Dokumentenidentifikation |
DE102005029421A1 04.01.2007 |
Titel |
Verpolungsschutzschaltung mit niedrigem Spannungsabfall |
Anmelder |
Infineon Technologies AG, 81669 München, DE |
Erfinder |
Motz, Mario, Wernberg, AT |
Vertreter |
Schoppe, Zimmermann, Stöckeler & Zinkler, 82049 Pullach |
DE-Anmeldedatum |
24.06.2005 |
DE-Aktenzeichen |
102005029421 |
Offenlegungstag |
04.01.2007 |
Veröffentlichungstag im Patentblatt |
04.01.2007 |
IPC-Hauptklasse |
H02H 3/18(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, DE
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IPC-Nebenklasse |
G05F 1/10(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, DE
H03K 17/08(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, DE
H01L 23/58(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, DE
H02M 3/07(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, DE
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Zusammenfassung |
Stromversorgungsschaltung zur Versorgung einer Schaltung mit einer internen Versorgungsspannung (VDDint) aufgrund einer externen Versorgungsspannung (VDDext) mit einem Bipolartransistor (52) zur Realisierung eines Verpolungsschutzes für die zu versorgende Schaltung, dessen Kollektor-Emitter-Strecke von einem Versorgungsstrom durchflossen wird, wobei eine an den Bipolartransistor (52) angeschlossene Stromquelle (56) den Betrieb des Bipolartransistors (52) an der Grenze zur Sättigung sicherstellt. Die Stromquelle (56) ist entweder durch eine Konstantstromquelle, eine Replikaschaltung oder eine Stromregelschaltung realisiert.
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Beschreibung[de] |
Die vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf eine Verpolungsschutzschaltung
mit niedrigem Spannungsabfall, im Speziellen auf eine Schaltungsanordnung zum Schutz
einer zu versorgenden Schaltung vor Verpolung unter Verwendung eines Bipolartransistors,
nach dem Hauptpatent 10 2004 029 966.8.
Bei einer Vielzahl von technischen Anwendungen ist es heute wünschenswert,
eine elektronische Schaltung mit einer Betriebsspannung zu betreiben, die in einem
weiten Bereich variieren kann. Bei automobilen Anwendungen kann die Betriebsspannung
zum Beispiel zwischen 3 Volt und 34 Volt schwanken. Weiterhin ist es erforderlich,
einen Schutz gegen Verpolung der Betriebsspannung bereitzustellen. Aus Gründen
der Kosten und der Zuverlässigkeit sollen die Schaltung zur Spannungsstabilisierung
und der Verpolungsschutz auf der zu versorgenden integrierten Schaltung integriert
werden. Um die Kosten gering und die Ausbeute hoch zu halten, muss der technologische
Mehraufwand, der durch die monolithische Integration der Schaltungen zur Spannungsstabilisierung
und zum Verpolungsschutz entsteht, möglichst gering sein. Beispielsweise ist
es zulässig, gegenüber einem herkömmlichen Prozess ein bis zwei zusätzliche
unkritische Masken zu verwenden. Daneben soll die Schaltung zur Spannungsstabilisierung
und zum Verpolungsschutz robust gegenüber Technologieschwankungen sein.
Da die Schaltungsanordnungen zur Spannungsstabilisierung und zum Schutz
vor Verpolung typischerweise als eine Einheit betrachtet und auch teilweise durch
ein elektronisches Bauteil realisiert werden, ist es erforderlich, die Anforderungen
an das Gesamtsystem bestehend aus Spannungsstabilisierung und Verpolungsschutz zu
betrachten. Es ist zumeist erforderlich, dass der Regler eine gute Unterdrückung
von externen Betriebsspannungsschwankungen, auch bei hohen Frequenzen, aufweist
und sehr robust auf andere elektrische Störungen reagiert. Dies soll erreicht
werden, ohne externe Abblockkapazitäten zu verwenden, weil diese die Pin-Anzahl
der integrierten Schaltung erhöhen und zusätzliche Kosten verursachen.
Ferner ist es sehr wichtig, dass der Spannungsabfall über der Gesamtschaltung
zur Spannungsstabilisierung und zum Verpolungsschutz möglichst gering ist.
Wünschenswert ist hierbei ein Spannungsabfall von nur maximal 0.2 Volt bis
0.4 Volt zwischen der externen und der internen Versorgungsspannung.
Es sind gegenwärtig mehrere Schaltungsanordnungen bekannt, die
sowohl einen Verpolungsschutz als auch eine Spannungsregelung realisieren können.
Als spannungsregelndes Element dient üblicherweise ein geeignet angesteuerter
Transistor, wobei sowohl Bipolartransistoren als auch Feldeffekttransistoren verwendet
werden können. Zu unterscheiden sind Schaltungsanordnungen, bei denen der Verpolungsschutz
ohne weiteren Schaltungsaufwand durch den Regeltransistor gewährleistet wird,
und Schaltungsanordnungen, bei denen zusätzlich zum Regeltransistor noch weitere
Schaltungsmaßnahmen getroffen werden müssen, um einen Verpolungsschutz
zu gewährleisten. Bei der Verwendung von Hochvolt-pnp-Bipolartransistoren wird
ein Verpolungsschutz schon durch die Schichtenfolge des Transistors sichergestellt
und es ist keine zusätzliche Verpolungsschutzdiode notwendig. Allerdings ist
bei der Verwendung von Hochvolt-pnp-Bipolartransistoren aufgrund des hier erforderlichen
Schaltungskonzepts und der sich ergebenden großen parasitären Kapazitäten
die Unterdrückung von hochfrequenten Störungen auf der externen Versorgungsspannung
schlecht. Eine Verbesserung der Schaltungseigenschaften durch Verwendung eines vertikalen
pnp-Bipolartransistors erfordert zusätzliche Technologieschritte und ist daher
nicht wünschenswert. In ähnlicher Weise erfordert die Herstellung von
Hochvolt-pMOS-Feldeffekttransistoren bei manchen Technologien zusätzliche Technologieschritte.
Bei Verwendung von Hochvolt-pMOS-Feldeffekttransistoren ist ein Verpolungsschutz
nicht von vorneherein gegeben, da die n-Wanne (=Bulk) des Transistors meist mit
dem externen Betriebsspannungsanschluss verbunden ist und eine parasitäre Diode
zu dem p-Substrat (=Masse) bildet. Der Schutz bei Verpolung ist mit diesem Transistortyp
nur eingeschränkt möglich, wenn der Bulk-Anschluss nicht direkt mit dem
Betriebsspannungs-Pin verbunden wird. Dabei besteht aber das Risiko des "Latch-up"
Wenn der Bulk-Anschluss über einen Widerstand mit dem Betriebsspannungs-Pin
und dem Source-Anschluss des Transistors verbunden wird, kann im Reverse-Betrieb
durch den parasitären pnp-Transistor ein relativ großer Strom fließen.
Werden als Regeltransistoren Hochvolt-npn-Bipolartransistoren oder
Hochvolt-nMOS-Feldeffekttransistoren, die als Emitterfolger oder Sourcefolger geschaltet
sind, verwendet, so ist der Schutz gegen Verpolung nicht durch den Regeltransistor
selbst gewährleistet, da am Kollektor oder Drain eine parasitäre Diode
gegen das Substrat existiert. Es müssen zusätzliche Hochvolt-pnp-Bipolartransistoren
oder Hochvolt-Dioden für den Verpolungsschutz verwendet werden. Dadurch erhöht
sich der gesamte Spannungsabfall über Regeltransistor und Verpolungsschutzschaltung
bei herkömmlichen Schaltungsanordnungen auf etwa 0.8 Volt bis 1 Volt. Zudem
können npn-Bipolartransistoren nur mit zusätzlichen Technologieschritten
hergestellt werden.
Weiterhin variiert die Ansteuerschaltung für die Transistoren
je nach verwendetem Transistortyp. Bei Hochvolt-pnp-Bipolartransistoren kann die
Ansteuerung über eine mit dem Bezugspotential verbundenen
Stromquelle erfolgen. Wird ein Hochvolt-pMOS-Feldeffekttransistor als Regeltransistor
verwendet, so benötigt dieser eine Spannungsansteuerung, die auf die externe
Betriebsspannung bezogen ist. Ein Hochvoltnpn-Bipolartransistor wird durch einen
Basisstrom angesteuert, wobei das Basispotential generell positiv gegenüber
der internen Betriebsspannung ist. Bei Verwendung eines Hochvolt-nMOS-Feldeffekttransistors
vom Anreicherungstyp ist das Gate-Potential im normalen Betrieb positiv gegenüber
der geregelten Versorgungsspannung. Es ist möglich, ein solches positives Potential
gegenüber der internen Versorgungsspannung mit einer Ladungspumpe zu erreichen,
wobei sich allerdings ein sehr langsames Regelverhalten ergibt, da der Gate-Umladestrom
durch die Ladungspumpe nur sehr klein sein kann.
Einige Ausführungsbeispiele für monolithisch integrierbare
Stromversorgungsschaltungen mit Verpolungsschutz und Spannungsregelung gemäß
dem Stand der Technik werden nachfolgend anhand der 4
und 5 näher erläutert.
4 zeigt eine Stromversorgungsschaltung, die in ihrer
Gesamtheit mit 10 bezeichnet ist und eine interne Versorgungsspannung VDDint
von 2.5 Volt aufgrund einer externen Versorgungsspannung VDDext, die zwischen 3
Volt und 34 Volt schwanken darf, erzeugt. Zwischen die externe Versorgungsspannung
VDDext und die interne Versorgungsspannung VDDint ist als Regeltransistor ein lateraler
Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 12 geschaltet. Dieser Bipolartransistor
12 wird als Regeltransistor verwendet und stellt den Verpolungsschutz sicher.
Das Ansteuersignal für den Bipolartransistor 12 wird durch eine Spannungsregelschaltung
14 erzeugt, die aus einer "bandgap"-Referenzspannungsquelle 16
und einem damit gekoppelten Transkonduktanz-Verstärker 18 besteht.
Zwischen den Ausgang des Transkonduktanz-Verstärkers 18 und den Basisanschluss
des Bipolartransistors 12 ist ein Hochvolt-n-Kanal-MOSFET 20 als
Hochspannungskaskode geschaltet, um den Ausgang des Transkonduktanz-Verstärkers
von der hohen Spannung an der Basis des pnp-Transistors zu entkoppeln. Der Gate-Anschluss
dieses Feldeffekttransistors 20 ist mit der internen Versorgungsspannung
VDDint verbunden. Weiterhin besteht in der vorliegenden Schaltung eine unvermeidbare
parasitäre Kapazität Cpar zwischen dem Basisanschluss des Bipolartransistors
12 und dem Bezugspotential GND. Weiterhin umfasst die Schaltungsanordnung
eine Sensorschaltung 22, die von der internen Versorgungsspannung VDDint
versorgt wird. Alle Schaltungskomponenten verwenden das gleiche Bezugspotential
GND.
Bei der Schaltungsanordnung gemäß 4
wirkt der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 12 gleichzeitig als Regeltransistor
und als Verpolungsschutz. Allerdings ist eine solche Schaltungsanordnung empfindlich
gegen hochfrequente Störimpulse auf der externen Versorgungsspannung VDDext.
Dies liegt insbesondere an der parasitären Kapazität Cpar, die das Basispotential
wechselspannungsmäßig fixiert. Damit wirken sich hochfrequente Störungen
auf der externen Versorgungsspannung VDDext stark auf die Spannung über der
Basis-Emitter-Strecke des Bipolartransistors 12 aus, was in einer schlechten
Unterdrückung von hochfrequenten Störungen auf der externen Versorgungsspannung
VDDext resultiert. Langsame Schwankungen der externen Versorgungsspannung VDDext
können hingegen über die Spannungsregelschaltung 14, den zur
Entkopplung des Bipolartransistors von der Regelschaltung verwendeten Feldeffekttransistor
20 und den Regeltransistor 12 ausgeregelt werden, so dass die
interne Versorgungsspannung konstant gehalten wird. Es ist möglich, den lateralen
Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 12 durch einen vertikalen pnp-Bipolartransistor
zu ersetzen. Dies verringert zwar die parasitäre Kapazität und verbessert
somit das Verhalten der Schaltung gegenüber hochfrequenten Störungen auf
der externen Versorgungsspannung, erfordert aber zusätzliche Technologieschritte,
was die Herstellungskosten deutlich erhöht und die Ausbeute verringert.
5 zeigt das Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels
einer Stromversorgungsschaltung mit Verpolungsschutz gemäß dem Stand der
Technik, die in ihrer Gesamtheit mit 30 bezeichnet ist. Eine interne Versorgungsspannung
VDDint von 2.5 Volt wird aus einer externen Versorgungsspannung VDDext im Bereich
von 3.5 Volt bis 34 Volt erzeugt. Der Verpolungsschutz wird hierbei durch einen
lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 32 erzielt, der als Diode geklemmt
ist, das heißt, dessen Basis und Kollektor-Anschluss kurzgeschlossen sind.
Der Emitteranschluss ist mit der externen Versorgungsspannung VDDext verbunden.
In Serie zu diesem pnp-Bipolartransistor ist ein Hochvolt-npn-Bipolartransistor
34 geschaltet, dessen Kollektoranschluss mit dem Kollektoranschluss des
pnp-Bipolartransistors 32 verbunden ist, und an dessen Emitteranschluss
die interne Versorgungsspannung VDDint anliegt. Die Regelung der internen Versorgungsspannung
VDDint erfolgt wiederum durch eine Spannungsregelschaltung 14, bestehend
aus einer "bandgap"-Referenzspannungsquelle 16 und einem Transkonduktanz-Verstärker
18. Der am Ausgang des Transkonduktanz-Verstärkers 18 zur
Verfügung stehende Regelstrom wird der Basis des Regeltransistors
34 über einen weiteren Hochvolt-npn-Bipolartransistor 36,
der in Basischaltung betrieben wird und als Hochspannungskaskode wirkt, zugeführt.
Weiterhin ist eine Konstantstromquelle 38 zwischen die externe Versorgungsspannung
VDDext und die Basis des Regeltransistors 34 geschaltet, um ein Hochregeln der
internen Versorgungsspannung über den Hochvolt-npn-Bipolartransistor
34 zu ermöglichen. Mit der internen Versorgungsspannung VDDint wird
wiederum eine Sensorschaltung 22 versorgt.
Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird also ein als Diode
geschalteter lateraler Hochvolt-pnp-Bipolartransistor als Verpolungsschutz verwendet.
Dabei ist es ein Spannungsabfall von etwa 0.6 bis 0.7 Volt über der Emitter-Kollektor-Strecke
des Bipolartransistors 32 zu erwarten.
Weiterhin fällt auch über der Kollektor-Emitter-Strecke
des npn-Regeltransistors 34 eine geringe Spannung ab. Somit beträgt
der gesamte Spannungsabfall über der Verpolungsschutzschaltung und dem Regeltransistor
etwa 0.8 Volt bis 1 Volt. Damit muss die externe Versorgungsspannung VDDext mindestens
3.5 Volt betragen, um eine interne Versorgungsspannung von 2.5 Volt sicher gewährleisten
zu können. Folglich kann festgehalten werden, dass die gezeigte Schaltungsanordnung
nicht die Anforderungen bezüglich eines geringen Spannungsabfalls erfüllt.
Somit ist sie nicht geeignet für den Einsatz in einer Umgebung mit den vorher
genannten Spezifikationen. Weiterhin muss festgehalten werden, dass die Herstellung
der beiden npn-Bipolartransistoren 34, 36 zusätzliche Technologieschritte
im Vergleich zur Standard-CMOS-Technologie erfordert. Auch dies ist ungünstig
im Bezug auf das Ziel niedriger Herstellungskosten.
Weitere Schaltungsanordnungen zur Spannungsversorgung gemäß
dem Stand der Technik finden sich in den folgenden Patentschriften: US
5,530,394; US 5,212,456;
US 5,596,265; US
6,005,378; US 6,137,276;
US 6,504,424.
Es ist insgesamt festzuhalten, dass weder unter Verwendung von Regeltransistoren
mit integriertem Verpolungsschutz noch bei Verwendung von Regeltransistoren in Verbindung
mit einem herkömmlichen separaten Verpolungsschutzelement die oben genannten
Anforderungen zufriedenstellend erfüllt werden können.
Es ist Aufgabe des Hauptpatents, eine Verpolungsschutzschaltung mit
niedrigem Spannungsabfall zu schaffen, die mit geringem technologischem Aufwand
realisiert werden kann.
Das Hauptpatent schafft eine Stromversorgungsschaltung zur Versorgung
einer Schaltung mit einer internen Versorgungsspannung aufgrund einer externen Versorgungsspannung
mit einem Bipolartransistor zur Realisierung eines Verpolungsschutzes für die
zu versorgende Schaltung, dessen Kollektor-Emitter-Strecke von einem Versorgungsstrom
durchflossen wird, und mit einer an den Bipolartransistor angeschlossenen Regelschaltung
zum Betrieb des Bipolartransistors an der Grenze zur Sättigung.
Das Hauptpatent beruht auf der Erkenntnis, dass über der Kollektor-Emitter-Strecke
eines bipolaren Transistor nur eine geringe Spannung abfällt, wenn er nicht
wie in herkömmlichen Verpolungsschutzschaltungen üblich als Diode verschaltet
ist, sondern an der Basis mit einem Strom angesteuert wird, der ihm gerade noch
in der Sättigung hält. Ferner wird hier die Erkenntnis herangezogen, dass
ein lateraler Hochvolt-Bipolartransistor zumeist prozesskompatibel ohne zusätzliche
Masken in einem herkömmlichen CMOS-Prozess hergestellt werden kann. Ebenso
kann die Regelschaltung, die den Basissteuerstrom für diesen Bipolartransistor
liefert, problemlos in der zur Verfügung stehenden Technologie realisiert werden.
Somit ist es im Gegensatz zum Stand der Technik möglich, eine monolithisch
integrierbare Verpolungsschutzschaltung mit geringem Spannungsabfall zu erzielen,
die unabhängig von dem verwendeten Regeltransistor ist.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel des Hauptpatents wird
der Bipolartransistor durch eine an die Basis angeschlossene Regelschaltung für
den Basisstrom an der Grenze zur Sättigung gehalten.
Bei einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel des Hauptpatents
weist die Regelschaltung für den Basisstrom einen gleichartig aufgebauten Bipolartransistor
auf. Dies hat den Vorteil, dass der Basisstrom damit so gesteuert werden kann, dass
er unabhängig von Technologie und Temperatur den Bipolartransistor an der Grenze
zur Sättigung hält.
Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel des Hauptpatents
ist der Bipolartransistor ein Hochvolt-pnp-Bipolartransistor oder ein Hochvolt-npn-Bipolartransistor.
Dies hat den Vorteil, dass die Verpolungsschutzschaltung auch bei einer hohen externen
Versorgungsspannung ohne Beschädigung betrieben werden kann.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel des Hauptpatents ist
der Bipolartransistor ein lateraler Hochvolt-pnp-Bipolartransistor oder ein lateraler
Hochvolt-pnp-Bipolartransistor. Dies hat den Vorteil, dass der Bipolartransistor
prozesskompatibel ohne zusätzliche Masken in einem CMOS-Prozess hergestellt
werden kann.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel des Hauptpatents ist der
Bipolartransistor ein vertikaler Hochvolt-pnp-Bipolartransistor oder ein vertikaler
Hochvolt-npn-Bipolartransistor.
Bei einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel des Hauptpatents
ist dem Bipolartransistor ein Feldeffekttransistor zur Realisierung einer Spannungsregelung
für die zu versorgende Schaltung in Serie geschaltet, dessen Source-Drain-Strecke
von dem Versorgungsstrom durchflossen wird, und der von einer Spannungsregelschaltung
angesteuert wird. Diese Schaltungsanordnung hat den Vorteil, dass neben dem Verpolungsschutz
auch eine Stabilisierung der internen Versorgungsspannung erfolgen kann. Sowohl
der Bipolartransistor als auch der Feldeffekttransistor können mit sehr geringem
technologischen Mehraufwand, bezogen auf einen herkömmlichen CMOS-Prozess,
hergestellt werden.
Bei einer bevorzugten Schaltungsanordnung des Hauptpatents ist der
Feldeffekttransistor ein Hochvolt-n-Kanal-MOSFET vom Verarmungstyp. Ein solcher
Transistor kann ausgehend von einem üblichen MOSFET vom Anreicherungstyp durch
einen zusätzlichen Implantationsschritt hergestellt werden. Somit wird bei
einer solchen Schaltungsausführung nur eine zusätzliche unkritische Implantationsmaske
gegenüber einem Standard-CMOS-Prozess nötig. Dies führt zu niedrigen
Herstellungskosten. Weiterhin hat eine solche Schaltungsanordnung den Vorteil, dass
der Regeltransistor direkt aus einer Schaltung angesteuert werden kann, die selbst
schon an der geregelten internen Versorgungsspannung betrieben wird. Dies verbessert
die Unterdrückung von hochfrequenten Störungen auf der externen Versorgungsspannung.
Ferner weist diese Schaltungsanordnung ein sicheres Startverhalten auf. Startpfade
gegen die externe Versorgungsspannung, die anfällig für Störimpulse
auf der externen Versorgungsspannung sind, sind nicht nötig.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel es Hauptpatents ist der
Feldeffekttransistor ein Hochvolt-n-Kanal-MOSFET vom Anreicherungstyp. Diese Schaltungsanordnung
bietet den Vorteil, dass die Herstellung ohne zusätzlichen Implantationsschritt
direkt in einem Standard-CMOS-Prozess erfolgen kann. Allerdings muss bei dieser
Schaltungsanordnung ein Gatepotential erreicht werden, das oberhalb des Potentials
der internen Versorgungsspannung liegt.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel des Hauptpatents wird
das Gatepotential des Hochvolt-n-Kanal-MOSFET vom Anreicherungstyp mit Hilfe einer
Ladungspumpe erzeugt, die in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal einer Spannungsregelschaltung
angesteuert wird. Eine solche Schaltungsanordnung bietet den Vorteil, dass trotz
Verwendung eines technologischen einfach herstellbaren Hochvolt-n-Kanal-MOSFET vom
Anreicherungstyp die Ansteuerspannung für diesen Regeltransistor alleine aus
der internen Versorgungsspannung erzeugt wird. Somit ist das Gatepotential des Regeltransistors
weitgehend unabhängig von der externen Versorgungsspannung, was die Einkopplung
von Störungen auf der externen Versorgungsspannung reduziert und einen Betrieb
mit geringem Spannungsabfall ermöglicht.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel des Hauptpatents ist der
Feldeffekttransistor ein Sperrschicht-Feldeffekttransistor. Dies bringt den Vorteil,
dass die Verpolungsschutzschaltung auch in Verbindung mit Technologien eingesetzt
werden kann, bei denen die Herstellung von MOS-Feldeffekttransistoren nicht vorgesehen
ist. Weiterhin ist festzuhalten, dass Sperrschicht-Feldeffekttransistoren von ihrem
elektrischen Verhalten her im wesentlichen MOS-Feldeffekttransistoren vom Verarmungstyp
gleichen. Das heißt insbesondere, sie sind selbstleitend. Entsprechend können
Sperrschicht-Feldeffekttransistoren genauso wie MOS-Feldeffekttransistoren vom Verarmungstyp
vorteilhaft eingesetzt werden, es entfällt jedoch der zur Herstellung eines
Feldeffekttransistors vom Verarmungstyp nötige zusätzliche technologische
Aufwand.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel des Hauptpatents weist
die Spannungsregelschaltung zur Ansteuerung des Feldeffekttransistors eine "bandgap"-Referenzspannungsquelle,
einen Transkonduktanz-Verstärker und einen Abblockkondensator, der an das Gate
des Feldeffekttransistors angeschlossen ist, auf. Transkonduktanz-Verstärker
und „bandgap"-Referenzspannungsquelle können in einer Schaltung vereint
sein, so dass der Schaltungsaufwand für die Regelschaltung gering ist.
Der Vorteil einer solchen Schaltungsanordnung liegt darin, dass die
interne Versorgungsspannung auch bei großen Schwankungen der externen Versorgungsspannung
sehr stabil gehalten werden kann. Insbesondere ist es möglich, die "bandgap"-Referenzspannungsquelle
und den Transkonduktanz-Verstärker an der stabilisierten internen Versorgungsspannung
zu betreiben. Dies bringt den Vorteil, dass Störungen auf der externen Versorgungsspannung
keinen direkten Einfluss auf die Spannungsregelschaltung haben. Wird ein Hochvolt-n-Kanal-MOSFET
vom Verarmungstyp oder ein Hochvolt-Sperrschicht-Feldeffekttransistor als Regeltransistor
verwendet, so kann der Gate-Anschluss dieses Feldeffekttransistors direkt mit dem
Ausgang des Transkonduktanz-Verstärkers verbunden werden. Die Vorteile einer
solchen Schaltungsanordnung liegen darin, das ein zusätzlicher Transistor zwischen
dem Ausgang des Transkonduktanz-Verstärkers und dem Gate-Anschluss des Feldeffekttransistors
eingespart werden kann. Weiterhin ist es nicht nötig, dass vom Gate-Anschluss
des Feldeffekttransistors irgendein leitender Pfad zu der externen Versorgungsspannung
besteht. Somit haben Störimpulse auf der externen Versorgungsspannung keinen
direkten Einfluss auf das Gate-Potential des Regeltransistors.
Vielmehr ist es möglich, am Gate des Regeltransistors einen Abblockkondensator
gegen Masse vorzusehen, was in einer robusten Spannungsregelschleife mit einer sehr
guten Unterdrückung von hochfrequenten Störungen auf der externen Versorgungsspannung
resultiert.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel des Hauptpatents sind
dem Bipolartransistor ein Hochvolt-Feldeffekttransistor vom Verarmungstyp, dessen
Source-Drain-Strecke von dem Versorgungsstrom geschlossen wird, dessen Gate-Anschluss
mit einem Bezugspotential verbunden ist und dessen Schwellenspannung größer
als die interne Versorgungsspannung ist, und ein Niederspannungs-Regeltransistor,
dessen Kollektor-Emitter-Strecke oder Source-Drain-Strecke von dem Versorgungsstrom
durchflossen wird, in Serie geschaltet, wobei der Steueranschluss des Niederspannungs-Regeltransistors
mit dem Ausgang einer Spannungsregelschaltung verbunden ist. Eine solche Schaltungsanordnung
bietet den Vorteil, dass die eigentliche Spannungsregelung durch einen Niedervolt-Regeltransistor
erfolgt. Ein derartiger Niedervolt-Transistor weist ein besseres Regelverhalten
auf als ein Hochvolt-Transistor. Der Hochvolt-Feldeffekt-Transistor vom Verarmungstyp
ist als Source-Folger geschaltet. Somit wird das Source-Potential weitgehend konstant
gehalten, da der Gate-Anschluss mit dem Bezugspotential verbunden ist. Das Source-Potential
wird bei dieser Beschaltung wesentlich von der Schwellenspannung des Hochvolt-Feldeffekttransistors
bestimmt. Damit begrenzt der Hochvolt-Feldeffekttransistor die an dem eigentlichen
Niedervolt-Regeltransistor anliegende Spannung und führt eine Vorstabilisierung
aus. Der Mehraufwand für den zusätzlichen Regeltransistor, der sowohl
als Feldeffekttransistor als auch als Bipolartransistor ausgeführt sein kann,
ist gering.
Es ist die Aufgabe des Zusatzpatents, die Stromversorgungsschaltung
des Hauptpatents dahin gehend weiterzubilden, dass der verwendete Bipolartransistor
zuverlässiger und unempfindlicher gegenüber Temperatur- und Prozess-bedingten
Schwankungen an der Grenze zur Sättigung betrieben werden kann.
Diese Aufgabe wird durch Schaltungsanordnungen gemäß den
Ansprüchen 1, 5 oder 11 gelöst. Es ist der Kerngedanke des Zusatzpatents,
dass ein Bipolartransistor durch eine geeignete Einstellung des Basisstromes an
die Grenze der Sättigung gebracht werden kann. Dies kann in einer besonders
einfachen Weise erfolgen, indem eine geeignet dimensionierte Konstantstromquelle
mit einem Basis-Anschluss des Bipolartransistors verbunden wird und entsprechend
dem Bipolartransistor einen konstanten Basisstrom einprägt. Unter konstanten
Bedingungen, also beispielsweise konstanter Temperatur, konstantem Kollektorstrom
des Bipolartransistor und konstanter Kollektor-Emitter-Spannung des Bipolartransistors,
ist nämlich ein Betrieb des Bipolartransistors an der Grenze zur Sättigung
durch Einprägen eines konstanten Basisstroms mit sehr geringem Schaltungsaufwand
möglich. Der zum Betrieb des Bipolartransistors an der Grenze zur Sättigung
benötigte Strom der Konstantstromquelle kann bei einem Schaltungsentwurf unschwer
aus dem erforderlichen Kollektorstrom des Bipolartransistors, der gleich der Stromaufnahme
der zu versorgenden Schaltung ist, ermittelt werden. Im übrigen ist eine Realisierung
einer Konstantstromquelle in einer integrierten Schaltung in einer besonders vorteilhaften
Weise möglich. Außerdem unterliegen typischerweise alle Konstantstromquellen
einer Schaltungsanordnungen den gleichen Prozess- und Temperaturbedingten Schwankungen.
Damit ist gewährleistet, dass sich die Stromaufnahme der zu versorgenden Schaltung
(die durch weitere Konstantstromquellen bestimmt sein kann) typischerweise in der
gleichen Weise ändert wie der von der Konstantstromquelle an den Bipolartransistor
gelieferte Basisstrom. Da sich der zum Betrieb des Bipolartransistors an der Grenze
zur Sättigung nötige Basisstrom aber in der gleichen Weise ändert
wie die Stromaufnahme der zu versorgenden Schaltung kann der Bipolartransistor auch
über Prozess- und Temperaturschwankungen mit dem sehr geringen Schaltungsaufwand
einer Konstantstromquelle zuverlässig an der Grenze zur Sättigung gehalten
werden.
Es ist ein weiterer Kerngedanke des vorliegenden Zusatzpatents, dass
prozessbedingte Schwankungen eines zum Betrieb des Bipolartransistors an der Grenze
zur Sättigung benötigen Stromes durch eine Replikaschaltung, die einen
Replikatransistor enthält, in wirkungsvoller Weise verringert werden können.
Die Replikaschaltung erzeugt hierbei wiederum einen konstanten Basisstrom zur Ansteuerung
des Bipolartransistors, wobei der konstante Basisstrom des Bipolartransistor durch
einen Replikatransistor bestimmt wird, der eine gleiche Schichtenfolge wie der Bipolartransistor
aufweist oder identisch mit dem Bipolartransistor ist. Ein Basisstrom des Replikatransistors
wird so eingestellt bzw. ausgeregelt, dass ein Kollektorstrom des Replikatransistor
in einem bekannten Verhältnis zu der Stromaufnahme der zu versorgenden Schaltung
ist. Dem Bipolartransistor wird dann wiederum ein Basisstrom zugeführt, der
in einem zweiten bekannten Verhältnis zu dem Basisstrom des Replikatransistors
ist. Das erste Verhältnis und das zweite Verhältnis können bei einem
Schaltungsentwurf so festgelegt werden, dass sich der Bipolartransistor an der Grenze
zur Sättigung befindet. Weicht nun eine Stromverstärkung des Replikatransistors
von einer bei dem Schaltungsentwurf angenommenen Stromverstärkung ab, so weicht
als Folge auch der zu dem Bipolartransistor gelieferte Basisstrom
von einem Entwurfswert ab. Da sich die Eigenschaften des Bipolartransistors allerdings
in der gleichen Weise ändern wie die Eigenschaften des Replikatransistors,
befindet sich auch bei Prozess-bedingten Parameterschwankungen der Bipolartransistor
wieder an der Grenze zur Sättigung. Somit ist der Einsatz eines Replikatransistors
in der gezeigten Schaltungsanordnungen geeignet, um den Bipolartransistor unabhängig
von Prozessschwankungen zuverlässig an der Grenze zur Sättigung zu halten.
Es ist ein weiterer Kerngedanke des Zusatzpatents, dass es für
den Betrieb des Bipolartransistors an der Grenze zur Sättigung vorteilhaft
ist, einen Basisstrom des Bipolartransistors so zu regeln, dass eine Emitter-Kollektor-Spannung
des Bipolartransistors einen vorgegebenen Wert annimmt, der so gewählt ist,
dass der Bipolartransistor an der Grenze zur Sättigung betrieben wird. Es hat
sich nämlich gezeigt, dass die Grenze zur Sättigung durch eine vorgegebene
Kollektor-Emitter-Spannung für einen weiten Bereich von Kollektorströmen
gut beschrieben werden kann. In anderen Worten, ein Transistor kann durch Festlegen
einer Kollektor-Emitter-Spannung auch dann an der Grenze zur Sättigung gehalten
werden, wenn sich der Kollektorstrom ändert. Im übrigen hat sich ferner
gezeigt, dass eine Kollektor-Emitter-Spannung, bei der sich der Bipolartransistor
für einen vorgegebenen Kollektorstrom an der Grenze zur Sättigung befindet,
nur minimal mit der Temperatur und anderen Prozessbedingten Schwankungen ändert.
Daher ist eine Regelung der Kollektor-Emitter-Spannung auf einen vorgegebenen Wert
durch Beeinflussung des Basisstroms des Bipolartransistors eine vorteilhafte Möglichkeit,
um den Bipolartransistor an der Grenze zur Sättigung zu halten.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden
nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert.
Daneben zeigen die Figuren auch einige bisher bekannte Beispiele von Schaltungen
zum Verpolungsschutz und zur Spannungsregelung. Es zeigen:
1a ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels
einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem Hauptpatent;
1b ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels
einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem Hauptpatent;
1c ein Schaltbild einer ersten erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung;
1d ein Schaltbild einer zweiten erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung;
1e ein Schaltbild einer dritten erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung;
2 einen Querschnitt durch einen Hochvolt-n-Kanal-MOSFET
vom Anreicherungstyp;
3 einen Querschnitt durch einen Hochvolt-n-Kanal-MOSFET
vom Verarmungstyp;
4 ein Schaltbild eines ersten Beispiels einer Stromversorgungsschaltung
gemäß dem Stand der Technik;
5 ein Schaltbild eines zweiten Beispiels einer Stromversorgungsschaltung
gemäß dem Stand der Technik.
1a zeigt ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels
einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem Hauptpatent, die in ihrer Gesamtheit
mit 50 bezeichnet ist und eine gegen Verpolung geschützte und geregelte
interne Versorgungsspannung VDDint aufgrund einer große Schwankungen und Störimpulse
aufweisenden externen Versorgungsspannung VDDext erzeugt. Die interne Versorgungsspannung
VDDint beträgt in diesem Ausführungsbeispiel 2.5 Volt, die externe Versorgungsspannung
VDDext darf zwischen 2.7 Volt und 34 Volt liegen. Zwischen die externe Versorgungsspannung
VDDext und die interne Versorgungsspannung VDDint sind in Serie ein lateraler Hochvolt-pnp-Bipolartransistor
52 und ein Hochvolt-n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistor vom Verarmungstyp
54 geschaltet. Dabei liegt der Emitteranschluss E des Bipolartransistors
an der externen Versorgungsspannung VDDext. Der Kollektoranschluss C des Bipolartransistors
ist mit dem Drainanschluss D des Feldeffekttransistors verbunden. Die interne Versorgungsspannung
VDDint wird an dem Sourceanschluss S des Feldeffekttransistors abgegriffen. Mit
der internen Versorgungsspannung werden eine Regelschaltung für den Basisstrom
des Bipolartransistors 56, eine Spannungsregelschaltung 58 und
eine Sensorschaltung 60 versorgt. Weiterhin ist ein Abblockkondensator
62 an die interne Versorgungsspannung angeschlossen. Alle Teilschaltungen
verwenden das gleiche Bezugspotential GND. Die Regelschaltung 56 für
den Basisstrom des Bipolartransistors ist direkt mit dem Basisanschluss B des Bipolartransistors
verbunden. Die Spannungsregelschaltung 58 besteht aus einer "bandgap"-Referenzspannungsquelle
64, die mit einem Transkonduktanz-Verstärker 66 verschaltet
ist. Der Ausgang des Transkonduktanz-Verstärkers 66 ist mit einem
Abblockkondensator CG und dem Gateanschluss G des Feldeffekttransistors
verbunden.
Im Folgenden wird die Funktionsweise der eben beschriebenen Schaltungsanordnung
näher erläutert. Kern des Hauptpatents ist der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor
52, der einen Verpolungsschutz mit niedrigem Spannungsabfall realisiert.
Im Falle der Verpolung der externen Betriebsspannung VDDext sperrt die Basis-Emitter-Diode
des Bipolartransistors 52 und schützt so die zu versorgende Schaltung
vor Zerstörung. Im normalen Betrieb, das heißt, bei richtiger Polarität
von VDDext, wird der Bipolartransistor 52 durch die Regelschaltung
56 für den Basisstrom an der Grenze zur Sättigung gehalten. Damit
fällt über der Kollektor-Emitter-Strecke des Bipolartransistors
52 insbesondere bei kleiner externer Versorgungsspannung VDDext nur eine
kleine Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung ab. Dieses Verhalten unterscheidet
sich grundlegend von dem Verhalten herkömmlicher Verpolungsschutzschaltungen,
bei denen der Transistor als Diode, das heißt mit kurzgeschlossener Basis-Kollektor-Strecke,
betrieben wird. Bei derartigen Schaltungen beträgt der Spannungsabfall über
dem Verpolungsschutz üblicherweise etwa 0.7 V. Weiterhin werden durch den Betrieb
an der Grenze zur Sättigung zu hohe parasitäre Substratströme vermieden.
Der Basissteuerstrom kommt dabei aus einer geeigneten Regelschaltung 56,
die einen gleichartigen Transistor enthält. Da die Stromaufnahme der Sensorschaltung
60 bekannt ist, kann durch Ermitteln des Basisstroms dieses Transistors
die Regelung des Basisstroms des eigentlichen Verpolungsschutztransistors
52 erfolgen.
Die eigentliche Regelung der internen Versorgungsspannung erfolgt
mit Hilfe des Hochvolt-n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistors vom Verarmungstyp
54, der im Source-Folger-Betrieb arbeitet. Source-Folger mit Hochvolt-n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistoren
weisen im Allgemeinen ein sehr gutes Regelverhalten auf, da sie einerseits am Gate
gegen Masse abgeblockt werden können (dynamische Kompensation; der Gate-Abblockkondensator
CG ist im vorliegenden Ausführungsbeispiel als Teil der Spannungsregelschaltung
gezeigt) und andererseits ein sehr schnelles Lastregelverhalten gegen große
Lastsprünge aufweisen. Somit können sowohl Störungen auf der externen
Versorgungsspannung als auch Lastsprünge sehr gut ausgeregelt werden. Die Verwendung
eines externen Abblockkondensators erübrigt sich.
Neben dem Verpolungsschutztransistor ist auch der Feldeffekt-Regeltransistor
54 kompatibel mit einem Betrieb mit geringem Spannungsabfall. Bei kleiner
externer Versorgungsspannung VDDext fällt an dem Hochvolt-n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistors
vom Verarmungstyp nur eine Spannung ab, die kleiner als seine Sättigungsspannung
ist. Insgesamt ergibt sich somit bei einer Schaltungsanordnung gemäß dem
gezeigten Ausführungsbeispiel bei einer internen gegen Verpolung geschützten
und geregelten Versorgungsspannung von 2.5 V ein sehr großer Betriebsspannungsbereich
von 2.7 V bis 34 V.
Die Verwendung eines Hochvolt-n-Kanal-MOSFET vom Verarmungstyp bringt
im Vergleich zu einem herkömmlichen Regeltransistor vom Anreicherungstyp eine
wesentliche Vereinfachung der Spannungsregelschaltung 58 und insbesondere
der Ansteuerung des Regeltransistors mit sich. Die Gate-Steuerspannung für
den Regeltransistor vom Verarmungstyp liegt unterhalb der geregelten internen Betriebsspannung
VDDint. Damit kann der Regeltransistor direkt von einer Regelschaltung, die mit
der internen Versorgungsspannung betrieben wird, angesteuert werden. Dabei sind
insbesondere keine weiteren Schaltungsmaßnahmen erforderlich, die eine direkte
Verbindung mit der ungeregelten externen Versorgungsspannung VDDext herstellen.
Entsprechend verbessert sich die Unterdrückung von Störungen auf der externen
Versorgungsspannung. Ein Regeltransistor vom Verarmungstyp bietet gegenüber
einem Transistor vom Anreicherungstyp auch bezüglich des Startverhaltens große
Vorteile. Der Feldeffekttransistor vom Verarmungstyp ist leitend, wenn das Potential
an seinem Gate-Anschluss gleich dem Potential an seinem Source-Anschluss ist. Damit
kann bei der gezeigten Schaltungsanordnung eine interne Versorgungsspannung VDDint
aufgebaut werden, selbst wenn die Spannungsregelschaltung noch nicht mit einer zum
geregelten Betrieb ausreichenden Spannung versorgt wird. Bei einem Feldeffekttransistor
vom Anreicherungstyp hingegen muss das Gate-Potential größer als das Source-Potential
sein, damit der Transistor leitend wird. Dies kann beim Start der Regelschaltung
nur durch eine leitende Verbindung zu der externen Versorgungsspannung VDDext erreicht
werden, was die Einkopplung von Störimpulsen von der externen Versorgungsspannung
VDDext auf die Spannungsregelschaltung ermöglicht. Es kann somit festgehalten
werden, daß bei Verwendung eines Feldeffekttransistors vom Verarmungstyp als
Regeltransistor ein sehr sicheres Startverhalten ohne die Verwendung von Startpfaden
gegen die externe Versorgungsspannung gewährleistet ist.
Bei dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel umfasst die Spannungsregelschaltung
eine "bandgap"-Referenzspannungsquelle 64, einen Transkonduktanz-Verstärker
66 und einen Abblockkondensator CG. Die eigentliche Spannungsregelung
erfolgt mittels des Transkonduktanz-Verstärkers 66, der geeignet verschaltet
ist, um dem Hochvolt-n-Kanal-MOSFET vom Verarmungstyp 54 mit einer Steuerspannung
zwischen 0 Volt und 2.5 Volt anzusteuern. Es ist weiterhin zu beachten, dass die
gesamte Spannungsregelschaltung mit der geregelten internen Versorgungsspannung
VDDint betrieben wird, so dass sie von Störungen auf der externen Versorgungsspannung
VDDext nicht direkt beeinflusst wird.
Die Regelschaltung 56 für den Basisstrom des Bipolartransistors
52 umfasst in diesem Ausführungsbeispiel einen weiteren
Bipolartransistor für eine Replikaschaltung, der gleichartig dem eigentlichen
Verpolungsschutz-Transistor 52 ist. Damit kann der Basisstrom so geregelt
werden, daß der Verpolungsschutztransistor 52 technologie- und temperaturunabhängig
an der Grenze zur Sättigung betrieben wird.
1b zeigt ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels
einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem Hauptpatent. Dieses Ausführungsbeispiel
ist gegenüber dem in 1a gezeigten nur geringfügig
verändert, so daß hier nur auf die Veränderungen eingegangen wird.
Die Spannungsregelung erfolgt bei diesem Ausführungsbeispiel nicht wie in
1a gezeigt durch einen Hochvolt-n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistor
vom Verarmungstyp 54, sondern durch eine zweistufige Spannungsregelanordnung.
Insbesondere ist dem Verpolungsschutz-Bipolartransistor 52 ein Hochvolt-Feldeffekttransistor
vom Verarmungstyp 68, dessen Source-Drain-Strecke von dem Versorgungsstrom
durchflossen wird, sowie ein Niederspannungs-Regeltransistor 70, dessen
Source-Drain-Strecke ebenfalls von dem Versorgungsstrom durchflossen wird, in Serie
geschaltet werden. Der Gate-Anschluss des Hochvolt-Feldeffekttranistors
68 ist hierbei mit dem Bezugspotential GND verbunden. Der Steueranschluss
des Niederspannungs-Regeltransistors 70 ist mit dem Ausgang einer Spannungsregelschaltung
58 verbunden. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist der Hochvolt-Feldeffekttransistor
68 ein Hochvolt-n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistor vom Verarmungstyp und
der Niedervolt-Regeltransistor 70 ein Niedervolt-n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistor
vom Verarmungstyp. Bei einer solchen Schaltungsanordnung übernimmt der Hochvolt-Feldeffekttransistor
vom Verarmungstyp 68 die Vorstabilisierung der Versorgungsspannung, so
dass an dem Niedervolt-Regeltransistor 70 nur noch eine kleine Spannung
abfällt. Die vorstabilisierte Spannung liegt an einem Knoten 72 an,
der mit dem Source-Anschluss der Hochvolt-n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistors
68 und dem Drain-Anschluss des Niedervolt-Regeltransistors 70
verbunden ist. Ein Vorteil dieser Schaltungsanordnung besteht darin, dass der Niedervolt-Regeltransistor
70 typischerweise bessere Regeleigenschaften aufweist als ein Hochvolt-Regeltransistor
54. Somit kann mit einer solchen Schaltungsanordnung ohne großen technologischen
Aufwand eine verbesserte Spannungsstabilisierung erreicht werden.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung
gemäß 1b als Niedervolt-Regeltransistor
70 ein Niedervolt-Bipolartransistor verwendet werden, wobei die Kollektor-Emitter-Strecke
von dem Versorgungsstrom durchflossen wird. Die mit dem Basis-Anschluss des Bipolartransistors
verbundene Ansteuerschaltung muß in diesem Fall entsprechend angepaßt
sein.
Weiterhin ist es möglich, den Hochvolt-n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistor
vom Verarmungstyp durch einen anderen Transistortyp zu ersetzen. Insbesondere kann
ein Sperrschicht-Feldeffekttransistor eingesetzt werden, der bei sehr ähnlichem
elektrischen Verhalten mit einem anderen technologischen Prozeß herstellbar
ist. Auch ist es möglich, einen Feldeffekttransistor vom Anreicherungstyp zu
verwenden, wenn durch eine schaltungstechnische Maßnahme sichergestellt ist,
daß das Gate-Potential auf einen geeigneten Wert oberhalb der erforderlichen
internen Versorgungsspannung angehoben wird. Der genaue Wert des Gate-Potentials
hängt dabei von der gewünschten internen Versorgungsspannung, der Schwellspannung
des Feldeffekttransistors und dem für die Regelung durch den Niederspannungs-Regeltransistor
benötigten Spannungshub ab. Das Gate-Potential kann dabei entweder durch eine
Ladungspumpe aus der internen Versorgungsspannung oder durch eine Stabilisierungsschaltung
aus der externen Versorgungsspannung erzeugt werden.
1c zeigt ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels
einer erfindungsgemäßen Stromversorgungsschaltung. Das erste Ausführungsbeispiel
der erfindungsgemäßen Stromversorgungsschaltung entspricht im wesentlichen
dem in 1a gezeigten ersten Ausführungsbeispiel
der Stromversorgungsschaltung, wobei hier eine konkrete Ausführungsform einer
Stromquellenschaltung 56 für den Basisstrom des Bipolartransistors
52 gezeigt ist. Die in 1c gezeigte Stromversorgungsschaltung
ist in ihrer Gesamtheit mit 74 bezeichnet. Der Basisstrom des lateralen
Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 wird hierbei von der Stromquellenschaltung
56a geliefert. Die Stromquellenschaltung 56a umfasst im wesentlichen
eine Konstantstromquelle 75.
Der Strom der Konstantstromquelle 75 ist so angepasst, dass
der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 an der Grenze zur Sättigung
gehalten wird. Der von der Konstantstromquelle zu liefernde Strom kann hierbei bei
Kenntnis des von der Sensorschaltung 60 sowie der Spannungsregelschaltung
58 (sowie gegebenenfalls auch Der Stromquellenschaltung 56a) aufgenommenen
Stroms unter Verwendung eines Ausgangskennlinienfeldes des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
52 ermittelt werden. Hierzu kann ein Kollektorstrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
52 zu bestimmt werden, indem die Summe der von der Spannungsregelschaltung
58 und der Sensorschaltung 60 aufgenommenen Ströme gebildet
wird. Da typischerweise die Stromaufnahmen der Spannungsregelschaltung
58 und der Sensorschaltung 60 bekannt sind, kann auch der Kollektorstrom
des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 als bekannt angenommen
werden.
Ein Ausgangskennlinienfeld eines Bipolartransistors, also auch ein
Ausgangskennlinienfeld des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52
zeigt für eine Mehrzahl von vorgegebenen Basisströmen jeweils einen Punkt,
an dem die Ausgangskennlinie (die einen Zusammenhang zwischen Kollektor-Emitter-Spannung
und Kollektorstrom beschreibt) abknickt. Der zu einem Basisstrom gehörige Abknickpunkt
beschreibt eine Grenze zur Sättigung und kann für einen jeweils vorgegebenen
Basisstrom durch einen Stromwert des Kollektorstroms und einen Spannungswert der
Kollektor-Emitter-Spannung beschrieben werden. Der Spannungswert der Kollektor-Emitter-Spannung
wird hierbei als Sättigungsspannung UCEsat bezeichnet. Der Stromwert
für den Kollektorstrom, bei dem die Kennlinie für einen vorgegebenen Basisstrom
abknickt (d.h. von der Sättigung in den aktiven Bereich übergeht) wird
als Kollektor-Sättigungsstromwert zu dem vorgegebenen Basisstrom bezeichnet.
Unter Kenntnis des Ausgangskennlinienfelds des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
52 ist es möglich, zu einem vorgegebenen Kollektorstrom einen zugehörigen
Basisstrom zu finden, so dass der Kollektorstrom gleich dem zu dem zu bestimmenden
Basisstrom gehörigen Kollektor-Sättigungsstrom ist. In anderen Worten,
der Basisstrom kann aus dem Ausgangskennlinienfeld des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
so bestimmt werden, dass sich der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor
52 bei dem vorgegebenen Kollektorstrom an der Grenze zur Sättigung
befindet. In anderen Worten, ein Arbeitspunkt des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
52 wird bevorzugt so gewählt, dass der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor
52 in einem Bereich des Ausgangskennlinienfelds betrieben wird, in dem
die zu dem entsprechenden Basisstrom gehörige Kennlinie abknickt (d.h. nicht
in einer guten Näherung durch eine Gerade angenähert werden kann). In
diesem Fall ist die Kollektor-Emitter-Spannung des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
52 gleich der Sättigungsspannung UCEsat des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
52. Der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 ist also an
einem solchen Betriebspunkt, dass sich bei konstantem Basisstrom der Kollektorstrom
nicht in einer näherungsweise linearen Weise mit der Kollektor-Emitter-Spannung
ändert. Der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 befindet sich
also genau an dem Übergang zwischen der Sättigung und dem aktiven Bereich.
Anders ausgedrückt, ein Ausgangsleitwert des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
52 (definiert als Quotient einer Veränderung des Kollektorstroms und
einer Veränderung der Kollektor-Emitter-Spannung bei konstantem Basisstrom)
liegt zwischen einem Ausgangsleitwert, der in dem aktiven Betrieb vorherrscht, und
einem Ausgangsleitwert, der in der Sättigung des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
52 auftritt.
Im Übrigen sei angemerkt, dass der Basisstrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
52, der von der Konstantstromquelle 75 geliefert wird, um bis
zu +/– 10% von einem idealen Stromwert abweichen darf, wobei angenommen wird,
dass bei dem idealen Stromwert für den Basisstrom der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
52 genau an der Grenze zur Sättigung betrieben wird. Es wird ferner
bevorzugt, dass der Basisstrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors nicht
kleiner als der ideale Stromwert und höchstens um 20% größer als
der ideale Stromwert, bei dem der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor genau
an der Grenze zur Sättigung betrieben wird, ist. Eine Basisstroms des Hochvolt-pnp-Bipolartransistors,
der um maximal 10% größer ist als der ideale Stromwert resultiert im übrigen
in bestmöglichen Eigenschaften der erfindungsgemäßen Stromversorgungsschaltung.
Der Stromwert für die Konstantstromquelle kann auch auf anderem
Wege ermittelt werden. So ist es möglich, zunächst einen Referenz-Basisstromwert
zu bestimmen bei dem der Kollektorstrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
(52) bei Betrieb in dem aktiven Bereich nahe an der Grenze zur Sättigung
(also beispielsweise, je nach Transistortyp, bei einer Kollektor-Emitter-Spannung
von 0,5V, 0,8V, 1,0V oder 1,5V) gleich der Stromaufnahme der von dem lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistor
zu versorgenden Schaltungsanordnung ist. Der Stromwert für die Konstantstromquelle
75 wird dann bevorzugt in einem Bereich zwischen dem Referenz-Basisstromwert
und dem 1,2-fachen des Referenz-Basisstromwerts gewählt.
1d zeigt ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels
einer erfindungsgemäßen Stromversorgungsschaltung. Die in 1d
gezeigte Stromversorgungsschaltung ist in ihrer Gesamtheit mit 77 bezeichnet.
Da sich die Stromversorgungsschaltung 77 nur bezüglich der Stromquelle
56b, die den Basisstrom für den lateral Hochvolt-pnp-Bipolartransistor
52 bereitstellt, von den schon vorher beschriebenen Stromversorgungsschaltungen
50, 74 unterscheidet, wird hier im Wesentlichen lediglich auf
die Stromquellenschaltung 56b eingegangen. Im Übrigen ist anzumerken,
dass die Stromquellenschaltung 56b an die Stelle der vorher beschriebenen
Stromquellenschaltungen 56 bzw. 56a tritt.
Die Stromquelle 56b umfasst einen Regelkreis, der ein Transkonduktanz-Verstärker
78, einen Widerstand 78a einen Replikatransistor 79 sowie
einen ersten Strombank-Transistor 80a umfasst. Ein erster Eingang des Transkonduktanz-Verstärkers
78 ist hierbei mit der Bandgap-Referenzspannungsquelle 64 gekoppelt.
Ein zweiter Eingang des Transkonduktanz-Verstärkers 78 ist mit einem
ersten Anschluss des Widerstands 78a gekoppelt, während ein zweiter
Anschluss des Widerstands 78a mit dem Bezugspotential
GND verbunden ist. Der erste Anschluss des Widerstands 78a ist ferner mit
einem Kollektoranschluss des Replikatransistors 79 gekoppelt. Ein Emitter-Anschluss
des Replikatransistors 79 ist mit der internen Versorgungsspannung VDDint
gekoppelt. Schließlich ist ein Basisanschluss des Replikatransistors
79 mit einem Drain-Anschluss des ersten Strombanktransistors
80a gekoppelt. Ein Source-Anschluss des ersten Strombanktransistors
80a ist wiederum mit dem Bezugspotential GND gekoppelt. Ein Gate-Anschluss
des ersten Strombanktransistors 80a ist schließlich mit einem Ausgang
des Transkonduktanz-Verstärkers 78 verbunden.
Der Ausgang des Transkonduktanz-Verstärkers 78 ist ferner
mit einem Gate-Anschluss eines zweiten Strombanktransistors 80b gekoppelt.
Ein Source-Anschluss des zweiten Strombanktransistors 80b ist mit dem Bezugspotential
GND verbunden, während ein Drain-Anschluss des zweiten Strombanktransistors
80b mit einem Source-Anschluss eines Hochvolt-n-Kanal-Feldeffekttransistors
81 gekoppelt ist. Ein Drain-Anschluss des Hochvolt-n-Kanal-Feldeffekttransistors
81 ist schließlich mit dem Basisanschluss des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
52 gekoppelt, und ein Gate-Anschluss des Hochvolt-n-Kanal-Feldeffekttransistors
81 ist mit der internen Versorgungsspannung VDDint verbunden.
Die Stromquelle 56b umfasst ferner einen Kondensator
82, der zwischen den Ausgangsausschluss des Transkonduktanz-Verstärkers
78 und des Bezugspotential GND geschaltet ist.
Es sei weiter darauf hingewiesen, dass der Replikatransistor
79 dem lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 möglichst
ähnlich ist. Es wird bevorzugt, dass der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor
52 und der Replikatransistor 79 eine gleiche Schichtenfolge aufweisen.
Ferner ist anzumerken, dass der erste Strombanktransistor
80a und der zweite Strombanktransistor 80b eine Strombank
80 bilden. Eine Strombank ist im übrigen dadurch gekennzeichnet, dass
an mehreren Ausgängen Ströme bereitstehen, die in einem durch die Geometrie
der Strombank-Transistoren festgelegten Verhältnis zueinander stehen. Weiterhin
ist festzuhalten, dass für die Strombanktransistoren 80a,
80b bevorzugterweise N-Kanal-MOS-Feldeffekttransistoren verwendet werden.
Basierend auf der obigen strukturellen Beschreibung wird im Folgenden
die Funktionsweise der Stromquellenschaltung 56b, die als Ansteuerschaltung
für den lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 dient, näher
erläutert. Hierbei wird eine in der Bandgap-Referenzspannungsquelle
64 erzeugte Spannung auf den Widerstand 78a kopiert, so dass durch
den Widerstand 78a ein vorbestimmter Strom fließt, der zugleich den
Kollektorstrom des Replika-pnp-Transistors 79 bildet. Das Kopieren der
von der Bandgap-Referenzspannungsquelle 64 erzeugten Spannung erfolgt durch
den Transkonduktanz-Verstärker 78, der als Regelverstärker geschaltet
ist. In den Basis-Anschluss des Replika-pnp-Transistors 79 wird von dem
Ausgang des Regel-Transkonduktanz-Verstärkers (Regel-OTA) 78 über
einen ersten Strombanktransistor 80a der n-MOS-Strombank 80 ein geregelter
Strom eingespeist. Der Basisstrom des Replika-pnp-Transistors 79 erzeugt
aufgrund einer Stromverstärkung des Replika-pnp-Transistors 79 einen
Kollektorstrom des Replika-pnp-Transistors 79. Der Kollektorstrom des Replika-pnp-Transistors
79 ist (in einem ausgeregelten Zustand) gerade so groß, dass er über
den Widerstand 78a eine Spannung erzeugt, die gleich groß zu der in
der Bandgap-Referenzspannungsquelle 64 erzeugten Spannung ist. In anderen
Worten, der Basisstrom des Replika-pnp-Transistors 79 wird mit Hilfe des
Transkonduktanz-Verstärkers 78 und des ersten Strombanktransistors
80a so ausgeregelt, dass der Kollektorstrom des Replika-pnp-Transistors
79 einen vorgegebenen Wert annimmt, der sich als Quotient der von der Bandgap-Referenzspannungsquelle
64 an den Transkonduktanz-Verstärker 78 gelieferten Spannung
und des Widerstandswerts des Widerstands 78a ergibt.
Ist der Stromverbrauch der gesamten integrierten Schaltung (d.h. der
Spannungsregelschaltung 58, der Sensorschaltung 60 und gegebenenfalls
der Stromquellenschaltung 56b) aufgrund einer Kenntnis der Schaltungsdetails
bekannt, so kann man diesen Stromverbrauch verkleinert (skaliert) an dem Widerstand
78a und an dem Kollektor des Replika-pnp-Transistors 79 replizieren.
In anderen Worten, die Regelschaltung bestehend aus dem Transkonduktanz-Verstärker
78, dem Widerstand 78a, dem Replika-pnp-Transistor 79
und dem ersten Strombanktransistor 80a wird so ausgelegt, dass der Kollektorstrom
durch den Replika-pnp-Transistor 79 in einem vorbestimmten und bekannten
Verhältnis zu einer Stromaufnahme der gesamten integrierten Schaltung, also
im Wesentlichen der Spannungsregelschaltung 58 und der Sensorschaltung
60, steht. Es wird bevorzugt, dass der Kollektorstrom des Replika-pnp-Transistors
79 kleiner als der Stromfluss durch die Spannungsregelschaltung und die
Sensorschaltung ist, um den gesamten Stromverbrauch so gering wie möglich zu
halten. Im Übrigen ist anzumerken, dass der Stromverbrauch der gesamten integrierten
Schaltung (also der Spannungsregelschaltung 58, der Sensorschaltung
60 und auch der Stromquellenschaltung 56b) typischerweise bekannt
ist, da oftmals Ströme der gesamten integrierten Schaltung aus der Bandgap-Referenzspannungsquelle
64 gespiegelt bzw. abgeleitet werden und damit genau definiert sind.
Der Basisstrom des Replika-pnp-Transistors 79 wird wiederum
durch den ersten Strombanktransistor 80a und den zweiten Strombanktransistor
80b der Strombank 80 skaliert. In anderen Worten, der Basisstrom
des Replika-pnp-Transistors 79 fließt verstärkt oder gleich groß
aus einem zweiten Ausgang (dem Drain-Anschluss des zweiten Strombanktransistors
80b) der n-MOS-Strombank 80. Der Drainstrom des zweiten Strombanktransistors
80b, der dem skalierten bzw. verstärkten Basisstrom des Replika-pnp-Transistors
79 entspricht, wird über eine n-MOS-Hochvoltkaskode, die durch den
Hochvolt-n-Kanal-Feldeffektransistor 81 gebildet wird, zur Ansteuerung
des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 verwendet. Der Hochvolt-n-Kanal-Feldeffekttransistor
81 ermöglicht es hierbei, dass für den zweiten Strombanktransistor
80b ein Feldeffekttransistor mit einer geringen Spannungsfestigkeit verwendet
werden kann, der von seiner Struktur her identisch zu dem Strombanktransistor
80a aufgebaut ist (allerdings zur Skalierung der Ströme eine andere
Kanalbreite aufweisen kann).
Es wird im Übrigen darauf hingewiesen, dass die Drainströme
der beiden Strombanktransistoren 80a, 80b in guter Nährung
proportional zu den jeweiligen Kanalbreiten sind, da die Gate-Source-Spannungen
der beiden Strombanktransistoren gleich sind. Somit sind die Strombanktransistoren
der Strombank 80 geeignet, um einen Strom zu skalieren. Je nach Auslegung
der Kanalbreiten kann der Drainstrom des zweiten Strombanktransistors
80b, der zur Steuerung des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors dient
kleiner, gleich oder größer als der Drainstrom des ersten Strombanktransistors
80a sein.
Alle verwendeten Stromspiegel (also beispielsweise der erste Strombanktransistor
80a, der zweite Strombanktransistor 80b und der Widerstand
78a) werden bevorzugterweise so definiert, dass der an den lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistor
52 gelieferte Basisstrom nur geringfügig größer ist als
ein für einen Betrieb der Gesamtschaltung benötigter Basisstrom, so dass
der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 gerade an der Grenze zur
Sättigung arbeitet. In anderen Worten, dem lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistor
52 wird ein Basisstrom zugeführt, der geringfügig größer
ist als ein Bezugs-Basisstrom, der benötigt würde, um dem lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistor
52 den von der integrierten Schaltung (Stromquellenschaltung
56b, Spannungsregelschaltung 58, Sensorschaltung 60)
benötigten Strom als Kollektorstrom zu entnehmen, wenn der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor
in einem aktiven Bereich (Vorwärtsbetrieb) betrieben würde (also beispielsweise
bei einer Kollektor-Emitter-Spannung von 1,0V). Es wird bevorzugt, dass der Basisstrom
des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 nicht um mehr als 20%
über dem bei einem Betrieb in dem aktiven Bereich (Vorwärtsbetrieb, z.B.
bei einer Kollektor-Emitter-Spannung von 1,0V) benötigten Bezugs-Basisstrom
liegt. Es wird weiterhin bevorzugt, dass der Basisstrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
52 bevorzugter Weise nicht um mehr als 10% größer ist als ein
bei einem Betrieb des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 in dem
aktiven Betriebsbereich benötigter Bezugs-Basisstrom. Dies kann durch eine
geeignete Auslegung der Strombank 80 und des Widerstands 78a erreicht
werden.
Der Replika-pnp-Transistor 79 wird bevorzugt in dem aktiven
Bereich (Vorwärtsbetrieb) betrieben, wobei, wie oben beschrieben, dem Replikatransistor
79 ein Kollektorstrom eingeprägt wird, der in einem vorbestimmten
und bekannten Verhältnis zu dem von der Gesamtschaltung (Stromquellenschaltung
56b, Spannungsregelschaltung 58, Sensorschaltung 60)
aufgenommenen Strom steht. Somit ist der Basisstrom des Replika-pnp-Transistors
79 ein Maß dafür, wie groß ein Basisstrom des lateralen
Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 sein müsste, um den von der gesamten
Schaltung verbrauchten Strom bei einem Betrieb in dem aktiven Bereich (Vorwärtsbetrieb)
zu liefern. Um einen für einen Betrieb des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
52 in dem aktiven Bereich nötigen Basisstrom zu ermitteln, müsste
der Basisstrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 in Abhängigkeit
von einem Verhältnis zwischen dem von der Gesamtschaltung verbrauchten Strom
und dem Kollektorstrom des Replika-pnp-Transistors 79 angepasst werden.
Durch eine geeignete Wahl der Kanalbreiten des ersten Strombanktransistors
80a und des zweiten Strombanktransistors 80b kann der Basisstrom
des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 etwas größer
(beispielsweise um maximal 20% größer oder um maximal 10% größer)
als der theoretisch nötige Basisstrom zum Betrieb in dem aktiven Bereich gewählt
werden. Damit wird der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 sicher
so gesteuert, dass der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 an der
Grenze zur Sättigung betrieben wird.
1e zeigt ein Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels
einer erfindungsgemäßen Stromversorgungsschaltung. Die Stromversorgungsschaltung
der
1e ist in ihrer Gesamtheit mit 83 bezeichnet.
Die Stromversorgungsschaltung 83 unterscheidet sich von den Stromversorgungsschaltungen
50 und 74 im wesentlichen durch eine veränderte Basisstrom-Regelschaltung.
Die Basisstrom-Regelschaltung der Stromversorgungsschaltung 83 ist mit
56c bezeichnet. In anderen Worten, die Basisstrom-Regelschaltung
56c ersetzt die Stromquellenschaltungen 56, 56a und
56b der Stromversorgungsschaltungen 50 und 74.
Die Basisstrom-Regelschaltung 56c umfasst eine Spannungsquelle
84 bestehend aus einem Widerstand 84a, einem Spannungsquellen-pnp-Bipolartransistor
84b und einer Stromquelle 84c. Die Basisstrom-Regelschaltung
56c umfasst weiterhin einen Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistor
85, eine Stromspiegelanordnung 86 sowie einen Hochvolt-n-Kanal-Feldeffekttransistor
87.
Der Widerstand 84a der Spannungsquelle 84 ist zwischen
die externe Versorgungsspannung VDDext und einem Emitteranschluss des Spannungsquellen-pnp-Bipolartransistors
84b geschaltet. Ein Basisanschluss und ein Kollektoranschluss des Spannungsquellen-pnp-Bipolartransistors
84b sind kurzgeschlossen und mit einem ersten Anschluss der Stromquelle
84c gekoppelt. Der zweite Anschluss der Stromquelle 84c ist mit
dem Bezugspotential GND verbunden. Die Stromquelle 84c ist hierbei so eingestellt,
dass über den Widerstand 84a eine Spannung von etwa 200 Millivolt
abfällt. Die Spannung über dem Widerstand 84a kann allerdings
je nach Art des verwendeten lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors zwischen etwa
100mV und 400mV liegen. Im Übrigen ist festzuhalten, dass ein Basisanschluss
des Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistors 85 mit dem Basisanschluss
des Spannungsquellen-pnp-Bipolartransistors und dem Kollektoranschluss des Spannungsquellen-pnp-Bipolartransistors
84b gekoppelt ist. Somit liegt an dem Basisanschluss des Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistors
eine Spannung an, die um den Spannungsabfall über den Widerstand
84a zuzüglich einer Flussspannung der Basis-Emitter-Diode des Spannungsquellen-pnp-Bipolartransistors
unterhalb der externen Versorgungsspannung VDDext liegt.
Da ferner ein Emitteranschluss des Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistors
mit dem Kollektoranschluss des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
52 gekoppelt ist, wird somit insgesamt erreicht, dass eine Spannung an
dem Kollektoranschluss des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52
etwa gleich einer Spannung an dem Emitteranschluss des Spannungsquellen-pnp-Bipolartransistors
84b ist. In anderen Worten, die Basisstrom-Regelschaltung 56c
sorgt dafür, dass die Kollektor-Emitter-Spannung des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
52 in etwa genauso groß ist wie ein Spannungsabfall über den
Widerstand 84a, der durch die Stromquelle 84c auf den vorgegebenen
Wert (zwischen 100mV und 400mV, bevorzugter Weise etwa 200mV) eingestellt werden
kann.
Eine entsprechende Kollektor-Emitter-Spannung des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
52 wird durch eine geeignete Regelung des Basisstroms des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
52 erzielt, wie im folgenden beschrieben wird. Ein erster Anschluss
86a der Stromspiegelanordnung 8b ist mit einem Kollektoranschluss
des Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistors 85 verbunden. Ein zweiter
Anschluss 86b der Stromspiegelanordnung 86 ist mit einem Source-Anschluss
des Hochvolt-n-Kanal-Feldeffekttransistors 87 verbunden. Ein Drain-Anschluss
des Hochvolt-n-Kanal-Feldeffekttransistors 87 hingegen ist mit dem Basisanschluss
des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 verbunden und liefert
entsprechend den Basisstrom für den lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistor
52. Der Gate-Anschluss des Hochvolt-n-Kanal-Feldeffekttransistors
87 schließlich ist mit der internen Versorgungsspannung VDDint verbunden.
Es ist ferner festzuhalten, dass ein Stromfluss I2 an dem zweiten Anschluss
86b der Stromspiegelanordnung 86 näherungsweise durch den
folgenden Zusammenhang beschrieben wird.
I2 = I0 – I1.
Dabei ist I0 ein vorgegebener Stromfluss durch eine interne Stromquelle
86c der Stromspiegelanordnung 86, und I1 ist ein Stromfluss durch
den ersten Anschluss 86a der Stromspiegelanordnung.
Somit lässt sich zusammenfassend festhalten: Ein Basisstrom des
lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52, der im Wesentlichen dem zweiten
Stromfluss I2 entspricht, wird als Differenz zwischen einem Konstantstrom I0 und
einem Kollektorstrom des Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistors 85 festgelegt.
Im Übrigen ist anzumerken, dass der Kollektorstrom des Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistors
85 sich nur geringfügig von dem Emitterstrom des Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistors
85 unterscheidet. Schließlich ist festzuhalten, dass der Emitterstrom
des Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistors 85 gleich demjenigen Anteil
des Kollektorstroms des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 ist,
der nicht von der Schaltungsanordnung (bestehend aus der Basisstrom-Regelschaltung
56c, der Spannungsregelschaltung 58 und der Sensorschaltung
60) verbraucht wird. Ist also der Kollektorstrom, der von dem lateralen
Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 geliefert wird, größer als
die Stromaufnahme der gesamten Schaltungsanordnung, so wird durch die Basisstrom-Regelschaltung
56c der Basisstrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
52 entsprechend verringert. Die Verringerung des Basisstroms des lateralen
Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 führt dazu, dass der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor
52 an der Grenze zur Sättigung (und nicht tief in der Sättigung)
betrieben wird.
Im folgenden wird noch auf die Einzelheiten der Stromspiegelanordnung
86 eingegangen werden. Die Stromspiegelanordnung 86 umfasst einen
ersten nMOS-Feldeffekttransistor 86d, einen zweiten nMOS-Feldeffekttransistor
86e, einen dritten nMOS-Feldeffekttransistor 86f und einen vierten nMOS-Feldeffekttransistor
86g. Ein Drain-Anschluss des ersten nMOS-Feldeffekttransistors
86d ist hierbei mit dem zweiten Anschluss 86b der Stromspiegelanordnung
86 gekoppelt. Ein Source-Anschluss des ersten nMOS-Feldeffekttransistors
86d hingegen ist mit dem Bezugspotential GND gekoppelt. Ein Gate-Anschluss
des ersten nMOS-Feldeffekttransistors 86d ist mit einem Gate-Anschluss
des zweiten nMOS-Feldeffekttransistors 86e sowie mit einem Drain-Anschluss
des zweiten nMOS-Feldeffekttransistors 86e verbunden. Ein Source-Anschluss
des zweiten nMOS-Feldeffekttransistors 86e ist mit dem Bezugspotential
GND gekoppelt. Der Drain-Anschluss des zweiten nMOS-Feldeffekttransistors
86e ist ferner mit einem Drain-Anschluss des dritten nMOS-Feldeffekttransistors
86f verbunden. Ein Source-Anschluss des dritten nMOS-Feldeffekttransistors
86f ist mit dem Bezugspotential GND verbunden, ebenso wie ein Source-Anschluss
des vierten nMOS-Feldeffekttransistors 86g. Gate-Anschlüsse des dritten
nMOS-Feldeffekttransistors 86f und des vierten nMOS-Feldeffekttransistors
86g sind miteinander verbunden und ferner mit einem Drain-Anschluss des
vierten nMOS-Feldeffekttransistors 86g gekoppelt. Der Drain-Anschluss des
vierten nMOS-Feldeffekttransistors 86g ist weiterhin mit dem ersten Anschluss
86a der Stromspiegelanordnung 86 gekoppelt. Ferner umfasst die
erste Stromspiegelanordnung 86 die Konstantstromquelle 86c, die
zwischen die interne Versorgungsspannung VDDint und die miteinander verbundenen
Drain-Anschlüsse des zweiten nMOS-Feldeffekttransistors 86e und des
dritten nMOS-Feldeffekttransistors 86f geschaltet ist.
Zur Funktionsweise der Stromspiegelanordnung lässt sich festhalten,
dass der erste nMOS-Feldeffekttransistor 86d und der zweite nMOS-Feldeffekttransistors
86e zusammen einen Stromspiegel bilden, so dass der zweite Stromfluss I2
durch den zweiten Anschluss 86b der Stromspiegelanordnung 86 im
wesentlichen gleich dem Drainstrom des zweiten nMOS-Feldeffekttransistors
86e ist. Ebenso gilt, dass ein Drainstrom des dritten nMOS-Feldeffekttransistors
86f im wesentlichen gleich dem ersten Stromfluss I1 durch den ersten Anschluss
86a der Stromspiegelanordnung 86 ist. Ferner ist festzuhalten,
dass ein Drainstrom des zweiten nMOS-Feldeffekttransistors 86e aufgrund
der beschriebenen Verschaltung gleich einer Differenz zwischen dem Konstantstrom
I0 der Konstantstromquelle 86c und dem Drainstrom des dritten nMOS-Feldeffekttransistors
86f ist.
Die Funktionsweise der beschriebenen Basisstrom-Regelschaltung
56c lässt sich wie folgt zusammenfassen: über die Konstantstromquelle
86c, über einen nMOS-Stromspiegel (bestehend aus dem ersten nMOS-Feldeffekttransistor
86d und dem zweiten nMOS-Feldeffekttransistors 86e) und eine nMOS-Hochvolt-Kaskode
(den Hochvolt-n-Kanal-Feldeffekttransistor 87) wird ein genügend großer
Grund-Basisstrom für den lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistor
52 erzeugt. Andererseits wird mit Hilfe der Stromquelle 84c über
einen Widerstand 84a eine Spannung erzeugt, die beispielsweise 200 Millivolt
unterhalb der externen Versorgungsspannung VDDext liegt, und die mittels eines pnp-Stromspiegels
(bestehend aus dem Spannungsquellen-pnp-Bipolartransistor 84b und dem Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistor
85) auf den Kollektor-Anschluss des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
52 kopiert wird. Somit arbeitet der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor
52 gerade im ungesättigten Bereich. An den Emitter-Anschlüssen
der beiden Transistoren des pnp-Stromspiegels (also des Spannungsquellen-pnp-Bipolartransistors
84b und des Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistors 85) stellt
sich somit eine Spannung ein, die beispielsweise 200 Millivolt unterhalb der externen
Versorgungsspannung VDDext liegt.
Ein überflüssiger Strom an dem Kollektoranschluss des lateralen
Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 (also ein Strom, der nicht von der gesamten
Schaltungsanordnung verbraucht wird) fließt durch einen zweiten Emitter und
Kollektor des pnp-Stromspiegels (also durch den Ermitter und Kollektor des Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistors
85) und wird über einen zweiten nMOS-Stromspiegel (bestehend aus dem
dritten nMOS-Feldeffekttransistor 86f und dem vierten nMOS-Feldeffekttransistor
86g) gespiegelt und auf den Eingang des ersten nMOS-Stromspiegels (bestehend
aus dem ersten nMOS-Feldeffekttransistor 86d und dem zweiten nMOS-Feldeffekttransistor
86e) geschaltet. Damit wird der von der Konstantstromquelle 86c
stammende Grundstrom verringert und letztlich der Basisstrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
52 gerade so eingestellt, dass der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor
am Übergang zur Sättigung (also an der Grenze zur Sättigung) arbeitet.
Kurz: Die Spannung (Kollektor-Emitter-Spannung) des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
52 wird geregelt, und der überflüssige Strom (der Anteil des
Kollektorstroms des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors, der nicht von der
gesamten Schaltungsanordnung gebraucht wird) wird umgeleitet und dient zur Herabsetzung
des Grund-Basisstromes.
In anderen Worten, die Basisstrom-Regelschaltung 56c ist
ausgelegt, um den Basisstrom der lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors
52 gegenüber einem vorgegebenen Grund-Basisstrom zu verringern, falls
ein Kollektorstrom lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors, der bei einer festgelegten
Kollektor-Emitter-Spannung des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors fließt,
größer ist als ein von der mit der internen Versorgungsspannung zu versorgenden
Schaltungsanordnung benötigter Stromfluss.
Die gezeigte Basisstrom-Regelschaltung 56c hat gegenüber
der Stromquellenschaltung 56b den Vorteil, dass der Laststrom des lateralen
Hochvolt-pnp-Bipolartransistors (also die Stromaufnahme der von dem lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistor
52 zu versorgenden Schaltungsanordnung) nicht so genau bekannt sein muss.
Die Stromversorgungsschaltung 83 mit einer Basisstrom-Regelschaltung
56c arbeitet somit noch sicherer als die Stromversorgungsschaltung
74 mit der Stromquellenschaltung 56b, die den Basisstrom des lateralen
Hochvolt-pnp-Bipolartransistors lediglich steuert aber nicht, wie die Stromversorgungsschaltung
83, regelt.
2 und 3 zeigen Querschnitte
durch Hochvolt-n-Kanal-Feldeffekttransistoren vom Anreicherungstyp 90 und
vom Verarmungstyp 91. Beide Varianten unterscheiden sich nur gering, so
dass sie hier gemeinsam beschrieben werden, wobei auf die Unterschiede explizit
hingewiesen wird. Um einen Hochvolt-n-Kanal-MOSFET zu erhalten, ist in ein p-leitendes
Substrat 92 eine für Hochvolt-Anwendungen geeignete n-Wanne
94 implantiert. Diese n-Wanne kann auch durch ein auf einem Substrat aufgebrachtes
n-Epitaxie-Gebiet gebildet werden. Um den Kanalbereich 96 des Transistors
herum ist eine p-Wanne 98 implantiert. Der Source-Bereich des Transistors
100 wird durch ein n-dotiertes Gebiet 102 gebildet, das wiederum
in der p-Wanne 98 erzeugt wurde. Das Drain-Gebiet 104 des Transistors
umfasst eine n-Wanne 106, wie sie in der herkömmlichen CMOS-Technologie
verwendet wird, die in die für Hochvolt-Anwendungen erforderliche separate
n-Wanne 94 implantiert ist. In die CMOS-n-Wanne 106 sind zur Bildung
eines guten Kontakts weitere n-leitende Gebiete 108 implantiert. Die Gate-Elektrode
110 ist durch ein Feldoxid 112 vom Kanalbereich 96 isoliert.
Die Isolation gegen das Draingebiet 104 erfolgt durch ein Feldoxid
114. Ohne weitere Prozessschritte kann mit diesem Aufbau ein Hochvolt-n-Kanal-MOSFET
vom Anreicherungstyp erzielt werden. Um einen Hochvolt-n-Kanal-MOSFET vom Verarmungstyp
91 zu schaffen, ist zusätzlich ein weiterer Implantationsschritt nötig,
bei dem im Bereich des Kanals ein mit geeigneten Atomen implantierter Bereich
116 erzeugt wird. Bei bestimmten Technologien steht dieser Implantationsschritt
zur Realisierung von anderen Strukturen schon zur Verfügung, so dass man auf
zusätzliche Prozessschritte verzichten kann.
Aus dem Querschnitt der Hochvolt-n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistoren
90, 91 kann man ersehen, dass diese mit nur geringem technologischen
Veränderungen im Rahmen eines Standard-CMOS-Prozesses gefertigt werden können.
Insbesondere ist eine niedrig dotierte n-Wanne für Hochvolt-Betrieb erforderlich.
Weiterhin ist es, wie oben beschrieben, wünschenswert, als Regeltransistor
einen Feldeffekttransistor vom Verarmungstyp zu verwenden. Feldeffekttransistoren,
die mit der herkömmlichen Technologie gemäß 2
gefertigt werden, sind im Allgemeinen vom Anreicherungstyp. Folglich muss die Schwellspannung
des Transistors durch eine geeignete Maßnahme verändert werden, um einen
Transistor vom Verarmungstyp zu erhalten. Dies kann beispielsweise wie in
3 gezeigt durch die Implantation eines geeigneten Stoffes
in einem Bereich 116 unterhalb der Gate-Elektrode 110 erzielt
werden.
Der technologische Aufwand für diesen Schritt ist lediglich eine
zusätzliche unkritische Implantationsmaske. Entsprechend ist es aus technologischer
Sicht wenig problematisch, eine Schaltungsanordnung gemäß dem anhand von
1 beschriebenen Ausführungsbeispiel zu erzielen.
Es ist offensichtlich, dass die gezeigten Ausführungsbeispiele
nicht die einzigen Realisierungen der vorliegenden Erfindung sind. Die Verpolungsschutzschaltung
sowie auch die hier gezeigte Spannungsregelschaltung kann in einem weiten Rahmen
verändert werden.
Bei einem Ausführungsbeispiel kann zum Schutz und zur Regelung
einer negativen Versorgungsspannung eine komplementäre Schaltungsanordnung
verwendet werden. Das heißt, anstelle des Hochvolt-pnp-Bipolartransistors,
der zwischen die positive externe Versorgungsspannung und die positive interne Versorgungsspannung
geschaltet ist, kann ein Hochvolt-npn-Bipolartransistor verwendet werden, der zwischen
eine negative externe Versorgungsspannung und eine negative interne Versorgungsspannung
geschaltet ist. Dies bringt den Vorteil, dass auch Schaltungen, die eine negative
Versorgungsspannung benötigen, geschützt werden können.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel kann ein herkömmlicher,
das heißt nicht Hochvolt-tauglicher Bipolartransistor bzw. Feldeffekttransistor
verwendet werden, solange sichergestellt ist, dass er durch die zu erwartende Versorgungsspannung
unter Berücksichtigung eventuell vorhandener Störimpulse nicht zerstört
wird. Dies ermöglicht den kostengünstigen Einsatz der erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung in Anwendungen, bei denen ausschließlich niedrige externe
Versorgungsspannungen auftreten.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel kann der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor
durch einen vertikalen Bipolartransistor ersetzt werden. Dies bietet den Vorteil,
dass die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung problemlos an die jeweilige
verfügbare Technologie angepasst werden kann. Somit ist die Schaltungsanordnung
nicht nur in Kombination mit CMOS-Schaltungen anwendbar, sondern
auch beispielsweise in Verbindung mit Analogtechnologien.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel kann der Hochvolt-n-Kanal-MOSFET
von Verarmungstyp durch einen Feldeffekttransistor vom Anreicherungstyp ersetzt
werden. Dies verringert den technologischen Aufwand, da kein Implantationsschritt
zur Veränderung der Schwellspannung nötig ist. Jedoch muss hierbei durch
eine geeignete Schaltungsmaßnahme dafür gesorgt werden, dass das Gate-Potential
oberhalb der geregelten internen Versorgungsspannung VDDint liegt. Ein solches Gatepotential
kann beispielsweise unter Verwendung einer Ladungspumpe oder durch einen Pfad zu
der ungeregelten externen Versorgungsspannung VDDext erzielt werden.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel kann der Hochvolt-n-Kanal-MOSFET
durch einen Sperrschicht-Feldeffekttransistor ersetzt werden. Ein solcher Sperrschicht-Feldeffekttransistor
weist die gleichen günstigen Eigenschaften auf wie ein MOS-Feldeffekttransistor
vom Verarmungstyp, erfordert bei seiner Herstellung jedoch keinen zusätzlichen
Implantationsschritt zur Veränderung der Schwellspannung. Auch auf die Herstellung
eines für Hochvolt-Anwendungen geeigneten Gateoxids kann verzichtet werden.
Somit stellt die Verwendung eines Sperrschicht-Feldeffekttransistors als Regeltransistor
eine weitere technologische Alternative dar.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel kann anstelle eines Feldeffekttransistors
als Regeltransistor auch ein npn-Bipolartransistor verwendet werden. Diese Tatsache
bringt eine größere Freiheit beim Schaltungsentwurf mit sich.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel kann die Regelschaltung
für den Basisstrom des Bipolartransistors verändert sein, solange gewährleistet
ist, dass der Bipolartransistor an der Grenze zur Sättigung betrieben wird.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel kann die Spannungsregelschaltung
verändert sein. Insbesondere kann anstelle der "bandgap"-Referenzspannungsquelle
eine andere Referenzspannungsquelle verwendet werden. Auch die Einführung weiterer
Steuerschaltungen, z. B. zur Abschaltung der internen Versorgungsspannung, ist möglich.
Weiterhin kann zwischen den Ausgang des Transimpedanz-Verstärkers und den Gate-Anschluss
des Regeltransistors eine weitere Schaltung zur Verbesserung der Regeleigenschaften
geschaltet werden.
Die vorliegende Erfindung schafft somit eine Schaltungsanordnung,
die bei sehr geringem Spannungsabfall eine zu versorgende Schaltung wirkungsvoll
vor der Verpolung der externen Betriebsspannung schützen kann. Sie ist sowohl
alleine für sich als auch in Verbindung mit einer Spannungsregelschaltung verwendbar.
Die Herstellung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist gut in einen
herkömmlichen CMOS-Prozess integrierbar, aber auch die Kombination mit anderen
Technologien ist denkbar. Insgesamt stellt also der Betrieb eines Bipolartransistors
an der Grenze zur Sättigung zur Realisierung eines Verpolungsschutzes ein sehr
universelles Schaltungskonzept dar.
|
Anspruch[de] |
Stromversorgungsschaltung (74) zur Versorgung einer Schaltung
mit einer internen Versorgungsspannung (VDDint) aufgrund einer externen Versorgungsspannung
(VDDext) mit einem Bipolartransistor (52) zur Realisierung eines Verpolungsschutzes
für die zu versorgende Schaltung, dessen Kollektor-Emitter-Strecke von einem
Versorgungsstrom durchflossen wird,
wobei die Stromversorgungsschaltung eine an den Bipolartransistor (52)
angeschlossene Regelschaltung (56) zum Betrieb des Bipolartransistors (52)
an der Grenze zur Sättigung umfasst, nach der deutschen Patentanmeldung 10
2004 029 966.8,
gekennzeichnet dadurch, dass die an den Bipolartransistor (52) angeschlossene
Stromquelle (56) zum Betrieb des Bipolartransistors (52) an der
Grenze zur Sättigung eine Konstantstromquelle (75) ist, die ausgelegt
ist, um dem Bipolartransistor (52) einen konstanten Basisstrom einzuprägen.
Stromversorgungsschaltung (74) gemäß Anspruch 1,
wobei eine Größe des konstanten Basisstroms so ausgelegt ist, dass eine
Kollektor-Emitter-Spannung des Bipolartransistors (52) gleich einer Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung
ist.
Stromversorgungsschaltung (74) gemäß Anspruch 1 oder
2,. wobei die Konstantstromquelle (75) so ausgelegt ist, dass der konstante
Basisstrom gleich oder um maximal 20 Prozent größer ist als ein Bezugs-Basisstrom,
der nötig ist, um bei einem Betrieb des Bipolartransistors (52) in
einem aktiven Bereich einen Kollektorstrom des Bipolartransistors (52)
zu erzeugen, der gleich einer Stromaufnahme der zu versorgenden Schaltung (56a,
58, 60) ist.
Stromversorgungsschaltung (74) gemäß Anspruch 1 oder
2, wobei die Konstantstromquelle (75) so ausgelegt ist, dass der konstante
Basisstrom gleich oder um maximal 20 Prozent größer ist als ein Bezugs-Basisstrom,
der nötig ist, um bei einem Betrieb des Bipolartransistors (52) bei
einer Kollektor-Emitter-Spannung von 1,0 Volt einen Kollektorstrom des Bipolartransistors
(52) zu erzeugen, der gleich einer Stromaufnahme der zu versorgenden Schaltung
(56a, 58, 60) ist.
Stromversorgungsschaltung (77) zur Versorgung einer Schaltung
mit einer internen Versorgungsspannung (VDDint) aufgrund einer externen Versorgungsspannung
(VDDext) mit einem Bipolartransistor (52) zur Realisierung eines Verpolungsschutzes
für die zu versorgende Schaltung, dessen Kollektor-Emitter-Strecke von einem
Versorgungsstrom durchflossen wird,
wobei die Stromversorgungsschaltung (77) eine an den Bipolartransistor
(52) angeschlossene Stromquelle (56) zum Betrieb des Bipolartransistors
(52) an der Grenze zur Sättigung umfasst, nach der deutschen Patentanmeldung
10 2004 029 966.8,
gekennzeichnet dadurch, dass die Stromquelle (56b) zum Betrieb des Bipolartransistors
(52) an der Grenze zur Sättigung eine Replikaschaltung umfasst, die
ausgelegt ist, um einen Basisstrom eines Replikatransistors (79) so auszuregeln,
dass ein Kollektorstrom des Replikatransistors (79) in einem vorgegebenen
ersten Verhältnis zu einem Laststrom, der von der zu versorgenden Schaltung
(56b, 58, 60) aufgenommen wird, steht, und um einen Ansteuerstrom
zu erzeugen, der in einem vorgegebenen zweiten Verhältnis zu dem Basisstrom
des Replikatransistors (79) steht,
wobei die Stromquelle (56) ferner ausgelegt ist, um den Ansteuerstrom dem
Bipolartransistor (52) zur Realisierung des Verpolungsschutzes als Basisstrom
zuzuführen;
wobei eine Schichtenfolge des Replikatransistors (79) gleich einer Schichtenfolge
des Bipolartransistors (52) zur Realisierung des Verpolungsschutzes ist;
und
wobei das vorgegebene erste Verhältnis und das vorgegebene zweite Verhältnis
so gewählt sind, dass der Bipolartransistor zur Realisierung des Verpolungsschutzes
an der Grenze zur Sättigung betrieben wird.
Stromversorgungsschaltung (77) gemäß Anspruch 5,
wobei der Replikatransistor (79) gleich dem Bipolartransistor (52)
zur Realisierung des Verpolungsschutzes ist und mit dem Bipolartransistor (52)
zur Realisierung des Verpolungsschutzes auf einem Substrat integriert ist.
Stromversorgungsschaltung (77) gemäß Anspruch 5 oder
6, bei der die Stromquelle (56b) so ausgelegt ist, dass der Replikatransistor
(79) in einem aktiven Bereich betrieben wird.
Stromversorgungsschaltung (77) gemäß einem der Ansprüche
5 bis 7, bei der das vorgegebene erste Verhältnis und das vorgegebene zweite
Verhältnis so gewählt sind, dass der Ansteuerstrom für den Bipolartransistor
(52) zur Realisierung des Verpolungsschutzes gleich oder um maximal 20
Prozent größer ist als ein Bezugs-Basisstrom, der nötig ist, um bei
einem Betrieb des Bipolartransistors (52) in einem aktiven Bereich einen
Kollektorstrom des Bipolartransistors (52) zu erzeugen, der gleich dem
Laststrom ist.
Stromversorgungsschaltung (77) gemäß einem der Ansprüche
5 bis 7, bei der das vorgegebene erste Verhältnis und das vorgegebene zweite
Verhältnis so gewählt sind, dass der konstante Basisstrom gleich wie oder
um maximal 20 Prozent größer ist als ein Bezugs-Basisstrom, der nötig
ist, um bei einem Betrieb des Bipolartransistors (52) bei einer Kollektor-Emitter-Spannung
von 1,0 Volt einen Kollektorstrom des Bipolartransistors (52) zu erzeugen,
der gleich dem Laststrom ist.
Stromversorgungsschaltung (77) gemäß einem der Ansprüche
5 bis 9, die ferner eine Strombank (80) umfasst, deren Steuereingang mit
einem Ausgang des Transkonduktanz-Verstärkers (78) gekoppelt ist,
und die ausgelegt ist, um den Basisstrom für den Replikatransistor (79)
und den Ansteuerstrom für den Bipolartransistor (52) zur Realisierung
des Verpolungsschutzes zu liefern.
Stromversorgungsschaltung (83) zur Versorgung einer Schaltung
mit einer internen Versorgungsspannung (VDDint) aufgrund einer externen Versorgungsspannung
(VDDext) mit einem Bipolartransistor (52) zur Realisierung eines Verpolungsschutzes
für die zu versorgende Schaltung, dessen Kollektor-Emitter-Strecke von einem
Versorgungsstrom durchflossen wird,
wobei die Stromversorgungsschaltung eine an den Bipolartransistor (52)
angeschlossene Stromquelle (56) zum Betrieb des Bipolartransistors (52)
an der Grenze zur Sättigung umfasst, nach der deutschen Patentanmeldung 10
2004 029 966.8,
dadurch gekennzeichnet dass die Stromquelle (56c) ausgelegt ist, um einen
Basisstrom des Bipolartransistors (52) zur Realisierung des Verpolungsschutzes
so zu regeln, dass eine Emitter-Kollektor-Spannung des Bipolartransistors (52)
zur Realisierung des Verpolungsschutzes einen vorgegebenen Wert annimmt, wobei der
vorgegebene Wert so gewählt ist, dass der Bipolartransistor (52) zur
Realisierung des Verpolungsschutzes an der Grenze zur Sättigung betrieben wird.
Stromversorgungsschaltung (83) gemäß Anspruch 11,
wobei der vorgegebene Wert gleich einer Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung
des Bipolartransistors (52) zur Realisierung des Verpolungsschutzes ist.
Stromversorgungsschaltung (83) gemäß Anspruch 11,
wobei der vorgegebene Wert zwischen 100mV und 400mV liegt.
Stromversorgungsschaltung gemäß einem der Ansprüche 11
bis 13, wobei die Stromquelle (56c) zum Betrieb des Bipolartransistors
an der Grenze zur Sättigung ausgelegt ist, um dem Bipolartransistor
(52) einen vorgegebenen Basisstrom (I0) zuzuführen, wenn ein Kollektorstrom
des Bipolartransistors (52) gleich einer Stromaufnahme der zu versorgenden
Schaltung (56c, 58, 60) ist, und um den Basisstrom des
Bipolartransistors (52) gegenüber dem vorgegebenen Basisstrom zu verringern,
wenn ein Kollektorstrom des Bipolartransistors (52) größer als
eine Stromaufnahme der zu versorgenden Schaltung (56c, 58,
60) ist.
Stromversorgungsschaltung (83) gemäß einem der Ansprüche
11 bis 14, wobei die Stromquelle (56c) zum Betrieb des Bipolartransistors
(52) an der Grenze zur Sättigung eine Spannungsquellenschaltung (84a,
84b, 84c), einen zweiten Bipolartransistor (85) und eine
Stromspiegelschaltung (86) mit einem ersten Anschluss (86a) und
einem zweiten Anschluss (86b) umfasst,
wobei die Spannungsquellenschaltung (84a, 84b, 84c) ausgelegt
ist, um ein Hilfspotential zu erzeugen, das um eine vorgegebene Spannung zuzüglich
einer Flussspannung einer Basis-Emitter-Strecke eines zweiten Bipolartransistors
(85) unterhalb der externen Versorgungsspannung (VDDext) liegt,
wobei ein Emitter-Anschluss des zweiten Bipolartransistors (85) mit dem
Kollektoranschluss des Bipolartransistors (52) zur Realisierung des Verpolungsschutzes
gekoppelt ist, wobei ein Basisanschluss des zweiten Bipolartransistors (85)
mit dem Hilfspotential gekoppelt ist, und wobei ein Kollektor-Anschluss des zweiten
Bipolartransistors (85) mit dem ersten Anschluss (86a) der Stromspiegelanordnung
(86) gekoppelt ist,
wobei der zweite Anschluss (86b) der Stromspiegelanordnung (86)
einen Basisstrom für den Bipolartransistor (52) zur Realisierung des
Verpolungsschutzes liefert;
wobei die Stromspiegelanordnung (86) so ausgelegt ist, dass ein Ausgangsstrom
(I2) an dem zweiten Anschluss (86b) der Stromspiegelanordnung (86)
gleich einer Differenz zwischen einem vorgegebenen Konstantstrom (I0) und einem
Eingangsstrom (I1) an dem ersten Anschluss (86a) der Stromspiegelanordnung
(86) ist; und
wobei die vorgegebene Spannung und der vorgegebene Konstantstrom (I0) so festgelegt
sind, dass der Bipolartransistor (52) an einer Grenze zur Sättigung
betrieben wird.
Stromversorgungsschaltung gemäß Anspruch 15, wobei die vorgegebene
Spannung zwischen 100mV und 400mV liegt.
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Patent Zeichnungen (PDF)
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