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Dokumentenidentifikation DE69931911T2 08.02.2007
EP-Veröffentlichungsnummer 0001076936
Titel VÖLLIG CMOS-INTEGRIERTER AM-EMPFÄNGER
Anmelder Micrel Inc., San Jose, Calif., US
Erfinder ELDER, S., Joseph, Orlando, FL 32835, US;
YESTREBSKY, T., Joseph, Apopla, FL 32703, US;
ISLAM, D., Mohammed, Winter Park, FL 32792, US
Vertreter Patentanwälte Reinhardt & Pohlmann Partnerschaft, 75172 Pforzheim
DE-Aktenzeichen 69931911
Vertragsstaaten DE, GB
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 06.05.1999
EP-Aktenzeichen 999228430
WO-Anmeldetag 06.05.1999
PCT-Aktenzeichen PCT/US99/09995
WO-Veröffentlichungsnummer 1999059256
WO-Veröffentlichungsdatum 18.11.1999
EP-Offenlegungsdatum 21.02.2001
EP date of grant 14.06.2006
Veröffentlichungstag im Patentblatt 08.02.2007
IPC-Hauptklasse H04B 1/28(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, EP

Beschreibung[de]
Gebiet der Erfindung

Diese Erfindung bezieht sich auf Funkwellenempfänger und insbesondere auf einen Empfänger, der als ein einzelner integrierter Schaltkreis gebildet ist.

Hintergrund

Funkempfänger wie solche Empfänger vom Typ der Amplitudenmodulation (AM) sind wohlbekannt. Aus Kosten und Größengründen ist es erwünscht, solche Empfänger auf einem einzelnen integrierten Schaltkreischip zu implementieren. Dennoch haben Hindernisse verhindert, dass ein brauchbarer AM-Empfänger auf einem einzelnen Chip implementiert wurde.

US-Patent Nr. 5,134,406 ist auf einen weitreichenden Polizeiradarwarnempfänger gerichtet. Der Empfänger umfasst einen Lokaloszillator, der seine Oszillationsfrequenz variiert, um auf Radarsignale zu scannen. Das Abtasten oder Ablenken der Frequenz kann nicht vom Anwender unterdrückt werden und damit ist der Empfänger auf eine Scanfunktion beschränkt.

Zusammenfassung

Hier wird ein Einchip-Superheterodyn AM Empfänger offenbart. Die Pinzahl kann 4 oder mehr sein. Der Empfänger ist OOK (ON-OFF verschlüsselter) Empfänger-IC für kabellose Fernanwendungen. Diese Einrichtung ist eine „Antennen-Ein, Daten-Aus" (antenna-in, data-out) monolithische Einrichtung. Die gesamte RF- und IF-Abstimmung wird automatisch innerhalb des ICs durchgeführt, was ein manuelles Abstimmen eliminiert und die Produktionskosten verringert. Empfängerfunktionen sind vollständig integriert. Das Ergebnis ist eine hoch verlässliche, aber gleichwohl extreme Low-Cost-Lösung für großvolumige kabellose Anwendungen.

Da der Empfänger ein echter Einchip-Funkempfänger ist, ist er extrem leicht anzuwenden, wobei Design und Produktionskosten minimiert und die Produkteinführungszeit verbessert wird.

Der Empfänger verwendet eine neuartige Architektur, die es dem Empfänger erlaubt, Signale über ein breites RF-Band zu demodulieren, was die Notwendigkeit für ein manuelles Abstimmen eliminiert. Darauf wird als ein abgelenkter LO-Modus Bezug genommen. Dies lockert auch signifikant die Frequenzgenauigkeits- und Stabilitätsanforderungen des Senders, wobei es dem Empfänger erlaubt, sowohl mit SAW-basierten als auch LC-basierten Sendern kompatibel zu sein. Die Empfängerempfindlichkeit und Selektivität sind ausreichend, um geringe Biterrorraten für Decoderbereiche über 100 Meter zur Verfügung zu stellen, was der Leistung von anderen teureren Lösungen gleich kommt.

Die gesamte Abstimmung und Ausrichtung wird on-Chip mit einer Referenzfrequenz durchgeführt, die von einem Low-Cost Keramik-Resonator oder einer extern zur Verfügung gestellten Taktreferenz bereitgestellt wird. Die Empfängerleistung ist unempfindlich für einen Datenmodulation-Arbeitszyklus. Der Empfänger kann mit Codeschematas wie Manchester oder 33/66 % PWM (Pulsweitenmodulation) verwendet werden.

Um ein Rauschen von der Taktreferenz abzuhalten und davon die Empfindlichkeit des Empfängers zu verringern, ist der IF-Filter so abgestimmt, dass keine ganzzahlige vielfache Frequenz oder ganzzahlige Teilerfrequenz der Zeitreferenz in der IF Bandbreite auftritt.

Die gesamte Post-Detektion- (Demodulator-) Datenfilterung wird auf dem Empfängerchip vorgesehen, sodass keine externen Filter designt werden müssen. Eine von vier Filterbandweiten kann extern vom Anwender ausgewählt werden. Die Bandweiten reichen von 0,6 KHz bis 4,8 KHz in Binärschritten.

Die verschiedenen Filter und Demodulator haben Frequenzcharakteristiken, die auf dem Ausgang eines internen Zeitgenerators basiert sind, der Taktsignale von einer externen Referenz erhält. Daher kann eine Abstimmung der Filter und des Modulators durch Wechsel der externen Referenzfrequenz erfolgen.

Die Erfindung ist in den Ansprüchen definiert.

Kurzbeschreibungen der Zeichnungen

1 ist ein Blockdiagramm eines Einchip-Empfängers in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung.

2 sieht ein zusätzliches Detail des LO Wobbelgenerators (Sweep Generator) vor,

3 illustriert einen optimalen LO Ablenkbereich.

4 bis 76 illustrieren das aktuelle Schaltschema zum Implementieren einer bevorzugten Ausführungsform des Einchip-Empfängers. 4 identifiziert die funktionalen Elemente von 1.

Detaillierte Beschreibung der Ausführungsformen

1 illustriert die Basisstruktur und Elemente einer Ausführungsform der Erfindung, eines völlig ganz in CMOS integrierten AM-Empfängers 20. Pins oder Pads des integrierten Schaltkreises sind außerhalb der gestrichelten Außenlinie gezeigt. Der Empfänger ist ein Empfänger vom Superheterodyn-Typ, was bedeutet, dass die eingehenden modulierten RF-Signale vorverstärkt werden und dann mit einer Lokaloszillatorfrequenz gemischt werden. Das gemischte Signal wird dann gefiltert, um eine modulierte Zwischenfrequenz (IF) zu erzeugen. Das IF-Signal wird dann verstärkt und demoduliert und die Daten werden extrahiert.

Alle Elemente werden unter Verwendung der Complementary Metal Oxid Semiconductor (CMOS-) Technologie aufgebaut. Die CMOS-Technologie gestattet auch bestimmte bipolare Elemente wie Dioden, Transistoren und andere im Empfänger zu kombinieren. Gegebenenfalls werden diese Einrichtungen und Elemente verwendet.

Die Elemente des Systems sind wie folgt, mit den zugeordneten Bezugszeichen: Funktionales Element Bezugszeichen a. Funkfrequenz- (RF-) oder Hochfrequenz- (HF-) Vorverstärker 1 b. RF-Mischer oder Umsetzer 2 c. Zwischenfrequenz-(IF-)Verstärker 3a, 3b d. Zwischenfrequenz- (IF- Filter 4 e. Peak oder Umhüllungsdetektor 5 f. Basisbandfilter 6 g. Daten-Slicer oder Vergleicher 7 h. DC-Extraktor 8 i. Lokaloszillator (LO) 9 j. LO Wobbelgenerator (Sweep Generator) 9a k. Referenzoszillator 10 l. 2Vt Ausgangsversorgung 11 m. Automatische Verstärkungsregelung (AGC) 12 n. Filterabstimmung 13 o. Timinggenerator 14 p. Bandabstandreferenz 15

Im Kontext dieser Anmeldung bedeutet vollständig integriert, dass all diese Funktionen in ihrer Gesamtheit gleichzeitig auf einem Halbleitereinzelplättchen (integrierter Schaltkreis oder IC) aufgenommen und eingearbeitet worden sind. Zusätzliche Aspekte des Empfängers (die im Folgenden weiter zu detaillieren sind) verringern die Gesamtkomplexität des Funksystems, Kosten und Anforderungen an die Senderleistung. Man beachte, dass die DC-Steuerleitungen für den Empfänger (die im Folgenden beschrieben werden) entweder für eine maximale Endverbraucherkontrolle ausgepinnt oder auf dem Plättchen mittels einer Metallmaske fixiert werden können, wobei das Letztere die wirtschaftlichere Bepackung erlaubt.

Der gesamte RF und IF-Signalpfad des Empfängers wendet einen ausgeglichenen, differenzierten Auslegungsansatz an, der für eine Stabilität, ein Stromversorgungsabweisung und eine Entkopplung der RF-Schaltungen von den IF- und Basisbandsignalen erforderlich ist. Zusätzlich werden alle Wechselströme ausgeglichen, um irgendwelche Wechselanteile auf die Vorspannungsersorgung abzuschwächen.

I. Kurzbeschreibung der Komponentenmerkmale

Der interne Referenzoszillator 10 mit einem extern angewandten Timingelement oder Timingsignal unterstützt eine Vielzahl von Trägerfrequenzen. Das Timingelement kann irgendein bekannter Referenzfrequenzgenerator, wie ein Kristalloszillator sein. Der Empfänger ist trägerfrequenzunabhängig.

Die Zeitkonstanten des Peakdetektors 5 und Basisbandfilters 6 der jeweiligen CR-Schaltungen stehen in Bezug zur Frequenz des Referenzoszillators 10 und sind von einer oder mehr (logischen) DC-Steuerleitungen SEL0, SEL1 auswählbar. Der Empfänger kann damit eine Vielzahl von Datenraten unterstützen und der Empfänger ist datenratenunabhängig. Die Zeitkonstanten für diese Funktionen sind hochpräzise und sind unabhängig von der Temperatur und Halbleiterprozessen.

Der IF-Filter 4 und Basisbandfilter 6 sind vollständig auf dem IC integriert. Das Ergebnis ist eine Implementierung, die körperlich auf einem 8-Pin IC-Paket oder -Bauteil platziert werden kann.

Eine Bauteilausgestaltung mit so wenig wie vier Pins ist durch Modifizierung des Empfängers auf folgende Arten möglich. Zuerst verwende man nur einen IC-Pin für die Leistungsversorgung und einen IC-Pin für Masse. Man ändere die Gestaltung des DC-Extraktors 8 auf einen kondensatorgeschalteten Tiefpassfilter, wobei die Integration des Kondensators C1 erlaubt wird. Zweitens kann die Funktion des AGC 12 unter Verwendung einer digital/analog- (DAC-)basierten Struktur gestaltet werden, was die Integration des Kondensators C2 erlaubt. In ähnlicher Weise ist jede Pin-Konfiguration von 4 bis 8 abhängig vom Integrationslevel möglich, das der Gestalter zu verwenden wählt.

Der Lokaloszillator (LO) 9 oder Empfängeroszillator kann entweder in einem festen Modus oder einem abgelenkten bzw. gewobbelten Modus betrieben werden, der über eine DC-Steuerleitung SWEN auswählbar ist. Ein Betrieb im festen Modus wird für Präzisions- oder Hochleistungsanwendungen bevorzugt. Im abgelenkten Modus oder Wobbelmodus wird die LO-Frequenz über einen Bereich von Frequenzen mit einer Rate variiert, die ausreichend höher ist als die Datenrate, um eine Peak-(Umhüllungs-)Erfassung zu erlauben. Dies schwächt die Anforderung nach einer genau gesteuerten und/oder im Hinblick auf Alter und Temperatur stabilisierten Senderträgerfrequenz ab.

Der LO-Wobbelgenerator 9a ist eine (+m/+m+1) Phasenregelschleife (PLL), bei der die Schleife die halbe Zeit zum Betrieb bei +m und die andere Hälfte der Zeit bei +m+1 gezwungen ist. Der LO-Wobbelgenerator 9a verwendet einen (stabilen) Arbeitsstrom, der auf dem Referenzoszillator 10 basiert ist. Das Ablenksignal ist damit eine gesteuerte Exkursionswellenform entweder mit einer Rampen-(Strom in einen Kondensator) oder Widerstand-Kondensator- (RC-)Antwortcharakteristik. Dies garantiert eine minimale Zeit des Mischer-IF-Ausgangssignals innerhalb der (integrierten) IF-Filterfrequenzantwort.

Der LO-Wobbelgenerator PLL wendet ein temperaturkompensiertes Bandbreitenschema an, um den LO-Ablenkprozess zu linearisieren. Die LO-Ablenkcharakteristik ist damit unabhängig von der Temperatur und Halbleiterverarbeitung.

Die Auslegung des IF-Verstärkers 3a, 3b sieht eine Bandpasscharakteristik ohne DC-Verstärkung vor. Dies gestattet eine unmittelbare Verstärkerkopplung ohne DC-Offsetkorrektur oder Koppelkondensatoren. Ferner sind die Bandpasscharakteristiken auf den Referenzoszillator 10 zur Temperatur- und Prozessunabhängigkeit stabilisiert. Andere, weniger erwünschte Ausführungsformen umfassen (1) eine kapazitive Kopplung zwischen Verstärkerstufen und (2) eine DC-Kopplung mit Offsetlöschung.

Das IF-Signal ist wechselstromgekoppelt vom IF-Verstärker 3b zum Peak-Detektor 5, wodurch irgendwelche DC-offsetbezogenen Zeitkonstantenfehler des Peak-Detektors eliminiert werden.

Der Peak-Detektor 5 wird als ein Spannungsfolger in einem geschlossenen Regelkreis ausgestaltet, der einen Peak-Detektor in einen offenen Regelkreis treibt. Beide Schaltungen verwenden abgestimmte durchschnittliche Arbeitsströme, um DC-Fehler zu entfernen. Diese Ausgestaltung stellt eine schnellere Ansprechzeit bei der Peak-Detektion zur Verfügung. Alternative Ausführungsformen sind entweder ein Detektor mit einzelnem geschlossenem Regelkreis oder offenem Regelkreis oder ein konventioneller Hüllkurvendetektor.

Der RF-Vorverstärker 1 und der RF-Mischer 2 werden mit LO-Oszillator 9 basierten Strömen beeinflusst, um eine Temperatur- und Prozessunabhängigkeit zu erhalten. In einer Ausführungsform ist der Einfluss auf der Magnitude eines VCO-Steuersignals basiert, das verwendet wird, um die LO-Frequenz zu erzeugen. Da Prozessveränderungen die Charakteristiken von Komponenten (Transistoren) über dem gesandten Chip verändern, spiegelt das Signal, dass den VCO steuert Veränderungen in anderen funktionalen Einheiten wieder. Damit kann das Steuersignal verwendet werden, um die Magnitude von Ruheströmen für andere funktionalen Einheiten anzupassen, um die Effekte von Prozessveränderungen aufzuheben.

Rücken-an-Rücken nicht rechteckförmige Drain FET-Strukturen werden an kritischen Hochfrequenzknoten verwendet, um Kapazität zu minimieren und Bandbreite zu verbessern. Verschiedene Ausführungsformen der Struktur sind kreisförmig, hexagonal, oktogonal, usw. Kreisförmig wird bevorzugt.

Der Ausgang des RF-Vorverstärkers 1 wird von der zweiten Stufe eines (3-stufigen) Rückkopplungsverstärkers genommen, wo das Verstärkung-Bandbreite Produkt maximal ist. Eine alternative Ausführungsform besteht darin, das Signal von der ersten oder dritten Stufe abzunehmen.

Eine 2Vt-Spannungsversorgung 11 wird auf dem IC für alle logischen Schaltkreise aufgebaut. Dies mildert logisches Schaltrauschen ab, was eine Integration weiterer logischer Funktionen erlaubt, ohne die Empfängerempfindlichkeit in Folge eines IC- oder Leistungsversorgungsrauschens zu beeinträchtigen. Alternative Ausführungsformen bestehen darin, Spannungsversorgungen aufzubauen, die von 2Vt bis zur positiven Versorgungsspannung reichen. (Hier bezieht sich Vt auf die Schwellenspannung eines FET-Transistors.)

Die Ausgangsstufe des Datenvergleichers 7 ist strombegrenzt, was das Rauschen des Ausgangsschaltens verringert.

Der DC-Extraktor 8 stellt eine Transferimpedanz bezüglich des Referenzoszillators bereit, wobei ein sehr präziser, temperatur- und prozessunabhängiger Wert bereit gestellt wird. Die Übertragungsimpedanz variiert auch mit der Datenrate, wie von DC-Steuerleitungen SEL0, SEL1 ausgewählt, so dass die Zeitkonstante des Datenvergleichers 7, der die Zeitkonstante der Schwellenspannung aufgliedert, automatisch mit der Datenrate angepasst wird.

Der Eingang des RF-Vorverstärkers 1 ist wechselstromgekoppelt, um die untere Grenzfrequenz zuzuschneiden, um ein zusätzliche Abweisung von unteren Frequenzindifferenzen (z.B. von FM-Sendern) vorzusehen.

Die Bandabstandreferenz 15 stellt ein Temperatur- und Leistungsversorgungstabilisiertes Set von Referenzspannungen zur Verfügung, die verwendet werden, um bestimmte kritische Einflusspunkte innerhalb der Erfindung zu setzen.

II. Betrieb des Empfängers von Fig. 1 A. Systembetrieb – Einführung

Der vollständig CMOS-integrierte AM-Empfänger 20 wandelt amplitudenmodulierte (AM) Signale an seinem Eingang (Antenne-ein des RF-Vorverstärkers 1) in den äquivalenten (Daten-)Code um, der am Sender verwendet wird, um das AM-Signal zu konstruieren.

Der Funkfrequenz- (RF-) und Zwischenfrequenz- (IF-)Abschnitt des Empfängers funktioniert ähnlich zu einem Superheterodyn-Empfänger. Speziell umfasst dies RF-Vorverstärker 1, RF-Mischer 2, IF-Verstärker 3a, 3b und IF-Filter 4.

Der Basisbandabschnitt des Empfängers funktioniert ähnlich zu einem AM- oder OOK (on-off-Key = Ein-Ausschalt) Demodulator. Speziell umfasst dies den Peak-Detektor 5, Basisbandfilter 6, DC-Extraktor 8 und Daten-Slicer oder Vergleicher 7.

Der Lokaloszillator LO 9 oder Empfängeroszillator und LO-Wobbelgenerator 9a stellen die notwendige LO für eine Frequenzumsetzung bereit. Der LO-Wobbelgenerator 9a hat mehrere Betriebsmodi, wie im Folgenden ausgeführt wird.

Der Referenzoszillator 10 stellt eine stabile Referenzfrequenz für den Empfänger bereit, wenn der Eingang des Referenzoszillators entweder an einem präzisen Timingelement oder an einem präzisen Timingsignal (d.h. einem externen Takteingang) angebracht ist. Beispiel für Timingelemente sind Kristalle, keramische Resonatoren oder ein resonanter Spulen-Kondensator- (LC-)Schaltkreis.

Die 2Vt Ruheversorgung 11 stellt die minimale Vorspannung bereit, die notwendig ist, um konventionelle CMOS-Logikschaltkreise ohne „Durchschuss" Logikschaltströme zu betreiben. Dies gestattet die schnellste Betriebslogik ohne Schaltungsrauschen der Leistungsversorgung.

Eine automatische Verstärkungsregelungsfunktion 12 ist auch vorgesehen, um den Bereich der Eingangsleistungslevel auszudehnen, die der Empfänger bedienen kann, bevor eine Überlastung eintritt.

Alle der in 1 dargestellten Funktionen sind gleichzeitig auf einem einzelnen Complementary Metal Oxide Semiconductor (CMOS-) Plättchen integriert, um einen einzelnen integrierten Schaltkreis (IC) zu bilden.

B. RF Signalempfang 1. RF-Vorverstärker 1

Die Elemente des Empfängers, die das eingehende modulierte Signal verarbeiten, sind der RF-Vorverstärker 1, der RF-Mischer 2, der Lokaloszillator (LO) 9 und der LO-Wobbelgenerator 9a.

Der RF-Vorverstärker 1 sieht eine Signalverstärkung auf der Trägerfrequenz vor. Das Signal, das am Eingang des RF-Vorverstärkers von der Signalquelle (üblicherweise einer Antenne) angelegt wird, ist wechselstromgekoppelt mit geringer Frequenzdämpfung, die zugeschnitten ist, um zwischen (unteren) frequenzmodulierten (FM-) Quellen und dem unteren Ende des periodischen Bandes der Federal Communications Commission (FCC) zu liegen. Dies erfolgt, um eine Interferenz von unteren Frequenzquellen zu minimieren und die Notwendigkeit für eine zusätzliche Eingangsfilterung abzuschwächen.

Der RF-Vorverstärker 1 wird unter Verwendung eines Stroms beeinflusst, der zu einem Strom in Bezug steht, der im Lokaloszillator 9 erzeugt wird. Mit anderen Worten steht die Größe des Ruhestroms oder der Ausgangsspannung, die verwendet wird, um die Betriebsbedingungen des Vorverstärkers 1 zu bestimmen, in Bezug zum Strom oder der Spannung, die einem Steuereingang eines spannungsgeregelten Oszillators (VCO) zur Erzeugung der LO-Frequenz zur Verfügung gestellt wird. Damit werden Prozessveränderungen, die in ähnlicher Weise die Frequenz des Lokaloszillators oder Empfängeroszillators 9a und den RF-Vorverstärker 1 beeinträchtigen, durch einen Strom oder eine Spannung in den VCO und den Eingangsstrom oder die Eingangsspannung kompensiert, die verwendet wird, um die Betriebsbedingungen des RF-Vorverstärkers 1 zu bestimmen. Dies garantiert, dass die Verstärkung und Bandbreite des RF-Vorverstärkers temperatur- und prozessunabhängig sind.

Rücken-an-Rücken nicht rechteckförmige Drain-Feldeffekttransistor-(FET-)Strukturen werden an kritischen Hochfrequenzknoten des RF-Vorverstärkers eingesetzt, um Kapazität zu minimieren und Bandbreite zu verbessern. Diese Struktur hat bedeutsame Auswirkungen, da das Ergebnis eine kleine kapazitive Parasität am Drainknoten des FET und eine größere Kapazität am Source-Knoten des FET ist. Dieses Aufbrechen der üblicherweise gleichen parasitären Kapazitäten von Drain und Source verbessert tatsächlich die Verstärkungsbandbreite des Verstärkers über die Verbesserung hinaus, die durch eine Absenkung der Drainkapazität vorauszusehen ist. Dieser andere Weg, die zusätzliche Sourcekapazität verbessert tatsächlich GBW.

Zusätzlich wird der Ausgang des RF-Vorverstärkers 1 von der zweiten Stufe (FET Gate) des Ausgangsfolgers abgenommen, der den mehrstufigen RF-Vorverstärker 1 aufweist. Dies ist der Knoten im RF-Vorverstärker mit der größten Bandbreite.

Eine hohe Verstärkungsbandbreitenleistung in CMOS diktiert die Verwendung von FET's kleiner Kanallänge, die an einer geringen Anfangsspannung leiden. Ein geschlossener Spannungsregelkreis ist auch im RF-Vorverstärker vorgesehen, der eine geringe Anfangsspannung kompensiert und die Ausbeute der Erfindung verbessert.

Eine Integration des RF-Vorverstärkers auf dem integrierten Schaltkreis in CMOS schafft eine sehr geringe Kapazitätsschaltung, die irgendeinen LO Rückkehrverlust zurück zur Antenne maximiert, da ein LO Durchgang zurück zum (Antennen-)Eingang unerwünscht ist.

2. RF-Mischer 2

RF-Mischer 2 sieht eine Frequenzumsetzung des RF-Trägers vor, der vom RF-Vorverstärker 1 verstärkt worden ist. Für eine Eingangsfrequenz (Frf) und eine Lokaloszillator- (LO-)Frequenz (Flo) erzeugt der Mischer 2 theoretisch zwei neue Frequenzen, FrF+Flo und Frf-Flo.

Der zweite Term wird nachfolgend von dem IF-Signalverarbeitungsschaltungen IF-Verstärker 3a, 3b und IF-Filter 4 verarbeitet. Die Hochfrequenzantwort des Mischers wird zugeschnitten, um den ersten Mischerterm effektiv herauszufiltern.

Ein CMOS-Mischer wird verwendet, da (1) eine derartige Struktur eine linearere Mischungscharakteristik vorsieht und (2) die physische Konstruktion sehr kompakt ist, was Kapazitäten minimiert und den LO-Durchgangsverlust zurück zur Antenne maximiert. Um ferner die Linearität des Systems zu verbessern und seine Fähigkeit zu erweitern, bei hohen Eingangssignalleveln zu arbeiten, wird der Mischer mit einer automatischen Verstärkungskontrolle (AGC = automatic gain control) ausgestaltet. Damit bleibt der Empfänger für Eingangslevel, die höher als der derzeitige Stand der Technik sind, linear und arbeitet weiter als AM-Empfänger und Demodulator.

Der RF-Mischer 2 wird unter Verwendung eines Stroms beeinflusst, der auf den Lokaloszillator 9a abgestimmt ist. Dies garantiert, dass die RF-Mischerverstärkung und Bandbreite temperatur- und prozessunabhängig sind. Es ist bekannt, eine vertikale Baustruktur vorzusehen, in der der RF-Vorverstärker, RF-Mischer und LO-Oszillator vertikal ausgerichtet sind, um einen gemeinsamen Ruhestrom gemeinsam zu nutzen und die Leistungseffizienz zu verbessern. Der Ansatz im vorliegenden Regler der 1 besteht darin, den RF-Vorverstärker 1 und RF-Mischer 2 von Strömen zu beeinflussen, die vom Lokaloszillator abgespiegelt sind, der PLL-basiert ist. Der Wert dieses Ansatzes beruht darin, Temperatur- und Halbleiterverarbeitungsvariablen herauszuspüren, die dem Gebrauch der CMOS-Technologie zugeordnet sind.

Spezielle Rücken-an-Rücken nichtrechteckförmige Drain-Feldeffektransistoren (FET-Strukturen) werden an kritischen Hochfrequenzknoten des RF-Mischers 2 eingesetzt, um die Kapazität zu minimieren und die Bandbreite zu verbessern. Diese Struktur hat bedeutende Auswirkungen, da das Ergebnis eine sehr kleine kapazitive Parasität am Drainknoten des FET und eine größere Kapazität am Source-Knoten des FET ist. Dieses Aufbrechen der üblicherweise gleichen parasitären Kapazitäten von Drain und Source verbessert tatsächlich die Verstärkung-Bandbreite (GBW) des Mischers über die bloße Verbesserung hinaus, die durch eine Absenkung der Drain-Kapazität vorherzusehen ist. Der andere Weg, die zusätzliche Source-Kapazität verbessert tatsächlich GBW.

3. Lokaloszillator (LO) 9 und LO-Wobbelgenerator 9a

Ein CMOS RF-Oszillator Schaltkreis 21 (2) stellt die LO Frequenz für den Frequenzumsetzungsprozess bereit, der innerhalb des RF-Mischers 2 durchgeführt wird. Der RF-Oszillator 21 ist eine Komponente des LO Wobbelgenerators oder LO Ablenkgenerator 9a.

Unter Bezug auf 2 ist das LO-Wobbel- oder -ablenkgeneratorsubsystem dargestellt, das eine vergrößerte Darstellung des Lokaloszillators 9 und des LO Wobbelgenerators 9a von 1 zeigt.

Der LO-Wobbelgenerator 9a ist in Wirklichkeit eine Phasenregelschleife (PLL = phase-lock-loop). Der PLL erzeugt ein Signal, das ein ganzzahliges Vielfaches der Frequenz des Referenzoszillators 10 ist. Die PLL arbeitet wie folgt. Die Ausgangsfrequenz des RF Oszillators 21 wird durch M oder M+1 (abhängig von einem Kontrolleingang SWEN) durch Teiler 22 geteilt. Diese neue geringere Frequenz wird gegen die Frequenz des Referenzoszillators 10 vom Phasendetektor 23 verglichen. Phasendetektor 23 gibt auf Leitung 27 sowohl eine Gleichspannung als auch eine Wechselspannung aus. Nur der Gleichspannungsterm ist von Interesse, da sein Wert die Differenz in der Frequenz zwischen den zwei Eingangsfrequenzen des Phasendetektors 23 kennzeichnet. Die Wechselspannung wird mittels Loopfilter 24 gefiltert, wobei der Gleichspannungswert herausgezogen wird, der als Fctrl 28 identifiziert wird. Die natürliche Tendenz des PLL ist es, den Gleichspannungswert von Fctrl auf einen Wert zu zwingen, welcher auch immer erforderlich ist, so dass die zwei Frequenzen im Phasendetektor 23 identisch sind.

Signal SWEN 26 ändert dynamisch den Teilungsfaktor im Teiler 22. SWEN ist üblicherweise ein Zweizustandssignal (logisch 0 oder logisch 1). Wenn SWEN fest an einem logischen Zustand gehalten wird, ist der Teilungsfaktor M und die LO-Frequenz ist die Frequenz des Referenzoszillators 10 multipliziert mit M. Wenn SWEN fest am anderen logischen Zustand gehalten wird, ist der Teilungsfaktor M+1 und die LO-Frequenz ist die Frequenz des Referenzoszillators 10 multipliziert mit M+1. Wenn SWEN dynamisch zwischen seinen zwei logischen Zuständen übergeht, geht die LO allmählich und kontinuierlich von fl auf fu über, wobei fl die untere Frequenz und fu die obere Frequenz der LO-Auswanderung ist.

Innerhalb des Empfängers kann der Lokaloszillator 9 in einem der zwei Modi betrieben werden, nämlich in (1) feste LO oder in (2) abgelenkte LO. Im festen Modus wird die LO-Frequenz festgehalten und der Empfänger arbeitet als ein konventioneller Superheterodyn AM-Empfänger. In solch einem Fall muss die übertragene RF-Trägerfrequenz in die Bandbreite des IF-Filters fallen, was einige Beschränkungen auf die Senderfrequenzausrichtung und Alterungs-/Temperaturstabilität diktiert.

Alternativ wechselt der Empfänger im abgelenkten LO-Modus die LO von den Frequenzen fl zu fu wie gerade zuvor erklärt. Dies schwenkt effektiv das gesamte RF-Band in die Nähe des Bereichs fl bis fu in der IF-Filterbandbreite. Diese abgelenkte IF wird dann vom Empfänger in einer Art und Weise verarbeitet, um die AM-Umhüllung rückzugewinnen, genauso wie es in einem konventionellen festen LO Superheterodynempfänger auftreten würde. Die Folgen eines derartigen Betriebes sind, dass die Beschränkungen auf die Senderfrequenzausrichtung und Stabilität signifikant gelockert sind.

In einer Ausführungsform resultiert der Ablenkmodus in einer Herunterwandlung von allen Signalen in ein Band von 2 bis 3 % um die Übertragungsfrequenz herum.

Ein alternatives Mittel zur Ablenkung der LO auf das, was oben beschrieben wurde, besteht darin, den Eingang des Referenzoszillators 10 mit einem abgelenkten Frequenzpräzisionstimingsignal zu betreiben. Solch ein Ansatz würde das Erfordernis für eine Dualmodulteilung innerhalb des LO Wobbelgenerators PLL abschwächen.

Bezug wird wieder auf 1 genommen.

C. IF-Signalverarbeitung 1. IF-Verstärker 3a, 3b

Im Empfänger verbindet ein IF-Verstärker 3a den RF-Mischer 2 und den IF-Filter 4. Der IF-Verstärker 3a verstärkt das (frequenzumgesetzte) Signal vom RF-Mischer 2. Ein IF-Filter 4 zieht selektiv das IF-Signal von Interesse heraus, das wiederum durch einen identischen IF-Verstärker 3b verstärkt wird. Jeder IF-Verstärker 3a/3b ist ein vollständig balanciertes, differenzielles Design, das erforderlich ist, um eine Leistungsversorgungsabweisung vorzusehen und eine Kupplung zwischen den RF- und IF-Abschnitten des Empfängers über die gemeinsame Leistungsversorgungsverbindung zu minimieren.

Das Design des IF-Verstärkers 3a/3b sieht eine Bandpassfrequenzcharakteristik ohne DC-Verstärkung vor. Dies erlaubt es, den IF-Verstärker unmittelbar an andere Elemente des Empfängers anzukoppeln wie z.B. unmittelbar an den IF-Filter 4 ohne die Notwendigkeit einer DC-Offsetkorrektur oder von Kopplungskondensatoren. Ferner werden die IF-Verstärker-Ruheströme von der Frequenz des Referenzoszillators abgeleitet. Das Ergebnis ist, dass die Bandpassfrequenzantwort des IF-Verstärkers 3a/3b konstant ist mit Temperatur- und Halbleiterprozessabweichungen. Die Verstärkung des IF-Verstärkers wird gesetzt, indem die p-Kanal FET-Transistoren des Verstärkersignals auf den p-Kanal FET-Transistoren als Aktivlast gesetzt werden. Die resultierende Verstärkung ist das Verhältnis des gm des Signal-FET geteilt durch das gm des Last-FET, das unabhängig von Temperatur und Ruhestrom ist. Das Ergebnis ist eine konstante Verstärkerverstärkung unabhängig von Temperatur- und Halbleiterprozessabweichungen.

Der IF-Verstärker 3a/3b liefert auch eine Verstärkungsveränderung also eine Funktion eines Signals, das von außen auf den IF-Verstärker aufgebracht wird. Dies wird allgemein als eine automatische Verstärkungsregelung oder AGC bezeichnet. AGC ist in den IF-Verstärkern erforderlich, um es dem System zu gestatten, linear und betriebsbereit zu bleiben, wenn sehr große Eingangssignallevel auf den Antenneneingang des Empfängers aufgebracht werden. Die AGC CTRL-Funktion 12 detektiert die Bedingung eines exzessiven Eingangssignals und erzeugt einen Zähler, der eine Spannung kompensiert, die die Verstärkung von anderen Stufen in den RF- und IF-Pfaden verringert, nämlich dem RF-Mischer 2, IF-Verstärker 3a/3b und IF-Filter 4. Der IF-Verstärker 3a/3b ist in CMOS aufgebaut anstelle einer Bipolartechnologie, was auch den Bereich des linearen Betriebs der Verstärkung steigert.

Schließlich verwendet das Design des IF-Verstärkers 3a/3b pFET-Transistoren anstelle von pFET-Transistoren im Signalpfad des IF-Verstärkers, da pFET-Einrichtungen einen lineareren Betrieb als nFET-Einrichtungen vorsehen.

2. IF-Filter 4

Ein IF-Filter 4 ist auf dem Empfängerchip integriert. Die Funktion des IF-Filters 4 ist es, theoretisch alle Signale außer den Frequenzen Frf-Flo abzuweisen, die vom RF-Mischer 2 ausgegeben werden. Die Frequenzantwort der bevorzugten Ausführungsform ist eine Bandpasscharakteristik mit dem höchsten Qualitätsfaktor (Q), der in integrierter Form ausgebildet werden kann. Da der Qualitätsfaktor mit der Filterbandbreite umgekehrt in Beziehung steht, da der Qualitätsfaktor steigt, wenn die Bandbreite sinkt, wäre der Idealfall ein Qualitätsfaktor von unendlich. Dies würde zu einem System führen, das (in der Theorie) perfekt selektiv wäre.

Probleme, denen man mit integrierten Filtern begegnet, sind die Abweichungen in Frequenzantwortcharakteristiken mit Temperatur- und Halbleiterprozessabweichungen. Im Empfänger verwenden wir eine gm-c Filterstruktur, die bevorzugt wird, da die Frequenzantwortcharakteristiken dieser Struktur leicht durch Verwendung eines PLL abgestimmt werden können, dessen Referenzeingang unsere stabile Frequenz des Referenzoszillators 10 ist. Die funktionsgekennzeichnete Filterabstimmung 13 ist die PLL, die die Frequenzantwortcharakteristik des IF-Filters 4 stabilisiert. Die Anpassung der Ruheströme, die auf Strömen basiert sind, die in einem PLL erzeugt werden, ist zuvor erläutert worden. Damit wird die Bandpassantwortcharakteristik des IF-Filters 4 gegen Temperatur- und Halbleiterverarbeitungsabweichungen stabilisiert. Zusätzlich steht der Abstimmungsstrom, der verwendet wird, um den IF-Filter 4 zu beeinflussen, in Beziehung zum Abstimmungsstrom der verwendet wird, um die IF-Verstärker 3a/3b zu beeinflussen. Dies garantiert, dass die Frequenzantwortcharakteristiken des IF-Filters und der IF-Verstärker Prozess- und Halbleiterabweichungen folgen.

Die Bandantwortcharakteristik des IF-Filters 4 wird auch abgestimmt, so dass keine Frequenz eines ganzzahligen Vielfachen oder ganzzahlige Teilfrequenz der externen Timingreferenz in der IF-Bandbreite auftritt. In einer Ausführungsform ist die Timingreferenz 3 MHz und der IF-Filter 4 wird auf eine Mittelfrequenz von 2,25 MHz abgestimmt. Dieses Band umfasst kein ganzzahliges Vielfaches oder keinen ganzzahligen Teiler von 3 MHz.

Die Lage des IF-Filters 4 innerhalb des Empfängers ist von Bedeutung; der IF-Filter 4 wird zwischen dem IF-Verstärker 3a und 3b platziert. Dies sorgt für eine Isolierung zwischen den IF-Verstärkern, was wichtig ist, um große Beträge an stabiler IF-Verstärkung aufzubauen.

Die Struktur des IF-Filters 4 ist vollständig ausgeglichen und differenziell, was Abweisungen der Leistungsversorgung und Rauscheinkopplung in die Leistungsversorgungen maximiert. Eine vollständige Integration des IF-Filters verringert auch parasitäre Kapazitäten, was den Filtersignaldurchgang verringert. Das ist äquivalent mit der Aussage, dass die endgültige Außenbandabweisung des IF-Filters größer ist als die, die in diskreten Implementierungen gefunden wird.

2.1 IF-Filterqualitätsfaktor gegenüber abgelenkter LO

Obwohl ein hohes Q im IF-Filter 4 wünschenswert ist, um die Empfängerselektivität zu verbessern, zwingen höhere Werte an Q die Senderfrequenz dazu, entsprechend genauer und stabiler bei Alterung und Temperatur zu sein. Für unseren Empfänger, in dem der Empfänger sowohl einen abgelenkten LO-Modus als auch einen feststehenden LO-Modus vorsieht, gibt es eine weitere Überlegung. Wie bereits früher hinsichtlich des LO Wobbelgenerators 9a erläutert, wird im abgelenkten LO-Modus die LO-Frequenz gleichmäßig und kontinuierlich zwischen zwei Frequenzen fl (untere Frequenz) und fu (obere Frequenz) variiert. Dies setzt effektiv ein Band von Frequenzen um die RF-Trägerfrequenz in die IF-Frequenzantwort des Systems um.

Wenn ein AM-Träger an dem Eingang des Systems (der Antenne) innerhalb der Frequenzen fl und fu auftritt, wird es in das IF-Spektrum umgesetzt. Durch Verwendung eines ausreichenden schnellen Ablenk-LO und einen Peak-Detektor für den Umhüllungsdetektionsprozess mit geeignet angepassten Ansprech- und Abklingzeitkonstanten wird dieses Signal mit großer Effizienz rückgewonnen. Da die Ablenkrate gegen unendlich steigt, nähert sich die Systemantwort der eines kontinuierlichen oder feststehenden LO, in welchem Fall die vollständige Modulationsumhüllung rückgewonnen wird. Wird demgegenüber der LO zu langsam abgelenkt oder gewechselt, führt dies zu einem Signalverlust in Folge einer Regeldifferenz, die der Abklingzeitkonstanten des Peak-Detektors zugeordnet wird, und führt zu einer entsprechenden Verringerung im Signal/Rauschverhältnis. Für einen gegebenen IF-Filter Q wird jedoch, wenn die LO-Ablenkung zu schnell wird, die Antwortzeit des IF-Filters der determinierende Faktor in einer rückgewonnenen Modulationsumhüllung. Oder anders gesagt, gibt es einen Bereich optimaler Ablenkgeschwindigkeit, die für die beste Systemleistung für ein gegebenes Q sorgt.

Die Ablenkungsgeschwindigkeit kann genormt werden auf die (durchschnittliche) Anzahl von Zeiten, in denen die LO von fl auf fu schwenkt über eine Datenbitzeit von Daten, die rückgewonnen werden. Eine Analyse zeigt, dass dieser Optimumbereich zwischen 4 und 10 Schwenks (oder Treffer) je Bitzeit für das jeweilige Q beträgt, das im IF-Filter 4 verwendet wird. Die Systemleistung außerhalb dieses Bereichs ist signifikant schlechter als die Leistung innerhalb dieses Bereichs. Der Empfänger verwendet sieben Treffer je Datenbit als den bevorzugten Wert.

Die optimale und bevorzugte LO Ablenkwellenform ist eine Rampenwellenform, so dass jede Frequenz, die in das IF-Spektrum umgesetzt wird, die gleiche Zeit innerhalb der Bandbreite des IF-Filters hat. Da der LO innerhalb eines PLL erzeugt wird, gibt es Schwierigkeiten mit einer Erzeugung einer derartigen Wellenform, was zu einer Präzision in den Frequenzendpunkten (fl und fu) und in der Abtastrate (Hertz/Volt oder Hertz/mA) des Oszillators führt, der die momentane LO-Frequenz erzeugt.

Eine leichtere, im Empfänger verwendete Alternative, die annehmbare Ergebnisse erzielt, besteht darin, eine Widerstand-Kondensator (RC) Wellenform zu verwenden, vorausgesetzt, dass die Anstiegs- und Abfallzeiten der Wellenform bestimmte minimale und maximale Werte über Prozess- und Temperaturabweichungen hinweg nicht übersteigen. Solch eine Aufgabe wird durch den LO-Wobbelgenerator 9a durchgeführt, der im Folgenden erläutert wird. Grundsätzlich müssen die Anstiegs- und Abfallzeiten langsam genug sein, so dass an den Punkten maximaler Änderungsrate der Wellenform die effektive Änderungsrate der abgelenkten Frequenzen im IF-Spektrum die Antwortzeit des IF-Filters 4 nicht übersteigt, die von Q gesetzt ist. Ebenso müssen die Anstiegs- und Abfallzeiten schnell genug sein, damit die PLL, die die LO erzeugt, von fl zu fu gelangen kann, um zu gewährleisten, dass der Empfänger über die Frequenzuneindeutigkeit des Senders hinwegwischt (oder darüber hinweg schaut). Das Design des LO-Wobbelgenerators in 2 sorgt für eine PLL-Bandbreite, die temperaturkompensiert und prozessunabhängig zwischen diesen minimalen und maximalen Werten nominal zentriert ist.

2.2 Optimaler LO-Ablenkbereich

Unter Bezug auf 3 ist ein optimaler LO-Ablenkbereich gezeigt, der eine LO-Ablenkbereichauswahl darstellt.

Wie bereits zuvor betont, gibt es Beziehungen zwischen IF-Filter Q und Mittenfrequenz, der Anzahl von „Treffern" oder Ablenkungen, die je Bit durchgeführt werden, und der LO-Ablenkrate. Schnellere Ablenkungen erlauben höhere Datenraten, wobei die obere Grenze die Antwortzeit des IF-Filters 4 ist. Damit kann der Ablenkbereich nicht beliebig gewählt werden. Größere Ablenkbereiche verringern die „Treffer"-Rate oder erzielen schnellere LO-Ablenkraten, was die IF-Filter In-Bandzeit verringert. 3 illustriert die optimale Platzierung von fl und fu, die untere bzw. obere LO-Frequenz.

Zuerst bedenke man, dass die Übertragungsfrequenz ihren eigenen Uneindeutigkeitsbereich von Frfl zu Frfu hat. Wenn die Übertragungsfrequenz bei Frfu ist, dann muss der LO innerhalb der IF-Frequenz von Frfu, bezeichnet als Fu, hinauf ablenken. In ähnlicher Weise muss der LO nach unten innerhalb der IF-Frequenz von Frfl, bezeichnet als Fl, ablenken, wenn die Übertragungsfrequenz Frfl ist. Jegliche weitere Ablenkung sieht nur unnötigerweise ein zusätzliches Spektrum herein und beeinträchtigt die Ablenkrate. Die optimale Beziehung ist in 3 gezeigt. Hier

  • (a) Fl = Frfn – Famb/4
  • (b) Fu = Frfn + Famb/4
wobei Frfn die nominal gesetzte Übertragungsfrequenz ist und Famb der volle Betrag der Übertragungsfrequenzuneindeutigkeit ist, die auf Senderfehlausrichtung, Alterung, Temperatur usw. basiert.

Ein alternativer Ansatz zur Ablenkung der LO besteht darin, den IF-Filter 4 abzulenken. Dies könnte durch ein Vorsehen eines elektronischen Mittels erfolgen, um die IF-Filtermittenfrequenz zu regeln und zu variieren, und sollte dieselbe Leistung wie ein ablenkende LO ergeben.

Bezug wird wieder auf 1 genommen.

III. Basisbandsignalverarbeitung A. Peak-Detektor 5

Wenn sich der Empfänger im abgelenkten LO-Betriebsmodus befindet und ein AM modulierter RF-Träger am Systemeingang (Antenneneingang) erscheint, ist das Signal aus dem IF-Verstärker 3a eine Folge von Frequenzbursts während der Zeitperiode, in der der Sender eine Marke sendet (d.h., eine digitale 1). Jeder Burst präsentiert die Aktion des LO, der den RF-Träger in die Bandbreite des IF-Filters 4 ablenkt. In ähnlicher Weise ist, wenn sich der Empfänger im festen LO-Betriebsmodus befindet, der Ausgang des IF-Verstärkers 3a ein kontinuierlicher Ton bei einer Frequenz Frf-Flo für die Zeitperiode, in der eine Sendemarke andauert. Der Empfänger wendet einen Peak-Detektor 5 an, um die AM-Modulation zurückzugewinnen, da die Information in beiden Fällen im Peak des Ausgangs des IF-Verstärkers befördert wird.

Wichtige Aspekte der Verwendung eines Peak-Detektors 5 für eine AM-Umhüllungsdetektion sind Ansprechzeit und Abklingzeit. Zunächst wird das Signal vom IF-Verstärker 3b in den Peak-Detektor 5 wechselstromgekoppelt, wobei der Eingang des Peak-Detektors 5 relativ zur Systemmasse ist. Dies entfernt irgendwelche Gleichspannungsanteile vom Signal, das peakdetektiert wird, da, wenn man dies nicht tun würde, es die Peak-Detektorzeitkonstanten beeinträchtigen würde.

Der Peak-Detektor 5 verwendet einen schnellen, im geschlossenen Regelkreis betriebenen Spannungsfolger, der einen Umhüllungsdetektor im offenen Regelkreis antreibt. Solch ein Aufbau verbessert die Ansprechzeit der Peak-Detektionsfunktion, eine wichtige Überlegung im abgelenkten LO-Modus, in dem der IF-Filter 4 nur kurz zu seiner maximalen Amplitude für ein oder zwei Zyklen bei der IF-Frequenz aufklingt. Die Schaltung sowohl des Spannungsfolgers als auch des Umhüllungsdetektors arbeiten mit Last abgestimmten, durchschnittlichen Arbeitsströmen, um irgendwelche Gleichspannungsfehler zwischen dem Spannungsfolger und dem Umhüllungsdetektor zu entfernen.

Der Strom, der verwendet wird, um die Ansprechzeitkonstante zu setzen, wird begrenzt, um Leistungsversorgungsrauschen zu verringern, ansonsten muss jedoch die Ansprechzeit so schnell wie möglich sein, da dieser Parameter und IF-Filter Q die obere Grenze an betriebsbedingter Datenrate der Erfindung setzen. Die Abklingzeit jedoch ist eine Funktion der Datenrate und der zuvor erwähnte Trefferrate, die zwischen 4 und 10 je Bitzeit fallen sollte, für eine gute Systemleistung. Im Ergebnis wurde ein kondensatorgeschalteter (SC) Filter als Basisbandfilter 6 gewählt, um die äquivalente Widerstands-Kapazität des Umhüllungsdetektors bereitzustellen. Dies erlaubt die Verwendung einer viel kleineren Kapazität als sie ansonsten möglich wäre, was es gestattet, den Peak-Detektor 5 vollständig zu integrieren.

Zusätzlich erlaubt die Frequenz für den SC-Filter, die von dem Referenzoszillator-Timinggenerator 14 abgeleitet ist, die Zeitkonstante mit größerer Präzision zu setzen. Ferner erzeugt der Timinggenerator 14 verschiedene harmonisch in Beziehung stehende Frequenzen, die mittels einer Dekodierungslogik auswählbar sind, um harmonisch die Abklingzeitkonstante des Peak-Detektors 5 zu modifizieren. Dies erlaubt es dem Empfänger, mehrfache Datenraten zu unterstützen, in dem einfach ausgewählt wird, welche aus einer Anzahl von Frequenzen innerhalb des Timinggenerators elektronisch mit dem Peak-Detektor-SC-Filter verbunden wird.

B. Basisbandfilter 6

Wenn einmal die Peak-Detektion der AM-Umhüllung vom Peak-Detektor 5 abgeschlossen ist, gelangt das resultierende Signal durch den Basisbandfilter 6. Der Basisbandfilter 6 ist ein kondensatorgeschalteter (SC) Filter mit einer Tiefpassfrequenzcharakteristik. Ein SC-Filter wird verwendet, um die Größe der involvierten Filterkondensatoren zu minimieren, was es erlaubt, den gesamten Basisbandfilter 6 auf dem integrierten Schaltkreis zu integrieren. Auch kann wie die Abklingzeitkonstante des Peak-Detektors 5 die Frequenzantwort des Filters 6 durch geeignete Auswahl ihrer Taktfrequenz vom Timinggenerator 14 zugeschnitten werden. Da daher die Frequenzcharakteristik des Basisbandfilters 6 auf den Ausgang des Timinggenerators skaliert ist und der Ausgang des Timinggenerators auf dem externen Referenzfrequenzsignal basiert ist, können die Charakteristiken des Filters 6 durch Ändern der externen Referenzfrequenz ausgewählt werden, um Bedürfnissen des Benutzers gerecht zu werden.

SEL0 und SEL1 können ausgewählt werden, um vier verschiedene Bandbreiten in Abhängigkeit von Bedürfnissen des Benutzers bereitzustellen, die von 600 Hz bis 4,8 KHz reichen. Ferner müssen die Abklingzeitkonstante des Peak-Detektors 5 und die Antworten des Basisbandfilters 6 nachfolgen, wenn sich die Datenrate ändert. Damit wird die Taktfrequenz, die die Antwort des Basisbandfilters 6 zuschneidet, identisch zu der Frequenz gemacht, die die Abklingzeitkonstante des Peak-Detektors 5 zuschneidet, was für eine sehr effiziente Implementierung sorgt.

C. DC-Extraktor 8

Das vom Basisbandfilter 6 gefilterte Signal enthält einen Gleichspannungsterm, der sich auf die Signaldämpfung bezieht, und einem Wechselspannungsterm, der auf dem Gleichspannungsterm aufgesetzt ist. Nur der Gleichspannungsterm beinhaltet die Information von Interesse. Dieses gefilterte Signal wird auf einen Tiefpassfilter mit sehr langer Zeitkonstante, den Gleichspannungsextraktor 8 angewendet. Der DC-Extraktor 8 wird auf einen äquivalenten Widerstand (oder Impedanz) eingestellt, die auf dem integrierten Schaltkreis (IC) unter Verwendung geschalteter Kondensatortechniken aufgebaut wird. Die Kapazität C1 für den Filter wird extern zum IC vorgesehen. Der Ausgang des DC-Extraktors 8 erscheint an der Verbindung des geschalteten Widerstands und des externen Kondensators. Dies ist die Summe des Gleichspannungsterms und des Durchschnittswerts des Wechselspannungsterms des Signals, das am Ausgang des Basisbandfilters 6 auftritt.

Dieses Signal ist das optimale Signal, um den Ausgang des Basisbandfilters zu vergleichen, um auf die Anwesenheit oder Abwesenheit einer übermittelten Marke zu entscheiden.

Die Impedanz des DC-Extraktors 8 wird von den Signalen SEL0 und SEL1 ausgewählt, um zwischen 1600 KiloOhm und 200 KiloOhm zu sein.

Man kann den DC-Extraktor 8 als einen kondensatorgeschalteten Tiefpassfilter modifizieren. Dies würde es dem Kondensator C1 erlauben, auf dem IC integriert zu werden. Dies senkt die Kosten und erlaubt es der Erfindung, in ein Package mit kleinerer Pinanzahl zu passen.

D. Datenvergleicher 7

Das Ausgangssignal vom Basisbandfilter 6 wird gegen den Ausgang des DC-Extraktors 8 durch den Datenvergleicher 7 verglichen. Der resultierende Ausgang, genannt Data out, geht auf logisch hoch (oder 1) für eine dem Systemeingang (Antenneneingang) innerhalb des angemeldeten Frequenzbereichs übermittelte Marke. Ansonsten ist der Ausgang ein logisch niedrig (oder 0).

Der Datenvergleicher 7 ist ein CMOS-Schaltkreis mit mehreren bedeutsamen Merkmalen. Der Ausgang des Basisbandfilters 6 ist ein sich ziemlich langsam bewegendes Signal. Um sicherzustellen, dass kein falsches Schalten am Ausgang des Vergleichers 7 auftritt, da dieses Signal den Vergleichsschwellwert kreuzt, wird ein kleiner Betrag an Hysterese oder positiver Rückregelung über der Eingangsstufe des Vergleichers 7 vorgesehen. Zusätzlich ist die Ausgangsstufe des Vergleichers 7 strombegrenzt, um ein Schaltrauschen an der Leistungsversorgung zu minimieren. Schließlich wird ein Wechselstromausgleich in der Ausgangsstufe des Vergleichers 7 angewendet, um irgendwelche Wechselstromanteile an der Leistungsversorgung abzuschwächen.

IV. Referenzoszillator 10 und Timinggenerator 14A A. Referenzoszillator 10

Der Referenzoszillator 10 entwickelt das Präzisionstimingsignal, das allgegenwärtig über dem Empfänger für eine präzise Frequenz, Amplitude und Verstärkungsregelung verwendet wird. Das Design des Referenzoszillators 10 ist die einer Colpitts Varietät und ist verbunden mit einer Timingeinrichtung 25, die extern vom integrierten Schaltkreis (IC) ist. Das Design des Referenzoszillators 10 erfordert nur einen einzigen IC-Pin für die Verbindung zum Timingelement oder Signal. Typische Timingeinrichtungen sind keramische Resonatoren, Kristalle oder (abgestimmte) Spulen-Kondensator-Schwingkreise. Phasenverzögerte Kondensatoren, die im Allgemeinen keramischen Resonatoren zugeordnet sind, werden auf dem IC integriert, um die Kosten zu senken.

Der Ausgang vom Oszillator 10 wird in einen einzelendenden Verstärker gleichspannungsgekoppelt, der differenzielle Ausgänge vorsieht. Der Verstärker sieht keine Gleichspannungsverstärkung vor. Das eliminiert jegliche Gleichspannungsoffsetkorrekturanforderungen. Der Verstärkerausgang ist differenziell in einen Vergleicher gekoppelt, der die Ausgangswellenform auf logisches Levelschwingen begrenzt. Die Ausgangsstufe des Vergleichers ist wechselstromausgeglichen, um irgendwelches unnötiges Rauschen der Leistungsversorgung zu eliminieren.

Schließlich unterstützt das Design des Referenzoszillators 10 die Anwendung eines externen (Präzisions-)Timingsignals statt eines Timingelements. Das Signal oder Timingelement wird am selben Punkt auf dem Receiver angewendet.

B. Timinggenerator 14

Kritische Timingsignale, die von verschiedenen Funktionen innerhalb der Erfindung verwendet werden, werden innerhalb der Funktion Timinggenerator 14 abgeleitet. Der Timinggenerator 14 nimmt als seinen Eingang den Ausgang des Referenzoszillators 10 und teilt dann diese Frequenz herunter, um alle anderen Frequenzen, die vom Empfänger verwendet werden, aufzubauen.

Eine Vielzahl von Datenraten werden vom Empfänger ohne Addition, Löschung oder Wertmodifikation von externen Kondensatoren C1 und C2 unterstützt. Dies wird durchgeführt durch eine logische (elektronische) Auswahl der geeigneten Frequenzen am Ausgang der Funktion des Timinggenerators 14. Diese Auswahleingänge sind vorzugsweise in der Metallmaske des ICs fixiert, so dass der Empfänger in 8 Pins passen kann, obwohl diese Steuerung aus den Extremitäten der Erfindung herausgebracht werden kann für zusätzliche Flexibilität.

Befindet sich die Erfindung im abgelenkten LO-Modus, entwickelt der Timinggenerator 14 das Taktsignal (ungefähr 50 KHz für unsere besondere IF-Filtercharakteristiken und Datenraten), was die Ablenkrate des LO-Wobbelgenerators 9a zwischen fl und fu steuert. Bei festem Modus wird das Taktsignal statisch in einen logischen Zustand gezwungen. Die verwendeten logischen Schaltkreise können ihrer Natur nach konventionell sein.

V. 2Vt Ruheversorgung 11

Die Ausgangsversorgung wird von einer 2Vt Ausgangsversorgung 11 vorgesehen, die das Schaltrauschen auf der Leistungsversorgung minimiert und eine Isolierung der logischen und Basisbandschaltkreise vor empfindlichen RF- und IF-Schaltungen bereit stellt.

Die 2Vt Ausgangsversorgung 11 sorgt für die minimale Spannung, die erforderlich ist, um konventionelle CMOS-Logikschaltkreise ohne logische Durchschussschaltströme zu betreiben. Dies erlaubt die schnellste Betriebslogik ohne ein Schaltungsrauschen der Leistungsversorgung.

Von der Konzeption her benötigt ein logischer Schaltkreis nur eine Spannungsversorgung, die gleich ist der Summe einer pFET-Schwellenspannung (Vtp) und einer nFET-Schwellenspannung, ohne die logische Schaltungsgeschwindigkeit zu beeinträchtigen. Diese Funktion wird durch einen Schaltkreis vorgesehen, der als eine 2Vt Ausgangsversorgung 11 identifiziert ist, die auf dem Empfänger integriert ist. Die erforderliche 2Vt-Spannung wird dadurch erzeugt, dass ein kleiner Strom durch Rücken-an-Rücken Dioden-verbundene pFET und nFET gelangt. Diese Spannung wird von einem CMOS Spannungsfolger im geschlossenen Regelkreis geregelt. Das verringert die Sourceimpedanz des Knoten, der die Ausgangsspannung an alle logischen Schaltkreise liefert. Die Verwendung einer derartigen Versorgung minimiert logische Durchschussströme, ohne die Schaltgeschwindigkeit zu beeinträchtigen. Dies führt zu geringerem logischen Schaltrauschen auf der primären Spannungsversorgung des IC und sorgt für eine Isolierung der logischen Schaltungsschaltkreise von den empfindlichen RF- und IF-Schaltkreisen. Dies erlaubt komplexe logische Funktionen auf dem selben IC zusammen mit Schaltkreisen für Niedrig-Level Analogsignalverarbeitung zu einem größeren Umfang als im gegenwärtigen Stand der Technik zu integrieren.

Alternativ können niedrigere Logikversorgungsspannungen verwendet werden, obwohl ohne Verbesserung im Schaltungsrauschen nur bei Verringerung der logischen Schaltgeschwindigkeit.

VI. Filterabstimmung 13

Abweichungen in Halbleiterprozessparametern und Temperatur führen unweigerlich zu radikalen Abweichungen in Eingangsströmen, wenn nicht irgendwelche Mittel zur Stabilisierung eingeführt sind. Eine Filterabstimmung 13 (identifiziert als TUNE756K auf den Transistorlevelschematas) versieht diese Steuerfunktion. Eine Filterabstimmung 13 ist eine Phasenregelschleife (PLL = phase-locked-loop), die um einen 756 KHz stromgeregelten Oszillator (ICO) herum basiert ist. Die Referenzfrequenz für die PLL kommt von einer geeigneten Teilung der Frequenz des Referenzoszillators 10. Man beachte, dass die Frequenz des Referenzoszillators 10 im Wesentlichen prozess- und temperaturunabhängig ist. Die PLL zwingt den ICO-Strom auf welchen Wert auch immer, der erforderlich ist, um einen Frequenzschluss mit Referenzoszillator 10 zu erbringen, unabhängig von Temperatur- oder Prozessabweichungen. Dies liefert einen Eingangsstrom, dessen Wert für Prozess- und Temperaturabweichungen gegenkompensiert ist.

Dieser Strom wird dann gespiegelt und in geeigneter Weise skaliert und als die Eingangsströme für den LO-Wobbelgenerator 9a, den IF-Filter 4 und die IF-Verstärker 3a/3b verwendet.

Der Oszillator und Verstärker innerhalb dieser Funktion sind vollständig differenziert und ausgeglichen. Der Verstärker ist mit einer Bandpasscharakteristik ausgestaltet, die keine Gleichspannungsverstärkung aufweist. Damit sind der Verstärker und Oszillator gleichstromgekoppelt, ohne die Notwendigkeit für eine DC-Offsetkorrektur oder Kopplungskondensatoren. Der Oszillator ist ein gm-c artiger Schaltkreis, der die Kapazität minimiert, die erforderlich ist, um den Oszillator aufzubauen. Oszillatorabweichungen werden minimiert, da nur der gm des Schaltkreises weitgehend variiert; die Kapazitanz benimmt sich viel besser über Prozess und Temperatur.

VII. AGC 12

Um das System über einen breiten Bereich von Eingangssignalamplituden linear arbeitend zu halten, wird eine automatische Verstärkungsregelung (AGC) 12 in der Erfindung integriert. Eine Präzisionsbandabstandsreferenzspannung wird auf den Referenzeingang eines CMOS-Vergleichers innerhalb der AGC-Funktion angewandt. Der andere Eingang des Vergleichers überwacht den Ausgang des Peak-Detektors 5. Sobald die Spannung des Peak-Detektors 5 über die Referenzspannung geht, geht der Vergleicherausgang auf einen logischen Zustand, ansonsten ist der Ausgang im anderen logischen Zustand. Der Peak-Detektor 5 ist der optimale Platz im System, um das Signallevel für die AGC-Regelung vom Standpunkt der Regelstabilität zu überwachen.

Der Vergleicherausgang betätigt damit einen elektronischen Schalter. Dieser Schalter verbindet entweder eine abstoßende Stromquelle in einen extern angewandten Kondensator oder verbindet eine ziehende Stromquelle mit dem Kondensator in Abhängigkeit vom Zustand des Ausgangs des Vergleichers. Der Kondensator arbeitet als eine integrierende Funktion, wobei eine Steuerspannung gebildet wird, die auf die IF-Verstärker 3a/3b und den RF-Mischer 2 angewandt wird, um ihre jeweiligen Spannungsverstärkungen zu regeln. Die Ansprechzeit wird viel schneller gesetzt als die Abklingzeit der Regelwechselspannung. Dies erfolgt dadurch, dass der Strom der abstoßenden Stromquelle viel größer gemacht wird als der der anziehenden Stromquelle.

Eine alternative Ausführungsform der Erfindung ist der Gebrauch eines begrenzenden Log-Detektors anstelle eines Umsetzens des RF-Trägers in eine IF-Frequenz, die gefiltert wird. Der Vorteil dieser Ausführungsform besteht darin, dass sie das Erfordernis für eine AGC abschwächt. Es gibt jedoch einen Nachteil, nämlich dass ein derartiges System keinen LO hat. Damit kann man nicht das oben beschriebene abgelenkte Frequenzsystem aufbauen.

VIII. Alternative Ausführungsform und Verbesserungen

Die Verwendung von CMOS-Technologie, ausgeglichenen, differenziellen Schaltungen, voller Funktionsintegration und die Ausgestaltung einer 2Vt Eingangsversorgung 11 erlaubt Verbesserungen an dem oben beschriebenen Empfänger. Speziell erlauben einem solche Techniken, logische Funktionen am Empfänger weiter zu integrieren, was zu geringeren Insgesamtkosten des Empfänger/Decodersystems führt. Zwei Verbesserungen, die es Wert sind, identifiziert zu werden, sind:

  • (1) Integration des vorliegenden Empfängers mit einem dezidierten oder festen (Logik-)Zustandsdekoder 27 und
  • (2) Integration des vorliegenden Empfängers mit einer gewöhnlichen arithmetischen Logikeinheit (ALU) oder eine Funktion in Art eines Mikroprozessors oder einem anderen Typ einer programmierbaren Logikfunktion, um zusätzliche Entscheidungs- und/oder Steuerfunktionen vorzusehen. Eine derartige Funktion wird auch vom Element 27 repräsentiert.

Ein Decoder ist einer Schaltungsfunktion, die einen eingehenden Datenstrom gegenüber einem erwarteten Datenstrom vergleicht. Wenn der eingehende Strom wie erwartet ist, wird üblicherweise wenigstens ein Ausgang in einem digitalen System aktiviert, um das übereinstimmende Ergebnis deutlich zu machen. Manche Decodersysteme übertragen auch ein Datenmuster am Ausgang, nachdem der erwartete Datenstrom übereinstimmend ist. In Hochsicherheitsanwendungen kann der Codier- und Decodiervorgang ein rollendes oder wechselnde Codeschema umfassen. Diese Schemata eliminieren nahezu die Möglichkeit einer Person, einen übermittelten Datenstrom zu kopieren und dann jenen Datenstrom später zu benutzen, um den Decoder zu aktivieren.

Bei rollierenden Codeschemata ist die Ergänzung eines elektrisch programmierbaren und löschbaren Speichers im Allgemeinen erforderlich, um den Code upzudaten.

Die kombinierte Integration des Empfängers mit irgendeinem oder allen Decoderschemata mit oder ohne variablem oder festem Speicher wird wirtschaftlich machbar, da die Technologie dieselbe ist. Da sich die Halbleitertechnologie weiter fortentwickelt, fahren diese Kombinationen fort, im Wert zu steigen.

Andere Ausführungsformen umfassen die Ergänzung der folgenden Funktionen:

  • (1) Programmierbarer Rauschunterdrückungsoffset (squelch offset) am auftrennenden Schwellwert des Datenvergleichers 7; und
  • (2) Abschaltmodus, wenn der Empfänger Betriebszyklen mit geringer Leistung durchläuft; und
  • (3) Verwenden des AGC-Levels, um eine Anzahl des empfangenen Signallevels vorzusehen. Dieses Signal kann überwacht werden für Bereichs- und Abstandsüberprüfungen.

Durch Implementieren des Empfängers in CMOS ist es wirtschaftlich, Decoderfunktionen auf demselben IC zu umfassen, da die meisten der Anwendungen dieser Art von Funk einen Decoder nach dem Funkempfänger umfassen. Der Decoder kann entweder feststehend oder variabel (programmierbar, wie ein Mikroprozessor) sein. Dieser Empfänger ist primär auf die folgenden Anwendungen ausgerichtet:

Schlüsselloser Zugang im Automotivbereich

Garagentoröffner

Schlüsselloser Zugang für Gebäude

Sicherheitssysteme

Ferngesteuerte Türglockenläuter

Offensichtlich gibt es unzählige andere Anwendungen, die einen einfachen AM-artigen empfangenden Funk mit einem digitalen Decodiersystem kombinieren.

Die Einzigartigkeit des Empfängers lässt sich ferner veranschaulichen durch die Beobachtung, dass ein vollständiges RF-Funksystem ohne andere externe RF-Komponenten mit Ausnahme einer Antenne gebaut werden kann. Durch eine vollständige Integration des gesamten RF-Signalpfads werden die RF-Emissionen der Einrichtung und des Gesamtsystem auf Level reduziert, die in großem Umfang internationale, behördlich angeordnete Einhaltungsvorschriften vereinfachen, wenn nicht vollständig eliminieren. Diese Vorschriften variieren von Land zu Land, sind jedoch ähnlich zu den Regelungen des Teils 15 der United States FCC für periodischen Bandbetrieb. Die Emissionen sind niedriger als das Ergebnis der kleinen abstrahlenden Elemente, die mit einem vollständig integrierten System einhergehen. Der derzeitige Stand der Technik verwendet z.B. eine externe Spule, um den Lokaloszillator aufzubauen. Diese externe Komponente hat ein größeres abstrahlendes Element, das im Allgemeinen abgeschirmt werden muss, um das Emissionsproblem zu lösen.

Die Techniken in diesem Empfänger können auf viele Frequenzbetriebsbänder durch Skalierung der Einrichtung und Zusammenschalten der Layout-Geometrien ausgedehnt werden, um Fortschritte in der Halbleiterverarbeitung aufzunehmen. In den Vereinigten Staaten zum Beispiel hat der FCC ein Band von Frequenzen nahe 900 MHz unlizenzierten Funkgeräten zugewiesen. Dieses Band wird allgemein als ISM-Band bezeichnet. Der Empfänger, der auf dieses und andere Bänder angewandt wird, würde vollständig integrierte Datenmodems, nicht nur Encoder/Decodersysteme erlauben. Kontinuierliche Signale können auch von dem in diesem Empfänger beschriebenen System empfangen werden. Ein on-Chip A/D-Wandler kann das analog empfangene Signal in ein digitales Gegenstück zur Verarbeitung mit einem on-Chip digitalen Computerelement ähnlich zu einem Mikroprozessor umwandeln.

Jede hier nicht ausdrücklich beschriebene Schaltung kann konventionell sein und muss für ein vollständiges Verständnis der Erfindung durch Fachleute nicht beschrieben werden.

Schematische Diagramme

Schematische Diagramme der verschiedenen funktionalen Einheiten in 1 sind als 4 bis 84 vorgesehen. Diese schematischen Diagramme sind für Fachleute leicht zu verstehen. Die gesamte Schaltung ist auf einem einzelnen Chip gebildet.

Zusammenfassung

Während bestimmte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung gezeigt und beschrieben worden sind, ist es für Fachleute offensichtlich, dass Änderungen und Modifikationen durchgeführt werden können, ohne die Erfindung in ihren breiteren Aspekten zu verlassen und daher sollen die anhängenden Ansprüche innerhalb ihres Schutzbereiches alle derartigen Änderung und Modifikationen umfassen.


Anspruch[de]
Funkempfänger (20), der als ein monolithischer integrierter Schaltkreis gebildet ist, mit:

einem Antenneneingangspin (ANT IN) für eine externe Antenne;

einem Funkfrequenzvorverstärker (1) mit einem Eingang, der mit dem Antenneneingangspin verbunden ist;

einem Mischer (2) mit einem Eingang, der mit einem Ausgang des Funkfrequenzvorverstärkers verbunden ist;

einem Lokaloszillator (9, 9a), der eine lokale Oszillationsfrequenz an einen anderen Eingang des Mischers ausgibt;

einem externen Abtastfrequenzpin (SWEN) oder Schwenkfrequenzpin, der mit einem Eingang des Lokaloszillators zum Empfang eines Steuersignals verbunden ist, um den Lokaloszillator zu veranlassen, durch einen Bereich von Frequenzen zu schwenken oder diese abzutasten oder eine fixierte Frequenz auszugeben;

einem Referenzoszillator (10) mit einem Ausgang, der mit einem Eingang des Lokaloszillators verbunden ist;

einem externen Timingeinrichtungspin (REFOSC), der an einen Eingang des Referenzoszillators angeschlossen ist;

einem Zwischenfrequenzabschnitt (3a, 3b, 4), der mit einem Ausgang des Mischers zur Verstärkung und Filterung eines Ausgangs des Mischers angeschlossen ist;

einem Demodulator (5), der an einen Ausgang des Zwischenfrequenzabschnitts angeschlossen ist und ein demoduliertes Signal ausgibt;

einem externen Datenausgangspin (DO), der ein Datensignal bereitstellt, das von dem demodulierten Signal extrahiert ist;

einem Demodulatofilter (6, 8) mit wählbaren Bandbreiten; und wenigstens einem ersten externen Bandbreitenselektionspin (SEL0) zum Empfang eines Steuersignals, das die Bandbreite des Demodulatorfilters anpasst.
Empfänger nach Anspruch 1, der ferner einen zweiten externen Bandbreitenselektionspin (SEL1) zum Empfangen eines Signals aufweist, wobei Signale an den ersten externen Bandbreitenselektionspin und den zweiten externen Bandbreitenselektionspin zur Auswahl der Bandbreite des Demodulatorfilters (6, 8) angelegt werden. Empfänger nach Anspruch 1, wobei ein erstes Steuersignallevel, das an den ersten externen Schwenkfrequenzpin (SWEN) oder Abtastfrequenzpin angeschlossen ist, dafür sorgt, dass der lokale Oszillator (9, 9a) durch einen Bereich von Frequenzen schwenkt oder diese abtastet, die einen Frequenzbereich von ungefähr 2 bis 3 Prozent um eine Radiofrequenz-Übertragungsfrequenz haben, die von dem Radiofrequenzvorverstärker (1) empfangen ist.






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