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Dokumentenidentifikation DE60123157T2 30.08.2007
EP-Veröffentlichungsnummer 0001148631
Titel Frequenzumsetzer mit Unterdrückung der Spiegelfrequenzen
Anmelder Koninklijke Philips Electronics N.V., Eindhoven, NL
Erfinder Langanay, Jerôme, 75008 Paris, FR;
Feron, Benoit, 75008 Paris, FR;
Souto-Diey, Anabel, 75008 Paris, FR
Vertreter Volmer, G., Dipl.-Ing., Pat.-Anw., 52066 Aachen
DE-Aktenzeichen 60123157
Vertragsstaaten DE, FR, GB
Sprache des Dokument FR
EP-Anmeldetag 11.04.2001
EP-Aktenzeichen 012013322
EP-Offenlegungsdatum 24.10.2001
EP date of grant 20.09.2006
Veröffentlichungstag im Patentblatt 30.08.2007
IPC-Hauptklasse H03C 1/54(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, EP

Beschreibung[de]

Diese Erfindung betrifft einen Frequenzumsetzer, bestimmt für den Empfang eines Eingangssignals mit einer sogenannten Zwischenfrequenz und eines aus einem Oszillator kommenden Signals mit einer sogenannten Oszillationsfrequenz und die Abgabe eines Ausgangssignals mit einer sogenannten Radiofrequenz, dessen Wert gleich dem absoluten Wert des Unterschieds zwischen der Oszillationsfrequenz und der Zwischenfrequenz ist.

Ein solcher Frequenzumsetzer ist aus der Spezifikation des Schaltkreises RF2640 bekannt, hergestellt von der Gesellschaft RF Micro-Devices.

Dieser Schaltkreis ist für die Erzeugung eines Ausgangssignals asymmetrischer Art bestimmt, auf der Grundlage eines Eingangssignals differenzialer Art, wobei das aus dem Oszillator kommende Signal ebenfalls asymmetrischer Art ist. Das Ausgangssignal ist das Resultat einer Multiplikation des Eingangssignals mit dem aus dem Oszillator kommenden Signal.

Wenn das Ausgangssignal eines solchen Frequenzumsetzers eine Komponente aufweist, deren Frequenz gleich der Differenz zwischen der Oszillationsfrequenz und der Zwischenfrequenz ist, weist es auch eine Störkomponente auf, deren Frequenz gleich der Summe der Oszillationsfrequenz und der Zwischenfrequenz ist, was allgemein als Spiegelfrequenz bezeichnet wird. Das Ausgangssignal des Frequenzumsetzers übermittelt eine Frequenzinformation, die dann zwischen der Radiofrequenz und der Spiegelfrequenz geteilt wird, wobei man einen Empfänger dieser Information konfiguriert, um nur die Radiofrequenz zu empfangen. Die Störkomponente muss folglich entfernt werden, damit nur die Komponente des Ausgangssignals des Frequenzumsetzers mit der Radiofrequenz die zu übertragende Nutzinformation enthält, denn ansonsten könnte der Empfänger, für den die besagte Information bestimmt ist, das übertragene Signal nicht auswerten. Dies erfordert zusätzlich zum Frequenzumsetzer die Verwendung einer Filtervorrichtung.

In WD 95/20284 wird ein 90°-Phasenverschiebungsmodulator I/Q beschrieben, um Phasenfehler zu korrigieren, die üblicherweise in 90° verschobenen Eingangssignalen LO vorhanden sind. Der Schaltkreis verwendet ein Paar Gilbert-Zellen. Die Signale I und Q werden an die unteren Klemmen angelegt. Die oberen Klemmen erhalten eine Summe und eine Differenz von um 90° verschobenen und begrenzten Differenzialsignalen. Das Resultat besteht darin, den Schaltkreis weniger empfindlich gegenüber Phasenfehlern LO zu machen und folglich die Reflexion des Spiegels in Bezug auf einen herkömmlichen Schaltkreis zu verbessern, der üblicherweise eine Gilbert-Zelle verwendet.

Die Leistung und die Linearität des bekannten Frequenzumsetzers sind für zahlreiche Anwendungen unzureichend und müssen mittels zum Umsetzer externer Bauteile wie mit Mikrobandkabeln verbessert werden, was die Verwendung des bekannten Umsetzers noch komplizierter macht.

Ziel dieser Erfindung ist es, diese Nachteile zu beheben, indem ein dazu fähiger Frequenzumsetzer vorgeschlagen wird, um intern eine gute Unterdrückung der Spiegelfrequenzen auszuführen und zugleich gute Rauschleistungen und auch in Bezug auf den bekannten Umsetzer eine verbesserte Leistung und Linearität zu bieten.

Und es wird in Anspruch 1 ein Frequenzumsetzer nach der Erfindung definiert.

In Anspruch 2 wird eine besonders vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung definiert.

Diese Ausführungsform ermöglicht es, die Längen der Verbindungen zwischen den verschiedenen integrierten Elemente zu reduzieren und folglich das von dem Frequenzumsetzer erzeugte Rauschen auf ein Mindestmaß zu reduzieren.

Der der Erfindung entsprechende Frequenzumsetzer kann in jedem Anwendungstyp verwendet werden, der die Umsetzung einer Frequenz erfordert, und insbesondere Übertragungen einer Frequenz vor dem Senden radioelektrischer Signale. In einer dieser Umsetzungsformen betrifft die Erfindung folglich auch ein Radiofernsprechgerät mit einer Signalverarbeitungseinheit und einer dafür bestimmten Antenne, ein Radiofrequenzsignal auszustrahlen, dadurch gekennzeichnet, dass es außerdem einen wie in Anspruch 1 definierten Frequenzumsetzer enthält.

Die Erfindung wird besser mithilfe der folgenden Beschreibung verstanden, die als nicht erschöpfendes Beispiel und hinsichtlich der beigefügten Zeichnungen gegeben wird, in denen:

1 ein Teilfunktionsschema zur Beschreibung eines Radiofernsprechgeräts ist, das einen Frequenzumsetzer nach der Erfindung einsetzt,

2 ein elektrisches Schema ist, das eine vorgezogene Ausführungsform eines Teils eines solchen Frequenzumsetzers darstellt,

3 ein Funktionsschema ist, das in einer besonderen Ausführungsform der Erfindung eingesetzte Kombinationsmittel darstellt, und

4 ein Frequenzdiagramm ist, das die Vorzüge der Erfindung zeigt.

1 zeigt schematisch einen Radiofernsprecher mit einer Signalverarbeitungseinheit SPU und einer dafür bestimmten Antenne ANT, ein Radiofrequenzsignal RS auszustrahlen, das repräsentativ für ein sogenanntes Eingangssignal IS ist, kommend aus der Signalverarbeitungseinheit SPU, mit einer Frequenz FI mit der Bezeichnung Zwischenfrequenz, deren Wert durchschnittlichen allgemein bei 180 MHz gewählten wird. Der momentane Wert der Frequenz des Eingangssignals IS bildet die von dem besagten Signal übertragene Information. Diese Information muss in dem Radiofrequenzsignal RS befindlich sein. Ein Frequenzumsetzer (QM1, QM2, MXI, MX2, COMB) wird verwendet, um dem zu übertragenden Signal RS eine Radiofrequenz RF durchschnittlich hohen Werts zuzuteilen, beispielsweise 835 MHz gemäß der Norm GSM. Dafür wird ein lokaler Oszillator VCO verwendet, der ein Signal OS mit einer hohen Oszillationsfrequenz FLO ausgibt, die in dem hiervor gewählten Beispiel gleich 1015 MHz ist. Dieses Signal OS wird mittels den Mischern MX1, MX2 mit dem Eingangssignal IS multipliziert, damit RF = FLO – FL. Der Frequenzumsetzer gemäß der Erfindung führt in das Radiofrequenzsignal RS, das sein Ausgangssignal bildet, keine Spiegelfrequenzkomponente FLO + FI ein, die im Beispiel des GSM-Standards gleich 1195 MHz wäre. Der Frequenzumsetzer enthält hierfür:

  • – ein erstes quadratisches Modul QM1, bestimmt für den Empfang des Ausgangssignals OS des Oszillators VCO und die Abgabe eines ersten und eines zweiten gegenseitig um 90° phasenverschobenen Ausgangssignals LO1 und LO2 mit jeweils einer der Oszillationsfrequenz FLO entsprechenden Frequenz,
  • – ein zweites quadratisches Modul QM2, bestimmt für den Empfang des Eingangssignals IS des Umsetzers und die Abgabe eines ersten und eines zweiten gegenseitig um 90° phasenverschobenen Ausgangssignals FI1 und FI2, mit jeweils der Zwischenfrequenz FI als Frequenz,
  • – einen ersten Mischer MX1, bestimmt für die Abgabe eines Ausgangssignals RS1, repräsentativ für ein Produkt der ersten Ausgangssignale LO1 und FI1 mit dem ersten und dem zweiten quadratischen Modul QM1 und QM2,
  • – einen zweiten Mischer MX2, bestimmt für die Abgabe eines Ausgangssignals RS2, repräsentativ für ein Produkt der zweiten Ausgangssignale LO2 und FI2 mit dem ersten und dem zweiten quadratischen Modul QM1 und QM2, und
  • – Kombinationsmittel COMB für die Rekombination der Ausgangssignale RS1 und RS2 des ersten und des zweiten Mischers MX1 und MX2.

Die Vorzüge der Erfindung können leicht anhand des folgenden Beispiels verstanden werden, in dem das Eingangssignal IS des Frequenzumsetzers in der Form IS = sin(&ohgr;FI·t) ausgedrückt wird, während das Ausgangssignal OS des Oszillators VCO in der Form OS = sin(&ohgr;LO·t) ausgedrückt wird, mit &ohgr;FI = 2&Pgr;·FI und &ohgr;LO = 2&Pgr;·FLO. In diesem Beispiel sind das erste und das zweite quadratische Modul QM1 und QM2 angeordnet, um respektive des erste und das zweite Signal (FI1; FI2) und (LO1; LO2) zu erzeugen, was in der Form ausgedrückt wird: FI1 = sin(&ohgr;FI·t + &Pgr;) FI2 = sin(&ohgr;FI·t + 3&Pgr;/2) LO1 = sin(&ohgr;LO·t + &Pgr;/4) LO2 = sin(&ohgr;LO·t + 3&Pgr;/4)

Die Ausgangssignale RS1 und RS2 des ersten und des zweiten Mischers MX1 und MX2, als Ergebnis der von dem besagten Mischer vorgenommenen Multiplikationen, schreiben sich dann unter Verwendung der üblichen trigonometrischen Formeln: RS1 = (sin((&ohgr;LO – &ohgr;FI)·t + &Pgr;/4)/2 – (sin((&ohgr;LO + &ohgr;FI)·t + &Pgr;/4)/2, und RS2 = (sin((&ohgr;LO + &ohgr;FI)·t + &Pgr;/4)/2 + (sin((&ohgr;LO – &ohgr;FI)·t + &Pgr;/4))/2.

Nach der Rekombination der besagten Ausgangssignale gibt der Frequenzumsetzer ein Signal RS aus, repräsentativ für die Summe der Ausgangssignale RS1 und RS2 des ersten und des zweiten Mischers MX1 und MX2, das folglich ausgedrückt wird in der Form RS = sin((&ohgr;LO - &ohgr;FI)·t + &Pgr;/4) = sin(&ohgr;RF·t + &Pgr;/4), das demnach nur noch eine Komponente mit der Radiofrequenz gleich &ohgr;RF/2&Pgr; enthält. Der der Erfindung entsprechende Frequenzumsetzer führt folglich automatisch eine gute Unterdrückung der Spiegelfrequenzen durch, da keinerlei Komponente sin((&ohgr;LO + &ohgr;FI)·t) im Ausgangssignal RS des Frequenzumsetzers erscheint.

Die Trennung des Ausgangssignals eines Oszillators in zwei gegenseitig um 90° in der Phase verschobene Komponenten ist in der Elektronikindustrie gängig, und nach dem Stand der Technik werden bereits zahlreiche Herstellungsformen des ersten quadratischen Moduls QM1 dokumentiert. Die Herstellung des zweiten quadratischen Moduls QM2 und seine Interaktion mit dem ersten und dem zweiten Mischer MX1 und MX2 können optimiert werden, um die bestmögliche Linearität und die größtmögliche Leistung auszugeben und zugleich das von den Mischern MX1 und MX2 mit den Multiplikationen erzeugte Rauschen auf ein Mindestmaß zu reduzieren.

2 ist ein elektrisches Schema, das eine solche Ausführungsform des zweiten quadratischen Moduls und des ersten und des zweiten Mischers MX1 und MX2 zeigt, die hier in einem selben integrierten Schaltkreis vorgesehen sind. In dieser Ausführungsform ist das Eingangssignal IS des Frequenzumsetzers ein Signal differenzialer Spannung (IS+, IS–), und das erste und das zweite Ausgangssignal LO1 und LO2 des ersten quadratischen Moduls QM1 sind ebenfalls differenzialer Art (LO1+, LO1–) und (LO2+, LO2–).

Das zweite quadratisches Modul enthält eine Transkonduktanzstufe TCDS, welche die Transformation der Spannungsinformation ermöglicht, die von dem Eingangssignal (IS+, IS–) mittels einer Strominformation gebildet wird. Diese Transkonduktanzstufe wird aus Widerständen Rg gebildet, in Serie mit den Transistoren Mg angeordnet, deren Leitung von dem Eingangssignal (IS+, IS–) gesteuert wird. Die Verbindung eines Transistors mit einem Widerstand bildet eine dafür bestimmte Stromquelle, einen Strom zu erzeugen, dessen Wert proportional zum Wert der Steuerspannung der Transistoren ist, und folglich in diesem Fall zum Wert des Eingangssignals (IS+, IS–). Man wählt vorzugsweise Transistoren des Typs NMOS für den Erhalt der bestmöglichen Linearität bei der Spannung/Strom-Umsetzung.

Das zweite quadratisches Modul enthält außerdem einen Vielphasenfilter PLF, gebildet aus einem Netz RC, der die Erzeugung eines ersten und eines zweiten Differenzialstroms (FI1+, FI1–) und (FI2+, FI2–) ermöglicht, gegenseitig um 90° in der Phase verschoben. Diese Differenzialströme bilden das erste und das zweite Ausgangssignal des zweiten quadratischen Moduls, und sie sind repräsentativ für das Eingangssignal (IS+, IS–), dessen Frequenz die von dem besagten Signal übertragene Nutzinformation bildet.

Die Phasenverschiebung um 90° wird erhalten, indem für den Pol RC des Vielphasenfilters PLF ein Wert gewählt wird wie: &Pgr;/2 = 2·arctan(2·R·C·FI), also RC = 1/&ohgr;FI.

Jeder Mischer MXi (für i = 1 oder 2) enthält zwei Differenzialpaare (Ti1, Ti2) und (Ti3, Ti4) zur Bildung einer Gilbert-Zelle, deren Leitung dafür bestimmt ist, von einem der Ausgangssignale (LO1+, LO1–) des ersten quadratischen Moduls gesteuert zu werden und die dafür bestimmt sind, mittels einem der Ausgangssignale (FIi+, FIi–) des zweiten quadratischen Moduls polarisiert zu werden. Die Kollektoren des Transistoren (Ti1, Ti3) sind alle miteinander verbunden und bilden eine dafür bestimmte erste Ausgangsklemme, das erste Ausgangssignal RS1 abzugeben. Die Kollektoren der Transistoren (Ti2, Ti4) sind alle miteinander verbunden und bilden eine dafür bestimmte zweite Ausgangsklemme, das zweite Ausgangssignal RS2 abzugeben. Jede Ausgangsklemme ist außerdem über einen Ladewiderstand RL mit einer Stromversorgungsklemme VCC verbunden.

Der in dem Herstellungsbeispiel beschriebene integrierte Schaltkreis ist dadurch bemerkenswert, dass er die Schnittstellen zwischen dem Eingangssignal IS des Frequenzumsetzers und den Mischern MX1 und MX2 auf ein Mindestmaß vermindert und somit das von dem Schaltkreis erzeugte Rauschen vermindert, und dadurch, dass die Elemente, die er verwendet, die direkt miteinander interagieren, eine große Linearität aufweisen.

Die Knoten zur Verbindung der Kollektoren der verschiedenen Differenzialpaare können betrachtet werden, einen Teil der zuvor erwähnten Kombinationsmittel zu bilden. Denn ihr tatsächlicher Effekt ist die Addition der Beiträge der Ausgangssignale der zwei Mischer MX1 und MX2 und die Erzeugung der Signale RS1 und RS2, die bei Spiegelfrequenz keinerlei Störkomponente enthalten. Außerdem ist es möglich, das erste oder das zweite Signal RS1 oder RS2 auszuwählen, um das Radiofrequenzsignal RF zu bilden.

Allerdings würde dies einen Leistungsverlust von 6 dB verursachen. Es ist vorzuziehen, die zwei somit erzeugten Signale RS1 und RS2 in einem einzigen Signal zu kombinieren, was es ermöglicht, diesen Leistungsverlust in weitem Maße zu reduzieren.

3 zeigt eine Ausführungsform der für diesen Zweck verwendeten Kombinationsmittel COMB. Diese Mittel enthalten einen ersten und einen zweiten Transistor T1 und T2, in Serie zwischen der Stromversorgungsklemme VCC und einer Masse angeordnet, wobei die Leitung der Transistoren respektive von dem ersten und dem zweiten Ausgangssignal RS1 und RS2 des Mischers gesteuert und das Ausgangssignal RS des Frequenzumsetzers dann an einem Knotenpunkt zwischen den besagten Transistoren T1 und T2 entnommen wird. Der zweite Transistor T2 ist Gegenstand einer spezifischen Polarisation, um seine Sättigung zu vermeiden. Denn wenn beispielsweise die Stromversorgungsspannung VCC 3 Volt beträgt, läge der Wert der Gleichstromkomponente der Signale RS1 und RS2 im Idealfall bei 1,5 Volt, um den besagten Signalen den größtmöglichen Abschnitt momentaner Variationen bereitzustellen. Dies bedeutet, dass der Wert der Gleichstromkomponente des Ausgangssignals RS bei 1,5 V-Vbe(T1) liegt, wobei Vbe(T1) die Spannung Basis-Emitter des ersten Transistors T1 ist, die normalerweise im Bereich von 0,6 Volt liegt. Der Abschnitt der Spannungsvariation Kollektor-Emitter des zweiten Transistors T2, Vce(T2), hat folglich nur noch 0,9 V, was eine besondere Polarisation des zweiten Transistors T2 erfordert. Zu diesem Zweck ist eine Entkopplungskapazität Cd vor der Basis des besagten Transistors T2 angeordnet, und Polarisationsmittel POL, beispielsweise aus Basis- und Emitterwiderständen gemäß dem Fachmann wohlbekannten Techniken gebildet, geben der Basis des zweiten Transistors T2 ein Potenzial vor, das von seinen zuvor beschriebenen Anwendungsbedingungen bestimmt wird.

4 zeigt die Unterdrückung der Spiegelfrequenzen, ausgeführt von dem Frequenzumsetzer nach der Erfindung. Das Ausgangssignal RS dieses Umsetzers, welches das Resultat der Multiplikation eines Signals mit einer Zwischenfrequenz FI mit einem Signal mit einer Oszillationsfrequenz FLO ist, weist eine einzige Hauptkomponente mit einer Radiofrequenz RF gleich FLO – FI auf. Die Komponente mit den Spiegelfrequenzen FLO + FI, in der Figur gestrichelt dargestellt, im Ausgangssignal des bekannten Umsetzers vorhanden, wird dank der Erfindung im Innern des Frequenzumsetzers selbst beseitigt.

SPU
Signalverarbeitungseinheit
IS
Eingangssignal
FI
Frequenz
QM
quadratisches Modul
ANT
Antenne
VCO
lokaler Oszillator
OS
Signal
FLO
Oszillationsfrequenz
LO
Eingangssignal
MX
Mischer
RS
Radiofrequenzsignal
RF
Radiofrequenz
COMB
Kombinationsmittel
VCC
Stromversorgungsklemme
RL
Ladewiderstand
T
Transistor
FI
Ausgangsstrom
PLF
Vielphasenfilter
C
Kapazität
R
Widerstand
MG
Transistoren
RG
Widerstände
TCDS
Transkonduktanzstufe
GND
Masse
CD
Entkopplungskapazität
POL
Polarisationsmittel


Anspruch[de]
Frequenzumsetzer, bestimmt für den Empfang eines Eingangssignals (IS) mit einer Zwischenfrequenz (FI) und eines Signals (OS), kommend aus einem Oszillator (VCO) mit einer Oszillationsfrequenz (FLO), wobei der Umsetzer aufweist:

– ein erstes quadratisches Modul (QM1), bestimmt für den Empfang des Ausgangssignals (OS) des Oszillators (VCO) und die Abgabe eines ersten und eines zweiten gegenseitig um 90° phasenverschobenen Ausgangssignals (LO1, LO2), die alle beide die Oszillationsfrequenz (FLO) als Frequenz haben,

– ein zweites quadratisches Modul (QM2), bestimmt für den Empfang des Eingangssignals (IS) des Frequenzumsetzers und die Abgabe eines ersten und eines zweiten gegenseitig um 90° phasenverschobenen Ausgangssignals (FI1, FI2), die alle beide die Zwischenfrequenz (FI) als Frequenz haben,

– einen ersten Mischer (MX1) mit einer Differenzialstufe (T11, T12), für die Abgabe eines Ausgangssignals (RS1) bestimmt, repräsentativ für ein Produkt von den ersten Ausgangssignalen (LO1, FI1) mit dem ersten und dem zweiten quadratischen Modul (QM1, QM2),

– einen zweiten Mischer (MX2) mit einer Differenzialstufe (T21, 122), für die Abgabe eines Ausgangssignals (RS2) bestimmt, repräsentativ für ein Produkt von den zweiten Ausgangssignalen (LO2, FI2) mit dem ersten und dem zweiten quadratischen Modul (QM1, QM2), und

– Kombinationsmitteln für die Rekombination der Ausgangssignale (RS1, RS2) des ersten und des zweiten Mischers (MX1, MX2), um ein Ausgangssignal (RS) mit einer Radiofrequenz (RF) auszugeben, dessen Wert gleich dem absoluten Wert des Unterschieds zwischen der Oszillationsfrequenz (FLO) und der Zwischenfrequenz (FI) ist,

wobei der Frequenzumsetzer eine Transkonduktanzstufe (TDSC) enthält, um anhand des Eingangssignals (IS) des Frequenzumsetzers ein Eingangssignal für das zweite quadratische Modul in der Form einer Vielzahl von Eingangsströmen zu erzeugen, und

das zweite quadratische Modul (QM2) einen Vielphasenfilter (PLF) enthält, der die Erzeugung einer Vielzahl von Ausgangsströmen (FI1+, FI1–, FI2+, FI2–) ermöglicht, gegenseitig in der Phase verschoben und repräsentativ für die von dem Eingangssignal (IS) übertragene Information, wobei einer der besagten Ausgangsströme (FI1+) in die Differenzialstufe (T11, T12) des ersten Mischers (MX1) und ein anderer der besagten Ausgangsströme (T21, T22) in die Differenzialstufe (T22, T21) des zweiten Mischers (MX2) injiziert werden.
Frequenzumsetzer nach Anspruch 1, in dem das zweite quadratische Modul (QM2) und der erste und der zweite Mischer (MX1, MX2) in einen selben integrierten Schaltkreis eingebaut sind. Radiofernsprechgerät mit einer Signalverarbeitungseinheit (SPU) und einer dafür bestimmten Antenne (ANT), ein Radiofrequenzsignal auszustrahlen, dadurch gekennzeichnet, dass es außerdem einen Anspruch 1 entsprechenden Frequenzumsetzer enthält, der für den Empfang seines Eingangssignals (IS) von der Signalverarbeitungseinheit (SPU) bestimmt ist, wobei das Ausgangssignal (RS) des Frequenzumsetzers das Radiofrequenzsignal bildet.






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