistoren und verursacht somit einen Spannungsabfall an einem Abgriff zwischen dem Transistor 74 und der Replica-Schaltung 85, welcher die Ausgangsimpedanz des Pull-Down-Bereichs der einzustellenden Treiberstufe widerspiegelt. Dieser Spannungsabfall bildet das Impedanzsignal VImp. Wenn die Replica-Schaltung 85 derart eingestellt ist, dass das Impedanzsignal VImp dem Referenzsignal VRef entspricht, gewährleistet der vorhergehend beschriebene Schaltungsaufbau, dass der Durchgangswiderstand der Replica-Schaltung 85 und somit die Ausgangsimpedanz der einzustellenden Treiberstufe dem Widerstandswert des externen Widerstands 71 geteilt durch N entspricht.

Da die Ausgangsimpedanz typischerweise auf einen Wert im Bereich von 50 &OHgr; einzustellen ist, jedoch für Halbleiterbausteine üblicherweise Leitungs- und Zuleitungswiderstände, zum Beispiel von Bonddrähten, im Bereich von einigen &OHgr; liegen, ist es von Vorteil, wie oben erläutert die Ausgangsimpedanz anhand eines externen Widerstands abzugleichen, welcher um ein Vielfaches größer ist als die einzustellende Ausgangsimpedanz. Ein externer Widerstand bietet dabei den Vorteil, dass er nicht denselben Herstellungsschwankungen und Temperaturschwankungen unterliegt, wie die in Polysilizium-Technik hergestellten Widerstände des Halbleiterbausteins. Der Schaltungsaufbau gemäß 2 gewährleistet somit einen genauen Abgleich der Ausgangsimpedanz mit einer Soll-Impedanz, ohne störenden Einflüsse aufgrund des Herstellungsprozesses des Halbleiterbausteins, der Temperatur oder der Versorgungsspannung zu unterliegen.

Wie bereits anhand von 1 erläutert, wird das Impedanzsignal VImp mittels des Tiefpassfilters 51 gefiltert und dann dem Subtraktionsknotenpunkt 54 zugeführt, um zur Erzeugung des Differenzsignals dort von dem Referenzsignal VRef subtrahiert zu werden. Das Differenzsignal ist dem Sigma-Delta-Modulator 58 zugeführt, dessen innerer Aufbau in 2 schematisch veranschaulicht ist. Der Sigma-Delta-Modulator 58 umfasst eine innere negative Rückkopplungsschleife, welche das Ausgangssignal eines Quantisierers des Sigma-Delta-Modulators 58 an den Signaleingang des Sigma-Delta-Modulators 58 zurückkoppelt. Durch die negative Rückkopplungsschleife im Sigma-Delta-Modulator 58 wird eine Versatzspannung, welche beispielsweise auf den Quantisierer des Sigma-Delta-Modulators 58 zurückgehen könnte, unterdrückt. Das Ausgangssignal des Sigma-Delta-Modulators 58 stellt ein digitales Bitstromsignal dar, welches in jeder Taktperiode des Sigma-Delta-Modulators 58 einen der zwei Signalzustände „0" oder „1" annehmen kann.

Nachfolgend sollen die Komponenten der Steuermittel 50 anhand von 2 genauer erläutert werden. Die Steuermittel 50 umfassen einen ersten digitalen Häufigkeitszähler 63 für den Signalzustand „1", einen zweiten digitalen Häufigkeitszähler 64 für den Signalzustand „0" und einen Modulozähler 65, welcher veranlasst, dass nach einer vorbestimmten Anzahl von Taktperioden des Sigma-Delta-Modulators 58 die Zählerstände der Häufigkeitszähler 63 und 64 zurückgesetzt werden. Diese vorbestimmte Anzahl von Taktperioden beträgt beispielsweise 31, so dass die Summe der Zählerstände der Häufigkeitszähler 63 und 64 höchstens 31 betragen kann. Selbstverständlich kann abhängig von den jeweiligen Erfordernissen der Anwendung auch eine abweichende vorgegebene Anzahl von Taktperioden verwendet werden. Eine ungerade Anzahl bietet den Vorteil, dass stets ein eindeutiges Ergebnis beim Vergleich der Zählerstände erhalten wird.

Zur Auswertung werden die Zählerstände S0 und S1 der Häufigkeitszähler 63 bzw. 64 voneinander subtrahiert, wofür ein Subtraktionsknotenpunkt 66 vorgesehen ist. Die Häufigkeitsdifferenz, welche sich als Differenz der Zählerstände S0 und S1 der Häufigkeitszähler 63 und 64 ergibt, ist in 2 mit S2 bezeichnet.

Die Häufigkeitsdifferenz S2 ist einem Vergleichsmittel 67 zugeführt, welches die Häufigkeitsdifferenz S2 mit einem vorgegebenen Schwellenwert vergleicht. Vorzugsweise beträgt dieser Schwellenwert 0, so dass das Vergleichsmittel 67 feststellt, ob die Häufigkeitsdifferenz S2 positiv oder negativ ist. In dem Fall, dass die Häufigkeitsdifferenz positiv ist, wird ein digitaler Zähler 68 um 1 erhöht. Im umgekehrten Fall wird der Zähler 68 um 1 erniedrigt. Das Steuersignal BN0, ..., BNn wird abhängig von dem Zählerstand des Zählers erzeugt. Insbesondere kann es sich bei den Steuersignalen BN0, ..., BNn um eine digitale Kodierung des Zählerstands handeln.

Beginnt man beispielsweise bei einem Zählerstand des Zählers 68 von 0, entsprechend einer minimalen Anzahl von aktivierten Inverterzweigen in der Replica-Schaltung 85, würde der Zählerstand so lange erhöht werden, bis das Impedanzsignal VImp im Wesentlichen dem Referenzsignal VRef entspricht. Dann würde der Zählerstand zwischen zwei benachbarten Werten wechseln, welche einer Ausgangsimpedanz oberhalb des Sollwerts und einer Ausgangsimpedanz unterhalb des Sollwerts entsprechen. Dieser Zustand wird mittels einer Überwachungsschaltung 62 erfasst und einer Steuereinheit 61 übermittelt, welche mittels eines Registersteuersignals RC veranlasst, dass die Steuersignale BN0, ..., BNn in einem Register 80 gespeichert werden, so dass die von der einzustellenden Treiberstufe oder mehreren Treiberstufen verwendet werden können. Weiterhin veranlasst die Steuereinheit 61 mittels eines Zählersteuersignals CC, dass der Zählerstand des Zählers 68 nach der vorbestimmten Anzahl von Taktperioden aktualisiert wird, d.h. die Häufigkeitsdifferenz ausgewertet wird. Die Steuereinheit 61 ist durch das gleiche Taktsignal CLK angesteuert wie der Sigma-Delta-Modulator 58, wobei das Zählersteuersignal CC einem Taktsignal entspricht, welches eine Frequenz aufweist, die um einen von der vorbestimmten Anzahl von Taktperioden abhängigen Faktor, im vorliegenden Fall 32, geringer ist als das Taktsignal CLK.

Bei dieser Anordnung gewährleisten die Häufigkeitszähler 63, 64 eine Mittelung über die vorbestimmte Anzahl von Taktperioden des Sigma-Delta-Modulators 58. Auf diese Weise wird ein niederfrequentes Rauschen unterdrückt.

3 veranschaulicht beispielhaft die zeitlichen Verläufe von Signalen bei der Einstellung der Ausgangsimpedanz mittels des in 2 dargestellten Schaltungsaufbaus. Dargestellt ist das Taktsignal CLK, das Zählersteuersignal CC, der Zählerstand S1 des ersten Häufigkeitszählers 63 für den Signalzustand „1", der Zählerstand S0 des Häufigkeitszählers für den Signalzustand „0" und der Zählerstand CNT des Zählers 68. Bei einer ersten Auswertung zum Zeitpunkt T = 0 hat S1 einen Wert von 18 und S0 einen Wert von 13, so dass S1 – S0 = 5. Die Häufigkeitsdifferenz ist somit positiv und der Zählerstand des Zählers 68 wird um 1 erhöht. Bei einer zweiten Auswertung zum Zeitpunkt T = 32 hat S1 einen Wert von 16 und S0 einen Wert von 15, d.h. S1 – S0 = 1. Die Häufigkeitsdifferenz ist somit positiv, so dass der Zähler 68 nochmals um 1 erhöht wird. Bei einer dritten Auswertung zum Zeitpunkt T = 64 hat S1 einen Wert von 14 und S0 einen Wert von 17, d.h. S1 – S0 = –3. Die Häufigkeitsdifferenz ist somit negativ, woraus folgt, dass der Zähler 68 um 1 erniedrigt wird. Vorausgesetzt, dass keine Änderungen aufgrund externer Einflüsse auftreten, zum Beispiel aufgrund von Temperaturschwankungen, würde bei einer nächsten Auswertung wiederum ein der Auswertung zum Zeitpunkt T = 32 entsprechendes Ergebnis erhalten werden, so dass der Zählerstand CNT des Zählers 68 zwischen den Werten 4 und 5 wechseln würde. Dieser Zustand wird von der Überwachungsschaltung 62 erkannt, so dass veranlasst werden kann, die entsprechenden Werte der Steuersignale BN0, ..., BNn in das Register 80 zu übernehmen.

4 zeigt einen Schaltungsaufbau, welcher im Wesentlichen demjenigen von 2 entspricht, wobei die Steuermittel 50 darüber hinausgehend dazu ausgestaltet sind, den Betrag der neu ermittelten Häufigkeitsdifferenz mit dem Betrag der beim vorherigen Auswertevorgang ermittelten Häufigkeitsdifferenz zu vergleichen. Dies erfolgt insbesondere dann, wenn mittels der Überwachungsschaltung 62 erkannt wurde, dass der Zählerstand CNT des Zählers 68 zwischen zwei benachbarten Werten wechselt. Auf diese Weise wird bestimmt, welcher der beiden benachbarten Zählerstände CNT des Zählers 68 einer Ausgangsimpedanz entspricht, die näher an dem Sollwert ist. Insbesondere wird mittels der Steuereinheit 61 veranlasst, dass für denjenigen Zählerstand CNT die Werte der Steuersignale BN0, ..., BNn in das Register 80 übernommen werden, bei welchem die Häufigkeitsdifferenz einen geringeren Betrag aufweist, die Steuersignale BN0, ..., BNn in das Register 80 übernommen werden. Diese Maßnahmen sind bei dem in 4 dargestellten Schaltungsaufbau dadurch realisiert, dass ein Register 86 zum Speichern der zuletzt ausgewerteten Häufigkeitsdifferenz und ein Vergleichsmittel 88 zum Vergleichen der Beträge der zuletzt ermittelten Häufigkeitsdifferenz und der neu ermittelten Häufigkeitsdifferenz vorgesehen ist. Ein Ausgangssignal der Vergleichsmittel 88 ist der Steuereinheit 61 zugeführt.

Bezogen auf die Darstellung von 3 würde die gemäß dem Schaltungsaufbau von 4 vorgenommene Einstellung der Ausgangsimpedanz bedeuten, dass die Steuersignale BN0, ..., BNn, welche dem Zählerstand CNT von 4 entsprechen, in das Register 80 übernommen werden, da für CNT = 4 eine Häufigkeitsdifferenz mit einem Betrag von 1 ermittelt wurde, während für einen Zählerstand CNT = 5 eine Häufigkeitsdifferenz mit einem Betrag von 3 ermittelt wurde. Es wird somit erreicht, dass die eingestellte Ausgangsimpedanz in der Regel um weniger als eine halbe Schrittweite der Einstellung von dem Sollwert abweicht.

5 zeigt einen Schaltungsaufbau, welcher dazu ausgestaltet ist, eine Regelung der Ausgangsimpedanz sowohl für den Pull-Down-Bereich als auch für den Pull-Up-Bereich der einzustellenden Treiberstufe vorzunehmen. Der dargestellte Schaltungsaufbau entspricht grundsätzlich demjenigen von 4, wobei zusätzlich eine Replica-Schaltung 75 für den Pull-Up-Bereich der einzustellenden Treiberstufe vorgesehen ist. Ein Muliplexer 91 gewährleistet, dass entweder das Impedanzsignal VImp von der Pull-Up-Replica-Schaltung 75 oder von der Pull-Down-Replica-Schaltung 85 dem Tiefpassfilter 51 und dem Subtraktionsknotenpunkt 54 zugeführt wird. Gleichermaßen gewährleistet ein Demultiplexer 92, dass der Zählerstand des Zählers 68 entweder zum Einstellen der Pull-Up-Replica-Schaltung 75 oder zum Einstellen der Pull-Down-Replica-Schaltung 85 verwendet wird. Zum Speichern der Steuersignale BP0, ..., BPn ist für die Pull-Up-Replica-Schaltung 75 ein Register 70 vorgesehen, während zum Speichern der Steuersignale BN0, ..., BNn der Pull-Down-Replica-Schaltung 85 das Register 80 vorgesehen ist.

Die Stromspiegelanordnung von 4 wurde derart angepasst, dass der Strom von N·I0 sowohl in die Pull-Up-Replica-Schaltung 75 als auch in die Pull-Down-Replica-Schaltung 85 eingespeist wird. Zu diesem Zweck ist ein weiterer Spiegeltransistor 74 vorgesehen, welcher in Reihe mit einem NMOS-Transistor 81 zwischen die positive Versorgungsspannung VDD und Masse geschaltet ist, wobei der Drain-Anschluss des NMOS-Transistors 81 mit seinem Steueranschluss verbunden ist. Die Pull-Up-Replica-Schaltung 75 ist in Reihe mit einem weiteren NMOS-Transistor 82 zwischen die positive Versorgungsspannung und Masse geschaltet, wobei der Steueranschluss des NMOS-Transistors 82 mit dem Steueranschluss des NMOS-Transistors 81 verbunden ist. Der NMOS-Transistor 82 spiegelt somit den Strom in dem NMOS-Transistor 81 und dient als Stromsenke für den Strom durch die Pull-Up-Replica-Schaltung 75. Weiterhin wurde bei dem Schaltungsaufbau gemäß 5 auf den Transistor 72 verzichtet und anstelle dessen der Steuerausgang des Differenzverstärkers 77 mit dem Steuereingang des Transistors 73 verbunden. Aus diesem Grund sind auch die Polaritäten der Signaleingänge des Differenzverstärkers 77 gegenüber dem Schaltungsaufbau von 4 vertauscht.

Mittels des Schaltungsaufbaus von 5 können sowohl Steuersignale BP0, ..., BPn zum Einstellen sowohl des Pull-Up-Bereichs als auch Steuersignale BN0, ..., BNn zum Einstellen des Pull-Down-Bereichs erzeugt werden, wobei nur eine einzige Regelschleife vorgesehen ist.

6 zeigt einen Schaltungsaufbau, welcher im Wesentlichen demjenigen von 5 entspricht, wobei jedoch abweichende Mittel zum Erzeugen des Referenzsignals VRef und des Impedanzsignals Vamp vorgesehen sind.

Zum Erzeugen des Referenzsignals ist ein Spannungsteiler zwischen die positive Versorgungsspannung VDD und Masse geschaltet. Der Spannungsteiler umfasst zwei Widerstände 53 mit gleichem Wert, wobei ein Abgriff für die Referenzspannung VRef zwischen den beiden Widerständen angeordnet ist. Die Referenzspannung VRef beträgt in diesem Fall die Hälfte der Spannungsdifferenz zwischen der positiven Versorgungsspannung und Masse, d.h. VDD/2.

Für die Pull-Up-Replica-Schaltung 75 wird das Impedanzsignal VImp erzeugt, indem die Pull-Up-Replica-Schaltung und ein externer Widerstand 71' in dieser Reihenfolge zwischen die positive Versorgungsspannung und Masse geschaltet sind. Ein weiterer externer Widerstand 71' und die Pull-Down-Replica-Schaltung 85 sind in dieser Reihenfolge zwischen die positive Versorgungsspannung VDD und Masse geschaltet. Ein Abgriff für das Impedanzsignal VImp ist jeweils zwischen dem externen Widerstand 71' und der entsprechenden Replica-Schaltung 75, 85 angeordnet. Die Pull-Up-Replica-Schaltung 75 und die Pull-Down-Replica-Schaltung 85 bilden somit mit dem ihnen zugeordneten externen Widerstand 71' jeweils einen Spannungsteiler. Wenn die Ausgangsimpedanz der Replica-Schaltung 75, 85 dem Widerstandswert des externen Widerstands 71' entspricht, ist der Spannungsteiler symmetrisch und die abgegriffene Spannung, welche das Impedanzsignal VImp bildet, entspricht der halben positiven Versorgungsspannung, d. h. VImp = VDD/2 = VRef. Es wird somit auch bei dieser Schaltung die Ausgangsimpedanz anhand des externen Widerstands 71' abgeglichen.

Selbstverständlich ist es möglich, die anhand von 1, 2, 4, 5 und 6 erläuterten Maßnahmen zum Einstellen der Ausgangsimpedanz zu kombinieren. Insbesondere können die in 2, 4, 5 und 6 dargestellten Schaltungsanordnungen auch derart ausgestaltet sein, dass das Impedanzsignal direkt an der einzustellenden Treiberstufe erzeugt wird. Weiterhin können die in 1 dargestellten Alternativen sowie die Anordnungen von 2 und 4 ebenfalls mit der alternativen Ausgestaltung zur Erzeugung des Referenzsignals und des Impedanzsignals gemäß 6 kombiniert werden.

Weiterhin ist es möglich, auf einen der Häufigkeitszähler 63, 64 zu verzichten, da zum Auswertungszeitpunkt die Summe der Zählerstände S0 und S1 stets der vorbestimmten Anzahl von Taktperioden entspricht. Somit kann anhand des Zählerstands eines Häufigkeitszählers die Häufigkeit des anderen Signalzustands durch Differenzbildung mit der vorgegebenen Anzahl von Taktperioden ermittelt werden.


Anspruch[de]
  1. Verfahren zum Einstellen der Ausgangsimpedanz einer Treiberstufe,

    wobei die Ausgangsimpedanz der Treiberstufe abhängig von einem Steuersignal (BN0, ..., BNn, BP0, ..., BPn) einstellbar ist,

    gekennzeichnet durch die Schritte

    – Erzeugen eines Impedanzsignals (VImp), welches ein Maß für die Ausgangsimpedanz der Treiberstufe darstellt,

    – Bilden der Differenz zwischen dem Impedanzsignal (VImp) und einem Referenzsignal (VRef), um ein Differenzsignal zu erzeugen,

    – Verarbeiten des Differenzsignals durch einen Sigma-Delta-Modulator (58), um ein Bitstromsignal zu erzeugen, und

    – Erzeugen des Steuersignals (BN0, ..., BNn, BP0, ..., BPn) zum Einstellen der Ausgangsimpedanz abhängig von dem Bitstromsignal.
  2. Verfahren nach Anspruch 1,

    dadurch gekennzeichnet,

    dass das Bitstromsignal in einer Taktperiode des Sigma-Delta-Modulators (58) jeweils einen von zwei Signalzuständen annehmen kann, wobei die Häufigkeit, mit welcher jeweils einer der beiden Signalzustände auftritt von dem Differenzsignal abhängt, und wobei das Verfahren umfasst:

    – Erfassen der jeweiligen Häufigkeit, mit welcher die beiden Signalzustände auftreten,

    – Ermitteln einer Häufigkeitsdifferenz zwischen den erfassten Häufigkeiten der beiden Signalzustände,

    – Vergleichen der Häufigkeitsdifferenz mit einem Schwellenwert,

    – Erhöhen bzw Erniedrigen eines Zählers (68) abhängig von dem Vergleichsergebnis, und

    – Erzeugen des Steuersignals (BN0, ..., BNn, BP0, ..., BPn) zum Einstellen der Ausgangsimpedanz abhängig von dem Zählerstand (CNT) des Zählers (68).
  3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass beim Vergleich der Häufigkeitsdifferenz mit dem Schwellenwert ermittelt wird, ob die Häufigkeitsdifferenz positiv oder negativ ist.
  4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3,

    dadurch gekennzeichnet,

    dass das Erfassen der Häufigkeit, mit welcher einer der beiden Signalzustände auftritt umfasst:

    – Erhöhen eines Häufigkeitszählers (68, 64) für diesen Signalzustand, wenn der Signalzustand erfasst wird, und

    – Auswerten des Zählerstands (S0, S1) des Häufigkeitszählers (63, 64) nach einer vorbestimmten Anzahl von Taktperioden.
  5. Verfahren nach Anspruch 4,

    dadurch gekennzeichnet,

    dass das Verfahren weiterhin umfasst:

    – Zurücksetzen des Häufigkeitszählers (63, 64) nach der Auswertung des Zählerstands (S0, S1).
  6. Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass die vorbestimmte Anzahl von Taktperioden, nach welcher die Auswertung erfolgt, ungerade ist.
  7. Verfahren nach einem der Ansprüche 4–6, dadurch gekennzeichnet, dass für jeden der beiden Signalzustände die Häufigkeit mittels eines separaten Häufigkeitszählers (63, 64) erfasst wird.
  8. Verfahren nach einem der Ansprüche 4–6, dadurch gekennzeichnet, dass für einen ersten der beiden Signalzustände die Häufigkeit mittels des Häufigkeitszählers (63, 64) erfasst wird, wobei die Häufigkeit des zweiten Signalzustands abhängig von der Differenz zwischen der vorbestimmten Anzahl von Taktperioden und dem Zählerstand des dem ersten Signalzustand zugeordneten Häufigkeitszählers (63, 64) berechnet wird.
  9. Verfahren nach einem der Ansprüche 4–8,

    gekennzeichnet durch die Schritte

    – Vergleichen des Betrags der ermittelten Häufigkeitsdifferenz mit dem Betrag der beim vorherigen Auswertevorgang ermittelten Häufigkeitsdifferenz,

    – Erzeugen des Steuersignals (BN0, ..., BNn, BP0, ..., BPn) abhängig von demjenigen Wert des Zählerstands (CNT) des Zählers (68), welcher dem kleineren Betrag der Häufigkeitsdifferenz entspricht.
  10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,

    gekennzeichnet durch den Schritt

    – Erzeugen des Impedanzsignals (VImp) mittels an einer Replica-Schaltung (75, 85) eines Pull-Up-Bereichs oder eines Pull-Down-Bereichs der einzustellenden Treiberstufe.
  11. Verfahren nach Anspruch 10,

    dadurch gekennzeichnet,

    dass das Erzeugen des Impedanzsignals (VImp) umfasst:

    – Einspeisen eines vorbestimmten Stroms in die Replica-Schaltung (75, 85), und

    – Erzeugen des Impedanzsignals (VImp) abhängig von dem Spannungsabfall über die Replica-Schaltung (75, 85).
  12. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass das Referenzsignal (VRef) einer Referenzspannung entspricht, wobei der vorbestimmte Strom abhängig von der Referenzspannung und einem externen Widerstand (71) erzeugt wird.
  13. Verfahren nach Anspruch 10,

    dadurch gekennzeichnet,

    dass das Erzeugen des Impedanzsignals (VImp) umfasst:

    – Anlegen einer vorbestimmten Spannung an eine Reihenschaltung aus der Replica-Schaltung (75, 85) und einem externen Widerstand (71'), wobei das Impedanzsignal (VImp) dem Spannungsabfall über die Replica-Schaltung (75, 85) entspricht.
  14. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass das Referenzsignal (VRef) durch Anlegen der vorbestimmten Spannung an einen Spannungsteiler erzeugt wird, welcher dazu ausgestaltet ist, die vorbestimmte Spannung in einem Verhältnis zu teilen, das dem Verhältnis der einzustellenden Ausgangsimpedanz zu dem Widerstandswert des externen Widerstands (71') entspricht.
  15. Verfahren nach einem der Ansprüche 1–9,

    gekennzeichnet durch den Schritt

    – Erzeugen des Impedanzsignals (VImp) an einem Pull-Up-Bereich oder einem Pull-Down-Bereich der einzustellenden Treiberstufe (60).
  16. Verfahren nach Anspruch 15,

    dadurch gekennzeichnet,

    dass das Erzeugen des Impedanzsignals (VImp) umfasst:

    – Einspeisen eines vorbestimmten Strom in den Pull-Up-Bereich oder den Pull-Down-Bereich, und

    – Erzeugen des Impedanzsignals (VImp) abhängig von dem Spannungsabfall über den Pull-Up-Bereich oder den Pull-Down-Bereich.
  17. Verfahren nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass das Referenzsignal (VRef) einer Referenzspannung entspricht, wobei der vorbestimmte Strom abhängig von der Referenzspannung und einem externen Widerstand (71) erzeugt wird.
  18. Verfahren nach Anspruch 15,

    dadurch gekennzeichnet,

    dass das Erzeugen des Impedanzsignals (VImp) umfasst:

    – Anlegen einer vorbestimmten Spannung an eine Reihenschaltung aus entweder dem Pull-Up-Bereich oder dem Pull-Down-Bereich und einem externen Widerstand (71'), wobei das Impedanzsignal (VImp) dem Spannungsabfall über den Pull-Up-Bereich bzw. den Pull-Down-Bereich entspricht.
  19. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass das Referenzsignal (VRef) durch Anlegen der vorbestimmten Spannung an einen Spannungsteiler erzeugt wird, welcher dazu ausgestaltet ist, die vorbestimmte Spannung in einem Verhältnis zu teilen, das dem Verhältnis der einzustellenden Ausgangsimpedanz zu dem Widerstandswert des externen Widerstands (71) entspricht.
  20. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,

    gekennzeichnet durch den Schritt:

    – Filtern des Impedanzsignals (VImp) mittels eines Tiefpass-Filters (51).
  21. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch den Schritt:

    – Speichern des erzeugten Steuersignals (BN0, ..., BNn, BP0, ..., BPn) in einem Register (70, 80).
  22. Vorrichtung zum Einstellen der Ausgangsimpedanz einer Treiberstufe,

    wobei die Ausgangsimpedanz der Treiberstufe abhängig von einem Steuersignal (BN0, ..., BNn, BP0, ..., BPn) einstellbar ist,

    gekennzeichnet durch:

    – Impedanzerfassungsmittel, welche derart ausgestaltet sind, dass sie ein Impedanzsignal (VImp) erzeugen, welches ein Maß für die Ausgangsimpedanz der Treiberstufe darstellt,

    – Subtraktionsmittel (54), welches dazu ausgestaltet sind, die Differenz zwischen dem Impedanzsignal (VImp) und einem Referenzsignal (VRef) zu bilden, um Differenzsignal zu erzeugen,

    – einen Sigma-Delta-Modulator (58), welchem das Differenzsignal zugeführt ist, um abhängig von dem Differenzsignal ein Bitstromsignal zu erzeugen, und

    – Steuermittel (50), welche dazu ausgestaltet sind, abhängig von dem Bitstromsignal das Steuersignal (BN0, ..., BNn, BP0, ..., BPn) zum Einstellen der Ausgangsimpedanz zu erzeugen.
  23. Vorrichtung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuermittel (50) mindestens einen Häufigkeitszähler (63, 64) umfassen, wobei der mindestens eine Häufigkeitszähler (63, 64) derart ausgestaltet ist, dass ein Zählerstand (S0, S1) des Häufigkeitszählers (63, 64) erhöht wird, wenn der dem Häufigkeitszähler (63, 64) zugeordnete Signalzustand erfasst wird, wobei die Steuermittel (50) derart ausgestaltet sind, dass der Zählerstand (S0, S1) des mindestens einen Häufigkeitszählers (63, 64) jeweils nach einer vorbestimmten Anzahl von Taktperioden des Sigma-Delta-Modulators (58) ausgewertet wird.
  24. Vorrichtung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuermittel (50) dazu ausgestaltet sind, den mindestens einen Häufigkeitszähler (63, 64) nach Auswertung seines Zählerstands (S0, S1) zurückzusetzen.
  25. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 22–24, dadurch gekennzeichnet, dass die Impedanzerfassungsmittel eine Replica-Schaltung (75, 85) eines Pull-Up-Bereichs oder eines Pull-Down-Bereichs der Treiberstufe umfassen, wobei die Replica-Schaltung (75, 85) identisch zu dem Pull-Up-Bereich bzw. dem Pull-Down-Bereich der Treiberstufe ausgestaltet ist und durch dieselben Steuersignale (BN0, ..., BNn, BP0, ..., BPn) angesteuert ist.
  26. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 22–25, dadurch gekennzeichnet, dass die Impedanzerfassungsmittel dazu ausgestaltet sind, das Impedanzsignal (VImp) an der Treiberstufe (60) zu erzeugen.
  27. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 22–26, dadurch gekennzeichnet, dass die Referenzsignalerzeugungsmittel (52) einen externen Widerstand (71; 71') umfassen.
  28. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 22–27, dadurch gekennzeichnet, dass die Referenzsignalerzeugungsmittel (52) eine Bandlückenschaltung (78) zum Erzeugen einer Referenzspannung als das Referenzsignal (VRef) umfassen.
  29. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 21–28,

    gekennzeichnet durch

    – ein Tiefpassfilter (51) zum Filtern des Impedanzsignals (VImp).
  30. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 21–29, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1–21 ausgestaltet ist.
  31. Halbleiterbaustein mit mindestens einem eine Treiberstufe aufweisenden Sender, dadurch gekennzeichnet, dass eine Vorrichtung nach einem der Ansprüche 22–30 in den Halbleiterbaustein integriert ist.
Es folgen 9 Blatt Zeichnungen






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