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Dokumentenidentifikation DE69834711T2 24.05.2007
EP-Veröffentlichungsnummer 0000954757
Titel MEHRFACHZUGRIFF-DIPLEX-DOPPLERRADARGERÄT
Anmelder Northrop Grumman Corp., Los Angeles, Calif., US
Erfinder RICHARDSON, L., David, Arlington Heights, IL 60004, US;
TIMM, J., Beverly, Elgin, IL 60120, US;
HISCHKE, D., Mark, Algonquin, IL 60102, US;
GUSTAFSON, A., Kenneth, St. Charles, IL 60175, US;
WILLIAMS, B., Roger, Lake Zurich, IL 60047, US;
COLLAR, J., Stuart, Algonquin, IL 60102, US
Vertreter derzeit kein Vertreter bestellt
DE-Aktenzeichen 69834711
Vertragsstaaten DE, FR, GB, SE
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 20.01.1998
EP-Aktenzeichen 989152145
WO-Anmeldetag 20.01.1998
PCT-Aktenzeichen PCT/US98/06408
WO-Veröffentlichungsnummer 1998032028
WO-Veröffentlichungsdatum 23.07.1998
EP-Offenlegungsdatum 10.11.1999
EP date of grant 31.05.2006
Veröffentlichungstag im Patentblatt 24.05.2007
IPC-Hauptklasse G01S 13/34(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, EP

Beschreibung[de]
TECHNISCHER HINTERGRUND DER ERFINDUNG TECHNISCHES GEBIET DER ERFINDUNG

Die Erfindung betrifft ein Dauerstrich-(CW-)Diplex-Dopplerradar mit Mehrfachzugriff.

TECHNISCHER HINTERGRUND

Das CW-Diplex-Doppelrradar ist ein bekannter Typ des CW-Radars, das Entfernung durch Aussenden von zwei Dauerstrichsignalen (CW-Signalen) und Messen der Phasendifferenz zwischen den gesendeten und empfangenen Signalen mißt. Die Distanz zum Objekt wird aus der Phasendifferenz berechnet.

Ein CW-Doppelrradarsystem kann jedoch nicht ein vom Sender des Benutzers gesendetes und durch ein Objekt reflektiertes Rücksignal von anderen Radarsignalen unterscheiden, wie z. B. von Signalen, die von Sendern anderer Benutzer gesendet wurden, oder Rücksignalen von diesen Sendern. Diese empfangenen Signale von solchen anderen Quellen sind Störungen bezüglich des Empfangs des Rücksignals des ersten Benutzers. Dieses Merkmal eines CW-Dopplerradars ist ein wesentlicher Nachteil beim Betrieb eines Radars in den Reichweiten anderer derartiger Radarsysteme.

Eine Anwendung, bei der eine zwingende Notwendigkeit besteht, zwischen Rücksignalen zu unterscheiden, ist die Verwendung eines CW-Diplex-Doppelrradars für Kollisionsvermeidungssysteme. Zum Beispiel könnte der Einsatz solcher Radarsysteme in Bodenfahrzeugen durch Ausgabe einer Frühwarnung vor Zusammenstößen mit ruhenden oder bewegten Objekten die Sicherheit erhöhen. Die Anwendung dieses Radartyps könnte Informationen über den Abstand und die Geschwindigkeit von Objekten liefern, um einen Fahrer zu geeigneten Ausweichmanövern zu befähigen.

Zum Beispiel ist durch die US-Patentschrifren 5285207, 5189426 und 5181038, alle von Asbury et al., die Anwendung von CW-Diplex-Doppelrradar für Kollisionsvermeidungssysteme bekannt. Alle diese Erfindungen verfolgen jedoch die Rücksignale durch Zeitstaffelung bzw. Zeitmultiplexieren der Diplexfrequenzen, was eine speziell bemessene Schaltfrequenz zur Messung der Dopplerverschiebung erfordert. Da die Zeitauflösung bei Anwendung dieses Verfahrens kritischer ist, beeinträchtigt dieses Verfahren die Fähigkeit zur Doppler-Messung. Aus den gleichen Gründen ist dieses Verfahren auch empfindlich gegen Fehlerquellen wie z. B. einen verrauschten oder klingenden Lokaloszillator oder einen Betrieb in einer Umgebung mit starker Vibration, wie z. B. einem Kraftfahrzeug. Außerdem nutzen diese Erfindungen analoge Signalverarbeitungsverfahren, die weniger genau und empfindlicher gegen Temperaturdrift und Komponentenveränderung als digitale Verfahren sind.

Die Verwendung von Zeitmultiplex verhindert auch die Anwendung von Spreiz- bzw. Ausbreitungsspektrum-Verfahren zur Verminderung einer empfangenen Signalstörung. Zeitmultiplexverfahren würden die Synchronisierung der auf die Diplex-Wellenformen angewandten Störsignale erfordern, und es gibt kein bekanntes Verfahren, um dies zu erreichen.

Ein weiterer Hintergrund wird in US-A-5345470 (Alexander), EP-A-0202984 (Grumman Aerospace Corporation), WO 92/19980 A (IVHS Technologies, Inc.) und EP-A-0714035 (The Furukawa Electric Co., Ltd.) bereitgestellt. US-A-5345470 offenbart Verfahren zur Minimierung der Interferenz zwischen mehreren FMCW-Radarsystemen. EP-A-0202984 offenbart ein adaptives Radarsystem, das Interferenzfrequenzen identifizieren und die Betriebsfrequenzen des Radarsystems verändern kann, um Radarbetrieb in Abschnitten des Frequenzspektrums zu ermöglichen, die frei von Interferenz sind. WO 92/19980 A offenbart eine Dopplersteuerschaltung für ein CW- oder Impuls-Dopplerradarsystem zur Überwachung nicht nur der Phasenverschiebung zwischen Echosignalen von mehreren Zielen, sondern auch der Amplitudendifferenz zwischen den mehreren Zielen und zur weiteren Abstimmung des Radars auf ein bestimmtes Ziel unter einem oder mehreren Zielen, von denen Echosignale zurückkehren. Schließlich offenbart EP-A-0 714 035 ein Radargerät, das eine Welle sendet, deren Band durch einen Pseudozufallsrauschen-(PN-)Code aus einem PN-Generator gespreizt wird und das eine auf der Welle basierende reflektierte Welle von einem Objekt empfängt und das Objekt durch Erfassen der Korrelation zwischen dem empfangenen Signal und dem PN-Code erkennt.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung ist ein Dauerstrich-Diplex-Doppelrradar, wie in Anspruch 1 definiert.

Vorzugsweise weist das Radar einen Oszillator auf, der ein Übertragungssignal mit einem Spektrum bei einer Trägerfrequenz erzeugt, wobei der Oszillator einen Frequenzsteuerungseingang und eine mit dem Frequenzsteuerungseingang gekoppelte Spreizspektrum-Modulationseinrichtung zum Spreizen des Spektrums des Übertragungssignal aufweist.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

1 zeigt ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform einer Sendeschaltung und einer Empfangsschaltung eines erfindungsgemäßen Dauerstrich-(CW-)Diplex-Dopplerradars mit Mehrfachzugriff.

2 zeigt ein Blockschaltbild eines Digitalsignalprozessors und eines Systemprozessors eines erfindungsgemäßen Radars.

3A zeigt ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform einer Frequenzsteuerschaltung eines erfindungsgemäßen Radars.

3B zeigt ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform einer Frequenzsteuerschaltung eines erfindungsgemäßen Radars.

4 zeigt ein Blockschaltbild einer Zeitgeberschaltung eines erfindungsgemäßen Radars.

5 zeigt ein Blockschaltbild einer Leistungsregulierungsschaltung eines erfindungsgemäßen Radars.

6 zeigt eine weitere Ausführungsform eines Senderabschnitts eines Radarsystems mit Verwendung aktiver HF-Komponenten mit niedrigerer Frequenz.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORMEN

Eine erste Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Radarsystems 100 ist in 1 dargestellt. Ein Lokaloszillator 105 erzeugt eine Sendeträgerfrequenz LO, die durch eine später zu beschreibende Frequenzsteuereinrichtung 110 eingestellt und gehalten wird. Der Oszillator 105 kann zum Beispiel ein spannungsgesteuerter Oszillator sein.

Die Trägerfrequenz LO wird in einem Trägermischer 115 mit Zweiseitenbandunterdrückung durch ein Versatzfrequenzsignal F1 moduliert. Das Signal F1 wird durch eine Zeitgeberschaltung 135 gesendet und durch ein Filter 117 gefiltert, um Oberwellen zu entfernen, und durch einen Verstärker 118 verstärkt. Die Ausgangsfrequenzen des Mischers sind (LO+F1) und (LO-F1). Der Abstand zwischen diesen Diplex-Signalen, oder Diplex-Abstand, ist gleich 2F1 oder &Dgr;f. Typische Werte von LO bzw. F1 sind 24,125 GHz bzw. 150 kHz, woraus sich ein &Dgr;f von 300 kHz ergibt. Unter Verwendung einer bekannten Beziehung für Diplex-Radarreichweiten ergeben diese Frequenzen eine eindeutige Reichweite von etwa 500 Meter, eine angemessene Reichweite für Kraftfahrzeug-Radarsysteme.

Die Ausgangssignale vom Mischer 115 werden durch ein HF-Dämpfungsglied 120 moduliert, das durch eine Leistungsregulierungsschaltung 125 gesteuert wird. Die HF-Signale werden dann durch einen Sendeschalter 130 impulsmoduliert. Der Schalter 130 definiert eine Impulsbreite W für die Einschaltdauer, und ein Impulswiederholungsintervall (oder eine Rahmenzeit) ist gleich I, wobei I gößer als W ist. Der Schalter 130 wird durch eine Zeitgeberschaltung 135 gesteuert.

Die HF-Signale werden durch einen HF-Leistungsverstärker 140 verstärkt und durch einen Leistungsteiler 142 zu einem Bandfilter 145 gekoppelt. Das Filter 145 ist mit einer Antenne l 50 verbunden, die für Übertragungs- und Empfangssignale genutzt wird. Das Filter 145 verringert die Außerbandsignale sowohl im Sende- als auch im Empfangsbetrieb.

Die Antenne 150 empfängt die Rücksignale bzw. Echos, die identisch mit den gesendeten Signalen sind, mit Ausnahme der Zeitverzögerung, der niedrigeren Amplitude und der Doppler-Frequenzverschiebung D. Die Rücksignale werden durch das Bandfilter 145 gefiltert und durch den Abwärtsumsetzermischer 155 verarbeitet. Ein Lokalumsetzer für den Mischer 155 ist gegen den Sendeträger LO um eine Frequenz F2 versetzt, wobei die Versetzung in unteren Seitenbandmischern 160A und 160B unter Verwendung von gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen bzw. Blindkomponenten (F2Q) von F2 durchgeführt wird. Signale F2I bzw. F2Q werden durch die Zeitgeberschaltung 135 gesendet und durch Filter 161A und 161B gefiltert und durch Verstärker 162A bzw. 162B verstärkt. Die Sendeträger-Eingangssignale zu den Mischern 160 sind gleichphasige und 90° phasenverschobene Komponenten von LO, die durch einen 90°-Phasenschieber 165 erzeugt werden.

Die Zwischenfrequenz-(ZF-)Ausgangssignale des Mischers 155 sind F1+F2+FD und F1-F2-FD. Zum Beispiel sind bei Verwendung einer oben angegebenen Frequenz F1 von 150 kHz und einer Frequenz F2 von 50 kHz die Empfangs-Zwischenfrequenzen 100 und 200 kHz. Diese abwärtsumgesetzten ZF-Signale werden durch einen rauscharmen ZF-Verstärker 170 verstärkt, durch ein Bandfilter 175 gefiltert und durch einen Analog/Digital-Umsetzer (A/D-Umsetzer) 180 in Digitalsignale umgewandelt. Der A/D-Umsetzer tastet die ZF-Signale mit einer für die Erfassung der Signalinformation geeigneten Geschwindigkeit ab, wie weiter unten beschrieben wird. Der Dynamikbereich des A/D-Umsetzers 180 muß groß genug sein, um ein schwaches Signal in Gegenwart anderer Signale zu finden, wie z. B. des Übertragungs-Übersprechsignals und des Bodenstörsignals. Zum Beispiel würde diese Bedingung einen momentanen Dynamikbereich von 75–93-dB oder 12–15 Bits erfordern.

Das Ausgangssignal des A/D-Umsetzers 180, ein TTL-Digitalsignal mit mehreren Abtastwerten, wird durch eine Fensterfunktion 190 multipliziert, dann durch einen Algorithmus für schnelle Fourier-Transformation ("FFT") 200 in einem in 2 dargestellten Digitalsignalprozessor ("DSP") 185 verarbeitet. Die Signale werden durch einen Polarkoordinatenumsetzer 205 aus Cartesischen Koordinaten in Polarkoordinaten umgewandelt. Die Signale werden durch einen herkömmlichen Signalanalysator 210 verarbeitet, der empfangene Signale durch Zurückweisen von Signalen, die bestimmte Amplitudenschwellwerte nicht erreichen (d. h. schwache Signale werden verworfen) und Doppler-Verschiebung (d. h. Zurückweisung von Geschwindigkeiten außerhalb eines erwarteten Geschwindigkeitsbereichs von Zielen) sortiert. Das Ausgangssignal des Analysators 210 für jedes sortierte empfangene Signal in dem empfangenen Kanal ist eine Geschwindigkeit und eine Entfernung eines Objekts, die Empfangssignalstärke ("RSS") und das empfangene Signal-Rausch-Verhältnis ("SNR"), welche Informationen zu einem Objektverfolger 212 übermittelt werden.

Der Objektverfolger 212 berechnet eine geglättete Reichweite, geglättete Geschwindigkeit und Beschleunigung aus den früheren und gegenwärtigen Daten. Die Ergebnisse werden zu einem Klassifizierer 214 übermittelt, der die Zeit bis zum Aufprall für jedes Signal berechnet und die Signale nach Priorität vom wichtigsten Signal bis zum unwichtigsten Signal einordnet. Die Einordnung basiert auf der Zeit bis zum Aufprall und darauf, wie lange das Signal aktiv gewesen ist. Der Klassifizierer 214 reduziert alle empfangenen Signale auf einen einzigen Warnungswert und sendet den Warnungswert an eine Systemprozessor 220. Der Systemprozessor 220 gibt den Warnungswert zum Datenbus aus.

Der Systemprozessor 220 kommuniziert mit anderen Radarsystemkomponenten, er kommuniziert mit externen Systemkomponenten, wie z. B. einem Benutzerbildschirm, und ordnet Änderungen in dem übertragenen Signal an, um überlappende Signale zu vermeiden. Eine Schnittstelle 225 ermöglicht die Eingabe von neuen Amplitudenschwellwerten durch Benutzer, die Einstellung der Betriebsfrequenz, die Einstellung der Ausgangsleistung und die Überwachung des Zustands verschiedener Signale im Digitalsignalprozessor (DSP), einschließlich der erfaßten Entfernungs- und Geschwindigkeitswerte.

Wie weiter unten unter Bezugnahme auf die Funktionsweise der schnellen Fourier-Transformation (FFT) 200 beschrieben, werden die Signale durch einen Konkurrenzdetektor 230 analysiert, um festzustellen, ob zwischen den sortierten empfangenen Signalen eine Konkurrenz besteht. Wie dem Fachmann bekannt ist, wird "Konkurrenz" oder Interferenz erklärt, wenn ein gerade empfangener Kanal, z. B. der Sendekanal, durch mehr als einen Benutzer belegt wird. Wenn Konkurrenz festgestellt wird, ordnet der Konkurrenzdetektor 230 Änderungen in der Frequenz und/oder im Zeitschlitz des übertragenen Signals an, um die Konkurrenz zu minimieren oder zu beseitigen. Eine Steuerung 204 empfängt Signale vom Konkurrenzdetektor 230, um die Frequenz, die zeitliche Abstimmung und die Leistung der HF-Übertragung zu steuern.

Ein nichtflüchtiger Speicher 235 speichert Anfangswerte verschiedener Systemeinstellungen beim Einschalten des Systems, wie z. B. die Trägerfrequenz und den Signalleistungspegel. Der Speicher 235 ermöglicht außerdem, daß der Benutzer diese Werte über die Schnittstelle 225 und die Steuereinrichtung 242 ändert. Ein herkömmlicher Temperaturfühler 240 wird benutzt, um Temperaturänderungen zu kompensieren. Eine Amplitudensortierung 245 liefert ein Leistungssteuerungssignal an die Steuereinrichtung 242, das entweder auf der Anfangseinstellung (aus dem Speicher 235), einer Temperaturkorrektur an dieser Einstellung (wie weiter unten unter Bezugnahme auf 5 beschrieben), oder auf einer neuen Amplitude basiert, wenn Signale in dem gerade beobachteten Kanal erfaßt werden (vom RSS-Signal aus dem Analysator 210).

Der Frequenzregler 110 (dargestellt in 1) dient zur Aufrechterhaltung der Sendefrequenz LO im Betriebsband und zur Bereitstellung einer Auswahl von Sendefrequenzen für ein Frequenzmultiplexzugriff-(FDMA-)Merkmal der Erfindung. In den 3A und 3B sind zwei Ausführungsformen der Steuereinrichtung 110 dargestellt. In 3A ist eine herkömmliche rückführungslose Steuerschaltung 300 dargestellt. Ein Frequenzsteuersignal, zum Beispiel ein TTL-Digitalsteuersignal, wird durch den Systemprozessor 220 (dargestellt in 2) geliefert und stellt eine Sendefrequenz ein. Diese Frequenz wird in einem ersten Summierglied 310 zum Ausgangssignal eines Temperaturfühlers 330 addiert. Das Ausgangssignal des ersten Summierglieds 310 wird durch einen D/A-Umsetzer 315 in ein analoges Signal umgewandelt. Das Ausgangssignal vom D/A-Umsetzer 315 wird in einem zweiten Summierglied 332 zu einem Pseudozufallsrauschen-("PRN"-)Modulator 305 addiert, um die Frequenz des Übertragungssignals zu spreizen. Zum Beispiel wäre das gesendete Signal ein Signal mit flachem Frequenzrauschspektrum von etwa 1 MHz Bandbreite. Das Ausgangssignal des zweiten Summierglieds 332 wird durch das Filter 320 gefiltert, um scharfe Übergänge zu entfernen und unerwünschte Frequenzverschiebungen hoher Ordnung zu minimieren. Das Ausgangssignal des Filters 320 wird durch einen Puffer 325 gepuffert und steuert den Oszillator 105 (dargestellt in 1). Die Temperaturkompensation erfolgt durch einen Temperaturfühler 330 .

In 3B ist eine herkömmliche Steuerschaltung 350 mit Rückführung dargestellt. Wieder dient ein PRN-Modulator 355 zur Erzeugung eines Spreizspektrumsignals, das durch einen A/D-Umsetzer 360 in ein Analogsignal umgewandelt und durch das Filter 365 gefiltert wird. Das Ausgangssignal wird durch ein Summierglied 370 zum Ausgangssignal einer herkömmlichen phasenverriegelten Schleife ("PLL") 375 addiert. Ein Frequenzsteuerungssignal für die PLL 375 wird durch den Systemprozessor 220 (dargestellt in 2) geliefert, und ein Rückkopplungssignal für die PLL 375 wird durch eine Stromanzapfung vom Oszillator 105 geliefert (die in 1 dargestellte gestrichelte Linie). Das Ausgangssignal des Summierglieds 370 steuert den Oszillator 105 (dargestellt in 1).

Die Zeitgeberschaltung 135 (dargestellt in 1) bildet herkömmlicherweise ein genaues Mittel zur Messung der Phasendifferenz für eine Diplex-Entfernungsmeßfunktion, aber in Ausführungsformen der Erfindung stellt sie außerdem Zeitschlitze für ein Zeitmultiplex-Mehrfachzugriffsmerkmal ("TDMA") bereit. Eine Implementierung der Zeitgeberschaltung 135 ist in 4 dargestellt. Ein Taktgeber 400 übermittelt ein Zeit-Bezugssignal, typischerweise im Bereich von 10 bis 40 MHz, an eine digitale logische Schaltung 405. Ein Zeiteinstellungssignal vom Systemprozessor 220 (dargestellt in 2) wird außerdem zu der digitalen logischen Schaltung 405 übermittelt. Die digitale logische Schaltung 405 erzeugt HF-Signale F1, F2I und F2Q (dargestellt in 1), wie weiter oben erläutert. Die digitale logische Schaltung 405 erzeugt außerdem ein neuartiges Taktsignal, das zum Sendeschalter 130 (dargestellt in 1) übermittelt wird, der den Zeitschlitz für das Übertragungssignal entsprechend dem TDMA-Merkmal der Erfindung einstellt. Die digitale logische Schaltung 405 erzeugt außerdem ein Taktsignal, das zu dem A/D-Umsetzer 180 (dargestellt in 1) übermittelt wird, um seine Abtastgeschwindigkeit einzustellen.

Die Leistungsregulierungsschaltung 125 (dargestellt in 1) sorgt herkömmlicherweise für die Leistungsregelung zur Einhaltung gesetzlicher Grenzwerte für die maximale Übertragungsleistung, bietet bei der Erfindung aber außerdem eine Leistungsminderungsfunktion, um die Störung für andere Benutzer zu vermindern. Bei der in 5 dargestellten Leistungsregulierungsschaltung 125 wird das Leistungsregelungssignal durch die Amplitudensortierung 215 (dargestellt in 2) zu einem Summierglied 450 übermittelt, welches das Leistungsregelungssignal und ein Temperaturausgleichssignal von einem Temperaturfühler 455 summiert. Das resultierende Signal wird durch einen D/A-Umsetzer 460in eine analoge Spannung umgewandelt und durch einen Puffer 465 gepuffert. Das Signal wird dann zum HF-Dämpfungsglied 120 gesendet (dargestellt in 1).

Ausführungsformen der Erfindung nutzen Spreizspektrumsignale und Direktzugriffsprotokolle, um in einer Umgebung mit mehreren Benutzern, wie z. B. ein Kraftfahrzeug-Kollosionsvermeidungssystem, Interferenz von anderen CW-Diplex-Dopplerradarsystemen zu beseitigen oder zu minimieren. Im allgemeinen bedeutet "Mehrfachzugriff" eine Gruppe von Benutzern, die eine gemeinsame Gruppe von Kanälen zur Übertragung von Information, wie z. B. eines Radarsignals, gemeinsam nutzen. Wenn mehrere Nutzer auf dem gleichen Radarkanal übertragen, tritt Interferenz auf, und die Erfindung implementiert ein Protokoll, um die Benutzer und Kanäle zu einer nichtüberlappenden Struktur zu sortieren. Konkret nutzen Ausführungsformen der Erfindung Verfahren wie z. B. TDMA, FDMA und die Einstellung von Übertragungsleistungspegeln, um Benutzer interferenzfreien Kanälen zuzuweisen.

Die Anfangsträgerfrequenz LO und die Leistungspegel werden in dem nichtflüchtigen Speicher 235, zum Beispiel einem EEPROM, des Systemprozessors 220 gespeichert (die beide in 2 dargestellt sind). Zum Beispiel beträgt eine typische Trägerfrequenz 24,125 GHz. Die Trägerfrequenz wird durch die Frequenzsteuerung 110 (dargestellt in 1) gespreizt, um die Störung von anderen Radarsignalen in der Betriebsumgebung zu vermindern. Wenn zum Beispiel die Übertragungssignalbandbreite annähernd 1 MHz und die Empfangsbandbreite 72 Hz beträgt, wird durch die Anwendung der PRN-Spreizspektrum-Modulation die Kanalstörung um 41 dB unterdrückt.

Ausführungsformen der Erfindung reduzieren Störungen auch, indem durch Anwendung von TDMA mehr Kanäle in einer gegebenen Bandbreite verfügbar gemacht werden. Die Frequenzsteuerung 110 stellt eine gewünschte Frequenz in einer verfügbaren Bandbreite ein. Bei Verwendung der rückführungslosen Schaltung 300 von 3A muß jedoch ein Betrieb nahe den Bandkanten wegen der begrenzten Genauigkeit dieser Art der Frequenzsteuerung vermieden werden. Wenn zum Beispiel die verfügbare Bandbreite 100 MHz beträgt, sind nur annähernd 80 MHz des Bandes nutzbar. In diesem nutzbaren Band können mehrere Frequenzkanäle zugewiesen werden. Wenn eine Übertragungsbandbreite 1,3 MHz beträgt und aus einer gespreizten Trägerbandbreite von 1 MHz und dem Diplex-Abstand von 300 kHz besteht, und wenn eine Frequenzschrittgröße 10 MHz beträgt, was für die Genauigkeit einer Schleife ohne Rückführung typisch ist, dann ist die Anzahl der verfügbaren Frequenzen gleich dem nutzbaren Band, geteilt durch die Frequenzschrittgröße, oder gleich acht Frequenzen.

Da die in 3B dargestellte Schaltung 350 mit Rückführung eine genauere Frequenzsteuerung bereitstellt als eine rückführungslose Schaltung 300 gemäß 3A, sind in einer Bandbreite der gleichen Größe mehr Frequenzen verfügbar. Zum Beispiel sind bei Verwendung der gleichen Bandbreite von 100 MHz annähernd 96 MHz des Bandes nutzbar, und eine Schrittgröße von 2 MHz ist möglich. Unter Annahme der gleichen Übertragungsbandbreite von 1,3 MHz ist die Anzahl der verfügbaren Frequenzen gleich 48, oder sechsmal soviel wie bei der rückführungslosen Schaltung 300 von 3A. Die rückführungslose Schaltung 300 ist jedoch wirtschaftlicher als die Schaltung 350 mit Rückführung gemäß 3B, und bei der Auswahl zwischen den beiden Frequenzsteuerungsverfahren müssen diese Faktoren abgewogen werden.

Störungen werden in Ausführungsformen der Erfindung auch reduziert, indem durch Anwendung von TDMA zusätzliche Kanäle verfügbar gemacht werden. Die Zeitschlitze im Übertragungssignal werden durch Impulsmodulation durch den Sendeschalter 130 erzeugt, der durch die Zeitgeberschaltung 135 (dargestellt in 1) gesteuert wird. Die Einschaltzeit oder Impulsbreite ist W, und das Impulswiederholungsintervall oder die Rahmenzeit ist I. Die Anzahl der Zeitschlitze wird durch den minimalen Wert von W und die System-Aktualisierungsrate bestimmt.

Zur Berechnung des Minimalwerts von W wird die folgende grundlegende Doppler-Gleichung benutzt, um die Doppler-Verschiebung für eine zu messende Minimalgeschwindigkeit zu berechnen: D = 2v/&lgr; wobei D gleich der Doppler-Frequenzverschiebung ist, v die Geschwindigkeit und &lgr; die Übertragungswellenlänge ist. Wenn zum Beispiel die Messung der Geschwindigkeiten von Objekten mit einer Toleranz von ± 1,609 km/h (± 1 Meile pro Stunde) ein Konstruktionsziel ist, beträgt die Dopplerfrequenz 72 Hz bei der Betriebsfrequenz von 24,125 GHz. Diese muß gleich einer Bandbreite von einem Element der schnellen Fowier-Transformation (FFT) 200 sein, oder der "FFT-Abschnittsgröße". Der minimale Zeitbereichswert, d. h. W, der mit dieser FFT-Abschnittsgröße gemessen werden kann, ist gleich 1/(FFT-Abschnittsgröße) oder gleich 14 Millisekunden.

Die Systemaktualisierungsrate wird durch die Anzahl von gewünschten Zeitschlitzen und durch die Geschwindigkeit bestimmt, mit der das Ausgangssignal aktualisiert werden soll, d. h. die Bildwiederholfrequenz. Eine komfortable Systemaktualisierungsrate für menschliche Beobachtung ist 100 Millisekunden, die bei Division durch den Mindestwert von W sieben Zeitschlitze ergibt. Die Systemaktualisierungsrate ist gleich der kombinierten Latenzzeit für den Digitalsignalprozessor (DSP) 185 und den Systemprozessor 220 (dargestellt in 2) und muß kleiner sein als die Rahmenzeit I, oder das Radarsystem kann die empfangenen Signale nicht verarbeiten. Daher beträgt die Rahmenzeit I in diesem Beispiel annähernd 100 Millisekunden.

Die FFT-Abschnittsgröße bestimmt außerdem eine minimale Abtastfrequenz für den Taktgeber 400 (dargestellt in 4). Zum Beispiel wäre bei Anwendung der früher verwendeten Empfangs-ZF-Frequenzen von 100 und 200 kHz mit Anwendung des Nyquist-Kriteriums eine Abtastrate von mindestens 400 kHz erforderlich. Diese Frequenz wird durch die FFT-Abschnittsgröße dividiert, z. B. 72 Hz, um die Anzahl der Elemente in der FFT 200 (dargestellt in 2) zu berechnen, die mindestens 5555 Elemente betragen würde. Weil jedoch bekannt ist, daß FFT-Algorithmen effizienter sind, wenn die Anzahl der Elemente gleich einer Potenz von 2 ist, wäre die Elementgröße, die 5555 übersteigt und eine Potenz von 2 ist, gleich 8192 Elemente. Die minimale Taktfrequenz ist gleich der Anzahl der Elemente, multipliziert mit der FFT-Abschnittsgröße, z. B. 8192 Elemente mal 72 Hz, oder 589 kHz. Diese Beziehung läßt sich durch die folgende Formel ausdrücken: FS = n&Dgr;f wobei Fs die Taktfrequenz, n die Abschnittszahl und &Dgr;f die Abschnittsgröße ist.

Da ein Kanal ein konkreter Zeitschlitz und eine konkrete Frequenz ist, ist die durch ein erfindungsgemäßes Radar bereitgestellte Anzahl von Kanälen gleich der Anzahl der Zeitschlitze, multipliziert mit der Anzahl verfügbarer Frequenzen. In den oben angegebenen Beispielen ist die Anzahl der durch die rückführungslose Schaltung 300 von 3A bereitgestellten Kanäle gleich 7 mal 8, oder gleich 56, und die Anzahl der Kanäle, die durch die Schaltung 350 mit Rückführung gemäß 3B bereitgestellt wird, ist gleich 7 mal 56, oder 392.

Wie weiter oben beschrieben, sortiert der Signalanalysator 210 (dargestellt in 2) empfangene Signale durch Zurückweisung von Signalen mit Amplituden und Phasendifferenzen, die sich von vorgegebenen Schwellwerten unterscheiden, die sich auf Schätzwerte für die interessierenden Entfernungen und Geschwindigkeiten beziehen, z. B. diejenigen, die für Bodenfahrzeuge erwartet werden. Wenn ein empfangener Kanal durch mehr als einen Benutzer belegt wird und die empfangenen Signale miteinander konkurrieren oder interferieren, wird dieser Zustand durch den Konkurrenzdetektor 230 erfaßt.

Der Konkurrenzdetektor 230 führt diese Funktion durch Abtasten von Empfangssignalstärken (RSS) in dem empfangenen Kanal von einer Gruppe von FFT-Abschnitten durch, die Signale außerhalb der erwarteten Geschwindigkeiten möglicher Ziele darstellen, wie z. B. von Bodenfahrzeugen. Dieses Verfahren wird angewandt, weil, wenn nur Abschnitte im Bereich möglicher Geschwindigkeitswerte untersucht würden, die Sortierung der Rücksignale von Störungs- oder konkurrierenden Signalen schwierig wäre. In dem weiter oben angegebenen FFT-Beispiel von 8192 Abschnitten, in dem jeder Abschnitt einen Geschwindigkeitsbereich von ± 1,609 km/h (± 1 Meile pro Stunde) darstellt, stellen zum Beispiel die meisten Abschnitte Doppler-Signale für Objekte dar, die sich mit "unmöglichen" Geschwindigkeiten bewegen, d. h. mit mehreren tausend Meilen pro Stunde.

Der Konkurrenzdetektor 230 wählt eine Gruppe von Abschnitten für die unmöglichen Geschwindigkeiten aus, z. B. 200 Abschnitte, und berechnet eine mittlere Empfangssignalstärke (RSS) für diese Abschnitte. Die mittlere RSS wird dann mit einem Schwellwert verglichen, der auf einer Messung eines Grundrauschens des Systems basiert, d. h. bei nichtvorhandener Störung in dem empfangenen Kanal. Wenn die mittlere Empfangssignalstärke (RSS) das Grundrauschen um einen festen Wert übersteigt, zum Beispiel um 20 dB, zeigt dieser Zustand Störungen im Empfangskanal an. Wenn Störungen von einem anderen Spreizspektrumsignal vorhanden sind, werden die Störungen über alle FFT-Abschnitte gleichermaßen gespreizt. Beim Prozeß der Abwärtsumsetzung der Signale an der Antenne (die das Radarecho und die Störung enthält) wird die Störung über mehrere MHz gespreizt. Das Radarecho ist jedoch wegen der kohärenten Korrelation nach der Abwärtsumsetzung weniger als 72 Hertz breit. Daher ist nur ein kleiner Teil des Störsignals im gleichen Kanal wie das Radarechosignal am A/D-Umsetzer. Wenn zum Beispiel ein Abschnittspegel durch Störung um 1 dB ansteigt, werden alle Abschnittspegel um 1 dB ansteigen. Wenn daher in Abschnitten mit unmöglichen Geschwindigkeitsbereichen Störungen erfaßt werden, handelt es sich um Abschnitte mit möglichen Geschwindigkeitsbereichen, und eine Änderung des Sendekanals ist notwendig, um die Konkurrenz zu vermeiden.

Der Konkurrenzdetektor 230 wählt durch Verwendung eines Konkurrenzprotokolls, wie z. B. ALOHA oder eines weiter unten erläuterten ALOHA mit modifizierter Reservierung, einen anderen Kanal aus. Zum Beispiel wird eine Zufallszahl ausgewählt, die einen nächsten Zeitschlitz und einen Frequenzkanal darstellt, wobei die Zahl in einem Kanalansteuerungsalgorithmus zur Auswahl eines nicht interferierenden Kanals für das Übertragungssignal verwendet wird. Typischerweise wählt der Kanalansteuerungsalgorithmus einen Zeitschlitz innerhalb eines Zeitrahmens I aus der Konkurrenz. Die Zufallszahl kann durch Software berechnet oder aus einer Hardware-Nachschlagetabelle gelesen werden. Der Konkurrenzdetektor 230 sendet dann ein Frequenzsteuersignal zum Frequenzregler 110 oder ein Zeiteinstellungssignal zur Zeitgeberschaltung 135 (beide dargestellt in 1), um den Kanal des gesendeten Signals zu modifizieren und die Konkurrenz zu vermeiden. Das durch den Konkurrenzdetektor 230benutzte Protokoll beginnt beim Einschalten des Systems mit dem Standard-ALOHA-Protokoll und schaltet später nach dem Sortieren der empfangenen Signale bei zunehmender Wahrscheinlichkeit der Konkurrenz zu einem ALOHA mit modifizierter Reservierung um.

Nachstehend wird das durch den Konkurrenzdetektor 230 verwendete ALOHA-Protokoll mit modifizierter Reservierung beschrieben. Beim Reservierungs-ALOHA wird die verfügbare Frequenzbandbreite zu Frequenzschlitzen organisiert, und jeder Frequenzschlitz wird zu aufeinanderfolgenden Zeitrahmen organisiert, und jeder Zeitrahmen wird in Zeitschlitze unterteilt. Ein "Schlitz" ist daher eine Kombination von Frequenz und Zeit. Verfügbare Stationen senden nach dem Zufallsprinzip in einen Schlitz. Wenn die Rückkopplung von dem Schlitz anzeigt, daß die Sendung erfolgreich war, dann "besitzt" diese Station diesen Schlitz, solange sie etwas zu übertragen hat. Wenn die Rückkopplung eine Kollision oder Konkurrenz anzeigt, dann wählt die Station nach dem Zufallsprinzip einen anderen Schlitz aus. Beim herkömmlichen Reservierungs-ALOHA hört die Station den Schlitz nach anderen Übertragungen ab und wartet vor der Übertragung, bis der Schlitz frei ist. Für die vorliegende Erfindung senden wir ohne Abhören des Schlitzes, um eine schnellere Durchführung zu erreichen, und wir haben dieses Verfahren als ALOHA mit modifizierter Reservierung bezeichnet. Zu beachten ist, daß die Erfindung ALOHA mit herkömmlicher Reservierung anwenden kann, wenn auch mit langsamerem Durchsatz als das modifizierte Verfahren.

Die Amplitudensortierung 215 (dargestellt in 2) kann gleichfalls ein Leistungsregelungssignal zur Leistungsregulierungsschaltung 125 (dargestellt in 5) senden, um die Amplitude des gesendeten Signals während Zeitspannen mit starkem Signalempfang zu vermindern. Der Zweck dieser Leistungsminderung ist, die Störung von Radarsystemen anderer Benutzer zu minimieren, die durch das Übertragungssignal verursacht wird, und wird als adaptive Verstärkungs- oder adaptive Leistungsregelung bezeichnet. Der adaptive Leistungspegel wird durch Software berechnet und basiert auf der Empfangssignalstärke, dem maximal zulässigen Leistungspegel und der Zielentfernung.

In 6 ist eine alternative Ausführungsform des erfindungsgemäßen Sendeabschnitts dargestellt, deren Aufgabe die Verwendung von aktiven HF-Komponenten mit niedrigerer Frequenz ist. Viele der Komponenten sind den in 1 dargestellten ähnlich und werden durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Die Trägerfrequenz an der Antenne in 6 ist 76 bis 77 GHz. Ein Frequenzverdoppler 700 verdoppelt jedoch &Dgr;f, den Diplex-Abstand. Um das gleiche &Dgr;f zu erreichen, ist F1 jetzt typischerweise gleich 75 kHz, und LO wird auf einen Bereich von 38 bis 38,5 GHz reduziert. Anstelle des Abwärtsumsetzermischers 155 (dargestellt in 1) wird jetzt ein Subharmonischen-Mischer 705 verwendet.

Auf diese Weise vermindert ein CW-Diplex-Doppelrradar gemäß der Erfindung Störungen von anderen Radarsystemen in einer Kollisionsvermeidungsumgebung durch Wechselwirkung zwischen verschiedenen neuartigen Radarmerkmalen, zu denen Spreizspektrum-Modulation, das Frequenzsprungverfahren, das Zeitsprungverfahren, adaptive Leistungsregelung und Protokoll-Management gehören.


Anspruch[de]
Dauerstrisch-Diplex-Dopplerradar, das aufweist:

einen Oszillator (105) zur Erzeugung einer durch eine Versatzfrequenz modulierte Trägerfrequenz, um mindestens ein Diplex-Übertragungssignal während eines Zeitkanals zu erzeugen; und

einen Konfliktdetektor (230) zum Erfassen einer Interferenz zwischen einem reflektierten Signal und einem oder mehreren empfangenen Signalen;

wobei das Radar dadurch gekennzeichnet ist, daß der Konfliktdetektor (230) so betrieben werden kann, daß er ein Übertragungsreguliersignal zum Regulieren (a) der Trägerfrequenz oder (b) des Zeitkanals erzeugt;

wobei das Radar ferner einen Interferenzregler aufweist, der so betrieben werden kann, daß er als Reaktion auf das Übertragungsreguliersignal selektiv (a) die Trägerfrequenz bzw. (b) den Zeitkanal reguliert.
Radar nach Anspruch 1, wobei der Interferenzregler aufweist:

einen Frequenzregler zur Änderung der Trägerfrequenz in vorgegebenen Schritten, um für Frequenzmultiplexzugriff zu einer vorgegebenen Bandbreite zu sorgen.
Radar nach Anspruch 2, wobei der Frequenzregler einen Computerprozessor aufweist. Radar nach Anspruch 1, wobei der Interferenzregler aufweist:

einen Pulsmodulator zur Änderung des Zeitkanals des Übertragungssignals um für Zeitmultiplexzugriff zu einem vorgegebenen Zeitintervall zu sorgen.
Radar nach Anspruch 4, wobei der Pulsmodulator aufweist:

einen Taktgeber;

eine mit dem Taktgeber verbundene digitale Logikschaltung (135) zur Erzeugung von Zeitkanälen; und

einen Übertragungsschalter (130) zum Einschalten des Übertragungssignals während eines ausgewählten Zeitkanals.
Radar nach Anspruch 1, das ferner aufweist:

eine Amplitudensortierung (215) zur Erzeugung eines auf empfangenen Signalstärken basierenden Leistungsregelungssignals; und

ein HF-Dämpfungsglied zur Änderung einer Übertragungsleistung als Reaktion auf das Leistungsregelungssignal, um dadurch eine adaptive Verstärkung in einem vorgegebenen Übertragungsleistungsbereich bereitzustellen.
Radar nach Anspruch 1, wobei der Oszillator einen Frequenzregelungseingang aufweist, und wobei das Radar ferner aufweist:

einen mit dem Frequenzregelungseingang gekoppelten Ausbreitungsspektrummodulator zum Ausbreiten des Übertragungssignalspektrums.
Radar nach Anspruch 1, wobei der Spektrumsmodulator ferner aufweist:

einen Trägerfrequenzwähler;

einen Summierer mit mehreren Eingangsknoten, wobei einer der Eingangsknoten mit dem Frequenzwähler verbunden ist;

einen quasistatistischen Rauschmodulator (305), der mit einem weiteren Eingangsknoten des Summierers verbunden ist;

einen mit einem weiteren Eingangsknoten des Summierers verbundenen Temperaturfühler (330) zur Kompensation von temperaturbedingten Frequenzänderungen; und

einen Digital-Analog-Wandler, der mit einem Ausgang des Summierers und dem Frequenzregelungseingang verbunden ist.
Radar nach Anspruch 7, wobei der Oszillator einen Frequenzmeßausgang aufweist, und wobei der Ausbreitungsspektrummodulator ferner aufweist:

einen Trägerfrequenzwähler;

eine Phasensynchronisationsschleife (375), die mit dem Trägerfrequenzwähler und dem Frequenzmeßausgang verbunden ist;

einen Summierer (370) mit mehreren Eingangsknoten, wobei einer der Knoten mit der Phasensynchronisationsschleife (375) verbunden ist;

einen Digital-Analog-Wandler (360), der mit einem weiteren Eingangsknoten von den genannten Eingangsknoten verbunden ist; und

einen quasistatistischen Rauschmodulator (305), der mit dem Digital-Analog-Wandler (30) verbunden ist.
Radar nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei der Konfliktdetektor (230) ferner ein ALOHA-System oder ein ALOHA-System mit modifizierter Reservierung aufweist. Radar nach Anspruch 10, wobei das ALOHA-System mit modifizierter Reservierung aufweist:

eine Einrichtung zum Erfassen von Frequenzrahmen und Zeitkanälen in einem der Frequenzrahmen;

eine Einrichtung zur Auswahl eines unbesetzten Zeitkanals in dem Frequenzrahmen; und

eine Einrichtung zum Übertragen im unbesetzten Zeitkanal.
Radar nach Anspruch 1, wobei der Konfliktdetektor (230) aufweist:

eine Einrichtung zum Erfassen einer empfangenen Signalstärke eines Signals, das eine Doppler-Frequenzverschiebung jenseits eines interessierenden Bereichs aufweist;

eine Einrichtung zum Vergleich der Signalstärke mit einer Summe aus einem Rauschsignal für den Kanal und einem gegenwärtigen Schwellwert; und

eine Einrichtung, um jedesmal, wenn die Signalstärke die Summe übersteigt, die Existenz eines Konflikts zu erklären.
Radar nach Anspruch 12, wobei der Konfliktdetektor (230) aufweist:

eine Einrichtung zum Erfassen mehrerer empfangener Signalstärken von Signalen, die eine Doppler-Frequenzverschiebung jenseits eines interessierenden Bereichs aufweisen;

eine Einrichtung zum Berechnen eines Mittelwerts der empfangenen Signalstärken;

eine Einrichtung zum Vergleich des Mittelwerts mit einer Summe aus einem Rauschsignal für den Kanal und einem gegenwärtigen Schwellwert; und

eine Einrichtung, um jedesmal, wenn die Signalstärke die Summe übersteigt, die Existenz eines Konflikts zu erklären.
Radar nach Anspruch 8, das ferner einen Digital-Analog-Wandler aufweist, der mit dem Ausgangsknoten des ersten Summierers und einem weiteren Eingangsknoten des ersten Summierers verbunden ist.






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