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Dokumentenidentifikation DE60307560T2 06.06.2007
EP-Veröffentlichungsnummer 0001387495
Titel Rauscharmes, umschaltbares Tiefpassfilter mit weicher Umschaltcharakteristik
Anmelder Northrop Grumman Corp., Los Angeles, Calif., US
Erfinder Fischer, Gerald R., Playa del Rey, California 90293, US
Vertreter WINTER, BRANDL, FÜRNISS, HÜBNER, RÖSS, KAISER, POLTE, Partnerschaft, 85354 Freising
DE-Aktenzeichen 60307560
Vertragsstaaten DE, FI, FR, GB, NL
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 06.06.2003
EP-Aktenzeichen 030129159
EP-Offenlegungsdatum 04.02.2004
EP date of grant 16.08.2006
Veröffentlichungstag im Patentblatt 06.06.2007
IPC-Hauptklasse H03L 7/107(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, EP
IPC-Nebenklasse H03L 7/093(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, EP   

Beschreibung[de]
QUERVERWEIS AUF BETREFFENDE ANMELDUNG

Diese Anmeldung bezieht sich auf die gemeinsam anhängige Anmeldung Nr. 10/001,714, die am 24. Oktober 2001 (US-Patentnummer US 2003076177) mit dem Titel: "Phase Locked Loop with Charge Injection Cancellation" (Phasenstarreschleife mit Ladungsinjektionslöschung) von demselben Erfinder eingereicht wurde.

BEREICH DER ERFINDUNG

Die Erfindung betrifft im Allgemeinen analoge Tiefpassfilter und insbesondere ein Filter, das Schaltereignisse verringert, wenn das Filter in und aus eine phasenstarre Schleife geschaltet wird.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Herkömmliche Steuersysteme wie zum Beispiel phasenstarre Schleifen, die zum Beispiel für eine Frequenzsynthese verwendet werden, benötigen häufig ein Tiefpassfilter in dem Vorwärtspfad der Schleife, um unerwünschtes Schaltungsrauschen zu unterdrücken, bevor das Signal das spannungsgesteuerte Element erreicht. Wenn das System einen Erfassungsmodus mit hoher Bandbreite und hoher Geschwindigkeit aufweist, muss das Filter aus dem Signalpfad geschaltet werden, um eine Instabilität während der Signalerfassung zu vermeiden. In einem anschließenden Schmalbandmodus eines stabilen Zustands muss das Filter nach der Signalerlangung zurück in den Signalpfad geschaltet werden.

Es werden jedoch Störtransienten eingeleitet, wenn das Filter zurück in den Signalpfad geschaltet wird. Die resultierende teilweise Neuerfassung durch das Filter und das System des Signals verringert dadurch den Gesamtgewinn des Erfassungsmodus. Die Störtransienten werden sogar noch problematischer, wenn sie sich ändern, da es schwierig ist, die sich ändernden Transienten zu kompensieren. Außerdem fügen die Schaltschaltungen und andere Elemente des Filters häufig unerwünschtes aktives Schaltungszufallsrauschen in dem Schmalbandmodus hinzu, wodurch der ursprünglich beabsichtigte Rauschunterdrückungsgewinn des Erfassungsmodus verschlechtert wird.

Das Dokument US-A-4 752 749 beschreibt einen Tuner bzw. Abstimmer mit schneller Antwort, wobei eine sich ändernde DC-Eingangsspannung über einen Anschluss einem Eingang eines Phasenvergleichers bereitgestellt wird. Der Ausgang von dem Phasenvergleicher wird durch ein PLL-Schleifenfilter und ein Verzögerungsfilter mit dem Eingang eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) gekoppelt. Der Ausgang des VCO wird sowohl einem Ausgangsanschluss als auch einem zweiten Eingang des Phasenvergleichers durch einen 1/N-Teiler über eine Rückführleitung zugeführt. In dem Verzögerungsfilter des PLL-Schleifenfilters und der VCO werden durch einen ersten Widerstand gekoppelt. Ein zweiter Widerstand ist sowohl mit dem VCO als auch dem ersten Widerstand an einer Seite und einem ersten Kondensator an der anderen Seite gekoppelt. Das PLL-Schleifenfilter und der erste Widerstand sind beide an einem Knoten an den positiven Eingang eines Differenzverstärkers gekoppelt, dessen negativer Eingang mit seinem Ausgang über eine Rückführungsschleife gekoppelt ist, um eine Einheitsverstärkung bereitzustellen. Der Ausgang des Verstärkers ist durch eine parallele Kombination aus einem Schalter und einem dritten Widerstands mit dem positiven Eingang des Differenzverstärkers gekoppelt, dessen negativer Eingang mit seinem Ausgang über eine Rückführungsschleife gekoppelt ist. Der positive Eingang des Verstärkers, der Schalter und der dritte Widerstand sind mit einem zweiten Kondensator gekoppelt, dessen zweite Seite auf Bezugsmasse liegt. Während eines Breitbandbetriebes ist der Schalter geschlossen, was es dem Verstärker ermöglicht, den zweiten Kondensator zu laden. Um das Verzögerungsnetzwerk wirksam werden zu lassen, wird der Schalter geöffnet.

Das Dokument DE 196 11 219 A beschreibt eine phasenstarre Schleife, die zwischen einer hohen Bandbreite und einer niedrigen Bandbreite wechseln kann, wobei die Schleife einen spannungsgesteuerten Oszillator, einen Bezugsfrequenzgenerator, eine Frequenzteilerschaltung, die mit dem Ausgang des Oszillators verbunden ist, eine Phasendetektorschaltung, die mit dem Bezugsfrequenzgenerator und der Frequenzteilerschaltung verbunden ist, eine erste Filterschaltung, die die hohe Bandbreite einstellt, eine zweite Filterschaltung, die die niedrige Bandbreite einstellt, einen Pufferverstärker sowie eine Schaltvorrichtung aufweist, die in einem ersten Schaltstatus in den Pufferverstärker zwischen den beiden Filterschaltungen schaltet, um eine hohe Bandbreite einzurichten, und in einem zweiten Schaltstatus den Pufferverstärker aus zumindest einer der Filterschaltungen entfernt und die zweite Filterschaltung mit dem Ausgang der Phasendetektorschaltung verbindet, um die niedrige Bandbreite einzurichten.

Das Dokument US-A-5 461 344 beschreibt einen PLL-Frequenzsynthetisierer, der für Radiokommunikationsvorrichtungen oder Ähnlichem verwendet wird, um einen Frequenzfehler zu einem Zeitpunkt einer Frequenzänderung zu verringern. Zu dem Zeitpunkt der Frequenzänderung führt ein erstes Schleifenfilter eine Frequenzgrobeinstellung durch und lädt oder entlädt einen Kondensator in einem zweiten Schleifenfilter auf eine Spannung, die der Sollfrequenz entspricht. Außerdem führt eine Steuerung einem spannungsgesteuerten Oszillator Frequenzfeinsteuerdaten zu, um die Sollfrequenz auszugeben, und steuert das Schalten eines Schleifenfilter in einer PLL von dem ersten Schleifenfilter zum zweiten Schleifenfilter.

Daher ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Tiefpassfilter zu schaffen, das auf eine Weise in und aus ein Steuersystem geschaltet werden kann, die die Wirkungen von Schalttransienten minimiert.

Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Tiefpassfilter zum Schalten in und aus ein Steuersystem auf eine Weise bereitzustellen, die die Wirkungen von Schalttransienten durch Erzeugen einer bekannten passenden Transiente, die eine Kompensation ermöglicht, minimiert.

Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Tiefpassfilter zum Schalten in und aus ein Steuersystem auf eine Weise bereitzustellen, die unerwünschtes aktives Schaltungszufallsrauschen in dem Schmalbandbetriebsmodus minimiert.

KURZE ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Im Hinblick auf das oben Angeführte stellt die vorliegende Erfindung ein geschaltetes Tiefpassfilter bereit, das Transienten minimiert, die während Filterschaltereignissen erzeugt werden, und das kein aktives Schaltungszufallsrauschen hinzufügt. Das geschaltete Tiefpassfilter enthält einen Filtereingangsanschluss zum Empfangen eines Eingangsbasisbandsignals, eine RC-Schaltung zum Durchlassen nur eines gefilterten Abschnitts des Eingangsbasisbandsignals in Abhängigkeit von einem Breit-, Mittel- oder Schmalbandmodus eines Filterbetriebs, und einen Ausgangsanschluss zur Verbindung mit einem folgenden gesteuerten Element.

Das geschaltete Tiefpassfilter enthält außerdem eine Transientenverringerungsschaltung in schaltbarer Kommunikation mit der RC-Schaltung zur Minimierung von Transienten und Schaltereignissen, die durch einen Übergang zu den Mittel- und Schmalbandmodi des Filterbetriebes verursacht werden, und einen Filterausgangsanschluss zum Ausgeben des Eingangsbasisbandsignals in dem Breitbandbetriebsmodus und des gefilterten Abschnitts des Basisbandsignals anschließend an die Transientenverringerungsschaltung, die die Transienten und die Schaltereignisse minimiert, die durch einen Übergang zu den Mittel- und Schmalbandmodi des Filterbetriebes verursacht werden.

KURZE BESCHREIBUNGEN DER ZEICHNUNGEN

Es zeigen:

1 ein schematisches Schaltungsdiagramm einer phasenstarren Schleifenschaltung einschließlich einem geschalteten Tiefpassfilter gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,

2 ein schematisches Schaltungsdiagramm des geschalteten Tiefpassfilters der 1 in größerem Detail,

3 ein schematisches Schaltungsdiagramm des geschalteten Tiefpassfilters der 1 in einem Breitbandsignalerfassungsmodus,

4 ein schematisches Schaltungsdiagramm des geschalteten Tiefpassfilters der 1 in einem Mittelbandmodus, und

5 ein schematisches Schaltungsdiagramm des geschalteten Tiefpassfilters der 1 in einem Schmalbandmodus eines stabilen Zustands.

GENAUE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG

In den Zeichnungen, in denen gleiche Bezugszeichen gleiche Teile bezeichnen, zeigt 1 eine phasenstarre Schleifenschaltung (PLL) 10 des Typs, der zu Zwecken einer Frequenzsynthese in Verbindung mit einem spannungsgesteuertem Element, das im Allgemeinen als ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) 12 dargestellt wird, verwendet wird. Die PLL 10 enthält einen Phasendetektor 14 zum Erzeugen einer Spannung VDIFF einer niedrigen Frequenz oder eines Basisbandes, die die Phasendifferenz zwischen dem Eingangssignal fIN und einem VCO-Ausgangssignal fOUT einer hohen Frequenz angibt. Ein programmierbares aktives Filter 16 und ein geschaltetes Tiefpassfilter 18 filtern dann das Differenzspannungssignal VDIFF, bevor das Differenzspannungssignal VDIFF in den VCO 12 eingegeben wird, um den VCO 12 auf das gewünschte VCO-Ausgangssignal fOUT hoher Frequenz abzustimmen.

Das programmierbare aktive Filter 16 dient zum Einstellen der Bandbreite der PLL 10 gemäß bekannten vorbestimmten Schaltungsbetriebsparametern und kann unter Verwendung eines Operationsverstärkers 19 mit Potentiometern 20, 23 und einem Kondensator 24 aufgebaut sein, die zum Einstellen der Bandbreite des programmierbaren aktiven Filters 16 verwendet werden. Da jedoch der Operationsverstärker 19 und der Phasendetektor 14 aktive Elemente sind, führen sie Signalrauschen ein, das von dem programmierbaren aktiven Filter 16 zusammen mit einer aktiven Filterspannung VIN ausgegeben wird, die in das geschaltete Tiefpassfilter 18 am Filtereingang 26 eingegeben wird.

Das geschaltete Tiefpassfilter 18 gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dient zum Schützen des VCO 12 vor Rauschen, das durch den Operationsverstärker 19 und den Phasendetektor 14 erzeugt wird. Das geschaltete Tiefpassfilter 18 wird in und aus der PLL 10 auf der Grundlage von Steuersignalen geschaltet, die von einem Befehlssystem wie zum Beispiel einem Mikroprozessor in eine Steuersignalleitung 28 eingegeben werden und die den Betriebsparametern und Modi des programmierbaren aktiven Filters 16 entsprechen. Wie es unten genauer beschrieben wird, filtert das geschaltete Tiefpassfilter 18 Rauschen, das durch die aktiven Elemente des programmierbaren aktiven Filters 16 und des Phasendetektors 14 in die Eingangsspannung VIN eingeleitet wird, ebenso wie Transiente, die durch Schaltelemente in dem geschalteten Tiefpassfilter 18 selbst eingeleitet werden, auf eine Weise, die gewährleistet, dass eine Passage eines gewünschten Ausgangssignals einschließlich einer gewünschten Spannung VOUT und eines kleinen Laststroms ILOAD von ungleich Null von seinem Ausgangsanschluss 32 zum VCO 12 eingerichtet wird.

2 zeigt das geschaltete Tiefpassfilter 18 in größerem Detail. In dem geschalteten Tiefpassfilter 18 beinhaltet eine RC-Schaltung einen Widerstand R1 und einen Kondensator C1 des Typs, der in jedem herkömmlichen Tiefpassfilter vorhanden ist, um an dem Ausgangsanschluss 32 eine Ausgangsspannung VOUT auf die Eingangsspannung VIN hin zu erzeugen. Außerdem beinhaltet das geschaltete Tiefpassfilter 18 Schalter S1, S2, die beide vorzugsweise FET-Schalter des Typs sind, der in herkömmlichen geschalteten Tiefpassfiltern enthalten ist. Der Schalter S1 ist zwischen dem Kondensator C1 und Masse geschaltet, und der Schalter S2 ist parallel zum Widerstand R1 geschaltet. Außerdem beinhaltet das geschaltete Tiefpassfilter 18 eine Transientenverringerungsschaltung 34, die es dem geschalteten Tiefpassfilter 18 ermöglicht, von einem Breitband- oder Erfassungsmodus zu einem Mittelbandmodus und dann zu einem Schmalbandmodus oder Modus mit stabilem Zustand auf eine Weise überzugehen, die die Wirkungen von Transienten und Rauschen oder Schaltereignissen, die durch die Schalter S1, S2 während des Übergangs eingeleitet werden, minimiert. Genauer gesagt kann die Transientenverringerungsschaltung 34 während der Breitband-, Mittelband- und Schmalbandmodi des Filterbetriebes betätigt werden, um es dem geschalteten Tiefpassfilter 18 zu ermöglichen, in einen stabilen Strom- und Spannungsmodus ohne Variieren, und daher unvorhersagbaren Transienten, die durch die Schalter S1, S2 erzeugt werden und die bei herkömmlich geschalteten Tiefpassfiltern problematisch sind, anzukommen.

Die Transientenverringerungsschaltung 34 beinhaltet einen Kondensator C2 und einen Widerstand R2, die zwischen dem Filtereingang 26 und Masse geschaltet sind, wobei der Widerstand R2 einen Ladepfad für den Kondensator C2 bereitstellt, wenn das geschaltete Tiefpassfilter 18 in einem Mittelbandbetriebsmodus betrieben wird. Ein Verstärker A1 wie zum Beispiel ein Pufferverstärker mit Einheitsverstärkung weist einen positiven Eingangsanschluss auf, der mit dem Kondensator C2 und dem Widerstand R2 gekoppelt ist und zu Impedanzisolierzwecken verwendet wird. Außerdem ist ein Schalter S3 an einem Ende mit dem positiven Eingangsanschluss des Verstärkers A1 und mit seinem anderen Ende mit Masse gekoppelt, und ein Schalter S4 ist zwischen einem Ausgangsanschluss des Verstärkers A1 und zwischen dem Kondensator C1 und dem Schalter S1 geschaltet. Wie es im Folgenden genauer beschrieben wird, ermöglicht es die Transientenverringerungsschaltung 34 dem geschalteten Tiefpassfilter 18 und insbesondere dem Widerstand R1, dem Kondensator C1 und den Schaltern S1, S2, ein gefiltertes Ausgangssignal mit niedrigem Rauschen und gutartigen Transienten zu erzeugen, wenn es durch eine Quelle mit niedriger Impedanz wie zum Beispiel einem Operationsverstärker in dem programmierbaren aktiven Filter 16 angesteuert wird und in Verbindung mit einer Last einer hohen Impedanz wie zum Beispiel dem VCO 12 verwendet wird.

Die Werte für die obigen Elemente des geschalteten Tiefpassfilters 18 wie beispielsweise der Widerstände R1, R2 und der Kondensatoren C1, C2 können sich entsprechend der speziellen Steuersystemschleife ändern, bei der das geschaltete Tiefpassfilter 18 implementiert ist. Wenn beispielsweise der Ausgangsanschluss des geschalteten Tiefpassfilters 18 mit einem Eingangsanschluss des VCO 12 gekoppelt ist, kann die Bandbreite der PLL 10 einen beispielhaften Wert von 100 KHz während der Erfassung und 10 KHz während des stabilen Zustands aufweisen, und daher können die Filterelemente Werte von beispielsweise R1 = 750&OHgr;, C1 = 2000pF, C2 = 700pF und R2 = 2500&OHgr; aufweisen. Das resultierende geschaltete Tiefpassfilter weist eine Bandbreite von mehreren MHz in dem Breitbandmodus und 100KHz in dem Schmalbandmodus auf. Ein Operationsverstärker wie zum Beispiel ein OP-37 für den Operationsverstärker A1 mit einer Energieversorgung von ±10V kann VCO-Spannungen innerhalb dieses Bereiches und Lastströme, die größer als 10mA sind, einsetzen.

Anhand von 2 wird im Folgenden der Betrieb des geschalteten Tiefpassfilters 18 beschrieben, wobei zunächst angenommen wird, dass die Transientenverringerungsschaltung 34 nicht betrieben wird, dass der Schalter S2 zu sämtlichen Zeiten offen bleibt, sodass das geschaltete Tiefpassfilter 18 wie ein herkömmliches geschaltetes Tiefpassfilter eines ersten Typs betrieben wird, und dass das geschaltete Tiefpassfilter 18 durch eine Quelle relativ niedriger Impedanz angesteuert wird und eine Last relativ hoher Impedanz ansteuert. Bei einer derartigen Bedingung tritt eine Änderung der Betriebsspannung VIN auf, wenn von einem Betriebspunkt eines stabilen Zustands geschaltet wird. Wenn beispielsweise die PLL 10 in 1 angewiesen wird, eine neue Betriebsfrequenz zu holen, bewirken Steuersignale von der Steuerleitung 28, dass der Schalter S1 geöffnet wird, um das geschaltete Tiefpassfilter 18 in einen Breitbandmodus zu bringen. In diesem Breitbandmodus geht die Betriebsspannung VOUT schnell zur neuen Betriebsspannung VIN über. Wenn jedoch der Schalter S1 anschließend geschlossen wird, um den Betrieb des geschalteten Tiefpassfilters 18 in einen Schmalbandbetriebsmodus zu ändern, kann die neue Ausgangsspannung VOUT der Eingangsspannung VIN nicht schnell folgen, da der Kondensator C1 sich zunächst auf die Eingangsspannung VIN aufladen muss. Daher ist anfänglich kein ausreichender Strom ((VOUT – VIN)/R1) über dem Kondensator C1 vorhanden, wenn der Schalter S1 geschlossen wird. Demzufolge ist ein langer Neuerfassungsprozess in dem Schmalbandmodus notwendig, um die Spannung des Kondensators C1 zu seinem neuen benötigten Wert von VIN zu bringen.

Mit Bezug auf 2 wird im Folgenden der Betrieb des geschalteten Tiefpassfilters 18 beschrieben, wobei angenommen wird, dass die Transientenverringerungsschaltung 34 nicht betrieben wird, dass der Schalter S1 zu sämtlichen Zeiten offen bleibt, sodass das geschaltete Tiefpassfilter 18 wie ein herkömmlich geschaltetes Tiefpassfilter eines zweiten Typs betrieben wird, und dass das geschaltete Tiefpassfilter 18 durch eine Quelle relativ niedriger Impedanz angesteuert wird und eine Last relativ hoher Impedanz ansteuert. Bei einer derartigen Bedingung wird, wenn die PLL 10 angewiesen wird, eine neue Frequenz zu holen bzw. zu erfassen und eine Änderung der Betriebsspannung VIN vorliegt, Steuersignale von der Steuerleitung 28 bewirken, dass der Schalter S2 geschlossen wird, um zu ermöglichen, dass das geschaltete Tiefpassfilter 18 in einem Breitbandmodus betrieben wird. Daher umgeht fast sämtlicher Strom den Widerstand R1, wenn der Wert von R1 relativ groß ist, und daher folgt die Spannung VOUT schnell der Spannung VIN. Wenn der Schalter S2 geöffnet wird, um das geschaltete Tiefpassfilter 18 in einen Schmalbandbetriebsmodus zu schalten, muss sämtlicher Strom durch den Widerstand R1 laufen. Da jedoch die Lastimpedanz am Ausgangsanschluss 32 des geschalteten Tiefpassfilters 18 (der Eingangsanschluss des VCO 12 in 1) Strom durch den Widerstand R1 zieht, leitet die Öffnung des Schalters S2 eine Transiente ein, die eine lange Neuerfassungsperiode am Kondensator C1 wie in dem ersten Fall benötigt. Diese Transiente hängt ebenfalls von dem Laststrom und daher der Betriebsspannung (die spezielle abgestimmte Frequenz des VCO 12) zu diesem Zeitpunkt ab und ändert sich dementsprechend mit diesem. Daher ist es schwierig, die Transiente zu kompensieren.

Mit Bezug auf die 3 bis 5 wird im Folgenden der Betrieb des geschalteten Tiefpassfilters 18 einschließlich der Transientenverringerungsschaltung 34 gemäß der vorliegenden Erfindung auf eine Weise beschrieben, die es dem Fachmann deutlich macht, wie die obigen Begrenzungen, die mit herkömmlich geschalteten Tiefpassfiltern einhergehen, beseitigt werden können. In 3 ändert sich die Eingangsspannung VIN an dem Filtereingang 26, wenn die PLL 10 angewiesen wird, eine neue Frequenz zu erfassen und ein Schalten von einem Betriebspunkt eines stabilen Zustands am Filterausgangsanschluss 32 stattfindet. Steuersignale, die in die Steuerleitung 28 eingegeben werden, schließen die Schalter S1–S4, um es dem geschalteten Tiefpassfilter 18 zu ermöglichen, in einem Breitbandmodus zu arbeiten, um es der Ausgangsspannung VOUT zu ermöglichen, schnell zur neuen Eingangsspannung VIN überzugehen, wie es für eine Hochgeschwindigkeitserfassung einer neuen Frequenz in der PLL 10 notwendig ist. Das geschaltete Tiefpassfilter 18 weist einen resultierenden hohen Bandbreitenwert auf, der nur durch die jeweiligen parasitären Widerstände der Schalter S1–S4 begrenzt ist. Der Kondensator C2 wird auf die Eingangsspannung VIN aufgeladen. Der Kondensator C1 wird auf den letztendlichen Schmalbandmodusspannungswert während dieses Breitbandbetriebsmodus aufgeladen.

4 stellt die Konfiguration des geschalteten Tiefpassfilters 18 während des Betriebes in einen Mittelbandmodus dar, der ein Übergangsmodus des Betriebes ist, der das geschaltete Filter für einen Übergang zu einem Schmalbandbetriebsmodus vorbereitet. Um das geschaltete Tiefpassfilter 18 in den Mittelbandmodus zu bringen, öffnen Steuersignale von der Steuerleitung 28 (1) gleichzeitig die Schalter S1, S2 und S3, um dem geschalteten Tiefpassfilter 18 eine Frequenz hoher Bandbreite bereitzustellen, während die richtige Ladung für den Kondensator C1 aufrecht erhalten wird. Anders gesagt stellt, obwohl der Schalter S2 geöffnet ist und das geschaltete Tiefpassfilter 18 als ein Tiefpassfilter mit einer Eckfrequenz erscheint, die von den Werten des Widerstands R1 und des Kondensators C1 abhängt, der Signalpfad durch den Kondensator C2 und den Verstärker A1 zum Kondensator C1 eine Nullstelle bereit, die fast identisch mit dem Pol ist, der von dem Widerstand R1 und dem Kondensator C1 bereitgestellt wird. Demzufolge ergibt sich eine geringe Amplitudenund Phasenverzerrung in dem Bereich des Pol-Nullstellen-Paares und diese wird von der PLL 10 toleriert.

Während des Mittelbandbetriebsmodus vollendet das geschaltete Tiefpassfilter 18 das Vorladen der Kondensatoren C1, C2. Das Vorladen der Kondensatoren C1, C2 berücksichtigt jeglichen Spannungsabfall über dem Widerstand R1, der als Filterlastimpedanz erscheinen könnte. Zu Beginn des Mittelbandmodus wird der Kondensator C2 auf eine Spannung aufgeladen, die nahezu identisch mit derjenigen des Kondensators C1 ist, da der Schalter S1 geschlossen ist. Wenn der Schalter S1 geöffnet wird, beginnt eine Spannung über dem Widerstand R1 auf Grund des Laststromes zu erscheinen. Die PLL 10 antwortet durch Bereitstellen einer kompensierenden Spannungsänderung am Filtereingang, um den Filterausgang konstant zu halten, um auf dem richtigen Frequenzschwerpunkt zu bleiben. Der Kondensator C2 lädt sich entsprechend auf die neue Spannung durch den Widerstand R2 auf, wodurch die Spannung am Boden des Kondensators C1 auf Null gehalten wird und somit die richtige Ladung an C1 aufrecht erhalten wird. Die Zeitkonstante, die durch den Widerstand R2 und den Kondensator C2 bestimmt wird, ist ausreichend schnell, um die geringe Spannungsänderung innerhalb einer kurzen Zeit im Vergleich zur resultierenden Zeit aufzulösen, wenn die PLL 10 gezwungen ist, diese Änderung in dem folgenden Schmalbandmodus durchzuführen. Als Ergebnis ist das geschaltete Tiefpassfilter 18 in der Lage, eine Last wie zum Beispiel den VCO 12 (1) anzusteuern, der einen Laststrom aufweist, der sich als Funktion der Betriebsspannung oder -temperatur ändert. Außerdem ermöglicht es der Mittelbandbetriebsmodus dem geschalteten Tiefpassfilter 18, die transiente Ladungsinjektion von den Schaltern S1 und S3 aufzunehmen, was problematisch sein kann, wenn diese beim Übergang des geschalteten Tiefpassfilters 18 zu einem Schmalbandbetriebsmodus vorhanden bleibt, da sich die transiente Ladungsinjektion als Funktion der Schaltungsbetriebsspannung ändern kann.

5 stellt die Konfiguration des geschalteten Filters 18 während eines Schmalbandbetriebes bzw. eines Modus in einem stabilen Zustand dar. Um das geschaltete Tiefpassfilter 18 in einen Schmalbandmodus zu bringen, werden durch die Steuersignale von der Steuerleitung 28 in 1 der Schalter S4 geöffnet und der Schalter S1 geschlossen. Vorzugsweise wird der Schalter S1 etwas, bevor der Schalter S4 geöffnet wird, geschlossen, sodass jegliche parasitäre Ladungsinjektion, die durch das Schließen des Schalters S1 verursacht wird, durch den Schalter S4 relativ niedriger Impedanz in den Ausgangsanschluss des Verstärkers A1 fließt.

Der Übergang zum Schmalbandmodus erzeugt nur eine signifikante Transiente, die die Änderung der Spannungsladung des Kondensators C1 auf Grund des Offsets des Verstärkers A1 relativ zum Null-Offset des Schalters S1 ist. Diese Transiente kann jedoch durch Auswahl des geeigneten Verstärkers minimiert werden. Da außerdem diese Transiente eine konstante Transiente ist, kann sie zum Beispiel durch Zuführen einer Offsetspannung, die der Antwort der PLL 10 entspricht, zurück zum positiven Eingangsanschluss des Verstärkers A1 kompensiert werden. Schließlich wird, da der Verstärker A1 während des Schmalbandbetriebsmodus unterbrochen ist, aktives Schaltungszufallsrauschen effektiv eliminiert.

Im Hinblick auf das oben Erläuterte wird darauf hingewiesen, dass das geschaltete Tiefpassfilter 18 der vorliegenden Erfindung die Implementation einer komplexen, in der Bandbreite geschalteten PLL mit niedrigerer Neuerfassung und niedrigerem Zufallsrauschen in dem letztendlichen Schmalbandbetriebsmodus schafft, als es ansonsten möglich wäre. Das geschaltete Tiefpassfilter 18 wird auf eine Weise geschaltet, die einzigartig ist, da das Schalten nur geringe und vorhersagbare Transientenstörungen erzeugt, und zwar sogar dann, wenn sich die Betriebssignalspannung und der Strom signifikant ändern. Während das geschaltete Tiefpassfilter 18 in Zusammenhang mit einer phasenstarren Schleife und des Ansteuerns eines VCO beschrieben wurde, ist das geschaltete Tiefpassfilter 18 in der Lage, in einer beliebigen Steuersystemschleife verwendet zu werden, die ein geschaltetes Tiefpassfilter benötigt, um Steuersystemmodi mit breitem Band und schmalem Band durchzuführen.

Während die obige Beschreibung die bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung betrifft, wird darauf hingewiesen, dass die Erfindung modifiziert, geändert oder variiert werden kann, ohne von dem Bereich der folgenden Ansprüche abzuweichen.


Anspruch[de]
Geschaltetes Tiefpassfilter, das aufweist:

einen Filtereingangsanschluss (26) zum Empfangen eines Eingangsbasisbandsignals,

eine RC-Schaltung (R1, C1, S1, S2) zum Empfangen des Eingangsbasisbandsignals und zum Durchlassen nur eines gefilterten Teils des Eingangsbasisbandsignals in Abhängigkeit von einem Breit-, Mittel- oder Schmalbandmodus eines Filterbetriebes, der durch die Konfiguration mindestens eines ersten Schalters (S1) und eines zweiten Schalters (S2) bestimmt wird,

gekennzeichnet durch

eine Transientenverringerungsschaltung (34), die ein aktives Schaltungselement (A1) enthält, wobei die Transientenverringerungsschaltung sich in schaltbarer Kommunikation mit der RC-Schaltung (R1, C1, S1, S2) befindet, um Transienten und Schaltereignisse zu minimieren, die durch Übergänge zu den Mittel- und Schmalbandmodi des Filterbetriebs verursacht werden, und um Zufallsrauschen der aktiven Schaltung zu eliminieren, indem das aktive Schaltungselement (A1) von der RC-Schaltung während des Schmalbandmodus des Betriebes getrennt wird, und

einen Filterausgangsanschluss (32) zum Ausgeben des Eingangsbasisbandsignals in dem Breitbandmodus des Betriebes und des gefilterten Teils des Basisbandsignals anschließend an die Transientenverringerungsschaltung, die die Transienten und die Schaltereignisse minimiert, die durch Übergänge zu den Mittel- und Schmalbandmodi des Filterbetriebes verursacht werden.
Geschaltetes Tiefpassfilter nach Anspruch 1, wobei die RC-Schaltung (R1, C1, S1, S2) aufweist: einen RC-Schaltungs-Widerstand (R1) und einen RC-Schaltungs-Kondensator (C2), einen ersten Schalter (S1), der zwischen den RC-Schaltungs-Kondensator (C1) und Masse geschaltet ist, und einen zweiten Schalter (S2), der parallel zum RC-Schaltungs-Widerstand (R1) geschaltet ist. Geschaltetes Tiefpassfilter nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Transientenverringerungsschaltung (34) außerdem ausgelegt ist, den RC-Schaltungs-Kondensator (C1) während der Breit- und Mittelbandmodi des Filterbetriebes zu laden. Geschaltetes Tiefpassfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Transientenverringerungsschaltung (34) aufweist:

einen Transientenverringerungsschaltungs-Kondensator (C2) und einen Transientenverringerungsschaltungs-Widerstand (R2), die zwischen den Filtereingangsanschluss (26) und Masse geschaltet sind, wobei der Transientenverringerungsschaltungs-Widerstand (R2) dazu dient, einen Ladungspfad für den Transientenverringerungsschaltungs-Kondensator (C2) während der Breit- und Mittelbandmodi des Filterbetriebes bereitzustellen,

einen Einheitsverstärkungsverstärker (A1), der einen positiven Verstärkereingangsanschluss, der zwischen den Transientenverringerungsschaltungs-Kondensator (C2) und den Transientenverringerungsschaltungs-Widerstand (R2) geschaltet ist, und einen Verstärkerausgangsanschluss aufweist, der zwischen den RC-Schaltungs-Kondensator (C1) und den ersten Schalter (S1) geschaltet ist, um eine Impedanzisolierung zwischen dem Transientenverringerungsschaltungs-Kondensator (C2) und dem RC-Schaltungs-Kondensator (C1) bereitzustellen,

einen dritten Schalter (S3), der zwischen den positiven Eingangsanschluss des Einheitsverstärkungsverstärkers (A1) und Masse geschaltet ist, und

einen vierten Schalter (S4), der mit dem Ausgangsanschluss des Einheitsverstärkungsverstärkers (A1) gekoppelt ist und zwischen den RC-Schaltungs-Kondensator (C1) und den ersten Schalter (S1) geschaltet ist.
Geschaltetes Tiefpassfilter nach Anspruch 4, wobei während des Breitbandmodus des Filterbetriebes die ersten, zweiten, dritten und vierten Schalter (S1, S2, S3, S4) geschlossen sind, und der Transientenverringerungsschaltungs-Kondensator (C2) zum Laden des RC-Schaltungs-Kondensators (C1) durch den Einheitsverstärkungsverstärker (A1) dient. Geschaltetes Tiefpassfilter nach Anspruch 5, wobei während des Mittelbandmodus des Filterbetriebes die ersten, zweiten und dritten Schalter (S1, S2, S3) gleichzeitig geöffnet sind und der vierte Schalter (S4) geschlossen bleibt, um eine Ladung über dem RC-Schaltungs-Kondensator (C1) von dem Breitbandmodus des Betriebes beizubehalten. Geschaltetes Tiefpassfilter nach Anspruch 6, wobei während des Schmalbandmodus des Filterbetriebes der vierte Schalter (S4) geöffnet ist und der erste Schalter (S1) geschlossen ist, um die Ladung über dem RC-Schaltungs-Kondensator (C1) von den Breit- und Mittelbandmodi des Betriebs beizubehalten. Geschaltetes Tiefpassfilter nach Anspruch 6 oder 7, wobei während des Schmalbandmodus des Filterbetriebes der Einheitsverstärkungsverstärker (A1) eine konstante Transiente, die durch eine Änderung der Ladung über dem RC-Kondensator (C1) aufgrund eines Offsets des Einheitsverstärkungsverstärkers (A1) in Bezug auf einen Null-Offset des ersten Schalters (S1) erzeugt wird, durch Speisen einer Änderung einer Offsetspannung entsprechend einer Systemantwort auf die konstante Transiente zurück zum positiven Eingangsanschluss des Einheitsverstärkungsverstärkers (A1) über eine Regelschleife kompensiert, um eine beobachtete Systemantwort zu verringern. Geschaltetes Tiefpassfilter nach einem der Ansprüche 6 bis 8, wobei während des Schmalbandmodus des Filterbetriebes die dritten und vierten Schalter (S3, S4) geöffnet sind, um den Einheitsverstärkungsverstärker (A1) von der RC-Schaltung (R1, C1, S1, S2) zu trennen und daher Zufallsrauschen der aktiven Schaltung an dem Filterausgangsanschluss (32) zu eliminieren. Geschaltetes Tiefpassfilter nach einem der Ansprüche 6 bis 9, wobei während des Mittelbandmodus des Filterbetriebes ein Signalpfad durch den Transientenverringerungsschaltungs-Kondensator (C2) und den Einheitsverstärkungsverstärker (A1) bis zum RC-Schaltungs-Kondensator (C1) eine Nullstelle fast identisch mit einem Pol, der durch den RC-Schaltungs-Widerstand (R1) und den RC-Schaltungs-Kondensator (C1) bereitgestellt wird, bereitstellt.






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