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Dokumentenidentifikation DE102005029421A1 04.01.2007
Titel Verpolungsschutzschaltung mit niedrigem Spannungsabfall
Anmelder Infineon Technologies AG, 81669 München, DE
Erfinder Motz, Mario, Wernberg, AT
Vertreter Schoppe, Zimmermann, Stöckeler & Zinkler, 82049 Pullach
DE-Anmeldedatum 24.06.2005
DE-Aktenzeichen 102005029421
Offenlegungstag 04.01.2007
Veröffentlichungstag im Patentblatt 04.01.2007
IPC-Hauptklasse H02H 3/18(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, DE
IPC-Nebenklasse G05F 1/10(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, DE   H03K 17/08(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, DE   H01L 23/58(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, DE   H02M 3/07(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, DE   
Zusammenfassung Stromversorgungsschaltung zur Versorgung einer Schaltung mit einer internen Versorgungsspannung (VDDint) aufgrund einer externen Versorgungsspannung (VDDext) mit einem Bipolartransistor (52) zur Realisierung eines Verpolungsschutzes für die zu versorgende Schaltung, dessen Kollektor-Emitter-Strecke von einem Versorgungsstrom durchflossen wird, wobei eine an den Bipolartransistor (52) angeschlossene Stromquelle (56) den Betrieb des Bipolartransistors (52) an der Grenze zur Sättigung sicherstellt. Die Stromquelle (56) ist entweder durch eine Konstantstromquelle, eine Replikaschaltung oder eine Stromregelschaltung realisiert.

Beschreibung[de]

Die vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf eine Verpolungsschutzschaltung mit niedrigem Spannungsabfall, im Speziellen auf eine Schaltungsanordnung zum Schutz einer zu versorgenden Schaltung vor Verpolung unter Verwendung eines Bipolartransistors, nach dem Hauptpatent 10 2004 029 966.8.

Bei einer Vielzahl von technischen Anwendungen ist es heute wünschenswert, eine elektronische Schaltung mit einer Betriebsspannung zu betreiben, die in einem weiten Bereich variieren kann. Bei automobilen Anwendungen kann die Betriebsspannung zum Beispiel zwischen 3 Volt und 34 Volt schwanken. Weiterhin ist es erforderlich, einen Schutz gegen Verpolung der Betriebsspannung bereitzustellen. Aus Gründen der Kosten und der Zuverlässigkeit sollen die Schaltung zur Spannungsstabilisierung und der Verpolungsschutz auf der zu versorgenden integrierten Schaltung integriert werden. Um die Kosten gering und die Ausbeute hoch zu halten, muss der technologische Mehraufwand, der durch die monolithische Integration der Schaltungen zur Spannungsstabilisierung und zum Verpolungsschutz entsteht, möglichst gering sein. Beispielsweise ist es zulässig, gegenüber einem herkömmlichen Prozess ein bis zwei zusätzliche unkritische Masken zu verwenden. Daneben soll die Schaltung zur Spannungsstabilisierung und zum Verpolungsschutz robust gegenüber Technologieschwankungen sein.

Da die Schaltungsanordnungen zur Spannungsstabilisierung und zum Schutz vor Verpolung typischerweise als eine Einheit betrachtet und auch teilweise durch ein elektronisches Bauteil realisiert werden, ist es erforderlich, die Anforderungen an das Gesamtsystem bestehend aus Spannungsstabilisierung und Verpolungsschutz zu betrachten. Es ist zumeist erforderlich, dass der Regler eine gute Unterdrückung von externen Betriebsspannungsschwankungen, auch bei hohen Frequenzen, aufweist und sehr robust auf andere elektrische Störungen reagiert. Dies soll erreicht werden, ohne externe Abblockkapazitäten zu verwenden, weil diese die Pin-Anzahl der integrierten Schaltung erhöhen und zusätzliche Kosten verursachen. Ferner ist es sehr wichtig, dass der Spannungsabfall über der Gesamtschaltung zur Spannungsstabilisierung und zum Verpolungsschutz möglichst gering ist. Wünschenswert ist hierbei ein Spannungsabfall von nur maximal 0.2 Volt bis 0.4 Volt zwischen der externen und der internen Versorgungsspannung.

Es sind gegenwärtig mehrere Schaltungsanordnungen bekannt, die sowohl einen Verpolungsschutz als auch eine Spannungsregelung realisieren können. Als spannungsregelndes Element dient üblicherweise ein geeignet angesteuerter Transistor, wobei sowohl Bipolartransistoren als auch Feldeffekttransistoren verwendet werden können. Zu unterscheiden sind Schaltungsanordnungen, bei denen der Verpolungsschutz ohne weiteren Schaltungsaufwand durch den Regeltransistor gewährleistet wird, und Schaltungsanordnungen, bei denen zusätzlich zum Regeltransistor noch weitere Schaltungsmaßnahmen getroffen werden müssen, um einen Verpolungsschutz zu gewährleisten. Bei der Verwendung von Hochvolt-pnp-Bipolartransistoren wird ein Verpolungsschutz schon durch die Schichtenfolge des Transistors sichergestellt und es ist keine zusätzliche Verpolungsschutzdiode notwendig. Allerdings ist bei der Verwendung von Hochvolt-pnp-Bipolartransistoren aufgrund des hier erforderlichen Schaltungskonzepts und der sich ergebenden großen parasitären Kapazitäten die Unterdrückung von hochfrequenten Störungen auf der externen Versorgungsspannung schlecht. Eine Verbesserung der Schaltungseigenschaften durch Verwendung eines vertikalen pnp-Bipolartransistors erfordert zusätzliche Technologieschritte und ist daher nicht wünschenswert. In ähnlicher Weise erfordert die Herstellung von Hochvolt-pMOS-Feldeffekttransistoren bei manchen Technologien zusätzliche Technologieschritte. Bei Verwendung von Hochvolt-pMOS-Feldeffekttransistoren ist ein Verpolungsschutz nicht von vorneherein gegeben, da die n-Wanne (=Bulk) des Transistors meist mit dem externen Betriebsspannungsanschluss verbunden ist und eine parasitäre Diode zu dem p-Substrat (=Masse) bildet. Der Schutz bei Verpolung ist mit diesem Transistortyp nur eingeschränkt möglich, wenn der Bulk-Anschluss nicht direkt mit dem Betriebsspannungs-Pin verbunden wird. Dabei besteht aber das Risiko des "Latch-up" Wenn der Bulk-Anschluss über einen Widerstand mit dem Betriebsspannungs-Pin und dem Source-Anschluss des Transistors verbunden wird, kann im Reverse-Betrieb durch den parasitären pnp-Transistor ein relativ großer Strom fließen.

Werden als Regeltransistoren Hochvolt-npn-Bipolartransistoren oder Hochvolt-nMOS-Feldeffekttransistoren, die als Emitterfolger oder Sourcefolger geschaltet sind, verwendet, so ist der Schutz gegen Verpolung nicht durch den Regeltransistor selbst gewährleistet, da am Kollektor oder Drain eine parasitäre Diode gegen das Substrat existiert. Es müssen zusätzliche Hochvolt-pnp-Bipolartransistoren oder Hochvolt-Dioden für den Verpolungsschutz verwendet werden. Dadurch erhöht sich der gesamte Spannungsabfall über Regeltransistor und Verpolungsschutzschaltung bei herkömmlichen Schaltungsanordnungen auf etwa 0.8 Volt bis 1 Volt. Zudem können npn-Bipolartransistoren nur mit zusätzlichen Technologieschritten hergestellt werden.

Weiterhin variiert die Ansteuerschaltung für die Transistoren je nach verwendetem Transistortyp. Bei Hochvolt-pnp-Bipolartransistoren kann die Ansteuerung über eine mit dem Bezugspotential verbundenen Stromquelle erfolgen. Wird ein Hochvolt-pMOS-Feldeffekttransistor als Regeltransistor verwendet, so benötigt dieser eine Spannungsansteuerung, die auf die externe Betriebsspannung bezogen ist. Ein Hochvoltnpn-Bipolartransistor wird durch einen Basisstrom angesteuert, wobei das Basispotential generell positiv gegenüber der internen Betriebsspannung ist. Bei Verwendung eines Hochvolt-nMOS-Feldeffekttransistors vom Anreicherungstyp ist das Gate-Potential im normalen Betrieb positiv gegenüber der geregelten Versorgungsspannung. Es ist möglich, ein solches positives Potential gegenüber der internen Versorgungsspannung mit einer Ladungspumpe zu erreichen, wobei sich allerdings ein sehr langsames Regelverhalten ergibt, da der Gate-Umladestrom durch die Ladungspumpe nur sehr klein sein kann.

Einige Ausführungsbeispiele für monolithisch integrierbare Stromversorgungsschaltungen mit Verpolungsschutz und Spannungsregelung gemäß dem Stand der Technik werden nachfolgend anhand der 4 und 5 näher erläutert.

4 zeigt eine Stromversorgungsschaltung, die in ihrer Gesamtheit mit 10 bezeichnet ist und eine interne Versorgungsspannung VDDint von 2.5 Volt aufgrund einer externen Versorgungsspannung VDDext, die zwischen 3 Volt und 34 Volt schwanken darf, erzeugt. Zwischen die externe Versorgungsspannung VDDext und die interne Versorgungsspannung VDDint ist als Regeltransistor ein lateraler Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 12 geschaltet. Dieser Bipolartransistor 12 wird als Regeltransistor verwendet und stellt den Verpolungsschutz sicher. Das Ansteuersignal für den Bipolartransistor 12 wird durch eine Spannungsregelschaltung 14 erzeugt, die aus einer "bandgap"-Referenzspannungsquelle 16 und einem damit gekoppelten Transkonduktanz-Verstärker 18 besteht. Zwischen den Ausgang des Transkonduktanz-Verstärkers 18 und den Basisanschluss des Bipolartransistors 12 ist ein Hochvolt-n-Kanal-MOSFET 20 als Hochspannungskaskode geschaltet, um den Ausgang des Transkonduktanz-Verstärkers von der hohen Spannung an der Basis des pnp-Transistors zu entkoppeln. Der Gate-Anschluss dieses Feldeffekttransistors 20 ist mit der internen Versorgungsspannung VDDint verbunden. Weiterhin besteht in der vorliegenden Schaltung eine unvermeidbare parasitäre Kapazität Cpar zwischen dem Basisanschluss des Bipolartransistors 12 und dem Bezugspotential GND. Weiterhin umfasst die Schaltungsanordnung eine Sensorschaltung 22, die von der internen Versorgungsspannung VDDint versorgt wird. Alle Schaltungskomponenten verwenden das gleiche Bezugspotential GND.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß 4 wirkt der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 12 gleichzeitig als Regeltransistor und als Verpolungsschutz. Allerdings ist eine solche Schaltungsanordnung empfindlich gegen hochfrequente Störimpulse auf der externen Versorgungsspannung VDDext. Dies liegt insbesondere an der parasitären Kapazität Cpar, die das Basispotential wechselspannungsmäßig fixiert. Damit wirken sich hochfrequente Störungen auf der externen Versorgungsspannung VDDext stark auf die Spannung über der Basis-Emitter-Strecke des Bipolartransistors 12 aus, was in einer schlechten Unterdrückung von hochfrequenten Störungen auf der externen Versorgungsspannung VDDext resultiert. Langsame Schwankungen der externen Versorgungsspannung VDDext können hingegen über die Spannungsregelschaltung 14, den zur Entkopplung des Bipolartransistors von der Regelschaltung verwendeten Feldeffekttransistor 20 und den Regeltransistor 12 ausgeregelt werden, so dass die interne Versorgungsspannung konstant gehalten wird. Es ist möglich, den lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 12 durch einen vertikalen pnp-Bipolartransistor zu ersetzen. Dies verringert zwar die parasitäre Kapazität und verbessert somit das Verhalten der Schaltung gegenüber hochfrequenten Störungen auf der externen Versorgungsspannung, erfordert aber zusätzliche Technologieschritte, was die Herstellungskosten deutlich erhöht und die Ausbeute verringert.

5 zeigt das Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Stromversorgungsschaltung mit Verpolungsschutz gemäß dem Stand der Technik, die in ihrer Gesamtheit mit 30 bezeichnet ist. Eine interne Versorgungsspannung VDDint von 2.5 Volt wird aus einer externen Versorgungsspannung VDDext im Bereich von 3.5 Volt bis 34 Volt erzeugt. Der Verpolungsschutz wird hierbei durch einen lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 32 erzielt, der als Diode geklemmt ist, das heißt, dessen Basis und Kollektor-Anschluss kurzgeschlossen sind. Der Emitteranschluss ist mit der externen Versorgungsspannung VDDext verbunden. In Serie zu diesem pnp-Bipolartransistor ist ein Hochvolt-npn-Bipolartransistor 34 geschaltet, dessen Kollektoranschluss mit dem Kollektoranschluss des pnp-Bipolartransistors 32 verbunden ist, und an dessen Emitteranschluss die interne Versorgungsspannung VDDint anliegt. Die Regelung der internen Versorgungsspannung VDDint erfolgt wiederum durch eine Spannungsregelschaltung 14, bestehend aus einer "bandgap"-Referenzspannungsquelle 16 und einem Transkonduktanz-Verstärker 18. Der am Ausgang des Transkonduktanz-Verstärkers 18 zur Verfügung stehende Regelstrom wird der Basis des Regeltransistors 34 über einen weiteren Hochvolt-npn-Bipolartransistor 36, der in Basischaltung betrieben wird und als Hochspannungskaskode wirkt, zugeführt. Weiterhin ist eine Konstantstromquelle 38 zwischen die externe Versorgungsspannung VDDext und die Basis des Regeltransistors 34 geschaltet, um ein Hochregeln der internen Versorgungsspannung über den Hochvolt-npn-Bipolartransistor 34 zu ermöglichen. Mit der internen Versorgungsspannung VDDint wird wiederum eine Sensorschaltung 22 versorgt.

Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird also ein als Diode geschalteter lateraler Hochvolt-pnp-Bipolartransistor als Verpolungsschutz verwendet. Dabei ist es ein Spannungsabfall von etwa 0.6 bis 0.7 Volt über der Emitter-Kollektor-Strecke des Bipolartransistors 32 zu erwarten.

Weiterhin fällt auch über der Kollektor-Emitter-Strecke des npn-Regeltransistors 34 eine geringe Spannung ab. Somit beträgt der gesamte Spannungsabfall über der Verpolungsschutzschaltung und dem Regeltransistor etwa 0.8 Volt bis 1 Volt. Damit muss die externe Versorgungsspannung VDDext mindestens 3.5 Volt betragen, um eine interne Versorgungsspannung von 2.5 Volt sicher gewährleisten zu können. Folglich kann festgehalten werden, dass die gezeigte Schaltungsanordnung nicht die Anforderungen bezüglich eines geringen Spannungsabfalls erfüllt. Somit ist sie nicht geeignet für den Einsatz in einer Umgebung mit den vorher genannten Spezifikationen. Weiterhin muss festgehalten werden, dass die Herstellung der beiden npn-Bipolartransistoren 34, 36 zusätzliche Technologieschritte im Vergleich zur Standard-CMOS-Technologie erfordert. Auch dies ist ungünstig im Bezug auf das Ziel niedriger Herstellungskosten.

Weitere Schaltungsanordnungen zur Spannungsversorgung gemäß dem Stand der Technik finden sich in den folgenden Patentschriften: US 5,530,394; US 5,212,456; US 5,596,265; US 6,005,378; US 6,137,276; US 6,504,424.

Es ist insgesamt festzuhalten, dass weder unter Verwendung von Regeltransistoren mit integriertem Verpolungsschutz noch bei Verwendung von Regeltransistoren in Verbindung mit einem herkömmlichen separaten Verpolungsschutzelement die oben genannten Anforderungen zufriedenstellend erfüllt werden können.

Es ist Aufgabe des Hauptpatents, eine Verpolungsschutzschaltung mit niedrigem Spannungsabfall zu schaffen, die mit geringem technologischem Aufwand realisiert werden kann.

Das Hauptpatent schafft eine Stromversorgungsschaltung zur Versorgung einer Schaltung mit einer internen Versorgungsspannung aufgrund einer externen Versorgungsspannung mit einem Bipolartransistor zur Realisierung eines Verpolungsschutzes für die zu versorgende Schaltung, dessen Kollektor-Emitter-Strecke von einem Versorgungsstrom durchflossen wird, und mit einer an den Bipolartransistor angeschlossenen Regelschaltung zum Betrieb des Bipolartransistors an der Grenze zur Sättigung.

Das Hauptpatent beruht auf der Erkenntnis, dass über der Kollektor-Emitter-Strecke eines bipolaren Transistor nur eine geringe Spannung abfällt, wenn er nicht wie in herkömmlichen Verpolungsschutzschaltungen üblich als Diode verschaltet ist, sondern an der Basis mit einem Strom angesteuert wird, der ihm gerade noch in der Sättigung hält. Ferner wird hier die Erkenntnis herangezogen, dass ein lateraler Hochvolt-Bipolartransistor zumeist prozesskompatibel ohne zusätzliche Masken in einem herkömmlichen CMOS-Prozess hergestellt werden kann. Ebenso kann die Regelschaltung, die den Basissteuerstrom für diesen Bipolartransistor liefert, problemlos in der zur Verfügung stehenden Technologie realisiert werden. Somit ist es im Gegensatz zum Stand der Technik möglich, eine monolithisch integrierbare Verpolungsschutzschaltung mit geringem Spannungsabfall zu erzielen, die unabhängig von dem verwendeten Regeltransistor ist.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel des Hauptpatents wird der Bipolartransistor durch eine an die Basis angeschlossene Regelschaltung für den Basisstrom an der Grenze zur Sättigung gehalten.

Bei einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel des Hauptpatents weist die Regelschaltung für den Basisstrom einen gleichartig aufgebauten Bipolartransistor auf. Dies hat den Vorteil, dass der Basisstrom damit so gesteuert werden kann, dass er unabhängig von Technologie und Temperatur den Bipolartransistor an der Grenze zur Sättigung hält.

Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel des Hauptpatents ist der Bipolartransistor ein Hochvolt-pnp-Bipolartransistor oder ein Hochvolt-npn-Bipolartransistor. Dies hat den Vorteil, dass die Verpolungsschutzschaltung auch bei einer hohen externen Versorgungsspannung ohne Beschädigung betrieben werden kann.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel des Hauptpatents ist der Bipolartransistor ein lateraler Hochvolt-pnp-Bipolartransistor oder ein lateraler Hochvolt-pnp-Bipolartransistor. Dies hat den Vorteil, dass der Bipolartransistor prozesskompatibel ohne zusätzliche Masken in einem CMOS-Prozess hergestellt werden kann.

Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel des Hauptpatents ist der Bipolartransistor ein vertikaler Hochvolt-pnp-Bipolartransistor oder ein vertikaler Hochvolt-npn-Bipolartransistor.

Bei einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel des Hauptpatents ist dem Bipolartransistor ein Feldeffekttransistor zur Realisierung einer Spannungsregelung für die zu versorgende Schaltung in Serie geschaltet, dessen Source-Drain-Strecke von dem Versorgungsstrom durchflossen wird, und der von einer Spannungsregelschaltung angesteuert wird. Diese Schaltungsanordnung hat den Vorteil, dass neben dem Verpolungsschutz auch eine Stabilisierung der internen Versorgungsspannung erfolgen kann. Sowohl der Bipolartransistor als auch der Feldeffekttransistor können mit sehr geringem technologischen Mehraufwand, bezogen auf einen herkömmlichen CMOS-Prozess, hergestellt werden.

Bei einer bevorzugten Schaltungsanordnung des Hauptpatents ist der Feldeffekttransistor ein Hochvolt-n-Kanal-MOSFET vom Verarmungstyp. Ein solcher Transistor kann ausgehend von einem üblichen MOSFET vom Anreicherungstyp durch einen zusätzlichen Implantationsschritt hergestellt werden. Somit wird bei einer solchen Schaltungsausführung nur eine zusätzliche unkritische Implantationsmaske gegenüber einem Standard-CMOS-Prozess nötig. Dies führt zu niedrigen Herstellungskosten. Weiterhin hat eine solche Schaltungsanordnung den Vorteil, dass der Regeltransistor direkt aus einer Schaltung angesteuert werden kann, die selbst schon an der geregelten internen Versorgungsspannung betrieben wird. Dies verbessert die Unterdrückung von hochfrequenten Störungen auf der externen Versorgungsspannung. Ferner weist diese Schaltungsanordnung ein sicheres Startverhalten auf. Startpfade gegen die externe Versorgungsspannung, die anfällig für Störimpulse auf der externen Versorgungsspannung sind, sind nicht nötig.

Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel es Hauptpatents ist der Feldeffekttransistor ein Hochvolt-n-Kanal-MOSFET vom Anreicherungstyp. Diese Schaltungsanordnung bietet den Vorteil, dass die Herstellung ohne zusätzlichen Implantationsschritt direkt in einem Standard-CMOS-Prozess erfolgen kann. Allerdings muss bei dieser Schaltungsanordnung ein Gatepotential erreicht werden, das oberhalb des Potentials der internen Versorgungsspannung liegt.

Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel des Hauptpatents wird das Gatepotential des Hochvolt-n-Kanal-MOSFET vom Anreicherungstyp mit Hilfe einer Ladungspumpe erzeugt, die in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal einer Spannungsregelschaltung angesteuert wird. Eine solche Schaltungsanordnung bietet den Vorteil, dass trotz Verwendung eines technologischen einfach herstellbaren Hochvolt-n-Kanal-MOSFET vom Anreicherungstyp die Ansteuerspannung für diesen Regeltransistor alleine aus der internen Versorgungsspannung erzeugt wird. Somit ist das Gatepotential des Regeltransistors weitgehend unabhängig von der externen Versorgungsspannung, was die Einkopplung von Störungen auf der externen Versorgungsspannung reduziert und einen Betrieb mit geringem Spannungsabfall ermöglicht.

Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel des Hauptpatents ist der Feldeffekttransistor ein Sperrschicht-Feldeffekttransistor. Dies bringt den Vorteil, dass die Verpolungsschutzschaltung auch in Verbindung mit Technologien eingesetzt werden kann, bei denen die Herstellung von MOS-Feldeffekttransistoren nicht vorgesehen ist. Weiterhin ist festzuhalten, dass Sperrschicht-Feldeffekttransistoren von ihrem elektrischen Verhalten her im wesentlichen MOS-Feldeffekttransistoren vom Verarmungstyp gleichen. Das heißt insbesondere, sie sind selbstleitend. Entsprechend können Sperrschicht-Feldeffekttransistoren genauso wie MOS-Feldeffekttransistoren vom Verarmungstyp vorteilhaft eingesetzt werden, es entfällt jedoch der zur Herstellung eines Feldeffekttransistors vom Verarmungstyp nötige zusätzliche technologische Aufwand.

Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel des Hauptpatents weist die Spannungsregelschaltung zur Ansteuerung des Feldeffekttransistors eine "bandgap"-Referenzspannungsquelle, einen Transkonduktanz-Verstärker und einen Abblockkondensator, der an das Gate des Feldeffekttransistors angeschlossen ist, auf. Transkonduktanz-Verstärker und „bandgap"-Referenzspannungsquelle können in einer Schaltung vereint sein, so dass der Schaltungsaufwand für die Regelschaltung gering ist.

Der Vorteil einer solchen Schaltungsanordnung liegt darin, dass die interne Versorgungsspannung auch bei großen Schwankungen der externen Versorgungsspannung sehr stabil gehalten werden kann. Insbesondere ist es möglich, die "bandgap"-Referenzspannungsquelle und den Transkonduktanz-Verstärker an der stabilisierten internen Versorgungsspannung zu betreiben. Dies bringt den Vorteil, dass Störungen auf der externen Versorgungsspannung keinen direkten Einfluss auf die Spannungsregelschaltung haben. Wird ein Hochvolt-n-Kanal-MOSFET vom Verarmungstyp oder ein Hochvolt-Sperrschicht-Feldeffekttransistor als Regeltransistor verwendet, so kann der Gate-Anschluss dieses Feldeffekttransistors direkt mit dem Ausgang des Transkonduktanz-Verstärkers verbunden werden. Die Vorteile einer solchen Schaltungsanordnung liegen darin, das ein zusätzlicher Transistor zwischen dem Ausgang des Transkonduktanz-Verstärkers und dem Gate-Anschluss des Feldeffekttransistors eingespart werden kann. Weiterhin ist es nicht nötig, dass vom Gate-Anschluss des Feldeffekttransistors irgendein leitender Pfad zu der externen Versorgungsspannung besteht. Somit haben Störimpulse auf der externen Versorgungsspannung keinen direkten Einfluss auf das Gate-Potential des Regeltransistors. Vielmehr ist es möglich, am Gate des Regeltransistors einen Abblockkondensator gegen Masse vorzusehen, was in einer robusten Spannungsregelschleife mit einer sehr guten Unterdrückung von hochfrequenten Störungen auf der externen Versorgungsspannung resultiert.

Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel des Hauptpatents sind dem Bipolartransistor ein Hochvolt-Feldeffekttransistor vom Verarmungstyp, dessen Source-Drain-Strecke von dem Versorgungsstrom geschlossen wird, dessen Gate-Anschluss mit einem Bezugspotential verbunden ist und dessen Schwellenspannung größer als die interne Versorgungsspannung ist, und ein Niederspannungs-Regeltransistor, dessen Kollektor-Emitter-Strecke oder Source-Drain-Strecke von dem Versorgungsstrom durchflossen wird, in Serie geschaltet, wobei der Steueranschluss des Niederspannungs-Regeltransistors mit dem Ausgang einer Spannungsregelschaltung verbunden ist. Eine solche Schaltungsanordnung bietet den Vorteil, dass die eigentliche Spannungsregelung durch einen Niedervolt-Regeltransistor erfolgt. Ein derartiger Niedervolt-Transistor weist ein besseres Regelverhalten auf als ein Hochvolt-Transistor. Der Hochvolt-Feldeffekt-Transistor vom Verarmungstyp ist als Source-Folger geschaltet. Somit wird das Source-Potential weitgehend konstant gehalten, da der Gate-Anschluss mit dem Bezugspotential verbunden ist. Das Source-Potential wird bei dieser Beschaltung wesentlich von der Schwellenspannung des Hochvolt-Feldeffekttransistors bestimmt. Damit begrenzt der Hochvolt-Feldeffekttransistor die an dem eigentlichen Niedervolt-Regeltransistor anliegende Spannung und führt eine Vorstabilisierung aus. Der Mehraufwand für den zusätzlichen Regeltransistor, der sowohl als Feldeffekttransistor als auch als Bipolartransistor ausgeführt sein kann, ist gering.

Es ist die Aufgabe des Zusatzpatents, die Stromversorgungsschaltung des Hauptpatents dahin gehend weiterzubilden, dass der verwendete Bipolartransistor zuverlässiger und unempfindlicher gegenüber Temperatur- und Prozess-bedingten Schwankungen an der Grenze zur Sättigung betrieben werden kann.

Diese Aufgabe wird durch Schaltungsanordnungen gemäß den Ansprüchen 1, 5 oder 11 gelöst. Es ist der Kerngedanke des Zusatzpatents, dass ein Bipolartransistor durch eine geeignete Einstellung des Basisstromes an die Grenze der Sättigung gebracht werden kann. Dies kann in einer besonders einfachen Weise erfolgen, indem eine geeignet dimensionierte Konstantstromquelle mit einem Basis-Anschluss des Bipolartransistors verbunden wird und entsprechend dem Bipolartransistor einen konstanten Basisstrom einprägt. Unter konstanten Bedingungen, also beispielsweise konstanter Temperatur, konstantem Kollektorstrom des Bipolartransistor und konstanter Kollektor-Emitter-Spannung des Bipolartransistors, ist nämlich ein Betrieb des Bipolartransistors an der Grenze zur Sättigung durch Einprägen eines konstanten Basisstroms mit sehr geringem Schaltungsaufwand möglich. Der zum Betrieb des Bipolartransistors an der Grenze zur Sättigung benötigte Strom der Konstantstromquelle kann bei einem Schaltungsentwurf unschwer aus dem erforderlichen Kollektorstrom des Bipolartransistors, der gleich der Stromaufnahme der zu versorgenden Schaltung ist, ermittelt werden. Im übrigen ist eine Realisierung einer Konstantstromquelle in einer integrierten Schaltung in einer besonders vorteilhaften Weise möglich. Außerdem unterliegen typischerweise alle Konstantstromquellen einer Schaltungsanordnungen den gleichen Prozess- und Temperaturbedingten Schwankungen. Damit ist gewährleistet, dass sich die Stromaufnahme der zu versorgenden Schaltung (die durch weitere Konstantstromquellen bestimmt sein kann) typischerweise in der gleichen Weise ändert wie der von der Konstantstromquelle an den Bipolartransistor gelieferte Basisstrom. Da sich der zum Betrieb des Bipolartransistors an der Grenze zur Sättigung nötige Basisstrom aber in der gleichen Weise ändert wie die Stromaufnahme der zu versorgenden Schaltung kann der Bipolartransistor auch über Prozess- und Temperaturschwankungen mit dem sehr geringen Schaltungsaufwand einer Konstantstromquelle zuverlässig an der Grenze zur Sättigung gehalten werden.

Es ist ein weiterer Kerngedanke des vorliegenden Zusatzpatents, dass prozessbedingte Schwankungen eines zum Betrieb des Bipolartransistors an der Grenze zur Sättigung benötigen Stromes durch eine Replikaschaltung, die einen Replikatransistor enthält, in wirkungsvoller Weise verringert werden können. Die Replikaschaltung erzeugt hierbei wiederum einen konstanten Basisstrom zur Ansteuerung des Bipolartransistors, wobei der konstante Basisstrom des Bipolartransistor durch einen Replikatransistor bestimmt wird, der eine gleiche Schichtenfolge wie der Bipolartransistor aufweist oder identisch mit dem Bipolartransistor ist. Ein Basisstrom des Replikatransistors wird so eingestellt bzw. ausgeregelt, dass ein Kollektorstrom des Replikatransistor in einem bekannten Verhältnis zu der Stromaufnahme der zu versorgenden Schaltung ist. Dem Bipolartransistor wird dann wiederum ein Basisstrom zugeführt, der in einem zweiten bekannten Verhältnis zu dem Basisstrom des Replikatransistors ist. Das erste Verhältnis und das zweite Verhältnis können bei einem Schaltungsentwurf so festgelegt werden, dass sich der Bipolartransistor an der Grenze zur Sättigung befindet. Weicht nun eine Stromverstärkung des Replikatransistors von einer bei dem Schaltungsentwurf angenommenen Stromverstärkung ab, so weicht als Folge auch der zu dem Bipolartransistor gelieferte Basisstrom von einem Entwurfswert ab. Da sich die Eigenschaften des Bipolartransistors allerdings in der gleichen Weise ändern wie die Eigenschaften des Replikatransistors, befindet sich auch bei Prozess-bedingten Parameterschwankungen der Bipolartransistor wieder an der Grenze zur Sättigung. Somit ist der Einsatz eines Replikatransistors in der gezeigten Schaltungsanordnungen geeignet, um den Bipolartransistor unabhängig von Prozessschwankungen zuverlässig an der Grenze zur Sättigung zu halten.

Es ist ein weiterer Kerngedanke des Zusatzpatents, dass es für den Betrieb des Bipolartransistors an der Grenze zur Sättigung vorteilhaft ist, einen Basisstrom des Bipolartransistors so zu regeln, dass eine Emitter-Kollektor-Spannung des Bipolartransistors einen vorgegebenen Wert annimmt, der so gewählt ist, dass der Bipolartransistor an der Grenze zur Sättigung betrieben wird. Es hat sich nämlich gezeigt, dass die Grenze zur Sättigung durch eine vorgegebene Kollektor-Emitter-Spannung für einen weiten Bereich von Kollektorströmen gut beschrieben werden kann. In anderen Worten, ein Transistor kann durch Festlegen einer Kollektor-Emitter-Spannung auch dann an der Grenze zur Sättigung gehalten werden, wenn sich der Kollektorstrom ändert. Im übrigen hat sich ferner gezeigt, dass eine Kollektor-Emitter-Spannung, bei der sich der Bipolartransistor für einen vorgegebenen Kollektorstrom an der Grenze zur Sättigung befindet, nur minimal mit der Temperatur und anderen Prozessbedingten Schwankungen ändert. Daher ist eine Regelung der Kollektor-Emitter-Spannung auf einen vorgegebenen Wert durch Beeinflussung des Basisstroms des Bipolartransistors eine vorteilhafte Möglichkeit, um den Bipolartransistor an der Grenze zur Sättigung zu halten.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Daneben zeigen die Figuren auch einige bisher bekannte Beispiele von Schaltungen zum Verpolungsschutz und zur Spannungsregelung. Es zeigen:

1a ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem Hauptpatent;

1b ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem Hauptpatent;

1c ein Schaltbild einer ersten erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;

1d ein Schaltbild einer zweiten erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;

1e ein Schaltbild einer dritten erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;

2 einen Querschnitt durch einen Hochvolt-n-Kanal-MOSFET vom Anreicherungstyp;

3 einen Querschnitt durch einen Hochvolt-n-Kanal-MOSFET vom Verarmungstyp;

4 ein Schaltbild eines ersten Beispiels einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem Stand der Technik;

5 ein Schaltbild eines zweiten Beispiels einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem Stand der Technik.

1a zeigt ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem Hauptpatent, die in ihrer Gesamtheit mit 50 bezeichnet ist und eine gegen Verpolung geschützte und geregelte interne Versorgungsspannung VDDint aufgrund einer große Schwankungen und Störimpulse aufweisenden externen Versorgungsspannung VDDext erzeugt. Die interne Versorgungsspannung VDDint beträgt in diesem Ausführungsbeispiel 2.5 Volt, die externe Versorgungsspannung VDDext darf zwischen 2.7 Volt und 34 Volt liegen. Zwischen die externe Versorgungsspannung VDDext und die interne Versorgungsspannung VDDint sind in Serie ein lateraler Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 und ein Hochvolt-n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistor vom Verarmungstyp 54 geschaltet. Dabei liegt der Emitteranschluss E des Bipolartransistors an der externen Versorgungsspannung VDDext. Der Kollektoranschluss C des Bipolartransistors ist mit dem Drainanschluss D des Feldeffekttransistors verbunden. Die interne Versorgungsspannung VDDint wird an dem Sourceanschluss S des Feldeffekttransistors abgegriffen. Mit der internen Versorgungsspannung werden eine Regelschaltung für den Basisstrom des Bipolartransistors 56, eine Spannungsregelschaltung 58 und eine Sensorschaltung 60 versorgt. Weiterhin ist ein Abblockkondensator 62 an die interne Versorgungsspannung angeschlossen. Alle Teilschaltungen verwenden das gleiche Bezugspotential GND. Die Regelschaltung 56 für den Basisstrom des Bipolartransistors ist direkt mit dem Basisanschluss B des Bipolartransistors verbunden. Die Spannungsregelschaltung 58 besteht aus einer "bandgap"-Referenzspannungsquelle 64, die mit einem Transkonduktanz-Verstärker 66 verschaltet ist. Der Ausgang des Transkonduktanz-Verstärkers 66 ist mit einem Abblockkondensator CG und dem Gateanschluss G des Feldeffekttransistors verbunden.

Im Folgenden wird die Funktionsweise der eben beschriebenen Schaltungsanordnung näher erläutert. Kern des Hauptpatents ist der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52, der einen Verpolungsschutz mit niedrigem Spannungsabfall realisiert. Im Falle der Verpolung der externen Betriebsspannung VDDext sperrt die Basis-Emitter-Diode des Bipolartransistors 52 und schützt so die zu versorgende Schaltung vor Zerstörung. Im normalen Betrieb, das heißt, bei richtiger Polarität von VDDext, wird der Bipolartransistor 52 durch die Regelschaltung 56 für den Basisstrom an der Grenze zur Sättigung gehalten. Damit fällt über der Kollektor-Emitter-Strecke des Bipolartransistors 52 insbesondere bei kleiner externer Versorgungsspannung VDDext nur eine kleine Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung ab. Dieses Verhalten unterscheidet sich grundlegend von dem Verhalten herkömmlicher Verpolungsschutzschaltungen, bei denen der Transistor als Diode, das heißt mit kurzgeschlossener Basis-Kollektor-Strecke, betrieben wird. Bei derartigen Schaltungen beträgt der Spannungsabfall über dem Verpolungsschutz üblicherweise etwa 0.7 V. Weiterhin werden durch den Betrieb an der Grenze zur Sättigung zu hohe parasitäre Substratströme vermieden. Der Basissteuerstrom kommt dabei aus einer geeigneten Regelschaltung 56, die einen gleichartigen Transistor enthält. Da die Stromaufnahme der Sensorschaltung 60 bekannt ist, kann durch Ermitteln des Basisstroms dieses Transistors die Regelung des Basisstroms des eigentlichen Verpolungsschutztransistors 52 erfolgen.

Die eigentliche Regelung der internen Versorgungsspannung erfolgt mit Hilfe des Hochvolt-n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistors vom Verarmungstyp 54, der im Source-Folger-Betrieb arbeitet. Source-Folger mit Hochvolt-n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistoren weisen im Allgemeinen ein sehr gutes Regelverhalten auf, da sie einerseits am Gate gegen Masse abgeblockt werden können (dynamische Kompensation; der Gate-Abblockkondensator CG ist im vorliegenden Ausführungsbeispiel als Teil der Spannungsregelschaltung gezeigt) und andererseits ein sehr schnelles Lastregelverhalten gegen große Lastsprünge aufweisen. Somit können sowohl Störungen auf der externen Versorgungsspannung als auch Lastsprünge sehr gut ausgeregelt werden. Die Verwendung eines externen Abblockkondensators erübrigt sich.

Neben dem Verpolungsschutztransistor ist auch der Feldeffekt-Regeltransistor 54 kompatibel mit einem Betrieb mit geringem Spannungsabfall. Bei kleiner externer Versorgungsspannung VDDext fällt an dem Hochvolt-n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistors vom Verarmungstyp nur eine Spannung ab, die kleiner als seine Sättigungsspannung ist. Insgesamt ergibt sich somit bei einer Schaltungsanordnung gemäß dem gezeigten Ausführungsbeispiel bei einer internen gegen Verpolung geschützten und geregelten Versorgungsspannung von 2.5 V ein sehr großer Betriebsspannungsbereich von 2.7 V bis 34 V.

Die Verwendung eines Hochvolt-n-Kanal-MOSFET vom Verarmungstyp bringt im Vergleich zu einem herkömmlichen Regeltransistor vom Anreicherungstyp eine wesentliche Vereinfachung der Spannungsregelschaltung 58 und insbesondere der Ansteuerung des Regeltransistors mit sich. Die Gate-Steuerspannung für den Regeltransistor vom Verarmungstyp liegt unterhalb der geregelten internen Betriebsspannung VDDint. Damit kann der Regeltransistor direkt von einer Regelschaltung, die mit der internen Versorgungsspannung betrieben wird, angesteuert werden. Dabei sind insbesondere keine weiteren Schaltungsmaßnahmen erforderlich, die eine direkte Verbindung mit der ungeregelten externen Versorgungsspannung VDDext herstellen. Entsprechend verbessert sich die Unterdrückung von Störungen auf der externen Versorgungsspannung. Ein Regeltransistor vom Verarmungstyp bietet gegenüber einem Transistor vom Anreicherungstyp auch bezüglich des Startverhaltens große Vorteile. Der Feldeffekttransistor vom Verarmungstyp ist leitend, wenn das Potential an seinem Gate-Anschluss gleich dem Potential an seinem Source-Anschluss ist. Damit kann bei der gezeigten Schaltungsanordnung eine interne Versorgungsspannung VDDint aufgebaut werden, selbst wenn die Spannungsregelschaltung noch nicht mit einer zum geregelten Betrieb ausreichenden Spannung versorgt wird. Bei einem Feldeffekttransistor vom Anreicherungstyp hingegen muss das Gate-Potential größer als das Source-Potential sein, damit der Transistor leitend wird. Dies kann beim Start der Regelschaltung nur durch eine leitende Verbindung zu der externen Versorgungsspannung VDDext erreicht werden, was die Einkopplung von Störimpulsen von der externen Versorgungsspannung VDDext auf die Spannungsregelschaltung ermöglicht. Es kann somit festgehalten werden, daß bei Verwendung eines Feldeffekttransistors vom Verarmungstyp als Regeltransistor ein sehr sicheres Startverhalten ohne die Verwendung von Startpfaden gegen die externe Versorgungsspannung gewährleistet ist.

Bei dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel umfasst die Spannungsregelschaltung eine "bandgap"-Referenzspannungsquelle 64, einen Transkonduktanz-Verstärker 66 und einen Abblockkondensator CG. Die eigentliche Spannungsregelung erfolgt mittels des Transkonduktanz-Verstärkers 66, der geeignet verschaltet ist, um dem Hochvolt-n-Kanal-MOSFET vom Verarmungstyp 54 mit einer Steuerspannung zwischen 0 Volt und 2.5 Volt anzusteuern. Es ist weiterhin zu beachten, dass die gesamte Spannungsregelschaltung mit der geregelten internen Versorgungsspannung VDDint betrieben wird, so dass sie von Störungen auf der externen Versorgungsspannung VDDext nicht direkt beeinflusst wird.

Die Regelschaltung 56 für den Basisstrom des Bipolartransistors 52 umfasst in diesem Ausführungsbeispiel einen weiteren Bipolartransistor für eine Replikaschaltung, der gleichartig dem eigentlichen Verpolungsschutz-Transistor 52 ist. Damit kann der Basisstrom so geregelt werden, daß der Verpolungsschutztransistor 52 technologie- und temperaturunabhängig an der Grenze zur Sättigung betrieben wird.

1b zeigt ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem Hauptpatent. Dieses Ausführungsbeispiel ist gegenüber dem in 1a gezeigten nur geringfügig verändert, so daß hier nur auf die Veränderungen eingegangen wird. Die Spannungsregelung erfolgt bei diesem Ausführungsbeispiel nicht wie in 1a gezeigt durch einen Hochvolt-n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistor vom Verarmungstyp 54, sondern durch eine zweistufige Spannungsregelanordnung. Insbesondere ist dem Verpolungsschutz-Bipolartransistor 52 ein Hochvolt-Feldeffekttransistor vom Verarmungstyp 68, dessen Source-Drain-Strecke von dem Versorgungsstrom durchflossen wird, sowie ein Niederspannungs-Regeltransistor 70, dessen Source-Drain-Strecke ebenfalls von dem Versorgungsstrom durchflossen wird, in Serie geschaltet werden. Der Gate-Anschluss des Hochvolt-Feldeffekttranistors 68 ist hierbei mit dem Bezugspotential GND verbunden. Der Steueranschluss des Niederspannungs-Regeltransistors 70 ist mit dem Ausgang einer Spannungsregelschaltung 58 verbunden. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist der Hochvolt-Feldeffekttransistor 68 ein Hochvolt-n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistor vom Verarmungstyp und der Niedervolt-Regeltransistor 70 ein Niedervolt-n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistor vom Verarmungstyp. Bei einer solchen Schaltungsanordnung übernimmt der Hochvolt-Feldeffekttransistor vom Verarmungstyp 68 die Vorstabilisierung der Versorgungsspannung, so dass an dem Niedervolt-Regeltransistor 70 nur noch eine kleine Spannung abfällt. Die vorstabilisierte Spannung liegt an einem Knoten 72 an, der mit dem Source-Anschluss der Hochvolt-n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistors 68 und dem Drain-Anschluss des Niedervolt-Regeltransistors 70 verbunden ist. Ein Vorteil dieser Schaltungsanordnung besteht darin, dass der Niedervolt-Regeltransistor 70 typischerweise bessere Regeleigenschaften aufweist als ein Hochvolt-Regeltransistor 54. Somit kann mit einer solchen Schaltungsanordnung ohne großen technologischen Aufwand eine verbesserte Spannungsstabilisierung erreicht werden.

Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung gemäß 1b als Niedervolt-Regeltransistor 70 ein Niedervolt-Bipolartransistor verwendet werden, wobei die Kollektor-Emitter-Strecke von dem Versorgungsstrom durchflossen wird. Die mit dem Basis-Anschluss des Bipolartransistors verbundene Ansteuerschaltung muß in diesem Fall entsprechend angepaßt sein.

Weiterhin ist es möglich, den Hochvolt-n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistor vom Verarmungstyp durch einen anderen Transistortyp zu ersetzen. Insbesondere kann ein Sperrschicht-Feldeffekttransistor eingesetzt werden, der bei sehr ähnlichem elektrischen Verhalten mit einem anderen technologischen Prozeß herstellbar ist. Auch ist es möglich, einen Feldeffekttransistor vom Anreicherungstyp zu verwenden, wenn durch eine schaltungstechnische Maßnahme sichergestellt ist, daß das Gate-Potential auf einen geeigneten Wert oberhalb der erforderlichen internen Versorgungsspannung angehoben wird. Der genaue Wert des Gate-Potentials hängt dabei von der gewünschten internen Versorgungsspannung, der Schwellspannung des Feldeffekttransistors und dem für die Regelung durch den Niederspannungs-Regeltransistor benötigten Spannungshub ab. Das Gate-Potential kann dabei entweder durch eine Ladungspumpe aus der internen Versorgungsspannung oder durch eine Stabilisierungsschaltung aus der externen Versorgungsspannung erzeugt werden.

1c zeigt ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Stromversorgungsschaltung. Das erste Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Stromversorgungsschaltung entspricht im wesentlichen dem in 1a gezeigten ersten Ausführungsbeispiel der Stromversorgungsschaltung, wobei hier eine konkrete Ausführungsform einer Stromquellenschaltung 56 für den Basisstrom des Bipolartransistors 52 gezeigt ist. Die in 1c gezeigte Stromversorgungsschaltung ist in ihrer Gesamtheit mit 74 bezeichnet. Der Basisstrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 wird hierbei von der Stromquellenschaltung 56a geliefert. Die Stromquellenschaltung 56a umfasst im wesentlichen eine Konstantstromquelle 75.

Der Strom der Konstantstromquelle 75 ist so angepasst, dass der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 an der Grenze zur Sättigung gehalten wird. Der von der Konstantstromquelle zu liefernde Strom kann hierbei bei Kenntnis des von der Sensorschaltung 60 sowie der Spannungsregelschaltung 58 (sowie gegebenenfalls auch Der Stromquellenschaltung 56a) aufgenommenen Stroms unter Verwendung eines Ausgangskennlinienfeldes des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 ermittelt werden. Hierzu kann ein Kollektorstrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 zu bestimmt werden, indem die Summe der von der Spannungsregelschaltung 58 und der Sensorschaltung 60 aufgenommenen Ströme gebildet wird. Da typischerweise die Stromaufnahmen der Spannungsregelschaltung 58 und der Sensorschaltung 60 bekannt sind, kann auch der Kollektorstrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 als bekannt angenommen werden.

Ein Ausgangskennlinienfeld eines Bipolartransistors, also auch ein Ausgangskennlinienfeld des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 zeigt für eine Mehrzahl von vorgegebenen Basisströmen jeweils einen Punkt, an dem die Ausgangskennlinie (die einen Zusammenhang zwischen Kollektor-Emitter-Spannung und Kollektorstrom beschreibt) abknickt. Der zu einem Basisstrom gehörige Abknickpunkt beschreibt eine Grenze zur Sättigung und kann für einen jeweils vorgegebenen Basisstrom durch einen Stromwert des Kollektorstroms und einen Spannungswert der Kollektor-Emitter-Spannung beschrieben werden. Der Spannungswert der Kollektor-Emitter-Spannung wird hierbei als Sättigungsspannung UCEsat bezeichnet. Der Stromwert für den Kollektorstrom, bei dem die Kennlinie für einen vorgegebenen Basisstrom abknickt (d.h. von der Sättigung in den aktiven Bereich übergeht) wird als Kollektor-Sättigungsstromwert zu dem vorgegebenen Basisstrom bezeichnet.

Unter Kenntnis des Ausgangskennlinienfelds des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 ist es möglich, zu einem vorgegebenen Kollektorstrom einen zugehörigen Basisstrom zu finden, so dass der Kollektorstrom gleich dem zu dem zu bestimmenden Basisstrom gehörigen Kollektor-Sättigungsstrom ist. In anderen Worten, der Basisstrom kann aus dem Ausgangskennlinienfeld des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors so bestimmt werden, dass sich der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 bei dem vorgegebenen Kollektorstrom an der Grenze zur Sättigung befindet. In anderen Worten, ein Arbeitspunkt des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 wird bevorzugt so gewählt, dass der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 in einem Bereich des Ausgangskennlinienfelds betrieben wird, in dem die zu dem entsprechenden Basisstrom gehörige Kennlinie abknickt (d.h. nicht in einer guten Näherung durch eine Gerade angenähert werden kann). In diesem Fall ist die Kollektor-Emitter-Spannung des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 gleich der Sättigungsspannung UCEsat des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52. Der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 ist also an einem solchen Betriebspunkt, dass sich bei konstantem Basisstrom der Kollektorstrom nicht in einer näherungsweise linearen Weise mit der Kollektor-Emitter-Spannung ändert. Der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 befindet sich also genau an dem Übergang zwischen der Sättigung und dem aktiven Bereich. Anders ausgedrückt, ein Ausgangsleitwert des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 (definiert als Quotient einer Veränderung des Kollektorstroms und einer Veränderung der Kollektor-Emitter-Spannung bei konstantem Basisstrom) liegt zwischen einem Ausgangsleitwert, der in dem aktiven Betrieb vorherrscht, und einem Ausgangsleitwert, der in der Sättigung des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 auftritt.

Im Übrigen sei angemerkt, dass der Basisstrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52, der von der Konstantstromquelle 75 geliefert wird, um bis zu +/– 10% von einem idealen Stromwert abweichen darf, wobei angenommen wird, dass bei dem idealen Stromwert für den Basisstrom der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 genau an der Grenze zur Sättigung betrieben wird. Es wird ferner bevorzugt, dass der Basisstrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors nicht kleiner als der ideale Stromwert und höchstens um 20% größer als der ideale Stromwert, bei dem der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor genau an der Grenze zur Sättigung betrieben wird, ist. Eine Basisstroms des Hochvolt-pnp-Bipolartransistors, der um maximal 10% größer ist als der ideale Stromwert resultiert im übrigen in bestmöglichen Eigenschaften der erfindungsgemäßen Stromversorgungsschaltung.

Der Stromwert für die Konstantstromquelle kann auch auf anderem Wege ermittelt werden. So ist es möglich, zunächst einen Referenz-Basisstromwert zu bestimmen bei dem der Kollektorstrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors (52) bei Betrieb in dem aktiven Bereich nahe an der Grenze zur Sättigung (also beispielsweise, je nach Transistortyp, bei einer Kollektor-Emitter-Spannung von 0,5V, 0,8V, 1,0V oder 1,5V) gleich der Stromaufnahme der von dem lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistor zu versorgenden Schaltungsanordnung ist. Der Stromwert für die Konstantstromquelle 75 wird dann bevorzugt in einem Bereich zwischen dem Referenz-Basisstromwert und dem 1,2-fachen des Referenz-Basisstromwerts gewählt.

1d zeigt ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Stromversorgungsschaltung. Die in 1d gezeigte Stromversorgungsschaltung ist in ihrer Gesamtheit mit 77 bezeichnet. Da sich die Stromversorgungsschaltung 77 nur bezüglich der Stromquelle 56b, die den Basisstrom für den lateral Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 bereitstellt, von den schon vorher beschriebenen Stromversorgungsschaltungen 50, 74 unterscheidet, wird hier im Wesentlichen lediglich auf die Stromquellenschaltung 56b eingegangen. Im Übrigen ist anzumerken, dass die Stromquellenschaltung 56b an die Stelle der vorher beschriebenen Stromquellenschaltungen 56 bzw. 56a tritt.

Die Stromquelle 56b umfasst einen Regelkreis, der ein Transkonduktanz-Verstärker 78, einen Widerstand 78a einen Replikatransistor 79 sowie einen ersten Strombank-Transistor 80a umfasst. Ein erster Eingang des Transkonduktanz-Verstärkers 78 ist hierbei mit der Bandgap-Referenzspannungsquelle 64 gekoppelt. Ein zweiter Eingang des Transkonduktanz-Verstärkers 78 ist mit einem ersten Anschluss des Widerstands 78a gekoppelt, während ein zweiter Anschluss des Widerstands 78a mit dem Bezugspotential GND verbunden ist. Der erste Anschluss des Widerstands 78a ist ferner mit einem Kollektoranschluss des Replikatransistors 79 gekoppelt. Ein Emitter-Anschluss des Replikatransistors 79 ist mit der internen Versorgungsspannung VDDint gekoppelt. Schließlich ist ein Basisanschluss des Replikatransistors 79 mit einem Drain-Anschluss des ersten Strombanktransistors 80a gekoppelt. Ein Source-Anschluss des ersten Strombanktransistors 80a ist wiederum mit dem Bezugspotential GND gekoppelt. Ein Gate-Anschluss des ersten Strombanktransistors 80a ist schließlich mit einem Ausgang des Transkonduktanz-Verstärkers 78 verbunden.

Der Ausgang des Transkonduktanz-Verstärkers 78 ist ferner mit einem Gate-Anschluss eines zweiten Strombanktransistors 80b gekoppelt. Ein Source-Anschluss des zweiten Strombanktransistors 80b ist mit dem Bezugspotential GND verbunden, während ein Drain-Anschluss des zweiten Strombanktransistors 80b mit einem Source-Anschluss eines Hochvolt-n-Kanal-Feldeffekttransistors 81 gekoppelt ist. Ein Drain-Anschluss des Hochvolt-n-Kanal-Feldeffekttransistors 81 ist schließlich mit dem Basisanschluss des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 gekoppelt, und ein Gate-Anschluss des Hochvolt-n-Kanal-Feldeffekttransistors 81 ist mit der internen Versorgungsspannung VDDint verbunden.

Die Stromquelle 56b umfasst ferner einen Kondensator 82, der zwischen den Ausgangsausschluss des Transkonduktanz-Verstärkers 78 und des Bezugspotential GND geschaltet ist.

Es sei weiter darauf hingewiesen, dass der Replikatransistor 79 dem lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 möglichst ähnlich ist. Es wird bevorzugt, dass der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 und der Replikatransistor 79 eine gleiche Schichtenfolge aufweisen.

Ferner ist anzumerken, dass der erste Strombanktransistor 80a und der zweite Strombanktransistor 80b eine Strombank 80 bilden. Eine Strombank ist im übrigen dadurch gekennzeichnet, dass an mehreren Ausgängen Ströme bereitstehen, die in einem durch die Geometrie der Strombank-Transistoren festgelegten Verhältnis zueinander stehen. Weiterhin ist festzuhalten, dass für die Strombanktransistoren 80a, 80b bevorzugterweise N-Kanal-MOS-Feldeffekttransistoren verwendet werden.

Basierend auf der obigen strukturellen Beschreibung wird im Folgenden die Funktionsweise der Stromquellenschaltung 56b, die als Ansteuerschaltung für den lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 dient, näher erläutert. Hierbei wird eine in der Bandgap-Referenzspannungsquelle 64 erzeugte Spannung auf den Widerstand 78a kopiert, so dass durch den Widerstand 78a ein vorbestimmter Strom fließt, der zugleich den Kollektorstrom des Replika-pnp-Transistors 79 bildet. Das Kopieren der von der Bandgap-Referenzspannungsquelle 64 erzeugten Spannung erfolgt durch den Transkonduktanz-Verstärker 78, der als Regelverstärker geschaltet ist. In den Basis-Anschluss des Replika-pnp-Transistors 79 wird von dem Ausgang des Regel-Transkonduktanz-Verstärkers (Regel-OTA) 78 über einen ersten Strombanktransistor 80a der n-MOS-Strombank 80 ein geregelter Strom eingespeist. Der Basisstrom des Replika-pnp-Transistors 79 erzeugt aufgrund einer Stromverstärkung des Replika-pnp-Transistors 79 einen Kollektorstrom des Replika-pnp-Transistors 79. Der Kollektorstrom des Replika-pnp-Transistors 79 ist (in einem ausgeregelten Zustand) gerade so groß, dass er über den Widerstand 78a eine Spannung erzeugt, die gleich groß zu der in der Bandgap-Referenzspannungsquelle 64 erzeugten Spannung ist. In anderen Worten, der Basisstrom des Replika-pnp-Transistors 79 wird mit Hilfe des Transkonduktanz-Verstärkers 78 und des ersten Strombanktransistors 80a so ausgeregelt, dass der Kollektorstrom des Replika-pnp-Transistors 79 einen vorgegebenen Wert annimmt, der sich als Quotient der von der Bandgap-Referenzspannungsquelle 64 an den Transkonduktanz-Verstärker 78 gelieferten Spannung und des Widerstandswerts des Widerstands 78a ergibt.

Ist der Stromverbrauch der gesamten integrierten Schaltung (d.h. der Spannungsregelschaltung 58, der Sensorschaltung 60 und gegebenenfalls der Stromquellenschaltung 56b) aufgrund einer Kenntnis der Schaltungsdetails bekannt, so kann man diesen Stromverbrauch verkleinert (skaliert) an dem Widerstand 78a und an dem Kollektor des Replika-pnp-Transistors 79 replizieren. In anderen Worten, die Regelschaltung bestehend aus dem Transkonduktanz-Verstärker 78, dem Widerstand 78a, dem Replika-pnp-Transistor 79 und dem ersten Strombanktransistor 80a wird so ausgelegt, dass der Kollektorstrom durch den Replika-pnp-Transistor 79 in einem vorbestimmten und bekannten Verhältnis zu einer Stromaufnahme der gesamten integrierten Schaltung, also im Wesentlichen der Spannungsregelschaltung 58 und der Sensorschaltung 60, steht. Es wird bevorzugt, dass der Kollektorstrom des Replika-pnp-Transistors 79 kleiner als der Stromfluss durch die Spannungsregelschaltung und die Sensorschaltung ist, um den gesamten Stromverbrauch so gering wie möglich zu halten. Im Übrigen ist anzumerken, dass der Stromverbrauch der gesamten integrierten Schaltung (also der Spannungsregelschaltung 58, der Sensorschaltung 60 und auch der Stromquellenschaltung 56b) typischerweise bekannt ist, da oftmals Ströme der gesamten integrierten Schaltung aus der Bandgap-Referenzspannungsquelle 64 gespiegelt bzw. abgeleitet werden und damit genau definiert sind.

Der Basisstrom des Replika-pnp-Transistors 79 wird wiederum durch den ersten Strombanktransistor 80a und den zweiten Strombanktransistor 80b der Strombank 80 skaliert. In anderen Worten, der Basisstrom des Replika-pnp-Transistors 79 fließt verstärkt oder gleich groß aus einem zweiten Ausgang (dem Drain-Anschluss des zweiten Strombanktransistors 80b) der n-MOS-Strombank 80. Der Drainstrom des zweiten Strombanktransistors 80b, der dem skalierten bzw. verstärkten Basisstrom des Replika-pnp-Transistors 79 entspricht, wird über eine n-MOS-Hochvoltkaskode, die durch den Hochvolt-n-Kanal-Feldeffektransistor 81 gebildet wird, zur Ansteuerung des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 verwendet. Der Hochvolt-n-Kanal-Feldeffekttransistor 81 ermöglicht es hierbei, dass für den zweiten Strombanktransistor 80b ein Feldeffekttransistor mit einer geringen Spannungsfestigkeit verwendet werden kann, der von seiner Struktur her identisch zu dem Strombanktransistor 80a aufgebaut ist (allerdings zur Skalierung der Ströme eine andere Kanalbreite aufweisen kann).

Es wird im Übrigen darauf hingewiesen, dass die Drainströme der beiden Strombanktransistoren 80a, 80b in guter Nährung proportional zu den jeweiligen Kanalbreiten sind, da die Gate-Source-Spannungen der beiden Strombanktransistoren gleich sind. Somit sind die Strombanktransistoren der Strombank 80 geeignet, um einen Strom zu skalieren. Je nach Auslegung der Kanalbreiten kann der Drainstrom des zweiten Strombanktransistors 80b, der zur Steuerung des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors dient kleiner, gleich oder größer als der Drainstrom des ersten Strombanktransistors 80a sein.

Alle verwendeten Stromspiegel (also beispielsweise der erste Strombanktransistor 80a, der zweite Strombanktransistor 80b und der Widerstand 78a) werden bevorzugterweise so definiert, dass der an den lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 gelieferte Basisstrom nur geringfügig größer ist als ein für einen Betrieb der Gesamtschaltung benötigter Basisstrom, so dass der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 gerade an der Grenze zur Sättigung arbeitet. In anderen Worten, dem lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 wird ein Basisstrom zugeführt, der geringfügig größer ist als ein Bezugs-Basisstrom, der benötigt würde, um dem lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 den von der integrierten Schaltung (Stromquellenschaltung 56b, Spannungsregelschaltung 58, Sensorschaltung 60) benötigten Strom als Kollektorstrom zu entnehmen, wenn der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor in einem aktiven Bereich (Vorwärtsbetrieb) betrieben würde (also beispielsweise bei einer Kollektor-Emitter-Spannung von 1,0V). Es wird bevorzugt, dass der Basisstrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 nicht um mehr als 20% über dem bei einem Betrieb in dem aktiven Bereich (Vorwärtsbetrieb, z.B. bei einer Kollektor-Emitter-Spannung von 1,0V) benötigten Bezugs-Basisstrom liegt. Es wird weiterhin bevorzugt, dass der Basisstrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 bevorzugter Weise nicht um mehr als 10% größer ist als ein bei einem Betrieb des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 in dem aktiven Betriebsbereich benötigter Bezugs-Basisstrom. Dies kann durch eine geeignete Auslegung der Strombank 80 und des Widerstands 78a erreicht werden.

Der Replika-pnp-Transistor 79 wird bevorzugt in dem aktiven Bereich (Vorwärtsbetrieb) betrieben, wobei, wie oben beschrieben, dem Replikatransistor 79 ein Kollektorstrom eingeprägt wird, der in einem vorbestimmten und bekannten Verhältnis zu dem von der Gesamtschaltung (Stromquellenschaltung 56b, Spannungsregelschaltung 58, Sensorschaltung 60) aufgenommenen Strom steht. Somit ist der Basisstrom des Replika-pnp-Transistors 79 ein Maß dafür, wie groß ein Basisstrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 sein müsste, um den von der gesamten Schaltung verbrauchten Strom bei einem Betrieb in dem aktiven Bereich (Vorwärtsbetrieb) zu liefern. Um einen für einen Betrieb des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 in dem aktiven Bereich nötigen Basisstrom zu ermitteln, müsste der Basisstrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 in Abhängigkeit von einem Verhältnis zwischen dem von der Gesamtschaltung verbrauchten Strom und dem Kollektorstrom des Replika-pnp-Transistors 79 angepasst werden. Durch eine geeignete Wahl der Kanalbreiten des ersten Strombanktransistors 80a und des zweiten Strombanktransistors 80b kann der Basisstrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 etwas größer (beispielsweise um maximal 20% größer oder um maximal 10% größer) als der theoretisch nötige Basisstrom zum Betrieb in dem aktiven Bereich gewählt werden. Damit wird der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 sicher so gesteuert, dass der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 an der Grenze zur Sättigung betrieben wird.

1e zeigt ein Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Stromversorgungsschaltung. Die Stromversorgungsschaltung der

1e ist in ihrer Gesamtheit mit 83 bezeichnet. Die Stromversorgungsschaltung 83 unterscheidet sich von den Stromversorgungsschaltungen 50 und 74 im wesentlichen durch eine veränderte Basisstrom-Regelschaltung. Die Basisstrom-Regelschaltung der Stromversorgungsschaltung 83 ist mit 56c bezeichnet. In anderen Worten, die Basisstrom-Regelschaltung 56c ersetzt die Stromquellenschaltungen 56, 56a und 56b der Stromversorgungsschaltungen 50 und 74.

Die Basisstrom-Regelschaltung 56c umfasst eine Spannungsquelle 84 bestehend aus einem Widerstand 84a, einem Spannungsquellen-pnp-Bipolartransistor 84b und einer Stromquelle 84c. Die Basisstrom-Regelschaltung 56c umfasst weiterhin einen Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistor 85, eine Stromspiegelanordnung 86 sowie einen Hochvolt-n-Kanal-Feldeffekttransistor 87.

Der Widerstand 84a der Spannungsquelle 84 ist zwischen die externe Versorgungsspannung VDDext und einem Emitteranschluss des Spannungsquellen-pnp-Bipolartransistors 84b geschaltet. Ein Basisanschluss und ein Kollektoranschluss des Spannungsquellen-pnp-Bipolartransistors 84b sind kurzgeschlossen und mit einem ersten Anschluss der Stromquelle 84c gekoppelt. Der zweite Anschluss der Stromquelle 84c ist mit dem Bezugspotential GND verbunden. Die Stromquelle 84c ist hierbei so eingestellt, dass über den Widerstand 84a eine Spannung von etwa 200 Millivolt abfällt. Die Spannung über dem Widerstand 84a kann allerdings je nach Art des verwendeten lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors zwischen etwa 100mV und 400mV liegen. Im Übrigen ist festzuhalten, dass ein Basisanschluss des Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistors 85 mit dem Basisanschluss des Spannungsquellen-pnp-Bipolartransistors und dem Kollektoranschluss des Spannungsquellen-pnp-Bipolartransistors 84b gekoppelt ist. Somit liegt an dem Basisanschluss des Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistors eine Spannung an, die um den Spannungsabfall über den Widerstand 84a zuzüglich einer Flussspannung der Basis-Emitter-Diode des Spannungsquellen-pnp-Bipolartransistors unterhalb der externen Versorgungsspannung VDDext liegt.

Da ferner ein Emitteranschluss des Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistors mit dem Kollektoranschluss des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 gekoppelt ist, wird somit insgesamt erreicht, dass eine Spannung an dem Kollektoranschluss des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 etwa gleich einer Spannung an dem Emitteranschluss des Spannungsquellen-pnp-Bipolartransistors 84b ist. In anderen Worten, die Basisstrom-Regelschaltung 56c sorgt dafür, dass die Kollektor-Emitter-Spannung des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 in etwa genauso groß ist wie ein Spannungsabfall über den Widerstand 84a, der durch die Stromquelle 84c auf den vorgegebenen Wert (zwischen 100mV und 400mV, bevorzugter Weise etwa 200mV) eingestellt werden kann.

Eine entsprechende Kollektor-Emitter-Spannung des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 wird durch eine geeignete Regelung des Basisstroms des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 erzielt, wie im folgenden beschrieben wird. Ein erster Anschluss 86a der Stromspiegelanordnung 8b ist mit einem Kollektoranschluss des Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistors 85 verbunden. Ein zweiter Anschluss 86b der Stromspiegelanordnung 86 ist mit einem Source-Anschluss des Hochvolt-n-Kanal-Feldeffekttransistors 87 verbunden. Ein Drain-Anschluss des Hochvolt-n-Kanal-Feldeffekttransistors 87 hingegen ist mit dem Basisanschluss des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 verbunden und liefert entsprechend den Basisstrom für den lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52. Der Gate-Anschluss des Hochvolt-n-Kanal-Feldeffekttransistors 87 schließlich ist mit der internen Versorgungsspannung VDDint verbunden. Es ist ferner festzuhalten, dass ein Stromfluss I2 an dem zweiten Anschluss 86b der Stromspiegelanordnung 86 näherungsweise durch den folgenden Zusammenhang beschrieben wird. I2 = I0 – I1.

Dabei ist I0 ein vorgegebener Stromfluss durch eine interne Stromquelle 86c der Stromspiegelanordnung 86, und I1 ist ein Stromfluss durch den ersten Anschluss 86a der Stromspiegelanordnung.

Somit lässt sich zusammenfassend festhalten: Ein Basisstrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52, der im Wesentlichen dem zweiten Stromfluss I2 entspricht, wird als Differenz zwischen einem Konstantstrom I0 und einem Kollektorstrom des Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistors 85 festgelegt. Im Übrigen ist anzumerken, dass der Kollektorstrom des Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistors 85 sich nur geringfügig von dem Emitterstrom des Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistors 85 unterscheidet. Schließlich ist festzuhalten, dass der Emitterstrom des Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistors 85 gleich demjenigen Anteil des Kollektorstroms des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 ist, der nicht von der Schaltungsanordnung (bestehend aus der Basisstrom-Regelschaltung 56c, der Spannungsregelschaltung 58 und der Sensorschaltung 60) verbraucht wird. Ist also der Kollektorstrom, der von dem lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 geliefert wird, größer als die Stromaufnahme der gesamten Schaltungsanordnung, so wird durch die Basisstrom-Regelschaltung 56c der Basisstrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 entsprechend verringert. Die Verringerung des Basisstroms des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 führt dazu, dass der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 an der Grenze zur Sättigung (und nicht tief in der Sättigung) betrieben wird.

Im folgenden wird noch auf die Einzelheiten der Stromspiegelanordnung 86 eingegangen werden. Die Stromspiegelanordnung 86 umfasst einen ersten nMOS-Feldeffekttransistor 86d, einen zweiten nMOS-Feldeffekttransistor 86e, einen dritten nMOS-Feldeffekttransistor 86f und einen vierten nMOS-Feldeffekttransistor 86g. Ein Drain-Anschluss des ersten nMOS-Feldeffekttransistors 86d ist hierbei mit dem zweiten Anschluss 86b der Stromspiegelanordnung 86 gekoppelt. Ein Source-Anschluss des ersten nMOS-Feldeffekttransistors 86d hingegen ist mit dem Bezugspotential GND gekoppelt. Ein Gate-Anschluss des ersten nMOS-Feldeffekttransistors 86d ist mit einem Gate-Anschluss des zweiten nMOS-Feldeffekttransistors 86e sowie mit einem Drain-Anschluss des zweiten nMOS-Feldeffekttransistors 86e verbunden. Ein Source-Anschluss des zweiten nMOS-Feldeffekttransistors 86e ist mit dem Bezugspotential GND gekoppelt. Der Drain-Anschluss des zweiten nMOS-Feldeffekttransistors 86e ist ferner mit einem Drain-Anschluss des dritten nMOS-Feldeffekttransistors 86f verbunden. Ein Source-Anschluss des dritten nMOS-Feldeffekttransistors 86f ist mit dem Bezugspotential GND verbunden, ebenso wie ein Source-Anschluss des vierten nMOS-Feldeffekttransistors 86g. Gate-Anschlüsse des dritten nMOS-Feldeffekttransistors 86f und des vierten nMOS-Feldeffekttransistors 86g sind miteinander verbunden und ferner mit einem Drain-Anschluss des vierten nMOS-Feldeffekttransistors 86g gekoppelt. Der Drain-Anschluss des vierten nMOS-Feldeffekttransistors 86g ist weiterhin mit dem ersten Anschluss 86a der Stromspiegelanordnung 86 gekoppelt. Ferner umfasst die erste Stromspiegelanordnung 86 die Konstantstromquelle 86c, die zwischen die interne Versorgungsspannung VDDint und die miteinander verbundenen Drain-Anschlüsse des zweiten nMOS-Feldeffekttransistors 86e und des dritten nMOS-Feldeffekttransistors 86f geschaltet ist.

Zur Funktionsweise der Stromspiegelanordnung lässt sich festhalten, dass der erste nMOS-Feldeffekttransistor 86d und der zweite nMOS-Feldeffekttransistors 86e zusammen einen Stromspiegel bilden, so dass der zweite Stromfluss I2 durch den zweiten Anschluss 86b der Stromspiegelanordnung 86 im wesentlichen gleich dem Drainstrom des zweiten nMOS-Feldeffekttransistors 86e ist. Ebenso gilt, dass ein Drainstrom des dritten nMOS-Feldeffekttransistors 86f im wesentlichen gleich dem ersten Stromfluss I1 durch den ersten Anschluss 86a der Stromspiegelanordnung 86 ist. Ferner ist festzuhalten, dass ein Drainstrom des zweiten nMOS-Feldeffekttransistors 86e aufgrund der beschriebenen Verschaltung gleich einer Differenz zwischen dem Konstantstrom I0 der Konstantstromquelle 86c und dem Drainstrom des dritten nMOS-Feldeffekttransistors 86f ist.

Die Funktionsweise der beschriebenen Basisstrom-Regelschaltung 56c lässt sich wie folgt zusammenfassen: über die Konstantstromquelle 86c, über einen nMOS-Stromspiegel (bestehend aus dem ersten nMOS-Feldeffekttransistor 86d und dem zweiten nMOS-Feldeffekttransistors 86e) und eine nMOS-Hochvolt-Kaskode (den Hochvolt-n-Kanal-Feldeffekttransistor 87) wird ein genügend großer Grund-Basisstrom für den lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 erzeugt. Andererseits wird mit Hilfe der Stromquelle 84c über einen Widerstand 84a eine Spannung erzeugt, die beispielsweise 200 Millivolt unterhalb der externen Versorgungsspannung VDDext liegt, und die mittels eines pnp-Stromspiegels (bestehend aus dem Spannungsquellen-pnp-Bipolartransistor 84b und dem Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistor 85) auf den Kollektor-Anschluss des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 kopiert wird. Somit arbeitet der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 gerade im ungesättigten Bereich. An den Emitter-Anschlüssen der beiden Transistoren des pnp-Stromspiegels (also des Spannungsquellen-pnp-Bipolartransistors 84b und des Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistors 85) stellt sich somit eine Spannung ein, die beispielsweise 200 Millivolt unterhalb der externen Versorgungsspannung VDDext liegt.

Ein überflüssiger Strom an dem Kollektoranschluss des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 (also ein Strom, der nicht von der gesamten Schaltungsanordnung verbraucht wird) fließt durch einen zweiten Emitter und Kollektor des pnp-Stromspiegels (also durch den Ermitter und Kollektor des Rückkopplungs-pnp-Bipolartransistors 85) und wird über einen zweiten nMOS-Stromspiegel (bestehend aus dem dritten nMOS-Feldeffekttransistor 86f und dem vierten nMOS-Feldeffekttransistor 86g) gespiegelt und auf den Eingang des ersten nMOS-Stromspiegels (bestehend aus dem ersten nMOS-Feldeffekttransistor 86d und dem zweiten nMOS-Feldeffekttransistor 86e) geschaltet. Damit wird der von der Konstantstromquelle 86c stammende Grundstrom verringert und letztlich der Basisstrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 gerade so eingestellt, dass der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor am Übergang zur Sättigung (also an der Grenze zur Sättigung) arbeitet. Kurz: Die Spannung (Kollektor-Emitter-Spannung) des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 wird geregelt, und der überflüssige Strom (der Anteil des Kollektorstroms des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors, der nicht von der gesamten Schaltungsanordnung gebraucht wird) wird umgeleitet und dient zur Herabsetzung des Grund-Basisstromes.

In anderen Worten, die Basisstrom-Regelschaltung 56c ist ausgelegt, um den Basisstrom der lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors 52 gegenüber einem vorgegebenen Grund-Basisstrom zu verringern, falls ein Kollektorstrom lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors, der bei einer festgelegten Kollektor-Emitter-Spannung des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors fließt, größer ist als ein von der mit der internen Versorgungsspannung zu versorgenden Schaltungsanordnung benötigter Stromfluss.

Die gezeigte Basisstrom-Regelschaltung 56c hat gegenüber der Stromquellenschaltung 56b den Vorteil, dass der Laststrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors (also die Stromaufnahme der von dem lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistor 52 zu versorgenden Schaltungsanordnung) nicht so genau bekannt sein muss. Die Stromversorgungsschaltung 83 mit einer Basisstrom-Regelschaltung 56c arbeitet somit noch sicherer als die Stromversorgungsschaltung 74 mit der Stromquellenschaltung 56b, die den Basisstrom des lateralen Hochvolt-pnp-Bipolartransistors lediglich steuert aber nicht, wie die Stromversorgungsschaltung 83, regelt.

2 und 3 zeigen Querschnitte durch Hochvolt-n-Kanal-Feldeffekttransistoren vom Anreicherungstyp 90 und vom Verarmungstyp 91. Beide Varianten unterscheiden sich nur gering, so dass sie hier gemeinsam beschrieben werden, wobei auf die Unterschiede explizit hingewiesen wird. Um einen Hochvolt-n-Kanal-MOSFET zu erhalten, ist in ein p-leitendes Substrat 92 eine für Hochvolt-Anwendungen geeignete n-Wanne 94 implantiert. Diese n-Wanne kann auch durch ein auf einem Substrat aufgebrachtes n-Epitaxie-Gebiet gebildet werden. Um den Kanalbereich 96 des Transistors herum ist eine p-Wanne 98 implantiert. Der Source-Bereich des Transistors 100 wird durch ein n-dotiertes Gebiet 102 gebildet, das wiederum in der p-Wanne 98 erzeugt wurde. Das Drain-Gebiet 104 des Transistors umfasst eine n-Wanne 106, wie sie in der herkömmlichen CMOS-Technologie verwendet wird, die in die für Hochvolt-Anwendungen erforderliche separate n-Wanne 94 implantiert ist. In die CMOS-n-Wanne 106 sind zur Bildung eines guten Kontakts weitere n-leitende Gebiete 108 implantiert. Die Gate-Elektrode 110 ist durch ein Feldoxid 112 vom Kanalbereich 96 isoliert. Die Isolation gegen das Draingebiet 104 erfolgt durch ein Feldoxid 114. Ohne weitere Prozessschritte kann mit diesem Aufbau ein Hochvolt-n-Kanal-MOSFET vom Anreicherungstyp erzielt werden. Um einen Hochvolt-n-Kanal-MOSFET vom Verarmungstyp 91 zu schaffen, ist zusätzlich ein weiterer Implantationsschritt nötig, bei dem im Bereich des Kanals ein mit geeigneten Atomen implantierter Bereich 116 erzeugt wird. Bei bestimmten Technologien steht dieser Implantationsschritt zur Realisierung von anderen Strukturen schon zur Verfügung, so dass man auf zusätzliche Prozessschritte verzichten kann.

Aus dem Querschnitt der Hochvolt-n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistoren 90, 91 kann man ersehen, dass diese mit nur geringem technologischen Veränderungen im Rahmen eines Standard-CMOS-Prozesses gefertigt werden können. Insbesondere ist eine niedrig dotierte n-Wanne für Hochvolt-Betrieb erforderlich. Weiterhin ist es, wie oben beschrieben, wünschenswert, als Regeltransistor einen Feldeffekttransistor vom Verarmungstyp zu verwenden. Feldeffekttransistoren, die mit der herkömmlichen Technologie gemäß 2 gefertigt werden, sind im Allgemeinen vom Anreicherungstyp. Folglich muss die Schwellspannung des Transistors durch eine geeignete Maßnahme verändert werden, um einen Transistor vom Verarmungstyp zu erhalten. Dies kann beispielsweise wie in 3 gezeigt durch die Implantation eines geeigneten Stoffes in einem Bereich 116 unterhalb der Gate-Elektrode 110 erzielt werden.

Der technologische Aufwand für diesen Schritt ist lediglich eine zusätzliche unkritische Implantationsmaske. Entsprechend ist es aus technologischer Sicht wenig problematisch, eine Schaltungsanordnung gemäß dem anhand von 1 beschriebenen Ausführungsbeispiel zu erzielen.

Es ist offensichtlich, dass die gezeigten Ausführungsbeispiele nicht die einzigen Realisierungen der vorliegenden Erfindung sind. Die Verpolungsschutzschaltung sowie auch die hier gezeigte Spannungsregelschaltung kann in einem weiten Rahmen verändert werden.

Bei einem Ausführungsbeispiel kann zum Schutz und zur Regelung einer negativen Versorgungsspannung eine komplementäre Schaltungsanordnung verwendet werden. Das heißt, anstelle des Hochvolt-pnp-Bipolartransistors, der zwischen die positive externe Versorgungsspannung und die positive interne Versorgungsspannung geschaltet ist, kann ein Hochvolt-npn-Bipolartransistor verwendet werden, der zwischen eine negative externe Versorgungsspannung und eine negative interne Versorgungsspannung geschaltet ist. Dies bringt den Vorteil, dass auch Schaltungen, die eine negative Versorgungsspannung benötigen, geschützt werden können.

Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel kann ein herkömmlicher, das heißt nicht Hochvolt-tauglicher Bipolartransistor bzw. Feldeffekttransistor verwendet werden, solange sichergestellt ist, dass er durch die zu erwartende Versorgungsspannung unter Berücksichtigung eventuell vorhandener Störimpulse nicht zerstört wird. Dies ermöglicht den kostengünstigen Einsatz der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung in Anwendungen, bei denen ausschließlich niedrige externe Versorgungsspannungen auftreten.

Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel kann der laterale Hochvolt-pnp-Bipolartransistor durch einen vertikalen Bipolartransistor ersetzt werden. Dies bietet den Vorteil, dass die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung problemlos an die jeweilige verfügbare Technologie angepasst werden kann. Somit ist die Schaltungsanordnung nicht nur in Kombination mit CMOS-Schaltungen anwendbar, sondern auch beispielsweise in Verbindung mit Analogtechnologien.

Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel kann der Hochvolt-n-Kanal-MOSFET von Verarmungstyp durch einen Feldeffekttransistor vom Anreicherungstyp ersetzt werden. Dies verringert den technologischen Aufwand, da kein Implantationsschritt zur Veränderung der Schwellspannung nötig ist. Jedoch muss hierbei durch eine geeignete Schaltungsmaßnahme dafür gesorgt werden, dass das Gate-Potential oberhalb der geregelten internen Versorgungsspannung VDDint liegt. Ein solches Gatepotential kann beispielsweise unter Verwendung einer Ladungspumpe oder durch einen Pfad zu der ungeregelten externen Versorgungsspannung VDDext erzielt werden.

Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel kann der Hochvolt-n-Kanal-MOSFET durch einen Sperrschicht-Feldeffekttransistor ersetzt werden. Ein solcher Sperrschicht-Feldeffekttransistor weist die gleichen günstigen Eigenschaften auf wie ein MOS-Feldeffekttransistor vom Verarmungstyp, erfordert bei seiner Herstellung jedoch keinen zusätzlichen Implantationsschritt zur Veränderung der Schwellspannung. Auch auf die Herstellung eines für Hochvolt-Anwendungen geeigneten Gateoxids kann verzichtet werden. Somit stellt die Verwendung eines Sperrschicht-Feldeffekttransistors als Regeltransistor eine weitere technologische Alternative dar.

Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel kann anstelle eines Feldeffekttransistors als Regeltransistor auch ein npn-Bipolartransistor verwendet werden. Diese Tatsache bringt eine größere Freiheit beim Schaltungsentwurf mit sich.

Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel kann die Regelschaltung für den Basisstrom des Bipolartransistors verändert sein, solange gewährleistet ist, dass der Bipolartransistor an der Grenze zur Sättigung betrieben wird.

Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel kann die Spannungsregelschaltung verändert sein. Insbesondere kann anstelle der "bandgap"-Referenzspannungsquelle eine andere Referenzspannungsquelle verwendet werden. Auch die Einführung weiterer Steuerschaltungen, z. B. zur Abschaltung der internen Versorgungsspannung, ist möglich. Weiterhin kann zwischen den Ausgang des Transimpedanz-Verstärkers und den Gate-Anschluss des Regeltransistors eine weitere Schaltung zur Verbesserung der Regeleigenschaften geschaltet werden.

Die vorliegende Erfindung schafft somit eine Schaltungsanordnung, die bei sehr geringem Spannungsabfall eine zu versorgende Schaltung wirkungsvoll vor der Verpolung der externen Betriebsspannung schützen kann. Sie ist sowohl alleine für sich als auch in Verbindung mit einer Spannungsregelschaltung verwendbar. Die Herstellung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist gut in einen herkömmlichen CMOS-Prozess integrierbar, aber auch die Kombination mit anderen Technologien ist denkbar. Insgesamt stellt also der Betrieb eines Bipolartransistors an der Grenze zur Sättigung zur Realisierung eines Verpolungsschutzes ein sehr universelles Schaltungskonzept dar.


Anspruch[de]
Stromversorgungsschaltung (74) zur Versorgung einer Schaltung mit einer internen Versorgungsspannung (VDDint) aufgrund einer externen Versorgungsspannung (VDDext) mit einem Bipolartransistor (52) zur Realisierung eines Verpolungsschutzes für die zu versorgende Schaltung, dessen Kollektor-Emitter-Strecke von einem Versorgungsstrom durchflossen wird,

wobei die Stromversorgungsschaltung eine an den Bipolartransistor (52) angeschlossene Regelschaltung (56) zum Betrieb des Bipolartransistors (52) an der Grenze zur Sättigung umfasst, nach der deutschen Patentanmeldung 10 2004 029 966.8,

gekennzeichnet dadurch, dass die an den Bipolartransistor (52) angeschlossene Stromquelle (56) zum Betrieb des Bipolartransistors (52) an der Grenze zur Sättigung eine Konstantstromquelle (75) ist, die ausgelegt ist, um dem Bipolartransistor (52) einen konstanten Basisstrom einzuprägen.
Stromversorgungsschaltung (74) gemäß Anspruch 1, wobei eine Größe des konstanten Basisstroms so ausgelegt ist, dass eine Kollektor-Emitter-Spannung des Bipolartransistors (52) gleich einer Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung ist. Stromversorgungsschaltung (74) gemäß Anspruch 1 oder 2,. wobei die Konstantstromquelle (75) so ausgelegt ist, dass der konstante Basisstrom gleich oder um maximal 20 Prozent größer ist als ein Bezugs-Basisstrom, der nötig ist, um bei einem Betrieb des Bipolartransistors (52) in einem aktiven Bereich einen Kollektorstrom des Bipolartransistors (52) zu erzeugen, der gleich einer Stromaufnahme der zu versorgenden Schaltung (56a, 58, 60) ist. Stromversorgungsschaltung (74) gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei die Konstantstromquelle (75) so ausgelegt ist, dass der konstante Basisstrom gleich oder um maximal 20 Prozent größer ist als ein Bezugs-Basisstrom, der nötig ist, um bei einem Betrieb des Bipolartransistors (52) bei einer Kollektor-Emitter-Spannung von 1,0 Volt einen Kollektorstrom des Bipolartransistors (52) zu erzeugen, der gleich einer Stromaufnahme der zu versorgenden Schaltung (56a, 58, 60) ist. Stromversorgungsschaltung (77) zur Versorgung einer Schaltung mit einer internen Versorgungsspannung (VDDint) aufgrund einer externen Versorgungsspannung (VDDext) mit einem Bipolartransistor (52) zur Realisierung eines Verpolungsschutzes für die zu versorgende Schaltung, dessen Kollektor-Emitter-Strecke von einem Versorgungsstrom durchflossen wird,

wobei die Stromversorgungsschaltung (77) eine an den Bipolartransistor (52) angeschlossene Stromquelle (56) zum Betrieb des Bipolartransistors (52) an der Grenze zur Sättigung umfasst, nach der deutschen Patentanmeldung 10 2004 029 966.8,

gekennzeichnet dadurch, dass die Stromquelle (56b) zum Betrieb des Bipolartransistors (52) an der Grenze zur Sättigung eine Replikaschaltung umfasst, die ausgelegt ist, um einen Basisstrom eines Replikatransistors (79) so auszuregeln, dass ein Kollektorstrom des Replikatransistors (79) in einem vorgegebenen ersten Verhältnis zu einem Laststrom, der von der zu versorgenden Schaltung (56b, 58, 60) aufgenommen wird, steht, und um einen Ansteuerstrom zu erzeugen, der in einem vorgegebenen zweiten Verhältnis zu dem Basisstrom des Replikatransistors (79) steht,

wobei die Stromquelle (56) ferner ausgelegt ist, um den Ansteuerstrom dem Bipolartransistor (52) zur Realisierung des Verpolungsschutzes als Basisstrom zuzuführen;

wobei eine Schichtenfolge des Replikatransistors (79) gleich einer Schichtenfolge des Bipolartransistors (52) zur Realisierung des Verpolungsschutzes ist; und

wobei das vorgegebene erste Verhältnis und das vorgegebene zweite Verhältnis so gewählt sind, dass der Bipolartransistor zur Realisierung des Verpolungsschutzes an der Grenze zur Sättigung betrieben wird.
Stromversorgungsschaltung (77) gemäß Anspruch 5, wobei der Replikatransistor (79) gleich dem Bipolartransistor (52) zur Realisierung des Verpolungsschutzes ist und mit dem Bipolartransistor (52) zur Realisierung des Verpolungsschutzes auf einem Substrat integriert ist. Stromversorgungsschaltung (77) gemäß Anspruch 5 oder 6, bei der die Stromquelle (56b) so ausgelegt ist, dass der Replikatransistor (79) in einem aktiven Bereich betrieben wird. Stromversorgungsschaltung (77) gemäß einem der Ansprüche 5 bis 7, bei der das vorgegebene erste Verhältnis und das vorgegebene zweite Verhältnis so gewählt sind, dass der Ansteuerstrom für den Bipolartransistor (52) zur Realisierung des Verpolungsschutzes gleich oder um maximal 20 Prozent größer ist als ein Bezugs-Basisstrom, der nötig ist, um bei einem Betrieb des Bipolartransistors (52) in einem aktiven Bereich einen Kollektorstrom des Bipolartransistors (52) zu erzeugen, der gleich dem Laststrom ist. Stromversorgungsschaltung (77) gemäß einem der Ansprüche 5 bis 7, bei der das vorgegebene erste Verhältnis und das vorgegebene zweite Verhältnis so gewählt sind, dass der konstante Basisstrom gleich wie oder um maximal 20 Prozent größer ist als ein Bezugs-Basisstrom, der nötig ist, um bei einem Betrieb des Bipolartransistors (52) bei einer Kollektor-Emitter-Spannung von 1,0 Volt einen Kollektorstrom des Bipolartransistors (52) zu erzeugen, der gleich dem Laststrom ist. Stromversorgungsschaltung (77) gemäß einem der Ansprüche 5 bis 9, die ferner eine Strombank (80) umfasst, deren Steuereingang mit einem Ausgang des Transkonduktanz-Verstärkers (78) gekoppelt ist, und die ausgelegt ist, um den Basisstrom für den Replikatransistor (79) und den Ansteuerstrom für den Bipolartransistor (52) zur Realisierung des Verpolungsschutzes zu liefern. Stromversorgungsschaltung (83) zur Versorgung einer Schaltung mit einer internen Versorgungsspannung (VDDint) aufgrund einer externen Versorgungsspannung (VDDext) mit einem Bipolartransistor (52) zur Realisierung eines Verpolungsschutzes für die zu versorgende Schaltung, dessen Kollektor-Emitter-Strecke von einem Versorgungsstrom durchflossen wird,

wobei die Stromversorgungsschaltung eine an den Bipolartransistor (52) angeschlossene Stromquelle (56) zum Betrieb des Bipolartransistors (52) an der Grenze zur Sättigung umfasst, nach der deutschen Patentanmeldung 10 2004 029 966.8,

dadurch gekennzeichnet dass die Stromquelle (56c) ausgelegt ist, um einen Basisstrom des Bipolartransistors (52) zur Realisierung des Verpolungsschutzes so zu regeln, dass eine Emitter-Kollektor-Spannung des Bipolartransistors (52) zur Realisierung des Verpolungsschutzes einen vorgegebenen Wert annimmt, wobei der vorgegebene Wert so gewählt ist, dass der Bipolartransistor (52) zur Realisierung des Verpolungsschutzes an der Grenze zur Sättigung betrieben wird.
Stromversorgungsschaltung (83) gemäß Anspruch 11, wobei der vorgegebene Wert gleich einer Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung des Bipolartransistors (52) zur Realisierung des Verpolungsschutzes ist. Stromversorgungsschaltung (83) gemäß Anspruch 11, wobei der vorgegebene Wert zwischen 100mV und 400mV liegt. Stromversorgungsschaltung gemäß einem der Ansprüche 11 bis 13, wobei die Stromquelle (56c) zum Betrieb des Bipolartransistors an der Grenze zur Sättigung ausgelegt ist, um dem Bipolartransistor (52) einen vorgegebenen Basisstrom (I0) zuzuführen, wenn ein Kollektorstrom des Bipolartransistors (52) gleich einer Stromaufnahme der zu versorgenden Schaltung (56c, 58, 60) ist, und um den Basisstrom des Bipolartransistors (52) gegenüber dem vorgegebenen Basisstrom zu verringern, wenn ein Kollektorstrom des Bipolartransistors (52) größer als eine Stromaufnahme der zu versorgenden Schaltung (56c, 58, 60) ist. Stromversorgungsschaltung (83) gemäß einem der Ansprüche 11 bis 14, wobei die Stromquelle (56c) zum Betrieb des Bipolartransistors (52) an der Grenze zur Sättigung eine Spannungsquellenschaltung (84a, 84b, 84c), einen zweiten Bipolartransistor (85) und eine Stromspiegelschaltung (86) mit einem ersten Anschluss (86a) und einem zweiten Anschluss (86b) umfasst,

wobei die Spannungsquellenschaltung (84a, 84b, 84c) ausgelegt ist, um ein Hilfspotential zu erzeugen, das um eine vorgegebene Spannung zuzüglich einer Flussspannung einer Basis-Emitter-Strecke eines zweiten Bipolartransistors (85) unterhalb der externen Versorgungsspannung (VDDext) liegt,

wobei ein Emitter-Anschluss des zweiten Bipolartransistors (85) mit dem Kollektoranschluss des Bipolartransistors (52) zur Realisierung des Verpolungsschutzes gekoppelt ist, wobei ein Basisanschluss des zweiten Bipolartransistors (85) mit dem Hilfspotential gekoppelt ist, und wobei ein Kollektor-Anschluss des zweiten Bipolartransistors (85) mit dem ersten Anschluss (86a) der Stromspiegelanordnung (86) gekoppelt ist,

wobei der zweite Anschluss (86b) der Stromspiegelanordnung (86) einen Basisstrom für den Bipolartransistor (52) zur Realisierung des Verpolungsschutzes liefert;

wobei die Stromspiegelanordnung (86) so ausgelegt ist, dass ein Ausgangsstrom (I2) an dem zweiten Anschluss (86b) der Stromspiegelanordnung (86) gleich einer Differenz zwischen einem vorgegebenen Konstantstrom (I0) und einem Eingangsstrom (I1) an dem ersten Anschluss (86a) der Stromspiegelanordnung (86) ist; und

wobei die vorgegebene Spannung und der vorgegebene Konstantstrom (I0) so festgelegt sind, dass der Bipolartransistor (52) an einer Grenze zur Sättigung betrieben wird.
Stromversorgungsschaltung gemäß Anspruch 15, wobei die vorgegebene Spannung zwischen 100mV und 400mV liegt.






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