PatentDe  


Dokumentenidentifikation DE102005035385A1 01.02.2007
Titel Digital-Analog-Umsetzer und Verfahren zur Digital-Analog-Umsetzung eines Signals
Anmelder Infineon Technologies AG, 81669 München, DE
Erfinder Schwoerer, Christoph, Dr., 85630 Grasbrunn, DE
Vertreter Epping Hermann Fischer, Patentanwaltsgesellschaft mbH, 80339 München
DE-Anmeldedatum 28.07.2005
DE-Aktenzeichen 102005035385
Offenlegungstag 01.02.2007
Veröffentlichungstag im Patentblatt 01.02.2007
IPC-Hauptklasse H03M 1/08(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, DE
IPC-Nebenklasse H03M 3/00(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, DE   H03H 7/01(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, DE   H03H 11/00(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, DE   
Zusammenfassung Ein Digital-Analog-Umsetzer enthält einen Eingang zur Zuführung eines ersten digitalen Wortes mit einer ersten Wortlänge. Ein Rauschformer ist mit dem Eingang gekoppelt und zur Umwandlung des ersten digitalen Wortes in ein zweites digitales Wort mit einer zweiten Wortlänge und zur Abgabe dieses digitalen Wortes an einen Ausgang ausgeführt. Mit dem Ausgang des Rauschformers ist eine Filtereinrichtung (2) gekoppelt und zur Unterdrückung von Signalanteilen im zweiten digitalen Wort ausgebildet. Letztlich ist eine Umsetzeinrichtung (3) mit dem Ausgang (24, 25, 26) der Filtereinrichtung (2) verbunden. Diese ist zur Umsetzung des zweiten digitalen Wortes in ein analoges Signal sowie zur Bereitstellung des analogen Signals an einen Ausgang (40) ausgeführt. Durch die Filterung des vom Rauschformer abgegebenen Signals werden die im rauschgeformten zweiten digitalen Wort enthaltenen Rauschanteile unterdrückt.

Beschreibung[de]

Die Erfindung betrifft einen Digital-Analog-Umsetzer sowie ein diesbezügliches Verfahren zur Umsetzung eines Signals.

Schnelle Digital-Analog-Umsetzer werden in modernen Kommunikationssystemen für eine Vielzahl von Anwendungen benötigt. Bei einem herkömmlichen Ansatz wird das digitale Wort mit einer Breite von N-Bits in ein analoges Signal gewandelt. Dazu ist ein Digital-Analog-Konverter vorgesehen, der 2N verschiedene Signalpegel als Vergleichs- und Schwellwerte umfasst. Je nach Vergleich wird dann ein entsprechendes analoges Ausgangssignal erzeugt. Dieser Ansatz führt jedoch zu einem sehr hohen Leistungs- und Platzverbrauch, da für jedes zusätzliche Bit an Auflösung die Anzahl der Schwellpegel verdoppelt werden muss. So kann beispielsweise ein digitales Wort mit einer Breite von 8 Bits (N = 8) insgesamt 255 verschiedene analoge Signalpegel einnehmen. Mit einem digitalen Wort mit einer Bitbreite von 9 Bits (N = 9) lassen sich 512 analoge Werte darstellen.

Daher wird bei modernen Umsetzern sehr häufig das digitale Wort mit einem sehr hohen Taktsignal abgetastet und das entstehende Signal mit einem Rauschformungsverfahren weiterverarbeitet. Dieser Vorgang wird im Allgemeinen als "Noise shaping" bezeichnet.

5 zeigt einen Digital-Analog-Umsetzer, der nach dem bekannten Prinzip arbeitet. Dabei wird das digitale Wort bzw. das digitale Signal D mit der Bitbreite N einem Rauschformer (engl. "Noise-Shaper") zugeführt. Dieser tastet das digitale Wort D mit einer deutlich höheren Frequenz FS ab und erzeugt daraus ein zweites digitales Wort mit der Bitbreite M. Das zweite digitale Wort mit der Bitbreite M < N wird dem eigentlichen Digital-Analog-Konverter DAC zugeführt und in ein analoges Signal gewandelt.

Aufgrund der Rauschformung führt die Umsetzung des eingangsseitig angelegten digitalen Wortes D mit der Bitbreite N in das digitale Wort mit der Bitbreite M zu einer Verbesserung des Signal/Rauschverhaltens innerhalb einer gewissen Nutzbandbreite bezogen auf die Bitbreite M. Die Überabtastung innerhalb des Rauschformers verschiebt einen Rauschanteil des eingangsseitig anliegenden digitalen Datenwortes in höhere Frequenzbereiche und damit außerhalb des Nutzbandspektrums.

Dieser Vorgang wird durch die in der 5 gezeigten Diagramme verdeutlicht. Das eingangsseitig angelegte Datenwort D enthält den Signalanteil sowie ein hier dargestellten Rauschanteil, der vorliegend ein weißes Rauschen mit einem konstanten Anteil darstellt. Bei den ganzzahligen vielfachen Abtastfrequenzen FS des Rauschformers entstehen Wiederholspektren des eingangsseitig zugeführten Datenwortes. Ausgangsseitig besitzt das abgegebene Datenwort mit der Bitbreite M demnach bei den Frequenzen FS, 2 FS ... so genannten Wiederholspektren des digitalen Wortes D. Zusätzlich erzeugt die Rauschformung bei der halben Abtastfrequenz FS/2 einen durch den Rauschformer in die höheren Frequenzbereiche verschobenen Rauschanteil.

Das im Rauschformer umgesetzte Datenwort wird nun dem eigentlichen Digital-Analog-Umsetzer zugeführt, der daraus ein analoges Signal erzeugt. Die Umwandlung führt aufgrund des Übertragungsverhaltens sin(x)/x des Haltegliedes gleich zeitig zu einer zusätzlichen Dämpfung bei höheren spektralen Anteilen bei der Abtastfrequenz FS sowie den dazugehörigen harmonischen Frequenzen. Anschließend werden diese höheren Anteile in einem Tiefpassfilter unterdrückt, und am Ausgang ergibt sich das umgewandelte analoge Signal mit einem relativ geringen Rauschanteil.

Die Rauschanteile, die durch den Rauschformer in höhere Frequenzbereiche verschoben wurden, werden anschließend durch das Tiefpassfilter unterdrückt. Die Auflösung des Rauschformers sowie des Digital-Analog-Konverters ist umso besser, je höher die Bitbreite M des zweiten Datenwortes ist. Ebenso sind die Ordnung des Rauschformers sowie die Überabtastrate zu berücksichtigen.

Dabei ist jedoch das lineare Übertragungsverhalten des Digital-Analog-Konverters DAC zu berücksichtigen. Nichtlineare Anteile im Übertragungsverhalten erzeugen zusätzliche Intermodulationsprodukte. Diese können dazu führen, dass der durch den Rauschformer in höhere Frequenzbereiche verschobene Rauschanteil wieder in das gewünschte Frequenzband zurückgefaltet wird. Dadurch verschlechtert sich das Signal/Rauschverhältnis im Nutzband.

Gerade bei Digital-Analog-Konvertern für Audioanwendungen lassen sich diese Intermodulationsprodukte als störende Geräusche im Ausgangssignal annehmen. Die Realisierung eines sehr linearen Digital-Analog-Konverters ist indes sehr aufwändig und führt zu zusätzlichen Kosten.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Digital-Analog-Konverter vorzusehen, der ein verbessertes Rauschunterdrückungsverhalten aufweist. Ebenso ist es Aufgabe der Erfindung ein Verfahren zur Digital-Analog-Umsetzung anzugeben, bei dem ein störendes Rauschen reduziert ist.

Diese Aufgaben werden mit den Gegenständen der unabhängigen Patentansprüche 1, 12, 17 und 19 gelöst. Ausgestaltungsformen und Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Erfindungsgemäß ist bei einem Digital-Analog-Umsetzer ein Rauschformer vorgesehen, der mit einem Eingang des Digital-Analog-Umsetzers zur Zuführung eines ersten digitalen Wortes mit einer ersten Wortlänge gekoppelt ist. Der Rauschformer ist ausgeführt zur Umwandlung des ersten digitalen Wortes in ein zweites digitales Wort mit einer zweiten Wortlänge und zur Abgabe dieses zweiten Wortes an einen Ausgang. Ebenso ist er ausgebildet, einen Rauschanteil im ersten digitalen Wort auf eine höhere Frequenz umzusetzen. Der Digital-Analog-Umsetzer enthält weiterhin eine Umsetzeinrichtung, die eingangsseitig mit dem Ausgang des Rauschformer gekoppelt ist. Sie ist zur Umsetzung des zweiten digitalen Wortes in ein analoges Signal sowie zur Bereitstellung des analogen Signals an einen Ausgang ausgeführt. Zusätzlich ist eine Filtereinrichtung vorgesehen, welche zwischen den Rauschformer und die Umsetzeinrichtung geschaltet ist. Diese ist zur Unterdrückung von Signalanteilen im zweiten digitalen Wort ausgeführt.

Mit der erfindungsgemäßen Ausgestaltung wird das zweite digitale Wort gefiltert, bevor es der Umsetzeinrichtung zugeführt wird. Aufgrund der Filterung werden hochfrequente Signalanteile im zweiten digitalen Wort unterdrückt. Dadurch werden auch Intermodulationsprodukte aufgrund nichtlinearer Anteile in der Übertragungskennlinie der Umsetzeinrichtung reduziert.

In einer anderen Ausbildung ist ei Eingang zur Zuführung eines ersten Datenwortes mit einer Bandbreite und einem Rauschanteil in der Bandbreite vorgesehen. Damit ist ein Mittel zur Umsetzung des Rauschanteils in dem ersten digitalen Datenwort in ein Signal außerhalb eines durch die Bandbreite bestimmten Frequenzbereichs und zur Erzeugung eines zweiten Datenwortes mit einer Wortlänge gekoppelt. Eine Anzahl von Bitleitungen, ausgeführt zur Abgabe jeweils eines Bits des zweiten Datenwortes, sind an das Mittel zur Umsetzung angeschlossen. Weiterhin ist eine Filtereinrichtung zur Unterdrückung des Signals angegeben, das mit den Bitleitungen gekoppelt ist. Ein Digital-Analog-Konverter, der mit dem Mittel zur Unterdrückung gekoppelt ist, dient zur Abgabe eines analogen Signals aus einem eingangsseitig anliegenden digitalen Wort.

In einer Ausgestaltungsform der Erfindung enthält die Filtereinrichtung wenigstens zwei Teilfilter. Der Ausgang des Rauschformers weist einen ersten und einen zweiten Teilausgang auf, wobei jeweils ein Teilfilter mit einem der Ausgänge verbunden ist. An jedem Teilausgang des Rauschformers ist ein Bit des rauschgeformten zweiten digitalen Wortes abgreifbar. Damit wird wenigstens ein Bit des zweiten digitalen Wortes durch das Teilfilter gefiltert und damit der höherfrequente Anteil innerhalb dieses Bits unterdrückt. Mit anderen Worten ist wenigstens einem Teilausgang zur Bereitstellung eines Bits des Rauschformers ein Filter nachgeschaltet. In einer Weiterbildung der Erfindung ist jedem Teilausgang des Rauschformers ein Filter nachgeschaltet. Damit sind die Bitleitungen, deren Gesamtheit das zweite digitale Wort übertragen an jeweils ein Teilfilter angeschlossen. Die Gesamtheit der Teilfilter bildet die Filtereinrichtung. Dabei kann vorgesehen sein, dass einzelne Teilfilter unterschiedliche Filtercharakteristika aufweisen.

In einer weiteren Ausgestaltungsform ist die Filtereinrichtung mit einem passiven Filter ausgebildet, der ein RC-Glied aufweist. Sie bildet ein analoges Filter mit einer Tiefpassfiltercharakteristik. In einer anderen Ausgestaltungsform enthält die Filtereinrichtung ein aktives Filter. Das aktive Filter weist einen Verstärker mit einem in einen Signalpfad geschalteten ersten Eingang sowie einen zweiten Eingang auf. Der Ausgang des Verstärkers ist an einen der beiden Eingänge rückgekoppelt.

In einer Ausführungsform der Erfindung ist der Rauschformer mit einem Sigma-Delta-Modulator ausgeführt. Dieser tastet das eingangsseitig anliegende erste Datenwort mit einer Abtastfrequenz ab und erzeugt daraus ein zweites digitales Datenwort mit einer zweiten Wortlänge. Die Wortlänge des zweiten digitalen Datenwortes ist kleiner als die Wortlänge des ersten digitalen Datenwortes. In einer Weiterbildung dieser Ausgestaltungsform ist der Sigma-Delta-Modulator mit einem kaskadierten Modulator der Ordnung drei ausgeführt. Er bildet einen MASH-Modulator dritter Ordnung (Multi-Stage-Noise-Shaping Modulator).

In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung umfasst die Umsetzeinrichtung eine Vielzahl regelbarer Spannungsquellen, die an den Ausgang des Digital-Analog-Umsetzers angeschlossen sind. Die regelbaren Spannungsquellen weisen jeweils einen Steueranschluss auf, die jeweils mit dem Ausgang der Filtereinrichtung zu einer einzelnen Ansteuerung der Spannungsquellen gekoppelt sind. In einer Ausführung enthält die Filtereinrichtung demnach mehrere Teilausgänge, die mit jeweils einem Steueranschluss der regelbaren Spannungsquellen verbunden sind.

Dadurch werden die einzelnen regelbaren Spannungsquellen durch die bei den Teilausgängen abgreifbaren Signale angesteuert. In einer Ausgestaltungsform der Erfindung sind die einzelnen Spannungsquellen innerhalb der Umsetzeinrichtung in gleicher Weise ausgeführt. Damit geben sie jeweils die gleiche Spannung ab. In einer anderen Ausgestaltungsform der Erfindung unterscheiden sich zwei von jeweils zwei Spannungsquellen abgegebene Spannungen um den Faktor zwei. Damit wird eine genauere Gewichtung der einzelnen Spannungsquellen in der Umsetzeinrichtung erreicht. Natürlich ist es auch möglich, anstatt der Spannungsquellen in der Umsetzeinrichtung Stromquellen zu verwenden und so ein analoges Stromsignal zu erzeugen.

Bei dem Verfahren zur Digital-Analog-Umsetzung wird demnach als erstes ein digitales Wort mit einer ersten Wortlänge bereitgestellt. Dieses wird in ein zweites digitales Wort mit einer zweiten Wortlänge transformiert, wobei das zweite digitale Wort durch eine Anzahl von Teilworten dargestellt wird. Die Anzahl der Teilworte entspricht der zweiten Wortlänge. Anschließend wird wenigstens ein Teilwort des zweiten digitalen Wortes analog gefiltert und daraus ein analoges Signal erzeugt.

Durch die Transformation des digitalen Wortes wird ein Rauschanteil im digitalen Wort in ein höheres Frequenzband verschoben. Das digitale Wort wird somit rauschgeformt. Anschließend wird das zweite digitale Wort analog gefiltert, in dem wenigstens ein Bit einem analogen Filter zugeführt wird. In einer Ausgestaltung des Verfahrens wird jedes Bit des zweiten digitalen Wortes analog gefiltert. Jedes Bit bildet in dieser Ausführung das Teilwort, aus dem sich das zweite digitale Wort zusammensetzt. Demnach erfolgt eine Filterung vor der Zuführung und der Umsetzung in ein analoges Signal.

Dadurch kann insbesondere der Rauschanteil reduziert werden, der während des Schrittes der Erzeugung eines analogen Signals aus dem digitalen Wort Intermodulationsprodukte verursacht und somit zu einer Reduzierung des Signal/Rauschverhältnisses führt. Anschließend wird in einer zweiten Weiterbildung der Erfindung das analoge Ausgangssignal nochmals gefiltert um somit die Wiederholspektren und das während der Transformation und des analogen Filterns übriggebliebene geformte Rauschen zu unterdrücken.

Im Weiteren wird die Erfindung unter Zuhilfenahme eines Ausführungsbeispiels mit Berücksichtigung auf die Zeichnungen im Detail erläutert.

Es zeigen:

1 ein Blockschaltbild zur Verdeutlichung der Erfindung,

2 eine Ausführungsform eines Digital-Analog-Umsetzers nach dem vorgeschlagenen Prinzip,

3 ein aktives analoges Tiefpassfilter,

4 ein aktives analoges Bandpassfilter,

5 ein bekannter Digital-Analog-Umsetzer.

1 zeigt einen Digital-Analog-Umsetzer, wie er für unterschiedlichste Anwendungen einsetzbar ist. Der dargestellte Umsetzer ist als integrierte Schaltung in einem nicht gezeigten Halbleiterkörper ausgeführt. An seiner Oberfläche weist der Halbleiter mehrere Kontaktstellen auf, die einerseits zur Signalzuführung beziehungsweise zur Signalbereitstellung dienen. Weitere Kontaktstellen sind für die Zuführung von Versorgungsspannung beziehungsweise Versorgungsstrom an die einzelnen Elemente des Digital-Analog-Umsetzers vorgesehen.

Der dargestellte Umsetzer umfasst einen digitalen Signaleingang 11, dem ein Datenwort mit der Bitbreite N zugeführt wird. Unter dem Begriff einer Bitbreite wird im Folgenden die Anzahl der Bits verstanden, die das Datenwort bilden. Eine Bitbreite von N = 8 bedeutet beispielsweise, dass das Datenwort acht Bits umfasst und somit die numerischen Werte null bis 255 annehmen kann. In typischen Ausgestaltungsformen beträgt die Bitbreite des zugeführten Datenwortes N = 8 bis 16. Man spricht in diesem Zusammenhang auch von der Wortlänge eines Datenwortes.

Der Eingang 11 ist an einen Rauschformer 1 angeschlossen. Dieser weist einen Taktsignaleingang 19 auf, dem ein Taktsignal mit der Abtastfrequenz FS zugeführt wird. Die Abtastfrequenz FS des Taktsignals ist dabei deutlich höher gewählt als eine Taktfrequenz des am Eingang 11 anliegenden Datenwortes.

Durch die Überabtastung des eingangsseitig anliegenden ersten Datenwortes wird die spektrale Rauschdichte des ersten Datenworts um den Faktor der Überabtastung verringert. Dadurch lässt sich das Quantisierungsrauschen im gewünschten Frequenzband weiter reduzieren. Der Rauschformer 1 transformiert das eingangsseitig anliegende Datenwort mit der Bitbreite N in ein zweites Datenwort mit der Bitbreite M. Die Bitbreite M ist hierbei kleiner gewählt als die Bitbreite N. Zusätzlich weist der Rauschformer 1 mehrere Ausgangsabgriffe 195, 196 auf, an dem jeweils ein Bit des transformierten zweiten Datenwortes abgreifbar ist. Die Gesamtheit der Ausgangsabgriffe 195, 196 bildet einen Ausgang des Rauschformers, an dem das zweite transformierte Datenwort mit der Bitbreite M anliegt.

Das rauschgeformte Datenwort wird am Ausgang des Rauschformers bereitgestellt. Der Ausgang umfasst eine Anzahl M Bitleitungen, wobei jeweils ein Bit an einer Bitleitung anliegt.

Eine jede Bitleitung ist nun mit einem einzelnen Tiefpassfilter 21, 23 verbunden. Dieses unterdrückt höherfrequente Anteile in dem an dem jeweiligen Ausgang abgegebenen Signal. Damit werden auf jeder einzelnen Bitleitung die höherfrequenten Anteile reduziert. Eben diese höherfrequenten Anteile in den einzelnen Bitleitungen ergeben in ihrer Gesamtheit das Quantisierungsrauschen und beschränken somit das gesamte Signal/Rauschverhältnis innerhalb und außerhalb des Nutzbandes. Die Ausgänge der Filter 21 bis 23 sind an die Eingänge 31 bis 33 einer Umsetzeinrichtung 3 angeschlossen.

Diese erzeugt aus den eingangsseitig zugeführten einzelnen nunmehr gefilterten Bitwerten ein analoges Signal und gibt es am Ausgang 40 aus. Aufgrund der Filterung und der damit verbundenen Reduzierung des Quantisierungsrauschens im zweiten Datenwort, sind die Anforderungen an die Linearität der Umsetzeinrichtung nicht mehr so hoch. So entstehen Intermodulationsprodukte vor allem durch Nichtlinearitäten in der Umsetzeinrichtung und falten sich während der Umsetzung zurück in das Nutzband. Wegen der der Filterung verringern sich die zurück gefalteten Rauschanteile. Daher verbessert sich bei einer gleich bleibenden Linearität der Umsetzeinrichtung die Signalqualität. Umgekehrt können die Anforderungen an die Umsetzeinrichtung, also insbesondere Bauteilschwankungen und Anpassung reduziert werden.

In 8 ist eine weitere Ausführungsform eines Digital-Analog-Umsetzers dargestellt. Wirkungs- beziehungsweise funktionsgleiche Bauelemente tragen die gleichen Bezugszeichen. In dieser Ausgestaltung wird eine Rauschformung nicht mit dem vollständigen zugeführten digitalen Wort durchgeführt, sondern lediglich mit den niedrigstwertigen Bits, den so genannten "least significant bits".

Der Eingang 11 des Digital-Analog-Wandlers ist zur Zuführung eines digitalen Wortes mit einer Bitbreite von 15 Bit ausgeführt. Das Eingangswort wird aufgeteilt in die 6 höchstwertigen Bits, den "most significant bits" und dem Eingang 11b zugeführt. Jede einzelne Bitleitung des Eingangs 11b ist wiederum mit einem Filter 21, 22, 23 usw. verbunden, die das Signal auf der entsprechenden Leitung filtern.

Die übrigen 9 "least significant bits" werden an den Rauschformer 1 angelegt. Dieser erzeugt aus dem eingangsseitig zugeführten Datenwort ein neues Wort mit einer Bitbreite von 3. Ausgangsseitig ist der Rauschformer 1 mit jeder einzelnen Bitleitung an ein Filter 21a, 22a, 23a angeschlossen. Die Ausgänge aller Filter sind mit einer Umsetzeinrichtung 3a verbunden. Diese enthält mehrere Stromquellen unterschiedlicher Gewichtung. Die zugeführten und gefilterten Signale werden teilweise zusammengeführt und mit Hilfe der Stromquellen in der Umsetzeinrichtung 3a in ein analoges Signal gewandelt. Bei der dargestellten Ausführung ist der Implementierungsaufwand für den Rauschformer 1 reduziert, das dieser lediglich ein Datenwort mit der Bitbreite 9 als Eingangswort enthält.

2 zeigt eine Ausführungsform des Digital-Analog-Umsetzers nach dem vorgeschlagenen Prinzip gemäß 1. Wirkungs- beziehungsweise funktionsgleiche Bauelemente tragen auch hier die gleichen Bezugszeichen.

In der Ausführungsform ist der Rauschformer 1 als kaskadierter Sigma-Delta-Modulator ausgeführt. Dieser wird auch als MASH-Modulator bezeichnet. Er ist im vorliegenden Ausführungsbeispiel zur Zuführung eines Datenwortes D mit der Bitbreite N = 12 ausgebildet. Das Datenwort D wird am Dateneingang 11 angelegt. Der Dateneingang 11 ist mit einem ersten Summator bzw. Summierglied 110 des Modulators verbunden. Dieser erzeugt aus dem zwölf Bit breiten Datenwort D ein transformiertes Wort mit einer Bitbreite von N = 13. Dazu ist der Ausgang des Summators 110 über ein erstes Verzögerungsglied 130 an einen zweiten Eingang des Summators 110 angeschlossen. Dem Verzögerungsglied 130 wird ebenfalls das Datenwort mit der Bitbreite N = 12 zugeführt. Das niedrigstwertige Bit (least significant bit) in dem Datenwort mit der Bitbreite 13 wird weiterverarbeitet und an einen weiteren Summator 185 angelegt.

Das ausgekoppelte Datenwort mit der Bitbreite 12 wird an einem zweiten Summierglied 120 angelegt. Das zweite Summierglied ist mit einem weiteren Eingang über ein Verzögerungsglied 150 an seinen Ausgang angeschlossen. Er bildet eine zweite Stufe des Sigma-Delta-Modulators 1 und reduziert durch die Rückkopplung den Quantisierungsfehler. Auch hier wird aus der vom Summierglied 120 abgegebenen Summe das niedrigstwertige erste Bit ausgekoppelt und einem weiteren Summator 165zugeführt. Die weiteren zwölf Bits werden an die Verzögerungsstufe 150 angelegt und einem dritten Summierglied 140 zugeführt. Der dritte Summator 140 bildet gemeinsam mit den Verzögerungsgliedern 170 und 180 die dritte Stufe des Sigma-Delta-Modulators 1. Dazu ist ein zweiter Eingang des Summators 140 über das Verzögerungsglied 170 an seinen Eingang zurückgeführt. Auch hier wird wiederum das niedrigstwerige Bit ausgekoppelt und an einen Differenzbildner 160 angelegt. Gleichzeitig wird es dem zweiten Verzögerungsglied 180 zugeführt.

Der Differenzbildner 160 bildet die Differenz aus dem verzögerten Ausgangssignal und dem eingangsseitig zugeführten Bit. Der Ausgang des Differenzbildners 160 ist an einen zweiten Eingang des Summenbildners 165 angeschlossen. Das Ergebnis wird einem zweiten Differenzbildner 175 zugeführt. Gleichzeitig wird es an ein weiteres Verzögerungsglied 190 angelegt, dessen Ausgang an den zweiten Eingang des Differenzbildners 175 angeschlossen ist. Der Ausgang des zweiten Differenzbildners 175 ist an den zweiten Eingang des Summators 185 angeschlossen. Als Ausgangssignal liefert der Summator ein Datenwort mit der Bitbreite N = 3. Das drei Bit umfassende Datenwort wird an den Ausgangsabgriffen 195, 196 und 197 bereitgestellt. Die einzelnen Ausgangssignale Out0, Out1 und Out2 bilden jeweils zusammen das zweite digitale Datenwort. Dabei umfasst jedes einzelne Ausgangssignal jeweils ein Bit.

Die Ausgangsabgriffe des Sigma-Delta-Modulators sind an eine Filtereinrichtung 2 mit einzelnen Teilfiltern 21 bis 23 angeschlossen. Jedes einzelne Teilfilter 21 bis 23 ist vorliegend als passives RC-Tiefpassfilter ausgeführt. Demnach erfolgt eine analoge Filterung der Signale Out0, Out1 und Out2 auf den einzelnen Bitleitungen.

Die Filtereinrichtungen 21 bis 23 weisen jeweils zwei in Reihe geschaltete Widerstände 235 und 231 auf. Zwischen den beiden Widerständen ist ein Knoten vorgesehen, der an einen ersten Kondensator 231 angeschlossen ist. Der zweite Anschluss des Kondensators 232 ist mit dem Bezugspotenzialanschluss verbunden. Ebenso ist dem zweiten Widerstand 231 ein weiterer Kondensator 234 nachgeschaltet. Die Widerstände bilden mit den jeweils nachgeschalteten Kondensatoren ein einfaches RC-Glied mit einer Tiefpassfiltercharakteristik. Die gefilterten einzelnen Signale werden an den Ausgangsabgriffen 26, 25 und 24 der einzelnen Filter bereitgestellt. Die Ausgangsabgriffe sind mit den Signaleingängen der Umsetzeinrichtung 3 gekoppelt.

Die Umsetzeinrichtung enthält hier vorliegend drei parallel geschaltete Stromquellen 35, 36, 37. Die Größe der Stromquellen unterscheidet sich jeweils um den Faktor zwei. So ist die Stromquelle 36 zur Abgabe eines Stroms ausgebildet, der dem doppelten des von der Stromquelle 35 abgegebenen Stroms entspricht. Entsprechend unterscheiden sich die von den Quellen 36 und 37 abgegebenen Ströme ebenfalls um den Faktor zwei. Diese als "Current steering source" bezeichnete Umsetzeinrichtung enthält demnach mehrere binär gewichtete Stromquellen. Sie werden durch die einzelnen als Feldeffekttransistoren 351, 361 und 371 ausgebildete Schalter angesteuert.

Die Steueranschlüsse der Transistoren 351, 361 und 371 sind jeweils mit den Eingangsanschlüssen 31, 32 beziehungsweise 33 verbunden. Mit den zugeführten Signalen werden die einzelnen Stromquellen ab- beziehungsweise angeschaltet und somit zu einem Gesamtstrom addiert. Dieser wird über den nachgeschalteten Strom/Spannungskonverter in Form des Widerstandes 38 in eine Ausgangsspannung gewandelt und als analoges Signal am Ausgang 40 bereitgestellt.

Aufgrund der analogen Filterung der einzelnen jeweils ein Bit umfassenden Ausgangssignale Out1, Out2 und Out3 erfolgt der Schaltprozess für die einzelnen Stromquellen nun ohne zusätzliches Rauschen. Damit verringert sich auch der Rauschanteil im analogen Ausgangssignal am Ausgang 40.

3 zeigt eine Ausgestaltungsform eines aktiven Filters für eine Unterdrückung von Hochfrequenzanteilen in den einzelnen Ausgangssignalen. Dargestellt ist ein Bessel-Tiefpass dritter Ordnung. Er umfasst eine Widerstand 272, der an einen ersten nicht-invertierenden Eingang "+" eines Operationsverstärkers 271 angeschlossen ist. Ebenfalls mit dem ersten Eingang "+" des Operationsverstärkers 271 ist ein Kondensator verbunden, dessen anderer Anschluss an das Bezugspotenzial angeschlossen ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers 271 ist an seinen invertierenden Eingang "–" rückgeführt. Der Widerstand 271, der Kondensator 281 sowie der Operationsverstärker 271 bilden einen ersten Tiefpass erster Ordnung. Daran angeschlossen ist ein Tiefpass zweiter Ordnung, der vorliegend aus den Kondensatoren 283, 284, dem Widerstand 285 und dem Operationsverstärker 270 gebildet wird.

Dazu ist der zweite Anschluss des Widerstandes 282 einerseits mit dem Widerstand 285 und andererseits mit dem Kondensator 283 verbunden. Der Kondensator 283 koppelt den Ausgang des zweiten Operationsverstärkers 270 mit dem Widerstand 285. Der zweite Anschluss des Widerstandes 285 ist an den nichtinvertierenden Eingang "+" des Operationsverstärkers 270 sowie an den Kondensator 284 angeschlossen. Ausgangsseitig ist der Operationsverstärker 270 mit seinem invertierenden Eingang rückgekoppelt und an den Filterausgang 26 angeschlossen. Das aktive Tiefpassfilter zweiter Ordnung mit den Kondensatoren 283, 284 und dem Operationsverstärker 270 ist mit einem mitgekoppelten Verstärker 270 realisiert. Die Mitkopplung erfolgt über den Kondensator 283. Durch eine entsprechende Wahl der Werte der einzelnen Widerstände sowie der Kondensatoren lässt sich die gewünschte Grenzfrequenz genau einstellen und somit an eine optimale Rauschunterdrückung auf den einzelnen Bitleitungen anpassen. Dadurch ist es möglich, die Grenzfrequenzen für die Tiefpassfilterung abhängig von den Ausgangssignalen beziehungsweise den einzelnen Bitleitungen zu wählen.

Eine alternative Ausführungsform des Filters in Form eines Bandpasses zeigt 4. Dieser ist mit einer Mehrfachgegenkopplung ausgeführt. Der Eingang 230 ist über einen Widerstand 272 und einen dazu in Reihe geschalteten Kondensator 274 mit dem invertierenden Eingang "–" des Operationsverstärkers 270 verbunden. Zwischen dem Widerstand 272 und dem Kondensator 274 ist ein Knoten vorgesehen, der über einen Widerstand mit dem Bezugspotenzialanschluss 276 gekoppelt ist. Ebenso führt der Knoten an den Kondensator 273. Parallel zu dem Kondensator 273 ist ein Widerstand 275 vorgesehen, dessen erster Anschluss zwischen dem invertierenden Eingang "–" und dem Kondensator 274 und dessen zweiter Anschluss an den Ausgang des Operationsverstärkers 270 angeschlossen ist. Der nichtinvertierende Eingang "+" des Operationsverstärkers 270 ist ebenso mit dem Potenzialanschluss verbunden.

Der dargestellte aktive Filter besitzt den Vorteil, dass er auch über einer nicht ganz exakten Dimensionierung der einzelnen Elemente nicht zu selbstständigen Schwingungen auf der Resonanzfrequenz neigt. Dazu ist natürlich eine geeignete Frequenzkorrektur des Operationsverstärkers 270 notwendig.

6 zeigt diesbezüglich eine weitere Ausgestaltung einer Filtereinrichtung 2 mit drei einzelnen aktiven Filtern 21, 22 und 23. Die einzelne aktive Filter 21, 22 und 23 sind als Tiefpässe 4. Ordnung mit einer Besselübertragungsfunktion ausgeführt. Dazu sind jeweils zwei Filter über einen Widerstand 282 zusammengeschaltet. Jedes Filter umfasst einen Operationsverstärker, dessen Ausgang über einen Kondensator an einen seiner Eingänge zurückgeführt ist. Parallel zu dem Kondensator ist ein Widerstand angeordnet, der über einen weiteren Widerstand ebenfalls an den Eingang des Operationsverstärkers angeschlossen ist.

In dieser Ausgestaltung ist ein Ausgang des zweiten Filters und im Besonderen des zweiten Operationsverstärkers mit einem Steueranschluss eines p-MOS Feldeffekttransistor 351a gekoppelt. Dieser bildet einen Schalter für eine Stromquelle 35 bis 37 der Umsetzeinrichtung 3. Der Feldeffekttransistor ist als Source-Follower aufgebaut und mit einem Anschluss über einen Widerstand 251b, 361b bzw. 371b an ein Versorgungspotential angeschlossen. Die Widerstände 351b, 361b und 371b wirken als Spannungs-/Stromwandler und erzeugen aus der am Ausgang der Filter abgreifbaren Spannung über die Feldeffekttransistoren 351a, 361a und 371a jeweils eine Strom, der einem Stromspiegeltransistor zugeführt wirkt. Dieser spiegelt den Strom in einen Ausgangsstrom. Wie hier dargestellt, sind die Stromspiegel mit unterschiedlich vielen parallel geschalteten Ausgangstransistoren aufgebaut. Damit wird eine binäre Gewichtung erreicht.

In 7 ist eine weitere Ausführung des erfindungsgemäßen Digital-Analog-Umsetzers dargestellt. Die Umsetzeinrichtung ist hier mit einer "switched-capacitor" Technik aufgebaut. Die einzelnen Kapazitäten C1, C2 und C3 wirken auch als Tiefpassfilter.

Im Einzelnen umfasst jeder einzelne Filter mehrere in Reihe geschaltete Verzögerungsglieder 900, 901, 902, von denen hier drei dargstellt sind. Die Verzögerungsglieder verzögern ein eingangsseitig anliegendes Bit jeweils um eine Taktperiode. Das erste Verzögerungsglied 900 ist an den Ausgang 195 des Rauschformer 1 angeschlossen.

Weiterhin enthält das Filter einen Referenzeingang zur Zuführung einer Referenzspannung Vref. Der Referenzeingang ist an eine Einrichtung 903 angeschlossen. Diese enthält je zwei Paar in Reihe geschaltete Feldeffekttransistoren, von denen jeweils ein Paar zwischen den Referenzeingang und einen Massepotentialanschluss geschaltet ist.

Weiterhin ist ein erster Schalter 904 aus einem n-MOS und einem dazu in Reihe geschalteten p-MOS Feldeffekttransistor vorgesehen. Die jeweiligen Steueranschlüsse sind mit dem Eingang des ersten Verzögerungsgliedes 900 verbunden. Zwischen den beiden Feldeffekttransistoren des Schalters 904 ist ein Abgriff angeordnet, der mit einem ersten Kondensator C1 gekoppelt ist. Ein zweiter Anschluss des ersten Kondensators C1 ist wiederum an einen ersten Schalttransistor 907 und einen zweiten Schalttransistor 908 angeschlossen. In gleicher Weise enthält das Filter einen weiteren Schalter 905, der mit dem Eingang des zweiten Verzögerungsgliedes verbunden ist. Aus Übersichtsgründen sind die weiteren Schalter nicht dargestellt. Ein letzter Schalter 906 ist mit dem Ausgang des letzten Verzögerungsgliedes 902 verbunden. Entsprechend sind ebenfalls weitere erste Kondensatoren C1 vorgesehen.

Die weiteren Filter, die mit den Ausgängen 195 und 197 des Rauschformers 1 verbunden sind, sind in ähnlicher Weise aufgebaut. Allerdings unterscheidet sich die Kapazität der Kondensatoren C2 sich um den Faktor 2 von der Kapazität der Kondensatoren C1. Die Kapazität der Kondensatoren C3 ist um den Faktor 4 größer als die Kapazität der Kondensatoren C1.

Der Schalter 908 eines jeden Filters ist an einen Ladekondensator C4 und an einen Operationsverstärker OP angeschlossen. Diese erzeugen aus den zugeführten Spannungen einen Gesamtspannung und geben diese integriert am Ausgang 40 ab. Der Ladekondensator C4 und der Operationsverstärker OP bilden gemeinsam die Umsetzeinrichtung 3.

Im Betrieb werden die Filter in einer Abtastphase &PHgr;1 und in einer darauf folgenden Haltephase &PHgr;2 betrieben. Alle mit &PHgr;1 bezeichneten Transistoren werden in dieser Phase angesteuert und sind leitend geschaltet. In der Haltephase &PHgr;2 werden die entsprechend gekennzeichneten Transistoren angesteuert. Das Datenbit steuert in der Abtast- und Haltephase &PHgr;1, &PHgr;2 über den ersten Schalter 904 den Ladevorgang auf dem ersten Kondensator C1 und wird im Verzögerungsglied 900 verzögert. In der Abtastphase &PHgr;1 werden die Kondensatoren somit entweder mit der Referenzspannung Vref oder der Masse beaufschlagt.

Wird der Kondensator C1 in der Abtastphase &PHgr;1 auf die Spannung Vref aufgeladen, so wird die Ladung in der darauf folgenden Haltephase &PHgr;2 an die Umsetzeinrichtung 3 über den Schalter 908 abgegeben. Wenn hingegen der Kondensator C1 in der Abtastphase auf Masse gelegt ist, wird in der Haltephase der Kondensator auf Vref aufgeladen. Damit ergibt sich eine im Vergleich zum ersten Fall invertierte Ladung auf dem Kondensator C4 während dieser Haltephase.

Durch die Verzögerung in den Gliedern 900, 901 und 902 wird abhängig von der Schaltfrequenz der Phasen das Signal auf den einzelnen Bitleitungen tiefpassgefiltert.

In der gezeigten Ausführung sind die Kapazitäten der Kondensatoren C1, C2 und C3 unterschiedlich groß. Alternativ kann auch die Referenzspannung Vref für die einzelnen Filter unterschiedlich gewählt werden.

1
Rauschformer, Sigma-Delta-Modulator
2
Filtereinrichtung
3
Umsetzeinrichtung
11
Signaleingang
19
Taktsignaleingang
21, 23
Filter
24, 25, 26
Signalausgänge
31, 32, 33
Signaleingänge
35, 36, 37
Stromquellen
38
Widerstand
39
Versorgungsanschluss
40
Signalausgang
110, 120, 140
Summator, Summierglied
160, 175
Differenzglieder
130, 150, 170
Verzögerungsglieder
180, 190
Verzögerungsglieder
165, 185
Summator, Summierglied
195, 196, 197
Signalausgänge
210, 230
Signaleingänge
231, 235
Widerstände
234, 232
Kondensatoren
272, 282
Widerstände
285, 275
Widerstände
281, 283, 284
Kondensatoren
274, 273
Kondensatoren
270, 271
Operationsverstärker
276
Massepotenzialanschluss
Out0, Out1, Out2
Ausgangssignale
I
Strom


Anspruch[de]
Digital-Analog-Umsetzer, umfassend:

– einen Eingang (11) zur Zuführung eines ersten digitalen Wortes (D) mit einer ersten Wortlänge;

– einen Rauschformer (1), der mit dem Eingang (11) gekoppelt und zur Umwandlung des ersten digitalen Wortes (D) in ein zweites digitales Wort mit einer zweiten Wortlänge an einem Ausgang (195, 196) ausgeführt ist;

– eine Filtereinrichtung (2), die mit dem Ausgang (195, 196) des Rauschformers (1) gekoppelt und zur Unterdrückung von Rauschanteilen im zweiten digitalen Wort ausgebildet ist;

– eine Umsetzeinrichtung (3), die eingangsseitig mit einem Ausgang (24, 25, 26) der Filtereinrichtung (2) verbunden und zur Umsetzung des gefilterten zweiten digitalen Wortes in ein analoges Signal sowie zur Bereitstellung des analogen Signals an einen Ausgang (40) ausgeführt ist.
Digital-Analog-Umsetzer nach Anspruch 1, bei dem der Ausgang des Rauschformers (1) einen ersten Teilausgang (195) und zumindest einen zweiten Teilausgang (196) aufweist, wobei an jedem Teilausgang (195, 196) ein Teilsignal, umfassend ein Bit des zweiten digitalen Wortes abgreifbar ist und wenigstens ein Teilausgang (195) mit der Filtereinrichtung (2) verbunden ist. Digital-Analog-Umsetzer nach Anspruch 2, bei dem die Filtereinrichtung (2) wenigstens zwei Teilfilter umfasst (21, 22, 23) und der erste Teilausgang (195) und der zumindest eine zweite Teilausgang (196) mit jeweils einem Teilfilter (21, 22, 23) verbunden sind. Digital-Analog-Umsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem die Filtereinrichtung (2) mit einem passiven Filter (21, 22, 23) ausgebildet ist, der passive Filter (21, 22, 23) aufweisend ein RC-Glied (235, 232) oder ein LC-Glied. Digital-Analog-Umsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem die Filtereinrichtung (2) mit einem aktiven Filter ausgebildet ist, der aktive Filter aufweisend einen Verstärker (270) mit einem in einen Signalpfad geschalteten ersten Eingang (+, –) und einem zweiten Eingang (–, +) sowie einer Kopplung seines Ausgangs auf einen der beiden Eingänge (+, –). Digital-Analog-Umsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem die Filtereinrichtung (2) ein Tiefpassübertragungsverhalten aufweist. Digital-Analog-Umsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem die Filtereinrichtung (2) mehrere in Reihe geschaltete Verzögerungsglieder (900, 901, 902) umfasst, deren Eingänge an jeweils eine Schaltvorrichtung (904, 905, 906) zur Steuerung jeweils eines mit switched-capacitor Technik gebildeten Ladungseichers (C1) gekoppelt sind. Digital-Analog-Umsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem der Rauschformer (1) mit einem Sigma-Delta-Modulator ausgeführt ist. Digital-Analog-Umsetzer nach Anspruch 8, bei dem der Sigma-Delta-Modulator mit einem kaskadierter Modulator dritter Ordnung ausgeführt ist. Digital-Analog-Umsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei dem die Umsetzeinrichtung (3) eine Vielzahl von regelbaren Quellen (35, 36, 37) umfasst, die an den Ausgang (40) angeschlossen sind und jeweils einen Steueranschluss (31, 32, 33) aufweisen, die mit dem Ausgang (24, 25, 26) der Filtereinrichtung (2) zu einer einzelnen Ansteuerung der Quellen (35, 36, 37) gekoppelt sind. Digital-Analog-Umsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei dem der jeweils eine Steueranschluss (31, 32, 33) mit einem Feldeffekttransistor (351, 361, 371) gebildet ist, der zwischen regelbarer Quelle (35, 36, 37) und Ausgang (40) der Umsetzeinrichtung (3) angeordnet ist, und dessen Steueranschluss mit dem Ausgang (24, 25, 26) der Filtereinrichtung (2) gekoppelt ist. Digital-Analog-Umsetzer nach einem der Ansprüche 10 bis 11, bei dem die Quellen jeweils zur Abgabe eines gleichen Strom- oder Spannungssignals ausgebildet sind, oder sich das von zwei der Quellen abgegebene Signal um den Faktor 2 unterscheidet. Digital-Analog-Umsetzer, umfassend:

– einen Modulator (1) mit einem Takteingang (19), mit einem Datenworteingang (11) und mit einen Ausgang, ausgebildet zur Rauschformung eines eingangseitig anliegenden Datenwortes (D) mit Hilfe eines Taktsignal am Takteingang (19) und zur Bereitstellung eines rauschgeformten Ausgangswortes;

– eine Anzahl von Bitleitungen, die den Ausgang des Modulators bilden;

– wenigstens eine analoge Filtereinrichtung (2), die mit wenigstens einer der Bitleitungen verbunden ist, die Filtereinrichtung (2) ausgebildet zur Unterdrückung eines höherfrequenten Anteils eines Signal auf der wenigstens einen Bitleitung;

– eine Umsetzeinrichtung, die mit einem Ausgang (23, 24, 25) der Filtereinrichtung (2) gekoppelt ist, zur Wandlung eines anliegenden Wortes in ein analoges Signal.
Digital-Analog-Umsetzer nach Anspruch 13, bei dem die analoge Filtereinrichtung (2) mit jeder der Bitleitung zur Unterdrückung höherfrequenter Anteile von Signalen auf den Bitleitungen verbunden ist und die Umsetzeinrichtung (3) mit einem Ausgang (24, 25, 26) der Filtereinrichtung (2) verbunden ist. Digital-Analog-Umsetzer nach einem der Ansprüche 13 bis 14, bei dem die Filtereinrichtung (2) mit einem passiven Filter (21, 22, 23) ausgebildet ist, der passive Filter (21, 22, 23) aufweisend ein RC-Glied (235, 232) oder ein LC-Glied. Digital-Analog-Umsetzer nach einem der Ansprüche 13 bis 15, bei dem die Umsetzeinrichtung eine Anzahl regelbarer Spannungsquellen umfasst, die zur Ansteuerung mit dem Ausgang (24, 25, 26) der Filtereinrichtung (2) gekoppelt sind. Digital-Analog-Umsetzer nach einem der Ansprüche 13 bis 16, bei dem die Filtereinrichtung (2) mit einem aktiven Filter ausgebildet ist, der aktive Filter aufweisend einen Verstärker (270) mit einem in einen Signalpfad geschalteten ersten Eingang (+, –) und einem zweiten Eingang (–, +) sowie einer Kopplung seines Ausgangs auf einen der beiden Eingänge (+, –). Digital-Analog-Umsetzer, umfassend:

– einen Eingang (11) zur Zuführung eines ersten Datenwortes (D) mit einer Bandbreite und einem Rauschanteil in der Bandbreite;

– ein Mittel zur Umsetzung des Rauschanteils in dem ersten digitalen Datenwort in ein Signal außerhalb eines durch die Bandbreite bestimmten Frequenzbereichs und zur Erzeugung eines zweiten Datenwortes mit einer Wortlänge;

– eine Anzahl von Bitleitungen ausgeführt zur Abgabe jeweils eines Bits des zweiten Datenwortes;

– ein Mittel (2) zur Unterdrückung des Signals, das mit den Bitleitungen gekoppelt ist;

– ein Digital-Analog-Konverter, der mit dem Mittel (2) zur Unterdrückung gekoppelt ist zur Abgabe eines analogen Signals aus einem eingangsseitig anliegenden digitalen Wort.
Verfahren zur Digital-Analog-Umsetzung, umfassend die Schritte:

– Bereitstellen eines ersten digitalen Wortes einer ersten Wortlänge;

– Transformieren des ersten digitalen Wortes in ein zweites digitales Wort mit einer zweiten Wortlänge, wobei das zweite digitale Wort durch eine Anzahl von Teilworten dargestellt wird und die Anzahl der zweiten Wortlänge entspricht;

– analoges Filtern wenigstens eines Teilwortes des zweiten digitalen Wortes;

– Erzeugen eines analogen Signals aus dem gefilterten zweiten digitalen Wort.
Verfahren nach Anspruch 19, bei dem der Schritt des Bereitstellens den Schritt umfasst:

– Bereitstellen eines ersten digitalen Wortes mit einer Bandbreite und einer Wortlänge, wobei das erste digitale Wort einen Nutzanteil und einen Rauschanteil innerhalb der Bandbreite umfasst.
Verfahren nach Anspruch 20, bei dem der Schritt des Transformierens den Schritt umfasst:

– Abtasten des ersten digitalen Wortes mit einem Abtastsignal mit einer Abtastfrequenz;

– Umsetzen eines Teils des Rauschanteils innerhalb der Bandbreite mit Hilfe des Abtastsignals auf eine Frequenz, die größer oder gleich der halben Abtastfrequenz ist;

– Erzeugen eines zweiten digitalen Wortes mit dem Nutzanteil und dem umgesetzten Teil des Rauschanteils.






IPC
A Täglicher Lebensbedarf
B Arbeitsverfahren; Transportieren
C Chemie; Hüttenwesen
D Textilien; Papier
E Bauwesen; Erdbohren; Bergbau
F Maschinenbau; Beleuchtung; Heizung; Waffen; Sprengen
G Physik
H Elektrotechnik

Anmelder
Datum

Patentrecherche

  Patente PDF

Copyright © 2008 Patent-De Alle Rechte vorbehalten. eMail: info@patent-de.com