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Dokumentenidentifikation DE10164155B4 06.09.2007
Titel Empfänger zur Taktphasen- und Trägerfrequenzschätzung
Anmelder Infineon Technologies AG, 81669 München, DE
Erfinder Menkhoff, Andreas, Dr., 82041 Oberhaching, DE
Vertreter PAe Reinhard, Skuhra, Weise & Partner GbR, 80801 München
DE-Anmeldedatum 27.12.2001
DE-Aktenzeichen 10164155
Offenlegungstag 17.07.2003
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 06.09.2007
Veröffentlichungstag im Patentblatt 06.09.2007
IPC-Hauptklasse H03H 17/02(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, DE
IPC-Nebenklasse H04L 27/38(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, DE   H04L 7/00(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, DE   H04B 1/16(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, DE   

Beschreibung[de]

Die Erfindung betrifft einen Empfänger zur Taktphasen- und/oder Trägerfrequenzschätzung eines digitalen Empfangssignals, dessen Daten mit einer Symboltaktfrequenz übertragen werden.

Nach dem Shannonschen Übertragungsmodell werden von einer Datenquelle stammende Daten durch einen Sender mit Sendefilter SF über einen Übertragungskanal zu einem Empfänger übertragen und von diesem an eine Datensenke abgegeben. Die Aufgabe des Empfängers besteht darin, aus dem Empfangssignal die Bitfolge der Datenquelle zu rekonstruieren. Ein Empfangsfilter unterdrückt dabei mögliche Störsignale außerhalb des Übertragungsfrequenzbandes. Durch geeignete Dimensionierung insbesondere eines Matched-Filters MF wird hierdurch die Zuverlässigkeit der Detektion stark erhöht. Die Rückgewinnung der Zeitlage der Sendeimpulse erfolgt durch eine Synchronisationseinrichtung. Das Empfangssignal wird dabei abgetastet und einem Schwellenwertentscheider zugeführt, der eine detektierte Bitfolge zur weiteren Datenverarbeitung abgibt.

Wird die Datenübertragung durch additives Rauschen stark gestört, wird innerhalb des QAM-Empfängers eine sogenanntes Matched-Filter (MF) eingesetzt. Dieses Empfangsfilter ist speziell an den Sendegrundimpuls angepasst, so dass in den Detektionszeitpunkten ein größtmögliches Signalrauschverhältnis (SNR: Signal-to-noise-ratio) erreicht wird. Die Impulsantwort des Matched-Filters (MF) ist üblicherweise gleich dem zeitlich gespiegelten Sendegrundimpuls. Das Matched-Filter (MF) ist ein digitales Empfangsfilter innerhalb des Empfängers, das an ein Sendefilter innerhalb des Senders derart angepasst ist, dass die Amplitude des empfangenen Signal zu den Abtastzeitpunkten maximal ist. Das Matched-Filter kann adaptiv aufgebaut sein, so dass es an den Übertragungskanal angepasst werden kann, bzw. nach oder vor dem Matched-Filter kann ein adaptiver Entzerrer vorgesehen sein, der die Verzerrung des Übertragungskanals kompensiert.

Als ein Frequency-Matched-Filter (FMF) wird ein digitales Filter bezeichnet, dessen Übertragungsfunktion im Frequenzbereich gleich der ersten Ableitung der Übertragungsfunktion eines zugehörigen Matched-Filters ist.

Zur Rückgewinnung der Zeitlage enthält der Empfänger eine Synchronisationseinrichtung mit einem Takt-Phasendetektor zur Detektion der Taktphasenabweichung zwischen Soll-Abtastzeitpunkten und den Abtastzeitpunkten eines Empfangssignals.

1 zeigt einen QAM-Empfänger nach dem Stand der Technik. Der Empfänger enthält einen Analog/Digital-Wandler ADC zur Umwandlung des analogen Empfangssignals in ein digitales Empfangssignal, das einem Mischer zugeführt wird. Dem Mischer ist ein digitales Resampling-Filter nachgeschaltet, das ein digitales Ausgangssignal abgibt, dessen Abtastfrequenz um einen Faktor r niedriger ist als die Abtastfrequenz des digitalen Empfangssignals. Das digitale Ausgangssignal des Resampling-Filters wird dem Matched-Filter des Empfängers zugeführt, das das gefiltertes Ausgangssignal zur weiteren Datenverarbeitung abgibt. Das Ausgangssignal des Resampling-Filters wird ferner einem zu dem Matched-Filter zugehörigen Frequency-Matched-Filter zugeführt, der ein gefiltertes Ausgangssignal an einen Trägerfrequenzdetektor TFD abgibt. Das gefilterte Ausgangssignal des Matched-Filters MF wird einem Taktphasendetektor TPD zugeleitet, der zur Taktphasendetektion des digitalen Empfangssignals vorgesehen ist. Der Taktphasendetektor TPD und der Trägerfrequenzdetektor TFD sind ausgangsseitig jeweils an ein digitales Schleifenfilter und an einen NCO angeschlossen, der ein Steuersignal liefert. Der Taktphasendetektor TPD gibt ein Taktphasenabweichungssignal TP an das zugehörige digitale Schleifenfilter ab und das nachgeschaltete NCO liefert einen digitalen Steuerwert zur Ansteuerung des Resampling-Filters. Das Resampling-Filter führt eine Umtastung des Empfangssignals durch, wobei gleichzeitig eine Bandbegrenzung erfolgt. Das von dem NCO abgegebene Steuersignal stellt dabei den Zeitpunkt der Abtastung in Abhängigkeit von dem gefilterten Taktphasenabweichungssignal ein.

2 zeigt einen QAM-Empfänger nach dem Stand der Technik, wie er aus der DE 101 33 898 C1 sowie der Druckschrift „Meyr, H.; Moneclay, M.; Fenchel, S.A.: Digital Communication Receivers. New York; John Wiley & Sons Inc.; 1998, Seiten 464–472, 488–490" bekannt ist, mit einem integrierten Taktphasendetektor zur Detektion der Taktphasenabweichung TP und einen integrierten Trägerfrequenzdetektor zur Detektion der Trägerfrequenzabweichung TF.

Bei dem in 2 dargestellten Empfängern wird das Trägerfrerquenzdetektionssignal TF durch zwei Multiplizierer und einen weiteren Addierer aus den gefilterten Ausgangssignalen der Matched-Filter MF und der Frequency-Matched-Filter FMF gebildet. Dabei multipliziert ein Multiplizierer die durch das Matched-Filter gefilterte In-Phasensignalkomponente mit der durch das Frequency-Matched-Filter FMF gefilterten Quadratursignalkomponente. In gleicher Weise multipliziert der andere Multiplizierer die durch das Matched-Filter MF gefilterte Quadraturphasensignalkomponente mit der durch das andere Frequency-Matched-Filter FMF gefilterten In-Phasensignalkomponente. Die Ausgangssignale der beiden Multiplizierer werden durch den Addierer gemittelt und als Trägerfrequenzdetektionssignal TF an das digitale Schleifenfilter 19 abgegeben.

Ferner enthält der QAM-Empfänger eine Taktphasenschleife, die den beiden Matched-Filtern nachgeschaltet ist. Bei dem in 2 dargestellten QAM-Empfänger werden sowohl das Taktphasenabweichungsdetektionssignal TP als auch das Trägerfrequenzabweichungdetektionssignal TF aus den Ausgangssignalen der Matched-Filter und der Frequency-Matched-Filter generiert. Der in 2 dargestellte Empfänger benötigt daher nur eine minimale Anzahl an Filtern um sowohl das Trägerfrequenzabweichungsdetektionssignal TF als auch das Taktphasenabweichungsdetektionssignal TP zu erzeugen.

3 zeigt einen weiteren QAM-Empfänger nach dem Stand der Technik, wie er aus der DE 101 33 898 C1 bekannt ist. Bei dem QAM-Empfänger ist dem Matched-Filter MF ein Taktphasenfilter TPF und eine Verzögerungsschaltung nachgeschaltet. Das Taktphasenfilter TPF und die Verzögerungsschaltung sind zueinander parallel geschaltet, wobei die Ausgangssignale des Taktphasenfilters TPF und der Verzögerungsschaltung durch einen Multiplizierer zu einen Taktphasenabweichungsdetektionssignal TP multipliziert werden, das über eine Leitung an ein digitales Schleifenfilter abgegeben wird. Das Taktphasenfilter TPF ist bei allen Ausführungsformen dezimierend, da die nachfolgende Multiplikation im Datensymbolraster erfolgt.

Der Taktphasenfilter TPF besteht aus zwei in Reihe geschalteten Frequency-Matched-Filtern FMFA, FMFB und einem Hilbert-Filter. Die Übertragungsfunktion FMF(f) der beiden in Reihe geschalteten Frequency-Matched-Filter FMF entspricht jeweils der ersten Ableitung dM(f)df der Übertragungsfunktion MF(f) des Matched-Filters MF. Durch das Hilbert-Filter wird eine weitere Phasenverschiebung um 90 Grad erreicht. Hierdurch wird die Regelung stabilisiert. Die Reihenfolge der drei in Reihe geschalteten Filter ist beliebig.

Die Verzögerungsschaltung besteht aus mehreren Verzögerungsgliedern, wobei die Gruppenlaufzeit des Taktphasenfilters TPF und der Verzögerungsschaltung vorzugsweise identisch sind. Hierdurch wird erreicht, dass die zugehörigen Abtastwerte miteinander durch den Multiplizierer multipliziert werden. Die Verzögerungsschaltung und das Taktphasenfilter TPF weisen ferner das gleiche Dezimationsverhältnis auf. Die Datensymbolrate des Matched-Filters MF ist um einen konstanten Faktor r höher als die Datensymbolrate des digitalen Empfangssignals, das von dem Analog/Digital-Wandler ADC abgegeben wird. Das Taktphasenfilter TPF und die Verzögerungsschaltung weisen ein Dezimationsverhältnis r auf, so dass das jeweils von ihnen abgegebene Ausgangssignal die Datensymbolrate des digitalen Eingangssignals besitzt.

Die 4 zeigt den Frequenzgang eines Matched-Filters MF(f), wobei das Matched-Filter in dem dargestellten Beispiel ein Wurzel-Kosinus-Filter mit einem bestimmten Roll-Off-Faktor rof ist. Die Übertragungsfunktion des Frequency-Matched-Filters FMF(f) ergibt sich aus der ersten Ableitung der Übertragungsfunktion des Matched-Filters MF und ist ebenfalls in 4 dargestellt.

Ein Frequency-Matched-Filter FMF nach dem Stand der Technik, wie es in den herkömmlichen QAM-Empfängern gemäß 13 eingebaut ist, weist jedoch ein Eigenrauschen auf. Dabei nimmt das Eigenrauschen bis zu einer Grenze tendenziell ab je größer die Filterordnung des Frequency-Matched-Filters FMF ist und desto feiner die Quantisierung ist und kann aber der Grenze nicht weiter verringert werden.

Eine genaue spektrale Analyse des Eigenrauschens des Frequency-Matched-Filters FMF ergibt, dass das Eigenrauschen über den gesamten Frequenzbereich näherungsweise gleich verteilt ist, während das Nutzsignal des Empfangssignals nur in einem Nutzfrequenzbereich zwischen der Frequenz f1 = (fsymb)·(1 – rof) und f2 = fsymb(1 + rof) vorhanden ist.

Ein Frequency-Matched-Filter FMF zeichnet sich im wesentlichen durch zwei Eigenschaften aus. Zum einen ist der Phasengang des Frequency-Matched-Filters FMF gegenüber dem Matched-Filter MF bei gleicher Gruppenlaufzeit um 90° phasenverschoben und zum anderen ist im Symbolraster die Energie des Faltungsproduktes aus dem Matched-Filter MF und dem Frequency-Matched-Filter FMF viel geringer als die Energie des Faltungsproduktes des mit sich selbst gefalteten Matched-Filter.

Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Empfänger mit einer Filteranordnung zu schaffen, die die gleichen Eigenschaften wie ein Frequency-Matched-Filter FMF besitzt, jedoch zum einen bei gegebenem Eigenrauschen einen schaltungstechnisch weit geringeren Implementierungsaufwand hat oder zum anderen bei vergleichbarem Schaltungsaufwand ein weiter geringeres Eigenrauschen aufweist, als ein herkömmliches Frequency-Matched-Filter FMF.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch einen Empfänger mit den im Patentanspruch 1 oder mit den im Patentanspruch 2 angegebenen Merkmalen gelöst. Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung schafft einen Empfänger, der ein von einem Sender mit Sendefilter über einen Übertragungskanal übertragenes digitales Signal empfängt, zur Taktphasen und/oder Trägerfrequenzschätzung eines digitalen Empfangssignals, dessen Daten mit einer Symboltaktfrequenz (fsymb) empfangen werden, wobei der Empfänger zur Erhöhung des Signalrauscheverhältnisses ein an den Sendegrundimpuls angepasstes Matched-Filter (2) aufweist, dessen Impulsantwort gleich dem zeitlich gespiegelten Sendegrundimpuls ist,

wobei ein digitales Filter (7) zu dem Matched-Filter (2) parallel verschaltet ist und

wobei das digitales Filter (7) einen Amplitudenfrequenzgang aufweist, der gegenüber dem Amplitudenfrequenzgang des Matched-Filters (2) an der Symboltaktfrequenz (fsymb) gespiegelt ist und

einen Phasenfrequenzgang aufweist, der gegenüber dem Phasenfrequenzgang des Matched-Filters (2) um 90° phasenverschoben ist.

Die Erfindung schafft ferner einen Empfänger, der ein von einem Sender mit Sendefilter über einen Übertragungskanal übertragenes digitales Signal empfängt, zur Taktphasen- und/oder Trägerfrequenzschätzung eines digitalen Empfangssignals dessen Daten mit einer Symboltaktfrequenz (fsymb) empfangen werden, wobei der Empfänger zur Erhöhung des Signalrauscheverhältnisses ein an den Sendegrundimpuls angepasstes Matched-Filter (2) aufweist, dessen Impulsantwort gleich dem zeitlich gespiegelten Sendegrundimpuls ist, und ein dem Matched-Filter nachgeschaltetes Verzögerungsglied (22) aufweist, wobei

und ein digitales Filter (7) zu dem Matched-Filter (2) seriell und zu dem Verzögerungsglied (22) parallel verschaltet ist und

wobei das digitale Filter 7 einen Amplitudenfrequenzgang aufweist, der gegenüber dem Faltungsprodukt der Übertragungsfunktionen des Sendefilters und des Matched-Filters (2) an der Symboltaktfrequenz (fsymb) gespiegelt ist und

eine Phasenfrequenzgang aufweist, der gegenüber dem Phasenfrequenzgang des Verzögerungsgliedes 22 90° phasenverschoben ist.

Die Abtastratenwandlung kann sowohl im digitalen Filter als auch im Dämpfungsfilter erfolgen.

Bei dem verschalteten digitalen Matched-Filter handelt es sich vorzugsweise um einen Wurzel-Kosinus-Filter mit einem bestimmten Roll-Off-Faktor rof.

Dabei liegt der Flanken-Frequenzbereich des Wurzel-Kosinus Matched-Filters vorzugsweise zwischen der unteren Grenzfrequenz fgrenz unten = (1 – rof)·f(symb) und der oberen Grenzfrequenz fgrenz oben = (1 + rof)·f(symb) des Nutzfrequenzbereichs.

Bei einer besonders bevorzugten Ausführungsform ist das digitale Schätzfilter in einen QAM-Empfänger integriert.

Im weiteren werden bevorzugte Ausführungsformen des erfindungsgemäßen digitalen Schätzfilters unter Bezugnahme auf die beigefügten Figuren beschrieben.

Es zeigen:

1 einen ersten QAM-Empfänger nach dem Stand der Technik;

2 einen zweiten QAM-Empfänger nach dem Stand der Technik;

3 einen dritten QAM-Empfänger nach dem Stand der Technik;

4 die Frequenzgänge eines Matched-Filters und eines herkömmlichen Frequenz-Matched-Filters nach dem Stand der Technik;

5a, 5b Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Empfängers;

6 eine besonders bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Empfängers für einen häufigen Sonderfall;

7a, 7b Frequenzgänge des in dem erfindungsgemäßen Schätzfilters enthaltenen digitalen Filters

5a zeigt eine erste und zweite Ausführungsform des erfindungsgemäßen digitalen Filters 7.

Das digitale Schätzfilter 1 weist die gleichen Eigenschaften wie ein herkömmliches Frequency-Matched-Filter FMF auf, kann jedoch bei gegebenen Eigenrauschen schaltungstechnisch einfacher realisierbar werden. Bei gleichen Schaltungsaufwand weist der digitale Schätzfilter 1 ein geringeres Eigenrauschen als ein herkömmliches Frequency-Matched-Filter auf. Das digitale Schätzfilter 1 kann daher auch als ein Advanced Frequency-Matched-Filter AFMF bezeichnet werden.

Bei der in 5a dargestellten ersten Ausführungsform des erfindungsgemäßen digitalen Filtes 7 ist dieses parallel mit einem Matched-Filter 2 verschaltet.

Das digitale Schätzfilter 1 dient bei dem in 5a dargestellten Beispiel zur Taktphasenschätzung und generiert ein Taktphasenabweichungssignal TP, das an ein nachgeschaltetes digitales Schleifenfilter abgegeben wird. Das digitale Schätzfilter 1 besitzt einen Signaleingang 3, der über eine Leitung 4 an einen Verzweigungsknoten 5 angeschlossen ist. Der Verzweigungsknoten 5 empfängt über eine Leitung 6 das Ausgangssignal des in 2 dargestellten Resampling-Filters und verzweigt es über eine Leitung 23 an das Matched-Filter 2 und über die Leitung 4 an das Schätzfilter 1. Das digitale Schätzfilter 1 empfängt das digitale Empfangssignal über den Signaleingang 3. Das digitale Empfangssignal weist Daten auf, die mit einer bestimmten Symboltaktfrequenz fsymb übertragen werden.

Das digitale Schätzfilter 1 weist eingangsseitig ein erfindungsgemäßes digitales Filter 7 auf, das über eine interne Leitung 8 das digitale Empfangssignal von dem Signaleingang 3 empfängt. Das digitale Filter 7 filtert das digitale Empfangssignal zu einem digitalen Ausgangssignal bei dem jeder N-te Abtastwert null ist.

Das erfindungsgemäße digitale Filter 7 gibt vorzugsweise das gefilterte Ausgangssignal über eine interne Leitung 9 an ein nachgeschaltetes digitales Dämpfungsfilter 10 ab. Das digitale Dämpfungsfilter 10 besteht vorzugsweise aus einer Abtastschaltung 11 mit einem Dezimationsfaktor N, die ausgangsseitig über eine Leitung 12 mit einem digitalen Hochpassfilter 13 verbunden ist. Die Abtastschaltung 11 kann allerdings auch in dem digitalen Filter 7 integriert sein.

Das digitale Dämpfungsfilter 10 weist im Frequenzbereich eine Übertragungsfunktion auf, die symmetrisch zu der Symboltaktfrequenz fsymb des Empfangssignals ist.

Das Matched-Filter 2 ist in der Regel ein Wurzel-Kosinus Filter mit einem bestimmten Roll-Off-Faktor rof mit dem in 7a dargestellten Frequenzgang.

Das Schätzfilter 1 weist zwischen einer unteren Grenzfrequenz fgrenz unten = fsymb·(1 – rof) und einer oberen Grenzefrequenz fgrenz oben = fsymb·(1 + rof) eine steigende Flanke auf. Das digitale Dämpfungsfilter 10 des erfindungsgemäßen digitalen Schätzfilters 1 bewirkt in dem Flankengrenzbereich eine Phasenverschiebung um 90° und außerhalb der Flankengrenzbereichs eine Dämpfung.

Bei einer ersten Ausführungsform des erfindungsgemäßen digitalen Filter 7 gemäß 5a ist dessen Frequenzgang in 7a dargestellt, wobei die z-Transformierte des digitalen Filters 7 bei der doppelten Symboltaktfrequenz die folgende Übertragungsfunktion aufweist, HPF(z) = MFeven(z) – MFodd(z) wenn der Dezimationsfaktor N der Abtastschaltung 11 zwei beträgt,

wobei MF(z) die Übertragungsfunktion des digitalen Matched-Filters 2 ist,

wobei MF(z) = MFeven(z) + MFodd(z)

Bei dieser idealen Ausführungsform tritt keinerlei Eigenrauschen auf, weil das Faltungsprodukt aus Sendefilter SF und dem erfindungsgemäßem Frequency-Matched-Filter 1 (5a) symmetrisch zu einem Viertel der Abtastfrequenz und somit jeder zweite Koeffizient des Faltungsproduktes null ist. Die Abtastfrequenz entspricht der doppelten Symbolfrequenz, so dass die Koeffizienten mit dem Wert Null genau im Symbolraster liegen. Das Dämpfungsfilter 10 bewirkte eine Phasendrehung um 90° und eine Unterdrückung von Nachbarkanälen.

Bei doppelter Symboltaktfrequenz (2·fsymb) und einen Dezimationsfaktor N = 2 kann der in 7b dargestellte ideale Frequenzgang durch die in 6 dargestellte besonders bevorzugte Ausführungsform, die schaltungstechnisch sehr einfach implementierbar ist, erreicht werden.

Bei einer zweiten Ausführungsform (siehe auch 5a) des erfindungsgemäßen digitalen Filters 7 weist die z-Transformierte des digitalen Filters 7 die folgende Übertragungsfunktion auf:

wobei MF(z) die Übertragungsfunktion des verschalteten digitalen Matched-Filters 2 ist.

Diese zweite Ausführungsform ist ebenfalls einfach implementierbar, weil das digitale Filter 7 bereits Nachbarkanäle unterdrückt und somit das nachgeschaltete Dämpfungsfilter 10 einfacher aufgebaut werden kann. Diese Ausführungsform weist weniger Eigenrauschen als ein herkömmliches Frequency-Matched-Filter FMF auf, weil das Eigenrauschen im Frequenzbereich von null bis fsynb(1 – rof) durch das nachgeschaltete Dämpfungsfilter unterdrückt wird.

5b zeigt eine dritte und vierte Ausführungsform des erfindungsgemäßen digitalen Filters 7 bei Verschaltung mit einer Verzögerungsschaltung 22. Die Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung 22 entspricht der Gruppenlaufzeit des digitalen Filters 7 und des gegebenenfalls nachgeschalteten Dämpfungsfilters 10.

Bei einer dritten Ausführungsform des erfindungsgemäßen digitalen Filters 7, wie es in 5b, 7b dargestellt ist, weist die z-Transformierte des digitalen Filters 7 die folgende Übertragungsfunktion auf: HPF(z) = RFeven(z) – RF(z)odd wobei RF(z) = MF(z)·MF(z)* wobei die z-Transformierte des Matched-Filters MF(z)* die konjugiert komplexe Übertragungsfunktion des Matched-Filters 2 ist.

Bei dieser Ausführungsform tritt keinerlei Eigenrauschen auf, weil das Faltungsprodukt aus Sendefilter SF, Matched-Filter und des digitalen Filters 7 (5b) symmetrisch zu einem Viertel der Abtastfrequenz und somit jeder zweite Koeffizient des Faltungsproduktes null ist. Die Abtastfrequenz entspricht der doppelten Symbolfrequenz, so dass die Koeffizienten mit dem Wert Null genau im Symbolraster liegen. Das Dämpfungsfilter 10 bewirkt eine Phasendrehung um 90°. Bei dieser dritten Ausführungsform bewirkt das digitale Filter 7 eine Unterdrückung des gesamten Frequenzbereichs unterhalb der unteren Grenzfrequenz fGRENZ unten. Das Matched Filter 2 bewirkt eine Unterdrückung der Signalanteile oberhalb der oberen Grenzfrequenz fGRENZ oben. Bewirkt bereits das digitale Filter 7 eine Phasendrehung um 90° kann auf das nachgeschaltete Dämpfungsfilter 10 verzichtet werden.

Bei einer vierten Ausführungsform (siehe auch 5b) des erfindungsgemäßen digitalen Filters 7 weist die z-Transformierte des digitalen Filters 7 die folgende Übertragungsfunktion auf:

Diese vierte Ausführungsform ist ebenfalls einfach implementierbar, weil das digitale Filter 7 bereits Nachbarkanäle unterdrückt und somit das nachgeschaltete Hochpassfilter 13 einfacher aufgebaut werden kann. Diese Ausführungsform weist weniger Eigenrauschen als ein herkömmliches Frequency-Matched-Filter FMF auf, weil das Eigenrauschen im Frequenzbereich von null bis fsymb(1 – rof) durch das nachgeschaltete Dämpfungsfilter 10 unterdrückt wird.

6 zeigt eine besonders bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen digitalen Filters 7 gemäß 5a für einen häufigen Sonderfall, nämlich für doppelte Symboltaktfrequenz und einen Dezimationsfaktor N = 2.

Die in 6 dargestellte Ausführungsform weist den Vorteil auf, dass das sowieso vorhandene Matched-Filter 2 als digitales Filter 7 mit verwendet wird.

Das Matched-Filter 2 weist folgende Übertragungsfunktion auf: hMF(z) = a0 + a1z + a2z2 + a3z3 +...

Das Matched-Filter 2 bei der in 6 dargestellten Ausführungsform des digitalen Schätzfilters 1 ist in ein erstes Matched-Filter 2-1 für die ungeraden Koeffizienten und ein zweites Matched-Filter 2-2 für die geraden Koeffizienten zerlegt.

Das Matched-Filter 2-1 für die ungeraden Koeffizienten weist die folgende Übertragungsfunktion auf: hMF ODD(z) = a1z + a3z3 +...

Das Matched Filter 2-2 für die geraden Koeffizienten weist die folgende Übertragungsfunktion auf: hMFeven(z) = a0 + a2z2 +

Die beiden Matched-Filter 2-1, 2-2 sind über Leitungen 14-1, 14-2 an Ausgänge 15-1, 15-2 einer getakteten Schalteinrichtung 16 angeschlossen. Die getaktete Schalteinrichtung 16 verteilt das anliegende digitale Signal an die beiden Schätzfilter 2-1, 2-2. Das Matched-Filter 2-1 ist über eine Leitung 17-1 mit einem Addierglied 18 verbunden. Das Matched-Filter 2-2 ist über eine Leitung 17-2 an ein Subtrahierglied 19 angeschlossen. Das Addierglied 18 ist ferner über eine Leitung 20 mit dem Ausgang des zweiten Matched-Filters 2-2 verbunden. Das Subtrahierglied 19 ist über eine Leitung 21 an den Ausgang des Matched-Filters 2-1 angeschlossen. Das Addierglied 18 addiert die beiden Ausgangssignale der beiden Matched-Filter 2-1, 2-2 und gibt das Summensignal über eine Leitung 22 zur weiteren Datenverarbeitung ab.

Das Subtrahierglied 19 subtrahiert von dem Ausgangssignal des Matched-Filters 2-2 für die geraden Filterkoeffizienten das Ausgangssignal, welches von dem zweiten Matched-Filter 2-1 für die ungeraden Filterkoeffizienten abgegeben wird und gibt das Differenzsignal über die Leitung 9 an das nachgeschaltete Dämpfungsfilter 10 ab.

Das durch die beiden Matched-Filter 2-1, 2-2 gebildete digitale Filter 7 weist als z-Transformierte die folgende Übertragungsfunktion auf. HPF(z) = MFeven(z) – MFodd(z)

Das in 6 dargestellte digitale Filter 1 ist sowohl als Advanced Frequency-Matched-Filter bzw. digitales Schätzfilter für eine Taktphasen- bzw. Trägerfrequenzschätzung einsetzbar als auch als herkömmliches Matched-Filter. Es stellt daher eine Kombination aus einem Matched-Filter und einem Frequency-Matched-Filter dar.

Bei der in 6 dargestellten Ausführungsform liegt die Eingangsfrequenz genau auf der doppelten Symbolrate. Die Addition der digitalen Ausgangssignale der Matched-Filter 2-1, 2-2 durch das Additionsglied 18 bildet ein Tiefpassfilter.

Die Differenz des Ausgangssignals des Matched-Filters 2-1 und des Ausgangssignal des Matched-Filters 2-2 wird an das nachgeschaltete Dämpfungsfilter 10 angelegt, welches vorzugsweise ein Hochpassfilter 13 enthält. Das Hochpassfilter 13 dient dazu sowohl Nachbarkanäle als auch die niedrigeren Signalanteile des Empfangssignals zu unterdrücken. Das Hochpassfilter 13 ist vorzugsweise auf der Datensymbolrate implementiert, so dass sein Signalspektrum symmetrisch bezüglich der halben Datensymbolfrequenz ist. Das digitale Filter 7 führt eine Verformung der Signalimpulse durch, so dass das resultierende Frequenzspektrum des digitale Filter und des Hochpassfilters 13 nicht mehr symmetrisch zu der halben Symbolfrequenz ist. Der Frequenzgang der AFMF(f) des erfindungsgemäßen digitalen Schätzfilters 1 entspricht der im Frequenzbereich um die Frequenz f(symb) gespiegelten Übertragungsfunktion des Matched-Filters 2. Durch die Spiegelung ist das Faltungsprodukt der beiden Übertragungsfunktionen des Sendefilters SF und des Advance-Frequency-Matched-Filters SF·AFMF symmetrisch zur Datensymbolfrequenz f(symb). Dies hat zur Folge, dass, wenn die Abtastfrequenz f(abtast) gleich der zweifachen Datensymbolfrequenz ist: fabtast = 2·fsymbol jeder zweite Koeffizient genau Null ist.

Die Faltung der Übertragungsfunktionen des Matched-Filters und des digitalen Filters 7 ergibt bei doppelter Symbolrate eine Impulsantwort, bei der jeder zweite Datenwert Null ist und somit im Symboltakt die Impulsantwort eine Folge von Nullen ist. Wird diese Impulsantwort mit dem Ausgangssignal des Matched-Filters im Empfänger multipliziert, erhält man das Ausgangssignal Null, d.h. es ist kein Eigenrauschen vorhanden. Unabhängig von den Filterkoeffizienten des Matched-Filters 2 und damit auch unabhängig von dem Roll-Off-Faktor rof des Matched-Filters 2 ist es mit dem erfindungsgemäßen digitalen Filters 7 möglich, das Eigenrauschen vollständig zu unterdrücken.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform weist die z-Transformierte des digitalen Hochpassfilters 13 bei der Symboltaktfrequenz die folgende Übertragungsfunktion

auf. Ein derartiges digitales Hochpassfilter 13 ist besonders einfach realisierbar.

Bei dem erfindungsgemäßen Filter 7 wird das Signalspektrum des Matched-Filters 2 invertiert, d.h. aus dem Frequenz-Durchlassbereich wird der Sperrbereich und aus dem Sperrbereich wird der Durchlassbereich. Dies wird bei der doppelten Symbolrate durch Invertieren jedes zweiten Filterkoeffizienten erreicht.

Die Filterordnung N des Hochpassfilters 13 hängt von der Grenzfrequenz des Matched-Filters 2 ab. Je näher die Grenzfrequenz fgrenz an der Symboltaktfrequenz fsymb liegt, desto höher ist die notwendige Filterordnung N. Das Hochpassfilter 13 unterdrückt Signalanteile im Frequenzbereich bis zu der unteren Grenzfrequenz fsymb·(1 – rof).

1
Digitales Schätzfilter
2
Schätzfilter
3
Signaleingang
4
Leitung
5
Verzweigungsknoten
6
Leitung
7
digitales Filter
8
Leitung
9
Leitung
10
Dämpfungsfilter
11
Abtasteinrichtung
12
Leitung
13
Hochpassfilter
14
Leitung
15
Leitung
16
Schalteinrichtung
17
Leitung
18
Summierglied
19
Subtrahierglied
20
Leitung
21
Leitung
22
Leitung
23
Leitung


Anspruch[de]
Empfänger, der ein von einem Sender mit Sendefilter über einen Übertragüngskanal übertragenes digitales Signal empfängt, zur Taktphasen und Trägerfrequenzschätzung des digitalen Empfangssignals dessen Daten mit einer Symboltaktfrequenz (fsymb) empfangen werden,

wobei der Empfänger zur Erhöhung des Signalrauschverhältnisses ein an den Sendegrundimpuls angepasstes Matched-Filter (2) aufweist, dessen Impulsantwort gleich dem zeitlich gespiegelten Sendegrundimpuls ist,

wobei ein digitales Filter (7) zu dem Matched-Filter (2) parallel verschaltet ist und

wobei das digitale Filter (7) einen Amplitudenfrequenzgang aufweist, der gegenüber dem Amplitudenfrequenzgang des Matched-Filters (2) an der Symboltaktfrequenz (fsymb) gespiegelt ist und

einen Phasenfrequenzgang aufweist, der gegenüber dem Phasenfrequenzgang des Matched-Filters (2) um 90° phasenverschoben ist.
Empfänger, der ein von einem Sender mit Sendefilter über einen Übertragungskanal übertragenes digitales Signal empfängt, zur Taktphasen- und Trägerfrequenzschätzung eines digitalen Empfangssignals dessen Daten mit einer Symboltaktfrequenz (fsymb) empfangen werden,

wobei der Empfänger zur Erhöhung des Signalrauschverhältnisses ein an den Sendegrundimpuls angepasstes Matched-Filter (2), dessen Impulsantwort gleich dem zeitlich gespiegelten Sendegrundimpuls ist, und ein dem Matched-Filter nachgeschaltetes Verzögerungsglied (22) aufweist,

wobei ein digitales Filter (7) zu dem Matched-Filter (2) seriell und zu dem Verzögerungsglied (22) parallel verschaltet ist und

wobei das digitale Filter (7) einen Amplitudenfrequenzgang aufweist, der gegenüber dem Faltungsprodukt der Übertragungsfunktionen des Sendefilters und des Matched-Filters (2) an der Symboltaktfrequenz (fsymb) gespiegelt ist und

eine Phasenfrequenzgang aufweist, der gegenüber dem Phasenfrequenzgang des Verzögerungsgliedes (22) 90° phasenverschoben ist.
Empfänger nach Anspruch 1 oder 2,

dadurch gekennzeichnet,

dass die Abtastfrequenz des digitalen Filters (7) ungleich der Symboltaktfrequenz (fsymb) ist,

wobei jeder N-te Abtastwert an einem Signalausgang des digitalen Filters (7) null ist.
Empfänger nach einem der vorangehenden Ansprüche 1–3,

dadurch gekennzeichnet,

dass das empfangene digitale Empfangssignal ein Nutzsignal für die Taktphasen- und/oder Trägerfrequenzschätzung in einem Nutzfrequenzband (&Dgr;f) enthält, dass zwischen einer unteren Grenzfrequenz (fGrenz unten) und einer oberen Grenzfrequenz (fgrenz oben) liegt,

wobei der Amplitudenfrequenzgang des Matched-Filters (2) in dem Nutzfrequenzband (&Dgr;f) abfällt.
Empfänger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass dem digitalen Filter (7) ein digitales Dämpfungsfilter (10) nachgeschaltet ist, das die Signalanteile außerhalb des Nutzfrequenzbandes (&Dgr;f) unterdrückt. Empfänger nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Phasengang des digitalen Filters (7) und des nachgeschalteten Dämpfungsfilters (10) eine Phasendrehung von 90° aufweist. Empfänger nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das nachgeschaltete digitale Dämpfungsfilter (10) ein digitales Hochpassfilter (13) enthält. Empfänger nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das digitale Matched-Filter (2) ein Wurzel-Kosinus-Filter mit einem bestimmten Roll-Off-Faktor (rof) ist. Empfänger nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass ein Flanken-Frequenzbereich des Wurzel-Kosinus-Matched-Filters (2) zwischen der unteren Grenzfrequenz fgrenz unten = (1 – rof)·fsymb und der oberen Grenzfrequenz fgrenz oben = (1 + rof)·fsymb des Nutzfrequenzbereichs liegt. Empfänger nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die z-Transformierte des digitalen Hochpassfilters (13) die folgende Übertragungsfunktion aufweist:
Empfänger nach einem der vorangehenden Ansprüche 1–10, dadurch gekennzeichnet, dass die z-Transformierte des digitalen Pulsformfilters (7) bei der Symboltaktfrequenz (fsymb) die folgende Übertragungsfunktion aufweist:
wobei MF(z) die Übertragungsfunktion des digitalen Matched-Filters (2) ist.
Empfänger nach einem der vorangehenden Ansprüche 1–10, dadurch gekennzeichnet, dass die z-Transformierte des digitalen Filters (7) bei der Symboltaktfrequenz (fsymb) die folgende Übertragungsfunktion aufweist:
wobei FMF(z) die Ableitung dMFdz der Übertragungsfunktion HF(z) des digitalen Matched-Filters (2) ist.
Empfänger nach einem der vorangehenden Ansprüche 1–10, dadurch gekennzeichnet, dass die z-Transformierte des digitalen Filters (7) bei der Symboltaktfrequenz fsymb die folgende Übertragungsfunktion aufweist: HPF(z) = RFeven(z) – RF(z)odd wobei RF(z) = MF(z)·MF(z)* wobei MF(z) die Übertragungsfunktion des digitalen Matched-Filters (2) ist. Empfänger nach einem der vorangehenden Ansprüche 1–10, dadurch gekennzeichnet, dass die z-Transformierte des digitalen Filters (7) bei der doppelten Symboltaktfrequenz (fsymb) die folgende Übertragungsfunktion aufweist: HPF(z) = MFeven(z) – MFodd(z) wobei MF(z) die Übertragungsfunktion des digitalen Matched-Filters (2) ist. Empfänger nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Empfänger ein QAM-Empfänger ist. Empfänger nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das verschaltete Matched-Filter (2) adaptiv aufgebaut ist.






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