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Dokumentenidentifikation DE60119198T2 15.02.2007
EP-Veröffentlichungsnummer 0001130753
Titel Schaltnetzteilgerät
Anmelder Murata Manufacturing Co., Ltd., Nagaokakyo, Kyoto, JP
Erfinder Okamoto, (A170) Intell. Prop. Dept., Yasuji, Nagaokakyo-shi, Kyoto-fu 617-8555, JP;
Hosotani, (A170) Intell. Prop. Dept., Tatsuya, Nagaokakyo-shi, Kyoto-fu 617-8555, JP;
Takemura, (A170) Intell. Prop. Dept., Hiroshi, Nagaokakyo-shi, Kyoto-fu 617-8555, JP
Vertreter Schoppe, Zimmermann, Stöckeler & Zinkler, 82049 Pullach
DE-Aktenzeichen 60119198
Vertragsstaaten DE, FR, GB
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 02.03.2001
EP-Aktenzeichen 011051554
EP-Offenlegungsdatum 05.09.2001
EP date of grant 03.05.2006
Veröffentlichungstag im Patentblatt 15.02.2007
IPC-Hauptklasse H02M 3/338(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, EP

Beschreibung[de]
Hintergrund der Erfindung 1. Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Schaltleistungsversorgungsvorrichtung, bei der eine Ausgabe bzw. ein Ausgangssignal, die/das durch ein Schalten einer Gleichsignaleingabe auf der Primärseite erzeugt wird, in einer Gleichrichtschaltung gleichgerichtet wird und an eine Last geliefert wird, und insbesondere auf eine Energiespeichertyp-Schaltleistungsversorgungsvorrichtung, bei der eine Gleichrichtdiode und ein Schaltelement parallel zu der Gleichrichtdiode in die Gleichrichtschaltung geschaltet sind.

2. Beschreibung der verwandten Technik

Herkömmlicherweise wurde für Schaltleistungsversorgungsvorrichtungen, die Bedarfe nach hoher Qualität erfüllen können und mit relativ geringem Aufwand gebildet werden können, der RCC (Rufdrosselwandler, Ringing Choke Converter) eingesetzt, wie in (1) der japanischen ungeprüften Gebrauchsmusterveröffentlichung Nr. 63-100993 offenbart ist. In derartigen Rufdrosselwandlern und Sperrwandlern ist eine Diode mit einer Gleichrichtschaltung auf der Sekundärseite eines Transformators verbunden. Dies bedeutet, dass, wenn ein Schaltelement auf der Primärseite des Transformators an ist, eine Eingangsspannung an die Primärwicklung angelegt wird, was einen Stromfluss erlaubt, so dass Energie in dem Transformator gespeichert wird. Wenn das Schaltelement aus ist, wird die in dem Transformator gespeicherte Energie aus der Sekundärwicklung in der Form eines Stroms freigegeben.

Der Strom wird gleichgerichtet und geglättet, um eine Ausgangsspannung zu erhalten. Die Ausgangsspannung wird durch eine Steuerung der Einschaltzeit des Schaltelements stabilisiert.

  • (2) Eine Schaltleistungsversorgungsvorrichtung, die in der japanischen ungeprüften Patentanmeldungsveröffentlichung Nr. 2-261053 offenbart ist, weist den folgenden Aufbau auf. Eine Schalteinrichtung ist parallel zu einer Gleichrichtdiode auf der Sekundärseite eines Transformators geschaltet. Eine Ausgangsspannung, die durch ein Gleichrichten in der Gleichrichtschaltung und ein Glätten erhalten wird, wird über die Schalteinrichtung an die Sekundärwicklung des Transformators angelegt und Energie wird in der primären regeneriert.
  • (3) In einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung, die in der japanischen ungeprüften Patentanmeldungsveröffentlichung Nr. 9-271167 offenbart ist, ist ein Synchrongleichrichter, der einen MOSFET aufweist, mit einer Gleichrichtschaltung auf der Sekundärseite eines Transformators verbunden. Wenn Energie, die in dem Transformator gespeichert ist, in der Form eines Stroms freigegeben wird, wird der MOSFET eingeschaltet, wodurch der Gleichrichtverlust reduziert wird. Ferner ist die Anordnung derart, dass der MOSFET mittels einer Treiberwicklung, die in dem Transformator vorgesehen ist, getrieben wird.

Die oben erwähnten Schaltleistungsversorgungsvorrichtungen (1) bis (3) weisen jedoch die folgenden Nachteile auf.

(1) Japanische ungeprüfte Gebrauchsmusterveröffentlichung Nr. 63-100993

Bei dem Verfahren, das nur die Diode als die Gleichrichteinrichtung verwendet, ist der Durchlassspannungsabfall der Diode groß (etwa 0,6 V). Dies bewirkt das Problem, dass ein durch den Spannungsabfall erzeugter Verlust die Wirksamkeit reduziert und die Temperatur der Diode selbst erhöht.

(2) Japanische ungeprüfte Patentanmeldungsveröffentlichung Nr. 2-261053

Bei dieser Schaltleistungsversorgungsvorrichtung wird ein Gleichrichten auf der Primärseite des Transformators mit der Schalteinrichtung, die parallel zu der Diode geschaltet ist, gesteuert, so dass die Ausgangsspannung stabilisiert ist. Deshalb ist der Magnetflussänderungsbereich konstant, unabhängig von der Ausgangsleistung, und die maximale Anregungsenergie ist zu allen Zeiten in dem Transformator gespeichert. So sind der Leitungsverlust und der Kernverlust des Transformators und insbesondere ein Verlust, der durch die Regeneration eines Stroms bewirkt wird, groß und insbesondere wird die Wirksamkeit bei leichter Belastung und keiner Belastung reduziert. Ferner ist ein Beispiel beschrieben, bei dem der Strom, der in der Sekundärwicklung regeneriert werden soll, konstant gemacht wird, so dass die Magnetflussamplitude bei leichter Belastung sinkt. In diesem Fall ist es nötig, eine Schaltung zum Erfassen eines an die Sekundärwicklung zurückzugebenden Stroms bereitzustellen, und der Leistungsverlust, der durch die Erfassungsschaltung bewirkt wird, ist problematisch.

(3) Japanische ungeprüfte Patentanmeldungsveröffentlichung Nr. 9-271167

Bei dieser Schaltleistungsversorgungsvorrichtung wird der MOSFET, der der Synchrongleichrichter ist, nur durch die Treiberwicklung, die in dem Transformator vorgesehen ist, getrieben. Entsprechend wird die Einschaltzeit des MOSFET durch die Beziehung zwischen der Erzeugungsspannung in der Treiberwicklung und der Schwellenspannung an dem Gate des MOSFET bestimmt. Im Allgemeinen wird die Erzeugungsspannung in einer Treiberwicklung durch ein Windungsverhältnis bestimmt, so dass es für die Erzeugungsspannung schwierig ist, einen optimalen Wert zu haben. So ist die Einstellung der Einschaltzeit des MOSFET schwierig. Ferner ist die Schwellenspannung des MOSFET nicht konstant und wird allgemein in einem bestimmten Bereich variiert. Die Einschaltzeit des MOSFET wird wesentlich abhängig von der Schwellenspannung verändert und es ist sehr schwierig, die optimale Einschaltzeit des MOSFET zu bestimmen. Ferner ist, da der MOSFET durch die Verwendung eines Spannungsabfalls, der durch ein spontanes Entladen der Gate-Anschlussspannung des MOSFET bewirkt wird, abgeschaltet wird, die Abschaltgeschwindigkeit des MOSFET niedrig, der Schaltverlust ist groß und die Wirksamkeit gering. Der MOSFET erwärmt sich.

Die US 5,237,606 offenbart einen Leistungswandler, der sich in einem entfernten Peripheriegerät eines Telefonsystems befindet, wobei das Telefonsystem eine Vermittlungsstelle aufweist, die eine Mehrzahl von Telefonschleifen mit einer Gleichsignalspannung antreibt, die zumindest zwei im Wesentlichen unterschiedliche Pegel aufweist. Der Leistungswandler des entfernten Peripheriegeräts leitet Ausgangslastspannungen des entfernten Peripheriegeräts, einschließlich einer niederspannungsregulierten Versorgung, aus einer Gleichsignalspannung her, die von der Vermittlungsstelle an die Schleife geliefert wird. Der Leistungswandler des entfernten Peripheriegeräts weist einen Synchrongleichrichter zur Bereitstellung einer vorbestimmten niederspannungsregulierten Versorgung auf. Der Leistungswandler des entfernten Peripheriegeräts weist ferner eine Aufnahmeschaltung, die mit der Schleife verbunden ist, zum Aufnehmen einer Gleichsignalspannung von der Vermittlungsstelle und Liefern einer Niederspannungsausgabe zum Erzeugen der niederspannungsgeregelten Versorgung auf. Der Synchrongleichrichter ist zwischen einen Niederspannungsausgang und die niederspannungsregulierte Versorgung geschaltet und umfasst eine Leistungsschaltvorrichtung und eine Schaltung, die auf das Peripheriegerät des Ladeintervalls anspricht, zum Treiben der Leistungsschaltvorrichtung in einen An-Zustand. Der Synchrongleichrichter umfasst außerdem eine Schaltung zum Erfassen einer Bedingung, die das Einsetzen des unterbrochenen Intervalls anzeigt, und Abschalten der Leistungsschaltvorrichtung für zumindest die Dauer des unterbrochenen Intervalls, abhängig von der Zeitdauer des unterbrochenen Intervalls.

Die EP 0 938 184 A2 offenbart eine Schaltleistungsquelle eines RCC-Systems, bei dem angeregte Energie, die während einer Ein-Periode eines Hauptschaltelements in einem Transformator akkumuliert wird, während einer Aus-Periode an die Sekundärseite ausgegeben wird, und ein Ruf- bzw. Klingelpuls, der auf Fertigstellung der Ausgabe hin in einer Steuerspule des Transformators erscheint, durch einen Kondensator, der zum Schneiden eines Gleichsignals verwendet wird, zurück an das Gate des Hauptschaltelements gekoppelt wird, so dass das Hauptschaltelement in einen Ein-Zustand getrieben wird, ein Vorspannwiderstand zwischen dem Kondensator und dem Gate interpoliert wird und während des Bereitschaftszustands ein Steuertransistor eingeschaltet wird, wobei der Verbindungspunkt zwischen denselben mit einer Hauptleistungsquellenleitung in einem Niedrigpegel durch eine Serienschaltung verbunden ist, die eine Diode, eine Zenerdiode und einen Widerstand umfasst.

Die US 5,430,633 offenbart einen Sperrtyp-Leistungswandler, der eine Sekundärseiten-Resonanzschaltung aufweist, die den Stromsignalverlauf in der Sekundärwicklung und der Sekundärschaltung formt, um den RMS-Stromwert in derselben zu reduzieren. Das Formen reduziert Leitungsverluste und verbessert eine Umwandlungswirksamkeit.

Die US 5,734,563 offenbart einen Synchrongleichrichttyp-Wandler, der einen Haupttransformator umfasst, der eine Primärwicklung aufweist, an die eine nicht-gleichgerichtete Eingangsspannung angelegt wird, wobei der Hauptschalter in Serie zu der Primärwicklung des Haupttransformators geschaltet ist. Ein in Serie geschalteter Kondensator und ein Klemmschalter sind über die Primärwicklung des Haupttransformators geschaltet, wobei der Klemmschalter im Wesentlichen entgegengesetzt zu dem Hauptschalter vorgespannt ist, derart, dass die Rücksetzspannung an der Primärwicklung des Haupttransformators geklemmt wird.

Die US 5,943,222 A offenbart eine Schaltleistungsversorgungsvorrichtung, die einen Ausgangstransformator, der eine Primärwicklung, eine Sekundärwicklung und eine Rückkopplungswicklung aufweist, eine Gleichsignalleistungsquelle, die eine Gleichsignalspannung an die Primärwicklung des Ausgangstransformators liefert, ein Schwingungsschaltelement, das einen Anschluss, der mit der Primärwicklung des Ausgangstransformators verbunden ist, und einen Steueranschluss aufweist, der mit der Rückkopplungswicklung verbunden ist, wobei die Gleichricht- und Glättungsschaltung mit der Sekundärwicklung des Ausgangstransformators verbunden ist, umfasst, wobei die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung ferner dadurch gekennzeichnet ist, dass sie eine Steuerschaltung zum Fließenlassen eines Stroms durch die Sekundärwicklung des Ausgangstransformators zu einer Richtung in der Richtung, die entgegengesetzt hierzu ist, während einer vorbestimmten Periode nach einem Zeitpunkt, zu dem eine Spannung in der Sekundärwicklung des Ausgangstransformators erzeugt wird, aufweist.

Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Schaltleistungsversorgungsvorrichtung bereitzustellen, mit der eine hohe Wirksamkeit, eine hohe Stabilisation und eine kleine und leichte Vorrichtung realisiert werden können.

Diese Aufgabe wird durch eine Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß Anspruch 1 gelöst.

Um die oben beschriebenen Probleme zu lösen, weist die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung einen Transformator, der eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung aufweist, ein erstes Schaltelement, das in Serie zu der Primärwicklung geschaltet ist, eine erste Steuerschaltung zum Steuern der Einschaltzeit des ersten Schaltelementes, wodurch die Ausgabe gesteuert wird, und eine Gleichrichtschaltung zum Gleichrichten der Ausgabe aus der Sekundärwicklung auf, wodurch eine Eingangsspannung an die Primärwicklung angelegt wird, wenn das erste Schaltelement an ist, und bewirkt, dass ein Strom in derselben fließt, so dass Energie in dem Transformator gespeichert wird, und die in dem Transformator gespeicherte Energie als ein elektrischer Strom aus der Sekundärwicklung freigegeben wird, wenn das erste Schaltelement aus ist, und der Strom in der Gleichrichtschaltung gleichgerichtet wird, um eine Ausgabe zu erhalten, wobei die Gleichrichtschaltung eine Gleichrichtdiode, ein zweites Schaltelement, das parallel zu der Gleichrichtdiode geschaltet ist, eine zweite Schaltelementtreiberwicklung, die in dem Transformator vorgesehen ist, um eine Spannung zu erzeugen, die bewirkt, dass das zweite Schaltelement an ist, und eine zweite Steuerschaltung zum Einschalten des zweiten Schaltelements mit einer Spannung von der zweiten Schaltelementtreiberwicklung und Ausschalten des zweiten Schaltelements nach einer Zeit, die durch eine vorbestimmte Zeitkonstante bestimmt wird, durch die Verwendung eines weiteren Schaltelements, das mit dem Steueranschluss des zweiten Schaltelements verbunden ist, aufweist.

Die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine RCC-(Rufdrosselwandler-)Typ-Schaltleistungsversorgungsvorrichtung, in der Energie, die in dem Transformator gespeichert wird, wenn das erste Schaltelement an ist, in der Form eines Stroms an die Sekundärseite freigegeben wird, wenn das erste Schaltelement ausgeschaltet wird. Dies bedeutet, dass, wenn das erste Schaltelement eingeschaltet wird, eine Eingangsspannung an die Primärwicklung angelegt wird, was den Fluss eines Stroms erlaubt, so dass Energie in dem Transformator gespeichert wird. Wenn das erste Schaltelement ausgeschaltet wird, wird die in dem Transformator gespeicherte Energie als ein elektrischer Strom aus der Sekundärwicklung freigegeben. Der Strom wird gleichgerichtet und geglättet, um eine Ausgangsspannung zu erhalten. In diesem Fall wird, wenn das erste Schaltelement ausgeschaltet wird, eine Spannung in der zweiten Schaltelementtreiberwicklung erzeugt, die in dem Transformator vorgesehen ist, und die Spannung wird an den Steueranschluss des zweiten Schaltelements angelegt, so dass das zweite Schaltelement zum Leiten eingeschaltet wird. Dann fließt der Strom von der Sekundärwicklung durch die Gleichrichtdiode und das zweite Schaltelement, das parallel zu der Gleichrichtdiode geschaltet ist. Da jedoch das zweite Schaltelement so ausgewählt ist, dass der Spannungsabfall des zweiten Schaltelements kleiner ist als in der Durchlassrichtung der Gleichrichtdiode, fließt ein Großteil des Ausgabestroms in dem zweiten Schaltelement. Folglich kann der Gleichrichtverlust reduziert werden.

Allgemein sind als Spannungsabfälle von Dioden Durchlassspannungen dominant. Selbst dann, wenn die Diode parallel geschaltet ist, wird der Spannungsabfall kaum verändert. Andererseits sind für Schaltelemente, wie z.B. MOSFETs oder dergleichen, durch einen Ein-Widerstand bewirkte Spannungsabfälle dominant. Entsprechend kann der Spannungsabfall ohne weiteres durch eine Parallelschaltung des Schaltelements, wie z.B. eines MOSFETs oder dergleichen, gesenkt werden, um kleiner zu sein als die Durchlassspannung der Diode.

Die mit dem Steueranschluss des zweiten Schaltelements verbundene Schalteinrichtung schaltet sich nach Ablauf einer Zeitperiode, die durch eine vorbestimmte Zeitkonstante bestimmt wird, von der Zeit an, zu der eine Spannung in der zweiten Schaltelementtreiberwicklung erzeugt wird, an, wodurch das zweite Schaltelement ausgeschaltet wird. Zu dieser Zeit wird die Sperrspannung an das zweite Schaltelement und die Gleichrichtdiode angelegt. Die kapazitive Impedanz, die vom Standpunkt der Gleichrichtdiode äquivalent ist, und die Wicklungsinduktivität des Transformators sind in Resonanz zueinander und eine Spannung wird an den Steueranschluss des ersten Schaltelements angelegt, so dass sich das erste Schaltelement einschaltet. Wie oben beschrieben wurde, werden das erste und das zweite Schaltelement abwechselnd aus- und eingeschaltet, um so eine Zeitperiode, zu der beide aus sind, zu umschließen, und die Einschaltzeit des ersten Schaltelements wird entsprechend der Ausgangsspannung gesteuert, wodurch die Ausgangsspannung stabilisiert wird.

Wenn die Last leicht ist, wird die Ausgangsspannung an die Sekundärwicklung des Transformators angelegt, bevor die Zeitperiode, die durch die oben vorbestimmte Zeitkonstante bestimmt ist, abläuft. Nachdem sich das zweite Schaltelement ausschaltet, fließt der Regenerationsstrom in der Eingangsquelle über die Primärwicklung des Transformators. Das erste Schaltelement kann mit dem regenerativen Strom ausgeschaltet werden, nachdem Ladungen an beiden Enden des ersten Schaltelements entladen sind, so dass die Spannung über das erste Schaltelement Null wird. Aus diesem Grund wird die Null-Spannungsschaltoperation des ersten Schaltelements aktiviert, so dass der Schaltverlust reduziert wird. Ferner wird, wenn die Last leicht wird, das erste Schaltelement eingeschaltet, nachdem das zweite Schaltelement abgeschaltet wird, nach der Zeitperiode, die durch die oben bestimmte Zeitkonstante bestimmt wird. Entsprechend kann verhindert werden, dass die Schwingungsfrequenz ansteigt, wenn die Last leicht ist, und dadurch kann eine intermittierende Schwingung oder dergleichen, die zu einer verschlechterten Antwort beiträgt, verhindert werden.

Da der Gleichrichtverlust reduziert wird und der Schaltverlust wie oben beschrieben abnimmt, kann eine Schaltleistungsversorgungsvorrichtung mit hohem Wirkungsgrad realisiert werden. Ferner wird die Einschaltzeit des zweiten Schaltelements hauptsächlich durch die vorbestimmte Zeitkonstante bestimmt. Entsprechend kann eine intermittierende Schwingung verhindert werden, bei der die Schwingungsfrequenz erhöht wird, was zu einer schlechten Antwort beitragen würde.

Gemäß einem Aspekt weist die zweite Steuerschaltung einen Transistor, der mit dem Steueranschluss des zweiten Schaltelements verbunden ist, und eine RC-Zeitkonstantenschaltung, die mit dem Steueranschluss des Transistors verbunden ist, auf und ist so angeordnet, dass eine Ausgangsspannung aus der zweiten Schaltelementtreiberwicklung an die RC-Zeitkonstantenschaltung angelegt wird.

Da die zweite Steuerschaltung die RC-Zeitkonstantenschaltung aufweist, die den Transistor umfasst, werden Teile, wie z.B. eine Steuer-IC oder dergleichen, nicht benötigt. Billige Teile in geringer Anzahl können zur Bildung der Schaltung verwendet werden.

Gemäß einem weiteren Aspekt enthält die zweite Steuerschaltung einen Widerstand, der zwischen den Steueranschluss des zweiten Schaltelements und die zweite Schaltelementtreiberwicklung geschaltet ist.

Ein Widerstand ist vorgesehen, der die Zeit, zu der das zweite Schaltelement eingeschaltet wird, verzögern kann. Entsprechend ist die Zeit gegeben, in der Ladungen, die an beiden Enden in der Aus-Periode des zweiten Schaltelements gespeichert sind, entladen werden können. So kann das zweite Schaltelement null-spannungs-schaltbetrieben sein und der Schaltverlust kann reduziert werden.

Gemäß wiederum einem weiteren Aspekt enthält die zweite Steuerschaltung eine kapazitive Impedanz, die zwischen den Steueranschluss des zweiten Schaltelements und die zweite Schaltelementtreiberwicklung geschaltet ist.

Die Verzögerungszeit der oben erklärten zweiten Steuerschaltung kann mittels eines Widerstands, der mit dem Steueranschluss des zweiten Schaltelements verbunden ist, erzeugt werden. Durch eine zusätzliche Verbindung der kapazitiven Impedanz in Serie zu dem Widerstand kann die Verzögerungszeit auf ein Optimum eingestellt werden. Ferner kann die kapazitive Impedanz einzeln zur Einstellung der Verzögerungszeit, anstatt des oben erläuterten Widerstands, verbunden werden.

Ferner kann ein Gleichsignalstrom, der von der zweiten Schaltelementtreiberwicklung in den Steueranschluss des zweiten Schaltelements fließt, geschnitten werden. So kann der Treiberverlust reduziert werden.

Gemäß wiederum einem weiteren Aspekt enthält die zweite Steuerschaltung eine Zeitkonstanteneinstellschaltung zum Verändern der Zeitkonstante basierend auf einem Signal, das dem Betrag einer Last entspricht.

Bei dem oben beschriebenen Aspekt ist die Zeitkonstante der zweiten Steuerschaltung fest. Entsprechend ist die Abschaltzeitgebung des zweiten Schaltelements unabhängig von dem Betrag der Last konstant.

Normalerweise wird, wenn die Last leicht ist, die Richtung des Ausgangsstroms invertiert, während das zweite Schaltelement an ist, und eine durch die Ausgangsspannung bewirkte Energie wird in der Sekundärwicklung gespeichert. Wenn das zweite Schaltelement ausgeschaltet wird, wird die in der Sekundärwicklung gespeicherte Energie als regenerativer Strom in der Richtung entgegengesetzt zu der üblichen in das erste Schaltelement in der primären freigegeben. Wenn der regenerative Strom fließt, werden die ladenden elektrischen Ladungen der parasitären kapazitiven Impedanz des ersten Schaltelements freigegeben. Das erste Schaltelement wird null-spannungs-geschaltet, so dass der Schaltverlust abnimmt. Andererseits fließt, wenn die Last schwer ist, kein regenerativer Strom, so dass ein Schaltverlust in dem ersten Schaltelement aufgrund dessen, dass kein regenerativer Strom fließt, erzeugt wird. Die regenerative Energie jedoch ist eine Energie, die von der sekundären zugeführt wird, und wird in der primären regeneriert. Wenn die Regenerationsmenge groß ist, wird ein Leitungsverlust in dem Schaltelement und dem Transformator aufgrund des regenerativen Stroms bewirkt. Als ein Ergebnis verschlechtert sich der Gesamtwirkungsgrad.

Entsprechend können, wenn die Vorrichtung so konfiguriert ist, dass das erste Schaltelement den Fluss eines Regenerationsstroms zu einem derartigen Grad bewirkt, dass kein Schaltverlust erzeugt wird, unabhängig von dem Betrag der Last, der Schaltverlust und der Leitungsverlust wesentlich reduziert werden. Die Vorrichtung kann wirksamer gemacht werden. Entsprechend wird bei der vorliegenden Erfindung die Regenerationsmenge selbst bei starker Belastung durch ein Verlängern der Zeitkonstante, wenn die Last erhöht wird, bewirkt und im Gegensatz wird die Regenerationsmenge durch ein Verkürzen der Zeitkonstante, wenn die Last abnimmt, reduziert.

Gemäß wiederum einem weiteren Aspekt ist eine kapazitive Impedanz parallel zu dem ersten Schaltelement oder dem zweiten Schaltelement geschaltet.

Durch ein Parallelschalten der kapazitiven Impedanz mit dem ersten oder dem zweiten Schaltelement kann verhindert werden, dass sich die Spannung über das Schaltelement beim Schalten steil verändert. So kann eine Rauschreduzierung realisiert werden. Ferner kann insbesondere durch ein Parallelschalten der kapazitiven Impedanz mit dem zweiten Schaltelement der Sperrwiedergewinnverlust der Gleichrichtdiode reduziert werden.

Gemäß wiederum einem weiteren Aspekt weist eine Schaltleistungsversorgungsvorrichtung ferner einen Induktor, der in Serie zu der Primärwicklung geschaltet ist, und eine Serienschaltung auf, die einen Kondensator und ein drittes Schaltelement aufweist, die parallel zu der Serienschaltung geschaltet ist, die den Induktor und die Primärwicklung aufweist, wodurch die erste Steuerschaltung bewirkt, dass sich das erste und das dritte Schaltelement abwechselnd an- und ausschalten, um eine Zeitperiode, zu der beide Schaltelemente aus sind, zu umschließen, und die Einschaltzeit der Schaltelemente steuert, wodurch die Ausgabe gesteuert wird.

Bei diesem Ausführungsbeispiel schalten sich, wenn sich das erste Schaltelement abschaltet, das zweite und das dritte Schaltelement ein. Wenn sich das dritte Schaltelement abschaltet, fließt ein Resonanzstrom in der Primärwicklung, der durch die Resonanz des Induktors und des Kondensators bewirkt wird. Dann schalten sich das dritte Schaltelement und das erste Schaltelement abwechselnd an und aus, was eine Zeitperiode, in der beide Schaltelemente aus sind, umschließt.

Gemäß der Erfindung weist der Ausgabestrom aufgrund des Resonanzstroms in der Primären einen sinusförmigen Signalverlauf auf, bei dem die Welle leicht von der Null-Spannung ansteigt. Aus diesem Grund kann der Stromspitzenwert verglichen mit einem herkömmlichen invertierten dreieckigen Signalverlauf reduziert werden. Wenn der sinusförmige Signalverlauf und der invertierte dreieckige Signalverlauf bei dem gleichen Durchschnittsstrompegel verglichen werden, kann der wirksame Strom reduziert werden. So kann der durch die Gleichrichtschaltung bewirkte Leitungsverlust gesenkt werden. Ferner kann durch ein Bilden eines Resonanzsignalverlaufs, d.h. ein Entwerfen der Leitungszeitperiode des zweiten Schaltelements und einer Hälfte des Resonanzzyklus des Resonanzstroms, um gleich zu sein, viel Strom an die Last in der Leitungszeitperiode des zweiten Schaltelements geliefert werden, unabhängig von dem Betrag der Last, und im Gegenteil kann der in der Gleichrichtdiode fließende Strom reduziert werden. Deshalb kann der Gleichrichtverlust weiter reduziert werden. Die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung, die das dritte Schaltelement verwendet, ist in dem U.S.-Patent Nr. 6,061,252 und der japanischen ungeprüften Patentveröffentlichung Nr. 11-187664 beschrieben, die beide der Anmelderin der vorliegenden Erfindung zugewiesen sind, und deren Offenbarungen hierin durch Bezugnahme aufgenommen sind.

Gemäß wiederum einem weiteren Aspekt weist die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung ferner einen Induktor, der in Serie zu der Primärwicklung geschaltet ist, und eine Serienschaltung auf, die einen Kondensator und ein drittes Schaltelement aufweist, die parallel zu dem ersten Schaltelement geschaltet ist, wodurch die erste Steuerschaltung bewirkt, dass sich das erste und das dritte Schaltelement abwechselnd an- und ausschalten, um eine Zeitperiode, zu der beide Schaltelemente aus sind, zu umschließen, und die Einschaltzeit der Schaltelemente steuert, wodurch die Ausgabe gesteuert wird.

Ebenso bei diesem Ausführungsbeispiel, ähnlich wie oben, kann der Ausgangsstromsignalverlauf in der Sekundären zu einem sinusförmigen Signalverlauf gemacht werden, der von dem Null-Strom leicht geführt wird.

Gemäß wiederum einem weiteren Aspekt weist die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung ferner einen Induktor und einen Kondensator, die in Serie zu der Primärwicklung geschaltet sind, und ein drittes Schaltelement auf, das parallel zu einer Serienschaltung geschaltet ist, die den Induktor, den Kondensator und die Primärwicklung aufweist, wodurch die erste Steuerschaltung bewirkt, dass sich das erste und das dritte Schaltelement abwechselnd ein- und ausschalten, um so eine Zeitperiode, zu der beide Schaltelemente aus sind, einzuschließen, und die Einschaltzeit der Schaltelemente steuert, wodurch die Ausgabe gesteuert wird.

Ebenso bei diesem Ausführungsbeispiel, ähnlich wie oben, kann der Ausgangsstromsignalverlauf in der Sekundären zu einem sinusförmigen Signalverlauf gemacht werden, der von dem Null-Strom leicht geführt wird.

Gemäß wiederum einem weiteren Aspekt ist der Induktor der Leckinduktor des Transformators.

Die Anzahl von Teilen kann gesenkt werden und die Kosten können durch die Verwendung des Leckinduktors des Transformators reduziert werden.

Gemäß wiederum einem weiteren Aspekt steuert die erste Steuerschaltung das dritte Schaltelement, so dass es sich ausschaltet, nachdem sich das zweite Schaltelement ausschaltet.

Bei diesem Ausführungsbeispiel wird eine Steuerung so ausgeführt, dass sich das dritte Schaltelement ausschaltet, nachdem sich das zweite Schaltelement ausschaltet. Hierdurch wird Energie, die als Ausgabe aus der Primären freigegeben wird, in der Eingangsquelle nicht regeneriert. Hierdurch tritt keine Energieübertragung zwischen der Primären und der Sekundären auf. Der durch die Regeneration bewirkte Verlust (Zirkulationsverlust) kann reduziert werden.

Gemäß wiederum einem weiteren Aspekt steuert die erste Steuerschaltung mit einer in dem Transformator vorgesehenen Vorspannwicklung die Einschaltzeit des ersten Schaltelements basierend auf der Ausgabe der Vorspannwicklung, um die Ausgabe zu steuern, und schwingt autonom.

Gemäß wiederum einem weiteren Aspekt steuert die erste Steuerschaltung mit einer in dem Transformator vorgesehenen Vorspannwicklung die Einschaltzeit des ersten Schaltelements und des dritten Schaltelements basierend auf der Ausgabe der Vorspannwicklung zur Steuerung der Ausgabe, und schwingt autonom.

Durch das Einsetzen einer derartigen Anordnung wird die autonome Schwingung freigegeben. Eine Oszillations-IC oder dergleichen wird nicht benötigt und die Anzahl von Teilen kann wesentlich reduziert werden. Ferner werden das erste und das dritte Schaltelement durch eine Verwendung der Magnetkopplung des Transformators getrieben. Dies ermöglicht es ohne weiteres, dass eine Zeitperiode, zu der beide Schaltelemente, d.h. das erste und das zweite Schaltelement oder das erste und das dritte Schaltelement, aus sind, vorgesehen sein wird, und beide schalten sich abwechselnd ein und aus, was die Zeitperiode umschließt. Zusätzlich können ein Verlust aufgrund eines Kurzschlussstroms oder dergleichen, bewirkt durch gleichzeitige Einschaltzeiten, und ein Schaden an dem Schaltelement verhindert werden.

Gemäß wiederum einem weiteren Aspekt ist zumindest eines des ersten, zweiten und dritten Schaltelements ein Feldeffekttransistor.

Da zumindest eines des ersten, zweiten und dritten Schaltelements einen Feldeffekttransistor aufweist, können die parasitäre Diode zwischen Drain-Source als Diodenelement bzw. die parasitäre Kapazität zwischen Drain-Source als kapazitive Impedanz verwendet werden.

Gemäß wiederum einem weiteren Aspekt weist die Gleichrichtdiode die parasitäre Diode des Feldeffekttransistors auf.

Da die Gleichrichtdiode die parasitäre Diode des Feldeffekttransistors aufweist, ist es nicht nötig, die Gleichrichtdiode der Gleichrichtschaltung als diskretes Teil herzustellen, und Größe und Gewicht können reduziert werden.

Zu Zwecken einer Darstellung der Erfindung sind in den Zeichnungen mehrere Formen gezeigt, die gegenwärtig bevorzugt werden, wobei jedoch darauf verwiesen wird, dass die Erfindung nicht auf die genauen gezeigten Anordnungen und Instrumentalisierungen eingeschränkt ist.

Kurze Beschreibung der Zeichnung(en)

1 ist ein Schaltungsdiagramm einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

2 ist ein Betriebssignalverlaufdiagramm der obigen Schaltleistungsversorgungsvorrichtung.

3 ist ein Frequenz-Last-Charakteristik-Graph der obigen Schaltleistungsversorgungsvorrichtung.

4 ist ein Schaltungsdiagramm einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

5 ist ein Schaltungsdiagramm einer dritten Schaltleistungsversorgungsvorrichtung der vorliegenden Erfindung.

6 ist ein Betriebssignalverlaufdiagramm der Schaltleistungsversorgungsvorrichtung aus 5.

7 ist ein Schaltungsdiagramm einer vierten Schaltleistungsversorgungsvorrichtung der vorliegenden Erfindung.

8 ist ein Schaltungsdiagramm einer fünften Schaltleistungsversorgungsvorrichtung der vorliegenden Erfindung.

Detaillierte Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung

Im Folgenden werden die bevorzugten Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung detailliert Bezug nehmend auf die Zeichnungen erklärt.

1 zeigt ein Schaltungsdiagramm einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

Ein Transformator T weist eine Primärwicklung T1, eine Sekundärwicklung T2, eine zweite Schaltelementtreiberwicklung T3 und eine Vorspannwicklung T4 auf. Ein erstes Schaltelement Q1 ist mit der Primärwicklung T1 verbunden. Dieses erste Schaltelement Q1 könnte einen MOSFET aufweisen, der ein Feldeffekttransistor ist. Eine erste Steuerschaltung CT1, die die Vorspannwicklung T4 enthält, umfasst einen Abschnitt zum Erfassen einer sekundären Ausgangsspannung des Transformators T und einen Abschnitt zum Steuern der Einschaltzeit des ersten Schaltelements Q1 basierend auf der Spannung. Der Abschnitt zum Erfassen der Ausgangsspannung weist eine Schaltung auf, die eine Photodiode PD1, einen Nebenschlussregler Zd1 und Widerstände und Kondensatoren, wie gezeigt ist, enthält. Wenn die Ausgangsspannung höher wird, erhöht sich der Einflussstrom zu der Photodiode Pd1. Der Abschnitt zum Treiben des ersten Schaltelements Q1 enthält einen Transistor Tr2, dessen Basis mit einem Phototransistor PTr1 verbunden ist, und eine RC-Zeitkonstantenschaltung R1, C1, die mit der Basis des Transistors Tr2 verbunden ist, und bewirkt, wenn die Ausgangsspannung höher wird, dass die Einschaltzeit des Transistors Tr2 früher auftritt, so dass die Einschaltzeit des ersten Schaltelements Q1 kürzer ist, wodurch die Ausgabe reduziert wird.

Eine zweite Steuerschaltung CT2 ist mit der zweiten Schaltelementtreiberwicklung T3 verbunden. Die zweite Steuerschaltung CT2 ist mit dem Steueranschluss (Gate) eines zweiten Schaltelements Q2 verbunden, das einen MOSFET aufweisen könnte, der ein Feldeffekttransistor ist. Das zweite Schaltelement Q2 ist parallel zu einer Gleichrichtdiode D1 geschaltet. Die Kathodenseite der Gleichrichtdiode D1 ist mit einem Ausgangsanschluss OUT verbunden.

Kondensatoren C2 und C3 sind parallel zu dem ersten Schaltelement Q1 bzw. dem zweiten Schaltelement Q2 geschaltet. Als Kondensatoren C2 an C3 könnten die parasitären kapazitiven Impedanzen der Schaltelemente verwendet werden.

Die zweite Steuerschaltung CT2 enthält einen Transistor Tr1, der mit dem Gate des zweiten Schaltelements Q2 verbunden ist, eine RC-Zeitkonstantenschaltung, die einen Widerstand R4, der mit der Basis des Transistors Pr1 verbunden ist, und einen Kondensator C aufweist, einen Widerstand R5, der in Serie zu dem Gate des zweiten Schaltelements Q2 geschaltet ist, und einen Kondensator C5.

Vin als eine Gleichsignalleistungsquelle ist mit der Primärwicklung T1 verbunden. Die Gleichsignalleistungsquelle Vin könnte durch ein Gleichrichten einer Wechselsignalspannung erhalten werden.

Als nächstes wird die Funktionsweise der oben beschriebenen Schaltleistungsversorgungsvorrichtung beschrieben.

Wenn sich das erste Schaltelement Q1 einschaltet, wird eine Eingangsspannung Vin an die Primärwicklung T1 angelegt, was einen Stromfluss erlaubt, so dass Energie in dem Transformator T gespeichert wird. Wenn sich das erste Schaltelement Q1 abschaltet, wird die in dem Transformator T gespeicherte Energie als elektrischer Strom aus der Sekundärwicklung T2 freigegeben. Der Strom wird gleichgerichtet und geglättet, um eine Ausgangsspannung zu erhalten.

In diesem Fall wird, wenn sich das erste Schaltelement Q1 abschaltet, in der positiven Richtung, die in 1 nach oben zeigt, eine Spannung in der Treiberwicklung T3 erzeugt, die in dem Transformator T vorgesehen ist. Eine Spannung wird über den Kondensator C5 und den Widerstand R5 an das Gate des zweiten Schaltelements Q2 angelegt, so dass sich das zweite Schaltelement Q2 zum Leiten einschaltet. Da der Spannungsabfall in der Durchlassrichtung in dem zweiten Schaltelement Q2 kleiner ist als in der Gleichrichtdiode D1, fließt der Strom von der Sekundärwicklung T2 durch das zweite Schaltelement Q2, und nicht durch die Gleichrichtdiode D1, und wird zu dem Ausgangsanschluss OUT geführt. Zu der Zeit, zu der eine Spannung in der positiven bzw. Durchlassrichtung in der Treiberwicklung T3 erzeugt wird, beginnt ein Strom in der RC-Zeitkonstantenschaltung, die den Widerstand R4 und den Kondensator C4 aufweist, aufgrund der Spannung in der positiven Richtung zu fließen. Wenn die Ladespannung für den Kondensator C4 die Schwellenspannung (etwa 0,6 V) des Transistors Tr1 erreicht, schaltet sich der Transistor Tr1 an, so dass die Spannung an dem Gate des Schaltelements Q2 nicht mehr vorliegt, so dass sich das Schaltelement Q2 abschaltet. Dann wird, wenn die Gleichrichtdiode D1 nicht leitend ist, eine Sperrspannung an das zweite Schaltelement Q2 und die Gleichrichtdiode D1 zu der Zeitgebung angelegt, wenn sich das zweite Schaltelement Q2 ausschaltet. Wenn die Gleichrichtdiode D1 leitend ist, wird eine Sperrspannung an das zweite Schaltelement Q2 und die Gleichrichtdiode D1 zu der Zeitgebung, wenn D1 leitend wird, angelegt. Die kapazitive Impedanz, die vom Standpunkt der Gleichrichtdiode D1 äquivalent ist, und der Wicklungsinduktor des Transformators T sind in Resonanz, so dass eine Spannung an das Gate des ersten Schaltelements Q1 angelegt wird, und das erste Schaltelement Q1 schaltet sich ein. Die oben beschriebene Operation wird wiederholt. So schalten sich die Schaltelemente Q1 und Q2 abwechselnd ein und aus, was eine Zeitperiode, zu der beide Schaltelemente Q1 und Q2 aus sind, umschließt, und die Einschaltzeit des ersten Schaltelements Q1 wird entsprechend der Ausgangsspannung gesteuert. So wird die Ausgangsspannung stabilisiert.

2 ist ein Betriebssignalverlaufdiagramm der oben beschriebenen Schaltleistungsversorgungsvorrichtung.

Wenn ein Q1-Gate-Signal eingeschaltet wird, so dass sich das erste Schaltelement Q1 einschaltet, beginnt ein Q1-Drain-Strom Id zu fließen. Das erste Schaltelement Q1 schaltet sich zu einer Zeitgebung t1 aus. Dann wird eine Q1-Drain-Source-Spannung Vds eingerichtet. In diesem Fall wird der vorauseilende Gradient reduziert und ein Stoß a wird unterdrückt, da die kapazitive Impedanz C2 zwischen Drain-Source des ersten Schaltelements Q1 geschaltet ist. Zu der Zeitgebung T1 wird die in dem Transformator T gespeicherte Energie als Sekundärstrom freigegeben. Zu dieser Zeit wird das Q2-Gate-Signal &Dgr;t später eingerichtet, aufgrund des Kondensators C5 und des Widerstands R5 der zweiten Steuerschaltung CT2 und der Eingangskapazität des Schaltelements Q2. Deshalb fließt von der Zeitgebung t1 an der Sekundärstrom in der Gleichrichtdiode D1 nur während &Dgr;t. Dann schaltet sich zu der Zeit, zu der das Q2-Gate-Signal eingerichtet wird, das zweite Schaltelement Q2, das einen MOSFET mit einem größeren Spannungsabfall aufweist, ein. Deshalb fließt ein Großteil des Stroms durch das zweite Schaltelement Q2.

Während der Sekundärstrom in dem zweiten Schaltelement Q2 fließt, wie oben beschrieben ist, fließt ein Ladestrom in die RC-Zeitkonstantenschaltung, die den Widerstand R4 und den Kondensator C4 in der zweiten Steuerschaltung CT2 aufweist. Wenn die Zeitperiode, die erforderlich ist, dass die Ladespannung des Kondensators C4 konstant wird (etwa 0,6 V), verstrichen ist, schaltet sich der Transistor Tr1 an. Zu dieser Zeitgebung t2 schaltet sich das zweite Schaltelement Q2 aus. Wenn die Last höher ist als eine Einstufung, fließt weiter der Sekundärwicklungsstrom Is durch die Gleichrichtdiode D1, nachdem sich das zweite Schaltelement Q2 zu der Zeitgebung t2 ausschaltet. Bei der Zeitgebung t3 fällt, wenn der Sekundärwicklungsstrom Is Null wird, die Q1-Drain-Source-Spannung Vds in Richtung Null. Zu dieser Zeit wird, da die kapazitive Impedanz C2 vorliegt, der Gradient, mit dem die Q1-Drain-Source-Spannung Vds abfällt, reduziert. Mit dieser Spannung steigt bei der Zeitgebung t4, wenn das Q1-Gate-Signal eingerichtet wird, der Q1-Drain-Strom Id wieder und eine Energiespeicherung in dem Transformator T beginnt.

Bei der oben beschriebenen Operation fließt in der Zeitperiode von t1 bis t3 der Sekundärwicklungsstrom Is in dem zweiten Schaltelement Q2 in der Zeitperiode von (T1 – &Dgr;t). Entsprechend kann als Ganzes der Gleichrichtverlust wesentlich reduziert werden. Ferner ist die kapazitive Impedanz C2 zwischen das Drain und die Source des ersten Schaltelements Q1 geschaltet, um den vorauseilenden und den nacheilenden Gradienten der Q1-Drain-Source-Spannung Vds zu reduzieren. Deshalb nimmt insbesondere ein Stoß in dem Abschnitt mit Rauschen ab. Die Reduzierung des Stoßes an der vorauseilenden Flanke der Drain-Source-Spannung Vds resultiert außerdem in einer Stoßreduzierung an der vorauseilenden Flanke des Stroms Is.

Die Länge der oben beschriebenen Zeit &Dgr;t kann durch ein Einstellen des Kondensators C5 und des Widerstands R5 der zweiten Steuerschaltung CT2 geeignet gesetzt werden. Aufgrund der Zeit &Dgr;t fließt zuerst der Sekundärwicklungsstrom Is in der Gleichrichtdiode D1 und deshalb schaltet das zweite Schaltelement Q2 bei einer Null-Spannung. Entsprechend kann der Schaltverlust des zweiten Schaltelements Q2 reduziert werden.

Andererseits ist, wenn die Last leicht ist, die Wirkungsweise wie folgt.

In dem Fall, bei dem sich das erste Schaltelement Q1 einschaltet, der Q1-Drain-Strom Id zunimmt und das erste Schaltelement Q1 sich zu der Zeit t1 abschaltet, fließt zuerst der Sekundärwicklungsstrom Is in der Gleichrichtdiode D1 und nach &Dgr;t wird das Q2-Gate-Signal eingerichtet, was ein Einschalten des zweiten Schaltelements Q2 bewirkt. So beginnt der Strom Is in dem zweiten Schaltelement Q2 zu fließen. Da die Last jedoch leicht ist, wird der Strom Is bei t5 negativ und Energie wird in dem Transformator T gespeichert. Der Strom Is wird zu der Zeitgebung t2 Null, d.h. die Zeitperiode T1 später, die durch die RC-Zeitkonstantenschaltung der zweiten Steuerschaltung CT2 bestimmt wird. So wird die durch den schraffierten Bereich c dargestellte Energie in dem Transformator gespeichert. Die Energie wird als Regenerationsenergie auf der Primärseite regeneriert. Der Sekundärwicklungsstrom Is wird zu der Zeitgebung t2 Null und dann fällt die Q1-Drain-Source-Spannung Vds mit einem Gradienten, der durch die kapazitive Impedanz C2 bewirkt wird, auf Null. Der Q1-Drain-Strom Id, dessen positive und negative Polarität invertiert sind, beginnt aufgrund der oben beschriebenen Regenerationsenergie zu fließen. Der schraffierte Bereich, der durch d angezeigt wird, entspricht dieser Regenerationsenergie. Die Ladungen in der kapazitiven Impedanz C2 und der parasitären Kapazität des ersten Schaltelements Q1 werden entladen, bis der Q1-Drain-Strom id, dessen positive und negative Polarität invertiert sind, zu fließen beginnt. Aus diesem Grund wird das Q1-Gate-Signal zu einer Zeitgebung t6 eingerichtet, nachdem die Q1-Drain-Source-Spannung Vds Null wird, wie durch e gezeigt ist. So schaltet das erste Schaltelement Q1 bei einer Null-Spannung.

Wenn die Last schwerer als die Einstufung ist, schaltet sich das erste Schaltelement Q1 an, während die Spannung Vds ein Potential aufweist, wie durch f gezeigt ist. Deshalb wird keine Null-Spannungs-Schaltoperation bewirkt. Aus diesem Grund wird bei schwerer Last ein bestimmter Schaltverlust erzeugt.

Wie oben beschrieben wurde, wird, selbst wenn die Last leicht ist, die Zeitgebung, zu der sich der Transistor Tr1 in der zweiten Steuerschaltung CT2 einschaltet, nicht verändert. Deshalb wird, wenn eine leichte Last angelegt wird, der Regenerationsstrom erzeugt und dadurch kann eine Null-Spannungs-Schaltoperation des ersten Schaltelements Q1 auf der Primärseite realisiert werden. Ferner ist, da die Zeitperiode T1, nachdem das Q2-Gate-Signal entfernt wird, nicht verändert wird, die Zeitgebung, bei der sich das erste Schaltelement Q1 einschaltet, in jedem Fall nach der Zeitperiode T1. Aus diesem Grund wird in dem Fall einer autonomen Schwingung allgemein, wenn die Last leicht ist, die Schaltfrequenz hoch. Bei diesem Ausführungsbeispiel kann, wenn eine leichte Last angelegt wird, eine Erhöhung der Schaltfrequenz unterdrückt werden. Als ein Ergebnis der Unterdrückung einer Erhöhung der Schaltfrequenz kann eine intermittierende Schwingungsoperation, die bei einer leichten Last eine verschlechterte Antwort bewirkt, verhindert werden.

In dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel ist der Kondensator C5 in der zweiten Steuerschaltung CT2 vorgesehen. Der Kondensator C5 weist eine Funktion eines Einstellens von &Dgr;t, in 2 gezeigt, auf. Der Kondensator C5 muss nicht vorgesehen sein. Selbst wenn der Kondensator C5 nicht vorgesehen ist, kann die Zeit &Dgr;t erhalten werden, da eine parasitäre Kapazität in dem Gate-Anschluss des zweiten Elements Q2 vorliegt, unter der Voraussetzung, dass der Widerstand R5 verbunden ist. Ferner kann, da das zweite Schaltelement Q2 einen MOSFET aufweist, die parasitäre Diode zwischen der Source und dem Drain auch statt der Gleichrichtdiode D1 verwendet werden. Ferner können statt der kapazitiven Impedanzen C2 an C3 die parasitären Kapazitäten des ersten und des zweiten Schaltelements Q1 bzw. Q2, die MOSFETs aufweisen, ebenso verwendet werden.

4 ist ein Schaltungsdiagramm eines zweiten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.

In Bezug auf die Anordnung unterscheidet sich die Vorrichtung von der in 1 gezeigten dahingehend, dass ein Phototransistor PTr2 mit dem Transistor Tr1 in der zweiten Steuerschaltung CT2 verbunden ist, ein Anschluss LAST zum entsprechenden Eingeben in den Betrag einer Last vorgesehen ist und eine Photodiode PD2 mit dem Anschluss LAST verbunden ist. In den Anschluss LAST wird ein Signal L eingegeben, wenn die Last schwer ist, und ein Signal H wird bereitgestellt, wenn die Last leicht ist.

Mit der oben beschriebenen Anordnung schaltet sich der Transistor Tr1 in der zweiten Steuerschaltung CT2 später ein, wenn die Last schwer ist, als wenn die Last leicht ist. Entsprechend schaltet sich das zweite Schaltelement Q2 später aus. So fließt, selbst wenn die Last schwer ist, der in 2 durch c gezeigte Regenerationsstrom. Als ein Ergebnis kann das Null-Spannungsschalten des ersten Schaltelements Q1 in der Primären für eine schwere Last realisiert werden. In dem Fall einer leichten Last schaltet sich der Transistor Tr1 früher ein. So schaltet sich auch das zweite Schaltelement Q2 früher aus. Als ein Ergebnis kann der Regenerationsstrom reduziert werden und der Leitungsverlust, begleitet durch den Regenerationsstrom, kann unterdrückt werden. Entsprechend wird in 2 die Zeitperiode T1 lang, wenn die Last schwer ist, und wird kurz, wenn die Last leicht ist. Durch ein derartiges Entwerfen, dass ein geeigneter Regenerationsstrom in beiden Fällen fließen kann, wird die Null-Spannungs-Schaltoperation des ersten Schaltelements Q1 ermöglicht und der Leitungsverlust, begleitet durch den Regenerationsstrom, kann auf ein Minimum gesetzt werden.

5 zeigt eine Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel.

Bei dieser Schaltleistungsversorgungsvorrichtung ist ein Induktor L in Serie zu der Primärwicklung T1 des Transformators T geschaltet und eine Serienschaltung, die einen Kondensator C und ein drittes Schaltelement Q3 aufweist, ist parallel zu einer Serienschaltung geschaltet, die den Induktor L und die Primärwicklung T1 aufweist. Das dritte Schaltelement Q3 weist einen MOSFET auf, sowie das erste und das zweite Schaltelement Q1 und Q2. Für den Steueranschluss (Gate) ist eine Steuerschaltung, ähnlich dem ersten Schaltelement Q1, vorgesehen. Ferner ist eine Vorspannwicklung T5, die die umgekehrte Polarität zu derjenigen der Vorspannwicklung T4 aufweist, für den Transformator T vorgesehen. Eine Ausgabe aus der Vorspannwicklung T5 wird an die Steuerschaltung für das oben erwähnte dritte Schaltelement Q3 angelegt.

Als nächstes wird die Funktionsweise beschrieben. Wenn sich das erste Schaltelement Q1 einschaltet, wird eine Eingangsspannung Vin an die Primärwicklung T1 angelegt, was einen Stromfluss in derselben erlaubt, so dass Energie in dem Transformator T gespeichert wird. Wenn sich das erste Schaltelement Q1 ausschaltet, wird die Primärwicklungsspannung des Transformators T invertiert, der Induktor L und der Kondensator C6 beginnen damit, auf der Primärseite in Resonanz zu sein, und auf der Sekundärseite wird in dem Transformator T gespeicherte Energie aus der Sekundärwicklung T2 als ein elektrischer Strom freigegeben. Dieser Strom wird gleichgerichtet und geglättet, um eine Ausgangsspannung zu erhalten.

Wenn sich das erste Schaltelement Q1 ausschaltet, wird eine Spannung in der positiven Richtung in der Treiberwicklung T3, die in dem Transformator vorgesehen ist, erzeugt. Die Spannung wird an den Steueranschluss (Gate) des zweiten Schaltelements Q2 über den Kondensator C5 und den Widerstand R5 angelegt. So schaltet sich das zweite Schaltelement Q2 zum Leiten ein.

Zu dieser Zeit sind auf der Primärseite der Induktor L und der Kondensator C6 in Resonanz, so dass ein Resonanzstrom fließt. Deshalb weist der Sekundärwicklungsstrom Is einen bergigen Signalverlauf auf, der einen leichten Gradienten von dem Null-Strom aufweist und eine maximale Spitze zeigt, d.h. einen sinusförmigen Signalverlauf, basierend auf dem Signalverlauf des Resonanzstroms. Zu dieser Zeit fließt zuerst ein Strom in der Gleichrichtdiode D1, bewirkt durch das Vorliegen von &Dgr;t, wie in 2 gezeigt ist. Da der Sekundärwicklungsstrom Is jedoch einen bergigen Signalverlauf beginnend bei dem Null-Strom aufweist, ist der Strom, der während &Dgr;t in der Gleichrichtdiode D1 fließt, sehr klein. Ein Großteil eines großen Stroms in der Mitte derselben läuft durch das zweite Schaltelement Q2 mit einem kleinen Spannungsabfall und deshalb ist als Ganzes der Gleichrichtverlust ferner verglichen mit demjenigen der in 1 gezeigten Schaltleistungsversorgungsvorrichtung kleiner.

Die Funktionsweise der zweiten Steuerschaltung CT2 ist die gleiche wie diejenige der oben beschriebenen Schaltleistungsversorgungsvorrichtung. Dies bedeutet, dass zu der Zeit, zu der die Durchlassrichtungsspannung in der Treiberwicklung T3 erzeugt wird, das Laden des Kondensators C4 in der Zeitkonstantenschaltung beginnt, bewirkt durch die Durchlassrichtungsspannung. Wenn die Spannung des Kondensators C4 die Schwellenspannung (etwa 0,6 V) des Transistors Tr1 erreicht, schaltet sich der Transistor Tr1 ein und das zweite Schaltelement Q2 schaltet sich aus. Wenn sich das zweite Schaltelement Q2 ausschaltet, wird eine Sperrspannung an das zweite Schaltelement Q2 und die Gleichrichtdiode D1 angelegt, die kapazitive Impedanz, die von dem Standpunkt der Gleichrichtdiode D1 äquivalent ist, und der Wicklungsinduktor des Transformators sind in Resonanz zueinander. Eine Spannung wird an den Steueranschluss des ersten Schaltelements Q1 angelegt und das erste Schaltelement Q1 schaltet sich ein. Wie oben beschrieben ist, werden das erste und das zweite Schaltelement Q1 und Q2 abwechselnd aus- und angeschaltet, um so eine Zeitperiode, in der dieselben beide aus sind, einzuschließen, und die Einschaltzeit des ersten Schaltelements Q1 wird entsprechend der Ausgangsspannung gesteuert, wodurch die Ausgangsspannung stabilisiert wird.

Ferner werden das erste Schaltelement Q1 und das dritte Schaltelement Q3 durch eine Einstellung oder dergleichen der RC-Konstante der ersten Steuerschaltung, die mit den Schaltelementen Q1 und Q2 verbunden ist, so gesteuert, dass die Schaltelemente Q1 und Q3 abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden, was eine Zeitperiode, zu der beide aus sind, umschließt. Die Polaritäten der Vorspannwicklungen T4 und T5 sind umgekehrt zueinander. Entsprechend können die Konstanten ohne weiteres gesetzt werden, so dass die Schaltelemente Q1 und Q2 abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden, was eine Zeitperiode, zu der beide aus sind, umschließt. Der Induktor L könnte den Leckinduktor des Transformators T anstatt einer separaten Komponente aufweisen.

6 ist ein Signalverlaufsdiagramm der in 5 gezeigten Leistungsversorgungsvorrichtung. Hier bezeichnet Vds1 eine Spannung über den Kondensator C2, der parallel zu dem ersten Schaltelement Q1 geschaltet ist, Vds2 eine Spannung über einen Kondensator C7, der parallel zu dem dritten Schaltelement Q3 geschaltet ist, Id1 einen Strom, der in dem ersten Schaltelement Q1 fließt, Id2 einen Strom, der in dem dritten Schaltelement Q3 fließt, Vs eine Spannung über den Kondensator C3, der parallel zu der Gleichrichtdiode D1 in der Sekundären geschaltet ist, und Is einen Sekundärwicklungsstrom.

Wie in der Figur gezeigt ist, weist der Sekundärwicklungsstrom Is einen bergigen Signalverlauf auf, der eine vorauseilende Flanke, die von dem Null-Strom startet, aufweist und einen maximalen Spitzenwert zeigt.

7 ist ein Schaltungsdiagramm einer Schaltleistungsversorgungsschaltung gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

Diese Schaltleistungsversorgungsvorrichtung führt mit bestimmten Anordnungsunterschieden die gleiche Wirkungsweise aus wie die in 5 gezeigte Schaltleistungsversorgungsvorrichtung. Dies bedeutet, dass der Induktor L in Serie zu der Primärwicklung T1 geschaltet ist und die Serienschaltung, die den Kondensator C6 und das dritte Schaltelement Q3 aufweist, parallel zu dem ersten Schaltelement Q1 geschaltet ist. Die Funktionsweise dieser Schaltung ist im Grunde die gleiche wie diejenige der in 5 gezeigten Schaltung.

8 ist ein Schaltungsdiagramm einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

Diese Schaltleistungsversorgungsvorrichtung führt mit bestimmten Anordnungsunterschieden die gleiche Operation aus wie die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung aus 5. Dies bedeutet, dass der Induktor L bzw. der Kondensator C6 in Serie zu der Primärwicklung T1 geschaltet sind und das dritte Schaltelement Q3 parallel zu der Serienschaltung geschaltet ist, die den Induktor L, den Kondensator C6 und die Primärwicklung T1 aufweist. Die Funktionsweise dieser Schaltung ist im Grunde die gleiche wie diejenige der in 5 gezeigten Schaltung.

Während bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung offenbart wurden, werden verschiedene Modi zur Ausführung der hierin offenbarten Prinzipien als innerhalb des Schutzbereichs der folgenden Ansprüche befindlich erachtet. Deshalb wird angemerkt, dass der Schutzbereich der Erfindung nicht eingeschränkt sein soll, mit Ausnahme davon, wie in den Ansprüchen dargelegt ist.


Anspruch[de]
Eine Schaltleistungsversorgungsvorrichtung, die eine Ausgangsspannung bereitstellt, die einen Transformator (T), der eine Primärwicklung (T1) und eine Sekundärwicklung (T2) aufweist, ein erstes Schaltelement (Q1), das eine Einschaltzeit und eine Ausschaltzeit aufweist, wobei das erste Schaltelement (Q1) in Serie zu der Primärwicklung (T1) geschaltet ist, eine erste Steuerschaltung (CT1) zum Steuern der Einschaltzeit des ersten Schaltelements (Q1), wodurch die Ausgangsspannung gesteuert wird, und eine Gleichrichtschaltung zum Gleichrichten einer Ausgabe aus der Sekundärwicklung (T2) aufweist, wodurch eine Eingangsspannung an die Primärwicklung (T1) während der Einschaltzeit des ersten Schaltungselements (Q1) angelegt wird und bewirkt, dass ein Strom in der Primärwicklung (T1) fließt, so dass Energie in dem Transformator (T) gespeichert wird, und die in dem Transformator (T) gespeicherte Energie als ein elektrischer Strom aus der Sekundärwicklung (T2) freigegeben wird, wenn das erste Schaltelement (Q1) ausgeschaltet wird, und der Strom in der Gleichrichtschaltung gleichgerichtet wird, um die Ausgangsspannung zu erhalten,

wobei die Gleichrichtschaltung eine Gleichrichtdiode (D1), ein zweites Schaltelement (Q2), das parallel zu der Gleichrichtdiode (D1) geschaltet ist, eine zweite Schaltelementtreiberwicklung (T3), die in dem Transformator (T) vorgesehen ist, um eine Wechselsignalausgangsspannung zu erzeugen, die bewirkt, dass das zweite Schaltelement (Q2) eingeschaltet wird, und eine zweite Steuerschaltung (CT2) zum Einschalten des zweiten Schaltelements (Q2) durch eine Verwendung der Wechselsignalausgangsspannung, die in der zweiten Schaltelementtreiberwicklung (T3) erzeugt wird, ohne die Wechselsignalspannung in eine Gleichsignalspannung umzuwandeln, und Abschalten des zweiten Schaltelements (Q2) nach einer Zeit t2, die durch eine Zeitkonstante bestimmt wird, aufweist, wobei ein weiteres Schaltelement (Tr1) mit dem Steueranschluss des zweiten Schaltelements (Q2) zum Abschalten des zweiten Schaltelements (Q2) nach der Zeit verbunden ist,

und wobei die zweite Steuerschaltung (CT2) eine Zeitkonstantenschaltung (R4, C4) aufweist, die zwischen der zweiten Schaltelementtreiberwicklung (T3) und dem weiteren Schaltelement (Tr1) angeordnet ist, wobei die Zeitkonstantenschaltung (R4, C4) die Zeitkonstante (t2) setzt, wobei die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung derart konfiguriert ist, dass die Wechselsignalausgangsspannung in der zweiten Schaltelementtreiberwicklung (T3) durch das Abschalten des ersten Schaltelements (Q1) erzeugt wird, wobei die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung derart konfiguriert ist, dass zu der Zeit, zu der die Wechselsignalausgangsspannung erzeugt wird, der Wechselsignalstrom in der Zeitkonstantenschaltung (R4, C4) zu fließen beginnt, und die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung derart konfiguriert ist, dass die Zeit, zu der die Wechselsignalausgangsspannung erzeugt wird, der Anfangspunkt der Zeitkonstante ist.
Die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß Anspruch 1, bei der das weitere Schaltelement der zweiten Steuerschaltung (CT2) einen Transistor (Tr1), der mit einem Steueranschluss des zweiten Schaltelements (Q2) verbunden ist, und eine CR-Zeitkonstantenschaltung (R4, C4) aufweist, die mit einem Steueranschluss des Transistors (Tr1) verbunden ist, wobei die zweite Steuerschaltung (CT2) so angeordnet ist, dass die Ausgangsspannung aus der zweiten Schaltelementtreiberwicklung (T3) an die CR-Zeitkonstantenschaltung (R4, C4) angelegt wird. Die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß Anspruch 1 oder 2, bei der die zweite Steuerschaltung (CT2) einen Widerstand (R5) aufweist, der zwischen den Steueranschluss des zweiten Schaltelements (Q2) und die zweite Schaltelementtreiberwicklung (T3) geschaltet ist. Die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die zweite Steuerschaltung (CT2) eine kapazitive Impedanz (C5) aufweist, die zwischen den Steueranschluss des zweiten Schaltelements (Q2) und die zweite Schaltelementtreiberwicklung (T3) geschaltet ist. Die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der die zweite Steuerschaltung (CT2) eine Zeitkonstanteneinstellschaltung (R4, C4) zum Verändern der Zeitkonstante basierend auf einem Signal, das einem Betrag einer Last entspricht, die mit der Schaltleistungsversorgungsvorrichtung verbunden ist, aufweist. Die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, bei der eine kapazitive Impedanz (C2, C3) parallel zu zumindest einem des ersten Schaltelements (Q1) und des zweiten Schaltelements (Q2) geschaltet ist. Die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, die einen Induktor (L), der in Serie zu der Primärwicklung (T1) geschaltet ist, und eine Serienschaltung aufweist, die einen Kondensator (C6) und ein drittes Schaltelement (Q3) aufweist, die parallel zu einer Serienschaltung geschaltet ist, die den Induktor (L) und die Primärwicklung (T1) aufweist, wodurch die erste Steuerschaltung (CT1) bewirkt, dass sich das erste (Q1) und das dritte (Q3) Schaltelement abwechselnd ein- und ausschalten, um so eine Zeitperiode, zu der sowohl das erste (Q1) als auch das dritte (Q3) Schaltelement aus sind, einzuschließen, und die Einschaltzeit der Schaltelemente steuert, wodurch die Ausgangsspannung der Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gesteuert wird. Die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, die ferner einen Induktor (L), der in Serie zu der Primärwicklung (T1) geschaltet ist, und eine Serienschaltung aufweist, die einen Kondensator (C6) und ein drittes Schaltelement (Q3) aufweist, die parallel zu dem ersten Schaltelement (Q1) geschaltet ist, wodurch die erste Steuerschaltung (CT1) bewirkt, dass sich das erste (Q1) und das dritte (Q3) Schaltelement abwechselnd ein- und ausschalten, um so eine Zeitperiode, zu der sowohl das erste (Q1) als auch das dritte (Q3) Schaltelement aus sind, einzuschließen, und die Einschaltzeit der Schaltelemente steuert, wodurch die Ausgangsspannung der Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gesteuert wird. Die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, die ferner einen Induktor (L) und einen Kondensator (C6), die jeweils in Serie zu der Primärwicklung geschaltet sind, und ein drittes Schaltelement (Q3) aufweist, das parallel zu einer Serienschaltung geschaltet ist, die den Induktor (L), den Kondensator (C6) und die Primärwicklung (T1) aufweist, wodurch die erste Steuerschaltung (CT1) bewirkt, dass sich das erste (Q1) und das dritte (Q3) Schaltelement abwechselnd ein- und ausschalten, um so eine Zeitperiode, zu der sowohl das erste (Q1) als auch das dritte (Q3) Schaltelement aus sind, zu umschließen, und die Einschaltzeit der Schaltelemente steuert, wodurch die Ausgabe gesteuert wird. Die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 7 bis 9, bei der der Induktor (L) die Streuinduktivität des Transformators (T) ist. Die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 7 bis 10, bei der die erste Steuerschaltung (T1) das dritte Schaltelement (Q3) steuert, so dass sich das dritte Schaltelement (Q3) ausschaltet, nachdem sich das zweite Schaltelement (Q2) ausschaltet. Die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11, die ferner eine Vorspannwicklung aufweist, die in dem Transformator (T) vorgesehen ist, und bei der die erste Steuerschaltung (CT1) die Einschaltzeit des ersten Schaltelements (Q1) basierend auf einer Ausgabe der Vorspannwicklung (T4) steuert, um die Ausgangsspannung der Schaltleistungsversorgungsvorrichtung zu steuern, und die erste Steuerschaltung (CT1) autonom schwingt. Die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 7 bis 11, die ferner eine Vorspannwicklung (T4) aufweist, die in dem Transformator (T) vorgesehen ist, und bei der die erste Steuerschaltung (CT1) die Einschaltzeit des ersten Schaltelements (Q1) und des dritten Schaltelements (Q3) basierend auf einer Ausgabe aus der Vorspannwicklung (T4) steuert, um die Ausgangsspannung der Schaltleistungsversorgungsvorrichtung zu steuern, wobei die erste Steuerschaltung (CT1) autonom schwingt. Die Schaltleistungsversorgung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 13, bei der zumindest eines des ersten (Q1) und des zweiten (Q2) Schaltelements ein Feldeffekttransistor ist. Die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 7 bis 11, bei der zumindest eines des ersten (Q1), zweiten (Q2) und dritten (Q3) Schaltelements ein Feldeffekttransistor ist. Die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß Anspruch 14 oder 15, bei der die Gleichrichtdiode eine parasitäre Diode (D1) des Feldeffekttransistors aufweist.






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