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System und Verfahren eines Senders mit Zwischenfrequenzabtastung - Dokument DE60215287T2
 
PatentDe  


Dokumentenidentifikation DE60215287T2 30.08.2007
EP-Veröffentlichungsnummer 0001317074
Titel System und Verfahren eines Senders mit Zwischenfrequenzabtastung
Anmelder Agere Systems, Inc., Allentown, Pa., US
Erfinder Glas, Jack P., Basking Ridge, New Jersey 07920, US;
Prodanov, Vladimir I., New Providence, New Jersey 07974, US
Vertreter Klunker, Schmitt-Nilson, Hirsch, 80797 München
DE-Aktenzeichen 60215287
Vertragsstaaten DE, FR, GB
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 15.11.2002
EP-Aktenzeichen 022578975
EP-Offenlegungsdatum 04.06.2003
EP date of grant 11.10.2006
Veröffentlichungstag im Patentblatt 30.08.2007
IPC-Hauptklasse H04B 1/28(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, EP
IPC-Nebenklasse H03D 7/16(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, EP   

Beschreibung[de]
TECHNISCHES GEBIET DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Funk-Sender-Empfänger und insbesondere auf ein System und ein Verfahren für einen Zwischenfrequenz-Sender-Empfänger.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Drahtlose Techniken haben in den letzen paar Jahren eine bedeutsame Verbesserung erfahren. Alle Arten von Kommunikationsvorrichtungen werden jetzt als potentielle Kandidaten für die Installation einer Vorrichtung für drahtlose Kommunikation betrachtet. Von Telefonen über Computer zu kleinen tragbaren Computern wächst die Liste von drahtlosen Vorrichtungen täglich. Nur als ein Beispiel ermöglichen drahtlose lokale Bluetooth-Netzwerke angeblich die Installation von drahtlosen Vorrichtungen in allem von Schmuck bis zu großen Vorrichtungen.

Das Institute of Electrical and Electronic Engineers' (IEEE) hat neue drahtlose Ethernetstandards unter 802.11 entwickelt, worin IEEE 802.11a enthalten ist, von denen manche begonnen haben, Akzeptanz in der Industrie zu gewinnen. Ferner hat das ,European Telecommunications Standards Institute' (ETSI) ein lokales Hochleistungsfunknetzwerk (HiperLAN von englisch ,high performance radio local area network') entwickelt. HiperLAN hat eine Ausführungsform namens Hiper-LAN/2, die als direkte Konkurrenz zu der weit verbreiteten Akzeptanz des IEEE 802.11a-Standards betrachtet wird. Beide senden im 5 GHz-Frequenzbereich der unlizensierten nationalen Informationsinfrastruktur (UNII von englisch 'unlicensed national information infrastructure') und haben Datenübertragungsraten von etwa 54 Mbps und andere Gemeinsamkeiten auf der physikalischen Ebene. Zum Beispiel verwenden beide Standards ein orthogonales Frequenzmultiplexverfahren.

Das bedeutet, dass die Konstruktion der Funkarchitektur in beiden Systemen bestimmte Gemeinsamkeiten haben kann.

Diese Gemeinsamkeiten sind vorteilhaft, da sich auf Grund der Erhöhung der Übertragungsfrequenzen und der Datenübertragungsraten notwendigerweise die Komplexität der zugrunde liegenden Funkarchitektur erhöht. Der 802.11a- und der HiperLAN-Standard erfordern besonders komplexe Lösungen für die zu erfüllenden Standards. Diese komplexen Lösungen erhöhen die Kosten, was wiederum mehr Zeit für das Gewinnen einer weit verbreiteten Akzeptanz in der Industrie erfordert.

Reguläre Sender-Empfänger-Architekturen, die I/Q-Abwärtswandler verwenden, verursachen Probleme beim orthogonalen Frequenzmultiplex(OFDM von englisch, Orthogonal Frequency Division Multiplexing')-Verfahren, weil sie I/Q-Unsymmetrie und Gleichstromversatz erzeugen, während dieses bestimmte OFDM erfordert, dass diese Werte extrem niedrig sind, um das festgelegte Signal-Rausch-Verhältnis (SNR von englisch ,signal-to-noise-ratio') zu erreichen. Zwischenfrequenz(IF)-Abtastarchitekturen lösen diese Probleme, aber verursachen eigene Probleme, wie z.B. höhere Umwandlungsgeschwindigkeit, die einen erhöhten Energieverbrauch des Analog-Digital-Wandlers bewirkt, und eine höhere erforderliche Selektivität, um sowohl Aliasing als auch Spiegelleckage zu vermeiden. Zum Beispiel offenbart Manetakis K et al:,SC Quadrature Mixer for IF Bandpass Sampling' Electronics, Circuits and Systems, 1999. Proceedings of ICECS, 99. The 6th IEEE International Conference on PAFOS, Cyprus 5–8 Sept. 1999, Piscataway, NJ, USA, IEEE, US, 5. September 1999 (1999-09-05), Seiten 9–12, XP010361442 ISBN: 0-7803-5682-9 einen 90°-Phasen-Mischer für Zwischenfrequenzbandpassabtasten, der einen einzelnen Pfad von dem Eingang zu dem Ausgang verwendet und die gleichphasige Komponente und die 90°-Phasen-Komponente in der Zeit verschachtelt. Behbahani F et al: ,A 2.4 GHz low-IF Receiver for Wideband WLAN in 0.6 mum CMOS – Part I: Architecture and Front-End Circuits' Microelectronic Engineering, Elsevier Publishers BV., Amsterdam, NL, Band 54, Nr. 1–2, Dezember 2000 (2000–12), Seiten 63–71, XP004360492 ISSN: 0167–9317 offenbart einen voll integrierten Dual-Wandlungs-Superheterodyn- Empfänger mit Ein-Chip-Schaltungen für breite Spiegelfrequenzunterdrückung. Die erforderliche höhere Selektivität führt normalerweise zur Verwendung von zwei Zwischenfrequenzfiltern mit akustischer Oberflächenwelle (SAW von englisch ,surface acoustic wave'). Diese Filter führen jedoch zu einem erhöhten Rauschfaktor und höheren Kosten. Folglich besteht in der Industrie ein unerfüllter Bedarf an einer Zwischenfrequenzabtastarchitektur, die diese Probleme umgeht.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Gemäß der Erfindung ist eine Funkvorrichtung nach Anspruch 1 vorgesehen. Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind in den anhängenden Ansprüchen beansprucht. Diese und andere Merkmale und Vorzüge der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung, den folgenden Zeichnungen und Ansprüchen ersichtlich.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die Erfindung kann besser mit Bezug auf die folgenden Zeichnungen verstanden werden. Die Komponenten in den Zeichnungen sind nicht unbedingt maßstabsgetreu, dafür wird der Schwerpunkt darauf gelegt, die Prinzipien der vorliegenden Erfindung klar darzustellen. Außerdem bezeichnen in den Zeichnungen ähnliche Bezugszahlen entsprechende Teile überall in den verschiedenen Ansichten.

1 zeigt ein Blockdiagramm einer Funkvorrichtung, in der sich der Sender-Empfänger der vorliegenden Erfindung befindet.

2 zeigt einen Graphen, der die Signalstärkeanforderungen des IEEE 802.11a- und des HiperLAN-Standards darstellt.

3 zeigt einen Graphen, der die Übertragungsfunktion eines in Funkkonstruktionen verwendeten Zwischenfrequenz-SAW-Filters darstellt.

4 zeigt einen Graphen, der die Signalstärkeanforderungen des IEEE 802.11a- und des HiperLAN-Standards nach der Berücksichtigung der Anwendung der Zwischenfrequenz-SAW-Filter darstellt.

5 zeigt ein schematisches Diagramm des Funkempfängers der vorliegenden Erfindung.

6 zeigt einen Graphen, der die Übertragungsfunktion eines in Verbindung mit der vorliegenden Erfindung verwendeten komplexen Domänenfilters darstellt.

7 zeigt ein schematisches Diagramm der vorliegenden Erfindung mit reduzierter Komplexität.

8 zeigt ein schematisches Diagramm der Funkvorrichtung der vorliegenden Erfindung, die einen Sender aufweist, der in Übereinstimmung mit dem Empfänger der vorherigen Figuren arbeitet.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM

Die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung werden jetzt nachstehend mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen vollständiger beschrieben, in denen bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung gezeigt werden. Die Erfindung kann jedoch in vielen verschiedenen Formen ausgeführt werden und sollte nicht als auf die hierin dargelegten Ausführungsformen beschränkt ausgelegt werden; diese Ausführungsformen sind vielmehr vorgesehen, damit diese Offenbarung gründlich und vollständig ist und der Umfang der Erfindung dem Fachmann vollständig vermittelt wird. Ferner sind alle hierin gegebenen „Beispiele" nicht einschränkend gemeint.

Die vorliegende Erfindung ist besonders für die Verwendung in Verbindung mit entweder dem 802.11 a-Standard des ,Institute of Electrical and Electronic Engineers' (IEEE) für drahtlose Kommunikation oder dem lokalen Hochleistungsfunknetzwerk(HiperLAN)/2-Standard des ,European Telecommunications Standards Institute' (ETSI) geeignet. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf die Verwendung mit diesen Standards beschränkt und kann so modifiziert werden, dass sie für andere Verwendungen geeignet ist, wie vom Fachmann angesichts der vorliegenden Offenbarung zu verstehen sein wird. Beide Standards konkurrieren momentan um die Akzeptanz der Industrie und der Verbraucher. Somit ist eine kostengünstige Lösung für den Bedarf für die Funkarchitektur beider Standards die effizienteste Lösung für das Problem.

Beide Systeme arbeiten in Funkfrequenzbändern im Bereich von 5,1 GHz bis 5,9 GHz. Jedes Band innerhalb dieses Bereichs hat acht separate Kanäle, wobei jeder Kanal mit den Kanälen auf beiden Seiten leicht überlappt. Diese Kanäle auf beiden Seiten werden als "benachbarte Kanäle" bezeichnet. Der HiperLAN/2-Standard hat strengere Richtlinien für die Unterdrückung der benachbarten Kanäle als der IEEE 802.11a-Standard. Folglich wurde die vorliegende Erfindung bei ihrer Gestaltung so ausgelegt, dass sie die von dem HiperLAN/2- Standard geforderten höheren Anforderungen an das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) erfüllt, was ihr natürlich ermöglicht, die weniger strengen SNR-Anforderungen des IEEE 802.11-Standards zu erfüllen.

Jeder Kanal ist etwa 17 MHz breit, hat einen Frequenzabstand von etwa 20 MHz und ist aus 52 Schmalbandträgern gebildet, die etwa 300 kHz breit sind. Jeder der Schmalbandträger arbeitet mit einem Spreizspektrumprotokoll in Direktsequenz. Diese Schmalbandträger verwenden ein kodiertes orthogonales Frequenzmulitplex-Schema (COFDM von englisch ,coded orthogonal frequency division mulitplexing scheme'), um die gesendeten Daten zu kodieren. Alle Schmalbandträger werden so verwendet, dass das System eine Anzahl von Datensignalen parallel senden kann. Wie der Fachmann erkennen wird, kann die parallele Übertragung von Daten viel schneller erfolgen als die Übertragung der Daten nacheinander.

Übliche Architekturen, die für diese drahtlosen Systeme verwendet werden, verwenden einen I/Q-Abwärtswandler. Das verursacht jedoch Probleme bezüglich des OFDM-Funks. In diesen Funkvorrichtungen muss das SNR nach einer Analog-in- Digital(AD)-Umwandlung in der Größenordnung von etwa 30 dB oder größer sein. Diese Anforderung erfordert wegen der beteiligten Hochfrequenzsignale, dass sowohl die I/Q-Unsymmetrie- als auch die Gleichstromversatz-Werte in der Funkvorrichtung äußerst niedrig sind. Die einzige Art, dieses Problem zu lösen, ist die Verwendung von komplexen Ausgleichsalgorithmen. Diese komplexen Ausgleichsalgorithmen erhöhen wiederum die Kosten der Funkvorrichtung.

Gemäß der vorliegenden Erfindung digitalisiert eine Zwischenfrequenzabtastarchitektur generell das Zwischenfrequenzsignal mit einem AD-Wandler, der mit einer Rate getaktet ist, die viermal höher ist als seine Mittenfrequenz. Die Architektur der vorliegenden Erfindung löst beide oben genannten Probleme, da in der Herangehensweise der vorliegenden Erfindung kein Gleichstromversatz vorhanden ist und die erforderliche I/Q-Unsymmetrie durch das digitale Umwandeln des Zwischenfrequenzsignals ins Basisband erreicht wird.

Beim Abtasten mit einer Rate, die viermal so hoch ist wie die Mittenfrequenz, ist das Herstellen der digitalen Umwandlung in das Basisband sehr kostengünstig. Das Takten des AD-Wandlers mit dieser Rate führt jedoch normalerweise zu einem höheren Energieverbrauch. Außerdem wird eine höhere Selektivität in den Filterschritten angewendet, um sowohl Aliasieren als auch Spiegelleckage zu verhindern. Die erforderliche höhere Selektivität führt sehr häufig zu der Verwendung von zwei Zwischenfrequenzfiltern mit akustischer Oberflächenwelle (SAW). Diese Typen von Systemen erfordern normalerweise auch ein "superheterodynes" vorderes Ende, um das eingehende Signal im 5–6 GHz-Bereich in eine erste Zwischenfrequenz von etwa 1,5 GHz umzuwandeln. Die Verwendung des zusätzlichen SAW-Filters schafft jedoch normalerweise mehr Selektivität als für den Empfang des Signals notwendig ist.

Bei der Verwendung der Zwischenfrequenzabtastarchitektur der vorliegenden Erfindung wird das erste Zwischenfrequenzsignal in eine zweite Zwischenfrequenz abwärtsgewandelt. Die zweite Zwischenfrequenz ist eine Konstruktionswahl. Wie bei jeder Wahl muss es einen Kompromiss geben. Hier ist das der Kompromiss zwischen der Leistung und der erforderlichen Selektivität. Wie vorhergehend erwähnt, ist gemäß dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Abtastrate vorzugsweise viermal so hoch wie die zweite Zwischenfrequenz, um eine digitale Abwärtswandlung mit hoher Qualität zu schaffen. Die Erhöhung der zweiten Zwischenfrequenz erfordert eine höhere Abtastrate, was den Energieverbrauch erhöhen könnte. Alternativ könnte das Senken der zweiten Zwischenfrequenz die Spiegel- und Alias-Frequenzen näher an das gewollte Signal bringen, wodurch die erforderliche Selektivität der Filtervorrichtungen erhöht würde. Die vorliegende Erfindung wägt diese Kompromisse ab, um die Leistung und den Energieverbrauch zu optimieren. Eine mögliche Lösung bestünde darin, das Signal auf einer höheren zweiten Zwischenfrequenz unterabzutasten. Das wirft jedoch das Problem der Rauschfaltung auf, wobei der Rauschfaktor zunimmt. Die Herangehensweise an diese Probleme, um eine optimale Lösung zu erreichen, wird jetzt in Bezug auf beispielhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben.

Jetzt wird mit Bezug auf 1 ein Blockdiagramm der Funkarchitektur gezeigt, in der sich die vorliegende Erfindung befindet. Drahtlose Netzwerke kommunizieren von verschiedenen Endpunkten mit einem anderen Endpunkt, der typischerweise mit einem Netzwerk festverdrahtet ist. Jeder dieser drahtlosen Endpunkte hat eine Funkvorrichtung 101 in den Endpunkt installiert, um ihm die Kommunikation mit sämtlichen anderen Vorrichtungen in dem Netzwerk zu ermöglichen. Die Funkvorrichtung kommuniziert mit anderen Funkvorrichtungen in dem Netzwerk über Radiofrequenzsignale, die über eine Antenne 102 empfangen und gesendet werden. In dieser Ausführungsform ist die Funkvorrichtung für die Industriestandards IEEE 802.11a und HiperLAN/2 ausgelegt, die beide in etwa in dem 5,1–5,9 GHz- Bereich arbeiten. Für einen effektiveren Betrieb wird ein eingehendes Radiosignal zuerst mit einem superheterodynen vorderen Ende 103 in eine Zwischenfrequenz abwärtsgewandelt. Wenn das eingehende Radiofrequenzsignal nicht abwärtsgewandelt würde, würde der Betrieb des Systems wegen der relativ hohen Taktfrequenz, die erforderlich wäre, eine große Energiemenge erfordern. Wieder sollte der Fachmann verstehen, dass die hierin beschriebenen Betriebsfrequenzen nur Beispiele für mögliche Betriebsumgebungen sind, in denen die vorliegende Erfindung angewendet werden kann, und dass es andere Umgebungen gibt, in denen die vorliegende Erfindung angewendet werden kann, ohne von den hierin enthaltenen Lehren abzuweichen.

Nach dem Abwärtswandeln verwendet die vorliegende Erfindung eine Zwischenfrequenzabtastarchitektur 104. Das soll die anderen benachbarten Kanäle und die Alias- und Spiegelkanäle herausfiltern, die sich aus der Modulation des Signals ergeben. Wahlweise kann eine I/Q-Abtast-Architektur 105 hinzugefügt werden. Dies schafft eine zusätzliche Selektivität durch das leichte Verstärken des erwünschten Signals, während einige der unerwünschten Signale unterdrückt werden. Das Signal wird auch in Stufe 105 vor der Basisbandumwandlung und einer abschließenden Filterung 106 der unerwünschten Oberschwingungen digitalisiert, woraus ein empfangenes Signal (Rx) 107 entsteht.

Auf der Sendeseite existiert etwas, was einem Spiegelbild des Empfängers nahe kommt. Das gesendete Signal (Tx) 108 wird zuerst gefiltert und von dem Basisbandsignal in eine zweite Zwischenfrequenz moduliert und dann von der Schaltung 109 von einem digitalen in ein analoges Signal umgewandelt. Das Signal wird dann von der Modulationsverschaltung 110 in eine erste Zwischenfrequenz moduliert. Das Signal wird dann auf der ersten Zwischenfrequenz von der Verstärkungs-/Filterverschaltung 111 verstärkt und gefiltert. Zuletzt wird das Signal von der Schaltung 112 auf die Sendefrequenz hochmoduliert, gefiltert und auf Sendeleistung verstärkt. Das Signal wird dann an einen anderen Endpunkt gesendet, der mit einer ähnlichen Funkvorrichtung aktiviert wird, um über Radiofrequenzsignale zu kommunizieren. Der Fokus der vorliegenden Erfindung liegt auf dem Empfängerteil 113 des Sender-Empfängers.

Jetzt wird mit Bezug auf 2 eine Darstellung der Signalstärke bei den das erwünschte Signal umgebenden Frequenzen gezeigt. Wie zu sehen ist, ist das erwünschte Signal 200 bei der lokalen Oszillatorfrequenz (LO) plus 15 MHz. Diese Frequenz wurde gemäß der Frequenzantwort eines Zwischenfrequenz-SAW-Filters gewählt. Generell zeigen die für diese Implementierung verwendeten SAW-Filter eine flache Frequenzantwort für Signale von etwa 20–30 MHz an jeder Seite der Mittenfrequenz. Ein Fachmann sollte jedoch verstehen, dass in Übereinstimmung mit den vorherigen Absätzen diese Frequenz entsprechend Konstruktionspräferenzen gewählt wird und folglich entsprechend der Präferenzen und der Verwendung stark variieren könnte. Die Signalstärke der benachbarten Kanäle 201, 202 wird bei +21 dB gezeigt, da gemäß dem Standard die benachbarten Kanäle 201, 202 bis zu 21 dB stärker sein können als die Stärke des erwünschten Signals 200. Da das erforderliche SNR für das erwünschte Signal 200 30 dB ist, bedeutet dies, dass es mindestens 51 dB Unterdrückung bei den benachbarten Kanälen 201, 202 geben muss. Auf ähnliche Weise sind die anderen Kanäle 203, 204 bei +40 dB gezeigt und ist deshalb die erforderliche Frequenzunterdrückung für die anderen Kanäle 203, 204 70 dB. Bezüglich der gezeigten Spiegel- und Alias-Antworten wird angenommen, dass die Hälfte der Leistung der anderen Kanäle die Spiegel- und Aliaskanäle durchläuft, was einem Verlust von 3 dB gleichkommt, was bedeutet, dass die Spiegel- und Aliaskanäle im Verhältnis zu dem erwünschten Signal bei +37 dB sind. Das System erfordert wiederum, dass das SNR des erwünschten Signals mindestens 30 dB ist, so dass die erforderliche Selektivität bei diesen Kanälen 67 dB ist.

Durch genaues Beobachten der Übertragungsfunktion in 3 des in der ersten Stufe angewendeten Zwischenfrequenz-SAW-Filters kann die bei relevanten Frequenzen erreichte Unterdrückung bestimmt werden. Unter Annahme einer geeigneten Mittenfrequenz (in dem 1,5 GHz-Bereich für diese Ausführungsform) sieht der untere andere Kanal 56 dB Dämpfung, sieht der untere Spiegelkanal 44 dB Dämpfung, sieht der untere benachbarte Kanal 15,7 dB Dämpfung, sieht der obere benachbarte Kanal 16,5 dB Dämpfung, sieht der obere Aliaskanal 44 dB Dämpfung und sieht der obere andere Kanal 41,7 dB Dämpfung.

Jetzt wird mit Bezug auf 4 die Signalstärke auf den verschiedenen Kanälen in Bezug auf das erwünschte Signal 400 nach der Anwendung des Zwischenfrequenz-SAW-Filters gezeigt. Wie gezeigt wird, sind der untere benachbarte Kanal 401 und der obere benachbarte Kanal 402 jetzt 5 dB stärker als das erwünschte Signal 400. Ferner ist der untere andere Kanal 403 jetzt 15 dB schwächer als das erwünschte Signal 400, während der obere andere Kanal 404 1 dB schwächer ist als das erwünschte Signal. In Bezug auf die Spiegel 405- und Alias-Antwort 406-Komponenten des Signals haben diese 44 dB Dämpfung gesehen, so dass 23 Dezibel mehr Dämpfung notwendig sind, um diese auf die erforderlichen Pegel zu unterdrücken. Bezüglich der anderen und benachbarten Kanäle (sowohl der unteren als auch der oberen) ist es auch erforderlich, jedes dieser Signale im Verhältnis zu dem erwünschten Signal auf –30 dB zu unterdrücken.

Um das zweite Zwischenfrequenz-SAW-Filter zu vermeiden, ist eine andere Art der Schaffung der erforderlichen Selektivität notwendig, um die erforderliche Selektivität bei den festgelegten Frequenzen zu schaffen. Aktive Bandpassfilter rauschen stark und sind bei hohen Zwischenfrequenzen schwierig zu implementieren und die Anwendung des erforderlichen LC-Filters würde die Anzahl von externen Komponenten drastisch erhöhen. Folglich besteht eine Art der Vermeidung der Anwendung eines zweiten Zwischenfrequenz-SAW-Filters darin, die erforderliche Selektivität bei der zweiten Zwischenfrequenz hinzuzufügen.

Jetzt wird mit Bezug auf 5 ein schematisches Diagramm einer Ausführungsform des Funkempfängerteils 113 gezeigt. Wie in 1 gezeigt, ist die Lösung in der vorliegenden Ausführungsform die Anwendung einer I/Q-Niedrig-Zwischenfrequenz-Stufe und einer I/Q-Abtastarchitektur. I/Q-Abtasteinrichtung bedeutet, dass das Paar Signale (gleichphasige Komponenten und 90°-Phasenkomponenten des Eingangssignals) mit einer Frequenz abgetastet wird, die viermal so hoch ist wie ihre Mittenfrequenz. Eines der Signale wird dann um eine Periode verzögert, bevor die Signale addiert werden. Die I/Q-Abtaststufe schafft etwas zusätzliches Filtern für sowohl die benachbarten Kanäle als auch den Spiegelkanal. Außerdem verwendet das System, anstatt das zweite Zwischenfrequenz-SAW-Filter zu verwenden, ein komplexes Domänenfilter 515, das einen Bruchteil von dem kostet, was ein Zwischenfrequenz-SAW-Filter kostet, und leicht integriert werden kann. Folglich ist das zweite Zwischenfrequenz-SAW-Filter ineffizient und unnötig und wird deshalb nicht verwendet.

Wie in 5 zu sehen ist, geht das System von der Verfügbarkeit eines superheterodynen vorderen Endes 103 (1) aus, das das 5–6 GHz-Signal in eine erste Zwischenfrequenz von 1,5 GHz abwärtswandelt. Auf der Grundlage dieser Annahme wendet die erste Stufe in dem Empfänger ein Zwischenfrequenz-SAW-Filter 505 auf das Eingangssignal 500 an. Wie obenstehend erörtert, schafft das Zwischenfrequenz-SAW-Filter 505 eine ausgezeichnete Übertragungsfunktion mit einem engen Bandpass und einer steilen Selektivität außerhalb des Bandpassbereichs. Zum Beispiel ist der enge Bandpass dieses Filters im Bereich von 30–40 MHz, während die steile Selektivität des Filters darin in Beziehung zu dem engen Bandpass steht, dass sie einen exakteren Bereich bezüglich der Bandpasskennlinie des Filters schafft. Die Begriffe enger Bandpass und steile Selektivität sind relative Begriffe, die in ihrer Beziehung zu den meisten aktiven Filtern mit einer Bandpasskennlinie definiert sind. In dieser Ausführungsform muss der Bandpassbereich wegen der großen Nähe der Kanäle so selektiv sein. In anderen Ausführungsformen, die anderen Kommunikationsstandards entsprechen, können die Kanäle jedoch nicht in einer solch großen Nähe sein und kann ein weniger steiles Bandpassfilter die erforderliche Selektivität für die Eingabe in die Zwischenfrequenzabtastarchitektur schaffen. Nachdem das Eingangssignal von dem Zwischenfrequenz-SAW-Filter 505 gefiltert wurde, wird das Signal durch einen Verstärker mit automatischer Verstärkungsregelung 510 geführt. Diese Verstärkungsstufe 510 stellt sicher, dass das Signal, das den späteren Stufen zugeführt wird, ein Signal mit einer relativ konstanten Amplitude ist.

Die obenstehend behandelte erforderliche Unterdrückung kann von analogem und digitalem Filtern im Basisband erreicht werden. Die Probleme mit den Spiegel- und Alias-Kanälen werden jedoch nicht in Angriff genommen, wenn das Filtern im Basisband ausgeführt wird. Beim Abwärtswandeln des Signals ins Basisband verschiebt die Modulation den Spiegelkanal in das erwünschte Signal. Da die Modulation die Bewegung des Spiegelkanals in das erwünschte Signal bewirkt, sollte der Spiegelkanal vor dem Abtasten des Basisbands so weit wie möglich entfernt werden. Angenommen, dass die Hälfte der Leistung der anderen Kanäle zu dem Spiegelkanal durchläuft, wird die Spiegelsignalstärke 37 dB, da die Hälfte der Leistung –3 dB auf der Dezibelskala entspricht. Folglich erfordert das Entfernen des Spiegelkanals eine Selektivität von 67 dB bei 30 MHz von dem anderen Kanal. Es sollte jedoch wieder vom Fachmann zu verstehen sein, dass diese Dezibelwerte von den Spezifikationen des HiperLAN/2- und des 802.11a-Standards geschaffen werden und dass die Erfindung nicht auf diese Standards beschränkt ist.

Um diese Anforderungen hier zu erfüllen, wandelt diese Ausführungsform das Signal vor der zweiten Filterstufe auf eine zweite Zwischenfrequenz abwärts, wie oben mit Bezug auf 2 erläutert. Wie obenstehend aufgezeigt, wird in der Zwischenfrequenzabtastarchitektur der vorliegenden Erfindung eine zweite Zwischenfrequenz gewählt. Für diese Ausführungsform wurde 15 MHz als die zweite Zwischenfrequenz gewählt. Bei der gewählten Frequenz kann ein reguläres aktives komplexes Domänenfilter 515 angewandt werden.

Beim Abwärtswandeln der Signale in diese zweite Zwischenfrequenz werden zwei Multiplikatoren 520, 525 angewendet, wobei die Ausgabe des Verstärkers 510 einen Eingang jedes der Multiplikatoren 520, 525 speist und wobei ein Signal eines lokalen Oszillators 530 den anderen Eingang jedes der Multiplikatoren 520, 525 speist. Der erste Multiplikator 520 wandelt die Ausgabe des Verstärkers 510 in eine gleichphasige Komponente des Eingangssignals um, während der zweite Multiplikator 525 die Ausgabe des Verstärkers 510 in eine 90°-Phasenkomponente umwandelt. Als nächstes wird ein Filter 515 angewandt, um die erforderliche Selektivität bei der zweiten Zwischenfrequenz zu addieren. Das komplexe Domänenfilter 515 muss in der Lage sein, das erwünschte Signal durchzulassen, während es die Spiegel- und Alias-Signale in dem erforderlichen Ausmaß unterdrückt. Beschränkungen in der Verwendung von komplexen Domänenfiltern 515 liegen am häufigsten in dem erforderlichen Q-Faktor und in der Maximalspiegelunterdrückung, die von dem Filter 515 erreicht werden können, was von der I/Q-Symmetrierung in dem Filter 515 gegeben ist. Der für die vorliegende Anwendung erforderliche Q-Faktor ist jedoch ziemlich sinnvoll, da die Kanalbandbreite bei 17 MHz mit einer Mittenfrequenz von 15 MHz gewählt werden kann.

Abweichungen vor der Erzeugung von einem lokalen Oszillatorsignal 530 und der Modulation von den Multiplikatoren 520, 515 können Leckage von dem Spiegelband zu dem erwünschten zweiten Zwischenfrequenzsignal bewirken. Sobald eine solche Leckage auftritt, ist sie schwierig rückgängig zu machen. Deshalb ist es wichtig, zu versuchen, die Leckage zu entfernen, bevor sie sich zu der nächsten Modulation ausbreitet. Die Wichtigkeit der Behebung der Leckage nimmt jedoch entsprechend der Stufe der Vorrichtung ab. Wenn das Spiegelsignal in der ersten Stufe der Vorrichtung hochgradig gedämpft wird, gibt es per Definition weniger Signalleckage zu dem erwünschten Signal in den späteren Stufen.

Beachtet man, dass das erste Zwischenfrequenz-SAW-Filter 505 die Spiegelfrequenz schon um etwa 44 dB gedämpft hat, wird es offensichtlich, dass durch das Überwachen der SNR-Anforderungen die Dämpfung in der Nachbarschaft von 23 dB sein sollte. Ferner kann ein komplexes Domänenfilter 515 eine Unterdrückung in der Nachbarschaft von 25 bis 30 dB sinnvoll schaffen. Folglich kann der Spiegelkanal durch das Filtern eines komplexen Domänenfilters 515 bei der zweiten Zwischenfrequenz auf das erforderliche Ausmaß reduziert werden.

Jetzt ist mit Bezug auf 6 die Übertragungsfunktion des komplexen Domänenfilters (ein Butterworth-Filter dritter Ordnung) zu sehen. Bezüglich der Übertragungsfunktion des in 5 gezeigten Filters sollte beachtet werden, dass die Mittenfrequenz 15 MHz ist und die Bandbreite 17 MHz ist. Ebenfalls gezeigt ist eine Leckagekurve, die den Leistungsbetrag anzeigt, der auf den Kanal an der gegenüberliegenden Seite der Frequenzachse (d.h. bei –15 MHz Mittenfrequenz) leckt. Diese Leckage nimmt an, dass die gleichphasigen Signale und die 90°-Phasien-Signale eine Amplitudenabweichung von +/– 2% in Bezug zueinander haben.

Wieder mit Bezug auf 5 wurde eine I/Q-Abtastarchitektur 535 angewendet, um eine zusätzliche Selektivität bei den Spiegel- und Aliaskanälen zu erhalten. Wie obenstehend erörtert, arbeitet der I/Q-Abtaster durch das Abtasten 540 des Signals mit der vierfachen zweiten Zwischenfrequenz oder 60 MHz, wie von dem Taktgeber 545 angezeigt. Ein Verzögerungselement 550 verzögert dann eine Komponente des Signals für eine Taktgeberperiode. Nach dem Verzögern des Signals addiert ein Addierer 555 dann die zwei Komponentensignale wieder. Zuletzt wird nach dem Addieren der Komponentensignale die Summe unter Verwendung eines Analog-Digital-Wandlers (ADC von englisch ,analog-to-digital-converter') 560 quantisiert. Der ADC 560 wird unter Verwendung von dem gleichen 60 MHz-Taktgeber 545 getaktet, der für das Abtasten 540 verwendet wurde. Die von der Schaltung 535 ausgeführte I/Q-Abtastoperation bringt ein Ergebnis, wobei das erwünschte Signal von der I/Q-Kombination verstärkt wird, während es eine Dämpfung vom Kerbtyp für die Aliasfrequenz schafft. Zuletzt addiert der I/Q-Abtaster über die Spiegelkanalfrequenzen etwa 11,5 dB Selektivität zu dem System, während er zu den benachbarten Kanälen 5 dB Dämpfung addiert.

Nach der Digitalisierung des Signals kann es von den Multiplikatoren 565, 570 ins Basisband umgewandelt werden. Das Basisbandsignal wird durch das Multiplizieren der Ausgabe des ADCs 560 mit einer Reihung von Koeffizienten abgeleitet. Für die gleichphasige Umwandlung ins Basisband wird das Digitalsignal mit der Reihung 0, 1, 0, –1, von dem Multiplikator 565 multipliziert, während die 90°-Phasen-Umwandlung ins Basisband 570 durch das Multiplizieren des Digitalsignals mit 1, 0, –1, 0, unter Verwendung des Multiplikators 570 gegeben wird. Jedes dieser Basisbandsignale wird dann von einem Filter mit begrenztem Impulsansprechverhalten 575, 580 gefiltert, um jegliches verbleibende Rauschen zu entfernen.

Jetzt wird mit Bezug auf 7 eine Ausführungsform des Funkempfängers der vorliegenden Erfindung mit reduzierter Komplexität gezeigt. Diese Lösung opfert eine gewisse Leistungsqualität für eine effizientere Lösung bezüglich der Kosten. Wie in 7 zu sehen ist, entfernt die Lösung das Verzögerungselement 550 und das Abtastelement 540 nach dem in 5 gezeigten komplexen Domänenfilter 515. Stattdessen werden die gleichphasigen Signale und die 90°-Phasen-Signale von dem Addierer 555 ohne die Phasenverschiebung addiert. Da die 90°-Phasen-Signale und die gleichphasigen Signale nicht länger effizient kombiniert werden, gibt es weniger Verstärkung des Signals, was zu einem schwächeren erwünschten Signal führt. Außerdem wird keine Kerbwirkung gewonnen, so dass die zusätzliche Dämpfung von 5 dB bei dem benachbarten Kanal und 11 dB bei dem Spiegelkanal kein Teil des Systems mehr ist. Folglich werden Filter 575, 580 mit begrenztem Impulsansprechverhalten einer hohen Ordnung verwendet. Jedoch können stattdessen andere Filter, die eine ähnliche Kennlinie schaffen, in der letzten Stufe verwendet werden, die der Umwandlung ins Basisband folgt.

Jetzt wird mit Bezug auf 8 ein schematisches Diagramm des Sender-Empfängers der vorliegenden Funkarchitektur gezeigt. Bezüglich des oberen Pfads des Signals wird die Implementierung der Empfängerarchitektur mit reduzierter Komplexität gezeigt, die das Umwandlungselement am vorderen Ende 820 aufweist, das das eingehende Radiofrequenzsignal in die erste Zwischenfrequenz umwandelt. Das Signal wird zuerst durch die Antenne 800 empfangen und durchläuft ein Anfangsbandpassfilter 805. Ein Schalter wird gezeigt, um die verschiedenen Eingangs- und Ausgangspfade des Radiosignals darzustellen. Auf der Eingangsseite durchläuft das Signal einen rauscharmen Verstärker 810 und ein zweites Bandpassfilter 815, bevor es von dem Modulator 820 durch das Multiplizieren des Eingangssignals mit einem ersten lokalen Oszillatorsignal moduliert wird, um das Signal in die erste Zwischenfrequenz 1,5 GHz umzuwandeln. Das Signal durchläuft dann das einzige Zwischenfrequenz-SAW-Filter 505 und einen Verstärker mit automatischer Verstärkungssteuerung (AGC von englisch, automatic gain control') 510, bevor es von dem Wandler 520, 525 in die zweite Zwischenfrequenz umgewandelt wird, die sowohl 90°-Phasen-Komponenten als auch gleichphasige Komponenten umfasst. Die Umwandlung wird durch das Multiplizieren der Ausgabe des AGCs mit dem Multiplikator 520, 525 mit einem Generator eines zweiten lokalen Oszillatorsignals 530 ausgeführt. Auf der zweiten Zwischenfrequenz durchlaufen sowohl 90°-Phasen-Komponenten als auch gleichphasige Komponenten ein komplexes Domänenfilter 515. Die Ausgaben, gleichphasige Komponenten und 90°-Phasen-Komponenten, des komplexen Domänenfilters 515 werden dann von dem Addierer 555 summiert und von dem ADC 560 digitalisiert. Das Signal wird dann ins Basisband von den Wandlern 565, 570 umgewandelt, die die Signale mit den Reihen 0, 1, 0, –1 und 1, 0, –1, 0 multiplizieren, um eine gleichphasige Darstellung bzw. eine 90°-Phasen-Darstellung zu erhalten. Die Signale werden dann in einem Filter mit begrenztem Impulsansprechverhalten 575, 580 gefiltert und in einen Daten-Slicer gespeist, wo die in dem Signal enthaltene Information abgerufen wird.

Bezüglich des unteren Pfades des Sender-Empfängers wird der Sender gezeigt. Der Sender kommt einem Spiegelbild des Empfängers ohne die komplexeren Filtervorrichtungen nahe. Zuerst wird das Signal in den Sender-Empfänger im Basisband übertragen. Dann durchläuft das Basisbandsignal vor der Umwandlung von dem Basisband in die zweite Zwischenfrequenz durch die Wandler 840, 845 ein Filter mit begrenztem Impulsansprechverhalten 830, 835. Die Umwandlung durch die Wandler 840, 845 in die zweite Zwischenfrequenz wird durch das Multiplizieren der gleichphasigen Komponente und der 90°-Pasen-Komponente des Signals durch die Serie, die 0, 1, 0, –1 bzw. 1, 0, –1, 0 aufweist, ausgeführt. Das Signal wird dann kombiniert und von einem D/A-Wandler (DAC) 850 für die Übertragung in ein analoges Signal umgewandelt. Das Analogsignal wird dann von dem Wandler 855 durch die Multiplikation mit dem Signal des zweiten lokalen Oszillators 530 in die erste Zwischenfrequenz umgewandelt. Das Signal wird dann von dem Verstärker 860 verstärkt, durch ein Ausgangs-SAW-Filter 865 gespeist und von dem Wandler 870 in die Übertragungsfrequenz umgewandelt. Auf der Übertragungsfrequenz durchläuft das Signal ein Bandpassfilter 875. Das Signal durchläuft schließlich vor der Übertragung einen Leistungsverstärker 880. Der Leistungsverstärker 880 kann bis zur Sättigung verstärken, um die größtmögliche Übertragungsleistung aus dem Sender heraus zu bekommen. Bei der Übertragung ist der Schalter auf dem unteren Pfad und durchläuft das Signal ein letztes Bandpassfilter 805, bevor es gesendet wird.

Es sollte hervorgehoben werden, dass die oben beschriebenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, besonders sämtliche "bevorzugte" Ausführungsformen, nur mögliche Beispiele von Implementierungen sind, die nur für ein klares Verständnis der Prinzipien der Erfindung dargelegt werden. Viele Variationen und Modifizierungen können bezüglich der oben beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung gemacht werden, ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen. Alle derartigen Modifizierungen und Variationen sollen hierin in den Umfang dieser Offenbarung und der vorliegenden Erfindung einbezogen werden.


Anspruch[de]
Radio (101) mit einem Empfänger (113) mit einer Zwischenfrequenzabtastarchitektur (140), wobei der Empfänger aufweist:

einen Modulator (520, 525, 530), ein erstes integriertes Filter (515) und einen Quantisierer (560), wobei

der Modulator (520, 525, 530) konfiguriert ist, um ein Eingangssignal zu empfangen und das Eingangssignal in eine Zwischenfrequenz zu modulieren; das erste Filter konfiguriert ist, um eine Bandpasskennlinie aufzuweisen und das Zwischenfrequenzsignal zu empfangen und ein gefiltertes Signal zu erzeugen; und

der Quantisierer konfiguriert ist, um das gefilterte Signal zu empfangen und das gefilterte Signal zu digitalisieren und ein digitalisiertes Signal zu erzeugen, das für eine Basisbandumwandlung bereit ist;

dadurch gekennzeichnet, dass

die Zwischenfrequenzabtastarchitektur ferner einen I/Q Abtaster (535) besitzt, der aufweist:

eine Abtastvorrichtung (540), die geeignet ist, um die Ausgabe des ersten Filters (515) zu empfangen;

eine Verzögerungseinrichtung (550), die geeignet ist, von der gleichphasigen Komponente und der 90°-Phasenkomponente des abgetasteten Signals eine zu verzögern, wobei eine verzögerte Komponente und eine nicht-verzögerte Komponente erzeugt wird; und

einen Addierer, der geeignet ist, die verzögerte Komponente und die nicht verzögerte Komponente zu empfangen und die verzögerte Komponente und die nicht verzögerte Komponente zu summieren, um eine Eingabe für den Quantisierer (560) zu erzeugen.
Radio (101) nach Anspruch 1, wobei die Zwischenfrequenzabtastarchitektur (104) ferner ein zweites Filter (505) aufweist, das geeignet ist, das Eingangssignal zu empfangen und das Eingangssignal vor der Modulation des Eingangssignals in eine Zwischenfrequenz zu filtern. Radio (101) nach Anspruch 1, wobei die Abtastvorrichtung (540) konfiguriert ist, die Ausgabe des ersten Filters (515) bei einer Frequenz abzutasten, die viermal so hoch wie die Zwischenfrequenz ist. Radio (101) nach Anspruch 1, ferner aufweisend einen Basisbandwandler (565, 570), der geeignet ist, das digitalisierte Signal in ein Basisbandsignal umzuwandeln. Radio (101) nach Anspruch 1, wobei der Modulator ferner einen Multiplizierer aufweist, der geeignet ist, die Ausgabe des Bandpassfilters zu empfangen und die Ausgabe des Bandpassfilters mit einem ersten lokalen Oszillator zu multiplizieren, um das Eingangssignal bei der Zwischenfrequenz zu erzeugen für eine Zuführung zu der Zwischenfrequenzabtastarchitektur.






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